KR20090117959A - 주파수 평활화를 이용한 채널 추정 - Google Patents

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KR20090117959A
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Abstract

주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호를 제공하기 위한 시스템 및 방법이 제공된다. 그 방법은 직교 변조 전송기에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성한다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고, 여기서 각각의 파일럿 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함한다. 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 그 방법은 단일 심볼 기간에 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 전송될 수 있도록 그 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공한다. 수신기 채널 추정의 계산에 있어서 주파수-평활화된 트레이닝 신호를 사용하기 위한 시스템 및 방법들이 또한 제공된다.

Description

주파수 평활화를 이용한 채널 추정{CHANNEL ESTIMATION USING FREQUENCY SMOOTHING}
본 특허 출원은 2007년 3월 22일에 "QUADRATURE IMBALANCE MITIGATION USING UNBIASED TRAINING SIGNALS"란 명칭으로 가출원되어 계류 상태에 있는 제 60/896,480호(대리인 도켓 번호 제 071040P1)에 대해 우선권을 청구한다.
본 특허 출원은 2007년 3월 9일에 "QUADRATURE MODULATION ROTATING TRAINING SEQUENCE"란 명칭으로 미국 특허 출원되어 계류 상태에 있는 제 11/684,566호의 부분연속 출원이고, 그 미국 특허 출원은 본 특허 출원의 양수인에게 양도되었으며, 참조문헌으로서 여기에 포함된다.
본 특허 출원은 2007년 5월 30일에 "QUADRATURE IMBALANCE MITIGATION USING UNBIASED TRAINING SEQUENCES"란 명칭으로 미국 특허 출원되어 계류 상태에 있는 제 11/755,719호(대리인 도켓 번호 제 060395B1)의 부분연속 출원이고, 그 미국 특허 출원은 본 특허 출원의 양수인에게 양도되었으며, 참조문헌으로서 여기에 포함된다.
본 특허 출원은 "QUADRATURE IMBALANCE ESTIMATION USING UNBIASED TRAINING SEQUENCES"란 명칭으로 본 특허 출원과 동시에 출원된 미국 특허 출원(대리인 도켓 번호 제 060395B2)에 관련되며, 그 미국 특허 출원은 본 특허 출원의 양수인에게 양도되었으며, 참조문헌으로서 여기에 포함된다.
본 발명은 일반적으로 통신 채널 추정에 관한 것으로, 더 특별하게는, 직교 불균형 에러들을 제거함으로써 수신기 채널 추정들의 트레이닝에 있어 직교 변조 비편향 트레이닝 시퀀스들(quadrature modulation unbiased training sequences)의 사용을 향상시키기 위한 시스템들 및 방법들에 관한 것이다.
도 1은 종래의 수신기 프론트엔드(종래기술)에 대한 개략적인 블록도이다. 종래의 무선 통신 수신기는 방사 신호(radiated signal)를 전도 신호(conducted signal)로 변환하는 안테나를 구비한다. 어느 정도의 초기 필터링 이후에, 그 전도 신호는 증폭된다. 충분한 전력 레벨이 제공된다면, 신호의 반송파 주파수는 그 신호를 국부 발신기 신호와 혼합함으로써 변환될 수 있다(하향변환). 수신되는 신호는 직교 변조되기 때문에, 그 신호는 결합되기 이전에 개별적인 I 및 Q 경로들을 통해 복조된다. 주파수 변환 이후에, 아날로그 신호는 기저대역 처리를 위해서 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 사용하여 디지털 신호로 변환될 수 있다. 그 처리는 고속 푸리에 변환(FFT)을 포함할 수 있다.
예정된 신호의 복원 및 채널 추정들에 유해하게 영향을 주는, 수신기에서 발생될 수 있는 여러 에러들이 존재한다. 에러들은 혼합기들, 필터들, 및 커패시터들과 같은 수동 컴포넌트들로부터 발생될 수 있다. 에러들은 만약 그 에러들이 I 및 Q 경로들 간에 불균형을 야기한다면 심각해질 수 있다. 채널을 추정하고 그에 따라 이러한 에러들 중 일부를 제거(zero-out)하기 위한 노력에 있어서, 통신 시스 템들은 반복되거나 미리 결정되는 데이터 심볼일 수 있는 트레이닝 시퀀스를 포함하는 메시지 포맷을 사용할 수 있다. 예컨대 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템을 사용함으로써, 동일한 IQ 성상도 포인트(constellation point)가 각각의 부반송파를 위해 반복적으로 전송될 수 있다.
휴대용 배터리-동작 장치들에서 전력을 절감하기 위한 노력에 있어서, 일부 OFDM 시스템들은 트레이닝을 위한 단일 변조 심볼만을 사용한다. 예컨대, 성상도에서의 고유 방향(예컨대, I 경로)이 스티뮬레이팅되는 반면에, 다른 방향(예컨대, Q 방향)은 스티뮬레이팅되지 않는다. 동일한 타입의 비지향성 트레이닝이 파일럿 톤들과 또한 사용될 수 있다. 주시 : 단일 변조 채널(예컨대, I 채널)을 ±1 심볼 값들을 통해 스크램블링하는 것은 성상도 포인트를 회전시키지 않고, 직교 채널에 대한 어떠한 스티뮬레이션도 제공하지 않는다.
큰 대역폭 시스템들에서 주로 발생하는 직교 경로 불균형이 존재하는 경우에, 위에서 설명된 전력-절감 트레이닝 시퀀스는 편향적인(biased) 채널 추정을 유도다. 편향적인 채널 추정은 IQ 성상도를 한 방향(즉, I 경로)으로 잘 정렬시킬 수 있지만, 직교 방향에 있어서는 직교 불균형을 제공할 수 있다. 임의의 불균형이 두 채널들에 동등하게 분포되는 것이 바람직하다.
도 2는 수신기 측에서의 직교 불균형을 나타내는 개략적인 블록도이다(종래기술). 비록 도시되지는 않았지만, 전송기 측 불균형도 유사하다. Q 경로가 기준이라고 가정하자. 임핑잉 파형(impinging waveform)은
Figure 112009061889094-PCT00001
이고, 여기서
Figure 112009061889094-PCT00002
는 채널의 위상이다. Q 경로는 -sin(wt)를 통해서 하향변환된다. I 경로는
Figure 112009061889094-PCT00003
를 통해서 하향변환된다.
Figure 112009061889094-PCT00004
및
Figure 112009061889094-PCT00005
는 하드웨어 불균형들인데, 각각 위상 에러 및 진폭 에러이다. 저역 통과 필터들(HI 및 HQ)은 각각의 경로에 대해 상이하다. 그 필터들은 추가적인 진폭 및 위상 왜곡을 발생시킨다. 그러나, 이러한 추가적인 왜곡들은
Figure 112009061889094-PCT00006
및
Figure 112009061889094-PCT00007
내에서 럼핑된다(lumped). 주시 : 이러한 두 필터들은 실질적이며, +w 및 -w 모두에 동일한 방식으로 영향을 준다.
그 에러들이 작다고 가정하면 다음과 같다:
Figure 112009061889094-PCT00008
우측의 첫 번째 성분(cos(wt))은 약간 스케일링된 이상적인 I 경로이다. 두 번째 성분(
Figure 112009061889094-PCT00009
)은 Q 경로로부터의 작은 누설이다. 임핑잉 파형의 하향변환 이후에는 다음과 같다:
I 경로에서 :
Figure 112009061889094-PCT00010
Q 경로에서 :
Figure 112009061889094-PCT00011
에러들은 직교 변조 성상도에서 심볼 위치들의 잘못된 해석을 초래하고, 이는 부정확하게 복조된 데이터를 초래한다.
무선 통신 수신기들은 혼합기들, 증폭기들, 및 필터들과 연관된 하드웨어 컴포넌트들에서의 톨러런스(tolerance)의 부재에 의해 에러들이 야기되는 경향이 있다. 직교 복조기들에 있어서, 이러한 에러들은 I 및 Q 경로들 간의 불균형을 또한 초래할 수 있어서 부적절하게 처리된 데이터를 초래한다.
수신기 채널들을 교정하기 위해서 트레이닝 신호가 사용될 수 있다. 그러나, I 및 Q 경로들 모두를 스티뮬레이팅하지 않은 트레이닝 신호는 두 경로들 간의 불균형 문제를 해결하지 못한다. 비편향 트레이닝 신호는 I 및 Q 경로들 모두를 스티뮬레이팅하기 위해 사용될 수 있고, 이는 더 나은 채널 추정을 유도한다. 종래에, 채널 추정들이 양(positive) 또는 기준 (+f) 부반송파들과 연관되는 미리 결정된 정보로부터 유도된다. 만약 음(negative) 또는 (-f) 부반송파들이 또한 사용된다면, 더 나은 채널 추정들이 획득될 수 있다. 또한, 인접하거나 거의 인접한 기준 부반송파들과 인접하거나 거의 인접한 미러 부반송파들의 적절한 결합에 의해서, 채널 편향 에러(channel bias errors)을 제거하기 위한 수단으로서 동작하는 트레이닝 신호에 주파수 평활화가 적용될 수 있다.
따라서, 주파수-평활화된 통신 트레이닝 시퀀스를 제공하기 위한 방법이 제공된다. 그 방법은 직교 변조 전송기에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성한다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고, 각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함한다. 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 그 방법은 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공함으로써, 그 신호가 단일 심볼 기간에 전송될 수 있게 한다.
통상적으로, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들과 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 포함한다. 예컨대, 주파수-평활화된 트레이닝 신호는 간섭 부반송파들(intervening subcarriers)이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함할 수 있다.
일양상에 있어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00012
i=1 내지 n
여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일하다.
주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 방법이 또한 제공된다. 이 방법은 직교 복조 수신기에서 주파수-평활화된 비편형 트레이닝 시퀀스를 수신한다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고, 여기서 각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함한다. 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 그 방법은 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 처리하여, 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생성한다. 각각의 처리된 심볼(y)은 상응하는 기준 신호의 공액(p*)에 의해 곱해지고, 주파수-평활화된 채널 추정(h)이 획득된다.
위에 설명된 방법, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호들을 생성하기 위한 시스템들, 및 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 시스템들이 아래에서 제공된다.
도 1은 종래의 수신기 프론트엔드를 나타내는 개략적인 블록도이다(종래기술).
도 2는 수신기 측에서의 직교 불균형을 나타내는 개략도이다(종래기술).
도 3은 예시적인 데이터 전송 시스템을 나타내는 개략적인 블록도이다.
도 4는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하기 위한 시스템 또는 장치의 개략적인 블록도이다.
도 5는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호의 간단한 예를 나타낸다.
도 6은 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호의 제 2 예를 나타낸다.
도 7은 통신 심볼들을 동반하는 파일럿 심볼들의 그룹으로서 인에이블되는 비편향 트레이닝 신호를 나타낸다.
도 8은 미리 결정되지 않은 통신 데이터에 선행하는 프리엠블로서 인에이블되는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 나타낸다.
도 9는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산 하기 위한 시스템 또는 장치의 개략적인 블록도이다.
도 10은 비편향 트레이닝 신호 알고리즘을 WiMedia UWB 표준에 적용함으로써 달성되는 성능을 나타낸다.
도 11은 주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호를 제공하기 위한 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 12는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 방법을 나타내는 흐름도이다.
여러 실시예들이 도면들을 참조하여 이제 설명된다. 이후의 설명에서는, 설명을 위해서, 수많은 특정 세부사항들이 하나 이상의 양상들에 대한 철저한 이해를 제공하기 위해서 기술된다. 그러나, 이러한 실시예(들)가 이러한 특정 세부사항들이 없이도 실행될 수 있다는 것이 자명할 수 있다. 다른 경우들에 있어서는, 널리 공지된 구조들 및 장치들이 이러한 실시예들에 대한 설명을 용이하게 하기 위해서 블록도 형태로 도시되어 있다.
