KR20100110903A

KR20100110903A - 무선 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩을 추정하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR20100110903A
Application number: KR1020107021931A
Authority: KR
Inventors: 피터 존 블랙; 디미트리 알. 밀리코브스키; 아브니쉬 아그라왈
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2005-10-27
Filing date: 2006-10-27
Publication date: 2010-10-13
Also published as: IN2013MN00252A; KR20080068890A; WO2007050926A2; HK1126904A1; US8929908B2; KR101097021B1; JP2013258712A; WO2007050926A3; JP5430938B2; JP2009514402A; US20070270100A1; CN101331698B; CN101331698A; EP1941638A2

Abstract

무선 통신 시스템에서 역방항 링크 로딩을 추정하기 위한 방법 및 장치가 제시된다. 역방향 링크 간섭이 측정되고 역방항 링크 수신기 잡음이 측정된다. 역방향 링크 간섭은 예를 들어 상기 간섭 전력을 상기 수신기 잡음 전력으로 나눔으로써 상기 역방향 링크 수신기 잡음과 비교된다. 상기 역방향 링크 수신기 잡음은 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 셀 내부 및 근처의 액세스 단말들로부터의 전송을 널링(nulling)시킴으로써 OFDMA 시스템에서 측정될 수 있다. 널 시간 및 주파수 인터벌에서의 전력 측정은 수신기 잡음 전력이다. 역방향 링크 간섭은 다양한 방식으로 측정될 수 있다. 예를 들어, 로컬 널 시간 및 주파수 인터벌들이 지정될 수 있다. 셀 내의 액세스 단말들은 이러한 로컬 시간 및 주파수 인터벌 동안 전송들을 널링시킨다. 셀 외부의 액세스 단말들은 이러한 로컬 시간 및 주파수 인터벌동안 전송을 계속한다. 이러한 로컬 시간 및 주파수 인터벌에서 측정된 전력은 간섭 전력이다. 또 다른 예에서, 간섭 전력은 시간 또는 주파수에서 서로 인접하는 파일럿 심벌들 쌍을 감산함으로써 측정될 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩을 추정하기 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR ESTIMATING REVERSE LINK LOADING IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 무선 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩에 관한 것이다.

최소 수용가능 신호 품질이 규정되면, 하나의 기지국을 통해 통신할 수 있는 동시 사용자들의 수의 상한이 계산될 수 있다. 이러한 상한은 일반적으로 시스템 폴(pole) 용량으로 지칭된다. 실제 사용자들 수 대 폴 용량의 비율은 시스템 로딩으로 정의된다. 실제 사용자들의 수가 폴 용량에 접근함에 따라, 로딩은 1에 근접해진다. 1에 근접하는 로딩은 잠재적으로 시스템의 불안정한 행동(behavior)을 의미한다. 불안정한 행동은 음성 품질, 높은 에러율, 핸드오프 실패, 및 통화 중단의 관점에서 성능을 저하시킨다. 또한, 로딩이 1에 접근함에 따라, 기지국 커버리지 영역 크기가 감소되고, 따라서 비-로드 커버리지 영역의 외부 에지에 위치하는 사용자들은 수용가능한 신호 레벨에서 기지국과 통신하기에 충분한 전력을 전송하지 못하게 된다.

이러한 이유로, 로딩은 폴 용량의 특정 퍼센트를 초과하지않도록 시스템에 액세스하는 사용자들의 수를 제한하는 것이 바람직하다. 시스템 로딩을 제한하는 일 방법은 시스템 로딩이 미리 결정된 레벨에 도달하면 시스템에 대한 액세스를 거부하는 것이다. 예를 들어, 로딩이 폴 용량의 70% 이상으로 증가하면, 추가적인 연결 발신에 대한 요청을 거부하고, 기존 연결의 핸드-오프 수용을 삼가하는 것이 바람직하다.

특정 레벨로 역방향 링크 로딩을 제한하기 위해서, 역방향 링크 로딩을 측정하는 것이 바람직하다. 기지국의 역방향 링크 로딩은 기지국 커버리지 영역 내에서 동작하는 원격 유닛들의 수에만 의존하는 것은 아니다. 역방향 링크 로딩은 다른 소스들로부터의 간섭에도 의존한다. 기지국 자체의 프론트-엔드 잡음은 큰 잡음원이다. 또한, 인접 기지국의 커버리지 영역 내에서 동일 주파수 상에서 동작하는 다른 원격 유닛들도 상당한 간섭을 제공한다.

역방향 링크 로딩이 측정될 수 있는 일 방법은 커버리지 영역 내의 모든 활성(active) 연결들의 측정된 신호대 간섭 동작 포인트를 평균하는 것이다. 이러한 방법은 몇 가지 단점을 갖는다. 활성 연결들의 신호대 간섭 동작 통계치들은 시스템 성능 표시를 제공한다. 그러나, 이들은 다른 기지국들의 커버리지 영역에 위치하는 원격 유닛들로부터의 간섭량에 대한 정보를 제공하지 않는다. 또한, 원격 유닛이 2개 이상의 기지국들 사이에서 소프트-핸드오프 중인 경우, 임의의 하나의 기지국에서 역방향 링크 신호가 수신되는 실제 신호대 간섭 비율은 시스템에 의해 결정된 신호대 간섭 비율 세트 포인트보다 상당히 작고, 따라서 매우 높은 로딩 레벨로 그릇되게 표시한다. 이러한 이유로, 기지국 내의 모든 활성 연결들의 평균 신호대 간섭 동작 포인트를 측정하는 것은 정확한 역방향 링크 로딩 측정치를 제공하지 않는다.

역방향 링크 로딩을 결정하는 제2 방법은 기지국 내의 활성 사용자들의 수를 간단히 카운트하는 것이다. 그러나, 다른 소스들로부터의 간섭 레벨이 로딩에 상당한 영향을 미치기 때문에, 사용자들의 수가 반드시 역방향 링크 로딩의 양호한 표시를 제공하지는 않는다. 또한, 소프트-핸드오프의 영향들은 활성 사용자들의 수와 기지국에서의 실제 로딩 사이에 상관관계를 크게 저하시킨다.

역방향 링크 로딩을 추정하는 제3 방법은 순방향 링크 로딩 추정치에 기반하여 역방향 링크 로딩을 유도하는 것이다. 그러나 전형적인 시스템에서, 순방향 및 역방향 링크들은 동일한 주파수에서 동작하지 않는다. 결과적으로, 인접 기지국들의 커버리지 영역들로부터의 간섭은 순방향 링크와 역방향 링크에서 다를 수 있다. 또한, 페이딩의 효과들은 순방향 및 역방향 링크들 사이에서 독립적이다. 또한, 로딩은 특정 사용자의 데이터 레이트의 함수이다. 따라서, 순방향 링크 성능은 역방향 링크 성능과 완벽하게 상관되지는 않는다.

역방향 링크 로딩을 추정하는 이러한 부정확한 방법들 중 하나가 사용되면, 시스템은 연결 차단이 필요한지 여부를 정확하게 결정할 수 없게 된다. 통화가 불필요하게 차단되면, 시스템 용량은 불필요하게 감소된다. 다른 한편으로, 로딩이 폴 용량에 근접하면, 상당한 수의 활성 연결 불통 확률이 증가된다. 이러한 이유로, 역방향 링크 로딩의 정확한 추정이 요구된다.

책자 "CDMA:Principle of spread spectrum communication"(Addison-Wesley Wireless Communication, 1995) 에서, Andrew J.Vieterbi 박사는 역방향 링크 로딩을 기지국 수신기에서 인지되는 총 수신 전력의 함수로 정의한다. 역방향 링크 로딩 X은 다음 수식에 따라 기지국에 의해 수신되는 총 전력에 직접 관련된다:

여기서,

는 기지국에서 수신되는 총 전력이고;

은 비 외부 로딩에서 수신된 전력이며(예를 들면, 기지국의 열 잡음 플로어에 기인한 전력); 그리고

X는 실제 로딩 대 폴 용량의 비율의 관점에서 역방향 링크 로딩이다.

또는 등가적으로, X의 관점에서 등식 1은 다음과 같이 표현될 수 있다:

예를 들어, 이러한 수식은 50% 로딩(X=0.5)에서, 기지국에서 수신된 총 전력이 비-로딩에서 수신된 것에 2배임을 나타낸다.

등식 1에 제시된 관계식이 주어지면, 현재 기지국 로딩 X는 알려진 비-로드 전력 및 기지국에서 수신된 총 전력의 실제 측정치에 기반하여 결정될 수 있다. 실제 전력 측정치는 전력 제어 동작이 원격 유닛의 전송 전력을 가변시키는 시간 상수의 관점에서 적절한 시간 상수로 필터링되어야 한다. 또한, 역방향 링크가 가변 데이터율에서 동작함으로써 원격 유닛들로부터의 게이팅된 전송을 초래하면, 실제 전력 측정치는 순시 전력 측정치에 대해 게이팅된 전송 영향들을 평균하기 위해서 필터링되어야 한다.

상대적인 전력 측정치

에 대한 동적인 범위는 일반적인 시스템에서 크지 않다. 예를 들어, 로딩 X는 폴 용량의 0 내지 90% 사이에서 증감되면,

는 0 내지 10 데시벨(dB) 사이에서 증감된다. 일반적으로, 기지국 로딩 X는 폴 용량의 대략 60-75% 사이로 제한된다. X가 0.6에서 0.75로 증가하면,

의 비는 대략 4dB에서 6dB로 증가한다. 따라서, 역방향 링크 로딩을 정확하게 제한하기 위해서,

의 비는 1dB 이하의 에러로 측정되어야 하며, 이를 통해 로딩의 오버(over) 또는 언더(under) 추정을 방지한다.

이러한 방법이 간단 명료한 것처럼 보이지만, 실제로 상대적인 전력 측정치에 대해 일관되게 요구된 정확도를 달성하는 것은 어렵다. 예를 들어, 동작 환경에서 기지국의 잡음 플로어(예를 들면, Pn)를 정확하게 측정하기는 어렵다. 또한, 잡음 플로어에 대한 정확한 측정이 한번 이뤄지더라도, 잡음 플로어는 이득, 그리고 온도, 에이징(aging), 및 다른 현상에 기인한 잡음 지수 변동에 민감하고, 따라서 잡음 플로어 전력 레벨은 시간에 따라 변화된다. 정확한 측정 방법이 없다면, 등식 2에 기반한 임의의 어드미션(admission) 제어 알고리즘은 어떠한 차단도 요구되지 않는 경우에 연결을 차단할 가능성이 존재하고, 또는 잠재적으로 불안정한 시스템 동작을 초래하는 연결들을 허용할 가능성이 존재한다.

비-로드 전력 측정치뿐만 아니라, 기지국에서 수신되는 실제 전력이 또한 측정되어야 한다. 전력 미터계 또는 자동 이득 제어 회로들을 사용하는 절대 전력 레벨 측정은 수 dB 범위의 정확도 내에서는 매우 어렵다. 절대 전력 측정에서의 이러한 정확도를 달성하기 위해서는, 측정 장치의 비용 및 사이즈가 실용적이지 않게 된다.

