KR101051855B1 - 통신 디바이스 내의 동적 수신기 조정에 의한 전류 감소 - Google Patents

통신 디바이스 내의 동적 수신기 조정에 의한 전류 감소 Download PDF

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Abstract

통신 디바이스에서 전류 드레인을 감소시키는 방법은 상호변조 및 혼변조 프로덕트를 포함하는 간섭을 검출하는 제1 단계를 포함한다. 다음 단계는 동작중인 수신기 대역을 참조하여 상기 간섭의 주파수 오프셋을 판정하는 것을 포함한다. 다음 단계는 상기 간섭의 파워 레벨을 측정하는 것을 포함한다. 다음 단계는 원하는 신호-대-간섭 비율을 달성하기에 필요한 수신기 선형성을 계산하는 것을 포함한다. 다음 단계는 원하는 신호-대-간섭 비율을 달성하기 위해 상기 수신기 선형성을 조정하는 것을 포함한다. 선택적으로는, 수신기 동적 범위는 감소된 선형성에 기인하는 감소된 신호 스윙에 적응하도록 조정될 수 있다.
통신 디바이스, 전류 드레인, 간섭, 주파수 오프셋, 파워 레벨, 신호-대-간섭 비율, 수신기 선형성

Description

통신 디바이스 내의 동적 수신기 조정에 의한 전류 감소{CURRENT REDUCTION BY DYNAMIC RECEIVER ADJUSTMENT IN A COMMUNICATION DEVICE}
본 발명은 일반적으로 무선전화와 같은 통신 디바이스 내에서 파워 소비를 감소시키는 것과 관련된다. 더욱 특히, 본 발명은 무선전화 장치 내의 수신기 소자의 동적 조정을 위한 기술에 관한 것이다.
북미 대역에서 CDMA(code division multiple access) 및 WCDMA(wideband CDMA) 수신기가 있었으며, 이는 AMPS, IS136 및, GSM(global system for mobile) 통신 시스템과 같은 다른 협대역 시스템과 앞으로 계속 공존할 것이다. 이런 상황은 혼변조와 상호 변조 비선형 왜곡들 모두를 야기하는 협대역 간섭 신호를 초래한다. 왜곡을 감소시키는 전통적인 방법은 부가적인 전류 드레인을 이용하여 충분히 높은 선형성을 갖고 동작하는 것이다. 또한, 수신기 설계는 디지털 필터와 적은 아날로그 필터링을 구비한 높은 동적 범위의 아날로그-대-디지털 컨버터(A/D)로 옮겨진다. 따라서, 이런 타입의 수신기 설계는 디지털 필터에 의한 간섭의 최종 소거 전에 높은 동적 범위 회로 소자들 세트를 통해 소정의 신호와 간섭 모두를 통과한다. 다시, 이런 회로 소자(A/D 및 필터)의 동적 범위는 전류 드레인 및 배터리 수명을 이용하여 가장 큰 기대 간섭을 수용할 만큼 충분히 높게 설정된다. 이들 2 개의 요인들은 수신기가 주요한 사용 조건 하에서 필요한 것보다 높은 전류를 갖고 동작하게 한다.
간섭은 수신기 및 송신기가 연속할 것을 요구하는 CDMA 시스템에서 특정 문제가 된다. 이런 사양의 예는 TIA/EIA(Telecommunications Industry Association/Electronic Industry Association) 잠정 표준 IS-95, "듀얼 모드 광대역 스펙트럼 셀룰러 시스템용 이동국-기지국 호환성 표준"(IS-95)이다. IS-95는 직접 시퀀스 코드 분할 멀티플 액세스(DS-CDMA 또는 CDMA) 무선전화 시스템을 정의한다. CDMA 시스템에서, 수신기는 트래픽 채널이 계속 동작하는 동안 인입 데이터를 수신하기 위해 계속 동작해야만 하며, 송신기는 트래픽 채널이 계속 동작하는 동안 계속 동작해야만 한다.
종래의 수신기 선형성 시스템은 Ec/Io(carrier-to-interference ratio) 또는 FER(frame error rate), 전송 레벨의 지식, 및 RSSI(received signal strength indication)를 기초로 한 불량하게 수신된 신호 품질의 검출에 기초하여 수신기의 선형성을 동적으로 조정한다. 또한, 종래 기술은 선형성이 변경될 수 있는, 즉, 수신기 증폭 스테이지에서의 이득 변경 또는 전류 변경될 수 있는 다양한 방법을 알아냈다. 그러나, 종래 기술은 간섭에 대한 어떠한 지식을 알지못한 채 선형성이 잠재적으로 증가하기 때문에 전류 드레인을 가장 효율적으로 활용하지 못했다. 불량한 품질은 수신기 선형성과 관련되지 않고 가장 효율적인 메트릭(metric)이 아닌 많은 수의 요인에 의해 야기될 수 있다. 더욱이, 종래 기술은 베이스밴드에서 가변가능한 동적 범위의 사용을 지향하지 않는다.
다른 기술에서, 품질 메트릭 결점은 인-밴드(in-band) 신호의 스펙트럼 추정을 수행함에 의해 다소 기인한다. 이런 스펙트럼 추정은 협대역 상호 변조 왜곡 프로덕트(product)를 찾기 위한 포스트-채널 필터링에서 수행되며, LNA(low-noise-amplifier) 바이패스는 수신기 선형성을 개선하는데 사용된다. 이것이 잠재적인 상호 변조 프로덕트를 지향하나, 교차변조를 고려하지 않음에 유의해야 한다. 또한, 이런 완화가 LNA 바이패스에 제한되어, 민감도 근방의 성능의 최적성을 제한한다. 더욱이, 상호 변조 프로덕트의 검출은 상호 변조 프로덕트가 실제 간섭 보다 진폭에서 수 dB 낮기 때문에 간섭의 검출 보다 훨씬 어렵게 된다.
A/D 컨버터 동적 범위의 동적 제어는 또한 공지되어 있으며, 여기서 아날로그 검출된 전압은 A/D 동적 범위를 변동시키는데 사용된다. 컨버터 범위의 가변가능한 제어는 종종 A/D 내부에 있으며, 대형 시스템의 일부가 아니다. 이는 A/D에 의한 협대역 간섭자(narrow-band interferer)의 완화로 기술의 유효성을 제한하며, 다른 회로 소자, 예컨대 디지털 필터, 아날로그 필터 및 RF 필터의 전류 드레인을 감소시키는 메카니즘을 제공하지 않는다.
이에 따라, 비선형 왜곡 효과를 완화할 때 무선전화와 같은 통신 디바이스 내에서 전류 드레인을 감소시키기 위한 방법 및 장치에 대한 필요가 생기게 되었다. 더욱이, 인입 신호를 수신하는 능력을 희생함이 없이 CDMA 시스템에서 동작하는 통신 디바이스 내의 수신기에 의해 전류 드레인을 감소시키는 필요가 생기게 되었다. 또한, 이는 이들 이점을, 통신 디바이스의 비용을 증가시키는 부가적인 하드웨어없이 제공하는데 이점이 있다.
신규한 것으로 여겨지는 본 발명의 특징은 첨부된 특허청구범위에 특히 개시된다. 추가 목적 및 이점을 갖는 본 발명은 첨부된 도면과 결합하여 다음의 발명의 설명을 참고로 가장 잘 이해될 것이다. 도면에서 동일 도면번호는 동일 소자를 식별하는데 사용된다.
도 1은 종래의 멀티모드 통신 디바이스의 블럭도이다.
도 2는 도 1의 장치 동작을 예시한 플로우챠트이다.
도 3은 본 발명에 따르는, 멀티모드 통신 디바이스의 제1 실시예의 블럭도이다.
도 4는 도 3의 장치의 동작을 예시한 플로우챠트이다.
도 5는 본 발명에 따르는, 멀티모드 통신 디바이스의 다른 실시예의 블럭도이다.
도 6은 도 5의 장치의 동작을 예시한 플로우챠트이다.
도 7은 본 발명에 따르는, 수신기 내에서 전류 드레인을 감소시키는 방법의 플로우챠트이다.
