KR20090086228A - 광 피드백을 갖는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스 및 이의 구동 방법 - Google Patents

광 피드백을 갖는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스 및 이의 구동 방법 Download PDF

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데이빗 에이. 피시
스티븐 씨. 딘
니콜라 브라만테
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

능동 매트릭스 디스플레이 디바이스는 디스플레이 픽셀 어레이를 포함하며, 각 픽셀은, 전류로 구동되는 발광 디스플레이 소자(2)와, 디스플레이 소자(2)를 통하여 전류를 구동하는 구동 트랜지스터(22)와, 구동 트랜지스터(22)를 어드레싱하기 위해 사용될 전압을 저장하는 저장 커패시터(30)를 포함한다. 방전 트랜지스터(36)는 저장 커패시터(30)를 방전하고 이에 의해 디스플레이 소자(2)의 광 출력에 따라 구동 트랜지스터(22)를 오프하기 위해 사용된다. 판독 회로(70)는 방전 커패시터(40) 상의 전하를 모니터링하기 위해 사용되며, 이 픽셀 데이터는 판독 회로 측정에 응답하여 보정된다. 이는 디스플레이의 수명을 연장시킬 수 있다.
디스플레이, 광학, 매트릭스, 픽셀, 트랜지스터

Description

광 피드백을 갖는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스 및 이의 구동 방법{ACTIVE MATRIX DISPLAY DEVICE WITH OPTICAL FEEDBACK AND DRIVING METHOD THEREOF}
본 발명은 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스에 관한 것으로서, 특히 각 픽셀과 연결된 박막 스위칭 트랜지스터를 구비하는 능동 매트릭스 전계 발광(electroluminescent) 디스플레이 디바이스에 대한 것이지만, 이에 국한된 것은 아니다.
전계 발광(electroluminescent), 발광, 디스플레이 소자를 이용하는 매트릭스 디스플레이 디바이스가 잘 알려져 있다. 이 디스플레이 소자는 예를 들면 폴리머 물질을 이용하는 유기 박막 전계 발광 소자, 또는 그 밖에 종래 III-V족 반도체 화합물을 이용하는 발광 다이오드(LED)를 포함할 수 있다. 특히 폴리머 물질인 유기 전계 발광 물질에서의 최근 개발은 특히 비디오 디스플레이 디바이스를 위해 사용되는 이들의 능력을 예증하고 있다. 이들 물질은 일반적으로는 한 쌍의 전극 사이에 끼는 하나 이상의 반도통 공액(conjugated) 폴리머 층을 포함하며, 이 한 쌍의 전극 중 하나는 투명하고 다른 하나는 폴리머 층에 정공 또는 전자를 주입하기 적합한 물질의 전극이다.
폴리머 물질은 CVD 프로세스를 이용하거나, 또는 단순히 가용성 공액 폴리머의 용액을 이용하는 스핀 코팅 기술에 의해 제조될 수 있다. 잉크-제트 프린팅이 또한 사용될 수 있다. 유기 전계 발광 물질이 다이오드 유사 I-V 성질을 나타내도록 배열될 수 있으며, 따라서 이들은 디스플레이 기능 및 스위칭 기능 둘 다를 제공할 수 있으며, 그러므로 수동형 디스플레이에서 사용될 수 있다. 대안적으로는, 이들 물질은 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 위해 사용될 수 있으며, 각 픽셀은 디스플레이 소자 및 디스플레이 소자를 통과하는 전류를 제어하기 위한 스위칭 디바이스를 포함한다.
이러한 타입의 디스플레이 디바이스는 전류로 어드레싱되는 디스플레이 소자를 가지며, 따라서 종래의 아날로그 구동 방식은 제어가능한 전류가 디스플레이 소자에 공급되는 단계를 수반한다. 픽셀 구성의 일부로서 전류 소스 트랜지스터를 제공하는 것이 알려져 있으며, 이 전류 소스 트랜지스터에 공급된 게이트 전압이 이 디스플레이 소자를 통과하는 전류를 결정한다. 저장 커패시터는 어드레싱 단계 이후 이 게이트 전압을 유지한다.
도 1은 능동 매트릭스로 어드레싱된 전계 발광 디스플레이 디바이스의 레이 아웃을 보여준다. 이 디스플레이 디바이스는 블록(1)에 의해 표시되는 규칙적으로 이격된 픽셀의 행 및 열 매트릭스 어레이를 갖는 패널을 포함하며, 이 픽셀은 해당 스위칭 수단을 구비하는 전계 발광 디스플레이 소자(2)를 포함하며, 행(선택) 및 열(데이터) 어드레스 도체(4 및 6)의 교차 세트 사이의 교차점에 위치된다. 간략화를 위해 소수의 픽셀만이 이 도면에 도시된다. 실제상으로는, 수백 개의 픽셀의 행 및 열이 있을 수 있다. 픽셀(1)은 각 도체 세트의 끝단에 연결된 행의 스캐닝 구동기 회로(8) 및 열의 데이터 구동기 회로(9)를 포함하는 주변 구동 회로에 의해 행 및 열 어드레스 도체 세트를 통하여 어드레싱된다.
전계 발광 디스플레이 소자(2)는 여기에서는 다이오드 소자(LED)로서 나타내지고, 한 쌍의 전극을 포함하는데, 이 한 쌍의 전극 사이에 유기 전계 발광 물질의 하나 이상의 능동 층이 끼워지게 된다. 이 어레이의 디스플레이 소자는 절연 지지부의 한쪽면 상에 해당 능동 매트릭스 회로와 함께 지지된다. 디스플레이 소자의 음극 또는 양극은 투명한 전도성 물질로 형성된다. 지지부는 유리와 같은 투명한 물질의 지지부이고, 기판에 가장 근접한 디스플레이 소자(2)의 전극은 ITO와 같은 투명한 전도성 물질로 구성될 수 있어, 전계 발광층에 의해 발생된 광이 이들 전극과 지지부를 투과하여 이 지지부의 다른 면의 시청자에게 보일 수 있다. 일반적으로는, 유기 전계 발광 물질층의 두께는 100nm와 200nm 사이에 있다. 이 소자를 위해 사용될 수 있는 적당한 유기 전계 발광 물질의 일반적인 예가 알려져 있으며 유럽특허번호 제EP-A-0 717446호에 기술되어 있다. 국제특허출원번호 제WO96/36959호에 기술된 공액 폴리머 물질이 또한 사용될 수 있다.
