KR100839317B1

KR100839317B1 - 고급 변조 및 코딩 모드의 무분별 식별

Info

Publication number: KR100839317B1
Application number: KR1020070013298A
Authority: KR
Inventors: 요셉 산토루; 구앙카이 조우; 어니스트 씨. 첸; 데니스 라이; 샤미크 마이트라
Original assignee: 더 디렉티브 그룹, 인크.
Priority date: 2006-02-08
Filing date: 2007-02-08
Publication date: 2008-06-17
Also published as: JP4537414B2; CA2577539A1; US20070206638A1; JP2007259422A; KR20070080845A; US7715786B2; CN101083500A; EP1835676A2; US20100157881A1; CA2577539C; US8023888B2; CN101083500B; EP1835676A3

Abstract

통신 시스템에서 송신되는 데이터 스트림을 획득 및 복조하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 본 발명에 따른 방법은, 데이터 스트림에서 물리적 계층 프레임(PLFrame)의 경계를 찾는 단계와, 데이터 스트림에 관련된 고유 워드(UW)의 처음 26개의 비트를 찾는 단계와, UW를 이용하여 스크램블링 코드를 찾는 단계와, 디코딩 프로시져를 이용하여 데이터 스트림 내의 소정의 신호에 사용된 변조 타입 및 코드 레이트를 결정하는 단계를 포함한다.

데이터 스트림, PLFrame, UW, 스크램블링 코드, 디코딩 프로시져

Description

고급 변조 및 코딩 모드의 무분별 식별{BLIND IDENTIFICATION OF ADVANCED MODULATION AND CODING MODES}

도 1은 관련 기술의 전형적인 위상 기반 방송 시스템을 도시하는 도면.

도 2는 오디오, 비디오 및 데이터 신호를 수신하고 디코드하는 수신국의 블록도.

도 3a 및 3b는 도 1~2의 시스템의 디지털 전송 설비에 채용된 예시적인 송신기 및 복조기의 도면.

도 4a 및 4b는 도 3의 시스템에 사용된 프레임 구조를 나타내는 도면, 및 본 발명의 실시예에 따라 프레임 헤더들을 서로 다른 고유 워드(UWs)로 스크램블링하기 위한 로직의 도면.

도 5는 본 발명의 다양한 실시예에 따라 동일 채널 간섭을 차단시키기 위한 스크램블러의 도면.

도 6은 본 발명의 단계들을 도시하는 흐름도.

〈도면의 주요부분에 대한 부호의 설명〉

102: 송신국

108: 수신국

304: 스크램블러

306: 변조기

308: 복조기

본 발명은 통신 시스템에 관한 것으로서, 구체적으로는 신호 간섭을 최소화하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

도 1은 관련 기술의 대표적인 위성 텔레비전 시스템을 나타낸다.

도 1은 통신 시스템, 구체적으로는 위성을 통해 오디오, 비디오 및 데이터 신호를 송수신하는 텔레비전 방송 시스템(100)을 나타낸다. 본 발명은 위성 기반 텔레비전 방송 시스템과 관련하여 설명되지만, 본 명세서에 설명되는 기술은 지상 무선 시스템, 케이블 기반 시스템 및 인터넷과 같은 다른 프로그램 콘텐츠 전달 방법에도 동일하게 적용될 수 있다. 더욱이, 본 발명은 주로 텔레비전 콘텐츠(즉, 오디오 및 비디오 콘텐츠)와 관련하여 설명되지만, 본 발명은 비디오 콘텐츠, 오디오 콘텐츠, 오디오 및 비디오 관련 콘텐츠(예를 들어, 텔레비전 시청자 채널), 또는 데이터 콘텐츠(예를 들어, 컴퓨터 데이터)를 포함하는 다양한 프로그램 콘텐츠 자료를 이용하여 실시될 수 있다.

텔레비전 방송 시스템(100)은 송신국(102), 업링크 디쉬(104), 적어도 하나의 위성(106), 및 수신국(108A-108C)(수신국(108)으로 총칭됨)을 포함한다. 송신국(102)은 아날로그 텔레비전 신호, 디지털 텔레비전 신호, 비디오 테이프 신호, 오리지날 프로그래밍 신호 및 HTML 콘텐츠를 포함하는 컴퓨터 생성 신호와 같은 다양한 신호를 수신하기 위한 복수의 입력(110)을 포함한다. 또한, 입력(110)은 하드 디스크 또는 다른 디지털 저장 매체를 구비한 디지털 비디오 서버로부터 신호를 수신한다. 송신국(102)은 신문 및 텔레비전 가이드에 포함된 텔레비전 스케쥴에서 발견되는 것과 같은 다양한 텔레비전 채널의 타이밍 및 콘텐츠에 대한 전자 스케쥴 정보를 제공하는 복수의 타이밍 입력(112)을 더 포함한다. 송신국(102)은 타이밍 입력(112)으로부터의 데이터를 프로그램 가이드 데이터로 변환한다. 프로그램 가이드 데이터는 송신국(102)의 사이트에 수동으로 입력될 수도 있다. 프로그램 가이드 데이터는 복수의 "객체"로 구성된다. 프로그램 가이드 데이터 객체는 사용자의 텔레비전 모니터 상에 궁극적으로 표시되는 전자 프로그램 가이드를 구성하기 위한 데이터를 포함한다.

송신국(102)은 입력(110) 및 타이밍 입력(112)에서 다양한 입력 신호를 수신하고 처리하며, 수신 신호들을 표준 형식으로 변환하고, 표준 신호들을 단일 출력 데이터 스트림(114)으로 결합하고, 출력 데이터 스트림(114)을 업링크 디쉬(104)로 계속 전송한다. 출력 데이터 스트림(114)은, MPEG-4 또는 다른 방법과 같은 다른 압축 방법들이 이용될 수 있지만, MPEG-2 인코딩을 이용하여 일반적으로 압축된 디지털 데이터 스트림이다.

출력 데이터 스트림(114) 내의 디지털 데이터는 복수의 패킷으로 분할되며, 각각의 패킷은 서비스 채널 식별(SCID) 번호로 표시된다. SCID는 수신국(108) 내의 수신기가 각각의 텔레비전 채널에 대응하는 패킷을 식별하는 데 이용될 수 있다. 출력 데이터 스트림(114)에는 에러 정정 데이터도 포함된다.

일반적으로 출력 데이터 스트림(114)은 송신국(102)에 의해 표준 주파수 및 편극 변조 기술을 이용하여 변조된 다중화 신호이다. 바람직하게, 출력 데이터 스트림(114)은 복수의 주파수 대역, 일반적으로는 16개의 주파수 대역을 포함하며, 각각의 주파수 대역은 좌편극 또는 우편극되어 있다. 대안으로, 수직 및 수평 편극이 이용될 수 있다.

업링크 디쉬(104)는 송신국(102)으로부터 출력 데이터 스트림(114)을 계속 수신하고, 수신 신호를 증폭하며, 신호(116)를 적어도 하나의 위성(106)으로 전송한다. 도 1에는 단일 업링크 디쉬(104) 및 3개의 위성(106)이 도시되어 있지만, 바람직하게는 다수의 업링크 디쉬(104) 및 보다 많은 수의 위성(106)을 이용하여 추가 대역폭을 제공하며, 수신국(108)으로의 계속적인 신호(114)의 전달의 보장을 돕는다.

위성(106)은 지구 정지 궤도에서 회전한다. 각각의 위성(106)은, 업링크 디쉬(104)에 의해 전송된 신호(116)를 수신하고, 수신 신호(116)를 증폭하고, 수신 신호(116)를 다른 주파수 대역으로 주파수 시프트시킨 후, 증폭되고 주파수 시프트된 신호(118)를, 수신국(108)이 위치하거나 미래에 언젠가 위치할 원하는 지구 상의 지리 영역으로 전송하는 복수의 트랜스폰더를 포함한다. 이어서, 수신국(108)은 위성(106)에 의해 전송된 신호(118)를 수신하여 처리한다.

일반적으로 각각의 위성(106)은 오디오, 비디오 또는 데이터 신호, 또는 임의의 조합일 수 있는 프로그래밍의 방송을 위해 다양한 사용자에게 허가된 32개의 상이한 주파수로 신호(118)를 방송한다. 일반적으로 이들 신호는 쿠 주파수 대역(Ku-band of frequencies), 즉 11-18 GHz에 위치하지만, 카 주파수 대역(Ka-band of frequencies), 즉 18-40 GHz로, 보다 일반적으로는 20-30 GHz 범위로, 또는 다른 주파수 대역으로 방송될 수 있다.

도 2는 오디오, 비디오 및 데이터 신호를 수신하고 디코딩하는 수신국들(108) 중 하나의 블록도이다. 일반적으로, 수신국(108)은 위성 방송 텔레비전 신호(118)의 수신을 위해 가정 또는 다가구 유닛에 통상적으로 위치하는 통합 수신기 디코더(IRD)라고도 알려진 "셋톱 박스"이다. 수신국(108)은 훗날의 재생을 위해 신호를 기록할 수 있는 개인용 비디오 레코더(PVR)일 수도 있다.

수신기 디쉬(200)는, 통상적으로 가정 또는 다가구 유닛에 장착된 보다 작은 디쉬 안테나인 옥외 유닛(ODU)일 수 있다. 그러나, 수신기 디쉬(200)는 필요에 따라 보다 큰 지상 장착 안테나 디쉬일 수도 있다.

일반적으로, 수신기 디쉬는 반사기 디쉬 및 피드호른 어셈블리를 이용하여, 다운링크 신호(118)를 수신하고 이를 유선 또는 동축 케이블을 통해 수신국(108)으로 지향시킨다. 각각의 수신국은, 수신기 디쉬(200)가 멀티스위치를 통해 다운링크 신호(118)를 수신국(108)으로 선택적으로 지향시키고, 수신국(108)이 신호들(118) 중 어느 신호가 요구되는지를 결정하는 것을 허용하는 전용 케이블을 구비한다.

일반적으로, 수신국(108)은 수신기 디쉬(200), 교체 콘텐츠 소스(202), 수신기(204), 모니터(206), 기록 장치(208), 리모콘(210) 및 액세스 카드(212)를 포함 한다. 수신기(204)는 튜너(214)/복조기/순방향 에러 정정(FEC) 디코더(216), 디지털/아날로그(D/A) 컨버터(218), CPU(220), 클럭(222), 메모리(224), 논리 회로(226), 인터페이스(228), 적외선(IR) 수신기(230) 및 액세스 카드 인터페이스(232)를 포함한다. 수신기 디쉬(200)는 위성(106)에 의해 전송된 신호(118)를 수신하고, 신호(118)를 증폭하고, 신호(118)를 튜너(214)로 전달한다. 튜너(214) 및 복조기/FEC 디코더(216)는 CPU(220)의 제어하에 동작한다.