셀 로딩을 결정하는 다른 개선된 방법에서, 시스템은 침묵 주기로 진입한다. 이러한 침묵 주기 동안, 원격 테스트 유닛은 역방향 링크 신호를 생성한다. 기지국은 역방향 링크 신호를 복조하여 원격 유닛에 대한 일련의 폐쇄 루프 전력 제어 명령들을 생성한다. 원격 유닛은 이러한 전력 제어 명령에 응답하여 자신의 역방향 링크 신호 전송 전력 레벨을 조정한다. 시스템 동작 포인트가 새로운 동작 조건들에 응답하여 변경됨에 따라, 일련의 이러한 명령들은 누산되어 침묵 주기에 대응하는 전송 이득 조정 값(TGA(0))을 결정한다. 정상 시스템 동작이 재개되면, 기지국은 원격 테스트 유닛으로부터의 역방향 링크 신호를 복조하고, 원격 유닛에 대한 일련의 전력 제어 명령들을 생성한다. 시스템 동작 포인트가 정상 동작 조건들에 응답하여 다시 한번 변경되면, 이러한 일련의 전력 제어 명령들은 누산되어 현재 시스템 로딩에 대한 전송 이득 조정 값(TGA(t))을 결정한다. TGA(0) 및 TGA(t)를 사용하여, 시스템 로딩이 결정된다. 이러한 셀 로딩 결정 방법은 미국 특허 출원 번호 09/204, 616, 제목 "로딩 추정 방법 및 장치"에 제시되며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 본 명세서에서 참조된다.

코드 분할 다중 접속(CDMA) 변조 기술의 사용은 다수의 시스템 사용자들이 존재하는 통신을 용이하게 하는 기술들 중 하나이다. 다른 다중 액세스 통신 시스템(예를 들면, TDMA 및 FDMA)이 공지되어 있다. 다중 액세스 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 사용은 미국 특허 번호 제 4,901,307호, 제목 "위성 또는 지상 리피터들을 사용하는 확산 스펙트럼 다중 액세스 통신 시스템"에 제시되어 있으며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 본 명세서에서 참조된다. 다중 액세스 통신 시스템에서 CDMA 기술의 사용은 추가로 미국 특허 번호 제 5,103,459호, 제목 "CDMA 셀룰러 전화 시스템에서 신호 파형들을 생성하기 위한 시스템 및 방법"에 추가로 제시되며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 본 명세서에서 참조된다.

고속으로 디지털 정보를 전송하기 위한 무선 통신 시스템에 대한 요구가 증가되고 있다. 제한된 일 방법은 원격국이 작은 한 세트의 직교 채널들을 사용하여 자신의 정보를 전송할 수 있도록 하여주며, 이는 2002년 5월 28일자로 특허된 미국 특허 번호 제6,396,804호, 제목 "고속 데이터 레이트 CDMA 무선 통신 시스템"에 제시되며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 본 명세서에서 참조된다.

무선 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩을 계산하기 위한 방법이 제시된다. 이러한 방법은 액세스 포인트에 의해 서빙되지 않는 적어도 하나의 액세스 단말로부터의 간섭을 추정하는 단계; 수신기 잡음을 측정하는 단계; 및 상기 간섭을 상기 수신된 잡음과 비교하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 또한 널 시간 및 주파수 인터벌에서 수신된 전력을 측정하는 단계를 더 포함한다. 또한, 상기 측정 단계는 널 시간 및 주파수 인터벌에서 외부에서 제1 수신 전력을 측정하는 것을 포함한다. 상기 널 시간 및 주파수 인터벌은 가드 밴드일 수 있다.

상기 간섭 추정 단계는 널 시간 및 주파수 인터벌에서 제2 수신 전력을 측정하는 단계를 포함하다. 상기 방법은 전송 전력을 제어하는데 사용된다. 이 경우, 전송 전력은 상기 비교에 응답한다. 상기 방법은 어드미션 요청에 응답하는데 사용될 수 있다. 이 경우, 어드미션 요청은 상기 비교에 응답하여 거절된다. 다른 경우, 데이터율이 상기 비교에 응답하여 감소될 수 있다. 무선 통신 시스템은 직교 분할 다중 액세스(OFDMA) 무선 통신 시스템일 수 있고, 널 시간 및 주파수 인터벌은 OFDMA 무선 통신 시스템의 톤 일수 있다.

상기 비교 단계는 수신기 잡음으로 상기 간섭을 나누는 단계를 포함하다. 액세스 포인트에 의해 서빙되지 않는 적어도 하나의 액세스 단말로부터의 상기 간섭 추정은 제1 파일럿 신호를 검출하는 단계; 제2 파일럿 신호를 검출하는 단계; 및 상기 제2 파일럿 신호로부터 상기 제1 파일럿 신호를 감산하는 단계를 포함한다.

무선 통신 장치가 제시되며, 상기 장치는 프로세서 - 상기 프로세서는 무선 통신 장치에 의해 서빙되지 않는 적어도 하나의 액세스 단말로부터의 간섭을 추정하고; 수신기 잡음을 측정하고; 그리고 상기 간섭을 상기 수신된 잡음과 비교하도록 구성됨 - , 및 상기 프로세서에 연결되어 다수의 무선 통신 액세스 단말들로 무선 통신 신호들을 전송하도록 구성된 전송기를 포함한다. 상기 프로세서는 널 시간 및 주파수 인터벌에서 수신된 전력을 측정하고, 널 시간 및 주파수 인터벌 외부에서 제1 수신 전력을 측정하도록 구성된다. 상기 널 시간 및 주파수 인터벌은 가드 밴드일 수 있다.

상기 프로세서는 널 시간 및 주파수 인터벌에서 제2 수신 전력을 측정하고, 상기 비교에 응답하여 전송 전력을 증가시키도록 구성된다. 상기 프로세서는 상기 비교에 응답하여 어드미션(admission) 요청을 거부하거나, 데이터율을 감소시키도록 구성된다. 상기 무선 통신 장치는 OFDMA 무선 통신 장치일 수 있고, 널 시간 및 주파수 인터벌은 OFDMA 무선 통신 시스템의 톤 일수 있다. 상기 프로세서는 상기 수신기 잡음으로 상기 간섭을 나누도록 구성된다.

실행되는 경우, 기계로 하여금 액세스 포인트에 의해 서빙되지 않는 적어도 하나의 액세스 단말로부터의 간섭을 추정하도록 하고; 수신기 잡음을 측정하도록 하고; 그리고 상기 간섭을 상기 수신된 잡음과 비교하도록 하는 명령들을 그 내부에 저장하는 기계-판독가능한 매체가 제시된다. 상기 명령들은 또한 상술한 방법과 관련하여 설명된 기능들을 포함할 수 있다.

직교 주파수 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩 계산을 지원하는 방법이 제시된다. 상기 방법은 널 시간 및 주파수 인터벌을 식별하는 단계; 및 상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 무선 전송을 널링(nulling)하는 단계를 포함한다. 이러한 널링 단계는 고속 퓨리어 변환 필터의 톤을 널링 아웃하는 단계를 포함한다.

널 시간 및 주파수 인터벌을 식별하고; 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 무선 전송을 널링하도록 구성된 프로세서, 및 상기 프로세서에 연결되어 무선 전송을 전송하도록 구성된 전송기를 포함하는 이동 무선 통신 장치가 또한 제시된다.

본 발명은 특징은 하기 도면을 참조하여 이제 설명된다.

도1은 무선 통신 시스템의 엘리먼트들을 보여주는 다이아그램이다.
도2는 역방향 링크 로딩 추정 및 상기 추정에 응답하는 동작을 보여주는 흐름도이다.
도3은 원격국의 블록 다이아그램이다.
도4a-4c는 신호들에서 노치들을 형성하기 위한 필터들의 주파수 응답 곡선을 보여주는 도이다.
도4d는 상이한 사용자들에 대한 스펙트럼의 2개의 상이한 부분들의 상이한 노치들 세트에 대한 도이다.
도5는 본 발명의 기지국 다이아그램이다.
도6은 섹터화된 무선 통신 시스템을 보여주는 도이다.
도6은 예시적인 데이터 전송 방식에 대해 사용되는 한 세트의 데이터 및 제어 채널들을 보여준다.
도7은 기지국 및 단말에 대한 실시예의 블록 다이아그램이다.
도9는 파일럿 심벌들 및 섹터 널 심벌들을 보여주는 시간 대 주파수 플랏에 대한 도이다.

무선 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩을 추정하기 위한 방법 및 장치가 설명된다. 역방향 링크 간섭이 측정되고 역방향 링크 수신기 잡음이 측정된다. 예를 들어, 간섭 전력을 수신기 잡음 전력으로 나눔으로써, 역방향 링크 간섭은 역방향 링크 수신기 잡음과 비교된다. 역방향 링크 수신기 잡음은 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 셀 내 또는 근방의 액세스 단말들로부터의 전송을 널링함으로써 직교 주파수 분할 다중 액세스(OFDMA) 시스템에서 측정될 수 있다. 널 시간 및 주파수 인터벌에서 측정된 전력은 수신된 잡음 전력이다. 역방향 링크 간섭은 다양한 방법으로 측정될 수 있다. 예를 들어, 로컬 널 시간 및 주파수 인터벌들이 지정될 수 있다. 셀 또는 섹터 내의 액세스 단말들은 로컬 널 시간 및 주파수 인터벌들 동안 자신들의 전송을 널링시킨다. 셀 외부의 액세스 단말들은 로컬 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 전송을 계속한다. 로컬 널 시간 및 주파수 인터벌에서 측정된 전력의 간섭 전력이다. 다른 예로서, 간섭 전력은 시간 또는 주파수에서 서로 인접하는 파일럿 심벌들 쌍을 감산함으로써 측정될 수 있다.

도1은 무선 전화 시스템의 간략화된 도이다. 기지국(BS)(10)은 다수의 원격국들(RS)(12a-12c)과 RF 인터페이스를 통해 통신한다. 기지국(10)으로부터 원격국들(12)로 전송되는 신호들은 순방향 링크 신호들(14)로 지칭된다. 원격국(12)으로부터 기지국(10)으로 전송되는 신호들은 역방향 링크 신호들(16)로 지칭된다.

도2는 본 발명의 역방향 링크 용량 제한들을 추정하는 기본적인 단계들을 보여주는 흐름도이다. 비록 상기 다이아그램이 이해를 위해 순차적인 방식으로 도시되지만, 임의의 단계들이 실제 구현에서 동시에 수행될 수 있음을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이다. 블록(20)에서, 로딩되지 않은 셀의 등가 잡음 플로어(No)가 계산된다. 본 발명에서, 각 원격국(12)은 역방향 링크 신호(16)를 전송하고, 역방향 링크 신호(16)는 노치 필터를 통해 처리되며, 따라서 노치 내의 주파수 밴드 내에서, 원격국들에 의해 전송된 에너지는 매우 작다. 결과적으로, 이러한 주파수 밴드에서의 에너지는 기지국의 잡음 플로어에 기인한다.