가장 기본적인 픽셀 회로는 어드레스 트랜지스터를 구비하며, 이 트랜지스터는 행 전도체상의 행 어드레스 펄스에 의해 온된다. 이 어드레스 트랜지스터가 온되는 경우, 열 전도체 상의 전압이 사용되어 구동 트랜지스터와 저장 커패시터 형태로 전류 소스를 구동한다.
폴리실리콘에 기초한 픽셀 회로에 있어서, 트랜지스터의 채널에서의 폴리실 리콘 미립자의 통계적 분포로 인해 트랜지스터의 임계 전압에서 변동이 있다. 그러나, 폴리실리콘 트랜지스터는 전류 및 전압 응력하에서 꽤 안정적이므로, 임계 전압은 실질적으로 일정하게 유지된다.
임계 전압에서의 변동은 적어도 기판에 대한 짧은 범위에 걸쳐, 비결정성 실리콘 트랜지스터에서 작지만, 임계 전압은 전압 응력에 매우 민감하다. 구동 트랜지스터를 위해 요구되는 임계치 이상의 높은 전압의 인가는 임계 전압에서 큰 변경을 야기하며, 이러한 변경은 디스플레이된 이미지의 정보 콘텐츠에 의존한다. 그러므로, 켜져 있지는 않은 비결정성 실리콘 트랜지스터와 비교하여 항상 온인 비결정성 실리콘 트랜지스터의 임계 전압에서는 큰 차이가 있을 것이다. 이러한 차등적인 에이징(ageing)은 비결정성 실리콘 트랜지스터로 구동되는 LED 디스플레이에서 심각한 문제이다.
트랜지스터 특성에서의 변동에 더하여, LED 그 자체에 차등적인 에이징이 또한 있다. 이는 전류 응력 이후 발광 물질의 효율에서의 감소에 기인한다. 대부분의 경우에 있어서, 더 많은 전류 및 전하가 LED를 통과하면 할수록, 효율은 더 낮아지게 된다.
전류로 어드레싱되는 픽셀(전압으로 어드레싱되는 픽셀보다는 오히려)은 기판 양단에서의 트랜지스터 변동의 효과를 감소 또는 제거할 수 있는 것으로 인식되고 있다. 예를 들면, 전류로 어드레싱되는 픽셀은 전류 미러를 이용하여 샘플링 트랜지스터상의 게이트 소스 전압을 샘플링할 수 있고, 이 샘플링 트랜지스터를 통하여 원하는 픽셀 구동 전류가 구동된다(driven). 샘플링된 게이트 소스 전압이 사용 되어 구동 트랜지스터를 어드레싱한다. 이는 부분적으로는 디바이스의 균일성 문제를 완화시키는데, 왜냐하면 샘플링 트랜지스터와 구동 트랜지스터가 기판 상에서 서로 근접하게 있으며 서로에게 더 정확하게 매칭될 수 있다. 또 다른 전류 샘플링 회로는 샘플링 및 구동에 대하여 동일한 트랜지스터를 사용하므로, 어떠한 트랜지스터 매칭도 요구되지 않지만, 그러나 추가적인 트랜지스터 및 어드레스 라인이 요구된다.
LED 물질의 에이징을 보상하는 전압으로 어드레싱되는 픽셀 회로에 대한 제안이 있었다. 예를 들면, 다양한 픽셀 회로가 제안되고 있는데, 이 경우 픽셀은 광센싱 소자를 포함한다. 이러한 소자는, 디스플레이 소자의 광 출력에 반응할 수 있고, 어드레스 기간 동안 디스플레이의 누적된 광 출력을 제어하기 위해, 이 광 출력에 응답하여 저장 커패시터 상의 저장된 전하를 누설하도록 동작한다.
도 2는 이러한 목적을 위한 픽셀 레이아웃의 일예를 보여준다. 각 픽셀(1)은 EL 디스플레이 소자(2)와 해당 구동기 회로를 포함한다. 이 구동기 회로는 행 전도체(4) 상의 행 어드레스 펄스에 의해 온되는 어드레스 트랜지스터(16)를 구비한다. 어드레스 트랜지스터(16)가 온되는 경우, 열 전도체(6) 상의 전압이 픽셀의 나머지에 전달될 수 있다. 특히, 어드레스 트랜지스터(16)는 전류 소스(20)에 열 전도체 전압을 공급하며, 이 전류 소스는 구동 트랜지스터(22) 및 저장 커패시터(24)를 포함한다. 열 전압이 구동 트랜지스터(22)의 게이트에 제공되고, 행 어드레스 펄스가 종료된 이후 조차라도 저장 커패시터(24)에 의해 게이트는 이 전압에서 유지된다.
포토 다이오드(27)는 커패시터(24)에 저장된 게이트 전압을 방전한다. EL 디 스플레이 소자(2)는 구동 트랜지스터(22) 상의 게이트 전압이 임계 전압에 도달하는 경우 더 이상 방출하지 않을 것이며, 이후 저장 커패시터(24)는 방전을 중지할 것이다. 전하가 포토 다이오드(27)로부터 누설되는 속도는 디스플레이 소자 출력의 함수이며, 따라서 포토 다이오드(27)는 감광성 피드백 디바이스로서 기능한다. 포토 다이오드(27)의 효과를 고려하면, 누적된 광 출력은 다음식에 의해 주어지는 것을 볼 수 있다.