본 발명은 전류 드레인을 감소시키면서 통신 시스템 내의 무선 통신 디바이스용 수신기 회로에서 수신을 개선하는 고유한 방법을 제공한다. 이는 간섭이 조금 또는 전혀 없을 때 수신기 내의 소자(예컨대, 믹서, 증폭기 및 필터)를 제조하 고, 간섭이 존재할 때 선형성을 다시 증가시킴에 의해, 수신기 내의 전류 드레인을 감소시킴에 의해 이루어진다. 특히, 본 발명은 채널 품질에 의존하지 않고 간섭의 직접적인 결정에 의해, 또한 비선형 왜곡 프로덕트가 기대될 때에만 수신기의 선형성을 개선함에 의해 상호 변조 왜곡 및 교차왜곡의 효과를 감소시킨다. 이런 개선은 어떠한 큰 부가적인 하드웨어 없이 또는 통신 디바이스에서의 비용 없이 달성된다. 더욱이, 본 발명은 통신 디바이스에서 필요한 RF 입력 신호의 처리를 위한 해결책과 함께 아날로그-대-디지털 컨버터 및 디지털 필터와 같은 기존의 높은 동적 범위 장치들을 활용할 수 있다.
특히, 본 발명은 선형성 감소가 수행되는지를 결정하기 위한 간섭의 주파수 오프셋 및 파워 레벨을 식별하기 위해, GSM 환경(예컨대, 혼변조 또는 상호 변조 이슈)에서 사용되기보다는 또는 CDMA 채널 품질 메트릭을 이용하기보다는 인-밴드 및 아웃-오브(out-of) 밴드 간섭 검출 및 스펙트럼 추정을 이용함에 의해 종래 기술의 문제점을 해결한다. 더욱이, 본 발명은 동일 효과 및 선형성 조정에 대한 동적 범위 감소를 활용할 수 있으며, 여기서 동적 범위 조정 및 선형성 조정은 따로 분리해서 또는 조합하여 사용될 수 있다.
도 1을 참조하면, 종래의 통신 디바이스의 블럭도가 도시된다. 전형적으로, 이런 장치는 TIA/EIA 잠정 표준 IS-95, 800MHz에서 동작하는 "듀얼 모드 광대역 확산 스펙트럼 셀룰러 시스템용 이동국-기지국 호환성 표준"에 따라 동작하는 CDMA 무선전화 시스템에서 동작가능한 듀플렉스 CDMA 셀룰러 무선전화이다. 대안적으로, 무선전화 시스템(100)은 1800MHz에서의 PCS 시스템을 포함하는 다른 CDMA 시스 템 또는 소정의 다른 적당한 디지털 무선전화 시스템에 따라 동작할 수 있다. 이 장치는 다른 주파수 대역에 있을지라도 안테나(106)를 갖는 듀플렉서 필터(104)를 통해 동시에 통신할 수 있는 송신기(100) 및 수신기 회로(102)에 연결된 안테나(106)를 포함한다. 이 장치는 하나 이상의 마이크로프로세서(도시 안 됨), 마이크로제어기, 또는 디지털 신호 프로세서(108)(DSP)에 의해 제어되며, 이들은 호환가능한 셀룰러 시스템에서 동작하기 위한 필요한 통신 프로토콜을 발생시키며, 무선 통신 디바이스용 기능, 예컨대 디스플레이에 대한 기록, 키패드로부터 정보 수용, 사용자 인터페이스를 통한 통신 등을 제공하는 많은 수의 다른 장치를 수행할 수 있다. 이들 다른 장치는 도면의 간략화와 혼돈을 피하기 위해 도시되지 않았다. 배터리(105)는 무선전화의 다른 컴포넌트에 동작 파워를 제공한다. 바람직하게, 배터리는 재충전가능하다.
안테나(106)는 근처 기지국(102)으로부터 RF 신호를 수신한다. 수신된 RF 신호는 안테나(106)에 의해 전기 신호로 변환되며 수신기(102)에 제공되고, 이 변환을 베이스밴드 신호에 제공한다. 수신기(102)는 증폭기, 및 공지된 RF 회로 및 복조 회로와 같은 다른 회로를 포함한다. 베이스밴드 신호는 이들을 추가 처리를 위한 디지털 데이터의 스트림으로 변환하는 무선전화 내의 다른 회로(도시 안 됨)에 제공된다.
유사하게, 무선전화는 변조 회로를 통해 베이스밴드 신호를 송신기(100)에 제공하며, 송신기는 근처 기지국 및 이동국으로의 전송을 위해 전기 RF 신호를 안테나(106)에 전송한다. 증폭기(126)는 전형적으로 드레인 전류를 하위 전송 레벨 로 감소시키기 위한 기술이 존재한다 할지라도 트래픽 채널 상에서 있는 동안 기껏해야 드레인 전류를 소비한다. 하위 전송 레벨에서, 여러 수신기(102) 소자의 전류 소비는 무선 전류 드레인에 더욱 중요하게 된다. 또한, 페이징 채널을 모니터링하는 동안 전류 드레인은 증폭기(126) 및 송신기(100)가 턴오프되기 때문에 수신기(102)의 전류 드레인에 의해 크게 영향을 받는다.
DSP(108)와 같은 제어 회로는 무선전화(104)의 기능을 제어한다. 제어 회로는 저장된 지시의 프로그램에 응답하여 동작하며, 이들 지시 및 다른 데이터를 저장하기 위한 메모리(도시 안 됨)를 포함한다. 제어 회로는 또한 도면이 복잡하지 않게 도시하지 않은 무선전화의 다른 소자에 연결된다. 예컨대, 무선전화는 그 동작의 사용자 제어를 허용하기 위해 사용자 인터페이스를 포함한다. 사용자 인터페이스는 전형적으로 디스플레이, 키패드, 마이크로폰 및 이어폰을 포함한다. 사용자 인터페이스는 제어 회로에 연결된다.
DSP(108)는 이득 제어(112) 또는 전류 제어(114)를 통해 이득 스테이지(110) 및 믹서(118)를 조정함에 의해 수신기 선형성을 제어할 수 있다. 수신기 회로 경로는 또한 종래에 공지된 바와 같이 스테이지간 필터링(116), 아날로그 필터링(120), 및 수신기 후방단(124)용 아날로그-대-디지털 변환(122)을 포함한다. DSP(108)는 수신기 채널용 수신 신호 강도 표시(RSSI)를 결정한다. RSSI가 (예컨대 AGC 시스템을 통해)개별 블럭들 또는 이들의 조합에서 결정될 수 있음을 인식해야 한다. 수신기 후방단(124)은 소정의 통신 신호의 복조에 필요한 베이스밴드 변환 및 적당한 활성 필터링을 수행하기 위해, 복조기, 신호 처리 및 다른 회로를 포 함한다. 또한, 수신기 후방단(124)은 수신기 채널의 품질(예컨대, 프레임 에러 레이트(FER), Ec/Io(carrier-to-interference ratio) 등)을 결정하기 위하여 디지털 처리를 이용할 수 있다.
이득 스테이지(110)는 후방단 베이스밴드 회로(복조기)(124)에 대한 신호 이득 입력을 제어하기 위해 자동 이득 제어(AGC)를 이용하는 프리앰프로서, 그 이유는 이 회로가 오버로드에 영향받기 쉽기 때문이다. AGC는 수신기가 적당히 기능하도록 지정된 동작 범위 내에서 각 스테이지의 파워 레벨을 유지한다. 수신기 회로는 직접 변환이 있을 수 있거나, 또는 하나 이상의 중간 주파수 스테이지를 가질 수 있다. 믹서(118)는 소정의 통신 신호가 우선적으로 추가 처리를 위해 통과하게 허용되는 베이스밴드 필터에 의해 연속해서 필터링(120) 된다. 필터링된다 할지라도, 신호 플러스 노이즈, 간섭 및 상호 변조가 존재한다. 이들 신호 중 일부는 소정의 통신 신호 주파수 대역, 예컨대 공동-전송 파워 증폭기(126)와의 혼변조에 기인해서 발생된 상호 변조 프로덕트 상에 있다. 필터(120) 이후에, 신호는 아날로그-대-디지털 변환기(122)에 의해 디지털 신호로 변환된다. 이런 변환기는 모든 신호(소정의 통신 신호 및 간섭)를 취하고, 이들을 부가적인 필터링 및 복조를 포함하여 추가 처리되는 디지털 데이터 비트로 변환한다.
디지털 신호 프로세서(108)는 송신기 파워 증폭기(126)로부터의 자기 간섭 뿐만아니라 외부 채널 노이즈를 포함하는 모든 소스로부터 온-밴드(on-band) 간섭을 검출하기 위한 검출기를 포함한다. 검출기는 채널 품질 및 수신된 신호 강도를 추정하여, 혼변조의 감소를 위해 선형성을 조정하도록 이득 스테이지(110) 또는 믹 서(118)에 제공될 이득 또는 전류의 적정량을 결정한다. 많은 수의 이들 스테이지가 하드웨어 실시예의 필요없이 소프트웨어에만 통합될 수 있음을 인식해야 한다.