CPU(220)는 CPU(220)내의 보조 메모리 또는 메모리(224)에 저장된 구동 시스템의 제어하에서 동작한다. CPU(220)에 의해 수행된 기능들은 메모리(224)에 저장된 하나 이상의 제어 프로그램 또는 어플리케이션에 의해 제어된다. 구동 시스템 및 어플리케이션들은 CPU(220)에 의해 판독 및 실행될 때, 메모리(224)에 저장된 데이터를 액세스 및 조정함으로써 수신기(40)가 본 발명을 이용하고 또는 수행하는데 필요한 단계 및 기능들을 수행할 수 있게 하는 명령들로 이루어져 있다. 이러한 어플리케이션을 수행하는 명령들은 메모리(224) 또는 액세스 카드(212)와 같은 컴퓨터-판독가능 매체에서 명확하게 실행된다. CPU(220)는 또한 메모리(224)에 저장될 커맨드 또는 명령을 수용하기 위해 수신 디쉬(200) 또는 인터페이스(228)를 통해 다른 디바이스들과 통신할 수도 있으며, 이로써 본 발명에 다른 제조 물품 또는 컴퓨터 프로그램 제품을 제조한다. 이와 같이, 본 명세서에 사용되는 용어 "제조 물품" "프로그램 저장 디바이스" 및 "컴퓨터 프로그램 제품"은 임의의 컴퓨터 판독가능 디바이스 또는 매체로부터 CPU(220)에의해 액세스 가능한 어플리케이션을 포함하도록 되어 있다.

메모리(224) 및 액세스 카드(212)는 채널 수신기(204)의 리스트가 수신기(204)가 사용되는 영역에 대한 zip 코드 및 영역 코드; 수신기(204)의 모델명 또는 번호; 수신기(204)의 시리얼 번호; 액세스 카드(212)의 시리얼 번호; 수신기(204)의 소유권자의 성명, 주소 및 전화번호; 및 수신기(204)의 제조자의 성명에 대한 디스플레이를 처리 및 생성하도록 되어 있는 것과 같이, 수신기(204)의 다양한 파라미터를 저장한다.

액세스 카드(212)는 수신기(204)로부터 제거 가능하다(도 2에 나타난 바와 같이). 수신기(204)에 삽입될 때, 액세스 카드(212)는 액세스 카드 인터페이스(232)에 결합되어, 고객 서비스 센터(미도시됨)에 인터페이스(228)를 통해 통신한다. 액세스 카드(212)는 사용자의 특정 계좌 정보에 기초하여 고객 서비스 센서로부터 액세스 인증 정보를 수신한다. 또한, 액세스 카드(212) 및 고객 서비스 센서는 서비스의 빌링 및 주문에 관해 통신한다.

클럭(222)은 CPU(220)에 현재의 로컬 시간을 제공한다. 인터페이스(228)는 수신국(108)측에서 전화 잭(234)에 결합되는 것이 바람직하다. 인터페이스(228)는 수신기(204)가 전화 잭(234)을 통해 도 1에 나타난 송신국(102)와 통신할 수 있게 한다. 인터페이스(228)는 또한 인터넷과 같은 네트워크에 및 이로부터 데이터를 송신하는데 사용될 수도 있다.

수신 디쉬(200)로부터 튜너(214)로 송신된 신호들은 복수의 변조된 무선 주파수(RF) 신호들이다. 원하는 RF 신호는 튜너(214)에 의해 베이스밴드에 하향변환되고, 또한 동상(in-phase) 및 직교위상(I 및 Q) 신호를 생성한다. 이들 2개의 신 호들은 복조기/FEC ASIC(216)에 패스된다. 다음으로, 복조기(216) ASIC은 I 및 Q 신호를 복조하고, FEC 디코더는 각각의 전송된 심볼을 올바르게 식별한다. QPSK 또는 8PSK에 대한 수신된 심볼들은 각기 2개 또는 3개의 데이터 비트들을 전송한다. 정정된 심볼들은 데이터 비트들로 변환되어, 차례로 페이로드 데이터 바이트에 어셈블되고, 궁극적으로는 데이터 패킷들로 어셈블된다. 데이터 패킷들은 130 데이터 바이트 또는 188 바이트(187 데이터 바이트와 1 싱크 바이트)를 전송할 수도 있다.

수신 디쉬(200)에 의해 수신된 디지털 위성 신호에 부가하여, 텔레비젼의 다른 소스들도 사용되는 것이 바람직하다. 예를 들면, 교체 콘텐트 소스(202)는 추가적인 텔레비젼 콘텐츠를 모니터(206)에 제공한다. 교체 콘텐트 소스(202)는 튜너(214)에 결합된다. 교체 콘텐트 소스(202)는 NTSC(National Television Standards Committee) 신호인 공중파 신호를 수신하기 위한 안테나, ATSC(American Television Standards Committee) 신호를 수신하기 위한 케이블, 또는 다른 콘텐트 소스일 수 있다. 유일한 하나의 교체 콘텐트 소스(202)가 도시되어 있지만, 다수의 소스들이 사용될 수 있다.

처음에, 데이터가 수신기(204)에 입력되는 것과 같이, CPU(220)는 부트 객체로서 본 산업에서 공통적으로 참조되는 초기 데이터를 찾는다. 부트 객체는 모든 다른 프로그램 가이드 객체가 발견될 수 있는 SCID를 식별한다. 부트 객체는 동일한 SCID와 함께 항상 전송되기에, CPU(220)는 그 SCID가 표시된 패킷을 찾아야만 한다는 것을 안다. 부트 객체로부터의 정보는 프로그램 가이드 데이터의 패킷들을 식별하여 이들을 메모리(224)에 루트시키는 CPU(220)에 의해 사용된다.

원격 제어(210)는 수신기(204)내의 적외선 수신기(230)에 의해 수신되는 적외선(IR) 신호(236)를 방사한다. 다른 타입의 데이터 엔트리 디바이스들은 UHF(ultra-high frequency) 원격 제어, 수신기(204)상의 키패드, 원격 키보드 및 원격 마우스에 의해 대안적으로 사용될 수도 있지만, 이에 국한되지 않는다. 사용자가 원격 제어(210)상의 "가이드" 버튼을 누름으로써 프로그램 가이드의 디스플레이를 요구할 때, 가이드 요구 신호는 IR 수신기(230)에 의해 수신되고 로직 회로(226)에 전송된다. 로직 회로(226)는 CPU(220)에 가이드 요구를 알린다. 가이드 요구에 응답하여, CPU(220)는 메모리(224)가 D/A 컨버터(218)에 프로그램 가이드 디지털 이미지를 전송하게 한다. D/A 컨버터(218)는 프로그램 가이드 디지털 이미지를 표준 아날로그 텔레비젼 신호로 변환하고나서, 모니터(206)에 전송된다. 다음으로, 모니터(206)는 TV 비디오 및 오디오 신호들을 표시한다. 모니터(206)는 대안적으로 디지털 텔레비젼일 수도 있으며, 이 경우 수신기(204)에서 어떠한 디지털/아날로그 변환도 필요치 않다.

사용자들은 원격 제어(210)를 이용하여 전자 프로그램 가이드와 상호작용한다. 사용자 상호작용의 예로는 부가적인 가이드 정보를 요구하거나 특정 채널을 선택하는 것을 포함한다. 사용자가 원격 제어(210)를 이용하여 채널을 선택할 때, IR 수신기(230)는 사용자의 선택을 로직 회로(226)에 릴레이(relay)하고나서, CPU(220)에 의해 액세스되는 메모리(224)에 그 선택을 패스시킨다. CPU(220)는 FEC 디코더(216)로부터 수신된 오디오, 비디오 및 다른 패킷들에 대한 MPEG2/MPEG4 디코딩 단계를 수행하고 선택된 채널에 대한 오디오 및 비디오 신호들을 D/A 컨버터(218)로 출력한다. D/A 컨버터(218)는 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환하고 이 아날로그 신호를 모니터(206)에 출력한다.

텔레비젼 방송 시스템(100)에 나타나 있는 일례로서의 이러한 통신 시스템(100)은 디지털 기술에 의해 이루어질 수 있는 고품질 전송을 위한 요구를 포함한다. 패킷들 및 다른 데이터가 업링크 디쉬(104)에서 수신기(108)로 전송되는 것과 같이, 다른 수신국(108)용 패킷내의 심볼 및 비트들은 통상적으로 동일 주파수상에서 위성(16)으로부터 수신기(108)에 통상적으로 하향 전송되며, 이는 전송 주파수가 위성(180)의 제한에 의해 제어되기 때문이며, 활용가능한 전송 주파수는 주파수 스펙트럼내의 특정 주파수에서 전송용 정부 허가에 의해 제어된다.

더욱이, 데이터 프레임들은 각각의 다른 데이터 프레임을 간섭할 수 있는 방식으로 코딩되고, 수신기(108)는 모니터(206)상에 원하는 신호를 디코딩하여 제공할 수 없다. 이러한 간섭은 하나의 데이터 채널이 다른 데이터 채널의 수신 및 복조를 간섭하는 "동일 채널(co-channel)"이라 불린다. 실제 응용에 있어서, 동일 채널 간섭은, 다른 시스템 오퍼레이터들의 송신, 인접하는 궤도 슬롯에서 동작하는 위성(106), 또는 스폿 빔 위성 방송 시스템(100)에서의 다른 스폿 송신 빔으로부터 발생할 수도 있다.

통신 시스템(100)이 더 많은 데이터, 즉, 모니터(26)상에서 볼 수 있는 위성 방송 시스템상의 더 많은 프로그래밍 채널들을 송신함에 따라, 데이터 송신 간에 간섭 확률이 증가하고, 이에 따라 신호 수신 품질에 부정적 영향을 끼칠 수 있다.

이용가능한 스펙트럼을 최적 활용하고 많은 수의 상이한 프로그래밍 채널들을 최소한의 간섭으로 전달하고자, 복수의 RF 송신을 상이한 코드들로 스크램블링한다. 그러나, 이 코드들을 알지 못하는 경우, 수신기(108)는 신호들(118) 중 어떤 신호를 디코딩해야하는지를 판정할 수 없으며, 이에 따라서, 수신기(108)는 신호들(118)을 적절히 처리할 수 없다.