Figure 112009031150812-PCT00001
이 수학식에서, ηPD는 포토 다이오드의 효율이고, 이는 디스플레이 양단에서 매우 균일하며, CS는 저장 커패시턴스이고, V(0)는 구동 트랜지스터의 초기 게이트-소스 전압이며 VT는 구동 트랜지스터의 임계 전압이다. 그러므로, 광 출력은 EL 디스플레이 소자 효율에 독립적이고 이에 의해 에이징 보상을 제공한다. 그러나, VT는 디스플레이 양단에서 변동되며, 따라서 이는 일부 비균일성을 보여줄 것이다.
한 가지 추가적인 문제는 게이트 소스 전압을 유지하는 커패시터가 방전됨에 따라 디스플레이 소자에 대한 구동 전류가 점차적으로 강하된다는 점이다. 따라서, 휘도가 점점 감소한다. 이는 더 낮은 평균 광 세기를 발생시킨다.
이들 문제는 구동 트랜지스터가 제어되어 디스플레이 소자로부터의 일정한 광 출력을 제공하는 수정으로 해소되고 있다. 국제특허출원번호 제WO 04/084168호가 참조된다. 에이징 보상을 위해, 광 피드백이 사용되어 방전 트랜지스터의 동작 타이밍(특히 턴 온(turning on))을 변경하며, 이어서 이는 구동 트랜지스터를 급속하게 오프하도록 동작한다. 이는 "스냅-오프(snap-off)" 광 피드백 시스템으로서 여겨질 수 있다. 방전 트랜지스터의 동작 타이밍은 또한 픽셀에 인가될 데이터 전압에 의존할 수 있다. 이러한 방식으로, 평균 광 출력은 광 출력에 응답하여 더 천천히 구동 트랜지스터를 오프시키는 방식보다 더 높을 수 있다. 따라서, 이 디스플레이 소자는 더 효율적으로 동작할 수 있다.
더욱이, 구동 트랜지스터의 임계 전압에서의 임의 드리프트는 디스플레이 소자의 (일정한) 휘도에서 변경으로서 그 자신이 드러날 것이다. 따라서, 이 광 피드백 회로도 또한 LED 에이징 및 구동 트랜지스터 임계 전압 변동 둘 다로부터 발생한 출력 휘도에서의 변동을 보상할 수 있다.
본 발명은 이러한 타입의 "스냅-오프" 광 피드백 픽셀에 관한 것이다. 이 픽셀은 디스플레이 소자의 에이징에 대한 양호한 보상을 제공하고, 또한 기판 양단에서의 구동 트랜지스터 임계 전압의 변동을 보상할 수 있다. 그러나, 특히 비결정성 실리콘 트랜지스터의 전압 유도 임계 변동은 여전히 디스플레이의 수명에 제한을 가하는데, 왜냐하면 이 광 피드백 시스템은 일정한 한계까지 임계 전압에서의 변동만을 허용할 수 있기 때문이다. 임계 전압 변동의 이러한 한계 이상이면, 픽셀 회로는 원하는 휘도 출력에 도달하기 위해 풀(full) 구동 기간 동안 디스플레이 소자 에 충분한 전류를 제공하지 못할 것이다.
더 좋은 임계 전압 보상을 제공하기 위한 욕구가 인식되고 있으며, 국제특허출원번호 제WO 2005/022498호는 픽셀 구동 신호의 외부 수정을 이용하는 광 피드백 및 임계 전압 변동에 대한 추가적인 보상을 구비하는 장치를 공개한다. 그러나, 구동 트랜지스터의 임계 전압 변동을 포함하지만 또한 디스플레이 소자의 에이징 및 회로 내의 다른 컴포넌트의 특성에서의 변동을 포함하여, 회로 콤포넌트의 에이징에 대한 회로의 증가된 허용 오차를 제공할 필요성이 여전히 있다.
본 발명에 따르면, 디스플레이 픽셀 어레이를 포함하는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스가 제공되며, 각 픽셀은,
- 전류로 구동되는 발광 디스플레이 소자;
- 디스플레이 소자를 통하여 전류를 구동하는 구동 트랜지스터;
- 상기 구동 트랜지스터를 어드레싱하기 위해 사용될 전압을 저장하는 저장 커패시터;
- 저장 커패시터를 방전함으로써 구동 트랜지스터를 오프하기 위한 방전 트랜지스터;
- 상기 방전 트랜지스터의 게이트와 소스 사이에 있는 방전 커패시터; 및
- 디스플레이 소자의 광 출력에 따라 상기 방전 커패시터를 충전 또는 방전함으로써 방전 트랜지스터의 동작 타이밍을 제어하는 광 종속 디바이스를 포함하되,
여기서 이 디바이스는,
- 방전 커패시터 상의 전하를 모니터링하는 판독 회로; 및
- 상기 판독 회로의 측정에 응답하여 상기 픽셀에 인가될 픽셀 데이터를 보정하는 데이터 보정 수단을 추가로 포함한다.
이러한 장치에서의 광 피드백은 특히 디스플레이 소자의 에이징 보상을 위한 것이며, 방전 트랜지스터의 동작 타이밍(특히, 온(turning on))을 변경하기 위해 사용되며, 이어서 이 방전 트랜지스터는 구동 트랜지스터를 급속하게 오프시키기 위해 동작한다. 이러한 타이밍은 또한 픽셀에 인가된 데이터 전압에 의존한다. 이러한 방식으로, 평균 광 출력은 광 출력에 응답하여 더 느리게 구동 트랜지스터를 오프하는 방식보다 더 높을 수 있다. 따라서, 디스플레이 소자는 더 효율적으로 동작할 수 있다.
구동 트랜지스터의 임계 전압 보상에서의 부정확성이 디스플레이 소자의 (일정한) 휘도에서 변경으로서 그 자신을 드러나게 할 것이다. 따라서, 이 광 피드백 회로는 LED 에이징 및 구동 트랜지스터 임계 전압 변동 둘 다로부터 발생하는 출력 휘도에서의 변동을 보상한다.