본 출원에서 사용되는 바와 같이, "프로세서", "처리 장치", "컴포넌트", "모듈", "시스템" 등의 용어들은 컴퓨터-관련 엔터티, 즉, 하드웨어, 펌웨어, 하드웨어와 소프트웨어의 결합, 소프트웨어, 또는 실행 소프트웨어 중 어느 하나를 지칭하도록 의도된다. 예를 들어, 컴포넌트는 프로세서 상에서 실행되는 처리, 제너레이션(generation), 프로세서, 객체, 실행가능한 것, 실행 스레드(thread of execution), 프로그램, 및/또는 컴퓨터일 수 있지만, 이러한 것들로 제한되는 것은 아니다. 예로서, 컴퓨팅 장치 상에서 실행되는 애플리케이션 및 그 컴퓨팅 장치 모두는 컴포넌트일 수 있다. 하나 이상의 컴포넌트들이 프로세스 및/또는 실행 스레드 내에 존재할 수 있고, 컴포넌트가 하나의 컴퓨터 상으로 국한될 수 있거나 및/또는 2개 이상의 컴퓨터들 간에 분포될 수 있다. 또한, 이러한 컴포넌트들은 그 내부에 저장된 다양한 데이터 구조들을 갖는 다양한 컴퓨터 판독가능한 매체들로부터 실행할 수 있다. 컴포넌트들은 이를테면 하나 이상의 데이터 패킷들을 갖는 신호(예를 들면, 로컬 시스템, 분포 시스템의 다른 컴포넌트와 상호작용하거나 및/또는 신호를 통해 다른 시스템과 인터넷과 같은 네트워크를 통해 상호작용하는 하나의 컴포넌트로부터의 데이터)에 따라 국부 및/또는 원격 처리들을 통해 통신할 수 있다.
여러 실시예들이 다수의 컴포넌트들, 모듈들 등을 포함할 수 있는 시스템들을 통해 제공될 수 있다. 여러 시스템들이 추가적인 컴포넌트들, 모듈들 등을 포함할 수 있거나 및/또는 도면들과 관련하여 설명된 컴포넌트들, 모듈들 등 모두를 포함하지는 않을 수 있다. 이러한 해결법들의 결합이 또한 사용될 수 있다.
설명되어진 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들, 및 회로들이 범용 프로세서, DSP(digital signal processor), ASIC(application specific integrated circuit), FPGA(field programmable gate array) 또는 다른 프로그램가능 로직 장치, 이산 게이트 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트들, 또는 여기서 설명되는 기능들을 구현하도록 설계된 그것들의 임의의 결합을 통해 구현되거나 또는 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로 프로세서 일 수 있지만, 대안적으 로는, 그 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 머신일 수 있다. 프로세서는 예를 들어, DSP 및 마이크로프로세서의 결합, 다수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로 프로세서, 또는 임의의 다른 이러한 구성과 같은 컴퓨팅 장치들의 결합으로서 또한 구현될 수 있다.
여기서 설명된 실시예들과 함께 설명되는 방법들 또는 알고리즘들은 하드웨어에서, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈, 또는 이 둘의 결합에 의해 직접 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, ROM 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터들; 하드디스크; 제거가능 디스크; CD-ROM, 또는, 해당분야에 공지된 임의의 다른 형태의 저장 매체에 존재할 수 있다. 저장 매체는 프로세서에 연결되고, 그 프로세서는 저장 매체로부터 정보를 판독하고 그 저장 매체에 정보를 기록할 수 있다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서의 구성요소일 수 있다. 프로세서 및 저장 매체는 ASIC에 존재할 수 있다. ASIC 는 노드나 다른 곳에 존재할 수 있다. 대안적으로, 프로세서 및 저장 매체는 노드 내에 또는 액세스 네트워크의 다른 곳에 이산 컴포넌트들로서 존재할 수 있다.
도 3은 예시적인 데이터 전송 시스템(300)을 나타내는 개략적인 블록도이다. 기저대역 프로세서(302)는 MAC(Media Access Control) 레벨로부터 디지털 정보를 수신하기 위해 라인(304) 상의 입력을 구비한다. 일양상에 있어서, 기저대역 프로세서(302)는 디지털 (MAC) 정보를 수신하기 위한 라인(304) 상의 입력 및 주파수 도메인에서 인코딩된 디지털 정보를 제공하기 위한 라인(308) 상의 출력을 구비하는 인코더(306)를 포함한다. 인터리버(310)는 인코딩된 디지털 정보를 인터리빙하 기 위해서 사용될 수 있고, 주파수 도메인에서의 인터리빙된 정보를 라인(312) 상에 제공할 수 있다. 인터리버(310)는 단일의 고속 입력 신호를 다수의 병렬 전력 레이트 스트림들로 변환하는 장치이고, 여기서 각각의 저 레이트 스트림은 특정 부반송파와 연관된다. 역고속 푸리에 변환(IFFT)(314)은 주파수 도메인에서 정보를 수신하고, 입력 정보에 대해 IFFT를 연산을 수행하면, 디지털 시간 도메인 신호를 라인(316) 상에 제공한다. 디지털-아날로그 변환기(318)는 라인(316) 상의 디지털 신호를 라인(320) 상의 아날로그 기저대역 신호로 변환한다. 아래에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같이, 전송기(322)는 기저대역 신호를 변조하고, 변조된 반송파 신호를 출력으로서 라인(324) 상에 제공한다. 주시 : 위에서 설명된 바와 동일한 기능들을 수행할 수 있는 다른 회로 구성들을 당업자들은 알 것이다. 비록 명확히 도시되지는 않았지만, 수신기 시스템은 전송기로부터 수신하는 정보를 반대로 처리하기 위한 유사한 세트의 컴포넌트들로 구성될 것이다.
도 4는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하기 위한 시스템 또는 장치의 개략적인 블록도이다. 시스템(400)은 통상 디지털 형태로 트레이닝 정보를 수신하기 위해 라인(404) 상의 입력을 갖는 전송기 또는 신호 생성기 수단(402)을 포함한다. 예컨대, 그 정보는 MAC 레벨로부터 제공될 수 있다. 전송기(402)는 직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하기 위해서 라인(406) 상의 출력을 구비한다.
전송기(402)는 에어 또는 진공 매체들을 통해 통신하기 위해서 안테나(408)를 사용하는 무선 주파수(RF) 전송기 서브시스템과 같은 전송기 서브시스템(407)을 구비할 수 있다. 그러나, 본 발명이 직교 변조된 정보를 전달할 수 있는 임의의 통신 매체(예컨대, 무선, 유선, 광)에 적용될 수 있다는 점을 알아야 한다. 전송기 서브시스템(407)은 동위상(I) 변조 경로(410), 또는 I 변조 트레이닝 정보를 생성하기 위한 수단을 구비한다. 전송기 서브시스템(407)은 또한 직교위상(Q) 변조 경로(412), 또는 Q 변조 트레이닝 정보를 생성하기 위한 수단을 구비한다. 라인(404a) 상의 I 경로 정보는 반송파(fc)를 통해 혼합기(414)에서 상향변환되는 반면에, 라인(404b) 상의 Q 경로 정보는 반송파의 위상 시프트된 버전(fc+90°)을 통해 혼합기(416)에서 상향변환된다. I 경로(410) 및 Q 경로(412)는 결합기(418)에서 합산되고, 라인(420) 상에 제공된다. 일부 양상들에 있어서, 그 신호는 증폭기(422)에서 증폭되고, 라인(406)을 통해 안테나(408)에 제공되고, 그 안테나(408)에서는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호들이 방사된다. I 및 Q 경로들은 I 및 Q 채널들로도 달리 지칭될 수 있다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호들은 주파수-균형 트레이닝 시퀀스로도 지칭될 수 있고, 본 출원에서 설명되고 아래에서 상세히 설명되는 균형 또는 비편향 트레이닝 신호들의 큰 부류의 일부이다.
주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고, 여기서 각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함한다. 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 전송기(402)는 단일 심볼 기간 내에 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공한다.
대안적으로 그러나 도시되지 않았지만, 주파수-평활화된 트레닝 신호(FSTS) 의 컴포넌트들은 직렬로 제공되거나 배치방식으로(in batches)으로 제공되고, 예컨대 메모리(미도시)에서 수집된다. 일단 엔트리들 FSTS가 수집되면, 그것은 단일 심볼 기간 내에 사용을 위해서 제공될 수 있다. 본 양상에 있어서, 메모리/수집 및 결합 수단은 비록 그것들이 개별적인 모듈들 또는 장치들(미도시)에서 인에이블될 지라도 전송기(402)의 일부인 것으로 고려될 수 있다. 일부 양상들에 있어서는 전송기(402)가 단일 제너레이션으로서 기능하지만, 통신 매체를 통한 FSTS의 실질적인 전송이 다른 모듈들 또는 장치들에 의해서 수행된다.
통상적으로, 전송기(402)는 직교 변조된(미리 결정되지 않은) 통신 데이터를 전송한다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 비편향 채널 추정들을 생성하기 위해서 수신기(미도시)에 의해 사용되고, 이는 미리 결정되지 않은 통신 데이터가 더욱 정확히 복원되게 한다. 일양상에 있어서, 직교 변조된 통신 데이터는 비편향 트레이닝 시퀀스를 전송하는 것에 후속해서 전송된다. 다른 양상에 있어서, 비편향 트레이닝 시퀀스는 파일럿 신호들의 형태로 통신 데이터와 함께 동시에 전송된다. 시스템은 트레이닝 신호와 직교 변조된 통신 데이터 간의 임의의 특정한 시간적인 관계로 제한되지 않는다.
메시지는 미리 결정된 포맷의 심볼들의 그룹이다. 메시지는 수 개의 심볼들 기간들로 이루어진 지속시간을 가질 수 있다. 하나 이상의 심볼들이 매 심볼 기간마다 전송될 수 있다. 일부 메시지들은 메시지의 주 몸체 바로 이전에 프리엠블을 포함한다. 예컨대, 메시지는 많은 OFDM, CDMA, 또는 TDMA 심볼들을 포함하는 긴 패킷으로서 형성될 수 있다.
FSTS는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 구성될 수 있다. 일양상에 있어서, 전송기(402)는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성한다. 통상적으로, 기준 부반송파들 및 상응하는 미러 부반송파들은 비교적 근접하여(스펙트럼-방식) 있다. 예컨대, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함할 수 있다. 간섭 부반송파는, 예컨대, 통신(미리 결정되지 않은) 데이터나 또는 트레이닝 신호와 연관되지 않은 다른 정보를 전달하는 부반송파일 수 있다. 한 변형에 있어서, 그 그룹은 FSTS 내의 모든 기준 및 미러 부반송파들을 포함한다.
다른 양상에 있어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00013
i=1 내지 n
여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일하다.
위에서 설명된 바와 같이, 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 그러나, 시스템 에러들로 인해서, 그 합은 종종 대략 제로로서 더 정확하게 지칭될 수 있 다. 가장 나쁜 경우의 분석에 있어서는, L개의 파일럿 신호 곱들이 다음과 같이 적분된다:
Figure 112009061889094-PCT00014
만약 L이 100%이고
Figure 112009061889094-PCT00015
이면, 에러는 25%이다. 25% 에러를 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 우수한 결과들을 산출한다. 만약 L/2가 사용된다면(50% 에러), 채널 추정으로부터의 IQ 간섭이 6dB만큼 감소하기 때문에, 양호한 결과들이 획득된다.
아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다음과 같이 가중된 파일럿 신호 곱들을 사용하여 표현될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00016
i= 1 내지 n
여기서 w는 가중 인자이다.
일양상에 있어서, 파일럿 신호 곱들 중 일부와 연관된 고유 가중치는 '1'일 수 있다(정규화될 수 있다). 일부 양상들에 있어서, 개별적인 가중 인자들은 대략 동일한 값들을 갖고, 그 가중 인자는 상수로서 수학식으로부터 제거될 수 있다.
도 5는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호의 간단한 예를 나타내는 도면이다. 제 1 파일럿 신호 곱은 제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파(500), 및 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파(502)를 갖는다. 여기서, 부반송파 "화살표들"은 1의 진폭 및 90°의 각도를 갖는 페이서들(phasors)인 것으로 간주될 수 있다. 제 2 파일럿 신호 곱은 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파(504), 및 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파(506)를 갖는다. 본 예를 계속 참고하면, 미러 부반송파(506)를 나타내는 화살표는 1의 진폭 및 270°의 각도를 가질 것이다.