블록(22)에서, 인-밴드 에너지(E_IB)가 계산된다. 바람직한 실시예에서, 인-밴드 에너지는 인-밴드 디지털 샘플들의 자승들의 합을 계산함으로써 측정된다. 이러한 측정은 기지국 수신기의 자동 이득 제어 엘리먼트의 스케일링 동작을 조사함으로써 수행될 수도 있다. 그러나, 기지국이 잡음을 수신된 신호에 주입하는 셀 휠팅(wilting) 상태들에서, 인밴드 에너지 측정은 인밴드 에너지 표시로서 자동 이득 제어 스케일링 사용에 앞서 주입된 잡음효과들을 제거하는 방식으로 이뤄져야 한다. 셀 휠팅은 자신의 로딩 임계치들을 초과한 셀이 자신의 동작을 수정하여 기지국인 자신의 커버리지 영역 내의 원격국들로부터 더 멀리 이격된 것처럼 보이도록 하는 동작이다. 셀 휠팅은 공지되어 있으며, 미국 특허 번호 제5,548,812호, 제목 "셀룰러 통신 시스템에서 순방향 링크 핸드오프 경계 대 역방향 링크 핸드오프 경계를 밸런싱하기 위한 방법 및 장치"에 제시되어 있으며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 본 명세서에서 참조된다.

블록(24)에서, 인-밴드 에너지 대 잡음 플로어의 비율(E_IB/N_O)이 임계치(T)와 비교된다. 본 발명에서, 전송 이동국들을 갖는 잡음 에너지 대 전송 이동국들을 가지지 않는 기지국에서의 잡음 에너지의 비율이 로딩 조건을 결정하기 위해서 사용된다.

상기 비율이 임계치보다 크면, 역방향 링크 로딩 용량 제한이 블록(26)에서 선언된다. 적절한 대응 조치가 블록(28)에서 취해진다. 제1 실시예에서, 상기 셀 로딩 선언에 응답하여, 기지국(10)은 순방향 링크 신호들(14)에서 역방향 링크 로딩 제한에 도달하였음을 표시하는 신호를 전송한다. 이러한 신호에 응답하여, 기지국(10) 커버리지 영역 내의 원격국들은 역방향 링크 신호들(14)의 전송을 조정한다. 이러한 조정은 데이터 레이트 감소 및/또는 신호 전송 에너지 감소의 형태일 수 있다. 대안적으로, 기지국(10) 커버리지 영역 내의 원격국들(12)은 역방향 링크 용량 제한에 도달하였음을 표시하는 신호 수신시 역방향 링크 신호들(14)의 전송을 중지할 것이다.

기지국(10)이 역방향 링크 용량 제한에 도달하였다는 결정에 응답하여 취해질 수 있는 추가적인 응답 조치는 기지국이 휠팅 동작을 수행하여, 기지국이 자신의 커버리지 영역 내의 이동국들로부터 실제 위치보다 더 멀리 이격된 것처럼 보이게 만든다. 이러한 휠팅 동작은 상기 미국 특허 번호 제5,548,812DP 제시된 바와 같이 순방향 링크 전송(14) 에너지를 감소시키고 역방향 링크 수신기 경로로 잡음을 주입시키게 된다.

상기 비율이 임계치보다 작으면, 역방향 링크 로딩 용량 여분이 블록(30)에서 선언된다. 이러한 조건에서, 기지국은 추가적인 이동국에 서비스를 제공할 수 있다. 적절한 응답 조치가 블록(32)에서 취해진다. 제1 실시예에서, 셀이 여분 용량을 가진다는 결정에 응답하여, 기지국(10)은 자신이 추가적인 역방향 링크 용량을 가짐을 표시하는 신호를 순방향 링크 신호들(14)로 전송한다. 이러한 신호에 응답하여, 기지국(10) 커버리지 영역 내의 원격국들은 역방향 링크 신호들(14)의 전송을 조정한다. 이러한 조정은 데이터율 증가 및/또는 전송 에너지 증가의 형태일 수 있다.

기지국(10)이 역방향 링크 용량 제한에 도달하였다는 결정에 응답하여 취해질 수 있는 추가적인 조치는 셀이 셀 블라서밍(blossoming) 동작을 수행하는 것이다. 이러한 셀 블라서밍 동작은 셀을 휠팅 동작 모드로부터 제거하는 것이다.

도3은 원격국(12)의 부분적인 블록 다이아그램이다. 전송될 신호(40)의 동상 성분(I') 및 직교위상 성분(Q')이 복소 의사잡음(PN) 확산기(42)로 제공된다. 신호가 복소 의사잡음 확산기(42)로 제공되기에 앞서, 순방향 에러 정정 코딩, 인터리빙, 및 레이트 매칭을 포함하는 신호(40)에 대한 처리가 수행될 수 있음을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이다. 실시예에서, 파일럿 심벌들 및 전력 제어 비트들과 같은 오버헤드 정보가 복소 의사잡음(PN) 확산기(42)의 I' 입력으로 제공되고, 트래픽 채널 데이터가 복소 의사잡음(PN) 확산기(42)의 Q' 입력으로 제공된다.

실시예에서, 복소 PN 확산기(42)는 2개의 개별 PN 시퀀스들(PNI 및 PNQ)에 따라 신호들을 확산한다. 복소 PN 확산은 공지되어 있으며, 2002년 5월 28일자로 특허된 미국 특허 번호 제6,396,804, 제목 "고속 데이터 레이트 CDMA 무선 통신 시스템"에 제시되어 있으며, 이는 본 발명의 양수인에게 양도되었고, 본 명세서에서 참조된다. 복소 PN 확산 신호들의 동상 성분(I) 및 직교위상 성분(Q)은 대응하는 노치 필터들(NF)(44a 및 44b)로 제공된다. 상술한 바와 같이, 노치 필터들은 원격국들이 역방향 링크 신호들(14) 전송에 사용되는 스펙트럼 중 일부에서 에너지를 전송하지 않도록 하기 위해서 제공된다. 이러한 노치들에서의 에너지는 기지국(10)의 로딩되지 않은 에너지 추정치를 제공한다. 도4a는 노치 필터들(44a 및 44b)에 대한 예시적인 주파수 응답을 보여준다. 바람직한 실시예에서, 노치들의 위치들은 베이스 밴드에서 ±RC/4에서 제공되고, 이는 fC±RC/4로 업컨버팅되고, 여기서 fc는 캐리어 주파수이며, RC는 칩 레이트이다. 노치들에 대한 특정 위치가 선호되는데, 왜냐하면 이는 최소 계산 복잡도로 구현될 수 있기 때문이다. 이러한 노치들의 위치들이 본 발명의 영역을 벗어남이 없이 임의적으로 선택될 수 있음을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이다.

제어기(46)는 노치 필터들(44a 및 44b)의 주파수 응답 특성들을 제어한다. 제1 실시예에서, 제어기(46)는 노치 필터들(44a 및 44b)의 주파수 응답에서 변동을 제공하지 않는다. 제1 실시예는 간단하다는 점에서 장점을 가지지만, 밴드 상의 에너지가 균일하지 않고, 이로 인해 밴드 에너지의 로딩되지 않은 추정의 정확도가 감소한다는 단점을 갖는다. 제2 실시예에서, 제어기(46)는 역방향 링크 신호들(14)의 전송 밴드 상의 노치의 위치를 스윕(sweep)한다. 제3 실시예에서, 제어기(46)는 노치 필터들(44a 및 44b)의 위치를 호핑(hop)한다. 열거된 예들은 기지국(10)에 전송 밴드에 걸치 인밴드 비로딩 잡음 에너지 샘플들을 제공하기 위한 방법에 대한 단지 예시일 뿐이며, 이로 제한되는 것은 아님을 당업자는 잘 이해할 것이다.

노치 필터링된 I 및 Q 성분들은 펄스 정형 필터(FIR)(48a 및 48b)로 제공된다. 펄스 정형 필터(FIR)(48a 및 48b)는 외부밴드(out of band) 방출을 감소시키기 위해서 제공된다. 바람직한 실시예에서, 노치 필터링 동작은 펄스 정형 필터(FIR)(48a 및 48b)에서의 필터링에 앞서 베이스밴드에서 수행된다. 펄스 정형에 앞서 노치 필터링을 수행하는 이유는 현재 시스템에서 역방향 링크 신호들(14)의 외부밴드 방출을 규정된 제한 범위 내로 감소시키기 위해서 펄스 정형 필터들이 베이스밴드 칩 레이트보다 높은 샘플링 레이트를 요구하기 때문이다. 노치 필터들(44a 및 44b)은 펄스 정형 필터(FIR)(48a 및 48b)에 뒤이어 제공될 수도 있고, 전송기(50)의 업 컨버젼에 뒤이어 RF 주파수에서 수행될 수도 있음을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이다. 도4c는 주파수 fc±RC/4 주파수에서 노치들을 갖는 펄스 정형 필터(FIR)(48a 및 48b)에 의해 출력된 신호의 주파수 특성들을 보여준다.

전송기(50)는 선택된 변조 포맷에 따라 신호들의 업 컨버팅, 증폭, 및 필터링을 수행하여, 처리된 신호를 역방향 링크(16)를 통한 전송을 위해 안테나(52)로 제공한다. 실시예에서, 전송기(50)는 직교 위상 편이 변조 방식(QPSK)에 따라 전송을 위한 신호들을 업 컨버팅한다. 본 발명은 BPSK 및 QAM 변조와 같은 다른 변조 방식들에도 동일하게 적용될 수 있다. 도4d는 본 발명의 실시예를 보여주며, 여기서 2개의 상이한 사용자들 세트들은 역방향 링크 신호들 전송에 사용되는 2개의 상이한 스펙트럼 부분들을 노치한다. 이러한 실시예에서, 필터들(66a 및 66b)의 대역폭은 사용자들의 노치들(BNnotch 1 및 BNnotch2)의 대역폭들을 포함할 만큼 충분히 넓어야 한다. 도4d는 설명 목적으로 2개의 상이한 사용자들 세트들을 사용하지만, 본 발명의 영역을 벗어남이 없이 임의의 수의 사용자들로 확장될 수 있음을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이다. 유사하게, 시간에 따른 선형 주파수 스윕은 본 발명의 영역을 이러한 특정 실시예로 제한할 의도가 아니다.

도5는 기지국(10)의 특정 블록 다이아그램이다. 역방향 링크 신호들(14)은 안테나(60)에 의해 수신되어, 수신기(RCVR)(62)로 제공된다. 수신기(62)는 수신된 신호들을 다운-컨버팅, 증폭, 및 필터링한다. 실시예에서, 복조 포맷은 직교 위상 편이 방식이지만, 본 발명은 다른 복조 포맷에도 동일하게 적용될 수 있다. 수신된 신호의 I 및 Q 성분들은 복조 블록(64), 밴드 패스 필터(BPF)(66a 및 66b), 및 에너지 계산기(76)로 제공된다.

복조기(64)는 적용가능한 프로토콜에 따라 정보 값을 위해 I 및 Q 성분들을 처리한다.

밴드-패스 필터들(66a 및 66b)의 특성들은 제어기(68)에 의해 제어된다. 제어기(68)의 제어 신호들은 제어기(46)의 제어 신호들을 미러링한다. 결과적으로, 노치-필터들(44a 및 44b)의 특성들은 밴드-패스 필터들(66a 및 66b)의 특성들과 정렬된다. 따라서, 밴드-패스 필터들(66a 및 66b)의 출력은 노치 필터들(44a 및 44b)에 의해 필터링 아웃되는 역방향 링크 신호들 부분이다. 밴드-패스 필터들(66a 및 66b)의 주파수 응답은 도4c에 제시된다. 밴드-패스 필터링의 목적은 필터(44)에 의해 노치된 역방향 링크 스펙트럼 부분을 에너지 계산기(700)로 제공하는 것이다.