이러한 2-레벨 보상에 덧붙여, 또한 외부적 데이터 보정이 있으며, 이 보정은 저장된 전하 또는 방전 커패시터로부터 흐르는 전하의 측정을 이용한다. 이러한 방식으로, 이미 픽셀 내 광 피드백을 위해 제공된 픽셀 회로의 일부가 임의의 남아있는 에이징 효과의 추가 측정을 제공하기 위해 사용된다. 이는 제 3 레벨의 보상을 제공하기 위한 추가 픽셀 회로에 대한 필요성을 피하게 한다.
이는 광 피드백 함수로 하여금 더 오랫 동안 임계 전압 변동을 보상할 때 효율적으로 남게하며, 이는 픽셀 회로를 사용하는 디스플레이의 수명을 증가시킨다.
광 종속 디바이스는 어드레싱 기간 동안 방전 커패시터를 충전 또는 방전하도록 적응될 수 있으며, 판독 회로는 알려진 데이터를 이용한 픽셀의 어드레싱 이후 어드레싱 기간 내에서 사전 결정된 회수로 적어도 2개의 전하 센싱 동작을 수행하도록 적응된다. 이들 2개 측정이 사용되어 임의 남아있는 LED 에이징 효과 및 구동 트랜지스터 임계 변동을 독립적으로 결정할 수 있다.
이 전하 센싱 동작은 디스플레이 디바이스의 시작 및/또는 종료 동안 수행될 수 있다.
또 다른 예에서, 광 종속 디바이스는 어드레싱 기간 동안 방전 커패시터를 충전 또는 방전하도록 적응될 수 있으며, 판독 회로는 방전 트랜지스터가 온된 이후 어드레싱 기간의 끝에서 전하 측정을 실행하도록 적응된다. 이는 어드레싱 기간의 끝에서 방전 커패시터에 저장된 전하를 측정한다. 초기 전하를 알면(이는 픽셀 데이터에 의존할 수 있음), 이러한 전하 측정은 총 광 출력의 표시자로서 사용될 수 있으며, 이에 의해 모든 에이징 효과를 포함한다.
이 전하 측정은 픽셀의 모든 열에 대하여 병렬로 실행될 수 있고, 이후 디바이스는 이 전하 측정에 응답하여 입력 데이터를 수정하기 위한 신호 프로세서를 추가 포함할 수 있다.
대안적으로는, 이 디바이스는 픽셀의 상이한 열로부터 전하 측정 신호를 멀티플렉싱하는 멀티플렉서와, 전하 측정 신호를 저장하는 메모리와, 이 전하 측정에 응답하여 입력 데이터를 수정하기 위한 신호 프로세서를 추가로 포함할 수 있다. 이 멀티플렉서는 바람직하게는 픽셀 어레이와 통합된다.
전류 소스 트랜지스터가 구동 트랜지스터를 통과하는 사전 결정된 전류를 구동하기 위해 사용될 수 있으며, 저장 커패시터는 결과적인 구동 트랜지스터 게이트-소스 전압을 저장하기 위해 적응되며, 이 구동 트랜지스터 게이트-소스 전압은 구동 트랜지스터의 임계 전압의 함수이다. 이는 임계 전압 보정의 또 다른 레벨을 제공한다.
바람직하게는, 각 픽셀은 구동 트랜지스터의 소스와 바이패스 라인 사이에 연결된 바이패스 트랜지스터를 추가로 포함한다. 이는 구동 트랜지스터를 통과하는 알려진 전류를 구동하기 위한 전류 소스 회로로서 사용되어, 이에 의해 저장 커패시터로 하여금 전압을 저장하는 것을 가능하게 하며, 이 전압은 구동 트랜지스터의 임계 전압의 함수이다.
각 픽셀은 데이터 신호 라인과 픽셀에 대한 입력 사이에 연결되는 어드레스 트랜지스터를 추가로 포함할 수 있다. 이 데이터 신호 라인 상의 데이터 신호는 어드레스 트랜지스터에 의해 방전 트랜지스터의 게이트에 제공될 수 있다. 이 방전 트랜지스터는 사용중에 바이어스되어, 이러한 바이어스가 방전 커패시터가 데이터 전압에 종속하는 양만큼 충전 또는 방전될 때까지 방전 트랜지스터가 오프되는 것을 야기한다.
바람직하게는, 각 픽셀은 충전 라인과 구동 트랜지스터의 게이트 사이에 연결된 충전 트랜지스터를 추가로 포함한다. 이 충전 트랜지스터는 저장 커패시터를 일정한 전압까지 충전하기 위해 사용되며, 이 전압은 구동 트랜지스터의 완전한 온 상태에 상응하고, 공통 음극 디스플레이 구성을 갖는 n형 구동 트랜지스터에 대하여 요구되는 전압이다.
바람직하게는, 전류로 구동되는 발광 디스플레이는 전계 발광 디스플레이 소자를 포함한다.
또한, 본 발명은 디스플레이 픽셀 어레이 각각이 구동 트랜지스터 및 전류로 구동되는 발광 디스플레이 소자를 포함하는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 구동하는 방법을 제공하며, 이 방법은, 상기 픽셀의 각 어드레싱에 대하여,
- 상기 픽셀의 입력에 픽셀 구동 전압을 가하는 단계;
- 방전 커패시터 상에 상기 픽셀 구동 전압으로부터 도출된 전압을 저장하는 단계;
- 구동 전압을 저장 커패시터에 충전하고, 상기 저장 커패시터 전압을 구동 트랜지스터에 인가함으로써 디스플레이 소자를 조명하는 상기 디스플레이 소자를 통하여 전류를 구동하는 단계;
- 디스플레이 소자의 광 출력에 의해 조명되는 광 종속 디바이스를 통과하는 전하 흐름을 이용하여 방전 트랜지스터를 온하는 단계로서, 상기 전하 흐름은 방전 커패시터를 충전 또는 방전하는, 방전 트랜지스터를 온하는 단계; 및
- 방전 트랜지스터를 이용하여 저장 커패시터를 방전함으로써 상기 구동 트랜지스터를 오프하는 방전하는 단계를 포함하되,
- 여기서 이 방법은 방전 커패시터 상의 전하를 모니터링하는 단계와, 전하 모니터링에 응답하여 상기 픽셀에 인가될 픽셀 데이터를 보정하는 단계를 추가로 포함한다.