비록 모든 부반송파들이 본 예에서 1로 정규화된 동일한 값들을 갖는다면, 본 예의 더욱 복잡한 변형들이 비-균일한 진폭들을 사용할 수 있다는 것을 알아야 한다. 마찬가지로, FSTS가 단지 90°및 270°의 각도들을 사용하는 것으로 제한되지 않는다. 또한, 비록 단지 2 개의 파일럿 신호 예들이 도시되어 있지만, 동일한 방법들이 2개보다 많은 수의 파일럿 신호 곱들을 갖는 FSTS에 적용될 것이다. 예컨대, 설명된 FSTS는 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f-1)에서의 부반송파 및 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f-1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 3 파일럿 신호 곱(미도시)을 더하도록 변경될 수 있다.
도 6은 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호의 제 2 예를 나타낸다. 제 1 파일럿 신호는 제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파(600), 및 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파(602)를 갖는다. 또한, 부반송파 "화살표들"은 1의 진폭 및 90°의 각도를 갖는 페이서들인 것으로 간주될 수 있다. 제 2 파일럿 신호 곱은 제 1 복소 평면 값＋ 90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파(604), 및 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파(606)를 갖는다. 본 예를 계속 참고하면, 기준 부반송파(604)를 나타내는 화살표는 1의 진폭 및 180°의 각도를 가질 것이고, 미러 부반송파(606)는 1의 진폭 및 0°의 각도를 가질 것이다.
또한, 부반송파들이 본 예에서 1로 정규화된 동일한 값들을 갖고, 본 예의 더욱 복잡한 변형들이 비-균일한 진폭들을 사용할 수 있다는 것을 알아야 한다. 마찬가지로, FSTS가 단지 0°, 90°, 및 180°의 각도들을 사용하는 것으로 제한되지 않는다. 또한, 비록 단지 2 개의 파일럿 신호 예들이 도시되어 있지만, 동일한 방법들이 2개보다 많은 수의 파일럿 신호 곱들을 갖는 FSTS에 적용될 것이다. 예컨대, 설명된 FSTS는 제 1 복소 평면 값＋90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f-1)에서의 부반송파 및 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f-1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 3 파일럿 신호 곱(미도시)을 더하도록 변경될 수 있다.
도 7은 통신 심볼들을 동반하는 파일럿 심볼들의 그룹으로서 인에이블되는 비편향 트레이닝 신호를 나타낸다. 일양상에 있어서는, 트레이닝 정보를 수신하는 것 외에도, 전송기는 (미리 결정되지 않은) 통신 데이터를 수신한다. 이어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 (N-P)개의 통신 데이터 심볼들(부반송파들)과 함께, P개의 파일럿 신호 곱들로 생성된다. 총체적으로, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호 및 직교 변조된 통신 데이터를 포함해서, N개의 부반송파들이 하 나의 심볼 기간에 제공된다. IEEE 802.11 및 UWB를 따르는 것들과 같은 많은 통신 시스템들이 채널 추정을 위해 파일럿 톤들을 사용한다.
대안적으로, 주파수-평활화된 트레이닝 시퀀스(FSTS)의 컴포넌트들, 또는 통신 데이터 심볼들, 또는 그 둘 모두가 직렬로 제공되거나 배치방식으로 제공될 수 있고, 메모리(미도시)에 수집될 수 있다. 일단 심볼 기간에 모든 심볼들이 수집되면, 그것들은 단일 심볼 기간 내에 사용을 위해서 제공될 수 있다. 이러한 양상에 있어서, 메모리/수집 및 결합들 수단은 비록 그것들이 개별적인 모듈들 또는 장치들에서 인에이블될 수 있지만 전송기의 일부인 것으로 고려될 수 있다.
도 8은 미리 결정되지 않은 통신 데이터의 바로 앞에 있는 프리엠블로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 전송기는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들의 그룹을 사용하여 제 1 심볼 기간에 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공한다. 전송기는 통신 데이터를 수신하고, 기준 주파수 부반송파 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들의 그룹을 통해 직교 변조된 통신 데이터를 생성하고, 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 직교 변조된 통신 데이터를 제공한다.
비록 단지 제 1 및 제 2 심볼 기간이 명시적으로 표시되어 있지만, 프리엠블이 다수의 심볼 기간들로 구성될 수 있고, FSTS가 프리엠블 심볼 기간들 중 일부나 혹은 모두에서 사용된다는 점을 알아야 한다. 마찬가지로, 통신 데이터는 프리엠블에 이어서 다수의 심볼 기간들(도시된 바와 같이)에서 제공될 수 있다. 예컨대, UWB(Ultra Wideband) 시스템은 통신 데이터 또는 비콘 신호의 전송에 앞서서 전송 되는 6개의 심볼 기간들을 사용한다. 그러므로, 6개의 심볼 기간들 중 하나 이상이 FSTS의 전송을 위해 사용될 수 있다.
비록 상세히 설명되지는 않았지만, 도 4의 전송기 또는 그 전송기의 엘리먼트들은 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하기 위한 처리 장치로서 인에이블될 수 있다. 그 경우에, 그 처리 장치는 단일 생성기 모듈을 포함할 것인데, 그 단일 생성기 모듈은 트레이닝 정보를 수신하기 위한 입력 및 직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하기 위한 출력을 구비한다. 위에서와 같이, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함할 것이고, 여기서 각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해 표현되는 복소 평면 정보와 미러 주파수 부반송파에 의해 표현되는 복소 평면 정보의 곱을 포함한다. 위에서와 같이, 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 신호 생성기 모듈은 단일 심볼 기간 내에 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공할 것이다.
도 9는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 시스템 또는 장치의 개략적인 블록도이다. 시스템 또는 장치(900)는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하기 위해서 라인(904) 상의 입력을 구비하는 직교 복조 수신기 또는 수신 수단(902)을 포함한다. 도 4의 전송기와 같이, 수신기(902)는 방사된 정보를 수신하기 위해서 안테나(905)에 접속된 RF 장치일 수 있다. 그러나, 수신기는 유선 또는 광학 매체(미도시)를 통해 비편향 트레이닝 시퀀스를 달리 수신할 수 있다.
수신기(902)는 I 복조 트레이닝 정보를 수신하기 위해 동위상(I) 복조 경로(906)를 구비한다. 직교위상(Q) 복조 경로(908)는 Q 복조 트레이닝 정보를 수신한다. 종래와 같이, 수신기(902)는 아날로그-디지털 변환기(ADC)(909), 고속 푸리에 변환기(FFT)(910), 디인터리버(912), 및 디코더(914)를 구비한다. 수신기는 FSTS를 수신하는 것에 응하여 트레이닝 정보를 제공한다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함한다. 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함한다. 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다.
프로세서 또는 프로세싱 수단(916)은 트레이닝 정보를 수신하기 위해서 라인(918) 상의 입력을 구비하고, 그 프로세서는 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생성한다. 프로세서(916)는 각각의 처리된 심볼(y)을 상응하는 기준 신호의 공액(p*)과 곱하며, 라인(920) 상의 출력에서 주파수-평활화된 채널 추정(h)을 제공한다. 일부 양상들에 있어서, 수신기(902)는 ADC들(909)의 출력으로서 트레이닝 정보를 제공한다. 이러한 양상에 있어서는, FFT, 디인터리버, 및 디코더 처리들이나 또는 그들의 등가의 처리들이 프로세서(916)에 의해서 수행된다.
FSTS는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 구성된다. 일양상에 있어서, 수신기는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파 들을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신한다. "인접한"의 의미는 가입자 이격거리, 주파수, 및 다른 변조 특징들에 따라 좌우된다. 다른 양상에 있어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함한다. 이러한 그룹은 FSTS 내의 모든 부반송파들을 포함하거나 또는 단지 모든 부반송파들의 서브세트를 포함할 수 있다.
수신되는 주파수-편활화된 비편향 트레이닝 신호는 전송되는 FSTS로서 아래와 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00017
i=1 내지 n
여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일하다.
전송되는 FSTS와 같이, 수신되는 FSTS는 아래와 같이 가중된 파일럿 신호 곱들을 포함할 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00018
i=1 내지 n
여기서 w은 가중 인자이다.
전송되는 FSTS에 대한 두 가지 예들이 도 5 및 도 6에 설명되어 있다. 이러 한 동일한 예들은 수신되는 FSTS의 유효한 예들이다.
일양상에 있어서, 수신기(902)는 동일한 심볼 기간에 P개의 파일럿 신호 곱들 및 (N-P)개의 통신 데이터 심볼들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하고, 트레이닝 정보 및 통신 데이터 양쪽 모두를 제공하는데, 도 7을 또한 참조하라. 다른 양상에 있어서, 수신기(902)는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제 1 심볼 기간에 수신한다. 수신기는 또한 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 통해 직교 변조된 통신 데이터를 수신하고, 통신 데이터를 제공하는데, 도 8을 참조하라.
비록 상세히 도시되지는 않았지만, 도 9의 수신기는 또한 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 처리 장치로서 인에이블될 수 있다. 이러한 경우에, 처리 장치는 수신기 모듈을 포함하는데, 상기 수신기 모듈은 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스를 수신하기 위한 입력 및 트레이닝 정보를 제공하기 위한 출력을 구비한다. 위에서와 같이, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고, 여기서 각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함한다. 또한, 위에서와 같이, 다수의 파일럿 신호 곱들 의 합은 제로와 같다.
계산 모듈이 트레이닝 정보를 수신하기 위해서 입력을 갖는다. 그 계산 모듈은 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생성하고, 각각의 처리된 심볼(y)을 상응하는 기준 신호의 공액(p*)과 곱하며, 주파수-평활화된 채널 추정(h)을 출력에서 제공한다.
트레이닝 시퀀스는, 프리엠블 내에서 인에이블되는지 또는 파일럿 신호들로서 인에이블되는지 여부에 상관없이, 전송되는 데이터의 정보 컨텐트가 수신기로 하여금 채널 측정들을 교정하고 수행하도록 허용하는 통상 미리 결정되거나 또는 "공지된" 데이터이라는 점에서 유사하다. 통신 (미리 결정되지 않은) 데이터를 수신할 때는, 다음과 같은 3가지의 비공지된 것들이 존재한다: 데이터 자체, 채널, 및 잡음. 수신기는 잡음을 교정할 수 없는데, 그 이유는 그 잡음이 랜덤하게 변하기 때문이다. 채널은 지연 및 다중경로와 일반적으로 연관되는 측정이다. 비교적 짧은 시간 기간들 동안에, 트레이닝 또는 파일럿 신호들과 같은 미리 결정된 데이터가 사용되는 경우에는 다중경로로 인해 발생하는 에러들이 측정될 수 있다. 일단 채널이 공지되면, 이러한 측정은 수신된 통신(미리 결정되지 않은) 데이터에서 에러들을 제거하기 위해 사용될 수 있다. 그러므로, 일부 시스템들은 데이터 디코딩이 시작하기 이전에 채널을 측정하기 위해서 트레이닝 신호를 제공한다.
그러나, 채널은 예컨대 전송기나 수신기가 공간에서 이동하거나 또는 클록들이 드리프트할 때 변할 수 있다. 그로 인해서, 많은 시스템들이 채널에서의 느린 변화들을 추적하기 위해 "비공지된" 데이터와 함께 더 많은 "공지된" 데이터를 전 송하는데 기여한다.
비록 상세히 도시되지는 않았지만, 도 4의 전송기 및 도 9의 수신기는 트랜시버를 형성하도록 결합될 수 있다. 실제로, 이러한 트랜시버의 전송기 및 수신기는 안테나, 기저대역 프로세서, MAC 레벨 회로와 같은 엘리먼트들을 공유할 수 있다. 위에서 이루어진 설명들은 비편향 트레이닝 시퀀스들을 전송하고 또한 장치들의 네트워크에 있는 다른 트랜시버들로부터 비편향 트레이닝 시퀀스들의 수신에 기초하여 비편향 채널 추정들을 계산하는 트랜시버를 설명하도록 의도된다.
