JPWO2006025213A1 - ピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法 - Google Patents
ピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JPWO2006025213A1 JPWO2006025213A1 JP2006531806A JP2006531806A JPWO2006025213A1 JP WO2006025213 A1 JPWO2006025213 A1 JP WO2006025213A1 JP 2006531806 A JP2006531806 A JP 2006531806A JP 2006531806 A JP2006531806 A JP 2006531806A JP WO2006025213 A1 JPWO2006025213 A1 JP WO2006025213A1
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- peak power
- signal
- distortion component
- power
- band distortion
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G11/00—Limiting amplitude; Limiting rate of change of amplitude ; Clipping in general
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2614—Peak power aspects
- H04L27/2623—Reduction thereof by clipping
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B2201/00—Indexing scheme relating to details of transmission systems not covered by a single group of H04B3/00 - H04B13/00
- H04B2201/69—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general
- H04B2201/707—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation
- H04B2201/70706—Orthogonal indexing scheme relating to spread spectrum techniques in general relating to direct sequence modulation with means for reducing the peak-to-average power ratio
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Geophysics And Detection Of Objects (AREA)
Abstract
受信側装置の受信誤り率特性を向上することができるピーク電力抑圧装置。この装置において、クリッピング部(102)は、入力された信号に対してクリッピングを行うことによって、信号のピーク電力を抑圧する。減算回路(104)は、ピーク電力を抑圧された信号の帯域内歪み成分を抽出する。減算回路(111)は、抽出された帯域内歪み成分を、ピーク電力を抑圧された信号から減算することによって、ピーク電力を抑圧された信号の帯域内に残留していた歪み成分を除去する。
Description
本発明は、ピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法に関し、特に、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重)方式の無線送信装置にて用いられるピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法に関する。
近年、移動体通信においては高速大容量通信への需要が高まってきており、これを実現するための変調方式として例えばOFDM方式が注目されている。OFDM方式では、複数のサブキャリアが周波数軸上に直交配置されたマルチキャリア信号が使用される。マルチキャリア信号は、複数キャリアの合成によって得られるため、高いピーク電力を生じることがある。ピーク電力の大きさを示す指標としては例えばPAPR(Peak to Average Power Ratio:ピーク電力対平均電力比)値が用いられるが、OFDM方式ではサブキャリア数が多くなるほどこのPAPR値も大きくなる。
従来、ピーク電力を抑圧する方式には、例えば特許文献1に記載されたクリッピングアンドフィルタリング法と呼ばれるものがある。図面を参照しながらクリッピングアンドフィルタリング法の動作を説明する。図1はクリッピングアンドフィルタリング法を実現する従来のピーク電力抑圧装置の構成の一例を示すブロック図である。送信信号の振幅値が、図2に示すように、予め設定された閾値よりも大きくなったとき、その振幅値はクリッピング部11のクリッピングによって制限される。この処理を周波数軸で見ると、図3Aに示すスペクトルを有する送信信号に対してクリッピングを行うことによる歪み成分が、図3Bに示すように、送信信号の帯域内および帯域外に現れる。隣接チャネルへの干渉となり得る帯域外歪み成分は、フィルタリング部12によって除去され、図3Cに示すようなスペクトルを有する送信信号が得られる。
特開2002−185432号公報
しかしながら、上記従来のピーク電力抑圧装置においては、送信信号の帯域外歪みはフィルタリングによって除去することができても、送信信号の帯域内歪みはフィルタリングによって除去することができず、帯域内歪みがそのまま送信信号に残留してしまう。よって、歪み成分が帯域内に残留した信号が通信相手装置に送信された場合、通信相手装置の受信誤り率特性が劣化してしまうという問題があった。
本発明の目的は、受信側装置の受信誤り率特性を向上することができるピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法を提供することである。