밴드-패스 필터들(66a 및 66b)의 출력은 에너지 계산기(70)로 제공된다. 실시예에서, 밴드-패스 필터들(66a 및 66b)로부터의 필터링된 디지털 샘플들은 자승되고, 그리고 나서 합산되어 원격국(12)으로부터의 역방향 링크 전송들에 대한 노칭된 주파수 밴드 부분들의 에너지 추정치를 제공한다.

상기 자승들의 합산은 필터(72)로 제공된다. 실시예에서, 필터(72)는 유한 임펄스 응답 필터 사용과 같이 다양한 방식으로 구현될 수 있는 이동 평균 필터이다. 필터(72)의 출력은 원격국들(12)로부터의 역방향 링크 전송들에서 노칭된 주파수에서의 잡음 에너지 추정치로서 제어기 프로세서(74)로 제공된다.

인-밴드 에너지 계산에서, 수신기(62)로부터의 디지털화된 샘플들은 에너지 계산기(76)로 제공된다. 에너지 계산기(76)는 디지털화된 샘플들의 자승들을 합산하고, 이러한 값들을 필터(78)로 제공함으로써 총 인-밴드 에너지(IO)를 추정한다. 필터(72)에 대해 설명한 바와 같이, 실시예에서, 필터(78)는 이동 평균 필터이다. 필터링된 에너지 샘플들은 총 인-밴드 에너지 추정치(IO)로써 제어 프로세서(74)로 제공된다.

NF 및 BPF의 대역폭 및 칩 레이트에 대한 정보가 추가로 제어 프로세서(74)로 제공된다. 역방향 링크 전송(16) 대역폭 및 필터들(44a 및 44b)의 노치들 대역폭에 기반하여, 제어 프로세서는 다음 등식에 따라 역방향 링크 로딩(RLL) 추정치를 계산한다:

여기서, I_O는 필터(78) 출력에 따라 결정된 추정된 총 인-밴드 에너지이고, I_notch는 역방향 링크 신호들(14)의 노칭된 부분들의 추정된 에너지이고, B_Total은 역방향 링크 신호들(14)의 총 대역폭이며, B_Notch는 필터들(44a 및 44b)에 의해 제공되는 노치들의 대역폭이며, 그리고 B_Bandpass는 필터들(66a 및 66b)의 대역폭이다. 등식(3)의 분자에서의 인자 2는 역방향 링크 신호 스펙트럼에서 2개의 노치들이 존재하고, 노치들이 동일한 대역폭(B_Notch)을 가진다는 사실에 기반한다.

이러한 등식은 역방향 링크 신호들 전송에 사용되는 스펙트럼의 상이한 부분들을 상이한 사용자들 세트가 노치하는 실시예에서 이용될 것이다. 이러한 실시예에서, 필터들(66a 및 66b)의 대역폭은 모든 사용자들의 노치들에 대한 대역폭을 포함할 만큼 충분히 넓어야 한다. B_Bandpass가 B_Notch와 동일한 다른 실시예에서(즉, 모든 사용자들이 역방향 링크 신호들 전송에서 사용되는 스펙트럼의 동일한 부분을 노치하는 경우), 상기 등식은 다음과 같이 감소된다:

본 발명이 임의의 수의 노치들, 및 가변 폭들을 갖는 노치들로 쉽게 확장될 수 있음을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이다. 또한, 노치된 주파수 부분들 및 인-밴드 신호 사이의 비율에 대한 스케일링이 수행될 필요가 없음을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이다. 오히려, 이러한 비율이 비교되는 임계치가 스케일링될 수 있고, 이는 제어 프로세서(74)에 의해 수행되는 동작의 계산 복잡성을 감소시킨다.

그리고 나서, 역방향 로딩이 임계치(T)와 비교된다. 그리고 나서, 제어 프로세서(74)는 이러한 비교 결과에 기반하여 대응 조치를 취한다.

역방향 링크 로딩이 임계치를 초과하면, 역방향 링크 로딩 용량 제한이 선언된다. 실시예에서, 제어 프로세서(74)는 셀 휠팅에 의해 응답한다. 순방향 링크 신호들의 전송 전력을 감소시키는 제어 명령이 순방향 링크 전송 서브시스템(82)으로 제공된다. 이러한 신호에 응답하여, 순방향 링크 전송 서브시스템(82)의 전력 증폭기(미도시)는 전송 이득을 감소시킨다. 또한, 수신기의 잡음 플로어를 증가시키는 대응하는 신호가 수신기(62)로 전송된다. 이러한 신호에 응답하여, 잡음이 수신된 역방향 링크 신호들 내로 주입된다. 이에 따라, 기지국은 자신의 실제 위치보다 이동국들로부터 더 멀리 이격된 것처럼 보여지고, 이는 이동국이 추가적인 용량을 가지는 인접 셀들로 핸드오프하도록 한다.

역방향 링크 로딩이 임계치보다 작으면, 역방향 링크 로딩 용량 여분(excess)이 선언된다. 실시예에서, 제어 프로세서(74)는 셀 블라서밍에 의해 응답한다. 전송 전력을 증가시키는 제어 명령이 순방향 링크 전송 서브시스템(82)으로 전송되고, 수신기의 잡음 플로어를 감소시키는 대응하는 신호가 수신기(62)로 전송된다.

다른 실시예에서, 비교 결과는 RL 비지 비트 생성기(80)로 전송된다. RL 비지 비트 생성기(80)는 역방향 로딩이 임계치보다 큰 경우 제1 값을 갖는 RL 비지 비트를 생성하고, 역방향 로딩이 임계치보다 작은 경우 제2 값을 갖는 RL 비지 비트를 생성한다. 그리고 나서, 기지국(10)은 적절한 조치를 취한다. 실시예에서, 기지국(10)의 역방향 링크 로딩이 초과된 경우 허용가능한 사용자들의 수를 감소시킬 수 있고, 역방향 링크 로딩이 허용가능한 제한치 이하인 경우 허용가능한 사용자들의 수를 증가시킬 수 있다. 다른 실시예에서, 기지국(10)은 역방향 링크 로딩이 초과된 경우 적어도 하나의 사용자에 대한 허용가능한 데이터율을 감소시킬 수 있고, 역방향 링크 로딩이 허용가능한 제한치 이하인 경우 적어도 하나의 사용자에 대한 허용가능한 데이터율을 증가시킬 수 있다.

도6은 다수의 기지국들(110) 및 다수의 단말들(120)을 구비한 무선 통신 시스템(100)을 보여준다. 기지국들(110)은 기지국(10)일 수 있다. 단말들(120)은 단말들(12A,B,C)일 수 있다. 기지국은 일반적으로 단말과 통신하는 고정된 스테이션이고, 액세스 포인트, 노드 B, 또는 다른 용어로 지칭될 수 있다. 각 기지국(110)은 특정 지리적 영역(102)에 대한 통신 커버리지를 제공한다. 용어 "셀"은 문맥에 따라 기지국 및/또는 그 커버리지 영역을 지칭할 수 있다. 시스템 성능을 개선하기 위해서, 기지국 커버리지 영역은 다수의 보다 작은 영역들(예를 들면, 3개의 영역들(104a,b,c)로 분할될 수 있다. 각각의 작은 영역들은 각 기지국 트랜시버 서브시스템(BTS)에 의해 서비스된다. 용어 "섹터"는 문맥에 따라 BTS 및/또는 그 커버리지 영역을 지칭할 수 있다. 섹터화된 셀에서, 그 셀의 모든 섹터들에 대한 BTS들은 일반적으로 그 셀에 대한 기지국 내에 동일-위치된다. 시스템 제어기(130)는 기지국들(110)을 연결하여, 이러한 기지국들에 대한 조정 및 제어를 제공한다.

단말은 고정되거나 이동성일 수 있으며, 이동국, 무선 장치, 사용자 장치, 또는 다른 용어로 지칭된다. 각 단말은 임의의 주어진 시간에서 0개 이상의 기지국들로 통신한다.

여기서 제시되는 간섭 제어 기술은 섹터화된 셀들을 구비한 시스템 및 섹터화되지 않은 셀들을 구비한 시스템에 대해 사용될 수 있다. 다음 설명에서, 용어 "섹터"는 (1) 섹터화된 셀들을 구비한 시스템에 대한 기존의 BTS 및/또는 그 커버리지 영역, 및 (2) 섹터화되지 않은 셀들을 구비한 시스템에 대한 기존의 기지국 및/또는 그 커버리지 영역을 지칭한다. 용어 "단말" 및 "사용자"는 서로 교환하여 사용될 수 있으며, 용어 "섹터" 및 "기지국" 역시 서로 교환하여 사용될 수 있다. 서빙 기지국/섹터는 단말과 통신하는 기지국/섹터이다. 이웃 기지국/섹터는 단말과 통신하지 않는 기지국/섹터이다.

간섭 제어 기술들은 또한 다양한 다중-액세스 통신 시스템들에서 사용될 수 있다. 예를 들어, 이러한 기술들은 CDMA 시스템, FDMA 시스템, TDMA 시스템, OFDMA 시스템, IFDMA 시스템, LFDMA 시스템, SDMA 시스템, 준-직교 다중 액세스 시스템 등에서 사용될 수 있다. IFDMA는 분산형 FDMA로 지칭되고, LFDMA는 협대역 FDMA 또는 클래시컬 FDMA로 지칭된다. OFDMA 시스템은 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM)을 사용한다. OFDM, IFDMA, 및 LFDMA는 전체 시스템 대역폭을 다수(K)의 직교 주파수 서브밴드들로 분할한다. 이러한 서브밴드들은 톤, 서브캐리어, 빈, 등으로 지칭된다. OFDM은 K개의 서브밴드 중 일부 또는 전부 상에서 주파수 영역에서 변조 심벌들을 전송한다. IFDMA는 K개의 서브밴드들에 대해 균일하게 분포된 서브밴드들 상에서 시간 영역에서 변조 심벌들을 전송한다. LFDMA는 시간 영역에서 일반적으로 인접 서브밴드들 상에서 변조 심벌들을 전송한다.

도1에 제시된 바와 같이, 각 섹터는 섹터 내의 단말들로부터의 "요구되는(desired)" 전송들 및 다른 섹터들 내의 단말들로부터의 "간섭" 전송들을 수신한다. 각 섹터에서 경험되는 총 간섭은 (1) 동일 섹터 내의 단말들로부터의 섹터내(intra-sector) 간섭, 및 (2) 다른 섹터들 내의 단말들로부터의 섹터간(inter-sector) 간섭으로 구성된다. 다른 섹터 간섭(OSI)으로 지칭되는 섹터간 간섭은 다른 섹터들의 전송들과 직교하지 않는 각 섹터의 전송들로부터 기인한다. 섹터간 간섭 및 섹터내 간섭은 성능에 큰 영향을 미치며, 아래에서 설명하는 바와 같이 감소될 수 있다.