기능 설명
현대의 고 데이터 레이트 통신 시스템들은 두 개의 별도의 채널들, 즉, 동위상 및 직교위상 채널들(I 및 Q)을 통해 신호들을 전송한다. 그 두 개의 채널들은 복소 평면에서 2D 성상도를 형성한다. QPSK 및 QAM은 성상도들의 예들이다. I 및 Q 채널들은 RF 성분들의 변화들로 인해 완벽하게 균형을 이룰 수 없는 RF 하드웨어에 의해서 전달될 수 있고, 이는 IQ 불균형을 초래한다. 점차 일반적인 직접 변환 시스템들에서, 발생되는 불균형은 더욱더 커진다. IQ 불균형은 성상도를 왜곡시키고, I 및 Q 채널들 간의 혼선(crosstalk)을 초래한다: 신호는 스스로 간섭한다. 전송 전력을 증가시키는 것은 도움이 안되는데, 그 이유는 자체-생성된 간섭이 신호 전력에 따라 증가하기 때문이다. 신호-대-잡음 비율(SNR)이 정해진 RF 하드웨어를 통해 획득될 수 있는 가장 높은 데이터 레이트에 대해 제한치를 부여하는 상한(upper bound)에 도달한다. 데이터 레이트를 증가시키기 위해서, 비용이 많이 드는 솔루션은 더 고급의 더 비싼 하드웨어를 사용할 것이다. 가능한 적은 비용이 드는 솔루션은 IQ 불균형을 디지털적으로 추정하고 그것을 보상할 것이다. 디지털 추정 및 보상 알고리즘들의 개념들이 해당분야에서 이미 발전되었다. 그러나, 그 솔루션들은 특정 타입의 트레이닝 시퀀스에 의존하지 않기 때문에 비싼 경향이 있다. 이러한 솔루션들은 종종 단지 한 측에서의 불균형, 일반적으로는 수신기에서의 불균형만을 고려한다.
전송기로부터 수신기까지의 엔드-투-엔드 불균형을 고찰하는 시간 도메인 시스템들에 대한 통찰을 통해서 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)에 초점을 둔 예들이 아래에서 제공된다. 또한, OFDM에서는, 그 불균형은 필터들의 주파수 응답에 있어서의 변화들을 고려하여 주파수의 함수로서 모델링된다.
두 종류들의 개선들이 제공되는데, 하나의 개선은 비편향 트레이닝 시퀀스를 사용함으로써 채널 추정으로부터 간섭을 제거하는데 비용이 들지 않는 것이다. 채널 추정의 에러가 종종 데이터 자체에서의 에러보다 성능에 더 결정적이기 때문에, 상당한 이득들이 달성된다. 두 번째의 비교적 저비용의 개선은 더 큰 이득이 필요한 경우에 데이터 왜곡을 보상한다.
IQ 불균형의 모델이 아래에서 제공된다. 비편향 트레이닝 시퀀스를 사용하는 종래의 채널 추정이 IQ 불균형의 일부를 어떻게 완화시킬 수 있는지를 나타내기 위해서 분석이 제공된다. 이어서, 그 알고리즘이 효과적인 경우에, IQ 불균형 파라미터들을 계산하기 위해 간단한 확장이 제공된다. 추정되는 파라미터들을 사용하여, 간단한 보상 알고리즘이 데이터 왜곡을 완화시키기 위해 제공된다. WiMedia's UWB에 대한 시뮬레이션 결과들뿐만 아니라 표준을 수정하기 위한 제안들 이 또한 제공된다.
IQ 불균형 모델
동위상(I) 및 직교위상(Q) 채널 간에 전력(진폭) 균형 또는 직교성(위상)이 유지되지 않을 때는, IQ 불균형이 발생한다. 그러므로, IQ 불균형은 진폭 불균형(
Figure 112009061889094-PCT00019
) 및 위상 불균형(
Figure 112009061889094-PCT00020
)에 의해서 특징화된다.
시간 도메인 신호들
복소 심볼(x)이 I 및 Q 채널들을 통해 전송되고 수신된다. 이상적인 무잡음 채널에서는, 심볼(x)이 본래대로 수신된다. 그러나, IQ 불균형이 존재하는 경우에는, 잡음성의 또는 왜곡된 버전이 수신되기 쉽다.
Figure 112009061889094-PCT00021
여기서
Figure 112009061889094-PCT00022
는 불균형을 모델링하는 복소량들이고,
Figure 112009061889094-PCT00023
및
Figure 112009061889094-PCT00024
이다. 비선형 모델(1)은 벡터 형태를 통해 선형화된다:
Figure 112009061889094-PCT00025
B는 불균형 행렬이다. 제 2 행은 제 1 행의 중복 버전이기 때문에 쓸모없다. 그 러나, 그것은 동일한 크기 및 타입의 입력 및 출력을 제공하고, 그로인해서 전송기 및 수신기에서의 불균형 블록들은 아래에서 설명되는 바와 같이 연관된다. 전송기에서의 불균형 행렬은 Bt에 의해 정의되고, 수신기에서의 불균형 행렬은 Br에 의해 정의된다.
단일-탭 채널
OFDM에 적절한 단일-탭 채널이 고려된다. 적합한 행렬 형태에서의 단일-탭 채널(h)은 다음과 같다:
Figure 112009061889094-PCT00026
전송기 및 수신기에서의 불균형으로 인해, 그리고 가우시안(AWGN) 잡음(n) 동안에 평균적으로, 벡터는
Figure 112009061889094-PCT00027
를 형성하고, 수신되는 신호는 선형 블록들의 연결로서 다음과 같이 표현된다:
Figure 112009061889094-PCT00028
전체적인 결과로, IQ 불균형 및 채널이 글로벌 불균형 파라미터(
Figure 112009061889094-PCT00029
)에 의해 특징화되는 불필요한 왜곡 또는 간섭 외에도 글로벌 채널(h')을 생성하기 위해서 결합한다. 글로벌 불균형 파라미터(
Figure 112009061889094-PCT00030
)는 채널이 변할 때 변하고, 규칙적으로 추정될 필 요가 있을 수 있다.
다음으로, 심볼(x)이 전체 복소 평면에 미치기보다는 오히려 정해진 (1D) 축으로 제한되는 상황이 고려된다. 예컨대, 그 축은 BPSK 변조, 실수축, 허수축, 또는 이들 사이의 임의의 축과 연관될 수 있다. 이 경우에,
Figure 112009061889094-PCT00031
가 표현될 수 있는데, 여기서 k는 복소 상수(회전)이고, 아래와 같다:
Figure 112009061889094-PCT00032
만약 x가 고유 축으로 제한된다면, IQ 불균형이 사라지고, 전체 채널 응답의 정수 부분이 된다.
주파수 도메인 신호들
비록 이전 모델은 시간 도메인 신호들에 적용되지만, 해당 x의 신호가 주파수 도메인에 있어서 주파수(f)에서 제공되는 변경이 이제 고려된다. 시간 도메인에 있어서, 이러한 신호는 복소 톤
Figure 112009061889094-PCT00033
에 의해 전달된다. 수학식(1)의 항들을 대체하면, 다음과 같이 획득된다:
Figure 112009061889094-PCT00034
OFDM에서, IQ 불균형에 의해 생성되는 간섭은 동일한 주파수(f)에서 나타나지 않고 오히려 미러 주파수(-f)에서 나타나거나, 혹은 그 반대이다. -f에서 전송되는 것은 주파수(+f) 상에 간섭을 발생시킨다. 만약 신호(xm)가 주파수(-f)에서 전송되는 신호라면(여기서, 인덱스 m은 미러 주파수(-f)에서의 양을 나타냄), 주파수(-f)에서는 다음이 획득된다:
Figure 112009061889094-PCT00035
시간 도메인 수학식들의 일반화가 사용되었다. IQ 불균형 파라미터들(
Figure 112009061889094-PCT00036
및
Figure 112009061889094-PCT00037
)은 여기서 주파수의 함수이다. 이는 시스템에서 상이한 저대역통과(기저대역) 또는 대역통과(IF) 필터들로 인한 불균형을 모델링한다. I 및 Q 경로들은 정확히 동일한 필터들을 가질 수 없고, 따라서 주파수에 따라 불균형이 변한다. 시간 도메인 시스템들에서, 이러한 종류의 불균형이 존재하지만 그것은 보상하기에 비용이 너무 많이 든다. 상이한 채널들 상에서 상이한 컨볼루션들을 처리하기 위해 모델의 확장 및 등화기가 요구된다. 따라서, 시간 도메인에서는, 벌크(bulk) 또는 평균 불균형이 사용된다. 주파수 도메인 시스템들은 평이한 등화기 구조를 이용할 수 있으며, 주파수마다에 기초하여 불균형을 모델링할 수 있다.
만약 수학식들 (7) 및 (8)의 출력이 부반송파마다 결합된다면, 다음과 같이 관측된다:
Figure 112009061889094-PCT00038
부반송파들을 생략하면(FFT에 의해서 자동적으로 처리되면), +f 및 -f에서 신호들의 모델 함수는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00039
주파수 도메인 모델에서, 제 2 행은 더 이상 쓸모없지 않다. 그 모델은, 한번에(in one shot), 미러 주파수들의 쌍을 처리한다. 주파수(f)에서의 단일-탭 채널(h) 및 주파수(-f)에서의 단일-탭 채널(hm)은 다음과 같이 행렬에 의해 모델링된다:
Figure 112009061889094-PCT00040
주파수(f)에서의 AWGN 잡음(n) 및 주파수(-f)에서의 주파수 잡음(nm)은 잡음 벡터
Figure 112009061889094-PCT00041
를 형성한다. 엔드-투-엔드 모델은 다음과 같고:
Figure 112009061889094-PCT00042
h', hm'은 글로벌 채널 탭들이고,
Figure 112009061889094-PCT00043
은 글로벌 불균형 파라미터들이다. 불균형 파라미터들은 채널들이 변할 때 변하고, 규칙적으로 추정될 필요가 있을 수 있다.
IQ 불균형은 미러 주파수로부터의 간섭만을 생성하기 때문에, 두 가지의 해 당하는 경우들이 주목할만 하다. 만약 미러 주파수에서 어떠한 신호도 전송되지 않거나 또는 채널이 쇠퇴 상태(fade)에 있다면, 어떠한 간섭도 생성되지 않는다. 만약 다른 한편으로 신호나 채널이 강하다면, 간섭이 강해질 수 있다. 따라서, OFDM에서는, IQ 불균형의 효과가 더욱 문제가 된다.
종래의 채널 추정
보상 알고리즘들을 검사하기 이전에, 간단히 비편향 트레이닝 시퀀스를 사용함으로써 그 문제의 절반이 어떻게 비용없이 해결될 수 있는지가 확인된다. 비편향 트레이닝 시퀀스는 채널 추정으로부터 간섭을 완전히 제거하여, 성능을 현저히 향상시킨다. 실제로, 채널 추정에 있어서의 에러는 종종 데이터에 있어서의 에러보다 더 유해한데, 그 이유는 채널 추정은 성상도에서 편향을 생성하는 경향이 있기 때문이다.
모델(12)이 파일럿 톤들을 통해 시뮬레이팅된다. 주파수(+f)에서는 파일럿(p)이 전송되고, 주파수(-f)에서는 파일럿(pm)이 전송된다. 일반성의 손실이 없이 파일럿들이 유닛 노름(unit norm)을 갖는다고 가정하면(채널이 유효 전력을 전달함), 주파수(f)에서 종래의 채널 추정이 p*만큼 회전해제시킴으로써 획득된다:
Figure 112009061889094-PCT00044
수 개의 채널 관측치들을 평균함으로써, 잡음이 자동적으로 감소된다(명확성을 위 해, 잡음 회전해제가 생략된다).