本発明のピーク電力抑圧装置は、信号のピーク電力を抑圧する抑圧手段と、ピーク電力を抑圧された信号の帯域内歪み成分を抽出する抽出手段と、抽出された帯域内歪み成分を、ピーク電力を抑圧された信号から除去する除去手段と、を有する構成を採る。
本発明のピーク電力抑圧方法は、信号のピーク電力を抑圧する抑圧ステップと、ピーク電力を抑圧された信号の帯域内歪み成分を抽出する抽出ステップと、抽出された帯域内歪み成分を、ピーク電力を抑圧された信号から除去する除去ステップと、を有するようにした。
本発明によれば、受信側装置の受信誤り率特性を向上することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
(実施の形態1)
図4は、本発明の実施の形態1に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。
図4は、本発明の実施の形態1に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。
図4の無線送信装置100は、クリッピング部102、フィルタリング部103、減算回路104、D/A変換器105、周波数変換部106、電力増幅器107、D/A変換器108、周波数変換部109、電力増幅器110、減算回路111およびアンテナ112を有する。
抑圧手段としてのクリッピング部102では、送信信号の閾値以上の振幅成分に対してクリッピングが行われる。これにより、送信信号のピーク電力が抑圧される。フィルタリング部103では、クリッピング部102の出力信号に対してフィルタリングが行われ、送信信号の帯域外の歪み成分が除去される。D/A変換器105では、フィルタリング部103の出力信号が、ディジタル信号からアナログ信号に変換される。周波数変換部106では、D/A変換器105の出力信号が、ベースバンド帯の信号からRF(Radio Frequency)帯の信号に周波数変換される。メイン送信系統に属する第1増幅手段としての電力増幅器107では、周波数変換部106の出力信号に対して増幅が行われる。抽出手段としての減算回路104では、元の送信信号すなわちクリッピングを施される直前の送信信号が、フィルタリング部103の出力信号から減算されて、送信信号の帯域内歪み成分が抽出される。D/A変換器108では、減算回路104の出力信号すなわち帯域内歪み成分がディジタル信号からアナログ信号に変換される。周波数変換部109では、D/A変換器108の出力信号がベースバンド帯の信号からRF帯の信号に周波数変換される。サブ送信系統に属する第2増幅手段としての電力増幅器110では、周波数変換部109の出力信号が増幅される。除去手段としての減算回路111では、電力増幅器110の出力信号が電力増幅器107の出力信号から減算されることにより、送信信号から帯域内歪み成分が除去される。帯域内歪み成分が除去された送信信号はアンテナ112から無線送信される。
次いで、上記構成を有する無線送信装置100における動作について図5A〜図5Eを用いて説明する。
クリッピング部102に入力される送信信号は、例えば図5Aに示すようなスペクトルを有する。そして送信信号は、クリッピング部102においてクリッピングを受ける。この処理によって、所定の閾値以上の振幅成分が制限され、ピーク電力が抑圧される。ここで、上記閾値は設計上決められたPAPR値に基づき決定される。例えば、PAPR値が6dBであれば、平均信号電力から6dB高いところに閾値を設定する。クリッピングされた送信信号には、図5Bに示すように、送信信号の帯域内および帯域外にそれぞれ歪み成分が含まれることとなる。
クリッピングされた送信信号は、フィルタリング部103においてフィルタリングを受ける。この処理によって、図5Cに示すように、帯域外歪み成分のみが除去される。この時点では、送信信号には帯域内歪み成分が残留している。
フィルタリング部103から出力された送信信号は、D/A変換器105および周波数変換部106においてそれぞれD/A変換処理および周波数変換処理を受け、その後、電力増幅器107において増幅される。
一方、減算回路104においては、フィルタリング部103の出力信号から元の送信信号が減算される。この結果、図5Dに示すように、送信信号の帯域内歪み成分が取り出される。取り出された帯域内歪み成分は、電力増幅器110において増幅される。なお、サブ送信系統の電力増幅器110は帯域内歪み成分のみを増幅するためのものであるため、メイン送信系統の電力増幅器107に比較して小さな出力特性を有する増幅器でも良い。
そして、電力増幅器107の出力信号としての送信信号から、電力増幅器110の出力信号としての帯域内歪み成分を、減算回路111において減算する。これにより、帯域内歪み成分が送信信号から取り除かれる。この結果として得られた送信信号は例えば図5Eに示すようなスペクトルを有する。
このように、本実施の形態によれば、ピーク電力を抑圧された送信信号からその帯域内歪み成分を除去するため、受信側装置の受信誤り率特性を向上することができる。
また、本実施の形態によれば、増幅された送信信号から帯域内歪み成分を除去するため、帯域内歪み成分の除去によって時間軸上でピーク電力が再生成されてPAPR値が増加することがある。しかし、PAPR値は、電力増幅器107の入力段において設定値以下に抑えられていれば良い。したがって、電力増幅器107の後段でPAPR値が増加したとしても、電力増幅器107のバックオフ設定、つまり、電力増幅器107の線形性を保つために最大振幅レベルと飽和電力レベルとの差を示すバックオフ値の設定に影響が与えられることを防止することができる。
(実施の形態2)
図6は、本発明の実施の形態2に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図6の無線送信装置200は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
図6は、本発明の実施の形態2に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図6の無線送信装置200は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
無線送信装置200には、実施の形態1で説明した減算回路104、D/A変換器108、周波数変換部109および電力増幅器110の代わりに、D/A変換器201、周波数変換部202、減算回路203および電力増幅器204が設けられ、さらに、減衰回路205が加えられている。