따라서, 당해 기술에서 방송 시스템에서의 디코딩 및 디스플레이를 위한 기존의 지식이 없더라도 스크램블링 코드들을 적절히 식별할 수 있는 필요성이 존재한다는 것을 알 수 있다.

발명의 개요

종래 기술에서의 제한 사항들을 최소화하고자, 그리고 본 명세서를 읽고 이해함으로써 명백해지는 다른 제한 사항들을 최소화하고자, 본 발명은 통신 시스템에서 송신된 데이터 스트림을 획득 및 복조하는 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명에 따른 방법은, 데이터 스트림에서 물리층 프레임(PLFrame)의 경계를 찾는 단계와, 데이터 스트림과 관련된 고유 워드(UW)의 첫번째 26개의 비트를 찾는 단계와, UW를 활용하여 스크램블링 코드를 찾는 단계와, 디코딩 프로시져를 이용하여 데이터 스트림 내에서 필요로 하는 신호들용으로 사용되는 코드 레이트 및 변조 타입을 결정하는 단계를 포함한다.

이러한 방법은, 선택 사항으로서, 위성으로부터의 다운링크 신호인 데이터 스트림을 더 포함하고, 스크램블링 코드는 데이터 스트림의 페이로드 부분을 스크램블링하는데 사용되는 골드 코드(Gold code)를 더 포함하며, PLFrame의 경계를 찾는 단계는 PLFrame의 대강의(coarse) 경계를 찾는 단계를 더 포함하고, PLFrame의 경계를 찾는 단계는 PLFrame의 프레임 시작(SOF)을 찾는 단계를 더 포함하며, SOF를 찾는 단계는 PLHeader의 제1 심볼과 PLHeader의 최종 심볼의 공액 곱(conjugate product)을 정규화하는 단계를 포함하고, UW의 첫번째 26개의 비트를 찾는 단계는 제1 심볼이 기지의 위상을 갖도록 SOF 뒤에 데이터 스트림의 첫번째 26개 심볼들을 정규화하는 단계를 포함하며, 스크램블링 코드를 찾는 단계는 UW와 관련된 스크램블링 코드를 검색(look up)하는 단계를 포함한다.

본 발명에 따른 장치는, 통신 시스템에서 송신된 데이터 스트림을 획득하고 복조하며, 데이터 스트림에서 물리층 프레임의 경계를 찾고 이 데이터 스트림과 관련된 고유 워드의 첫번째 26개의 비트를 찾는 복조기와, 복조기에 결합되며 고유 워드를 활용하여 스크램블링 코드를 찾는 디스크램블러와, 디스크램블러에 결합되며 데이터 스트림 내에서 필요로 하는 신호들용으로 사용되는 코드 레이트와 변조 타입을 결정하고 데이터 스트림을 디코딩하는 디코더를 포함한다.

이러한 장치는, 선택 사항으로서, 위성으로부터 다운링크 신호인 데이터 스트림을 더 포함하고, 스크램블링 코드는 데이터 스트림의 페이로드 부분을 스크램블하는데 사용되는 골드 코드를 더 포함하며, 물리층 프레임의 경계를 찾는 것은 물리층 프레임의 대강의 경계를 찾는 단계를 더 포함하고, 물리층 프레임의 경계를 찾는 단계는 물리층 프레임의 프레임 시작(SOF)을 찾는 단계를 더 포함하며, SOF를 찾는 단계는 물리층 프레임의 제1 심볼과 물리층 프레임의 최종 심볼의 공액 곱을 정규화하는 단계를 포함하고, 고유 워드의 첫번째 26개의 비트를 찾는 단계는 제1 심볼이 기지의 위상을 갖도록 SOF 뒤에 데이터 스트림의 첫번째 26개의 심볼들을 정규화하는 단계를 포함하며, 스크램블링 코드를 찾는 단계는 고유 워드와 관련된 스크램블링 코드를 검색하는 단계를 포함한다.

본 발명의 실시예에 따른 다른 시스템은, 데이터 스트림을 송수신하며, 송신기와 수신기를 포함하고, 송신기는 인코더와 - 이 인코더는 물리층 헤더와 페이로드 부분을 포함하는 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 발생하고 데이터 스트림을 허용함 -, 인코더에 결합되며 스크램블링된 버전의 데이터 스트림을 생성하고 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 허용하는 스크램블러와, 인코더에 결합되며 스크램블링된 버전의 데이터 스트림을 반송파 상으로 변조하는 변조기를 포함하고, 수신기는, 스크램블링된 버전의 데이터 스트림에서 물리층 프레임의 경계를 찾고 스크램블링된 버전의 데이터 스트림과 관련된 고유 워드의 첫번째 26개의 비트를 찾는 복조기와, 복조기에 결합되며 스크램블링 코드를 스크램블링된 버전의 데이터 스트림에 적용하여 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 재생성하는 디스크램블러와, 디스크램블러에 결합되며 데이터 스트림 내에서 필요로 하는 신호들을 추출하는 코드 레이트 및 변조 타입을 이용하여 데이터 스트림의 인코딩된 버전을 디코딩하는 디코더를 더 포함한다.

이러한 시스템은, 선택 사항으로서, 데이터 스트림의 인코딩 버전의 페이로드 부분만을 스크램블링하는, 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 스크램블링하는 것 을 더 포함하며, 이 데이터 스트림은 위성으로부터의 다운링크 신호이고, 스크램블링 코드는 데이터 스트림의 페이로드 부분을 스크램블링하는데 사용되는 골드 코드를 더 포함한다.

본 발명의 또 다른 양태, 특징, 이점은 상술한 시스템 및 방법에 내재되어 있거나 다음에 따르는 상세한 설명과 첨부 도면으로부터 명백해질 것이다. 이 상세한 설명과 첨부 도면은 단지 본 발명의 구현예들 및 특정 실시예들을 예시할 뿐이지만, 본 발명의 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고서 본 발명을 다른 상이한 실시예들에 적용할 수도 있으며, 그 세부 사항들을 다양하게 수정할 수 있다. 이에 따라, 상세한 설명과 첨부 도면은 사실상 예시적으로 간주되며 본 발명을 제한하는 것으로 간주되지 않는다.

〈바람직한 실시예의 상세한 설명〉

이하의 설명에서는 첨부된 도면에 참조 부호가 병기되어 있으며 이것은 본 발명의 수 개의 실시예를 설명하기 위함이다. 본 발명의 범주를 벗어나지 않는 범위에서 다른 실시예들이 이용될 수도 있고 구조적인 변형이 이루어질 수도 있음을 주지하기 바란다.

개요

본 발명에서, 디지털 데이터는 신호(114), 위성(106), 및 신호(118)를 통해 송신국(102)으로부터 전송된다. 디지털 데이터는 물리층 헤더 또는 PL 헤더라고 하는 데이터 프레임의 헤더부, 페이로드 데이터, 및 수신국(108)에서의 열화에 주로 부정적인 영향을 주는 위상 잡음을 완화시키기 위해 수신국(108)에 의해 이용되 고 선택적으로 추가삽입된 심볼인 파일롯 심볼이라고 하는 3개의 주요 구성요건을 포함한다. PL 헤더를 사용함으로써, 복조기/FEC-디코더(216)는 매 데이터 프레임의 시작에서 정정 위상 및 주파수를 신속하게 습득할 수 있다. 8PSK 및 QPSK 전송 모드에 대해서, 파일롯 심볼들은 위상 노이즈의 신호들을 좀 더 정확하게 추적할 필요가 있다. 그러나, 어떤 경우들에서, 원하는 신호에 대한 PL 헤더 및 간섭하는 동일 주파수 신호를 때맞춰 한다면, 간섭이 상당이 커져 복조기/FEC-디코더(216)는 원하는 신호와 연관된 반송파 주파수의 위상을 정확하게 결정할 수 없게 된다. 이것은 복조기(216)가 원하는 신호에 대해 위상 동기를 유지하려하기 때문에, 원치 않는 신호가 동일한 헤더 심볼 또는 파일롯 심볼을 나타내고, 원치않는 신호의 존재로 인해 복조기(216)가 불안정해질 수 있고 이에 따라 원하는 신호의 위상을 추적할 수 없게 된다. 복조기(216)에서의 이러한 불안정은 복조기(216)가 원하는 신호를 '풀 오프(pull off)'하는 것으로 알려져 있다. 복조기(216)가 QPSK 통신을 위한 최적의 컨스텔레이션 포인트로부터 45도 정도 당겨진다면, 복조기는 심볼들을 정확하게 식별하지 못할 것이다. 만일 이것이 신속하게 수정되지 않는다면 데이터 에러로 발생하여 동기의 상실로서 확인될 것이다. 이는, 마이크로프로세서(220)로 하여금 복조기(216)에게 신호를 재획득하도록 강요할 것이고, 원하는 신호가 재획득될 때까지 데이터의 손실이라는 순서로 이어질 것이다. 그러한 데이터의 손실은 모니터(206) 상에 부정확한 데이터를 주고, 뷰어에 의해 보여지면 모니터(206) 상의 서비스 인터럽션이 가능해질 수 있다. 주어진 모니터(206) 상에서 모션 및 다이얼로그를 갖는 원하는 텔레비젼 채널을 보는 것보다, 동일 채널 간섭이 뷰어가 어두운 스크린으로 희미해진 모니터를 보거나, 왜곡된 영상을 보거나, 혹은 왜곡된 오디오를 듣게 유발할 것이다.

본 발명은 다운링크 신호(118)의 초기 획득의 문제와 관련된다. 복조기(216)가 LDPC(Low-Density-Parity-Check) 및 BCH 코드를 이용하는 새로운 DVB2 스펙을 기초로하는 변조 및 FEC(Forward-Error-Correction) 시스템을 이용하여 인코드된 다운링크 신호(118)를 디코드하기 위한 적당한 정보를 갖지 않는다면, 복조기(216)는 신호(118)를 복조 및 디코드할 수 없을 것이다.