도 2는 도 1의 장치에서 사용되는, 상호 변조 감소용 선형성 조정을 위한 종래 기술을 도시한다. 장치는 먼저 종래에 공지된 기술을 이용하여 수신된 채널 품질(200)을 결정한다. 채널 품질이 양호하다면(202), 그 후 상호 변조 및 다른 노이즈 소스의 효과는 중요치 않고, 장치는 통상적으로 동작할 수 있다(204). 그러나, 채널 품질이 불량하다면, 그 후 상호 변조는 그 불량 원인 중 하나가 될 수 있다. 이 경우, 송신기 파워 증폭기 레벨은 경험적으로 결정되며 시스템 설계의 함수인 제1 임계치(208)에 대해 사용되어 비교된다. 파워 레벨이 제1 임계치를 초과하지 않는다면, 상호 변조 또는 왜곡은 중요한 것으로 기대되지 않으며, 장치는 통상적으로 동작할 수 있다(204). 그러나, 송신기 레벨이 임계치를 초과한다면, 혼변조는 그 원인이 될 수 있으며, 종래 기술은 LNA 및 믹서의 선형성 조정을 요구한다.
사용될 선형성 조정의 소정 타입은 RSSI를 결정(210)함에 의해 결정되며, 이 RSSI와 제2의 경험적으로 결정된 임계치(212)를 비교하여 동작 조건 조정의 타입(즉, 이득 또는 선형성)을 결정한다. 특히, RSSI가 제2 임계치 보다 크다면, 충분한 신호가 존재하며 이득 감소는 간섭, 즉 신호-대-간섭비(S/I)에 관한 기존의 불량한 신호를 더 감소시키지 않는다. 달리 말하자면, 신호가 작다면(작은 RSSI), S/(N+1)는 이득 감소의 결과로서 적당히 표현될 것이다. 신호 및 간섭은 현재 작은 반면 노이즈는 일정하고 비교적 크게 된다. 그러나, 수신기 내의 왜곡 프로덕 트는 수신기의 이득 스테이지(110) 및 믹서(118)의 이득(216)을 낮춤에 의해 크게 감소되어, 간섭과 관련된 기존 불량 신호를 개선할 수 있다. 이득 낮춤은 현재 소비가 감소된 이득에 대해 전형적으로 감소할 때 바람직하다. 그러나, RSSI가 제2 임계치(212) 이하인 경우(즉, 충분한 신호가 아닌 경우), 이득 낮춤은 제1 장소에서 충분한 신호를 갖지 못하기 때문에 보다 부정적인 패널티가 부여될 수 있으며, 선형성 증가 조정은 수신기의 이득 스테이지에 대한 전류(214)를 증가시킴에 의해 달성 된다.
본 발명은 전술한 종래 기술로부터의 여러 양상과는 다르다. 먼저, 채널 품질은 상호 변조 또는 혼변조보다 많은 수의 다른 원인에 의해 열화 될 수 있기 때문에, 상호 변조 또는 혼변조 결정에 사용되지 않는다. 둘째로, 수신기 대역으로부터의 간섭의 주파수 오프셋은 선형성 결정에서 결정되며 사용된다. 셋째로, 간섭의 파워 레벨은 선형성을 조정하는 여부를 평가할 때 사용된다.
본 발명은 간섭이 거의 또는 전혀 없는 기간 동안 수신기 전류 드레인을 감소시키는 방법을 정의하여, 통신 디바이스에 대한 전체 전류 소비를 감소시킨다. IS-95 표준 내에서 동작하기 위하여, CDMA 수신기는 TIA/EIA-98에서 정의되는 IM(two-tone intermodulation)) 및 STD(single-tone desensitization)에 대한 사양을 만족시켜야만 한다. 이들 2개의 요건은 수신기 전단에 대한 선형성 요건을 설정하며, 차례로 그 파워 소비를 설정한다. IM 사양은 수신기 전단이 2개의 동등하게 이격된 연속파 간섭자들의 온-채널 3차 상호 변조 프로덕트의 레벨을 감소시키는데 충분한 선형일 것을 요구한다. 더욱이, STD 사양은 수신기 전단이 연속파 간 섭자와 무선 자체의 전송 신호의 온-채널 교차-변조 프로덕트의 레벨을 감소시키는데 충분한 선형일 것을 요구한다.
본 발명에서, 수신기(102)의 선형성은 제어 회로(108)로부터의 선형 조정 신호에 의해 제어된다. 선형 조정 신호는 수신기(102)로의 전류 플로우와, 특히 수신기 증폭기 및 믹서로의 바이어스 전류를 제어한다. 제어 회로(108)는 또한 이득 조정 신호를 수신기(102)에 제공할 수 있다. 이득 조정은 선형성 조정에 무관하며, 전류 제한에 의존하지 않는다. 수신기에서 요구되는 이득은 통신 디바이스가 전송하는지 여부에 무관하다. 고 이득에서, 수신기는 간섭에 더욱 영향을 받기 쉬우며, 수신기 선형성의 제어는 전술한 바와 같이 중요하게 된다. 수신기 선형성을 증가시키려면 수신기가 전류를 더 많이 사용할 것이 요구된다.
도 3을 참조하면, 본 발명에 따르는, 통신 디바이스, 예컨대 GSM 및 WCDMA 통신 시스템에서 동작가능한 통신 디바이스의 블럭도가 도시된다. 바람직하게, 이런 장치는 본 발명과 합체된 셀룰러 무선전화이다. 이 장치는 다른 주파수 대역 상에 있을지라도 안테나(106)를 갖는 듀플렉서 필터(104)를 통해 동시에 통신할 수 있는 이전과 같은 송신기(100) 및 수신기 회로(302)를 포함하는 송수신기를 포함한다. 이 장치는 마이크로프로세서(도시 안 됨), 마이크로제어기, 또는 DSP 모듈(308)(장치 DSP의 일부일 수 있음) 중 하나 이상에 의해 제어되며, 이들은 호환가능한 셀룰러 시스템에서 동작하는데, 디스플레이에 기록과 같은 무선 통신 디바이스에 대한 많은 수의 다른 기능을 수행하는데, 키패드로부터 정보를 수용하는데, 그리고 사용자 인터페이스를 통해 오디오를 통신하는데 필요한 통신 프로토콜을 발 생한다(간략화를 위해 도시 안 됨). DSP 모듈(308)은 그 이득 스테이지(310), 믹서(318) 및 아날로그 필터 블럭(320)을 이득 제어(112) 또는 전류 제어(114)를 통해 조정함에 의해 수신기 선형성을 제어할 수 있다. 수신기는 믹서(318), 아날로그 필터링 블럭(320), 수신기 후방단(324)용 ADC 컨버터(322) 및 ADC(322) 다음의 디지털 필터 블럭(323)을 포함한다.
본 발명은 아웃-오브 밴드 및 하이 레벨 신호 검출과 인-밴드 신호 검출을 허용하기 때문에 종래 기술과 구별되는 높은 동적 범위, 넓은 대역폭 ADC(322)를 신규하게 사용한다. DSP 모듈(308)은 간섭을 포함하는 아웃-오브-밴드 신호를 결정할 수 있으며, 이는 ADC(322)에 의해 통과된다. 간섭자의 파워 레벨 및 주파수 오프셋은 후술되는 바와 같이 선형성 조정을 결정하는데 궁극적으로 사용된다. DSP 모듈은 간섭자를 갖는 장치의 PA(126)로부터의 다수의 간섭자의 상호 변조 또는 혼변조에 기인한 비선형 왜곡 프로덕트를 추정하는 검출기에 효과적이다. 검출기는 인-밴드 및 아웃-오브-밴드 신호 프로덕트와, 듀플렉스 송수신기의 PA(126)로부터의 송신기 파워 레벨 정보를 사용할 수 있어, 이득 스테이지(310) 및 믹서(318)에 대한 적당한 선형성 조정을 결정하고 왜곡 감소를 위한 A/D(322) 및 필터(323)용의 적당한 동적 범위를 결정한다. 간섭자 측정 및 선택적인 송신기 파워에 기초하여, 신호-대-간섭 비는 계산될 수 있으며, 신호-대-간섭 비가 소정의 임계치를 초과하지 않는다면, 수신기의 선형성은 후술될 바와 같이 증가된 전류 또는 이득 변화 및/또는 동적 범위 중 어느 하나를 이용하여 증가한다.