D/A変換器201では、元の送信信号が、ディジタル信号からアナログ信号に変換される。周波数変換部202では、D/A変換器201の出力信号がベースバンド帯の信号からRF帯の信号に変換される。
減衰回路205では、電力増幅器107の出力信号が減衰される。抽出手段としての減算回路203では、周波数変換部202の出力信号が、電力増幅器107の出力信号から減算されて、送信信号の帯域内歪み成分が抽出される。このとき、電力増幅器107の非線形歪み成分も抽出される。サブ送信系統に属する第2増幅手段としての電力増幅器204では、減算回路203の出力信号が増幅される。
すなわち、実施の形態1では帯域内歪み成分抽出処理をベースバンド帯で行っていたのに対し、本実施の形態ではこの処理をRF帯で行う。
次いで、上記構成を有する無線送信装置200における動作について説明する。
電力増幅器107の出力信号は減衰回路205において減衰される。減衰された信号からは、D/A変換器201および周波数変換部202においてそれぞれD/A変換処理および周波数変換処理を受けた送信信号が減算される。この結果、送信信号の帯域内歪み成分が取り出される。また、このとき、メイン送信系統の電力増幅器107で発生する非線形歪みも取り出される。
取り出された帯域内歪み成分および非線形歪み成分は、電力増幅器204において増幅される。サブ送信系統の電力増幅器204は帯域内歪み成分および非線形歪み成分のみを増幅するためのものであるため、メイン送信系統の電力増幅器107に比較して小さな出力特性を有する増幅器でも良い。
そして、電力増幅器107の出力信号としての送信信号から、電力増幅器204の出力信号としての帯域内歪み成分および非線形歪み成分を、減算回路111において減算する。これにより、帯域内歪み成分だけでなく非線形歪み成分が送信信号から取り除かれる。
このように、本実施の形態によれば、増幅された送信信号の帯域内歪み成分を抽出するため、ピーク電力の抑圧によって生じた帯域内歪み成分だけでなく電力増幅器107の増幅によって生じた非線形歪み成分も抽出することができ、抽出された両方の歪み成分を除去することができ、受信側装置の受信誤り率特性を一層向上することができる。
(実施の形態3)
図7は、本発明の実施の形態3に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図7の無線送信装置300は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
図7は、本発明の実施の形態3に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図7の無線送信装置300は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
無線送信装置300は、無線送信装置100の構成に加えて、電力計算部301、判定部302および電源制御部303を有する。
測定手段としての電力計算部301では、帯域内歪み成分の電力が測定される。判定部302では、測定された電力が閾値を超えているかどうかが判定される。
制御手段としての電源制御部303では、判定部302の判定結果に基づいて電力増幅器110の電源が制御される。より具体的には、クリッピングによって生じる帯域内歪み成分の電力量に応じて、サブ送信系統の電力増幅器110の動作を実行または停止させる。所定の誤り率を満たすように設定された閾値よりも帯域内歪み成分の電力量が大きければ電力増幅器110の増幅動作を実行させ、小さければ増幅動作を停止させる。
次いで、上記構成を有する無線送信装置300における動作について、図8を用いて説明する。
まず、元の送信信号およびフィルタリング部103の出力信号が減算回路104に入力され、帯域内歪み成分が抽出される(ステップS501)。そして、減算回路104から出力された帯域内歪み成分は、電力計算部301に入力される。電力計算部301では、帯域内歪み成分の電力量が計算される(ステップS502)。電力量の計算方法としては、例えば、1OFDMシンボル時間の歪み成分信号を積分する方法がある。
電力計算部301から出力された電力量は、判定部302に入力される。判定部302では、電力量が閾値より大きいか否かが判定される(ステップS503)。ここで、閾値は、例えば、あらかじめシミュレーションにより求められた歪み成分電力量対誤り率特性に基づいて誤り率が一定のレベル以下になるように、設定される。判定部302の判定結果は、電源制御部303に入力される。電力量が閾値より大きい場合には(S503:YES)、電力増幅器110の増幅動作を実行させるべく、電源制御部303は、電力増幅器110の電源をオンにする(ステップS504)。逆に、電力量が閾値以下の場合には(S503:NO)、電力増幅器110の増幅動作を停止させるべく、電源制御部303は、電力増幅器110の電源をオフにする(ステップS505)。この操作により、受信側装置の受信誤り率特性を向上する効果を保ちつつ、電力増幅器110を常時動作させる場合に比較して、無線送信装置300の消費電力を削減することができる。
なお、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるLSIとして実現される。これらは個別に1チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように1チップ化されても良い。
ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現しても良い。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
本明細書は、2004年8月30日出願の特願2004−250523に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
本発明のピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法は、携帯電話や無線LANなどで使用されるOFDM方式の無線送信装置などに適用することができる。
本発明は、ピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法に関し、特に、OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex:直交周波数分割多重)方式の無線送信装置にて用いられるピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法に関する。