본 발명은 이제 첨부된 도면을 참조하여 예시를 목적으로 기술될 것이다.
도 1은 알려진 EL 디스플레이 디바이스를 보여주는 도면.
도 2는 차등 에이징을 보상하는 알려진 픽셀 설계를 보여주는 도면.
도 3은 제 2의 알려진 픽셀 회로를 보여주는 도면.
도 4는 도 3의 회로 동작을 설명하는 타이밍도.
도 5는 제 3의 알려진 픽셀 회로를 보여주는 도면.
도 6은 도 5의 회로 동작을 설명하기 위한 타이밍도.
도 7은 본 발명의 픽셀 회로 및 해당 외부 회로를 보여주는 도면.
도 8은 도 7의 회로의 알려진 동작을 설명하기 위한 타이밍도.
도 9는 보정 전압의 초기 데이터 전압 종속성을 보여주는 도면.
도 10은 광 피드백 소자의 거동을 모델링하는 도 7의 픽셀 회로의 일부를 보여주는 도면.
도 11은 외부 데이터 보정을 제공하는 제 1 방법을 구현하는 회로를 보여주는 도면.
도 12는 외부 데이터 보정을 제공하는 제 2 방법을 구현하는 회로를 보여주는 도면.
도 13은 도 12의 회로에서 사용된 멀티플렉서를 보여주는 도면.
도 14는 픽셀 어레이로부터 순차적으로 신호를 판독하는 제 1 방법을 보여주 는 테이블.
도 15a 및 도 15b는 픽셀 어레이로부터 순차적으로 신호를 판독하는 제 2 방법을 보여주는 테이블.
도 16은 픽셀 어레이로부터 신호를 순차적으로 판독하는 제 3 방법을 보여주는 테이블.
이들 도면은 도식적이며 축적에 따라 도시되지 않았음을 주목해야 한다. 이들 도면의 부분의 상대적인 치수 및 비율은 도면에서 명확화 및 편리성을 위해 확대 또는 축소된 사이즈로 도시되고 있다.
도 3은 국제특허출원번호 제WO 04/084168호에서 공개된 개략적인 "스냅-오프" 픽셀의 예를 도시한다.
동일한 참조 번호는 도 2에서와 동일한 콤포넌트를 표기하기 위해 사용되며, 이 픽셀 회로는 도 1에 도시된 바와 같은 디스플레이에서의 사용을 위한 것이다. 도 3의 회로는 비결정성 실리콘 n형 트랜지스터를 이용하는 구현에 적합하다.
구동 트랜지스터(22)의 게이트-소스 전압은 다시 저장 커패시터(30) 상에 유지된다. 이러한 커패시터는 충전 트랜지스터(34)(T2)를 써서, 충전 라인(32)으로부터 고정된 전압까지 충전된다. 따라서, 구동 트랜지스터(22)는 일정한 레벨로 구동되며, 이 레벨은 디스플레이 소자가 조명되어야 하는 때 픽셀에 대한 데이터 입력과 무관하다. 이 휘도는 듀티 사이클을 변동시킴으로써, 특히 구동 트랜지스터가 오프되는 시간을 변동시킴으로써, 제어된다.
구동 트랜지스터(22)는 방전 트랜지스터(36)를 써서 오프되며, 이 방전 트랜지스터는 저장 커패시터(30)를 방전한다. 방전 트랜지스터(36)이 온되는 경우, 커패시터(30)는 급속하게 방전되고 구동 트랜지스터는 오프된다.
방전 트랜지스터는 게이트 전압이 충분한 전압에 도달할 때 온된다. 포토 센서(38)(포토 다이오드로서 도시됨)는 디스플레이 소자(2)에 의해 조명되고, 디스플레이 소자(2)의 광 출력에 따라 포토 전류를 생성한다. 이러한 포토 전류는 방전 커패시터(40)를 충전하고, 특정 시점에서, 커패시터(40) 양단의 전압은 방전 트랜지스터(40)의 임계 전압에 도달할 것이고, 이에 의해 이를 온시킬 것이다. 이 시점은 커패시터(40)상에 원래 저장된 전하 및 포토 전류에 의존할 것이며, 이어서 이는 디스플레이 소자의 광 출력에 의존한다.
따라서, 데이터 라인(6) 상의 픽셀에 제공된 데이터 신호가 어드레스 트랜지스터(16)(T1)에 의해 공급되고, 방전 커패시터(40)에 저장된다. 저 휘도는 높은 데이터 신호에 의해 표현되며(따라서 소량의 추가적인 전하가 트랜지스터(36)를 온시키기 위해 요구됨), 고 휘도는 낮은 데이터 신호에 의해 표현된다(따라서, 다량의 추가적인 전하가 트랜지스터(36)를 온시키기 위해 요구됨).
따라서, 이 회로는 디스플레이 소자의 에이징을 보상하기 위한 광 피드백을 구비하고, 또한 구동 트랜지스터(22)의 임계 보상을 갖는데, 왜냐하면 구동 트랜지스터 특징에서의 변동이 또한 결국 디스플레이 소자 출력에서의 차이를 야기할 것이기 때문이며, 이 변동은 광 피드백에 의해 다시 보상된다. 트랜지스터(36)에 대하여, 임계치 이상의 게이트 전압은 매우 작게 유지되므로, 임계 전압 변동이 훨씬 덜 중요하다.