비록 종래의 출원들은 -14dBc 정도로 매우 낮은 레벨에서 존재하는 공통 주파수 간섭에 관한 것으로, 이러한 공통 주파수 간섭은 FEC 디코더가 맑은 하늘 조건에서도 간헐적으로 데이터 손실을 겪게 유발한다. 이 문제를 해결하기 위해, 종래의 특허 출원들은 임의의 두개의 DVBS2 송신들이 충분히 다르도록 보장하는 스크램블링 기술을 참조한다. 데이터 프레임은 세부분으로 이루어지는데, 물리층 헤더(PLHeader), 페이로드 부분, 및 파일롯 심볼들이 그것이다. 이 종래의 출원들은 PLHeader(고유 워드로 불림)용 하나의 스크램블링 코드와, 페이로드 부분, 및 파일롯 섹션들(골드 코드)용 또 다른 코드를 이용하는 스크램블링 프로세스를 설명한다. 현재, 약 1000쌍의 고유 워드와 골드 코드가 있는데, 한쌍의 코드들이 각각의 다운링크 전송(118)에 이용된다.

그러나, 어떠한 종래의 발명들도 신호(118)의 부적당한 획득에 관한 것은 없다. IRD(108) 내의 복조기/FEC(216) ASICs은 고유 워드와 골드 코드들을 포함하여, DVBS2 전송을 디코드하기 위한 특정 정보를 갖고 있어야 한다. 어떠한 이유에 서든, 고유 워드나 골드 코드가 이용가능하지 않거나 부정확하다면, 신호(118)는 디코드될 수 없다.

본 발명은 스크램블된 DVBS2 전송의 무분별 획득(blind acquisition)을 위한 방법, 장치, 및 제품을 제공한다. 본 발명은 (1) 이용될 수 있는 가능한 고유 워드와 골드 코드들의 사전 지식과, (2) 중심 주파수와, (3) 전송의 심볼 레이트만을 이용하여 고유 워드와 골드 코드를 결정할 수 있는 방법을 제공한다. 컴퓨터 시뮬레이션은 본 명세서에 설명된 프로시져가, 신호가 디코드되지 않을 현재의 상황에 비해, 새로운 복조기/FEC 디코딩 ASIC으로 고유 워드 및 골드 코드를 1초 미만 내에 식별하기 위해 이용될 수 있음을 나타낸다.

스크램블링 코드의 무분별 획득이 없이는, IRD 수신기는 정확한 스크램블링 코드를 가져야 하며, 그렇지 않으면 신호가 디코드될 수 없다. 본 발명은 사용자의 부정확한 스크램블링 코드 혹은 스크램블링 코드의 상실에 기인한 획득 실패를 회피하기 위한 계산적으로 효율적인 방법을 제공한다.

시스템 개요

방송 응용에서, 계속 모드 수신기들(108)이 널리 이용된다. 낮은 SNR(Signal-to-Noise) 환경에서도 잘 수행되는 스크램블링 및 에러 정정 코드들은 동기화(예를 들면, 반송파 위상 및 반송파 주파수)에 대하여 이 수신기들(108)과 문제가 있다. 물리층 헤더 및/또는 파일롯 심볼들은 그러한 동기화용으로 이용될 수 있다. 따라서, 시스템 성능에 대한 중요한 고려는 물리층 헤더 및/또는 파일롯 심볼들에 대한 동일 채널 간섭에 대한 고려이다. 물리층 헤더 및/또는 파일롯들은 반송파 위상 및 반송파 주파수를 획득 및/또는 추적하기 위해 이용되기 때문에, 그러한 간섭은 수신기 성능을 저하시킬 수 있다.

많은 디지털 방송 시스템들(100)은 그들의 동기화 처리들을 위한 프레임 구조 내의 정상적인 오버헤드 비트들의 이용 외에 추가적인 트레이닝 심볼들의 이용을 필요로 한다. 오버헤드의 증가는 SNR(Signal-to-Noise)이 필요한 레벨에 비해 낮고, 그리고/또는 위상 노이즈가 높은 때에 특히 필요하게 되는데, 그러한 환경은 높은 성능 코드들이 높은 차수의 변조와 연결되어 이용될 때 일반적인 것이다. 전통적으로, 계속 모드 수신기들은 반송파 주파수 및 위상을 획득하고 추적하기 위해 피드백 제어 루프를 이용한다. 순수하게 피드백 제어 루프에 기초하는 그러한 방식들은 강한 무선 주파수(RF) 위상 노이즈 및 열 노이즈의 경향이 있는데, 이들은 전체 수신기 성능에 대해 높은 사이클 슬립 레이트와 에러 플로워(high cycle slip rate and error floor)를 유발한다. 따라서, 이 방식들은 제한된 획득 범위 및 긴 획득 시간 이외에도, 특정한 성능 목표를 위한 트레이닝 심볼들에 대한 증가된 오버헤드에 의해 부담스럽다. 또한, 이 종래의 동기화 기술들은 특정 변조 스킴에 의존함에 따라, 변조 스킴들의 이용에 있어서의 유연성을 방해한다.

시스템(100)에서, 수신기들(108)은 일반적으로 방송 데이터 프레임 구조들(도 4a에 도시됨) 내에 매립되어 있는 전제부, 헤더, 및/또는 고유 스크램블링 코드 혹은 고유 워드들(UW)을 검사함에 의해 반송파 동기화를 달성함으로써, 트레이닝 목적으로 특별히 지정되는 추가적인 오버헤드의 이용을 감소시킨다.

그러한 이산적인 통신 시스템(100)에서, 전송 설비(102)는 미디어 콘텐트(예 를 들면, 오디오, 비디오, 텍스트 정보, 데이터 등)를 나타내는 가능한 메시지의 이산적인 세트를 생성하는데, 가능한 메시지들 각각은 대응하는 신호 파형을 갖는다. 이 신호 파형은 통신 채널(116, 118)에 의해 감쇄되거나 그렇지 않으면 변경된다. 방송 채널(116, 118)에서의 노이즈에 대항하기 위해, 전송 설비(102)는 LDPC(Low Density Parity Check) 코드들과 같은 순방향 에러 정정 코드(Forward-Error-Correction Codes: FEC), 혹은 다른 FEC 코드들의 연결을 이용한다.

전송 설비(102)에 의해 생성되는 LDPC 혹은 다른 FEC 코드 또는 코드들은 어떠한 성능 손실도 야기하지 않고 고속의 구현을 용이하게 한다. 전송 설비(102)로부터 출력된 이와 같은 구조의 LDPC 코드들은 변조 스킴(예를 들면, 8PSK)의 때문에 채널 에러들에 이미 취약한 비트 노드들에 소수의 체크 노드들을 할당하는 것을 피한다. 그러한 LDPC 코드들은 병렬화 가능한 디코딩 처리(터보 코드와 달리)를 갖는데, 이것은 가산, 비교 및 테이블 검색과 같은 간단한 연산들을 유리하게 수반한다. 또한, 주의 깊게 설계된 LDPC 코드들은 얕은 에러 플로워를 나타내지 않는데, 예를 들어 신호-대-노이즈(SNR) 비율이 증가하더라도 에러들의 감소가 없다. 에러 플로워가 존재한다면, 그러한 에러 플로워를 상당히 억제하기 위해, 다른 코드, 예를 들면 Bose/Chaudhuri/Hocquenghem(BCH) 코드 혹은 다른 코드들을 이용할 수 있을 것이다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 전송 설비(102)는 하기에서 도 2와 관련하여 설명되는 비교적 간단한 인코딩 기술을 이용하여, 동일 채널 간섭에 대항할 수 있는 능력에 기초하여 생성되는 스크램블링 코드들을 생성한다.

송신기 기능

도 3a는 도 1의 시스템(100)의 디지털 송신 설비에 사용되는 예시적인 송신기에 대한 다이어그램이다. 송신 설비(102) 내의 송신기(300)는 정보 소스(110)로부터 입력을 수신하여 수신기(108)에서 에러 정정을 처리하는 데 적합한 높은 리던던시의 코드화된 스트림을 출력하는 LDPC/BCH 인코더(302)를 구비한다. 정보 소스(110)는 입력 X로부터 신호 k를 생성한다. LDPC 코드는 패리티 검사 행렬로 상술된다. LDPC 코드를 인코딩하는 데에는, 일반적으로 생성자 행렬을 상술하는 것을 필요로 한다. BCH 코드는 시스템(100)의 에러 플로워(error floor)를 줄이도록 포함되어, 에러 정정 수행 성능을 개선시킨다.

인코더(302)는 패리티 검사 행렬에 구조를 적용시킴으로써 패리티 검사 행렬만을 이용하는 간단한 인코딩 기술을 이용하여 스크램블러(304) 및 변조기(306)에 대해 신호 Y를 생성한다. 상세히 기술하자면, 패리티 검사 행렬에 대해 이 행렬의 소정 부분을 삼각형이 되도록 한정시키는 제한을 행한다. 이러한 제한에 의해, 결과적으로 성능 손실을 무시할 수 있는 높은 계산 효율이 얻어지므로, 매력적인 트레이드-오프를 구성하게 된다.

스크램블러(304)는 본 발명에 따라 FEC 인코드된 심볼들을 스크램블링하여 동일 채널 간섭을 최소화시키며, 이에 대해서는 이하에서 상세히 기술하기로 한다.

변조기(306)는 스크램블러(304)로부터 출력된 스크램블된 메시지를 송신 안테나(104)에 송신되는 신호 파형들로 매핑하며, 송신 안테나(104)는 이들 파형을 통신 채널(116)을 통해 방사한다. 송신 안테나(104)로부터 전달된 것들은 후술되 는 바와 같이 복조기에 전파된다. 위성 통신 시스템의 경우, 송신 안테나(104)로부터 전달된 신호들은 도 1에 도시된 수신기(108)에 위성을 통해 중계된다.

복조기

도 3b는 도 2의 시스템의 예시적인 복조기/FEC 디코더(216)에 대한 다이어그램이다. 복조기/FEC 디코더(216)는 복조기(308), 반송파 동기화 모듈/디스크램블러(310), 및 LDPC/BCH 디코더(312)를 포함하며, 안테나(200)를 통해 송신기(300)로부터의 신호 수신을 지원한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 복조기(308)는 안테나(200)로부터 수신된 LDPC 인코드된 신호에 대한 필터링 및 심볼 타이밍 동기화를 제공하고, 반송파 동기화 모듈(310)은 복조기(308)로부터 출력된 신호에 대한 프레임 동기화, 주파수 및 위상 획득, 및 추적 및 디스크램블링을 제공한다. 복조 후에, 신호들은 LDPC 디코더(312)로 전달되고, 이 디코더(312)는 메시지 X'를 생성하여 초기의 원시 메시지를 재구성하려고 시도한다.