섹터간 간섭은 사용자-기반 간섭 제어 및 네트워크-기반 간섭 제어와 같은 다양한 기술들을 사용하여 제어될 수 있다. 사용자 기반 간섭 제어의 경우, 단말들에게는 이웃 섹터들에 의해 경험되는 섹터간 간섭이 통보되고, 섹터간 간섭이 수용가능한 레벨로 유지될 수 있도록 단말은 자신의 전송 전력들을 조정한다. 네트워크-기반 간섭 제어의 경우, 각 섹터에게는 이웃 섹터들에 의해 경험되는 섹터간 간섭이 통보되고, 섹터간 간섭이 수용가능한 레벨 내로 유지되도록 각 섹터는 자신의 단말들에 대한 데이터 전송을 규제한다. 시스템은 사용자 기반 간섭 제어만을 사용할 수도 있고, 네트워크 기반 간섭 제어만을 사용할 수도 있으며, 이 둘 모두를 사용할 수도 있다. 이러한 간섭 제어 메커니즘, 및 그들의 조합들은 아래에서 설명되는 바와 같이 다양한 방식으로 구현될 수 있다.

도7은 단말(120x), 서빙 기지국(110x), 및 이웃 기지국(110y)에 대한 블록 다이아그램이다. 역방향 링크상에서, 단말(120x)에서, 전송 데이터 프로세서(710)는 역방향 링크(RL) 트래픽 데이터 및 제어 데이터를 인코딩, 인터리빙, 및 심벌 매핑하여, 데이터 심벌들을 제공한다. 변조기(Mod)(712)는 데이터 심벌들 및 파일럿 심벌들을 적절한 서브밴드들 및 심벌 주기들에 매핑하고, 적용가능한 경우 OFDM 변조를 수행하고, 일련의 복소값 칩들을 제공한다. 전송기 유닛(TMTR)(714)은 이러한 일련의 칩들을 조정하고(예를 들면, 아날로그 변환, 증폭, 필터링, 및 주파수 업 변환), 역방향 링크 신호를 생성하며, 생성된 역방향 링크 신호는 안테나(716)를 통해 전송된다.

서빙 기지국(110x)에서, 다수의 안테나들(752xa - 753xt)은 단말(120x) 및 다른 단말들로부터의 역방향 링크 신호들을 수신한다. 각 안테나(752x)는 수신된 신호를 각 수신기 유닛(RCVR)(754x)으로 제공한다. 각 수신기 유닛(754X)은 그 수신된 신호를 조정하고(예를 들면, 필터링, 증폭, 주파수 다운변환 및 디지털화), 적용가능한 경우 OFDM 복조를 수행하며, 수신된 심벌들을 제공한다. RX 공간 프로세서(758)는 모든 수신기 유닛들로부터의 수신된 심벌들에 대한 수신기 공간 처리를 수행하고, 전송된 데이터 심벌들의 추정치들인 데이터 심벌 추정치들을 제공한다. 수신 데이터 프로세서(760x)는 데이터 심벌 추정치들을 디매핑, 디인터리빙, 및 디코딩하여, 단말(120x) 및 기지국(110x)에 의해 현재 서비스되는 다른 단말들에 대한 디코딩된 데이터를 제공한다.

순방향 링크 전송에 대한 처리는 상술한 역방향 링크에 대한 처리와 유사하게 수행될 수 있다. 순방향 및 역방향 링크들 상에서의 전송 처리는 일반적으로 시스템에 의해 규정된다.

간섭 및 전력 제어에 있어서, 서빙 기지국(110x)에서, 수신 공간 프로세서(758x)는 단말(120x)에 대한 수신된 SNR을 추정하고, 기지국(110x)에 의해 관측된 섹터간 간섭을 추정하고, 단말(110x)에 대한 SNR 추정치 및 간섭 추정치(예를 들면, 측정된 간섭 I_meas _,m)를 제어기(770x)로 제공한다. 제어기(770x)는 단말(120x)에 대한 SNR 추정치 및 타겟 SNR에 기반하여 단말(120x)에 대한 TPC 명령들을 생성한다. 제어기(770x)는 간섭 추정치에 기반하여 OTA OSI 및/또는 IS OSI 보고를 생성한다. 제어기(770x)는 통신 유닛(774x)을 통해 이웃 섹터들로부터의 IS OSI 보고들을 수신할 수 있다. TPC 명령들, 기지국(110x)에 대한 OTA OSI 보고, 및 가능하게는 다른 섹터들에 대한 OTA OSI 보고들이 전송 데이터 프로세서(782x) 및 전송 공간 프로세서(784x)에 의해 처리되고, 전송기 유닛들(754xa 내지 754xt)에 의해 조정되며, 안테나들(752xa 내지 752xt)을 통해 전송된다. 기지국(110x)으로부터의 IS OSI 보고는 백홀 또는 유선 통신 링크를 통해 전송 유닛(774x)을 거쳐 이웃 섹터들로 전송될 수 있다.

이웃 기지국(110y)에서, 수신 공간 프로세서(758y)는 기지국(110y)에 의해 경험되는 섹터간 간섭을 추정하고, 간섭 추정치를 제어기(770y)로 제공한다. 제어기(770y)는 간섭 추정치에 기반하여 OTA OSI 보고 및/또는 IS OSI 보고를 생성한다. OTA OSI 보고는 처리되어 시스템의 단말들로 방송된다. IS OSI 보고는 통신 유닛(774y)을 통해 이웃 섹터들로 전송된다.

단말(120x)에서, 안테나(716)는 서빙 및 이웃 기지국들로부터 순방향 링크 신호들을 수신하고, 수신된 신호를 수신기 유닛(714)으로 제공한다. 수신된 신호는 수신기 유닛(714)에 의해 조정 및 디지털화되고, 복조기(Demod)(742) 및 수신 데이터 프로세서(744)에 의해 추가로 처리된다. 프로세서(744)는 단말(120x)에 대한 서빙 기지국에 의해 전송된 TPC 명령들 및 이웃 기지국들에 의해 방송된 OTA OSI 보고들을 제공한다. 복조기(742) 내의 채널 추정기는 각 기지국에 대한 채널 이득을 추정한다. 제어기(720)는 수신된 TPC 명령을 검출하고, TPC 결정에 기반하여 기준 전력 레벨을 갱신한다. 제어기(720)는 또한 이웃 기지국들로부터 수신된 OTA OSI 보고들 및 서빙 및 이웃 기지국들에 대한 채널 이득에 기반하여 트래픽 채널에 대한 전송 전력을 조정한다. 제어기(720)는 단말(120x)에 할당된 트래픽 채널에 대한 전송 전력을 제공한다. 프로세서(710) 및/또는 변조기(712)는 제어기(720)에 의해 제공된 전송 전력에 기반하여 데이터 심벌들을 스케일링한다.

제어기들(720, 770x, 및 770y)은 단말(120x) 및 기지국들(110x 및 110y) 각각에서 다양한 처리 유닛들의 동작들을 제어한다. 이러한 제어기들은 또한 간섭 및 전력 제어에 대한 다양한 기능들을 수행한다. 메모리 유닛들(722,772x,772y)은 제어기들(720,770x,770y) 각각에 대한 데이터 및 프로그램 코드들을 저장한다. 스케줄러(780x)는 기지국(110x)과의 통신을 위해 단말들을 스케줄링하고, 예를 들어 이웃 기지국들로부터의 IS OSI 보고들에 기반하여 스케줄링된 단말들로 트래픽 채널들을 할당한다.

도8은 OFDMA 시스템에 대한 시간-주파수 평면(200)에서의 주파수 호핑(FH)을 보여준다. 주파수 호핑이 사용되는 경우, 각 트래픽 채널은 각 시간 인터벌에서 그 트래픽 채널에 대해 사용할 특정 서브밴드(들)를 표시하는 특정 FH 시퀀스와 관련된다. 각 섹터에서 상이한 트래픽 채널들에 대한 FH 시퀀스들은 서로에 대해 직교하며, 따라서 임의의 주어진 시간 인터벌에서 어떠한 2개의 트래픽 채널들도 동일한 서브밴드를 사용하지 않는다. 각 섹터에 대한 FH 시퀀스들은 또한 이웃 섹터들에 대한 FH 시퀀스에 대해 의사-랜덤하다. 2개의 섹터들의 2개의 트래픽 채널들 사이의 간섭은 이러한 2개의 트래픽 채널들이 동일한 시간 인터벌에서 동일한 서브밴드를 사용할 때마다 발생한다. 그러나, 상이한 섹터들에 대해 사용되는 FH 시퀀스들의 의사-랜덤 특성으로 인해 섹터간 간섭은 랜덤화된다.

각 데이터 채널이 임의의 주어진 시간에 단지 하나의 단말에 의해서만 사용되도록 데이터 채널들이 활성 단말들에 할당된다. 시스템 자원을 보존하기 위해서, 제어 채널들은 예를 들면, 코드 분할 멀티플렉싱을 사용하여 다수의 단말들 사이에서 공유될 수 있다. 데이터 채널들이 단지 주파수 및 시간(코드는 아님)에서 직교적으로 멀티플렉싱되면, 데이터 채널들은 채널 조건들 및 수신기 부정확성으로 인한 직교성의 손실에 대해 제어 채널들에 비해 덜 영향을 받는다.

따라서, 데이터 채널들은 전력 제어에 관련된 수개의 중요한 특성들을 갖는다. 첫째, 데이터 채널들에 대한 셀내 간섭은 주파수 및 시간에서의 직교 멀티플렉싱으로 인해 최소화된다. 둘째, 셀간 간섭은 이웃 섹터들이 상이한 FH 시퀀스들을 사용하기 때문에 랜덤화된다. 주어진 단말에 의해 야기되는 셀간 간섭량은 (1) 그 단말에 의해 사용되는 전송 전력 레벨 및 (2) 이웃 기지국들에 대한 단말의 상대적인 위치에 의해 결정된다.

데이터 채널에 있어서, 셀내 간섭 및 셀간 간섭이 수용가능한 레벨 내로 유지하면서, 가능한 높은 전력 레벨로 각 단말이 전송하도록 전력 제어가 수행된다. 자신의 서빙 기지국에 근접 위치한 단말에게는 보다 높은 전력 레벨에서의 전송이 허용될 수 있는데, 왜냐하면 이러한 단말은 이웃 기지국들에 대한 간섭을 적게 일으키기 때문이다. 반대로, 자신의 서빙 기지국으로부터 멀리 이격되어 섹터 에지 부근에 위치하는 단말에게는 보다 낮은 레벨에서의 전송이 허용될 수 있는데, 왜냐하면 이러한 단말은 이웃 기지국들에 보다 많은 간섭을 야기하기 때문이다. 이러한 방식으로의 전송 전력 제어는 "자격을 갖춘" 단말들이 보다 높은 SNR을 달성하여 보다 높은 데이터율을 허용하면서, 잠재적으로 각 기지국에 의해 경험되는 총 간섭을 감소시킨다.

데이터 채널들에 대한 전력 제어는 상술한 목표를 달성하기 위해 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 명확화를 위해, 전력 제어의 특정 예가 아래에서 설명된다. 이러한 실시예에서, 주어진 단말에 대한 데이터 채널에 대한 전송 전력은 다음과 같이 표현될 수 있다:

등식 (1)

여기서,

는 갱신 인터벌 n에 대한 데이터 채널에 대한 전송 전력이고;

는 갱신 인터벌 n에 대한 기준 전력 레벨이며; 그리고

은 갱신 인터벌 n에 대한 전송 전력이다.