도 4는 수신기(RX) 대역 상에서의 3차 상호 변조의 효과를 설명하는 그래프 를 도시한다. 이 예에서, RX 대역에 보다 근접한 제1 간섭자 A1cos(ω1t)는 RX 대역으로부터 보다 멀리 떨어진 제2 간섭자 A2cos(ω2t)와 상호 변조한다. 이런 상호 변조는 신호-대-간섭 성능을 열화 하는 RX 대역 내에서 3차 프로덕트(더욱이 대역 외의 3차 프로덕트)를 생성한다. 특히, 3차 간섭은
Figure 112006006810814-pct00001
이며,
신호-대-간섭 비는
Figure 112006006810814-pct00002
이다.
여기서, Psig는 소정의 인-밴드(RX)의 파워이며, Pimd는 간섭의 파워이다. P1는 근접한 간섭자의 파워 레벨이며, P2는 원거리 간섭자의 파워 레벨이다. 본 발명에서, 간섭자의 파워 및 주파수 오프셋은 RX 대역 내에서 이들의 효과를 결정하기 위해 직접 측정된다. 주어진 SIR 제한(표준으로 정의된)에서, IP3 임계치는 충분한 SIR을 제공하도록 찾아질 수 있다. 수신기의 컴포넌트는 충분한 SIR을 제공하도록 조정된 선형성을 가질 수 있다.
도 5는 본 발명에 따르는, 간섭을 검출하고 상호 변조 왜곡을 추정하는데 사용되는 DSP 모듈(도 3의 308)을 도시한다. 이 경우, 생성되는 비선형 왜곡은 비교적 협대역이다. DSP는 측정된 송신기 파워(TX) 및 수신된 신호 레벨(Psig)뿐만 아니라 요구되는 SIR의 입력을 이용한다. 그 후, 간섭자의 측정이 주어지면, 수학식 2로부터 IP3 임계치를 계산할 수 있어, 소정의 SIR을 생성한다. 특히, 본 발명은 협대역 간섭으로부터 임의의 중요한 상호 변조 프로덕트가 수신 채널 필터 내에 있는지를 판정하기 위해 스펙트럼 추정을 이용한다. A/D 컨버터의 동적 범위 및 디지털 베이스밴드는 스펙트럼 추정이 어떠한 간섭도 존재하지 않음을 나타낸다면 완화될 수 있다.
실무적으로, 간섭자는 스펙트럼을 측정함에 의해 광대역 A/D를 통해 그리고 RX 대역의 밖에서 검출된다. 특히, A/D로부터 나온 신호는 검출의 주파수 범위를 감소시키는 디지털 로우패스 필터(여기서 혼변조 및 전형적인 최악의 경우에는 상호 변조가 관심사이다)를 통과하며, A/D의 양자화 노이즈를 감소시킨다. 이 신호는 신호 진폭을 동등하게 하기 위하여 아날로그 로우패스 필터(320)의 반전인 디지털 하이패스 필터를 통과한다. 이런 수신된 신호 스펙트럼은 FFT(Fast Fourier Transform) 또는 소정의 스펙트럼을 커버하는 BPF(bank of bandpass filters)를 통해 제공될 수 있다. BPF 대역폭의 FFT 크기는 소정의 주파수 해상도에 의해 설정되며, 포인트의 수는 소정의 주파수 범위에 의해 설정될 수 있다. 또한, 공지된 많은 수의 다른 기술은 이런 스펙트럼 측정을 제공하는데 사용될 수 있다. 또한, 스펙트럼 추정 후 반전 아날로그 로우패스 필터(320) 전달 함수의 단순한 부가와 같이 신호 진폭을 동일하게 하는 다른 방법이 존재한다. 본 예에서, 24개의 밴드패스 필터의 세트는 간섭을 찾기 위해 스펙트럼의 범위를 커버하는데 사용된다. 간섭의 파워 레벨(더욱이 후술될 주파수 오프셋)은 통신 디바이스에 의한 적당한 수신을 위한 적어도 최소한의 SIR을 제공하도록 수신기 컴포넌트의 적당한 선형성(경험적으로 미리결정된)을 계산하기 위하여, 수학식 2에서 DSP에 의해 이용된다. 선형성은 믹서 및/또는 증폭기에 대한 전류 제어 및 이득 제어 모두 또는 이들 중 어느 하나에 의해 조정되어, 배터리 전류의 소비를 감소시킨다.
바람직한 실시예에서, 여러 수신기 컴포넌트 내의 신호 레벨이 감소(낮은 신호 스윙(swing))된다면, 이런 감소된 신호를 수용하기 위해 수신기의 여러 컴포넌트에 완전 동적 범위를 제공할 필요가 없다. 따라서, 본 발명에서, 이들 컴포넌트의 동적 범위는 전류를 더 절약하기 위해 LNA 및 믹서의 선형성 요건을 트랙킹하도록 감소될 수 있다. 특히, 전류 제어는 아날로그 필터 블럭(320), A/D(322) 및 디지털 필터 블럭(323) 중 하나 이상의 동적 범위를 제어하는데 사용될 수 있다.
도 6은 본 발명에 따르는 3차 상호 변조 왜곡의 효과를 감소시키는 방법을 도시한다. 도 3-6을 참조하면, 제1 단계 600은 A/D(322)로부터 광대역 신호를 입력하는 단계를 포함한다. 이런 신호로부터, 노이즈 파워 스펙트럼은 전술한 바와 같이 FFT 또는 BPF의 뱅크를 이용하여 생성된다(602). 노이즈 파워 스펙트럼은 수신기와 통신하지 않는 주기, 송신기가 온(또는 오프)되는 주기 및 여러 측정치의 평균을 이용하는 여러 주기 동안을 포함하는 많은 수의 조건 하에서 결정될 수 있 다. 다음 단계 604는 임의의 간섭 프로덕트를 검출하는 단계를 포함하며, 이 단계는 FET 빈(bin) 또는 뱅크 내의 밴드패스 필터 중 어느 하나가 간섭이 존재하는 것을 나타내는 미리결정된 임계치 이상의 노이즈 파워 레벨을 갖는지를 측정함에 의해 알아진다. 미리결정된 임계치는 수신기의 최종 선형성 요건으로부터 경험적으로 결정된다. 임계치는 특정 RX 대역에 맞쳐진 커브 또는 일정한 레벨일 수 있다. 필터의 빈중 어느 것도 임계치를 넘는 간섭 노이즈 파워으로 존재하지 않는다면, 간섭은 장치 수신에 대한 문제가 없다고 여겨진다. 이 경우, 수신기(LNA(310) 및 믹서(318))는 전류 및/또는 이득 제어를 이용하여 최하위 IP3 설정에서 낮은 선형성으로 설정된다(606)(또한 선택적으로 아날로그 필터 블럭(320), A/D(322) 및 디지털 필터 블럭(323)에 대한 낮은 동적 범위에 대해 설정된다).
그러나, 간섭 파워가 어느 하나의 빈에서 임계치를 넘어선다고 발견된다면, 다음 단계는 간섭자의 주파수 오프셋을 결정하는 단계(608)를 포함한다. 2개의 간섭자들 간의 주파수 오프셋(델타)가 다수인 경우, 또는 최근접 주파수 간섭자와 RX 대역 간의 델타로서 동일한 경우, 수신기의 SIR을 낮추는 RX 대역 내의 3차 간섭 프로덕트가 있게 된다. 주파수 오프셋이, 간섭 프로덕트가 RX 패스밴드에 놓이지 않도록 계산된다면(609), 간섭은 장치 수신에 문제가 없는 것으로 여겨지며, 수신기는 전류 및/또는 이득 제어를 이용하여 낮은 선형성(및 선택적으로는 낮은 동적 범위)으로 설정될 수 있다(606). 그러나, 주파수 오프셋이 간섭 프로덕트가 RX 패스밴드에 놓이도록 계산된다면(609), 소정의 신호-대-간섭 비를 달성하는데 요구되는 수신기 선형성을 계산하고, 소정의 신호-대-간섭 비를 달성하기 위해 계산 단계 에서 계산된 수신기 선형성을 조정하는 것이 필요하게 된다. 이는 먼저 P1를 RX 대역에 가장 가까운 간섭자의 파워 레벨로 설정하고 P2를 RX 대역으로부터 가장 먼 간섭자의 파워 레벨로 설정함에 의해(607) 수학식 2에서 이루어진다. 다음 605에서, 요구된 SIR(601)의 공지된 또는 측정된 값과 수신된 소정의 신호 Psig(603)을 이용하여 3차 인터셉트 포인트(IP3) 임계치는 수학식 2로부터 계산될 수 있어, 소정의 SIR을 생성하고, 여기서 수신기(LNA(310) 및 믹서(318))는 전류 및/또는 이득 제어를 이용하여 적당한 선형성(및 선택적으로는 아날로그 필터 블럭(320), A/D(322), 및 디지털 필터 블럭(323))으로 설정될 수 있다. 선형성의 증가는 수신기의 이득 스테이지 및 믹서의 이득을 낮추거나, 수신기의 이득 스테이지 및 믹서로의 전류를 증가시키거나, 또는 이들 둘다에 의해 달성될 수 있다. 이런 조정은 아날로그 필터 블럭을 또한 포함할 수 있다.