수신 측에 관련하여, 원하는 반송파와 간섭하는 반송파 모두 동일한 변조 및 코딩 구성(또는 방식)을 사용하는 경우, 프레임 헤더(도 4A에 도시됨)가 때 맞추어 정렬될 때 그 상대 주파수 오프셋은 작기 때문에, 간섭이 복조기에 대한 위상 추정 시에 상당한 에러를 유발시킬 수 있다. 그 결과, 복조기는 신호와 간섭 프레임이 때 맞추어 정렬될 때, 주기적으로 에러를 발생시킬 수 있다. 이런 상태는 해당 신호들의 주파수와 심볼 클럭이 충분히 근접해 있을 경우에 발생하지만, 이들은 서로에 대해 드리프트될 수 있다.

프레임 구조

도 4a는 본 발명의 시스템에 사용되는 예시적인 프레임 구조에 대한 다이어그램이다. 일례로서, 도시된 LDPC 코딩된 프레임(400)은, 예를 들어, 위성 방송 및 대화형 서비스를 지원할 수 있다. 프레임(400)은 물리적 계층 헤더(401)("PL 헤더"로 표기됨)를 포함하며, 하나의 슬롯뿐 아니라, 데이터 및 다른 페이로드용 기타 슬롯(403)을 차지한다. 또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 프레임(400)은 반송파 위상 및 주파수의 동기화를 돕기 위해 매 16 슬롯 다음에 파일럿 블럭((405)을 이용한다. 여기서 주목해야할 점은 파일럿 블럭(405)은 선택적이다라는 것이다. 비록 16개 슬롯 다음에 도시되었지만, 스크램블된 블럭을 나타낼 수 있는 파일럿 블럭(또는 파일럿 시퀀스;405)은 프레임(400)을 따라 어느 곳에나 삽입될 수 있다.

예시적인 실시예에서, 파일럿 삽입 프로세스는 매 1440 심볼마다 파일럿 블럭을 삽입한다. 이런 시나리오 하에서, 파일럿 블럭은 36개의 파일럿 심볼들을 포함한다. 예컨대, 물리적 계층 프레임(400)에서, 제1 파일럿 블럭은 이처럼 PL 헤더(401)의 시작부 다음에 삽입된 1440개의 페이로드 심볼들이고, 제2 파일럿 블럭은 기타 등등 다음에 삽입된 1440개의 파일럿 심볼들이다. 파일럿 블럭 위치가 그 다음 PL 헤더(401)의 시작부와 일치하면, 파일럿 블럭은 삽입되지 않는다.

본 발명의 실시예 따른 반송파 동기화 모듈(310; 도 3)은 반송파 주파수 및 위상 동기화를 위해 PL 헤더(401) 및/또는 파일럿 블럭(405)을 이용한다. PL 헤더(401) 및/또는 파일럿 블럭(405)은 반송파 동기화를 위해 사용될 수 있는 데, 즉 주파수 획득 및 추적, 및 위상 추적 루프의 동작을 지원하도록 사용될 수 있다. 이처럼, PL 헤더(401) 및 파일럿 블럭(405)은 "훈련" 또는 "파일럿" 심볼로서 여겨지며, 개별적으로 또는 일괄하여 훈련 블럭을 구성한다.

각 PL 헤더(401)는 전형적으로 26개 심볼을 구비하는 프레임 시작(SOF)부, 및 64개 심볼을 구비하는 물리적 계층 시그널링 코드 필드(PLS 코드)를 포함한다. 통상적으로, SOF부는 모든 신호들이 더 이상의 스크램블없이 전송될 수 있도록 모든 PL 헤더(401)에 대해 동일하다.

QPSK, 8PSK 및 다른 변형예의 경우, 파일럿 시퀀스(405)는 36개 심볼 길이의 세그먼트이다(각 심볼은

). 프레임(400)에서, 파일럿 시퀀스(405)는 1440개의 데이터 심볼 이후에 삽입될 수 있다. 이런 시나리오 하에서, PL 헤더(401)는 변조, 코딩, 및 파일럿 구성에 따라 가능한 64개의 포맷을 가질 수 있다.

간섭하는 반송파 및 원하는 반송파(즉, 동일 채널)의 PL 헤더(401)가 때 맞추어 정렬될 때, 간섭하는 PL 헤더(401)로부터의 코히어런트한 기여가 상당한 위상 에러를 도입시킬 수 있으므로, 성능에 허용할 수 없는 품질 저하를 일으킨다. 마찬가지로, 양쪽의 동일 채널이 파일럿 심볼을 사용하면(이들 모두 파일럿 불럭(405)에 대해 동일한 골드(Gold) 코드 시퀀스를 사용함), 파일럿 블럭들(405)은 아주 동일한 방식으로 스크램블링되어, 간섭하는 반송파(또는 동일 채널) 내에서의 파일럿 블럭의 코히어런트한 기여가 여전히 문제로 될 것이다.

동일 채널 간섭의 영향을 완화시키기 위해, 프레임(400)을 파일럿 방식으로 스크램블링시킨다. 일반적으로, 이런 방식에서는, 비-헤더부(407)는 송신기에 고유한 골드 코드 시퀀스로 스크램블링된다. 그러나, 방송 방식에서는, 파일럿 블럭(405)을 포함한 프레임 전체(400)는 공통 코드를 사용하여 스크램블링되는 데, 예를 들어, 모든 수신기(105)에는 동일한 골드 시퀀스가 제공된다.

PL 헤더에 서로 다른 스크램블링 코드를 적용하기

도 4b에서 알 수 있는 바와 같이, 동일 채널 간섭의 영향을 줄이기 위하여, 각각의 동일 채널에 대하여, PL 헤더(401)와 동일한 길이를 가지는 몇몇의 서로 다른 UW 패턴이 PL 헤더(401)를 스크램블링하는 데에 이용될 수 있다. 예를 들면, 원하는 반송파 및 간섭 반송파(즉, 동일 채널)에 대하여 PL 헤더(401)와 서로 다른 UW 패턴(411, 413)이 (XOR 로직(409)에 의한) XOR(eXclusive-OR)을 수행할 수 있다. 이 접근법 하에서는, 간섭 반송파의 PL 헤더(401)와 관련된 간섭적인 영향력은 원하는 반송파의 PL 헤더(401)에 더 이상 부가되지 않는다.

프레임(400)이 위성 방송 서비스 및 대화형 서비스를 지원하는(또한 디지털 비디오 방송(DVB)과 호환되는) 구조에 관련하여 기술되었지만, 본 발명의 반송파 동기화 기법은 다른 프레임 구조에 적용될 수 있음을 인식한다.

또한, 개개의 PL 헤더(401)는 PL 헤더(401)를 프레임(400)에 부착하기 전에 스크램블링될 수 있고, 개개의 PL 헤더(401)는 다른 PL 헤더(401)의 스크램블링 없이도 스크램블링될 수 있다. 본 발명은 2개의 데이터 프레임(400)들 간의 예상되는 동일 채널 간섭에 기초하여, 스크램블링 코드(또는 스크램블링 코드를 생성하기 위한 시드(seed))를 선택하거나, 어떠한 스크램블링 코드도 선택하지 않는 것을 생 각해볼 수 있다. PL 헤더는 도 5에 도시된 바와 같이 데이터 프레임(400) 스크램블링의 일부로서 다시 스크램블링될 수 있거나, 암호화 방식을 이용하여 암호화될 수 있다.

PL 헤더(401)를 스크램블링하는 데에 이용되는 코드(411 및 413)는 본 명세서에 기술한 바와 같은 골드 코드이거나, 본원의 범위를 벗어나지 않는 다른 시딩된 코드, 또는 다른 코딩 방식일 수 있다. 이러한 코드, 또는 이러한 코드의 시드들은 제한된 개수의 코드 또는 시드들로부터 선택될 수 있고, 이러한 코드나 시드는 데이터 프레임(400)을 디스크램블링하는 데에 이용되기 위하여 수신기(64)에 송신되어 프레임(400)을 디코딩하고 디스크램블링할 수 있다. 제한된 개수의 코드 또는 시드들은 통신 시스템(100)에서의 위성(32)의 개수, 또는 예상되는 동일 채널 간섭의 개수를 포함하는 복수의 요소에 기초하여 선택될 수 있다.

동일 채널 스크램블링

도 5는 본 발명의 실시예에 따른, 동일 채널 간섭을 차단하기 위한 시퀀스 스크램블러의 도면이다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 스크램블링 코드는 골드 코드로 구성될 수 있는 복잡한 시퀀스이다. 즉, 스크램블러(209)는 스크램블링 시퀀스 Rn(i)를 생성한다. 표 1은 도 4의 스크램블러 시퀀스 생성기에 따라, 스크램블링 시퀀스 Rn(i)가 스크램블러(304)를 이용하여 프레임을 스크램블링하는 방식을 정의한다. 특히, 표 1은 스크램블러(304)의 출력에 기초하여 입력 심볼의 출력 심볼에의 매핑을 나타낸다.

이러한 2개의 m-시퀀스 생성기 중 하나에 대하여 서로 다른 시드들을 이용한다면 서로 다른 골드 시퀀스를 생성할 수 있다. 서로 다른 서비스에 대하여 서로 다른 시드들(500)을 이용함으로써, 상호 간섭이 줄어들 수 있다.

방송 모드에서, 90개 심볼 물리적 계층 헤더(401)는 특정 물리 채널에 대하여 일정하게 유지될 수 있다. 골드 시퀀스는 각 프레임의 첫부분에서 리셋(reset)되므로, 마찬가지로 스크램블링된 파일럿도 프레임 길이와 동일한 주기로 주기성이 있다. 프레임 내의 데이터를 전달하는 정보는 가변적이며 임의적으로 나타나므로 동일 채널 간섭은 임의적이며 동작 SNR을 저하시킨다. 이 방식을 이용하지 않는다면, 본래의 PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)의 시간-불변 특성 때문에, 반송파 및 위상 추정은 이러한 획득 및 추적을 위한 이들 파일럿 및 물리적 계층 헤더에 따라 수신기에 대해 기울어질 것이다. 이는 임의의 데이터에 관련된 SNR 저하 외에도 성능을 저하시킬 것이다.

스크램블러(304)는 서로 다른 스크램블링 시퀀스(도 5의 n)를 이용하여 동일 채널 간섭을 더 차단한다. PL 헤더에 한 스크램블링 시퀀스가 제공되고 파일럿에 한 스크램블링 시퀀스가 제공된다. 골드 시퀀스의 n 값으로부터 서로 다른 시드에 의하여 서로 다른 파일럿들이 지정된다.