도 3에 도시된 바와 같이, 각 픽셀은 또한 구동 트랜지스터(22)의 소스와 바이패스 라인(44) 사이에 연결된 바이패스 트랜지스터(42)(T3)를 구비한다. 이 바이패스 라인(44)은 모든 픽셀에 공통적일 수 있다. 이 바이스패스 라인이 사용되어 저장 커패시터(30)가 충전되는 되고 있을 때 구동 트랜지스터의 소스에서 일정한 전압을 보장한다. 따라서, 이 바이패스 라인은 디스플레이 구성요소의 양단에서의 전압 강하에 소스 전압의 종속성을 제거하며, 이는 전류 흐름의 함수이다. 따라서, 고정된 게이트-소스 전압이 커패시터(30)에 저장되고, 이 디스플레이 소자는 데이터 전압이 픽셀 내에 저장되는 경우 오프된다.
방전 트랜지스터는 회로의 동작에는 필수적이지 않음을 주목해야 한다.
도 4는 도 3의 회로 동작에 대한 타이밍도를 보여주며, 더 상세하게 회로 동작을 설명하기 위해 사용된다.
이 파워 서플라이 라인은 이에 가해지는 스위칭된 전압을 갖는다. 그래프(50)는 이러한 전압을 보여준다. 픽셀로의 데이터 기록 동안, 파워 서플라이 라인(26)은 낮게 스위칭되며, 따라서 구동 트랜지스터(22)는 오프된다. 이는 바이패스 트랜지스터(42)로 하여금 양호한 접지 기준을 제공하는 것을 가능하게 한다.
3개 트랜지스터(T1, T2, T3)에 대한 제어 라인이 함께 연결되고, 이 3개 트랜지스터는 파워 서플라이 라인이 낮을 때 모두 온된다. 이러한 공유된 제어 선 신호가 그래프(52)로서 도시된다.
T1의 온은 방전 커패시터(40)를 데이터 전압까지 충전시키는데 영향을 미친 다. T2의 온은 충전 라인(32)으로부터 일정한 충전 전압까지 저장 커패시터(30)를 충전시키는데 영향을 미치며, T3의 온은 디스플레이 소자(2)를 바이패스하고 구동 트랜지스터(22)의 소스 전압을 고정시키는데 영향을 미친다. 그래프(54)에 도시된 바와 같이, 이 시간 동안 데이터(빗금친 영역)가 픽셀에 인가된다.
파워 라인 스위칭에 대한 필요성을 피하기 위해, 도 5에 도시된 구성이 사용될 수 있다. 동일한 참조 번호가 동일한 콤포넌트를 위해 사용되며, 이 회로는 또한 n형 트랜지스터만으로 구현됨을 보여주며, 그러므로 비결정성 실리콘 트랜지스터를 이용하는 구현에 적합하다. 이 회로에서, 파워 서플라이 라인(26)상의 전압은 스위칭되지 않는다. 디스플레이 소자의 양극은 더 이상 방전 커패시터(40)의 더 낮은 단자에 연결되지 않으며, 이는 바이패스 라인 상의 전압으로 하여금 픽셀의 나머지의 낮은 전압 라인과는 독립적으로 되는 것을 가능하게 한다.
도 6은 이러한 회로를 위한 알려진 타이밍도를 보여준다. 픽셀 내의 데이터의 저장은 그래프(52)에 의거하여 3개 트랜지스터(T1, T2, T3) 모두가 온되는 경우 실행된다.
이 회로에서, 바이패스 라인(44)에 인가된 전압이 디스플레이 소자(2)의 임계 미만이 되도록 선택되므로, 디스플레이 소자는 파워 서플라이 라인(26)의 전압을 스위칭할 필요없이 픽셀 프로그래밍 동안 오프된다. 파워 라인 스위칭을 피하는 것은 구동 회로의 구현을 덜 복잡하게 만든다.
이러한 접근방식이 갖는 문제점은 회로는 구동 트랜지스터의 임계 전압 변동에 대한 제한된 보상만을 제공할 수 있다는 점이다. 비결정성 실리콘 구동 트랜지 스터의 경우에서, 이들 변동은 디스플레이 소자의 에이징으로부터 발생한 픽셀 특징에서의 변동 보다 훨씬 더 중요할 것이다.
본 발명에 의해 제안된 이러한 문제를 해소하기 위한 한 가지 방법은 구동 트랜지스터의 임계 전압에 대한 추가 보상을 제공하는 것이고, 이는 전류 소스로서 바이패스 라인 및 바이패스 트랜지스터를 이용하여 구현될 수 있으며, 이는 알려진 전류가 구동 트랜지스터(22)를 통하여 구동되는 것을 야기한다. 따라서, 트랜지스터(42)가 전류 제어 디바이스로서 동작될 수 있으며, 이는 구동 트랜지스터(22)를 통해 발생한 전류를 좌우한다. 이 트랜지스터가 사용되어 구동 트랜지스터의 임계 전압을 샘플링할 수 있으며, 따라서 커패시터(30)에 저장된 초기 전압은 더 이상 일정한 전압이 아니지만, 그러나 구동 트랜지스터 특징에 의존하는 변동가능한 성분을 갖는다.
심지어 이 추가적인 전류 센싱 단계가 있으면, 이 회로에 의해 구현될 수 있는 보정에 대한 추가 개선은 이 회로에 대한 개선된 수명을 발생시킬 것이다.
본 발명은 이 회로의 보정 능력을 개선하기 위한 추가적인 또는 대안적인 기술을 제공한다.
요구되는 회로의 한 예가 도 7에 도시되며, 이 회로가 도 6에 대응하나, 각 열과 연결된 전하 센싱 장치(70)를 추가한 것이 보여질 것이다.
본 발명의 제 1 예에서, 전하 센싱 단계는 한정된 구간에서 실행된다. 방전 커패시터(40)(C2), 어드레싱 트랜지스터(16)(T1) 및 포토 다이오드 또는 포토 트랜 지스터(38)의 조합이 전하 저장 셀로서 사용될 수 있지만, 반면에 방전 트랜지스터(36)는 오프된 채로 남아 있게 된다.
실리콘 IC(예를 들면, 평탄한 X-레이 검출기에 대해 사용된 타입)이 스위치(S1)를 통하여 디스플레이의 열과 연결되어 이 한정된 구간에서 커패시터(40)로부터의 전하를 판독할 수 있다.