전력 레벨들

및

그리고 전송 전력 델타

이 데시벨(dB) 단위로 주어진다.

기준 전력 레벨은 (예를 들면, 제어 채널 상에서) 지정된 전송에 대한 타겟 신호 품질을 달성하는데 필요한 전송 전력량이다. 신호 품질 (SNR로 표시됨)은 신호 대 잡음비, 신호 대 잡음 및 간섭 비, 등으로 정량화될 수 있다. 기준 전력 레벨 및 타겟 SNR은 아래에서 설명되는 바와 같이, 지정된 전송에 대한 요구되는 성능 레벨을 달성하기 위해서 전력 제어 메커니즘에 의해 조정될 수 있다. 기준 전력 레벨이 타겟 SNR을 달성할 수 있으면, 데이터 채널에 대한 수신된 SNR이 다음과 같이 추정될 수 있다:

등식 (2)

등식(2)는 데이터 채널 및 제어 채널이 유사한 간섭 통계치들을 가진다고 가정한다. 이는 예를 들어 상이한 섹터들로부터의 제어 및 데이터 채널들이 서로 간섭하는 경우에 적용된다. 기준 전력 레벨은 아래에서 설명되는 바와 같이 결정될 수 있다.

데이터 채널에 대한 전송 전력은 (1) 단말이 이웃 섹터들 내의 다른 단말들에 대해 야기하는 섹터간 간섭량, (2) 단말이 동일 섹터 내의 다른 단말들에 대해 야기하는 섹터내 간섭량, (3) 그 단말에 대해 허용되는 최대 전력 레벨, 및 (4) 다른 가능한 인자들과 같은 다양한 인자들에 기반하여 설정될 수 있다. 이러한 인자들 각각은 아래에서 설명된다.

각 단말이 야기하는 섹터간 간섭량은 다양한 방식으로 결정될 수 있다. 예를 들어, 각 단말에 의해 야기되는 섹터간 간섭량은 각 이웃 기지국에 의해 직접 추정되어 그 단말로 전송되고, 그 단말은 이에 따라 그 전송 전력을 조정할 수 있다. 이러한 개별화된 간섭 보고는 과도한 오버헤드 시그널링을 필요로 한다. 간략화를 위해, 각 단말이 야기하는 섹터간 간섭량은 (1) 각 이웃 기지국에 의해 경험되는 총 간섭, (2) 서빙 및 이웃 기지국들에 대한 채널 이득들, 및 (3) 그 단말에 의해 사용되는 전송 전력 레벨에 기반하여 대략적으로 추정될 수 있다. 상기 (1) 및 (2)는 아래에서 설명된다.

각 기지국은 자신에 의해 경험되는 총 또는 평균 간섭량을 추정할 수 있다. 이는 각 서브밴드에 대한 간섭 전력을 추정하고, 개별 서브밴드들에 대한 간섭 전력 추정치들에 기반하여 평균 간섭 전력을 계산함으로써 달성될 수 있다. 평균 간섭 전력은 예를 들면, 산술 평균, 기하 평균, SNR 기반 평균 등과 같은 다양한 평균 기술들을 사용하여 달성될 수 있다.

산술 평균의 경우, 평균 간섭 전력은 다음과 같이 표현될 수 있다:

등식(3)

여기서,

는 시간 인터벌 n에서 서브밴드 k 상에서의 섹터 m에 대한 간섭 전력 추정치이고;

는 시간 인터벌 n에서 섹터 m에 대한 평균 간섭 전력이다.

상기

및

는 등식(3)에서 선형 단위(unit)들이지만, 데시벨(dB) 단위로 주어질 수도 있다. 산술 평균을 사용하는 경우, 약간 큰 간섭 전력 추정치들이 평균 간섭 전력을 왜곡시킬 수 있다.

기하 평균의 경우, 평균 간섭 전력은 다음과 같이 표현될 수 있다:

등식(4)

기하 평균은 수개의 서브밴드들에 대한 큰 간섭 전력 추정치들을 억제할 수 있으며, 다라서 평균 간섭 전력이 산술 평균에 비해 작다.

SNR 기반 평균의 경우, 평균 간섭 전력은 다음과 같이 표현될 수 있다:

등식(5)

여기서,

은 각 서브밴드에 대해 추정된 공칭(nominal) 수신 전력을 나타낸다. 등식(5)은 공칭 수신 전력에 기반하여 각 서브밴드에 대한 이론적인 용량을 결정하고, 모든 N개의 서브밴드들에 대한 평균 용량을 계산하고, 평균 용량을 제공하는 평균 간섭 전력을 결정한다. SNR 기반 평균(소위 용량 기반 평균으로 지칭됨)은 또한 수개의 서브밴드들에 대한 큰 간섭 전력 추정치들을 억제한다.

어떠한 평균 기술이 사용되는지에 무관하게, 각 기지국은 간섭 전력 추정치들 및/또는 다수의 시간 인터벌들에 대한 평균 간섭 전력을 필터링하여 간섭 측정치 품질을 개선한다. 이러한 필터링은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터, 무한 임펄스 응답(IIR) 필터, 또는 공지된 다른 타입의 필터로 달성될 수 있다. 용어 "간섭"은 따라서 본 명세서에서 필터링 또는 비-필터링 간섭을 지칭할 수 있다.

각 기지국은 다른 섹터들 내의 단말들에 의한 사용을 위해 자신의 간섭 측정치들을 방송할 수 있다. 이러한 간섭 측정치들은 다양한 방식으로 방송될 수 있다. 일 실시예에서, 평균 간섭 전력 (또는 "측정된" 간섭)은 방송 채널을 통해 전송되는, 미리 결정된 수의 비트들로 정량화된다. 다른 실시예에서, 측정된 간섭은 측정된 간섭이 공칭 간섭 임계치보다 큰지 또는 작은지를 표시하는 단일 비트를 사용하여 방송된다. 또 다른 실시예에서, 측정된 간섭은 2 비트를 사용하여 방송된다. 하나의 비트는 공칭 간섭 임계치에 대한 상대적인 측정된 간섭을 표시한다. 다른 비트는 측정된 간섭이 높은 간섭 임계치를 초과하는지 여부를 표시하는 디스트레스(distress)/패닉 비트로 사용될 수 있다. 이러한 간섭 측정치들은 다른 방식으로 전송될 수 있다.

간략화를 위해, 다음 설명은 간섭 정보를 제공하기 위해서 단일 다른-섹터 간섭(OSI) 비트를 사용한다고 가정한다. 각 기지국은 자신의 OSI 비트(OSIB)를 다음과 같이 전송한다:

등식(6)

여기서,

은 공칭 간섭 임계치이다.

대안적으로, 각 기지국은 기지국에 의해 경험되는 총 간섭 전력 대 열 잡음 전력의 비인, 측정된 간섭 대 잡음(IOT)을 획득한다. 총 간섭 전력은 아래에서 설명되는 바와 같이 계산될 수 있다. 열 잡음 전력은 전송기를 턴-오프하고, 수신기에서의 잡음을 측정함으로써 추정될 수 있다. 특정 동작 포인트가 시스템에 대해 선택될 수 있고,

으로 표시된다. 보다 높은 동작 포인트는 단말들이 데이터 채널들에 대해 (평균에 대한) 보다 높은 전송 전력들의 사용을 허용한다. 그러나, 매우 높은 동작 포인트는 바람직하지 않은데, 왜냐하면 시스템이 간섭 제한될 수 있고, 이는 전송 전력의 증가가 수신된 SNR 증가를 보장하지 않는 경우이다. 또한, 매우 높은 동작 포인트는 시스템 불안정성 확률을 증가시킨다. 어떤 경우이던지, 각 기지국은 자신의 OSI 비트를 다음과 같이 설정할 수 있다:

등식(7)

여기서,

는 시간 인터벌 n에서 섹터 m에 대한 측정된 IOT이고;

은 섹터에 대한 요구되는 동작 포인트이다.

2 경우 모두에서, OSI 비트는 아래에서 설명되는 바와 같이 전력 제어를 위해 사용될 수 있다.

각 단말은 단말로부터 역방향 링크 전송을 수신하는 각 기지국에 대한 채널 이득(또는 전파 경로 이득)을 추정할 수 있다. 각 기지국에 대한 채널 이득은 순방향 링크를 통해 기지국으로부터 수신되는 파일럿을 처리하고, 수신된 파일럿 강도/전력을 추정하고, 그리고 파일럿 강도 추정치들을 (예를 들면, 수백 밀리초의 시상수를 갖는 필터를 통해) 시간에 대해 필터링함으로써 추정되어 고속 페이딩 효과들을 제거할 수 있다. 모든 기지국들은 동일한 전력 레벨에서 그들의 파일럿들을 전송하고, 각 기지국에 대한 수신된 파일럿 강도는 기지국 및 단말 사이의 채널 이득을 나타낸다. 단말은 다음과 같이 채널 이득 비율 벡터(

)를 생성할 수 있다:

등식(8)

여기서,

등식(9)

이고,

는 단말 및 서빙 기지국 사이의 채널 이득이며;

는 단말 및 이웃 기지국 i 사이의 채널 이득이며;

는 이웃 기지국 i에 대한 채널 이득이다.

거리가 채널 이득과 역으로 관련되기 때문에, 채널 이득 비율

는 서빙 기지국으로의 거리에 대한 상대적인 이웃 기지국 i로의 거리를 표시하는 "상대적인 거리"로 관측될 수 있다. 일반적으로, 이웃 기지국에 대한 채널 이득 비율(

)은 단말이 섹터 에지로 이동함에 따라 감소하고, 서빙 기지국으로 근접함에 따라 증가한다. 채널 이득 비율 벡터(

)는 아래에서 설명되는 바와 같이 전력 제어를 위해 사용될 수 있다.

비록 각 섹터에 대한 데이터 채널들이 서로에 대해 직교하도록 각 섹터에 대한 데이터 채널들이 멀티플렉싱되지만, 직교성에 있어서의 일부 손실은 캐리어간 간섭(ICI), 심벌간 간섭(ISI) 등에 기인한다. 이러한 직교성 손실은 섹터내 간섭을 야기한다. 섹터내 간섭을 완화시키기 위해서, 단말이 동일 섹터 내의 다른 단말들에 대해 야기하는 섹터내 간섭량이 수용가능한 레벨 내로 유지되도록 각 단말의 전송 전력이 제어된다. 이는 예를 들어, 각 단말에 대한 데이터 채널의 수신된 SNR이 다음과 같이 미리 결정된 SNR 범위 내가 되도록 요구함으로써 달성될 수 있다:

등식(10)

여기서, SNR_min은 데이터 채널에 대한 허용가능한 최소 수신 SNR이다.

여기서, SNR_max는 데이터 채널에 대한 허용가능한 최대 수신 SNR이다.

최소 수신 SNR은 모든 단말들, 특히 섹터 에지에 근접 위치하는 단말들이 최소 성능 레벨을 달성하는 것을 보장한다. 이러한 제한이 없다면, 섹터 에지에 근접 위치하는 단말들에게는 너무 낮은 전력 레벨로 전송이 강요되는데, 왜냐하면 이들이 상당한 섹터간 간섭량에 기여하기 때문이다.