近年、移動体通信においては高速大容量通信への需要が高まってきており、これを実現するための変調方式として例えばOFDM方式が注目されている。OFDM方式では、複数のサブキャリアが周波数軸上に直交配置されたマルチキャリア信号が使用される。マルチキャリア信号は、複数キャリアの合成によって得られるため、高いピーク電力を生じることがある。ピーク電力の大きさを示す指標としては例えばPAPR(Peak to Average Power Ratio:ピーク電力対平均電力比)値が用いられるが、OFDM方式ではサブキャリア数が多くなるほどこのPAPR値も大きくなる。
従来、ピーク電力を抑圧する方式には、例えば特許文献1に記載されたクリッピングアンドフィルタリング法と呼ばれるものがある。図面を参照しながらクリッピングアンドフィルタリング法の動作を説明する。図1はクリッピングアンドフィルタリング法を実現する従来のピーク電力抑圧装置の構成の一例を示すブロック図である。送信信号の振幅値が、図2に示すように、予め設定された閾値よりも大きくなったとき、その振幅値はクリッピング部11のクリッピングによって制限される。この処理を周波数軸で見ると、図3Aに示すスペクトルを有する送信信号に対してクリッピングを行うことによる歪み成分が、図3Bに示すように、送信信号の帯域内および帯域外に現れる。隣接チャネルへの干渉となり得る帯域外歪み成分は、フィルタリング部12によって除去され、図3Cに示すようなスペクトルを有する送信信号が得られる。
特開2002−185432号公報
しかしながら、上記従来のピーク電力抑圧装置においては、送信信号の帯域外歪みはフィルタリングによって除去することができても、送信信号の帯域内歪みはフィルタリングによって除去することができず、帯域内歪みがそのまま送信信号に残留してしまう。よって、歪み成分が帯域内に残留した信号が通信相手装置に送信された場合、通信相手装置の受信誤り率特性が劣化してしまうという問題があった。
本発明の目的は、受信側装置の受信誤り率特性を向上することができるピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法を提供することである。
本発明のピーク電力抑圧装置は、信号のピーク電力を抑圧する抑圧手段と、ピーク電力を抑圧された信号の帯域内歪み成分を抽出する抽出手段と、抽出された帯域内歪み成分を、ピーク電力を抑圧された信号から除去する除去手段と、を有する構成を採る。
本発明のピーク電力抑圧方法は、信号のピーク電力を抑圧する抑圧ステップと、ピーク電力を抑圧された信号の帯域内歪み成分を抽出する抽出ステップと、抽出された帯域内歪み成分を、ピーク電力を抑圧された信号から除去する除去ステップと、を有するようにした。
本発明によれば、受信側装置の受信誤り率特性を向上することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。
(実施の形態1)
図4は、本発明の実施の形態1に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。
図4は、本発明の実施の形態1に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。
図4の無線送信装置100は、クリッピング部102、フィルタリング部103、減算回路104、D/A変換器105、周波数変換部106、電力増幅器107、D/A変換器108、周波数変換部109、電力増幅器110、減算回路111およびアンテナ112を有する。
抑圧手段としてのクリッピング部102では、送信信号の閾値以上の振幅成分に対してクリッピングが行われる。これにより、送信信号のピーク電力が抑圧される。フィルタリング部103では、クリッピング部102の出力信号に対してフィルタリングが行われ、送信信号の帯域外の歪み成分が除去される。D/A変換器105では、フィルタリング部103の出力信号が、ディジタル信号からアナログ信号に変換される。周波数変換部106では、D/A変換器105の出力信号が、ベースバンド帯の信号からRF(Radio Frequency)帯の信号に周波数変換される。メイン送信系統に属する第1増幅手段としての電力増幅器107では、周波数変換部106の出力信号に対して増幅が行われる。抽出手段としての減算回路104では、元の送信信号すなわちクリッピングを施される直前の送信信号が、フィルタリング部103の出力信号から減算されて、送信信号の帯域内歪み成分が抽出される。D/A変換器108では、減算回路104の出力信号すなわち帯域内歪み成分がディジタル信号からアナログ信号に変換される。周波数変換部109では、D/A変換器108の出力信号がベースバンド帯の信号からRF帯の信号に周波数変換される。サブ送信系統に属する第2増幅手段としての電力増幅器110では、周波数変換部109の出力信号が増幅される。除去手段としての減算回路111では、電力増幅器110の出力信号が電力増幅器107の出力信号から減算されることにより、送信信号から帯域内歪み成分が除去される。帯域内歪み成分が除去された送信信号はアンテナ112から無線送信される。
次いで、上記構成を有する無線送信装置100における動作について図5A〜図5Eを用いて説明する。
クリッピング部102に入力される送信信号は、例えば図5Aに示すようなスペクトルを有する。そして送信信号は、クリッピング部102においてクリッピングを受ける。この処理によって、所定の閾値以上の振幅成分が制限され、ピーク電力が抑圧される。ここ
で、上記閾値は設計上決められたPAPR値に基づき決定される。例えば、PAPR値が6dBであれば、平均信号電力から6dB高いところに閾値を設定する。クリッピングされた送信信号には、図5Bに示すように、送信信号の帯域内および帯域外にそれぞれ歪み成分が含まれることとなる。
で、上記閾値は設計上決められたPAPR値に基づき決定される。例えば、PAPR値が6dBであれば、平均信号電力から6dB高いところに閾値を設定する。クリッピングされた送信信号には、図5Bに示すように、送信信号の帯域内および帯域外にそれぞれ歪み成分が含まれることとなる。
クリッピングされた送信信号は、フィルタリング部103においてフィルタリングを受ける。この処理によって、図5Cに示すように、帯域外歪み成分のみが除去される。この時点では、送信信号には帯域内歪み成分が残留している。
フィルタリング部103から出力された送信信号は、D/A変換器105および周波数変換部106においてそれぞれD/A変換処理および周波数変換処理を受け、その後、電力増幅器107において増幅される。