방전 트랜지스터(36)가 온되기 이전에, 커패시터(40) 상의 전하에서의 변동은 광 피드백 시스템에 의해서 순전히 제어된다. 따라서, 커패시터(40) 상에 저장된 전하는 구동 TFT 드리프트 및 LED 저하를 나타낼 것이다. 만일 전류 프로그래밍 스테이지가 사용되어 이 구동 TFT 임계 전압을 샘플링한다면(위에 개괄된 바와 같이), 전하는 전류 프로그래밍 스테이지로부터 남겨진 나머지 에러를 나타낸다.
픽셀의 2개 측정이 픽셀 내에서의 2개 저하 메커니즘(즉 OLED 에이징 및 TFT 임계 전압 드리프트)을 보정하기 위해 요구된다. 충전 라인(27)이 2개 필드내에 있는 2개의 상이한 값 사이에서 변조되어 LED에 대한 상이한 구동 상황을 제공할 수 있다.
2개의 요구되는 측정은 각 필드의 동일한 시간에서, 방출이 중지하기 전에 전하 판독을 취함으로써 획득될 수 있다. 픽셀의 단순 모델을 고려하면, 2개의 측정이 왜 요구되는 지의 이유를 이해할 수 있다. 구동 TFT에 의해 발생된 휘도는 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00002
여기서, ηOLED는 OLED 효율이고, β는 구동 TFT 상호컨덕턴스이고, VT는 구동 TFT의 임계값이고, VCHARGE는 구동 TFT의 게이트-소스 전압이다. 이 수학식은 구동 TFT 출력 전류를 휘도 레벨에 매핑한다. 이후, 커패시터(C2) 상에 저장된 전하는 다음식에 의해 주어진다:
Figure 112009031150812-PCT00003
여기서, TF는 필드 시간이고 ηPS는 포토 센서 효율이다. 이 수학식은 필드 기간 동안 수학식 2로부터의 휘도 L로부터 발생한 전하 흐름을 나타낸다. 2개의 측정은 2개의 파라메터, 즉 VT 및 TFηPSηOLEDβ/2를 결정하기 위해 요구된다. 이들 파라메터는 아래의 공식으로부터 계산될 수 있다. 또한 구동 TFT에 대한 게이트 소스 전압(VGS)의 새로운 값이 계산될 수 있다. QT는 입력 데이터를 나타낸다:
Figure 112009031150812-PCT00004
이들 2개 측정값은 디스플레이의 시작 또는 종료 동안 취해질 수 있으며, 이 동안 고정된 플레인 필드 이미지(시험 이미지)가 디스플레이될 수 있다. 이들 시험 이미지는 수십 밀리세컨드 동안 디스플레이될 수 있다.
전압은 구동 TFT의 게이트-소스 전압을 지시함에 따라 라인(27)(충전 라인)상에 변동되며, 그러므로 휘도 및 저장 커패시터(40)의 충전 속도가 변동된다. 그러므로, 고정된 시간 구간에 대하여 전하를 누적시킴으로써, 2개의 상이한 충전 전압, 즉 충전 전압(V1 및 V2)에 상응하는 Q1 및 Q2에 대하여 2개의 결과를 획득하는 것이 가능하다. 이는 수학식 4가 풀이되는 것을 가능하게 하고, 단순한 회로 타이밍을 갖는 것을 가능하게 한다.
도 8은 본 발명의 이러한 예를 위한 구동 방식을 예시한다.
디스플레이의 각 라인은 차례대로 어드레싱되지만 그러나 각 기록 이벤트 사 이에 라인 시간 블랭킹(line time blanking)을 갖는다. 도 8은 각 어드레스 라인(1 내지 N+1)에 대한 어드레싱 시간을 차례대로 보여준다. 적절한 통합 기간(integration time)(80) 이후, 판독 동작이 수행된다. 판독 동작이 기록 동작과 동일한 열 전도체를 사용하므로, 판독 및 기록 동작이 도시된 바와 같이 인터리빙된다. 이러한 방식으로, 모든 픽셀이 동일한 통합 기간 동안 어드레싱되며, 이 기간은 방전 트랜지스터(36)가 온되지 않는 충분히 짧은 시간일 것이고, 판독 단계는 급속하게 완료될 것이다.
이러한 프로세스는 상이한 충전 라인 전압으로 2회 실행되어 2개의 측정이 모든 픽셀로부터 이루어지는 것을 가능하게 하고 걸린 시간은 대충 5개 필드 기간의 시간일 수 있다. 저장 커패시터(40)는 2개의 측정 각각 이후 리셋되고, 이 통합 기간은 대략 5ms일 수 있다.
또한 디스플레이가 정상적으로 동작하고 있는 때 이 측정을 하는 것이 가능하다. 이 경우에서, 커패시터(40)로부터 판독된 정보는 즉시 다시 기록되어야 하고, 따라서 광 피드백 프로세스는 계속될 수 있다. 이는 전하 증폭기의 출력상의 전압을 버퍼링 및 스케일링하고, 이 전압을 디스플레이 열에 스위칭함으로써 이루어질 수 있다. 이는 물론 디스플레이의 시작 또는 종료 기간의 사용보다 더 복잡하고 덜 바람직하다.
전하 센싱의 이익은 방전 트랜지스터(36)의 임계 전압이 또한 발견된다는 점이다. 이렇게 하는 것이 유리할 수 있는데, 왜냐하면 디스플레이의 블랙 레벨에 영향을 미치게 되는 이러한 디바이스에서 소량의 드리프트가 있을 것이기 때문이다. 만일 커패시터(40)(커패시턴스 C2) 상의 전하가 휘도가 오프된 이후(즉, 방전 트랜지스터(36)가 온되어 있음) 센싱된다면, 커패시터(40) 상의 전하는 C2VTL이 될 것이다. 이러한 전하에서의 변경의 추적은 데이터가 신호 처리를 이용하여 보정되는 것을 가능하게 할 것이다. 이는 예를 들면 디스플레이의 시작 또는 종료 위상에서 추가적인 2개의 필드 기간 내에서 구현될 수 있다.