본 발명은 또한 혼변조 간섭 프로덕트의 완화에 적용될 수 있다. 도 7은 수신기(RX) 대역 상에서 혼변조의 효과를 나타내는 그래프를 도시한다. 본 예에서, RX 대역에 인접한 제1 간섭기 A2COS(ω2t)는 디바이스 송신기 A1COS(ω1t)로부터의 누설과 혼변조하고, 이는 RX 대역에서의 광대역 간섭을 초래한다. 이러한 혼변조는 RX 대역 내에 비선형 왜곡들을 산출하고 이는 (대역 외 3차 프로덕트 뿐만 아니라) 신호-대-간섭 성능을 저하시킨다. 특히, 왜곡으로부터의 간섭은
Figure 112006006810814-pct00003
이고, 신호-대-간섭 비율은
Figure 112006006810814-pct00004
이며, 여기서, Psig는 대역(RX) 내 바람직한 신호의 파워이며, Pcmd는 간섭의 파워이다. P1은 송신기의 파워 레벨이며, P2는 간섭기의 파워 레벨이다. 본 발명에서, 송신기 및 간섭기의 파워 및 주파수 오프셋들은 알려지거나 또는 직접 측정되어 RX 대역 내에서의 그들의 효과를 판정한다. 또한, 송신기의 퍼센트 진폭 변조가 사용되어 수신기의 적절한 선형성을 판정할 수 있다. 더욱이, 혼변조의 광대역 특성에 기인하는 감쇄 팩터는 이하 설명되는 바와 같이 정의된다. 신호-대-간섭 비율(SIR) 한계가 주어지면(표준에서 정의되는 바와 같이), 충분한 SIR을 제공하는 IP3 임계치가 발견될 수 있다. 그러면, 수신기의 컴포넌트들은 자신의 선형성을 조정하여 충분한 SIR을 제공할 수 있다.
도 5를 다시 참조하면, 혼변조 완화는 감쇄 팩터(AF)와 조합된 스펙트럼 신호 추정을 이용하여 제공되어, 측정된 간섭 및 바람직한 SIR에 기초해서 요구되는 수신기 선형성을 계산할 수 있다. 감쇄 팩터는 수신기에 대해 미리 결정되고, RX 대역으로부터의 오프셋 당 측정 감쇄를 정의하며, 대역외 측정의 보정에 관련된다. 특히, 감쇄 팩터는 혼변조가 감쇄의 오프셋 주파수에 의해 감소된다는 사실을 포착한다는 점을 주목하여야 한다. 이러한 사실은 간섭의 주파수 오프셋을 아는 것에 기초하여 우리의 전류/선형성을 감소시키는 것을 가능하게 한다. 2 내지 7 MHz 주파수 범위에 간섭이 없다면, 수신기는 혼변조 및/또는 상호번조 요건들이 충족되는 한 TX 신호량과는 독립적으로 최소 선형성으로 동작할 수 있다.
혼변조 솔루션은 멀티모드 GSM 및 WCDMA 통신 시스템 또는 멀티모드 AMPS 및 CDMA2000 통신 시스템에서 최상의 애플리케이션을 찾아낸다. 멀티모드 시스템은 종종 동일 주파수 대역에 2개 모드의 배치를 포함하며, 이에 의해 혼변조를 생성하는 간섭에 이르게 된다.
도 5에 표시된 바와 같이, 본 발명에 따르면, 혼변조 왜곡을 검출하는데 DSP 모듈(도 3의 '308' 참조)이 또한 사용될 수 있다. 이러한 경우, 생성되는 비선형 왜곡은 광대역 TX 신호의 혼변조로 인해 광대역이다. DSP는 요구되는 SIR 뿐만 아니라 수신 신호 레벨(Psig)와 함께 이미 알고있는 송신기(TX) 파워, 변조 및 주파수의 입력들을 사용한다. 그리고, 간섭기의 측정 및 송신기의 지식이 주어지면, 수학식 4로부터 IP3 임계치를 계산하여 원하는 SIR을 생성할 수 있다. 특히, 본 발명은 스펙트럼 추정을 사용하여 광대역 간섭으로부터의 임의의 중요한 혼변조 프로덕트들이 수신 채널 필터 내에 들어가는지 여부를 판정할 수 있다. A/D 변환기의 동적 범위 및 디지털 기저대역은 스펙트럼 추정이 간섭이 존재하지 않는다고 나타내면 완화될 수 있다.
이전과 마찬가지로, 간섭은 RX 대역에 걸치는 스펙트럼 및 외부의 스펙트럼을 측정하는 것에 의해 광대역 A/D를 통해 검출된다. 특히, A/D로부터 나오는 신 호는 혼변조를 위하고 A/D의 정량 노이즈를 저감시키기 위해 검출의 주파수 범위를 저감시키는 디지털 저역통과 필터에 전달된다. 그리고, 이 신호는 신호 진폭을 균등화하기 위해 아날로그 저역통과 필터(320)의 반전인 디지털 고역통과 필터에 전달된다. 이러한 수신 신호 스펙트럼은 원하는 스펙트럼을 커버하는 고속 푸리에 변환(FFT) 또는 대역통과 필터(BPF)의 뱅크를 통해 제공될 수 있다. FFT 사이즈 또는 BPF 대역폭은 원하는 주파수 분해능에 의해 설정되며, 지점의 갯수는 원하는 주파수 범위에 의해 설정될 수 있다. 또한, 이러한 스펙트럼 측정을 제공하는데 종래의 공지된 다수의 다른 기술들이 사용될 수 있다. 부가적으로, 스펙트럼 추정 이후 역 아날로그 저역통과 필터(320) 전달 함수를 단순히 부가하는 등 신호 진폭을 균등화하기 위한 다른 방법들이 존재한다. 본 예에서는, 간섭을 찾기 위해 스펙트럼의 범위를 커버하는데 24개 대역통과 필터들로 이루어진 세트가 사용된다. 간섭기 및 송신기의 파워 레벨 및 주파수 오프셋은 수학식 4에서 DSP에 의해 사용되어, 통신 디바이스에 의한 적절한 수신을 위한 적어도 최소 SIR을 제공하는 수신기 컴포넌트의 적절한 선형성(경험적으로 미리 결정됨)을 계산한다. 선형성은 믹서 및/또는 증폭기에 대한 전류 제어 및 이득 제어 중 어느 하나 또는 양자 모두에 의해 조정되어, 배터리 전류의 드레인을 완화한다.
바람직한 실시예에서는, 다양한 수신기 컴포넌트들에서의 신호 레벨이 감소되는 경우(즉, 보다 낮은 신호 스윙), 이러한 감소된 신호를 수용하기 위해 수신기의 다양한 컴포넌트들에 풀 동적 범위를 제공할 필요가 없다. 따라서, 본 발명에서, 이들 컴포넌트의 동적 범위는 전류를 더욱 절감하기 위해 LNA 및 믹서의 선형 요건들을 추종하도록 감소될 수 있다. 특히, 아날로그 필터 블럭(320), A/D(322) 및 디지털 필터 블럭(323) 중 하나 이상의 동적 범위를 제어하기 위해 전류 제어가 사용될 수 있다.
도 8은 본 발명에 따라 혼변조 왜곡의 효과를 완화하는 방법을 도시한다. 도 3, 5, 7 및 8을 참조하면, 제1 단계 800은 AD(322)로부터 광대역 신호를 입력하는 단계를 포함한다. 이러한 신호로부터, 상술된 바와 같이 FFT나 또는 BPF의 뱅크를 사용하여 노이즈 파워 스펙트럼이 생성된다(602). 노이즈 파워 스펙트럼은 수신기와 통신하지 않는 주기 동안, 송신기가 온(또는 오프)인 동안, 및 다수의 측정치들의 평균을 이용하는 다수의 주기 동안을 포함하는 여러 조건들 하에서 결정될 수 있다. 다음 단계 604)는 임의의 간섭 프로덕트들을 검출하는 것을 포함하며, 이러한 간섭 프로덕트들은 뱅크에 간섭을 나타내는 소정 임계치 이상의 노이즈 파워 레벨을 갖는 FFT 빈(bins) 또는 대역통과 필터들이 존재하는지 여부를 측정하는 것에 의해 발견된다. 소정 임계치는 수신기의 최종 선형 요건으로부터 경험적으로 결정된다. 임계치는 특정 RX 대역에 대해 일정 레벨 또는 맞춤형 커브일 수 있다. 임계치는 또한 상호변조 및 혼변조 문제점들에 대해 서로 다를 수 있다. 필터의 빈들 중 어느 것도 임계치 이상의 간섭 노이즈 파워를 제공하지 않는 경우, 간섭은 디바이스 수신에 대한 문제점으로 고려되지 않는다. 이러한 경우, 수신기[LNA(310) 및 믹서(318)]는 전류 및/또는 이득 제어를 사용하여 그들의 최저 IP3 설정에서 저 선형성으로 설정될 수 있다(606)[선택적으로는 아날로그 필터 블럭(320), A/D(322) 및 디지털 필터 블럭(323)에 대해 저 동적 범위로 설정됨].