一方、減算回路104においては、フィルタリング部103の出力信号から元の送信信号が減算される。この結果、図5Dに示すように、送信信号の帯域内歪み成分が取り出される。取り出された帯域内歪み成分は、電力増幅器110において増幅される。なお、サブ送信系統の電力増幅器110は帯域内歪み成分のみを増幅するためのものであるため、メイン送信系統の電力増幅器107に比較して小さな出力特性を有する増幅器でも良い。
そして、電力増幅器107の出力信号としての送信信号から、電力増幅器110の出力信号としての帯域内歪み成分を、減算回路111において減算する。これにより、帯域内歪み成分が送信信号から取り除かれる。この結果として得られた送信信号は例えば図5Eに示すようなスペクトルを有する。
このように、本実施の形態によれば、ピーク電力を抑圧された送信信号からその帯域内歪み成分を除去するため、受信側装置の受信誤り率特性を向上することができる。
また、本実施の形態によれば、増幅された送信信号から帯域内歪み成分を除去するため、帯域内歪み成分の除去によって時間軸上でピーク電力が再生成されてPAPR値が増加することがある。しかし、PAPR値は、電力増幅器107の入力段において設定値以下に抑えられていれば良い。したがって、電力増幅器107の後段でPAPR値が増加したとしても、電力増幅器107のバックオフ設定、つまり、電力増幅器107の線形性を保つために最大振幅レベルと飽和電力レベルとの差を示すバックオフ値の設定に影響が与えられることを防止することができる。
(実施の形態2)
図6は、本発明の実施の形態2に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図6の無線送信装置200は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
図6は、本発明の実施の形態2に係るピーク電力抑圧装置を適用した無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図6の無線送信装置200は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
無線送信装置200には、実施の形態1で説明した減算回路104、D/A変換器108、周波数変換部109および電力増幅器110の代わりに、D/A変換器201、周波数変換部202、減算回路203および電力増幅器204が設けられ、さらに、減衰回路205が加えられている。
D/A変換器201では、元の送信信号が、ディジタル信号からアナログ信号に変換される。周波数変換部202では、D/A変換器201の出力信号がベースバンド帯の信号からRF帯の信号に変換される。
減衰回路205では、電力増幅器107の出力信号が減衰される。抽出手段としての減算回路203では、周波数変換部202の出力信号が、電力増幅器107の出力信号から減算されて、送信信号の帯域内歪み成分が抽出される。このとき、電力増幅器107の非線形歪み成分も抽出される。サブ送信系統に属する第2増幅手段としての電力増幅器204では、減算回路203の出力信号が増幅される。
すなわち、実施の形態1では帯域内歪み成分抽出処理をベースバンド帯で行っていたのに対し、本実施の形態ではこの処理をRF帯で行う。
次いで、上記構成を有する無線送信装置200における動作について説明する。
電力増幅器107の出力信号は減衰回路205において減衰される。減衰された信号からは、D/A変換器201および周波数変換部202においてそれぞれD/A変換処理および周波数変換処理を受けた送信信号が減算される。この結果、送信信号の帯域内歪み成分が取り出される。また、このとき、メイン送信系統の電力増幅器107で発生する非線形歪みも取り出される。
取り出された帯域内歪み成分および非線形歪み成分は、電力増幅器204において増幅される。サブ送信系統の電力増幅器204は帯域内歪み成分および非線形歪み成分のみを増幅するためのものであるため、メイン送信系統の電力増幅器107に比較して小さな出力特性を有する増幅器でも良い。
そして、電力増幅器107の出力信号としての送信信号から、電力増幅器204の出力信号としての帯域内歪み成分および非線形歪み成分を、減算回路111において減算する。これにより、帯域内歪み成分だけでなく非線形歪み成分が送信信号から取り除かれる。
このように、本実施の形態によれば、増幅された送信信号の帯域内歪み成分を抽出するため、ピーク電力の抑圧によって生じた帯域内歪み成分だけでなく電力増幅器107の増幅によって生じた非線形歪み成分も抽出することができ、抽出された両方の歪み成分を除去することができ、受信側装置の受信誤り率特性を一層向上することができる。
(実施の形態3)
図7は、本発明の実施の形態3に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図7の無線送信装置300は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
図7は、本発明の実施の形態3に係る無線送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図7の無線送信装置300は、実施の形態1で説明した無線送信装置100と同様の基本的構成を有するため、同一の構成要素には同一の参照符号を付し、その詳細な説明を省略する。
無線送信装置300は、無線送信装置100の構成に加えて、電力計算部301、判定部302および電源制御部303を有する。
測定手段としての電力計算部301では、帯域内歪み成分の電力が測定される。判定部302では、測定された電力が閾値を超えているかどうかが判定される。
制御手段としての電源制御部303では、判定部302の判定結果に基づいて電力増幅器110の電源が制御される。より具体的には、クリッピングによって生じる帯域内歪み成分の電力量に応じて、サブ送信系統の電力増幅器110の動作を実行または停止させる。所定の誤り率を満たすように設定された閾値よりも帯域内歪み成分の電力量が大きければ電力増幅器110の増幅動作を実行させ、小さければ増幅動作を停止させる。
次いで、上記構成を有する無線送信装置300における動作について、図8を用いて説
明する。
明する。
まず、元の送信信号およびフィルタリング部103の出力信号が減算回路104に入力され、帯域内歪み成分が抽出される(ステップS501)。そして、減算回路104から出力された帯域内歪み成分は、電力計算部301に入力される。電力計算部301では、帯域内歪み成分の電力量が計算される(ステップS502)。電力量の計算方法としては、例えば、1OFDMシンボル時間の歪み成分信号を積分する方法がある。