Figure 112009061889094-PCT00045
항에 대해서, 많은 OFDM 시스템들(예컨대, WiMedia's UWB)은 단순히 반복 심볼인 트레이닝 시퀀스를 사용한다. 그러므로, 이 항은 평균화를 통해서 감소하지 않는다. 전체 OFDM 심볼에 +1 또는 -1의 스크램블링을 적용하는 것은 도움이 되지 않는데, 그 이유는 p* 및 pm*의 부호가 반전될 때 아무것도 변하지 않기 때문이다. 오히려, 다음의 사항이 달성된다: 다수의 관측치들의 누적 이후에, 곱들의 합이 널화된다:
Figure 112009061889094-PCT00046
종종, 트레이닝 시퀀스는 짝수 개의 심볼들로 구성되고, 그것은 각각의 쌍이 제로까지 더해지는 것을 보장하기에 충분하다:
Figure 112009061889094-PCT00047
Figure 112009061889094-PCT00048
상기 조건을 충족시키는 간단한 시퀀스들의 예들이 표 1에 제공되어 있다. 이러한 타입들의 트레이닝 시퀀스들은 비편향 트레이닝 시퀀스들로서 표현되는데, 그 이유는 한편으로는 비편향 채널 추정들이 생성되고, 다른 한편으로는 트레이닝 신호들이 시간 도메인에서 복소 평면의 I 및 Q 디멘션들에 동일하게 걸치기 때문이다. 예컨대, 비편향 트레이닝 시퀀스는 단지 실수축을 따라서만 집중되지는 않는다.
증거로서, pi와 pim 사이의 중간에서 유닛 노름 복소 스칼라
Figure 112009061889094-PCT00049
를 고려하자. 시간 도메인에서, 파일럿들은
Figure 112009061889094-PCT00050
까지 더해진다. 시간 도메인에서 그리고 정해진 OFDM 심볼에서, 2개의 미러 경로들은 복소 상수(ai)에 의해 결정되는 고유 방향에 걸친다. 만약 L개의 심볼들이 전송된다면, 방향 (
Figure 112009061889094-PCT00051
)으로의 총(또는 평균, 또는 누적) 전력은
Figure 112009061889094-PCT00052
이다. 이러한 전력은
Figure 112009061889094-PCT00053
인 경우에만 임의의 방향(
Figure 112009061889094-PCT00054
)으로 일정하다. 복소 평면의 균일한 걸침(spanning)이 달성된다.
IQ 불균형 추정
글로벌 채널(h')을 추정한 이후에, 글로벌 불균형 파라미터(
Figure 112009061889094-PCT00055
)의 추정이 고려된다. 수학식(12)에 대한 주의 깊은 분석은 이러한 파라미터들이 종래의 채널 추정과 매우 유사한 방식으로 획득될 수 있음을 나타낸다. 즉,
Figure 112009061889094-PCT00056
은 파일럿 pm*를 전달하는 "채널"과 같이 처리될 수 있다. 따라서, pm을 회전해제시킴으로써, 불균형의 추정이 획득될 수 있다. 불균형의 비편향적인 추정을 위한 조건이 수학식(14)과 동일하다.
요약하면, 비편향 트레이닝 시퀀스들 및 두 가지의 종래 채널 추정들을 사용함으로써, 엔드-투-엔드 채널 및 불균형 파라미터의 양호한 추정들이 획득된다(표 2).
Figure 112009061889094-PCT00057
인접한 부반송파들에 걸친 평활화
인접한 OFDM 심볼들에 걸친 평활화 이외에도, 채널 추정은 한 심볼 내에 인접한 부반송파들에 걸쳐 평활화될 수 있다. OFDM에서는, 사이클릭 프리픽스가 짧게 설계되고, 채널은 톤마다 느리게 변하도록 억제된다. 마찬가지로, RF 체인 내의 필터들은 짧은 시간적 응답을 가져야 하고, 그들의 주파수 응답도 또한 느리게 변하는데, 즉, IQ 불균형이 부반송파들에 걸쳐 느리게 변한다. 동일한 채널 평활화 기술들이 불균형 파라미터 추정을 평활화하고 향상시키기 위해서 사용될 수 있다. 비편향 트레이닝 시퀀스들을 사용함으로써, 채널 추정과 불균형 추정 간에 어떠한 상호작용도 없다. 각각의 추정은 독립적으로 평활화될 수 있다.
만약 고유 OFDM 심볼이 추정을 위해 사용된다면, 수학식(14)을 충족시키는 비편향 트레이닝 시퀀스를 찾는 것이 불가능하다. 이 경우에는, 2개 이상의 인접 한 부반송파들로 이루어진 그룹들에 걸쳐 수학식(14)으로부터의 합산을 적용함으로써 거의 비편향적인 트레이닝 시퀀스가 획득될 수 있다. 이어서, 평활화는 미러 주파수들로부터의 간섭 모두나 또는 그 중 일부를 자동적으로 제거한다. 하나의 솔루션은 인접한 부반송파(양 및 음의 주파수들 상에서 미러 방향들로 이동함) 상에서 90°만큼 파일럿을 회전시킬 것이다.
인접한 주파수들에 걸쳐 채널 추정을 평활화하는 효과가 독립적으로 각 파일럿의 간단한 평균보다는 오히려 가중 벡터를 갖는 컨볼루션을 사용하여 수행될 수 있다. 동일한 평활화 효과가 IQ 불균형 파라미터(B)에도 적용된다.
채널 추정 수학식들로부터, 다수의 심볼 기간들(예컨대, OFDM 심볼 기간들)에 걸친 평균화 이후에 채널 추정(h')은 본래 채널(h)과 일부 불필요한 항들의 합과 동일하고:
Figure 112009061889094-PCT00058
여기서, P는 총 파일럿 전력이고, 일반적으로는 하나의 심볼부터 그 다음 심볼까지 일정한 것으로 가정된다. 그러나, P는 일반적인 경우에는 일정할 필요가 없다. "n"은 잡음이고, pi 및 pim은 각각 주파수(f)에서의 해당 파일럿 및 주파수(-f)에서의 미러 파일럿이다.
위의 수학식들은 평균화가 파일럿 및 미러 파일럿으로 이루어진 각각의 쌍에 대해 발생하고, 인덱스(i) 및 미러 인덱스(im)은 다른 파일럿들(예컨대, 인덱스(i' 및 i'm)과 상관없다고 가정한다. 즉, 각각의 쌍은 다수의 심볼들 기간들에 걸쳐 각각의 쌍에 대한 관측된 값들을 수집하고 평균을 수행함으로써 개별적으로 처리될 수 있다.
그러나, 만약 인접한 파일럿들이 평균된다면, 새로운 채널 평균이 다음과 같이 획득되고:
Figure 112009061889094-PCT00059
여기서, 인덱스 i는 이제 상이한 심볼 기간들보다는 오히려 인접한 부반송파들을 나타낸다. 인덱스 j는 중앙 파일럿이고, wj-i은 가중 함수이다. 이어서, 공식
Figure 112009061889094-PCT00060
이 다음과 같이 컨볼루션으로서 표현될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00061
주시 : 심볼
Figure 112009061889094-PCT00062
는 컨볼루션을 나타내는 반면에, "*"(위첨자)는 복소 공액을 나타낸다.
가중 함수(w)는 공지되며, 채널이 어떻게 평균화되는지에 따라 좌우된다. 파일럿들(p 및 pm)은 공지되지 않는다. 파일럿들을 최적화시킴으로써, h에 추가되는 불필요한 잡음인 수학식의 값은 최소화된 불균형 파라미터들(Bm)일 수 있다. 파라미터(Bm)는 이 수학식에서 공지되지 않고, 물리적인 하드웨어(IQ 불균형)에 따라 좌우된다. 그러나, Bm은 P 및 Pm이 최적화되는 때에 비공지되기 때문에, 그리고 인접한 주파수들의 평균화가 Bm이 현저히 변하지 않는다는 것을 의미한다는 것이 가정 되면, Bm은 인덱스(i)에 상관없이 일정하다는 것이 가정될 수 있다. 따라서, 항 Bm은 다음과 같은 수학식으로 획득하기 위해서 상기 수학식으로부터 생략될 수 있고:
Figure 112009061889094-PCT00063
그것의 전력은 정해진 파형(w)에 대해 최소화된다. p 및 pm의 값들을 억제시킴으로써, 예컨대, 전력은 인덱스(i)가 변할 때 일정하게 유지될 수 있다.
(총 파일럿 전력 이외의 다른)억제들이 존재하는 않는 경우, 이러한 문제는 해결하기에 매우 어렵지는 않다. 컨볼루션은 벡터(w)에 의해 형성되는 Toeplitz 행렬(W)과 벡터 A=(p* pm*)의 곱으로 표현될 수 있다. 컨볼루션 WA의 전력을 최소화시키기 위해서, 벡터의 노름(norm)은 최적으로 다음과 같다:
Figure 112009061889094-PCT00064
주시 : "A"는 종속 항들을 포함한다. 즉, A(i) 및 A(im)은 동일한 항들이다. 따라서, 단지 "A"의 절반만이 공지되지 않고, 이는 비트를 구하는 문제를 더 어렵게 만든다. 그러나, 만약 w이 원점(origin)을 중심으로 대칭적이라면, 행렬 및 벡터는 미러 형태로 랩어라운드(wrap around)될 수 있다. 남는 것은 절반 크기의 행렬과 벡터(W' 및 A')이다. 이어서, 최적의 컨볼루션(WA)은 총 파일럿 전력이 일정하게 되어 다음과 같다:
Figure 112009061889094-PCT00065
총 파일럿 전력이 거의 동일하다고 가정되지 않는 한, 이러한 솔루션은 여전히 그리 간단하지 않고, 따라서 A'의 노름(norm)이 일정하다. 이러한 새로운 가정을 함 으로써, 그 문제에 대한 솔루션은 행렬
Figure 112009061889094-PCT00066
의 가장 열악한 고유 벡터이다.
많은 상술된 가정들이 제공되는 경우, 그 문제는 이제 쉽게 해결된다. 그 솔루션은 파일럿들의 모양에 대한 아이디어를 제공한다. 그러나, 그 가정들 중 하나는 매우 자주 유효하지 않다. 일반적으로, 파일럿들은 1+j, 또는 1 또는 j 등과 같은 매우 간단한 구조를 갖는다. 그렇지 않다면, 파일럿들은 적어도 상수 노름을 갖고, 따라서
Figure 112009061889094-PCT00067
이다.
이러한 새로운 제약이 제공되는 경우, 그 문제는 최적화 기술들을 사용하여 해결될 수 있다. 25% 또는 심지어 50%의 에러를 갖는 비편향 트레이닝 신호들이 유용하기 때문에, 우수한 성능이 달성될 수 있다. 따라서, 실제로 달성하기에 어려운 100% 비편향되지 않고도, 비편향되는 경향이 있는 파일럿들의 간단한 구조를 찾는 것으로도 충분하다.
이러한 구조는 w이 느리게 변하고 있다는 가정에 의해서 획득될 수 있다. 그러므로, 모든 2개의 인접한 파일럿들이 함께 합쳐지고, 이러한 두 파일럿들에 대한 문제가 상수 w을 가정하여 개별적으로 최적화될 수 있다. 이어서, 파일럿들의 전체적인 구조가 추론될 수 있다. 모든 2개의 인접한 파일럿들을 함께 결합함으로써, 마치 어떠한 가중 w(또는 상수 가중치)도 존재하지 않는 것처럼 그것들을 평균하는 것은 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호에 대한 본래 공식을 유도하고:
Figure 112009061889094-PCT00068
여기서, p1 및 p2는 연속적인 심볼 기간들에 있기보다는 오히려 주파수에서 인접한다. 하나의 간단한 FSTS는 주파수에서 하나의 파일럿으로부터 다음 파일럿으로 파일럿들을 90°회전시키고 중앙 주파수로부터 에지 주파수까지 미러 형태로 이동하는 것을 포함한다. 대안적으로, 음(미러)의 주파수 파일럿들의 부호는 양(기준)의 주파수 파일럿들에 대한 동일한 부호를 유지하는 동안에 플립(flip)될 수 있다(혹은 그 반대의 경우도 가능하다). 양호한 스크램블링을 달성하는 다른 결합들이 가능하다.
1로 설정된 모든 양(기준)의 주파수 파일럿들을 사용하고 또한 모든 다른 음(미러)의 주파수 파일럿의 부호가 인버팅되는(예컨대, +1, -1, +1, -1 등) WiMedia UWB에 대한 시뮬레이션들은 시간 비편향 트레이닝 시퀀스에 비해 우수한 결과들을 나타낸다. 주파수에 있어서의 평활화는 파일럿마다 비교적 느린 변동들을 갖는 w=sinc 함수를 통해 수행된다. 이러한 가중 함수는 다른 요건들(심지어 IQ 불균형이 존재하지 않는 경우에도 채널 추정 향상과 같은)에 의해 요구된다.