그러나, 빈들 중 임의의 것에서 간섭 파워가 임계치 이상으로 발견되면, 다은 단계는 간섭기의 주파수 오프셋을 판정하는 단계(808)를 포함하는데, 이는 측정된 파워와 함께 소정 룩업 테이블(800)로부터의 대응 입력 감쇄(801)와 조합되어 사용된다. 간섭기의 주파수 오프셋이 RX 대역에 충분히 가까우면(예를 들어, WCDMA에 대해서는 7MHz 이내), RX 대역에는 수신기의 SIR을 저하시킬 혼변조 간섭 프로덕트들이 존재할 수 있다. 간섭 프로덕트들이 계산되어(809) 간섭 프로덕트들이 RX 통과대역에 들지 않을 것이면, 간섭은 디바이스 수신에 대해 문제점으로 고려되지 않으며, 수신기는 전류 및/또는 이득 제어를 사용하여 저 선형성(및 선택적으로는 저 동적 범위)으로 설정될 수 있다(606).
그러나, 간섭 프로덕트들이 계산되어(609) 간섭 프로덕트들이 RX 통과대역에 들어간다면, 원하는 신호-대-간섭 비율을 달성하기 위해 요구되는 수신기 선형성을 계산하고, 원하는 신호-대-간섭 비율을 달성하기 위해 상기 계산 단계에서 계산된 수신기 선형성을 조정할 필요가 있다. 간섭의 광대역 특성으로 인해, FFT 빈들 및 AF 포인트들은 노이즈 스펙트럼 임계치를 초과하는 최고 파워 뱅크의 최대값을 참조하여 정규화된다. 그리고, 빈 값들은 정규화된 총 혼변조 기여도 R을 결정하기 위해 합산되고(803), 수학식 4에 대해, P2 및 AF는 최대 간섭기의 레벨, 즉 최대로 정규화된 레벨로 설정된다. 다음에 805에서는, 요구되는 SIR(601), 수신된 원하는 신호 Psig(603) 및 TX 파워 레벨과 퍼센트 진폭 변조(807)의 알려진 또는 측정된 값들을 사용하여, 3차 인터셉트 포인트(IP3) 임계치가 수학식 4로부터 계산될 수 있 어, 원하는 SIR을 생성하는데, 여기서 수신기[LNA(310) 및 믹서(318)]는 전류 및/또는 이득 제어를 사용하여 적절한 선형성[및 선택적으로는 아날로그 필터 블럭(320), A/D(322) 및 디지털 필터 블럭(323)에 대해 적절한 동적 범위]으로 설정될 수 있다. 선형성을 증가시키는 것은 수신기 이득 스테이지 및 믹서의 이득을 저하시키는것, 수신기 이득 스테이지 및 믹서로의 전류를 증가시키는 것 중 어느 하나 또는 이들 양자 모두에 의해 달성될 수 있다.
상술된 기술들은 간섭에서의 변화들에 기초하여 디바이스의 동작 조건을 주기적으로 업데트하기 위해 반복될 수 있다는 것이 인식되어야 한다. 또한, DSP 모듈(308)은 각 구성요소의 간섭 조건들 및 능력에 의존하여 이득 스테이지, 믹서, A/D 및 필터 블럭들을 서로 다르게 조정할 수 있다.
유리하게, 본 발명은 종래 기술에서 행해진 것에 비하여 노이즈 및 간섭과는 별도로 비선형 왜곡들에 직접 대처한다. 이는 기존 하드웨어들로 달성되어 부가적인 회로에 대한 요구를 제거하므로, 인쇄 회로 기판 상의 및 집적 회로 내의 스페이스를 절감한다. 여전히 증가하고 있는 디지털 신호 프로세서 기술의 능력들은 서로 다른 모드의 통신 신호를 동시에 측정하고 동작할 수 있도록 하기 때문에 매우 작은 칩 다이 영역으로 이음매없는 제어를 제공할 수 있다.
지금까지 내용으로부터 알 수 있듯이, 본 발명은 최소의 간섭이 있는 경우는 수신기의 엘리먼트들(증폭기들 및 다운 컨버터들)을 덜 선형적이게 하거나 또는 동적 범위가 적어지도록 하고, 간섭이 상당한 경우는 선형성 또는 동적 범위를 다시 증가시키는 것에 의해 통신 디바이스에서의 전류 드레인을 감소시키는 방법 및 장 치를 제공한다. 본 발명은 또한 상술된 트래픽 채널 이외에 제어, 데이터 및 페이징 통신에도 바람직하게 적용될 수 있다. 이들 이벤트 동안 수신기 선형성은 상술된 바와 동일한 방식으로 조정될 수 있다.
본 발명은 광대역 A/D 변환기의 확장된 동적 범위를 이용하여 간섭을 검출하는 신규한 기술을 제공하는 것을 포함한다. FFT들 또는 대역통과 필터의 뱅크 등의 기술을 사용하여, 본 발명은 간섭의 존재, 간섭의 파워 및 간섭의 주파수 오프셋을 검출할 수 있다. 주파수 오프셋 검출의 유용한 범위는 아날로그 기저대역 필터의 시그마 델타 A/D 노이즈 플로어 및 감쇄에 의해 제한된다. 2 내지 7 MHz 오프셋 범위에서 -60 dBm 내지 압축 지점까지의 진폭을 갖는 신호들이 검출될 수 있다는 것을 시뮬레이션 결과가 보여준다. 7 MHz 지점은 수신기로부터의 주파수 오프셋에 기인하는 WCDMA에 대하여 혼변조가 더 이상 이슈가 아닌 주파수 오프셋이므로 매우 중요하다. 더욱이, WCDMA 및 CDMA 표준 양자 모두의 일부로서 수행된 협대역 상호변조 테스트들은 이러한 오프셋 범위 내에 들어간다.
본 발명의 간단하면서도 보다 정교한 검출을 이용하는 것은 2가지 신규한 특징들을 부가한다. 그 중 첫째는, RF 엘리먼트들의 수신기 선형성은 종래 기술에서와 같이 품질 메트릭에 기초한 것이 아니라 간섭의 실제 측정, 파워와 주파수 오프셋 양자 모두, 및 간섭에 기초한 선형성 요건들의 계산에 기초하여 조정될 수 있다는 것이다. 그 중 둘째는, 이러한 검출기의 사용은 존재하는 간섭량에 기초하여 A/D 및 디지털 필터의 동적 범위를 감소시키는데 사용될 수 있다는 것이다. 이는 다양한 수신기 컴포넌트들의 선형성/동적 범위의 가장 효율적인 사용을 제공한다.
본 발명이 앞선 설명 및 도면에서 개시되고 도시되었지만, 이러한 설명은 단지 예시적인 것일 뿐 본 발명의 광범위한 사상을 벗어나지 않고도 당업자에게 다양한 변경사항들 및 변형들이 이루어질 수 있다는 점이 이해된다. 비록 본 발명은 휴대용 셀룰러 무선전화들에서의 특정 용도를 발견하지만, 본 발명은 호출기, 전자 오거나이저 및 컴퓨터를 포함하는 임의의 멀티모드 무선 통신 디바이스에 적용될 수 있다. 출원인의 발명은 이하 청구범위에 의해서만 제한되어야 할 것이다.