그러한 것으로서, 본 발명은 동일 채널 간섭 완화를 위해 PL 헤더(401), 파일럿 블록(405), 및 페이로드(403)의 여러가지 조합의 개별적인 스크램블링을 고려한다. 시스템의 복잡도에 따라서, 소정의 채널에 대한 PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)(존재하는 경우)은 페이로드(403)를 스크램블링하지 않고 그 동일 채널과는 다른 코드를 이용하여 스크램블링될 수 있다. 본질적으로, 한 채널에 존재하는 모든 넌-페이로드(403) 심볼들은 하나의 코드를 이용하여 스크램블링될 수 있고, 또 다른 채널(400)에 있는 모든 넌-페이로드(403) 심볼은 다른 코드를 이용하여 스크램블링된다.

또한, 2개의 서로 다른 채널에 대한 PL 헤더(401) 및 파일럿 블록(405)(존재하는 경우)은 서로 다른 스크램블링 코드를 이용하여 스크램블링될 수 있으며, 이들 채널에 대한 페이로드(403)는 다른 코드를 이용하여 스크램블링될 수 있다. 예를 들면, 제1 스크램블링 시퀀스가 제1 PL 헤더(401)에 적용될 수 있고, 제2 스크램블링 시퀀스가 제2 PL 헤더(401)에 적용될 수 있다. 제1 페이로드(403) 및 파일럿 블록(405)에는 제3 스크램블링 시퀀스(통상적으로 골드 코드)가 적용되고, 제2 페이로드 및 파일럿 블록(405)에는 제4 스크램블링 시퀀스(마찬가지로 통상적으로 골드 코드)가 적용된다.

시스템은 PL 헤더(401) 및 페이로드(403)와 파일럿 블록(405)에 대한 결합된 쌍의 코드를 이용할 수 있음이 또한 본 발명 내에 고려되어진다. 따라서, PL 헤더(401) 상에서 이용되는 소정의 스크램블링 코드는 항상 페이로드(403)와 파일럿 블록(405)을 스크램블하는 데에 사용되는 스크램블링 코드와 함께 이용된다. 이들 코드 쌍은 임의의 신호(400)에 적용될 수 있고, 원할 경우 한 신호(400)로부터 다른 신호(400)로 재할당될 수 있다.

시스템(100) 내의 각 페이로드(403)와 파일럿 블록(405)이 고유한 스크램블링 코드를 수신함이 본 발명의 범위 내에 또한 고려되어진다. 또한, 각 PL 헤더(401)는 고유한 스크램블링 코드를 수신할 수 있는데, 이 코드는 원할 경우 페이로드(403) 및 파일럿 블록(405)에 대한 스크램블링 코드들과 결합될 수 있다.

소정의 채널(400)에 대한 단일한 스크램블링 시퀀스로서 기술되었지만, 본 발명은 스크램블링 시퀀스가 소정의 개수의 프레임이 전송된 이후에 변경되거나 교체될 수 있음을 고려한다. PL 헤더(401), 페이로드(403), 또는 이 둘 모두에 대한 스크램블링 시퀀스는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 원할 경우 임의적으로 또는 주기적으로 교체될 수 있다.

특정 순서/조합으로 된 코드들의 적용

도 4a 및 4b에 나타난 바와 같이, (패이로드(403) 및 파일롯 블록(405)을 스크램블링할 때 사용되는) 골드 시퀀스 시드(500) 및 (PL 헤더(401)를 스크램블링하는 데에 이용되는) 헤더 스크램블링 코드(411, 413)가 각각 신호에 적용된다. 그러나, 소정의 시드(500)가 반드시 소정의 헤더(411) 코드에 매우 잘 동작할 필요는 없다. 최상의 시드(500) 및 PL 헤더 코드(411) 조합이 선택되고 이 선택된 시드(500)/헤더 코드(411) 조합들이 다른 시드(500) 헤더 코드(411) 쌍의 조합들을 간섭하지 않을 것임을 확인하기 위한 검사가 수행된다.

(소정의 채널에 적용될 시드(500)/헤더 코드(411)의) 이들 쌍들이 시스템(100)에서의 모든 다른 쌍들과 함께 적절하게 동작하는 것을 확인하기 위하여, 각 쌍은 가능한 동일 채널 간섭에 대한 모든 다른 쌍들에 대하여 검사된다. 방송될 채널이 1000개 있다면, 생성되고 검사될 시드(500)/헤더 코드(411) 쌍들이 1000개가 필요하다.

시드 생성

먼저 각 시드(500)가 헤더 코드(411)와 독립적으로 생성된다. 각 쌍은 종종 AMC(Advanced Modulation and Coding) 스크램블링 코드라 칭하며 용이한 참조 도구로서 주어지는 ACM 코드 번호이다. 한정 사항이 아닌 예로서, AMC 코드 1은 (시드가 "00"인) 시드(500)와 (헤더 코드가 코드 "01"인) 헤더 코드(411)의 조합일 수 있다. ACM 코드 2는 다른 시드(500)와 다른 헤더 코드(411)의 조합일 것이다. 그 다음 송신기(300) 및 복조기(308)가 위성(106)의 트랜스폰더 각각에 대한 AMC 코드 번호를 가지고 프로그래밍 되어, 복조기(308)는 AMC 코드가 튜닝과 복조를 위하여 소정의 신호에 적용되는지 여부를 "알게 된다".

먼저, (각 신호에 대한 골드 스크램블링 시퀀스를 발생하는 제1 시드는 DVB-S2 방송 표준으로부터 디폴트 시드를 채용하는 등의 소정의 방식을 이용하여 선택된다. 제2 후보 시드(500)는 골드 시퀀스 풀의 나머지로부터 선택되어, 파일롯 심볼을 가지는 DVBS-2 전송 모드에서 구현되는 제1 시퀀스 대한 후보 골드 시퀀스의 교차 상관(cross-correlation)을 계산한다. 후보 시드는 제1 시드와의 교차-상관 모두가 모든 파일롯 오프셋에 대한 소정의 임계치 이하에 있을 때만 유지되고, 그렇지 않다면, 제2 시드에 대한 나머지 시드 풀로부터 다른 후보가 선택될 것이고, 이 과정은 제2 시드가 선택될 때까지 계속된다. 그 다음 제3 후보 시드가 선택되고, 2개의 이전 전송 각각을 가지는 제3 후보 골드 코드를 이용하여 스크램블링된 제3 전송에 대한 교차 상관이 계산된다. 제3 시드는 제1 및 제2 시드 둘다와의 교차 상관이 모든 파일롯 오프셋 등에 대한 임계치 이하일 때만 선택된다. 이 과정은 필요한 개수의 코드들이 식별될 때까지 계속된다. 그러므로 모든 선택된 골드 시퀀스는, 이들 시드를 이용하는 전송이 서로 잘 상관되지 않을 것이므로 서로 최소한의 해로운 간섭이 유입될 것임을 나타내는 소정의 임계값 이하인 서로에 대한 교차-상관을 가진다. 임계값은 시스템(100)을 형성시키는 데에 이용되는 컴포넌트에서 가능한 동일 채널 간섭이 주어진 채널 분리에 대한 최악의 경우 시나리오로서 선택된다. 이들 시드(500)의 서브셋이 특정 시스템(100) 영역을 위해, 예를 들면, 부트 스트랩 로더(BSL)에 이용되기 위해, 또는 다른 목적으로 예약될 수 있다. 이들 시드(500) 시퀀스들의 순열이 비교됨에 따라, 코드들은 성능면에서, 가장 좋은 시드(500)가 최악의 시드(500)보다 높게 랭크되도록 랭크될 수 있으며, 그러므로 시드(500)의 랭크 순서가 생성될 수 있다.

코드 쌍 무분별 획득

통상적으로, 복조기(216)는 소정의 다운 링크 신호(118) 상에 나타날 시드(500)/코드(411)의 조합에 관한 정보를 가지며, 이 다운 링크 신호(118)는 적절하게 복조되고, 디코딩되어, 모니터(205)에 표시된다. 그러나, 수신기(108)에 나타난 코드 인식(knowledge)이 신호(118)에 이용되고 있는 코드와 매치되지 않을 시점이 여러 번 존재하면, 신호(118)의 획득은 일어나지 않을 것이다.

본 발명은 메모리(224), CPU(220), 필요한 경우 클럭(22)을 이용하여, 신호(118)를 인코딩하는 데에 이용되는 모든 코드 조합에 관한 메모리(224)에 정보를 저장하고, 일반적으로 또는 특정 기간 내에 획득이 일어나지 않은 경우 코드 조합을 순차적으로 코드 조합들을 살펴봄으로써, 신호(118)가 획득되었는지 여부를 판정한다.

몇 가지 기본 요소가 이하의 설명에 이용될 것이다.

DIRECTV 모드에 대한 물리적 계층 프레임 심볼 길이는 32490, 33282, 21690 또는 22194이다.

현재 스크램블링 코드는 고유 워드의 첫 26비트, 및 첫 26 UW 비트의 25개의 미분 미트에 의해 고유하게 식별될 수 있다: 모든 1000+16개의 이용가능한 고유 워드를 비교할 때, UW의 첫 26 비트의 1016개의 미분 비트들 간의 최소 해밍 거리는 2이다.

타이밍 복구는 AMC 모드 정보 없이 이루어질 수 있으며, 주파수 오프셋은 소정의 잘 공지된 알고리즘에 의해 1MHz로 단축될 수 있다.

처리 흐름

도 6은 본 발명의 처리 흐름을 도시한다.

박스(600)는 데이터 스트림에서 물리적 계층 프레임(PL프레임)의 경계를 찾는 것을 나타낸다.

박스(602)는 고유 워드(UW)의 첫 26 비트를 찾는 것을 나타낸다.

박스(604)는 UW 및 골드 시퀀스, 즉 전체 스크램블링 코드를 찾는 것을 나타낸다.

박스(606)는 원하는 신호에 대한 변조 타입 및 코드 레이트를 결정하기 위한 디코딩 프로시져를 이용하는 것을 나타낸다.

물리적 계층 프레임의 경계 찾기

각각의 PLFrame(400)이 스크램블링 코드에 의해 스크램블되더라도, PLHeader(401)는 (변조 또는 코딩 매개변수가 변하지 않는 한) 각각의 프레임에 대해 항상 똑같으며, 스크램블링 이후에도 똑같게 남아있을 것이다. 이 정보를 이용하여, PLFrame(400) 경계를 식별할 수 있다.