추정
비편향 트레이닝 시퀀스들의 사용 및 위에서 설명된 종래의 채널 추정 결과들은 최소 제곱(LS) 추정기이다. 모든 LC 추정기들 중에서, 최소 평균 제곱 에러(MMSE) 센스는 중요한 값을 확인한다.
최소 제곱들 추정기
L개의 전송들(Xi), L개의 잡음 항들(Ni) 및 L개의 관측치들(Yi)이 2×L 행렬들에 각각 연관될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00069
이어서, 수학식(12)은 다음과 같이 된다:
Figure 112009061889094-PCT00070
비공지된 것은 H'이다. LS 추정기는 다음과 같다:
Figure 112009061889094-PCT00071
조건(14)이 충족될 때는,
Figure 112009061889094-PCT00072
가 대각 행렬(교차 항들이 사라짐)이라는 것을 증명하는 것이 쉽다. 그것은 파일럿들이 유닛 노름으로 정규화되기 때문에 항등 행렬에 비례한다. 이어서,
Figure 112009061889094-PCT00073
는 이전 섹션에서 설명된 바와 같이 pi*, pim, pim* 및 pi 각각에 의한 회전해제들을 갖는 정확히 4개의 종래 채널 추정들이다. 2개의 추정들이 주파수(f)에 대해 획득되고, 2개의 추정들이 미러 주파수(-f)에 대해 획득된다.
최적의 추정기
비편향 트레이닝 시퀀스 및 종래의 채널 추정들은 LS 추정기이다. 그러나, 임의의 추정기
Figure 112009061889094-PCT00074
도 또한 LS 추정기이다. 아래에서는, 비편향 트레이닝 시퀀스들의 사용이 우수한 추정기를 유도한다는 것이 제시된다. 모델(17)은 L 디멘션 공간에서 2개의 벡터들(
Figure 112009061889094-PCT00075
의 행들)에 걸쳐 2개의 연속적인 전송들을 통해 전송되는 비공지된 정보(H')로서 보여질 수 있다.
Figure 112009061889094-PCT00076
및
Figure 112009061889094-PCT00077
의 행(j)을
Figure 112009061889094-PCT00078
및
Figure 112009061889094-PCT00079
로 각각 나타내고, 여기서 j∈{1,2}라고 하자. 모델들(12 및 17)은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009061889094-PCT00080
2개의 전송들이 존재하는데, 각각의 전송은 2개의 벡터들(
Figure 112009061889094-PCT00081
)을 포함하고, 여기서 각각의 벡터는 추정될 복소 진폭 정보를 전달하고 있다. LS 추정기는 간섭을 제거하기 위해서 다른 벡터에 병렬 방식으로 각각의 벡터 상에 프로젝팅하는 것으로 구성된다. 그 2개의 벡터들이 직교적일 때, 즉, 도트 곱(14)이 제로일 때, 매우 양호한 결과가 획득된다. 비편향 트레이닝 시퀀스들은, 자명한 것으로서, 이러한 조건을 검증하는 트레이닝 시퀀스들이다. 다른 시퀀스들은 비-직교 벡터들을 사용하며, 벡터들(
Figure 112009061889094-PCT00082
및
Figure 112009061889094-PCT00083
) 간의 각도의 성능 함수에 대한 손실이 발생한다. 많은 OFDM 시스템들은
Figure 112009061889094-PCT00084
및
Figure 112009061889094-PCT00085
가 동일 직선상에 있는 매우 나쁜 종류의 트레이닝 시퀀스들을 현재 사용하고, H'에서 4개의 엔트리들을 적절히 추정하는 것이 불가능하다. 이러한 트레이닝 시퀀스들은 채널들(h' 및 h'm)의 더 잡음적인 버전을 추정하는 경향이 있다.
MSE(Mean Squared Errors)를 계산하기 위해서, 추정 에러는
Figure 112009061889094-PCT00086
이다. 이는 2×2 행렬, 즉, 4개의 에러 값들이다. 각각의 값은 벡터들(
Figure 112009061889094-PCT00087
및
Figure 112009061889094-PCT00088
)의 결합들에 좌측 및 우측을 곱함으로써 분리될 수 있다.
Figure 112009061889094-PCT00089
가 항등 행렬이거나 또는 더 일반적으로는 엘리먼트들(
Figure 112009061889094-PCT00090
및
Figure 112009061889094-PCT00091
)을 갖는 대각 행렬이라고 가정하면,
Figure 112009061889094-PCT00092
및
Figure 112009061889094-PCT00093
의 MSE는 각각
Figure 112009061889094-PCT00094
의 제 1 및 제 2 대각 엘리먼트들이라는 것이 확인될 수 있다. 그리고,
Figure 112009061889094-PCT00095
및
Figure 112009061889094-PCT00096
에 대해서, 그 MSE는 각각
Figure 112009061889094-PCT00097
의 제 1 및 제 2 대각 엘리먼트이다.
총 MSE는
Figure 112009061889094-PCT00098
이다. 이제 문제는 총 파일럿 전력이 일정하다는 제약, 즉,
Figure 112009061889094-PCT00099
이라는 제약을 받는
Figure 112009061889094-PCT00100
를 최소화시키는
Figure 112009061889094-PCT00101
를 찾는 것이다. 고유 분해(Eigen decomposition)를 사용하면, 그 문제는
Figure 112009061889094-PCT00102
가 일정하다는 조건에서
Figure 112009061889094-PCT00103
를 최소화하는 것으로 표현될 수 있다. 그 문제는 라그랑지 곱셈기들(Lagrange multipliers)을 통해 해결되고, 통상적으로 모든 고유 값들(Eigen values)이 동일할 때 최적이다. 이는
Figure 112009061889094-PCT00104
가 항등 행렬에 비례한다는 것을 의미한다.
총 MSE는 최소화되었고, 그로 인한 엘리먼트마다의 MSE는
Figure 112009061889094-PCT00105
또는
Figure 112009061889094-PCT00106
이다. 그러나, 이러한 엘리먼트마다의 MSE는 비록 고유 벡터 전송이 사용되더라도 획득될 수 있는 최상의 MSE이기 쉽다. 그 MSE는 2개의 벡터 전송들에 대해서는 향상되기 쉽지 않고, 따라서 그 엘리먼트마다의 MSE는 최소화되었다. 비편향 트레이 닝 시퀀스들 및 종래의 채널 추정기는 모든 LS 추정기들의 MMSE이다.
IQ 불균형 보상
만약 비편향 채널 추정으로부터의 이득이 충분하지 않다면, IQ 불균형 파라미터가 추정될 수 있고(앞서 설명된 바와 같이), 데이터 왜곡을 보상하기 위해 적용될 수 있다. H'는 모델(12)에서 추정되고,
Figure 112009061889094-PCT00107
이다. 이제는 비공지된 데이터 X에 집중된다. 그 모델은 상호상관들을 갖는 임의의 2-탭 채널과 동일하다. 임의의 채널 등화 알고리즘이 적합하게 될 수 있다. 유비쿼터스 비트-인터리빙된 코딩 QAM 및 페이딩 채널들에 적합한 간단한 등화 알고리즘이 제공된다.
ZF(Zero-Forcing) 방법
Figure 112009061889094-PCT00108
에 관련한 하나는 복잡한 유색 잡음(colored noise)이 고려되지 않는 경우에는 미러 채널이 약할 때 그것은 잡음을 증가시킨다는 점이다. 본 솔루션은 ZF를 사용하지만, 미러 채널이 약하지 않을 때만 사용한다. 수학식(12)에서, xm을 그것의 값으로 대체하며, 다음과 같이 획득되고:
Figure 112009061889094-PCT00109
여기서,
Figure 112009061889094-PCT00110
은 잡음 증가이다. 주시 : 제 2 차수 불균형 항
Figure 112009061889094-PCT00111
이라는 것이 가정된다. 이러한 접근법이 무효적일 때는, 정정된 채널
Figure 112009061889094-PCT00112
이 고려되는데, 이는 채널 및 불균형 파라미터들의 정확 한 추정을 포함한다.
기본적으로, ZF 기술은 다음과 같은 것을 계산하는 것으로 구성된다:
Figure 112009061889094-PCT00113
수신되는 신호(y)로부터 미러 주파수 양(
Figure 112009061889094-PCT00114
)을 감산함으로써, 어떠한 IQ 불균형도 갖지 않는 간단한 채널 모델이 획득된다. 디코딩 체인의 나머지는 불변한다.
이러한 솔루션은, 잡음 증가가 IQ 불균형으로부터의 본래 간섭보다 더 약하게 되는 한(즉,
Figure 112009061889094-PCT00115
), 효과가 있다. 만약 그렇지 않다면, 불균형이 정정된 z보다는 오히려 본래의 y가 사용된다. 결정을 위해서 n'를 추정하는 것이 불필요하다. 강력한 평균-방식 향상이 선택될 수 있다. 따라서, 다음과 같이 예상되는 값들을 고려하자:
Figure 112009061889094-PCT00116
미러 주파수의 신호-대-잡음 비율(SNRm)이 1보다 클 때, 불균형이 정정된 항(z)이 사용된다. 그렇지 않다면, 본래 신호(y)가 유지된다. 채널 및 불균형 추정 부정확성으로 인해서, 더 큰 SNR을 사용하는 것이 안전한데, 예컨대
Figure 112009061889094-PCT00117
이 WiMedia UWB에 대해 효과가 있다. SNRm은 일반적으로 공식
Figure 112009061889094-PCT00118
을 통해 글로벌 SNR로부터 획득될 수 있다는 것을 주시하자.
표 3은 잡음 증가 회피를 갖는 ZF 알고리즘을 요약한 것이다.
Figure 112009061889094-PCT00119
시뮬레이션 결과들
도 10은 비편향 트레이닝 신호 알고리즘들을 WiMedia UWB 표준에 적용함으로써 달성되는 성능을 나타낸다. 가장 높은 데이터 레이트, 즉, 400 Mbps가 IEEE 802.15.3의 채널 모델 CM2(대략 4미터의 실내 피코 환경)에서 시뮬레이팅된다. 섀도우잉 및 대역 호핑은 턴 오프된다. IQ 불균형은 일정하고, 진폭에 있어
Figure 112009061889094-PCT00120
와 동일하고 위상에 있어
Figure 112009061889094-PCT00121
와 동일하다. 전송기 및 수신기에서 동일한 양의 불균형이 존재한다. 도면은 패킷 에러 레이트(PER)를 Eb/No의 함수로서 나타낸다. 성능은 어떤 형태의 보상도 없다면 빠르게 떨어진다. 표 4는 이상적인 경우에 대해 여러 알고리즘들을 손실을 목록화한다.
Figure 112009061889094-PCT00122
엔드-투-엔드 IQ 불균형 및 채널이 글로벌 2×2 채널 행렬을 형성하기 위해 서 결합한다. 비편향 트레이닝 시퀀스들의 사용은 비용이 들지 않고 상당한 이득들을 획득한다. 비편향 트레이닝 시퀀스들은 채널 추정으로부터 엔드-투-엔드 자체-생성 간섭을 자동적으로 제거한다. 게다가, 이러한 트레이닝 시퀀스들은 IQ 불균형 파라미터들을 추정하는데 이상적이고, 간단한 알고리즘, 즉, 잡음 증가 회피를 갖는 제로-포싱(Zero-Forcing)이 데이터 왜곡을 보상하기 위해 제공된다.
WiMedia UWB는, 특히, 다음과 같은 개선으로 인해 유리하다: I 채널을 통해서 전송되는 6개의 심볼들로만 이루어진 종래의 편향 트레이닝 시퀀스가 비편향 시퀀스를 생성하기 위해서 2개의 절반들로 분할될 수 있다. 처음 3개의 심볼들은 I 채널을 통해 전송되고, 마지막 3개의 심볼들은 Q 채널을 통해 전송된다. 복소 평면에 균일하게 걸침으로써, 고 데이터 레이트들을 위한 큰 이득들을 갖는 비편향 트레이닝 시퀀스가 생성된다. 역호환성(backward compatibility)을 위해, 이러한 방식이 고 데이터 레이트를 위해 예약될 수 있고 비콘들을 통해 시그널링될 수 있거나, 또는 그 트레이닝 시퀀스 타입이 맹목적으로 검출될 수 있다.