모든 단말들에 대한 데이터 채널들의 수신된 SNR이 범위

내로 제한되면, 직교성 손실로 인한 각 단말에 의해 야기된 섹터간 간섭량은 수용가능한 레벨 내로 가정된다. 수신된 SNR들을 이러한 SNR 범위 내로 제한함으로써, 인접 서브밴드들 사이에서 수신된 전력 스펙트럼 밀도(density)에서 최대

dB 차이가 존재할 수 있다(예를 들어, 제어 및 데이터 채널들이 랜덤하게 호핑하여 상이한 섹터들로부터의 제어 및 데이터 채널들이 서로 충돌할 수 있는 경우에, 서브밴드들 상에서 유사한 섹터간 간섭량들이 경험된다고 가정한다). 작은 SNR 범위는 ICI 및 ISI 존재시에 시스템의 안정성을 개선한다. 10dB의 SNR 범위가 대부분의 동작 시나리오들에서 양호한 성능을 제공한다는 것이 발견되었다. 다른 SNR 범위들 역시 사용될 수 있다.

데이터 채널에 대한 전송 전력이 등식(1)에 제시된 대로 결정되면, 데이터 채널에 대한 수신된 SNR은 전송 전력 델타

을 다음과 같이 대응하는 범위로 유지함으로써

의 범위 내로 유지될 수 있다:

등식(11)

여기서,

는 데이터 채널에 대한 허용가능한 최소 전송 전력 델타이고;

는 데이터 채널에 대한 허용가능한 최대 전송 전력 델타이다.

특히,

이고,

이다. 다른 실시예에서, 전송 전력

은 예를 들어 데이터 채널에 대한 수신된 신호 전력에 기반하여 결정된 범위 내로 유지될 수 있다. 이러한 실시예는 예를 들어 간섭 전력이 서브밴드들 사이에서 통계적으로 상이한 경우에 사용될 수 있다.

각 단말에 대한 델타 채널에 대한 전송 전력은 다음 파라미터에 기반하여 조정될 수 있다:

각 기지국에 의해 방송되는 OSI 비트;

단말에 의해 계산되는 채널 이득 비율 벡터

;

데이터 채널들에 대한 허용가능한 수신된 SNR들의 범위

, 또는 등가적으로 허용가능한 전송 전력 델타들의 범위

; 그리고

시스템 또는 단말 내의 전력 증폭기에 의해 설정될 수 있는 단말에 대해 허용되는 최대 전력 레벨

.

파라미터 1) 및 2)는 단말에 의해 야기되는 섹터간 간섭에 관련된다. 파라미터 3)은 단말에 의해 야기되는 섹터내 간섭에 관련된다.

일반적으로, 높은 간섭을 보고하는 이웃 섹터에 근접 위치하는 단말은 낮은 전송 전력 델타로 전송하고, 따라서 그 수신 SNR은 SNR_min에 근접한다. 반대로, 서빙 기지국에 근접하여 위치하는 단말은 보다 높은 전송 전력 델타에서 전송하고, 따라서 그 수신된 SNR은 SNR_max에 근접한다. 수신된 SNR의 단계적 변화(gradation)는 서빙 기지국들에 대한 근접성에 기반하여 시스템의 단말들에 대해 경험된다. 각 기지국에서의 스케줄러는 수신된 SNR들의 분포를 이용하여 단말들에 대한 공정성을 보장하면서 높은 처리율을 달성할 수 있다.

데이터 채널에 대한 전송 전력은 상술한 4개의 파라미터들에 기반하여 다양한 방식으로 조정될 수 있다. 전력 제어 메커니즘은 OFDMA 시스템과 같은 직교 시스템에서 특히, 모든 단말들에 대해 동일한 SNR을 유지할 필요가 없고, 상기 OFDMA 시스템에서 기지국에 보다 근접한 단말들은 다른 단말들에 대해 많은 문제점을 야기함이 없이 높은 전력 레벨들에서 전송할 수 있다. 명확화를 위해서, 전송 전력 조정의 일 예가 아래에서 설명된다. 이러한 실시예에서, 각 단말은 이웃 기지국들에 의해 방송되는 OSI 비트들을 모니터링하고, 벡터

에서 가장 작은 채널 이득 비율을 가지는, 가장 강한 이웃 기지국의 OSI 비트에만 응답한다. 주어진 기지국의 OSI 비트가 (공칭 섹터간 간섭보다 높은 간섭을 경험하는 상기 주어진 기지국으로 인해) '1'로 설정되면, 이러한 기지국을 가장 강한 이웃 기지국으로 가지는 단말들의 전송 전력들은 하방으로 조정된다. 반대로, OSI 비트가 '0'으로 설정되면, 이러한 기지국을 가장 강한 이웃 기지국으로 가지는 단말들의 전송 전력들은 상방으로 조정된다. 다른 실시예들에서, 각 단말은 하나 이상의 기지국들(예를 들면, 서빙 및/또는 이웃 기지국들)에 대해 획득된 하나 이상의 OSI 비트들에 기반하여 자신의 전송 전력을 조정한다.

따라서, OSI 비트는 전송 전력을 조정하는 방향을 결정한다. 각 단말에 대한 전송 전력 조정량은 (1) 단말의 현재 전송 전력 레벨(또는 현재 전송 전력 델타), 및 (2) 가장 강한 이웃 기지국에 대한 채널 이득 비율에 의존할 수 있다. 테이블 1은 전송 전력 델타 및 가장 강한 기지국에 대한 채널 이득 비율에 기반하여 전송 전력을 제어하는 일반적인 규칙들을 리스트한다.

OSI 비트	전송 전력 조정
'1' (높은 간섭 레벨)	OSI 비트를 전송하는 기지국에 대한 보다 작은 채널 이득 비율을 가지는 (따라서, 상기 기지국에 보다 근접한) 단말은 일반적으로 상기 기지국에 대한 보다 큰 채널이득 비율을 가지는 (따라서, 상기 기지국으로부터 더 멀리 이격된) 단말에 비해 보다 큰 양만큼 자신의 전송 전력 델타를 감소시킴
	보다 큰 전송 전력 델타를 가지는 단말은 일반적으로 상기 기지국에 대해 유사한 채널 이득 비율을 가지지만 보다 적은 전송 전력 델타를 가지는 단말에 비해 보다 큰 양만큼 자신의 전송 전력 델타를 감소시킴
'0' (낮은 간섭 레벨)	OSI 비트를 전송하는 기지국에 대해 보다 큰 채널 이득 비율을 가지는 (따라서 상기 기지국으로부터 보다 멀리 이격된) 단말은 일반적으로 상기 기지국에 대해 보다 작은 채널 이득 비율을 가지는 (따라서, 상기 기지국에 보다 근접한) 단말에 비해 보다 큰 양만큼 자신의 전송 전력 델타를 증가시킴
	보다 작은 전송 전력 델타를 가지는 단말은 일반적으로 상기 기지국에 대해 유사한 채널 이득 비율을 가지지만 보다 큰 전송 전력 델타를 가지는 단말에 비해 보다 큰 양만큼 자신의 전송 전력 델타를 증가시킴

전송 전력은 결정론적인 방식, 확률론적인 방식, 또는 다른 방식으로 조정될 수 있다. 결정론적인 조정의 경우, 전송 전력은 관련 파라미터들에 기반하여 미리-정의된 방식으로 조정된다. 확률론적인 조정의 경우, 전송 전력은 조정될 특정 확률을 가지며, 이러한 확률은 관련 파라미터들에 의해 결정된다. 예시적인 결정론적 조정 및 확률론적인 조정 방식들이 아래에서 설명된다.

OFDM 또는 OFDMA 시스템의 역방향 링크 로딩은 다음과 같이 측정될 수 있다. 도9는 예시적인 데이터 전송 방식에서 사용되는 한 세트의 데이터 및 제어 채널들을 보여준다. 단말은 순방향 링크에 대한 수신된 신호 품질을 측정하고, CQI 채널에서 채널 품질 표시자(CQI) 코드 워드를 전송한다. 단말은 계속하여 순방향 링크 품질을 측정하고 갱신된 CQI 코드워드들을 CQI 채널 상에서 전송한다. 따라서, 소거(erase)되는 것으로 간주되는 수신된 CQI 코드워드들의 폐기는 시스템 성능을 훼손하지 않는다. 그러나, 소거되지 않은 것으로 간주되는 수신된 CQI 코드워드들은 높은 품질이어야 하는데, 왜냐하면 순방향 링크 전송은 이러한 소거되지 않은 CQI 코드워드들에 기반하여 스케줄링되기 때문이다.

순방향 링크 전송이 단말로 스케줄링되면, 서빙 기지국은 데이터 패킷들을 처리하여 코딩된 패킷들을 획득하고 코딩된 패킷들을 단말로 순방향 링크 데이터 채널을 통해 전송한다. 하이브리드 자동 재전송(H-ARQ) 방식의 경우, 각 코딩된 패킷은 다수의 서브블록들로 분할되고, 하나의 서브블록이 코딩된 패킷에 대해 일 시점에서 전송된다. 주어진 코딩된 패킷에 대한 각 서브블록이 순방향 링크 데이터 채널에서 수신되면, 단말은 그 패킷에 대해 수신된 모든 서브블록들에 기반하여 패킷을 디코딩 및 복원하고자 한다. 단말이 부분적인 전송에 기반하여 패킷을 복원할 수 있는데, 왜냐하면 서브블록들은 수신된 신호 품질이 열악한 경우 디코딩에 유용하지만, 수신된 품질이 양호한 경우에는 필요하지 않은 리던던트 정보를 포함하기 때문이다. 그리고 나서, 패킷이 정확하게 디코딩되면 단말은 ACK 채널상에서 확인응답(ACK)을 전송하고, 그렇지 않으면 단말은 부정응답(NAK)을 전송한다. 순방향 링크 전송은 이러한 방식으로 모든 코딩된 패킷들이 단말로 전송될 때까지 계속된다.

셀룰러 시스템의 역방향 링크 로딩은 기지국에서 관측되는 총 간섭 전력 및 (간섭이 없는 경우) 기지국에서의 수신기 잡음 플로어의 함수이다. 이러한 간섭원은 동일 섹터 내의 사용자들(섹터내 간섭) 또는 인접 섹터들로부터의 사용자들(섹터간 간섭)일 수 있다.

매칭된 필터 수신기들(레이크 수신기로 알려짐)을 사용하는 CDMA 시스템에서, 총 간섭 전력은 섹터내 간섭 전력, 섹터간 간섭 및 수신기 잡음 전력으로 구성되는 총 수신 전력이다. 간섭 소거 기술들을 사용하는 CDMA 시스템에서, 총 간섭 전력은 총 수신 전력보다 작다. 구체적으로, 총 수신 전력은 (총 수신된 전력 - 소거된 간섭 전력)이다.

직교 다중 접속 시스템에서(예를 들면, OFDMA, TDMA, FDMA), 총 간섭 전력은 총 수신된 전력보다 작다. 보다 구체적으로, 총 간섭 전력은 (총 수신된 전력 - 요구되는 사용자 신호에 직교하는 동일 섹터 내의 사용자들로부터의 전력)이다. 일 예로서, OFDMA 시스템에서, 총 간섭 전력은 (섹터간 간섭 전력 + 수신기 잡음 전력)이다. 제안된 바와 같이, 로딩은 총 간섭 전력 및 수신기 잡음 전력 모두의 함수이다. 수신기 잡음 전력 및 총 간섭 전력을 측정하는 방법이 제공된다.