대강의(coarse) 경계를 식별하기 위해, 프레임 길이(즉, L)가 4개의 가능한 경우로부터 선택된다. 제1 심볼에서부터 시작하여, 변조 및 BBHeader 정보에 기초하여 바뀔 수 있는 몇몇의 연속적인 심볼(예를 들어, 90 심볼)이 L 심볼에 의해 지연된 다른 90개의 심볼과 상호 비교된다. 이 처리는 전체 L 심볼을 통해 수행된다. 상호 비교의 절대값을 취할 때, 참인 PLFrame(400) 시작 위치는 피크 위치 주변일 것이다. 심볼 불명 범위는 약 [-35, 35], 또는 약 71 심볼일 것이다.

명확한 프레임 경계를 식별하기 위해, 불명 범위(즉, 총 71) 사이에서, PLHeader(401)(90 심볼)가 고정적이란 정보가 또다시 이용된다. {s1, s2, ..., s90}이 PLHeader(401)를 포함하는 심볼이면, s90*conjugate(s1)는 고정되거나 느리게 변하는 주파수 오프셋 및 위상 잡음에 대한 고정 수일 것이다. s90*conjugate(s1)를 정규화하여, 진폭 1을 갖게(위상이 변하지 않음) . 불명 범위 내의 프레임의 각각의 시작에 대해서, 몇몇의 PLFrame(400), 예를 들어 50 PLFrame(400)에 대한 정규화한 s90*conjugate(s1)를 평균화하자. 평균 사이에서, 최대 피크 진폭이 선택된다. 이는 PLFrame(400)의 참인 시작(SOF)이다. BB 헤더의 영향을 고려하면, 개시 방법을 이용하여 SOF를 식별할 수 있다.

파일럿이 원하는 캐리어 신호(118)에 포함되면, 파일럿이 각각의 PLFrame에 대해 고정되어 있다는 정보를 이용하여 SOF 경계를 보다 빠르게 식별할 수 있다.

UW 의 첫번째 26비트 찾기

명확한 PLFrame(400) 경계를 찾으면, PLHeader(401)의 첫번째 26 심볼이 변조, 코드 레이트, 파일럿의 유무에 독립적이라는 정보를 이용하여, 고유 워드(411)의 첫번째 26비트를 식별한다. 고유 워드(411)의 첫번째 26비트가 식별되면, 사용가능한 스크램블링 코드 테이블(전형적으로 메모리(224) 내에 상주함)이 검색되어, 스크램블링 코드(고유 워드(411) 및 골드 코드(500) 모두)가 식별된다.

고유 워드(411)의 첫번째 26비트를 찾기 위해, 일단 프레임의 시작 또는 SOF가 결정되고, 위상 및 주파수가 불명한 각각의 SOF에 대해 첫번째 26 심볼을 정규화하여, 제1 심볼이 항상 공지된 위상을 갖게 하자. 특정 기간 (즉 100 PLFrame(400)) 동안 각각의 26 심볼을 평균화하여, 26 평균화된 심볼을 획득하자. 평균화된 심볼이 {t1, ..., t26}이고, 스크램블링되지 않은 PLHeader(401)의 첫번째 26 심볼이 {h1, ..., h26}이면, {t1, ..., t26}을 {h1, ..., h26}으로 회전시켜 새로운 시퀀스 {a1, ..., a26}를 획득하는데, 여기서 i=1, ..., 26에 대해서 ai=ti/hi이다. 이제 시퀀스 {a1, ..., a26}는 소정의 주파수 오프셋 및 위상 오프셋을 가진 시퀀스 {1-2*u1, ..., 1-2*u26}이다. 주파수 오프셋이 최대 25%이어야하므로, 동기 또는 비동기 방법을 적용하여 {u1, ..., u26} 또는 1+{u1, ..., u26} mod 2인 시퀀스 {v1, ..., v26}, 또는 {u2-u1, ..., u26-u25} mod 2인 시퀀스 {v1, ..., v25}를 결정할 수 있다. 이는 이러한 시퀀스가 고유 워드(411)에 관련하여 역전될 수 있고, 이러한 방법들이 또한 이 역전을 해결할 것임을 의미한다.

보다 정확하지만 비용 및 연산 시간이 더욱 많이 소용되는, 평균화된 심볼 {t1, ..., t26}을 획득하는 다른 방법이 있음을 명심하자. 예를 들어, 첫번째 90 헤더 심볼이 2개의 연속하는 PLFrame(400)에 대하여 모아지면, 2개의 시퀀스의 상호 비교를 이용하여, 두 헤더 간의 위상 교환을 대략적으로 찾을 수 있다. 제2 헤더 심볼을 정규화하여, 그들이 대략적으로 제1 헤더 심볼와 동일한 위상을 갖게 하자. 마찬가지로, 마지막 모아진 90 헤더 심볼에 대해서, 그들을 정규화하여, 그들이 첫번째 90 헤더 심볼과 대략적으로 동일한 위상을 갖게 한다. 이제 첫번째 26 심볼이 평균화되어 {t1, ..., t26}을 획득할 수 있다.

또 다른 효율적인 방법이 다음처럼 설명될 수 있다. 각각의 수신된 26 심볼 {s1, ..., s26}에 대하여, 위상을 {h1, ..., h26}만큼 회전시켜, 새로운 심볼 시퀀스, 즉 {t1, ..., t26}를 획득한다. 시퀀스 {x1, ..., x25}가 획득되고(여기서, i=1,..., 25에 대하여 |xi|=1), xi의 위상은 t(i+1)과 ti의 위상차이다. 특정한 개수의, 즉 100의 이러한 벡터 {x1, ..., x25}를 평균화하여, 새로운 시퀀스 {y1, ..., y25}를 찾는다. y1의 위상으로 벡터 {y1, ..., y25}를 정규화한 후, {v1, ..., v25}인 real(y1)의 신호를 타이밍한 것이 획득되며, 이것은 {u2-u1, ..., u26-u25} mod 2이다. 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 이러한 알고리즘 및 기술의 다른 변형물이 이용될 수 있다.

스크램블링 코드 찾기

전체 스프램블링 코드를 찾기 위해, 일단 {v1, ..., v26} 또는 {v1, ..., v25}가 결정되고, 획득된 값을 각각의 고유 워드(411)를 이용하여 획득될 수 있는 것과 비교하여, 매치하는 값이 적절한 고유 워드(411)를 결정한다. 이들이 고유 워드(411)와 골드 코드(500) 간에 일대일 상호 관계가 존재하기 때문에, 고유 워드(411)가 위치되면 전체 스크램블링 코드가 결정된다.

이러한 식별된 조합을 이용하여 신호(118)가 디스크램블링되고, 표준 DBVS2 디코딩 프로시져가 선택된 다운링크 신호(118)에 대한 변조 타입 및 코드 레이트를 결정할 수 있다.

실험적 결과

도 6에 관련하여 설명된 방법은 일련의 시뮬레이션을 이용하여 테스트되었다. 파일럿 심볼이 없는 및 스크램블 코드 ID(17)를 이용하여 스크램블링된 QPSK(9/10)에 대해서(본 시뮬레이션에는 BB헤더가 포함되지 않음), CNR=1이기 위한 AWGN 및 25% 주파수 오프셋이 추가된다. 90 심볼이 상호 비교되면, PLHeader(401)에 의해 제공된 피크는 매우 명백하다. 시뮬레이션 결과는 대강의 프레임 경계가 결정될 수 있음을 나타낸다. 파일럿이 없는 QPSK에 대하여, 검출 실패 가능성은 단지 약 0.0005이다. 명확한 경계 방법이 이용되고 50PLFrame이 관찰되면, 명확한 SOF에 의해 제공된 피크는 용이하게 관찰된다. 따라서, 명확한 SOF가 50 PLFrame(400) 내에서 결정될 수 있다(대강의 및 명확한 경계의 표시를 포함). 검출 실패 가능성은 매우 작다고 발견되었다. 대강의 경계가 올바르게 식별되었다는 조건하에서 명확한 SOF 검출에 대하여, 검출 실패 가능성은 약 0.0005이다. 종합적으로, 검출 실패 가능성은 50 PLFrame(400)에 기초하여 약 0.001으로 측정된다.

SOF 경계가 알려지면, 100개의 PLFrame(400)에 기초하여 시퀀스 {v1,...,v25}를 얻기 위해 비간섭성 방법을 이용할 수 있다. u={u1,...,u26}이 스크램블링 ID(17)를 갖는 UW(411)의 처음 26 비트인 것으로 가정한다. 간섭성 방법은 같은 성능을 달성하기 위해 적은 PLFrame(400)을 필요로 하게 될 것이다. 가능한 1016개의 현재 식별되는 고유 워드(411)의 최대 검색은 각각의 고유 워드(411)에서 그 차분 코드 중 어떤 코드도 같지 않고 적어도 2개의 비트가 서로 다른 것을 나타낸다.

일단 스크램블링 코드가 결정되면, 26개의 SOF 심벌에 기초하여 대강의 주파수 오프셋을 추정할 수 있다. 파일럿 ON 또는 OFF 상태는 추정된 프레임 길이에 의해 결정된다. 대강의 주파수 오프셋을 제거한 후, 리드-물러(Reed-Muller) 디코더를 이용하여 PLHeader(401)로부터 코드 레이트 정보를 추출할 수 있다. 상기 프로시져 후, ASIC을 디코딩하는 복조기/FEC(216), 또는 다른 방법으로는, 메모리(224)는 원하는 반송파에 대한 모든 정보를 가질 수 있고, 그 신호는 소정의 적응 변조 및 코딩 규격(Advanced Modulation and Coding specification)에 기초하여 정확하게 디코딩될 수 있다.

약 120개의 PLFrame(400)에서는 무분별 획득(blind acquisition)을 완성할 수 있을 것이다. (AGC 및 타이밍 복구 후) 전체 복조 획득은 약 150개의 PLFrame(400)에서 달성될 수 있고, 이는 심벌 레이트가 20MHz인 경우 QPSK 모드에서는 약 250 ㎳이고 8PSK 모드에서는 약 166 ㎳이므로, 0.001보다 적은 전체 오류 검출 확률을 가지게 된다. 오류 검출은 BCH 에러 지시기를 이용하여 또는 MPEG 패킷 CRC 결과를 이용하여 달성될 수 있다.