OFDMA(예컨대, WiMAX)에서는, 부반송파들(f 및 -f)이 상이한 사용자들에 할당될 수 있다. 만약 전력 제어가 한 사용자를 높은 전력 레벨로 구동한다면, 상당한 간섭이 발생할 수 있다. 그러므로, 미러 부반송파들 상에 상이한 사용자들의 파일럿들을 위치시키는 것이 좋은 생각이다. 그 파일럿은 비편향 트레이닝 시퀀스 기준을 충족시켜야 한다. 각각의 사용자는 어떠한 추가적인 노력이 없이도 자동적으로 유리하다. 그 파일럿들은 미러 위치들을 유지하는 동시에 상이한 위치들로 호핑할 수 있다.
시간 도메인 공식들은 수 개의 단일-탭 채널들을 결합하는 레이트 등화기를 갖는 코드 분할 다중 액세스(CDMA)로 확장될 수 있다. 비편향 트레이닝 시퀀스들은 탭당 채널 추정을 자동으로 향상시킨다. CDMA를 위한 간단한 비편향 트레이닝 시퀀스는 복소 심볼들을 90°만큼 일정하게 회전시키는 것으로 구성된다.
그 이론은 CDMA 외에 다른 시간 도메인 시스템들(예컨대, TDMA)로 확장될 수 있다. 채널 추정은 매칭 필터를 통한 수신 신호의 컨볼루션에 의해서 획득되고, 그것은 FSTS의 복소 공액의 미러 버전이다. 즉, AWGN을 무시하면, 그것은 채널, 전송되는 FSTS, 및 매칭 필터의 컨볼루션이다. 채널 추정이 IQ 불균형에 의해 생성되는 자기-간섭(편향) 항을 포함한다는 것이 확인될 수 있다. 주파수 도메인에서 그 수학식을 고려하면, 자기-간섭 항은 FSTS가 주의 깊게 선택되는 경우에 거의 사라질 수 있다. 실제로, 상술된 FSTS들을 사용함으로써, 그 자기-간섭은 인접한 톤들로부터의 값들을 합산한 이후에 제거되는 경향이 있다(느린 채널 변동을 가정하면). 따라서, 시간 도메인 시스템들에 대한 비편향 트레이닝 신호는 인접한 톤들에 대한 주파수 도메인 억제들을 갖도록 설계될 수 있다.
실제로, GSM 트레이닝 시퀀스들이 연구되어 왔고, 특정 트레이닝 시퀀스들 및 특정 MSK 변조 회전들이 다른 것들보다 더 양호하게 작용한다는 것이 관측된다. 성능에 있어서 차이가 존재하는 이유에 대한 간단한 통찰이 제공되지 않는다. 시간 도메인 시스템들에 대해 위에서 설명된 바와 같이, 성능에 있어서의 차이는 인접한 주파수들 및 그들의 미러 주파수들로 이루어진 모든 그룹에 의한 시간 도메인에서의 복소 평면의 나쁜 스패닝(spanning)에 대한 양호한(비편향) 스패닝으로 인 해 발생한다.
도 11은 주파수-평활된 통신 트레이닝 신호를 제공하기 위한 방법을 나타내는 흐름도이다. 비록 그 방법은 명확성을 위해서 번호가 매겨진 단계들의 시퀀스로서 도시되어 있지만, 그 번호가 단계들의 순서를 반드시 나타내는 것은 아니다. 이러한 단계들 중 일부는 생략될 수 있거나, 병렬로 수행될 수 있거나, 엄격한 순서의 시퀀스를 유지할 필요성이 없이 수행될 수 있다. 여기서 사용되는 바와 같이, "생성하는", "유도하는", 및 "곱하는"과 같은 용어들은 기계-판독가능 소프트웨어 명령들, 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 결합을 사용함으로써 인에이블될 수 있는 처리들을 지칭한다. 그 방법은 단계(1100)에서 시작한다.
단계(1102)에서는 직교 변조 전송기에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 생성된다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고, 여기서 각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함한다. 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 단계(1104)에서는 단일 심볼 기간 내에 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 제공된다. 일양상에 있어서, FSTS의 컴포넌트들은 직렬로 제공되거나 배치방식으로(in batches) 제공될 수 있고, 완전한 FSTS가 수집될 때까지 저장될 수 있다. 일양상에 있어서, 후속하는 단계(미도시)는 수집된 FSTS가 단일 심볼 기간에 수집된 FSTS를 전송할 것이다.
일양상에 있어서, 단계(1102)에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스 를 생성하는 것은 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 생성하는 것을 포함한다. FSTS는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 구성될 수 있다. 다른 양상에 있어서, 단계(1102)에서는 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 생성된다.
일양상에 있어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 단계(1102a)에서 제시된 바와 같이 다음과 같이 표현될 수 있고:
Figure 112009061889094-PCT00123
i=1 내지 n
여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일하다.
다른 양상에 있어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 단계(1102b)에서 제시된 바와 같이 다음과 같이 표현될 수 있고:
Figure 112009061889094-PCT00124
i= 1 내지 n
여기서 w는 가중 인자이다.
일예로서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 제 1 복소 평면 값으로 서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱으로 구성될 수 있다. FSTS는 또한 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱을 포함한다.
다른 예로서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱으로서 생성될 수 있다. 이어서, FSTS는 또한 제 1 복소 평면 값＋90°를 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱을 포함한다.
다른 양상에 있어서, 단계(1102)에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 것은 P개의 파일럿 신호 곱들을 생성하는 것을 포함한다. 이러한 양상에 있어서, 단계(1103)에서는 (N-P)개의 통신 데이터 심볼들이 생성된다. 통상적으로, 단계(1104)에서는 FSTS가 제공되고, 통신 데이터 심볼은 단일 심볼 기간이다. 단계(1106)에서는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호 및 직교 변조된 통신 데이터를 포함해서 N개의 부반송파들이 하나의 심볼 기간에 전송된다.
대안적으로, 단계(1102)에서는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주 파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 사용하여 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 생성되고, 단계(1104)에서는 제 1 심볼 기간에 그 주파수-평활화된 트레이닝 신호가 제공된다. 단계(1108)에서는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹 상에 직교 변조된 통신 데이터가 생성된다. 단계(1110)에서는 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 직교 변조된 통신 데이터가 제공된다.
위의 설명된 흐름도는 주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호에 대한 명령들을 갖는 기계-판독가능 매체의 표현으로서 또한 해석될 수 있다. 그 명령들은 위에서 설명된 바와 같이 단계들(1100 내지 1110)에 상응할 것이다.
도 12는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 방법을 나타내는 흐름도이다. 그 방법은 단계(1200)에서 시작한다. 단계(1202)에서는 직교 복조 수신기에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스가 수신된다. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고, 여기서 각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함한다. 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같다. 단계(1204)에서는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 처리되어, 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)이 생성된다. 단계(1206)에서는 각각의 처리된 심볼(y)이 상응하는 기준 신호의 공액(p*) 과 곱해진다. 단계(1208)에서는 주파수-평활화된 채널 추정(h)이 획득된다.
주시 : 처리된 심볼들(y)은 기준 부반송파와 연관된다. 대안적으로, 단계(1204)에서는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 처리되어, 미러 부반송파와 연관된 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(ym)이 생성될 수 있다. 이어서, 단계(1206)에서는 각각의 처리된 심볼(ym)이 상응하는 기준 신호의 공액(pm*)과 곱해지고, 단계(1208)에서는 미리 부반송파와 연관된 주파수-평활화된 채널 추정(hm)이 획득된다. 다른 대안으로서, 위에서 설명된 단계들은 (h) 및 (hm) 채널 추정들 양쪽 모두를 찾는다.
일양상에 있어서, 단계(1202)에서는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들이 수신된다. FSTS는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 구성될 수 있다. 다른 양상에 있어서, 단계(1202)에서는 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 수신된다.
일양상에 있어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다음과 같이 표현될 수 있고:
Figure 112009061889094-PCT00125
i=1 내지 n
여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일하다.
다른 양상에 있어서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다음과 같이 표현될 수 있고:
Figure 112009061889094-PCT00126
i= 1 내지 n
여기서 w는 가중 인자이다.
전송기 FSTS 예들에서와 같이, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱으로 구성될 수 있다. FSTS는 또한 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱을 포함한다.
다른 예로서, 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱으로서 생성될 수 있다. 이어서, FSTS는 또한 제 1 복소 평면 값＋90°를 나타내는, 주파수(+f) 에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱을 포함한다.
한 변형에 있어서, 단계(1202)에서는 심볼 기간에 P개의 파일럿 신호 곱들로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 수신된다. 이어서, 단계(1203)에서는 (동일한) 심볼 기간에 (N-P)개의 통신 데이터 심볼들이 수신된다.
대안적으로, 단계(1202)에서는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호가 생성된다. 이어서, 단계(1210)에서는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 것에 이어서, 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 통해 직교 변조된 통신 데이터가 수신된다.
위의 설명된 흐름도는 FSTS를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 명령들을 갖는 기계-판독가능 매체의 표현으로서 또한 해석될 수 있다. 그 명령들은 위에서 설명된 바와 같이 단계들(1200 내지 1210)에 상응할 것이다.
수신기 채널 추정들의 계산에 있어 FSTS의 사용 및 FSTS의 전송을 인에이블시키기 위해 시스템들, 방법들, 장치들, 및 프로세서들이 제공되었다. 특정 통신 프로토콜들 및 포맷들의 예들이 본 발명을 설명하기 위해 제공되었다. 그러나, 본 발명이 단지 이러한 예들로 제한되지는 않는다. 본 발명의 다른 변형들 및 실시예들을 당업자들에게 발생할 것이다.

Claims (64)

  1. 주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호(frequency-smoothed communications training signal)를 제공하기 위한 방법으로서,
    직교 변조 전송기에서 주파수-평활화된 비편향(unbiased) 트레이닝 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 단일 심볼 기간 내에 제공하는 단계를 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들(products)을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러(mirror) 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같은,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계를 포함하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는 간섭 부반송파들(intervening subcarriers)이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계를 포함하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는 다음과 같이 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계를 포함하고:
    Figure 112009061889094-PCT00127
    i=1 내지 n
    여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
    여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
    여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일한,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는 다음과 같이 다수의 가중된 파일럿 신호 곱들을 생성하는 단계를 포함하고:
    Figure 112009061889094-PCT00128
    i=1 내지 n
    여기서 w은 가중 인자인,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 다수의 파일럿 신호 곱들을 사용하여 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계를 포함하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계를 포함하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  8. 제 1항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값＋90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계를 포함하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는 P개의 파일럿 신호 곱들을 생성하는 단계를 포함하고;
    상기 방법은,
    (N-P)개의 통신 데이터 심볼들을 생성하는 단계; 및
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호 및 직교 변조된 통신 데이터를 포함해서 N개의 부반송파들을 하나의 심볼 기간에 전송하는 단계를 더 포함 하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  10. 제 7항에 있어서,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 사용하여 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는 단계를 포함하고;
    상기 단일 심볼 기간 내에 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하는 단계는 제 1 심볼 기간에 주파수-평활화된 트레이닝 신호를 제공하는 단계를 포함하고;
    상기 방법은,
    상기 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹 상에 직교 변조된 통신 데이터를 생성하는 단계; 및
    상기 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 상기 직교 변조된 통신 데이터를 제공하는 단계를 더 포함하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 방법.
  11. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 방법으로서,
    직교 복조 수신기에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스를 수신하는 단계;
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 처리하여, 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생성하는 단계;
    각각의 처리된 심볼(y)을 상응하는 기준 신호의 공액(p*)과 곱하는 단계; 및
    주파수-평활화된 채널 추정(h)을 획득하는 단계를 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같은,
    채널 추정 계산 방법.
  12. 제 11항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계를 포함하는,
    채널 추정 계산 방법.
  13. 제 12항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계를 포함하는,
    채널 추정 계산 방법.