수신기 잡음 전력을 측정하는 상술한 방법은 OFDM 또는 OFDMA 시스템에서 사용될 수 있다. 침묵 인터벌이 규정된다. 원격 단말들은 이러한 침묵 인터벌동안 전송하지 않는다. 침묵 인터벌은 시간 및 주파수에서의 인터벌이다. 예를 들어, OFDMA(또는 FDMA) 시스템에서, 침묵 인터벌은 시간 t1 내지 t2까지 지속되며, 주파수 f1 내지 f2까지의 범위일 수 있다. 다수의 침묵 인터벌들이 사용되어 (상이한 시간/주파수 블록들을 커버함) 추정 정확도를 개선할 수 있다. 이러한 침묵 주파수들은 상술한 바와 같이 노치 필터를 사용하거나, 또는 OFDMA 또는 FDMA 전송에서 사용되는 IFFT/FFT 출력의 특정 톤들을 널링 아웃시킴으로써 생성된다.

수신기 잡음을 측정하는 또 다른 방법은 가드 밴드에 존재하는 임의의 신호를 측정하는 것이다. 가드 밴드는 임의의 사용되지 않는 톤들이며; 가드 밴드에서의 각각의 사용되지 않는 톤은 가드 톤으로 지칭된다. 예를 들어, 통신 시스템은 업링크 밴드 및 다운링크 밴드 사이, 또는 임의의 2개의 통신 밴드들 사이에 사용되지 않는 톤들을 포함한다. 수신기 잡음은 적어도 하나의 가드 톤에서 측정될 수 있다.

또 다른 예로서, 수신기 잡음은 개별 톤들에서 측정될 수 있다. 즉, 수신기 잡음 측정에서 사용되는 톤들은 서로에 대해 인접할 필요가 없다.

간섭을 측정하는 다양한 방식들이 가능하다. 편리한 방식이 사용될 수 있다. 예를 들어, OFDMA 또는 FDMA 시스템에서, 각 원격 단말은 데이터와 함께 일부 파일럿들을 전송한다. 일 실시예에서, 기지국(또는 액세스 포인트)은 시간 또는 주파수에서 서로에 대해 인접한 파일럿 심벌들 쌍들의 차이를 취한다. 그리고 나서 기지국은 결과적인 신호 전력을 평균한다.

또 다른 예로서, 널 전송들이 사용될 수 있다. 즉, 특정 듀레이션 동안 일부 주파수 캐리어들이 특정 섹터에서 사용되지 않지만, 인접 섹터들에서는 사용된다. 이러한 방법은 특정 섹터에서 사용되지 않는 캐리어들 및 시간 듀레이션을 선택함에 있어서 의사-랜덤 메커니즘을 사용할 수 있다. 그러면, 이러한 시간 듀레이션 동안 이러한 캐리어들에 대한 에너지는 총 간섭 전력과 동일하게 된다.

측정된 로딩 값은 (예를 들어, 2004년 7월 22일 출원되고, 본 출원인에게 양도된 미국 특허 출원 번호 제10/897,463, 제목 "직교 멀티플렉싱을 사용하는 무선 통신 시스템용 전력 제어"에서 기재된 방식으로) 전력 제어, 어드미션 제어, 레이트 제어, 또는 다른 진단 목적으로 사용될 수 있다.

단말은 한 세트의 시간 및 주파수 슬롯들인 특정 침묵 인터벌동안 전송하지 않는다. 노치 필터는 이러한 시간 및 주파수 슬롯들을 생성하는데 사용될 수 있다. 또 다른 메커니즘은 OFDMA/FDMA 전송기에서 FFT/IFFT 출력의 특정 톤들을 널링 아웃시키는 것이다.

도10은 시간 인터벌 또는 수개의 파일럿 및 널 톤들을 갖는 OFDM 심벌에 대해 도시되는, 톤들 또는 서브밴드들에서의 통신 주파수(1011)를 보여주는 도이다. 파일럿 톤 심벌들은 P(1019)로 제시된다. 섹터 널 톤 심벌들은 SN(1023)으로 제시된다. 널 톤 심벌들은 N(1027)으로 제시된다. 상술한 바와 같이, 인접 섹터들로부터의 간섭은 섹터 널들(1023) 동안 측정된다.

도11은 직교 주파수 분할 다중 액세스 무선 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩을 계산하는 방법을 보여주는 흐름도이다. 상기 방법은 단계(1103)에서 시작한다. 단계(1103)에서, 간섭은 액세스 포인트에 의해 서빙되지 않는 적어도 하나의 액세스 단말로부터 추정된다. 단계(1105)에서, 수신기 잡음은 널 시간 및 주파수 인터벌에서 측정되고, 상기 널 및 주파수 인터벌은 직교 주파수 분할 다중 액세스 무선 통신 시스템의 적어도 하나의 톤을 포함한다. 단계(1107)에서, 간섭은 수신기 잡음과 비교된다. 측정 단계(1105)는 널 시간 및 주파수 인터벌 외부의 제1 수신 전력 측정을 포함할 수 있다.

추정 단계(1103)는 널 시간 및 주파수 인터벌에서의 제2 수신 전력 측정을 포함할 수 있다. 전송 전력이 상기 비교에 응답하여 증가될 수 있다. 대안적으로, 어드미션 요청이 상기 비교에 응답하여 거절될 수 있다. 또한 대안적으로, 데이터율이 상기 비교에 응답하여 감소될 수 있다.

비교 단계(1107)는 수신기 잡음으로 상기 간섭을 나누는 단계를 포함할 수 있다. 추정 단계(1103)는 제1 파일럿 신호를 검출하고, 제2 파일럿 신호를 검출하고, 상기 제2 파일럿 신호로부터 상기 제1 파일럿 신호를 감산하는 단계를 포함할 수 있다.

대안적으로, 측정 단계(1105)는 임의의 통신 타입에서, 가드 밴드 내의 수신기 잡음을 측정하는 것을 포함할 수 있다.

도12는 직교 주파수 분할 다중 액세스 무선 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩을 계산할 수 있는 무선 통신 장치의 일부를 보여주는 블록 다이아그램이다. 모듈(1203)에서, 간섭은 액세스 포인트에 의해 서빙되지 않는 적어도 하나의 단말로부터 추정된다. 모듈(1205)에서, 수신기 잡음은 널 시간 및 주파수 인터벌에서 측정되고, 상기 널 시간 및 주파수 인터벌은 직교 주파수 분할 다중 액세스 무선 통신 시스템의 적어도 하나의 톤을 포함한다. 모듈(1207)에서, 간섭은 수신기 잡음과 비교된다. 측정 모듈(1205)은 상기 널 시간 및 주파수 인터벌 외부에서 제1 수신 전력을 측정하는 기능을 포함한다.

추정 모듈(1203)은 상기 널 시간 및 주파수 인터벌에서 제2 수신 전력을 측정하는 기능을 포함한다. 전송 전력은 상기 비교에 응답하여 증가될 수 있다. 대안적으로, 어드미션 요청이 상기 비교에 응답하여 거절될 수 있다. 또한 대안적으로, 데이터율이 상기 비교에 응답하여 감소될 수 있다.

비교 모듈(1207)은 상기 수신기 잡음으로 상기 간섭을 나누는 기능을 포함할 수 있다. 추정 모듈(1203)은 제1 파일럿 신호를 검출하고, 제2 파일럿 신호를 검출하고, 상기 제2 파일럿 신호로부터 상기 제1 파일럿 신호를 감산하는 기능을 포함할 수 있다.

대안적으로, 측정 모듈(1205)은 임의의 타입의 통신 시스템에서 가드 밴드 내의 수신기 잡음 측정 기능을 포함할 수 있다.

상술한 기술들은 다양한 수단으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 이러한 기술들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현에서, 소거(erasure) 검출 및/또는 전력 제어를 수행하기 위해서 사용되는 처리 유닛들은 하나 이상의 주문형 집적회로(ASIC), 디지털 신호 프로세서(DSP), 디지털 신호 처리 장치(DSPD), 프로그램어블 논리 장치(PLD), 필드 프로그램어블 게이트 어레이(FPGA), 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 마이크로프로세서, 상술한 기능을 수행하는 다른 전기 유닛들, 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다.

소프트웨어 구현에서, 상술한 기술들은 상기 기능들을 수행하는 모듈들(예를 들면, 프로시져, 함수, 등)로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드들이 메모리 유닛(예를 들면, 도5의 메모리 유닛 572)에 저장되고, 프로세서(제어기 570)에 의해 실행될 수 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내부 또는 외부에서 구현될 수 있고, 외부에 구현되는 프로세서와 공지된 다양한 수단을 통해 통신적으로 연결될 수 있다.

상술한 실시예들은 당업자가 본원발명을 보다 용이하게 실시할 수 있도록 하기 위해 기술되었다. 이러한 실시예들에 대한 다양한 변형들을 당업자는 잘 이해할 수 있을 것이며, 여기서 정의된 원리들은 본 발명의 영역을 벗어남이 없이, 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 상기 실시예들로 제한되지 않는다.

Claims

무선 직교 주파수 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 방법으로서,
널 시간 및 주파수 인터벌을 식별하는 단계; 및
상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 섹터에서 무선 전송의 일부 주파수 캐리어들을 널링(nulling)하는 단계
를 포함하고,
상기 주파수 캐리어들은 상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 다른 섹터들에서 사용되는, 역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 방법.
역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 이동 무선 통신 장치로서,
널 시간 및 주파수 인터벌을 식별하기 위한 수단; 및
상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 섹터에서 무선 전송의 일부 주파수 캐리어들을 널링(nulling)하기 위한 수단
을 포함하고,
상기 주파수 캐리어들은 상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 다른 섹터들에서 사용되는, 역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 이동 무선 통신 장치.
제2항에 있어서,
직교 주파수 분할 다중 액세스 신호들을 처리하기 위한 수단을 더 포함하는, 역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 이동 무선 통신 장치.
제3항에 있어서,
상기 직교 주파수 분할 다중 액세스 신호들을 전송하기 위한 수단을 더 포함하는, 이동 무선 통신 장치.
역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 이동 무선 통신 장치로서,
널 시간 및 주파수 인터벌을 식별하고 상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 섹터에서 무선 전송의 일부 주파수 캐리어들을 널링(nulling)하도록 구성되는 프로세서 ― 상기 주파수 캐리어들은 상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 다른 섹터들에서 사용됨 ―; 및
상기 프로세서에 연결되며 상기 무선 전송을 전송하도록 구성되는 전송기
를 포함하는, 역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 이동 무선 통신 장치.
무선 직교 주파수 분할 다중 액세스 통신 시스템에서 역방향 링크 로딩의 계산을 지원하기 위한 명령들을 그 내부에 저장하는 기계 판독가능한 매체로서, 상기 명령들은 기계에 의해 실행되는 경우 상기 기계로 하여금,
널 시간 및 주파수 인터벌을 식별하고; 그리고
상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 섹터에서 무선 전송의 일부 주파수 캐리어들을 널링(nulling)하도록 하고,
상기 주파수 캐리어들은 상기 널 시간 및 주파수 인터벌 동안 다른 섹터들에서 사용되는, 기계 판독가능한 매체.