電力計算部301から出力された電力量は、判定部302に入力される。判定部302では、電力量が閾値より大きいか否かが判定される(ステップS503)。ここで、閾値は、例えば、あらかじめシミュレーションにより求められた歪み成分電力量対誤り率特性に基づいて誤り率が一定のレベル以下になるように、設定される。判定部302の判定結果は、電源制御部303に入力される。電力量が閾値より大きい場合には(S503:YES)、電力増幅器110の増幅動作を実行させるべく、電源制御部303は、電力増幅器110の電源をオンにする(ステップS504)。逆に、電力量が閾値以下の場合には(S503:NO)、電力増幅器110の増幅動作を停止させるべく、電源制御部303は、電力増幅器110の電源をオフにする(ステップS505)。この操作により、受信側装置の受信誤り率特性を向上する効果を保ちつつ、電力増幅器110を常時動作させる場合に比較して、無線送信装置300の消費電力を削減することができる。
なお、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるLSIとして実現される。これらは個別に1チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように1チップ化されても良い。
ここでは、LSIとしたが、集積度の違いにより、IC、システムLSI、スーパーLSI、ウルトラLSIと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はLSIに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現しても良い。LSI製造後に、プログラムすることが可能なFPGA(Field Programmable Gate Array)や、LSI内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりLSIに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
本明細書は、2004年8月30日出願の特願2004−250523に基づく。この内容はすべてここに含めておく。
本発明のピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法は、携帯電話や無線LANなどで使用されるOFDM方式の無線送信装置などに適用することができる。
Claims (6)
- 信号のピーク電力を抑圧する抑圧手段と、
ピーク電力を抑圧された信号の帯域内歪み成分を抽出する抽出手段と、
抽出された帯域内歪み成分を、ピーク電力を抑圧された信号から除去する除去手段と、
を有するピーク電力抑圧装置。 - ピーク電力を抑圧された信号を増幅する第1増幅手段と、
抽出された帯域内歪み成分を増幅する第2増幅手段と、をさらに有し、
前記除去手段は、
前記第1増幅手段によって増幅された信号から、前記第2増幅手段によって増幅された帯域内歪み成分を除去する、
請求項1記載のピーク電力抑圧装置。 - 前記抽出手段は、
前記第1増幅手段によって増幅された信号の帯域内歪み成分を抽出する、
請求項2記載のピーク電力抑圧装置。 - 抽出された帯域内歪み成分の電力を測定する測定手段と、
測定された電力が所定レベル以上の場合、前記第2増幅手段による前記帯域内歪み成分の増幅を行う一方、測定された電力が前記所定レベル以下の場合は、前記第2増幅手段による前記帯域内歪み成分の増幅を停止する制御手段と、
をさらに有する請求項2記載のピーク電力抑圧装置。 - 請求項1記載のピーク電力抑圧装置を有する無線送信装置。
- 信号のピーク電力を抑圧する抑圧ステップと、
ピーク電力を抑圧された信号の帯域内歪み成分を抽出する抽出ステップと、
抽出された帯域内歪み成分を、ピーク電力を抑圧された信号から除去する除去ステップと、
を有するピーク電力抑圧方法。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2004250523 | 2004-08-30 | ||
JP2004250523 | 2004-08-30 | ||
PCT/JP2005/014955 WO2006025213A1 (ja) | 2004-08-30 | 2005-08-16 | ピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPWO2006025213A1 true JPWO2006025213A1 (ja) | 2008-05-08 |
Family
ID=35999871
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006531806A Pending JPWO2006025213A1 (ja) | 2004-08-30 | 2005-08-16 | ピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US20080031380A1 (ja) |
EP (1) | EP1786128A1 (ja) |
JP (1) | JPWO2006025213A1 (ja) |
KR (1) | KR20070049160A (ja) |
CN (1) | CN1993913A (ja) |
BR (1) | BRPI0515126A (ja) |
WO (1) | WO2006025213A1 (ja) |
Families Citing this family (22)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8811917B2 (en) | 2002-05-01 | 2014-08-19 | Dali Systems Co. Ltd. | Digital hybrid mode power amplifier system |
US8380143B2 (en) | 2002-05-01 | 2013-02-19 | Dali Systems Co. Ltd | Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus |
US7594151B2 (en) * | 2004-06-18 | 2009-09-22 | Qualcomm, Incorporated | Reverse link power control in an orthogonal system |
US7197692B2 (en) | 2004-06-18 | 2007-03-27 | Qualcomm Incorporated | Robust erasure detection and erasure-rate-based closed loop power control |
US8452316B2 (en) * | 2004-06-18 | 2013-05-28 | Qualcomm Incorporated | Power control for a wireless communication system utilizing orthogonal multiplexing |
US8848574B2 (en) | 2005-03-15 | 2014-09-30 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
US8942639B2 (en) * | 2005-03-15 | 2015-01-27 | Qualcomm Incorporated | Interference control in a wireless communication system |
US7512412B2 (en) * | 2005-03-15 | 2009-03-31 | Qualcomm, Incorporated | Power control and overlapping control for a quasi-orthogonal communication system |
CN101331698B (zh) * | 2005-10-27 | 2012-07-18 | 高通股份有限公司 | 用于估计无线通信系统中的反向链路负载的方法和设备 |
US7664472B2 (en) * | 2006-02-23 | 2010-02-16 | Raytheon Company | Reducing the peak-to-average power ratio of a signal |
JP4932389B2 (ja) * | 2006-08-30 | 2012-05-16 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 信号伝送装置および信号伝送方法 |
US8670777B2 (en) * | 2006-09-08 | 2014-03-11 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for fast other sector interference (OSI) adjustment |
US8442572B2 (en) * | 2006-09-08 | 2013-05-14 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for adjustments for delta-based power control in wireless communication systems |
JP4755069B2 (ja) * | 2006-11-07 | 2011-08-24 | 三菱電機株式会社 | 送信装置 |
JP4653724B2 (ja) * | 2006-11-30 | 2011-03-16 | 富士通株式会社 | 信号の帯域外電力を抑圧する送信機 |
KR20100014339A (ko) | 2006-12-26 | 2010-02-10 | 달리 시스템즈 씨오. 엘티디. | 다중 채널 광대역 통신 시스템에서의 기저 대역 전치 왜곡 선형화를 위한 방법 및 시스템 |
US9026067B2 (en) | 2007-04-23 | 2015-05-05 | Dali Systems Co. Ltd. | Remotely reconfigurable power amplifier system and method |
US8271842B2 (en) * | 2008-06-13 | 2012-09-18 | Qualcomm Incorporated | Reducing harq retransmissions using peak power management techniques |
CN105208083B (zh) | 2010-09-14 | 2018-09-21 | 大力系统有限公司 | 用于发送信号的系统和分布式天线系统 |
KR20130106489A (ko) * | 2012-03-20 | 2013-09-30 | 한국전자통신연구원 | 신호왜곡성분 조절 장치 및 방법과 이를 이용한 시스템 |
US9154168B2 (en) * | 2013-05-14 | 2015-10-06 | Intel IP Corporation | Signal peak-to-average power ratio (PAR) reduction |
CN113836855B (zh) * | 2021-08-30 | 2023-08-25 | 北京钛方科技有限责任公司 | 饱和信号特征修正方法、装置、电子设备和存储介质 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP1195892B1 (en) * | 2000-10-06 | 2009-04-22 | Alcatel Lucent | Method and corresponding transmitter for predistorting a wideband radio signal to avoid clipping |
JP3654526B2 (ja) * | 2002-09-04 | 2005-06-02 | 株式会社日立国際電気 | 振幅制限装置 |
JP3693331B2 (ja) * | 2002-10-23 | 2005-09-07 | 株式会社日立国際電気 | マルチキャリア信号生成装置 |
US6888393B2 (en) * | 2002-09-04 | 2005-05-03 | Hitachi Kokusai Electric, Inc. | Amplitude limiting apparatus and multi-carrier signal generating apparatus |