본 발명의 기타 응용

다른 응용은 미지의 AMC 또는 DVB-S2 신호원으로부터 간섭을 식별하는데 이용할 수 있는 것이다. 그 사상은 다음과 같이 개략적으로 나타낼 수 있다: 통상, 원하는 신호는 강한 전력을 갖는다. 디코딩, 재인코딩 및 재복조 후, 원하는 신호를 혼합 신호에서 제거하여 간섭 신호와 잡음만을 남길 수 있다. 간섭 신호는 그 반송파 대 잡음비(Carrier to Noise Ratio; CNR)가 0 ㏈ 이상인 한 식별될 수 있다. 이는 원하는 신호를 버림으로써 간섭 신호를 식별하는 바람직하지 않은 종래 기술과 비교된다.

요약하면, 본 발명은 통신 시스템에서 송신되는 데이터 스트림을 획득하여 복조하기 위한 방법 및 장치를 포함한다. 본 발명에 따른 방법은 데이터 스트림에서 물리적 계층 프레임(physical layer frame; PLFrame)의 경계를 찾는 단계, 데이터 스트림과 결합한 고유 워드(Unique Word; UW)의 처음 26 비트를 찾는 단계, UW 를 이용하여 스크램블링 코드를 찾는 단계 및 디코딩 프로시져를 이용하여 데이터 스트림 내의 원하는 신호에 이용되는 변조 타입과 코드 레이트를 결정하는 단계를 포함한다.

또한, 본 발명의 방법에서는, 선택적으로, 데이터 스트림은 위성으로부터의 다운링크 신호이고, 스크램블링 코드는 데이터 스트림의 페이로드부를 스크램블링하는데 이용되는 골드 코드를 더 포함하고, PLFrame의 경계를 찾는 단계는 PLFrame의 대강의 경계를 찾는 단계를 더 포함하고, PLFrame의 경계를 찾는 단계는 PLFrame의 프레임 시작(Start of Frame; SOF)을 찾는 단계를 더 포함하고, SOF를 찾는 단계는 PLHeader의 마지막 심벌과 PLHeader의 처음 심벌의 공액 곱(conjugate product)을 정규화하는 단계를 포함하고, UW의 처음 26 비트를 찾는 단계는 처음 심벌이 알려진 위상을 갖도록 SOF 후 데이터 스트림의 처음 26개의 심벌을 정규화하는 단계를 포함하고, 스크램블링 코드를 찾는 단계는 UW와 결합한 스크램블링 코드를 검색하는 단계를 포함한다.

본 발명에 따른 장치는 통신 시스템에서 송신되는 데이터 스트림을 획득하여 복조하고, 데이터 스트림에서 물리적 계층 프레임의 경계를 찾고 데이터 스트림과 결합한 고유 워드의 처음 26 비트를 찾기 위한 복조기, 복조기에 연결되어 고유 워드를 이용하여 스크램블링 코드를 찾기 위한 디스크램블러 및 디스크램블러에 연결되어 데이터 스트림 내의 원하는 신호에 이용되는 변조 타입과 코드 레이트를 결정하고 데이터 스트림을 디코딩하기 위한 디코더를 포함한다.

또한, 본 발명의 장치에서는, 선택적으로, 데이터 스트림은 위성으로부터의 다운링크 신호이고, 스크램블링 코드는 데이터 스트림의 페이로드부를 스크램블링하는데 이용되는 골드 코드를 더 포함하고, 물리적 계층 프레임의 경계를 찾는 단계는 물리적 계층 프레임의 대강의 경계를 찾는 단계를 더 포함하고, 물리적 계층 프레임의 경계를 찾는 단계는 물리적 계층 프레임의 프레임 시작을 찾는 단계를 포함하고, 프레임 시작을 찾는 단계는 물리적 계층 헤더의 마지막 심벌과 물리적 계층 헤더의 처음 심벌의 공액 곱을 정규화하는 단계를 포함하고, 고유 워드의 처음 26 비트는 처음 심벌이 알려진 위상을 갖도록 프레임 시작 후 데이터 스트림의 처음 26개의 심벌을 정규화하는 단계를 포함하고, 스크램블링 코드를 찾는 단계는 고유 워드와 결합한 스크램블링 코드를 검색하는 단계를 포함한다.

본 발명에 따른 시스템은 데이터 스트림을 송수신하고, 송신기와 수신기를 포함하고, 상기 송신기는 데이터 스트림을 수신하여 물리적 계층 헤더 및 페이로드부를 포함하는 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 생성하는 인코더, 인코더에 연결되어 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 수신하고 스크램블링된 데이터 스트림 버전을 생성하기 위한 스크램블러 및 인코더에 연결되어 스크램블링된 데이터 스트림 버전을 반송파를 통해 변조하기 위한 변조기를 더 포함하고,

상기 수신기는 스크램블링된 데이터 스트림 버전에서 물리적 계층 프레임의 경계를 찾고 스크램블링된 데이터 스트림 버전과 결합한 고유 워드의 처음 26 비트를 찾기 위한 복조기, 복조기에 연결되어 고유 워드를 이용하여 스크램블링된 데이터 스트림 버전에 스크램블링 코드를 적용하여 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 재생성하기 위한 디스크램블러 및 디스크램블러에 연결되어 데이터 스트림 내의 원 하는 신호를 추출하는 변조 타입과 코드 레이트를 이용하여 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 디코딩하기 위한 디코더를 더 포함한다.

또한, 본 발명의 시스템에서는, 선택적으로, 인코딩된 버전의 데이터 스트림의 페이로드부만을 스크램블링하는 인코딩된 버전의 데이터 스트림을 스크램블링하는 단계를 더 포함하고, 데이터 스트림은 위성으로부터의 다운링크 신호이고, 스크램블링 코드는 데이터 스트림의 페이로드부를 스크램블링하는데 이용되는 골드 코드를 더 포함한다.

본 발명의 범위는 이와 같은 상세한 설명에 의해 한정되는 것이 아니라 첨부된 청구항과 그 등가물에 의해 한정된다. 상기 명세, 예 및 데이터는 본 발명의 구성의 제조 및 이용에 대한 완전한 설명을 제공한다. 본 발명의 여러 실시예는 본 발명의 사상과 범위로부터 일탈함이 없이 실시될 수 있으므로, 본 발명은 아래에 첨부된 청구항과 그 등가물에 상주한다.

Claims

통신 시스템에서 송신되는 데이터 스트림을 획득 및 복조하는 방법으로서,

상기 데이터 스트림에서 물리적 계층 프레임(physical layer frame: PLFrame)의 경계를 찾는 단계와,

상기 데이터 스트림에 관련된 고유 워드(Unique Word: UW)의 처음 26개의 비트를 찾는 단계와,

상기 UW를 이용하여 스크램블링 코드(scrambling code)를 찾는 단계와,

디코딩 프로시져(decoding procedure)를 이용하여 상기 데이터 스트림 내의 복조하고자 하는 신호에 사용된 변조 타입 및 코드 레이트(code rate)를 결정하는 단계

를 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
제1항에 있어서,

상기 데이터 스트림은 위성으로부터의 다운링크 신호(downlink signal)인 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
제2항에 있어서,

상기 스크램블링 코드는, 상기 데이터 스트림의 페이로드부(payload portion)를 스크램블링하는 데 이용되는 골드 코드(Gold code)를 더 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
제3항에 있어서,

상기 PLFrame의 상기 경계를 찾는 단계는, 상기 PLFrame의 대강의(coarse) 경계를 찾는 단계를 더 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
제4항에 있어서,

상기 PLFrame의 상기 경계를 찾는 단계는, 상기 PLFrame의 프레임 시작(Start Of Frame: SOF)을 찾는 단계를 더 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
제5항에 있어서,

상기 SOF를 찾는 단계는, 물리적 계층 헤더의 최종 심볼과 최초 심볼의 공액 곱(conjugate product)을 정규화하는 단계를 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
제6항에 있어서,

상기 UW의 상기 처음 26개의 비트를 찾는 단계는, 최초 심볼이 기지의 위상을 갖도록 상기 SOF의 뒤에서의 상기 데이터 스트림의 처음 26개의 심볼을 정규화하는 단계를 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
제7항에 있어서,

스크램블링 코드를 찾는 단계는, 상기 UW에 관련된 상기 스크램블링 코드를 검색하는 단계를 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 방법.
통신 시스템에서 송신되는 데이터 스트림을 획득 및 복조하는 장치로서,

상기 데이터 스트림에서 물리적 계층 프레임의 경계를 구하고, 상기 데이터 스트림에 관련된 고유 워드의 처음 26개의 비트를 찾는 복조기와,

상기 복조기에 결합되고, 상기 고유 워드를 이용하여 스크램블링 코드를 찾는 디스크램블러와,

상기 디스크램블러에 결합되고, 상기 데이터 스트림 내의 복조하고자 하는 신호에 사용된 변조 타입 및 코드 레이트를 결정하고, 상기 데이터 스트림을 디코딩하는 디코더

를 포함하는 데이터 스트림 획득 및 복조 장치.
데이터 스트림을 송수신하기 위한 시스템으로서,

송신기와 수신기를 포함하고,

상기 송신기는,

상기 데이터 스트림을 수취하고, 물리적 계층 헤더 및 페이로드부를 포함하는 인코딩된 버전의 상기 데이터 스트림을 생성하는 인코더와,

상기 인코더에 결합되고, 상기 인코딩된 버전의 상기 데이터 스트림을 수취하고, 스크램블링된 버전의 상기 데이터 스트림을 생성하는 스크램블러와,

상기 인코더에 결합되고, 상기 스크램블링된 버전의 상기 데이터 스트림을 반송파 상으로 변조하는 변조기

를 더 포함하고,

상기 수신기는,

상기 스크램블링된 버전의 상기 데이터 스트림에서 물리적 계층 프레임의 경계를 구하고, 상기 스크램블링된 버전의 상기 데이터 스트림에 관련된 고유 워드의 처음 26개의 비트를 찾는 복조기와,

상기 복조기에 결합되고, 상기 고유 워드를 이용하여 상기 스크램블링된 버전의 상기 데이터 스트림에 스크램블링 코드를 적용하여 상기 인코딩된 버전의 상기 데이터 스트림을 재생성하는 디스크램블러와,

상기 디스크램블러에 결합되고, 상기 데이터 스트림 내의 복조하고자 하는 신호를 추출하는 코드 레이트 및 변조 타입을 이용하여 상기 인코딩된 버전의 상기 데이터 스트림을 디코딩하는 디코더

를 더 포함하는 데이터 스트림 송수신 시스템.