Claims (23)

  1. 통신 디바이스에서 전류 드레인(current drain)을 감소시키는 방법으로서,
    간섭(interference)을 검출하는 단계;
    상기 간섭의 파워 레벨(power level) 및 주파수 오프셋(frequency offset)을 측정하는 단계;
    상기 측정된 주파수 오프셋이 간섭 프로덕트(interference product)가 수신기 통과대역(receiver passband) 내에 있도록 되어 있는 경우, 상기 파워 레벨을 이용하여 원하는 신호-대-간섭비(signal-to-interference ratio)를 달성하는데 필요한 수신기 선형성(receiver linearity)을 계산하는 단계; 및
    상기 원하는 신호-대-간섭비를 달성하기 위해 상기 계산하는 단계에서 계산된 상기 수신기 선형성을 조정하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 통신 디바이스를 CDMA(Code Division Multiple Access) 시스템에서 동작시키는 단계를 더 포함하는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는 간섭 프로덕트들의 신호 스펙트럼을 추정하여, 간섭 프로덕트들의 주파수 오프셋을 결정하고 또한 간섭 프로덕트들이 수신기 통과대역 내에 존재하는지를 판정하는 단계를 포함하는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는 간섭 프로덕트들의 신호 스펙트럼을 추정하여, 간섭 프로덕트들의 주파수 오프셋을 결정하고 또한 간섭 프로덕트들이 수신기 통과대역 내의 노이즈 스펙트럼 임계치를 초과하는지를 판정하는 단계를 포함하는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는 상기 주파수 오프셋에서의 상기 수신기의 감쇄 팩터(attenuation factor)를 포함하는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 조정하는 단계는 아날로그-디지털 변환기 동적 범위(dynamic range)를 상기 조정된 수신기 선형성에 대응하는 레벨로 조정하는 단계를 포함하는 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 측정하는 단계는 상기 통신 디바이스의 송신 파워 레벨 및 주파수 오프셋을 측정하는 단계를 포함하고,
    상기 계산하는 단계에서의 원하는 신호-대-간섭비는 상기 송신 파워 레벨 및 주파수 오프셋에 의존하는 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 조정하는 단계는 상기 수신기에 대한 전류 및 이득의 그룹 중 적어도 하나를, 상기 원하는 신호-대-간섭비를 달성하기에 충분한 최소 레벨로 설정하는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 조정하는 단계는 상기 수신기에 대한 전류 및 이득의 그룹 중 적어도 하나를, 상기 원하는 신호-대-간섭비에 대한 원하는 선형성 및 동적 범위를 달성하기에 충분한 최소 레벨로 설정하는 단계를 포함하는 방법.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 검출하는 단계는 상기 통신 디바이스의 수신기 통과대역 외부의 간섭기(interferer)들을 검출하고,
    상기 측정하는 단계는 상기 간섭기들의 파워 레벨 및 주파수 오프셋을 측정하며,
    상호변조 프로덕트들(intermoulation products)이 상기 수신기 통과대역 내의 노이즈 스펙트럼 임계치를 초과하는지를 판정하며, 그 결과 상기 상호변조 프로덕트들이 상기 임계치를 초과하는 경우 상기 계산하는 단계를 수행하는 - 상기 간섭 프로덕트는 상호변조 프로덕트들임 - 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 검출하는 단계 및 상기 측정하는 단계는 간섭 프로덕트들의 신호 스펙트럼을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 미리 정해진 양의 신호-대-간섭보다 큰 신호-대-간섭을 제공하기 위해 3차 인터셉트 지점 임계치(third-order intercept point threshold)를 계산하는 단계를 포함하고, 상기 조정하는 단계는 상기 수신기에 대한 전류 및 이득의 그룹 중 적어도 하나를, 상기 3차 인터셉트 지점 임계치를 적어도 충족하기에 충분한 레벨로 설정하는 단계를 포함하는 방법.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 검출하는 단계는 상기 통신 디바이스의 수신기 통과대역 외부의 간섭기를 검출하고,
    상기 측정하는 단계는 상기 통신 디바이스의 간섭기 및 송신기의 파워 레벨들 및 주파수 오프셋들을 측정하고,
    혼변조 프로덕트들(crossmodulation products)이 상기 수신기 통과대역 내의 노이즈 스펙트럼 임계치를 초과하는지를 판정하며, 그 결과 상기 혼변조 프로덕트들이 상기 노이즈 스펙트럼 임계치를 초과하는 경우 상기 계산하는 단계를 수행하는 - 상기 간섭 프로덕트는 혼변조 프로덕트들임 - 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 검출하는 단계 및 상기 측정하는 단계는 상기 간섭기와 상기 송신기의 간섭 프로덕트들의 신호 스펙트럼을 추정하는 단계를 포함하는 방법.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 주파수 오프셋에서의 상기 수신기의 감쇄 팩터(attenuation factor)를 사용한 상기 간섭의 정규화(normalization)를 포함하는 방법.
  16. 전류 드레인이 감소된 통신 디바이스로서,
    가변 송신 파워 레벨로 동작할 수 있는 송신기;
    가변 선형성으로 동작할 수 있는 수신기; 및
    상기 송신기 및 상기 수신기에 결합되는 제어 회로
    를 포함하고,
    상기 제어 회로는 간섭을 검출하고 상기 수신기의 선형성을 제어하도록 동작가능하며,
    상기 제어 회로는,
    상기 간섭의 주파수 오프셋을 결정하고,
    상기 간섭의 파워 레벨을 측정하며,
    상기 결정된 주파수 오프셋이 간섭 프로덕트가 수신기 통과대역 내에 있도록 되어 있는 경우, 상기 간섭의 측정된 파워 레벨을 이용하여, 원하는 신호-대-간섭비를 달성하는데 필요한 수신기 선형성을 계산하고,
    상기 원하는 신호-대-간섭비를 달성하기 위해 상기 수신기 선형성을 조정하는
    통신 디바이스.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 간섭 프로덕트들의 신호 스펙트럼을 추정하여 상기 간섭 프로덕트들이 수신기 통과대역 내의 노이즈 스펙트럼 임계치를 초과하는지를 판정하는 통신 디바이스.
  18. 제16항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 조정된 수신기 선형성에 따라 상기 수신기의 동적 범위를 조정하는 통신 디바이스.
  19. 제16항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 수신기에 대한 전류 및 이득의 그룹 중 적어도 하나를, 상기 원하는 신호-대-간섭비를 달성하기에 충분한 최소 레벨로 조정하는 통신 디바이스.
  20. 제16항에 있어서,
    상기 제어 회로는 미리 정해진 양의 신호-대-간섭보다 큰 신호-대-간섭을 제공하기 위해 3차 인터셉트 지점 임계치를 계산하고, 또한 상기 수신기에 대한 전류 및 이득의 그룹 중 적어도 하나를, 상기 3차 인터셉트 지점 임계치를 적어도 충족하기에 충분한 레벨로 설정하는 통신 디바이스.