US7042287B2 (en) * | 2003-07-23 | 2006-05-09 | Northrop Grumman Corporation | System and method for reducing dynamic range and improving linearity in an amplication system |
US7129778B2 (en) * | 2003-07-23 | 2006-10-31 | Northrop Grumman Corporation | Digital cross cancellation system |
JP2005142824A (ja) * | 2003-11-06 | 2005-06-02 | Anritsu Corp | ベースバンド信号振幅制限装置およびそれを用いた直交変調信号発生装置 |
-
2005
- 2005-08-16 CN CNA2005800266451A patent/CN1993913A/zh active Pending
- 2005-08-16 BR BRPI0515126-0A patent/BRPI0515126A/pt not_active Application Discontinuation
- 2005-08-16 WO PCT/JP2005/014955 patent/WO2006025213A1/ja not_active Application Discontinuation
- 2005-08-16 JP JP2006531806A patent/JPWO2006025213A1/ja active Pending
- 2005-08-16 KR KR1020077003124A patent/KR20070049160A/ko not_active Application Discontinuation
- 2005-08-16 EP EP05772709A patent/EP1786128A1/en not_active Withdrawn
- 2005-08-16 US US11/574,174 patent/US20080031380A1/en not_active Abandoned
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20070049160A (ko) | 2007-05-10 |
BRPI0515126A (pt) | 2008-07-08 |
WO2006025213A1 (ja) | 2006-03-09 |
CN1993913A (zh) | 2007-07-04 |
EP1786128A1 (en) | 2007-05-16 |
US20080031380A1 (en) | 2008-02-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPWO2006025213A1 (ja) | ピーク電力抑圧装置およびピーク電力抑圧方法 | |
KR101051855B1 (ko) | 통신 디바이스 내의 동적 수신기 조정에 의한 전류 감소 | |
CN101529729A (zh) | 具有用于移除由发射机生成的噪声的混合型自适应干扰消除器的收发信机 | |
US9762271B2 (en) | Method for adjusting lo frequencies in receiver and associated receiver | |
JP2002111764A (ja) | ダイレクトコンバージョン受信機のベースバンド回路 | |
CN109845118A (zh) | 一种塔顶设备及无源互调消除方法 | |
JP4160260B2 (ja) | 狭帯域干渉信号が存在する場合に受信機のダイナミックレンジ改善する装置、システム、及び方法 | |
EP3944577A1 (en) | Pre-distortion processing device, signal transmission system, and pre-distortion processing method | |
US10084494B2 (en) | Method and system for crest factor reduction | |
US9124467B2 (en) | Receiver gain adjustment to reducing an influence of a DC offset | |
US10425266B2 (en) | Method for reducing the peak factor of a multichannel emission by adaptive and intelligent clipping/filtering | |
KR100689170B1 (ko) | 이동 전화기에서 피크 대 평균 전력비를 감소시키는 방법및 수단 | |
CN202282776U (zh) | 接收机及基站系统 | |
JP2008258703A (ja) | 送信機 | |
CN109361409B (zh) | 一种有效优化噪声系数的射频系统 | |
CN103873402B (zh) | 用于高性能相干峰值压缩估计的系统和方法 | |
Palicot et al. | Peak to average power ratio sensor for green cognitive radio | |
US11664964B2 (en) | PIM model adaptation | |
CN202353599U (zh) | 一种微波收发信机抑制邻频干扰的电路 | |
Rostomyan et al. | Adaptive cancellation of digital power amplifier receive band noise for FDD transceivers | |
KR20100021866A (ko) | 디지털 광중계 장치의 리모트 광 유닛 | |
CN110138520B (zh) | 上行载波的发射方法、装置及上行载波聚合装置 | |
Huang et al. | The research on the design of the RF front-end for the LTE-Advanced mobile terminals | |
KR20230064921A (ko) | Rf 중계기의 시스템 신호지연 개선장치 및 방법 | |
JP2010010764A (ja) | ピーク抑圧装置、ピーク抑圧方法および無線通信装置 |