  14. 제 11항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는 다음과 같이 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계를 포함하고:
    Figure 112009061889094-PCT00129
    i=1 내지 n
    여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
    여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
    여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일한,
    채널 추정 계산 방법.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는 다음과 같이 다수의 가중된 파일럿 신호 곱들을 수신하는 단계를 포함하고:
    Figure 112009061889094-PCT00130
    i=1 내지 n
    여기서 w은 가중 인자인,
    채널 추정 계산 방법.
  16. 제 11항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 다수의 파일럿 신호 곱들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계를 포함하는,
    채널 추정 계산 방법.
  17. 제 11항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계를 포함하는,
    채널 추정 계산 방법.
  18. 제 11항에 있어서, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값＋90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계를 포함하는,
    채널 추정 계산 방법.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는 심볼 기간에 P개의 파일럿 신호 곱들을 수신하는 단계를 포함하고;
    상기 방법은 (N-P)개의 통신 데이터 심볼들을 상기 심볼 기간에 수신하는 단계를 더 포함하는,
    채널 추정 계산 방법.
  20. 제 17항에 있어서,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 갖는 주파수- 평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는 단계를 포함하고;
    상기 방법은 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호의 수신에 후속해서 상기 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 통해 직교 변조된 통신 데이터를 수신하는 단계를 더 포함하는,
    채널 추정 계산 방법.
  21. 주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호를 제공하기 위한 시스템으로서,
    트레이닝 정보를 수신하기 위한 입력, 및 직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하기 위한 출력을 구비하는 전송기를 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같으며,
    상기 전송기는 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 단일 심볼 기간 내에 제공하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  22. 제 21항에 있어서, 상기 전송기는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  23. 제 22항에 있어서, 상기 전송기는 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  24. 제 21항에 있어서, 상기 전송기는 다음과 같이 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하고:
    Figure 112009061889094-PCT00131
    i=1 내지 n
    여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
    여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
    여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일한,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  25. 제 24항에 있어서, 상기 전송기는 다음과 같이 다수의 가중된 파일럿 신호 곱들을 생성하고:
    Figure 112009061889094-PCT00132
    i=1 내지 n
    여기서 w은 가중 인자인,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  26. 제 21항에 있어서, 상기 전송기는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 다수의 파일럿 신호 곱들을 사용하여 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  27. 제 21항에 있어서, 상기 전송기는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  28. 제 21항에 있어서, 상기 전송기는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값＋90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  29. 제 27항에 있어서,
    상기 전송기는 트레이닝 정보 이외에 통신 데이터를 수신하고, P개의 파일럿 신호 곱들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하고, (N-P)개의 통신 데이터 심볼들을 생성하며, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호 및 직교 변조된 통신 데이터를 포함해서 N개의 부반송파들을 하나의 심볼 기간에 제공하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  30. 제 27항에 있어서,
    상기 전송기는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 사용하여 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제 1 심볼 기간에 제공하고;
    상기 전송기는 통신 데이터를 수신하고, 상기 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹 상에서 직교 변조된 통신 데이터를 생성하고, 상기 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 상기 직교 변조된 통신 데이터를 제공하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 시스템.
  31. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 시스템으로서,
    주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스를 수신하기 위한 입력 및 트레이닝 정보를 제공하기 위한 출력을 구비하는 수신기; 및
    상기 트레이닝 정보를 수신하기 위한 입력을 구비하는 프로세서를 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같으며,
    상기 프로세서는 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생 성하고, 각각의 처리된 심볼(y)을 상응하는 기준 신호의 공액(p*)과 곱하며, 주파수-평활화된 채널 추정(h)을 출력에서 제공하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  32. 제 31항에 있어서, 상기 수신기는 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  33. 제 32항에 있어서, 상기 수신기는 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  34. 제 31항에 있어서, 상기 수신기는 다음과 같이 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하고:
    Figure 112009061889094-PCT00133
    i=1 내지 n
    여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
    여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
    여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일한,
    채널 추정 계산 시스템.
  35. 제 34항에 있어서, 상기 수신기는 다음과 같이 다수의 가중된 파일럿 신호 곱들을 수신하고:
    Figure 112009061889094-PCT00134
    i=1 내지 n
    여기서 w은 가중 인자인,
    채널 추정 계산 시스템.
  36. 제 31항에 있어서, 상기 수신기는 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 다수의 파일럿 신호 곱들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  37. 제 31항에 있어서, 상기 수신기는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인 접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  38. 제 31항에 있어서, 상기 수신기는,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값＋90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  39. 제 37항에 있어서,
    상기 수신기는 (N-P)개의 통신 데이터 심볼들 및 P개의 파일럿 신호 곱들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 동일한 심볼 기간에 수신하고, 트레이닝 정보 및 통신 데이터 양쪽 모두를 제공하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  40. 제 37항에 있어서,
    상기 수신기는 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제 1 심볼 기간에 수신하고;
    상기 수신기는 상기 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 통해 직교 변조된 통신 데이터를 수신하고, 통신 데이터를 제공하는,
    채널 추정 계산 시스템.
  41. 주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호에 대한 명령들을 갖는 기계-판독가능 매체로서, 상기 명령들은,
    직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하기 위한 명령; 및
    상기 직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 단일 심볼 기간 내에 제공하기 위한 명령을 포함하고,
    상기 직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같은,
    기계-판독가능 매체.
  42. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 명령들을 갖는 기계-판독가능 매체로서, 상기 명령들은,
    직교 복조 수신기에서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스를 수신하기 위한 명령;
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 처리하여, 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생성하는 단계;
    각각의 처리된 심볼(y)을 상응하는 기준 신호의 공액(p*)과 곱하는 단계; 및
    주파수-평활화된 채널 추정(h)을 획득하는 단계를 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같은,
    기계-판독가능 매체.
  43. 주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호를 제공하기 위한 장치로서,
    트레이닝 정보를 수신하기 위한 입력, 및 직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하기 위한 출력을 구비하는 신호 생성 수단을 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같으며,
    상기 신호 생성 수단은 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 단일 심볼 기간 내에 제공하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  44. 제 43항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  45. 제 44항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부 반송파들로 이루어진 그룹을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  46. 제 43항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은 다음과 같이 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하고:
    Figure 112009061889094-PCT00135
    i=1 내지 n
    여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
    여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
    여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일한,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  47. 제 46항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은 다음과 같이 다수의 가중된 파일럿 신호 곱들을 생성하고:
    Figure 112009061889094-PCT00136
    i=1 내지 n
    여기서 w은 가중 인자인,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  48. 제 43항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 다수의 파일럿 신호 곱들을 사용하여 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  49. 제 43항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  50. 제 43항에 있어서, 상기 신호 생성 수단은,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값＋90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파 수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  51. 제 49항에 있어서,
    상기 신호 생성 수단은 트레이닝 정보 이외에 통신 데이터를 수신하고, P개의 파일럿 신호 곱들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하고, (N-P)개의 통신 데이터 심볼들을 생성하며, 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호 및 직교 변조된 통신 데이터를 포함해서 N개의 부반송파들을 하나의 심볼 기간에 제공하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  52. 제 49항에 있어서,
    상기 신호 생성 수단은 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 사용하여 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제 1 심볼 기간에 제공하고;
    상기 신호 생성 수단은 통신 데이터를 수신하고, 상기 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹 상에서 직교 변조된 통신 데이터를 생성하고, 상기 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 상기 직교 변조된 통신 데이터를 제공하는,
    주파수-평활화된 통신 트레이닝 신호 제공 장치.
  53. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위한 장치로서,
    주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스를 수신하기 위한 입력 및 트레이닝 정보를 제공하기 위한 출력을 구비하는 수신 수단; 및
    상기 트레이닝 정보를 수신하기 위한 입력을 구비하는 프로세싱 수단을 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같으며,
    상기 프로세싱 수단은 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생성하고, 각각의 처리된 심볼(y)을 상응하는 기준 신호의 공액(p*)과 곱하며, 주파수-평활화된 채널 추정(h)을 출력에서 제공하는,
    채널 추정 계산 장치.
  54. 제 53항에 있어서, 상기 수신 수단은 다수의 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 장치.
  55. 제 54항에 있어서, 상기 수신 수단은 간섭 부반송파들이 없는 인접한 기준 주파수 부반송파들 및 간섭 부반송파들이 없는 다수의 인접한 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 포함하는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 장치.
  56. 제 53항에 있어서, 상기 수신 수단은 다음과 같이 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하고:
    Figure 112009061889094-PCT00137
    i=1 내지 n
    여기서 p는 기준 주파수 부반송파이고,
    여기서 pm은 미러 주파수 부반송파이며,
    여기서 n은 파일럿 신호 곱들의 수와 동일한,
    채널 추정 계산 장치.
  57. 제 56항에 있어서, 상기 수신 수단은 다음과 같이 다수의 가중된 파일럿 신호 곱들을 수신하고:
    Figure 112009061889094-PCT00138
    i=1 내지 n
    여기서 w은 가중 인자인,
    채널 추정 계산 장치.
  58. 제 53항에 있어서, 상기 수신 수단은 2개 이상의 파일럿 신호 곱들로 이루어진 그룹으로부터 선택되는 다수의 파일럿 신호 곱들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 장치.
  59. 제 53항에 있어서, 상기 수신 수단은,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값＋180°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 장치.
  60. 제 53항에 있어서, 상기 수신 수단은,
    제 1 복소 평면 값으로서 정보를 나타내는 주파수(+f)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값을 나타내는 주파수(-f)에서의 미러 부반송파를 갖는 제 1 파일럿 신호 곱; 및
    상기 제 1 복소 평면 값＋90°을 나타내는, 주파수(+f)에 인접한 주파수(f+1)에서의 기준 부반송파 및 상기 제 1 복소 평면 값－90°를 나타내는, 주파수(-f)에 인접한 주파수(-(f+1))에서의 미러 부반송파를 갖는 제 2 파일럿 신호 곱으로서 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 수신하는,
    채널 추정 계산 장치.
  61. 제 59항에 있어서,
    상기 수신 수단은 (N-P)개의 통신 데이터 심볼들 및 P개의 파일럿 신호 곱들을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 동일한 심볼 기간에 수신하고, 트레이닝 정보 및 통신 데이터 양쪽 모두를 제공하는,
    채널 추정 계산 장치.
  62. 제 59항에 있어서,
    상기 수신 수단은 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 갖는 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제 1 심볼 기간에 수신하고;
    상기 수신 수단은 상기 제 1 심볼 기간에 후속해서 제 2 심볼 기간에 상기 기준 주파수 부반송파들 및 상응하는 미러 주파수 부반송파들로 이루어진 그룹을 통해 직교 변조된 통신 데이터를 수신하고, 통신 데이터를 제공하는,
    채널 추정 계산 장치.
  63. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 생성하기 위한 처리 장치로서,
    트레이닝 정보를 수신하기 위한 입력 및 직교 변조된 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 제공하기 위한 출력을 구비하는 신호 생성기 모듈을 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보를 미러 주파수 부반송파에 의해서 표현되는 복소 평면 정보와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같으며,
    상기 신호 생성기 모듈은 상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 단일 심볼 기간 내에 제공하는,
    주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호 생성 처리 장치.
  64. 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 신호를 사용하여 채널 추정을 계산하기 위 한 처리 장치로서,
    주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스를 수신하기 위한 입력 및 트레이닝 정보를 제공하기 위한 출력을 구비하는 수신기 모듈; 및
    상기 트레이닝 정보를 수신하기 위한 입력을 구비하는 계산 모듈을 포함하고,
    상기 주파수-평활화된 비편향 트레이닝 시퀀스는 다수의 파일럿 신호 곱들을 포함하고,
    각각의 파일럿 신호 곱은 기준 주파수 부반송파(f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(p)를 미러 주파수 부반송파(-f)에 의해서 표현되는 미리 결정된 복소 평면 정보(pm)와 곱하는 것을 포함하고,
    상기 다수의 파일럿 신호 곱들의 합은 제로와 같으며,
    상기 계산 모듈은 복소 평면 정보를 나타내는 다수의 처리된 심볼들(y)을 생성하고, 각각의 처리된 심볼(y)을 상응하는 기준 신호의 공액(p*)과 곱하며, 주파수-평활화된 채널 추정(h)을 출력에서 제공하는,
    채널 추정 계산 처리 장치.
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