  21. 삭제
  22. 삭제
  23. 삭제
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Families Citing this family (54)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2398943B (en) * 2003-02-28 2005-08-31 Zarlink Semiconductor Ltd Tuner
US7072632B2 (en) * 2003-10-10 2006-07-04 Vixs, Inc. Fast signal detection process
US7720448B2 (en) * 2003-12-30 2010-05-18 Freescale Semiconductor, Inc. Signal generation power management control system for portable communications device and method of using same
EP1564897A1 (en) * 2004-02-13 2005-08-17 Thomson Licensing S.A. Control of a power amplifier for reducing power consumption in a transceiver
US7292830B1 (en) * 2004-03-31 2007-11-06 Nortel Networks Limited Receiver gain management
US7366484B2 (en) * 2004-06-04 2008-04-29 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods for adjusting the bias level of a mixer in a transmitter
US7274920B2 (en) * 2004-06-30 2007-09-25 Research In Motion Limited Methods and apparatus for reducing signal interference in a wireless receiver based on signal-to-interference ratio
US7158061B1 (en) * 2004-07-28 2007-01-02 Marvell International, Ltd. A/D converter for wideband digital communication
GB0423708D0 (en) * 2004-10-26 2004-11-24 Koninkl Philips Electronics Nv Adapting filter to detected interference level
US7457607B2 (en) * 2005-01-04 2008-11-25 Stmicroelectronics, Inc. Circuit and method for reducing mobile station receiver power consumption by dynamically controlling linearity and phase noise parameters
FI20055424A0 (fi) * 2005-08-04 2005-08-04 Nokia Corp Menetelmä lineaarisuuden ohjaamiseksi kommunikaatiojärjestelmässä, päätelaite ja vastaanotin
KR100654466B1 (ko) * 2005-09-26 2006-12-06 삼성전자주식회사 바이어스 전류를 제어하는 ｒｆ 신호 수신 장치 및바이어스 전류 제어 방법
US7873323B2 (en) * 2005-09-30 2011-01-18 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method of estimating inter-modulation distortion
US20070197178A1 (en) * 2006-02-21 2007-08-23 Nokia Corporation Automatic gain control system for receivers in wireless communications
US7539471B2 (en) * 2006-03-30 2009-05-26 Intel Corporation Method and apparatus to provide variable gain in a radio receiver front end
US7660569B2 (en) * 2006-04-04 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for digital jammer detection
DE602006013720D1 (de) * 2006-05-22 2010-05-27 Ericsson Telefon Ab L M Vorrichtung zum überwachen nichtlinearer verzerrungen von funksignalen und verfahren dafür
JP4181188B2 (ja) * 2006-06-28 2008-11-12 株式会社東芝 Ａ／ｄ変換器、信号処理装置、受信装置
US8290100B2 (en) * 2006-08-08 2012-10-16 Qualcomm Incorporated Interference detection and mitigation
US8098779B2 (en) * 2006-08-08 2012-01-17 Qualcomm Incorporated Interference detection and mitigation
US20080039041A1 (en) * 2006-08-10 2008-02-14 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing inter-modulation
KR100788637B1 (ko) * 2006-10-02 2007-12-26 (주)에프씨아이 이득제어 및 다중대역의 처리가 가능한 수신기
US20080137786A1 (en) * 2006-12-08 2008-06-12 Waltho Alan E Adaptively modifying the even harmonic content of clock signals
US7693501B2 (en) * 2006-12-21 2010-04-06 Intel Corporation Techniques to deterministically reduce signal interference
US7639998B1 (en) 2007-02-07 2009-12-29 Rockwell Collins, Inc. RF receiver utilizing dynamic power management
US7937120B2 (en) * 2007-04-21 2011-05-03 Paratek Microwave, Inc. System, apparatus and method for frequency based current reduction in wireless portable devices
DE102007024013B8 (de) * 2007-05-22 2009-04-16 Atmel Germany Gmbh Signalverarbeitungsvorrichtung und Signalverarbeitungsverfahren
US8428535B1 (en) * 2007-07-30 2013-04-23 Marvell International Ltd. Receiver dynamic power management
US9673917B2 (en) * 2008-05-30 2017-06-06 Qualcomm Incorporated Calibration using noise power
US7941114B2 (en) * 2008-07-03 2011-05-10 Honeywell International Inc. Noise measurement for radio squelch function
EP2148481A1 (fr) * 2008-07-25 2010-01-27 STMicroelectronics N.V. Procédé et dispositif de traitement du décalage en courant continu d'une chaîne de réception radiofréquence avec plusieurs amplificateurs variables
JP4870730B2 (ja) * 2008-07-30 2012-02-08 京セラ株式会社 無線基地局
US8060043B2 (en) * 2008-10-09 2011-11-15 Freescale Semiconductor Adaptive IIP2 calibration
US8126418B2 (en) 2008-10-30 2012-02-28 Medtronic, Inc. Preselector interference rejection and dynamic range extension
US8731500B2 (en) * 2009-01-29 2014-05-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Automatic gain control based on bandwidth and delay spread
US8175568B2 (en) * 2009-03-24 2012-05-08 Qualcomm Incorporated Method of improving battery life
WO2010123573A1 (en) 2009-04-23 2010-10-28 Maxlinear, Inc. Channel-sensitive power control
US8219056B2 (en) * 2009-09-03 2012-07-10 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Radio environment scanner
US8547913B2 (en) * 2010-02-02 2013-10-01 Apple Inc. Apparatus and methods for signal reception based on network load estimations
GB201016361D0 (en) * 2010-09-29 2010-11-10 Motorola Inc Adaptive off-channel detector for receivers
US9594370B1 (en) * 2010-12-29 2017-03-14 Anritsu Company Portable user interface for test instrumentation
CN102196542B (zh) * 2011-05-27 2014-06-25 上海华为技术有限公司 功率控制方法、设备和系统
US9059766B2 (en) * 2011-07-15 2015-06-16 Intel IP Corporation System and method for controlling current to certain components of a wireless communication device
US9655069B2 (en) * 2011-09-09 2017-05-16 Vixs Systems, Inc. Dynamic transmitter calibration
US8918139B2 (en) 2012-01-23 2014-12-23 Apple Inc. Electronic device with dynamic amplifier linearity control
US8760330B2 (en) * 2012-01-31 2014-06-24 Intel Mobile Communications GmbH Analog-to-digital converter, signal processor, and method for analog-to-digital conversion
US9002304B2 (en) * 2012-08-31 2015-04-07 Samsung Electronics Co., Ltd. Analog baseband filter apparatus for multi-band and multi-mode wireless transceiver and method for controlling the filter apparatus
FR3012706B1 (fr) 2013-10-25 2017-04-21 Thales Sa Procede de gestion de la consommation, et chaine de reception mettant en oeuvre un tel procede
US9124315B2 (en) 2013-11-05 2015-09-01 At&T Mobility Ii Llc Compressed amplitude wireless signal and compression function
US9590673B2 (en) * 2015-01-20 2017-03-07 Qualcomm Incorporated Switched, simultaneous and cascaded interference cancellation
CN106685447B (zh) * 2016-12-16 2019-08-13 北京奥威通科技有限公司 铁路gsm-r无线通信抗三阶互调干扰的系统及实现方法
EP3352388B1 (en) * 2017-01-19 2024-03-06 Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG System and method for processing an electromagnetic signal
CN110166068A (zh) * 2018-02-13 2019-08-23 华为技术有限公司 一种信号收发电路
CN112257275B (zh) * 2020-10-26 2024-04-09 西安电子科技大学 一种根据防护对象的防护需求确定噪声注入量级的方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6311048B1 (en) 1998-09-24 2001-10-30 Aravind Loke Intelligent control of receiver linearity based on interference

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2746158B2 (ja) 1994-11-25 1998-04-28 日本電気株式会社 Ａｄ変換回路
US5697081A (en) * 1995-09-12 1997-12-09 Oki Telecom, Inc. Intermodulation distortion reduction circuit utilizing variable attenuation
US6009129A (en) 1997-02-28 1999-12-28 Nokia Mobile Phones Device and method for detection and reduction of intermodulation distortion
KR100222404B1 (ko) * 1997-06-21 1999-10-01 윤종용 혼변조 왜곡 성분을 억압하는 수신장치 및 방법
US6134430A (en) * 1997-12-09 2000-10-17 Younis; Saed G. Programmable dynamic range receiver with adjustable dynamic range analog to digital converter
US6498926B1 (en) * 1997-12-09 2002-12-24 Qualcomm Incorporated Programmable linear receiver having a variable IIP3 point
US7283797B1 (en) 1998-03-06 2007-10-16 Ericsson Inc. System and method of improving the dynamic range of a receiver in the presence of a narrowband interfering signal
US6001652A (en) 1998-09-18 1999-12-14 Isis Pharmaceuticals Inc. Antisense modulation of cREL expression
FI106660B (fi) * 1998-11-06 2001-03-15 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja järjestely radiovastaanottimen linearisoimiseksi
US6668164B2 (en) * 2000-06-01 2003-12-23 Motorola, Inc. Method and apparatus for reducing intermodulation distortion in a low current drain automatic gain control system
US6801760B2 (en) 2000-08-08 2004-10-05 Qualcomm Incorporated Control of receiver immunity to interference by controlling linearity
US6850499B2 (en) * 2001-01-05 2005-02-01 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for forward power control in a communication system
US6670901B2 (en) * 2001-07-31 2003-12-30 Motorola, Inc. Dynamic range on demand receiver and method of varying same
US7072424B2 (en) * 2002-04-23 2006-07-04 Kyocera Wireless Corp. Adaptive direct conversion receiver
US20040038656A1 (en) * 2002-08-22 2004-02-26 Mccall John H. Method and apparatus for distortion reduction and optimizing current consumption via adjusting amplifier linearity
US20040043733A1 (en) * 2002-08-27 2004-03-04 Delphi Technologies, Inc. Enhanced automatic gain control
US7194050B2 (en) * 2002-09-30 2007-03-20 Nortel Networks Limited Reducing narrowband interference in a wideband signal
US7130602B2 (en) 2002-10-31 2006-10-31 Qualcomm Incorporated Dynamically programmable receiver
US6944427B2 (en) * 2003-01-31 2005-09-13 Motorola, Inc. Reduced crossmodulation operation of a multimode communication device
US7197291B2 (en) * 2003-10-03 2007-03-27 Motorola, Inc. Multimode receiver and method for controlling signal interference

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6311048B1 (en) 1998-09-24 2001-10-30 Aravind Loke Intelligent control of receiver linearity based on interference

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Publication number Publication date
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US7295813B2 (en) 2007-11-13
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WO2005018244A2 (en) 2005-02-24
WO2005018244A3 (en) 2006-05-26
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