또한, 이 방식은 감광 디바이스에서 다크 전류의 영향을 고려할 수 있다. 이는 픽셀의 전하 판독에 추가될 것이다.
다크 전류를 고려하기 위해, 3개 측정이 OLED가 오프되기에 앞서 취해질 수 있으며 감산이 변경값을 도출하기 위해 사용될 수 있다(절대값을 이용하기 보다는). 이는 다크 전류의 영향 중 일부의 제거를 가능하게 한다. 이는 만일 시작시 상황이 디스플레이의 사용 기간에 대하여 동일하게 남아 있다면, 예를 들면 온도가 동일하게 남아있다면 효과적일 것이다.
위에 개괄된 계산 및 측정은 구동 TFT에 대한 요구되는 게이트-소스 전압값 및 방전 트랜지스터(36)의 임계 전압 변동의 예측을 가능하게 한다.
이 데이터 판독은 충전 라인(27)이 한 픽셀 기본으로 변조되는 것을 요구한다. 이는 충전 라인(27)이 데이터 라인(단일 공통 라인이라기 보다는)이 되는 것을 요구하며, 이 데이터 라인은 열 구동기에 연결되며, 따라서 디스플레이의 표준 데이터 열과 병렬로 동작할 것이다.
구동 트랜지스터가 전압 프로그래밍된 회로에서(예를 들면 도 3의 회로이지 만 트랜지스터(42)를 이용하는 전류 프로그래밍이 없음), 충전 라인(27) 전압의 변조는 상이한 구동 TFT 출력 전류를 제공하는데 바람직한 영향을 미칠 것이다.
그러나, 만일 구동 트랜지스터 게이트-소스 전압이 위에 기술된 바와 같이, 전류 샘플링 기술에 의해 획득되면, 충전 라인 전압의 변조는 구동 TFT 출력 전류를 변경시키지 않을 것이다. 이 경우, 전류 샘플링 단계는 변경되는 것을 필요로 한다. 이 전류는 다음식에 의해 주어진다:
Figure 112009031150812-PCT00005
따라서, 구동 TFT의 상관 컨덕턴스(trans-conductance)가 알려질 필요가 있으며, 이는 쉽게 계산될 수 있다. 이후, 트랜지스터(42)가 제어되어 원하는 전류를 공급할 수 있다. TFT(42)의 파라메터가 알려져 있어 원하는 게이트 소스 전압이 계산될 수 있다. 이 경우에서, 라인(44)은 제 2 데이터 라인으로서 열과 병렬로 동작할 필요가 있다.
모든 경우에서, 구동 TFT의 요구되는 게이트 소스 전압의 평균값이 계산될 수 있으며, 이후 충전 라인(27) 또는 공통 라인(44)이 제어되어 평균 효과를 나타낼 수 있고, 광 피드백 시스템은 이 차이를 보정할 수 있다. 이 경우에서, 라인(27 또는 44)는 데이터 라인일 필요가 없지만, 그러나 모든 픽셀 또는 픽셀의 서브 그룹에 공통적일 수 있다.
방전 트랜지스터(36)의 임계 전압의 예측이 알맞게 표준 데이터값을 시프팅 함으로써 다루어져 어레이 전역에서의 변동에 대한 효과를 제거할 수 있다.
전하 센싱 대신에, 포토 전류 센싱이 또한 실행될 수 있다. 이 경우에서, 전하 센싱 장치(70)가 전류-전압 컨버터/증폭기의 형태로 전류 센싱 장치로서 배열될 것이다. 이 경우, 센싱은 또한 디스플레이의 시작 또는 종료시 실행될 수 있다. 디스플레이의 각 행은 픽셀 내로 기록된 일정한 데이터값을 가질 것이며, 이후 어드레싱 트랜지스터(16)에 대한 제어 라인과 스위치(S1)에 대한 제어 라인 교대로 하이로 유지되어 포토 전류가 결정될 수 있다. 이후 증폭기는 OLED와 구동 TFT 저하(또는 전류 프로그래밍 에러)를 나타내는 출력 전압을 제공한다. 또한, 전하 센싱에 대하여 취해진 것과 유사한 단계가 보정을 하기 위해 취해질 수 있다.
이 버전에서, 충전 라인에서의 변동에 응답하여 센싱된 2개의 상이한 전류가 있을 것이다. 이러한 프로세스는 방전 트랜지스터 임계 전압을 예측할 수 없을 것이다.
위에 개괄된 접근방식은 광 피드백 사이클 동안 복수의 측정을 사용하여 추가적인 임계 전압 및 LED 에이징 보상 계산이 이루어지는 것을 가능하게 한다.
위에 설명된 보정 방식은 저장 커패시터(40) 상의 최종 픽셀 전압(Vpix)가 방전 TFT(36)의 임계치와 동일하고, 픽셀 전압에서의 구동 TFT의 임계치와 OLED 저하에 관한 정보가 없는 것으로 가정한다. 사실, 방전 TFT(36)는 완전한 스위치가 아니며, 결과는 최종 픽셀 전압(Vpix)가 구동 TFT와 LED 저하에 응답하여 변동될 수 있다는 점이다. 따라서, 최종 픽셀 전압이 사용되어 이러한 파라메터에 대한 보정을 할 수 있다.
따라서, 상이하고 더 단순한 접근 방식은 이 회로가 LED를 오프한 이후, 저장 커패시터(40)상에 저장된 전하는 디스플레이에 의해 방출된 광을 나타내고 구동 TFT 및 OLED 저하를 고려하기 위해 사용될 수 있는 실현예에 기초한다. 특히, 초기 전압 및 전하가 알려져 있고, 최종 전압은 전하의 변화에 기초하며, 이는 광 피드백 동작으로부터 발생한다. 따라서, 방출된 광은 요구되는 방출과 비교될 수 있고, 데이터 전압에 대한 단순한 변경이 이루어져 보정을 달성할 수 있다.
보정될 필요가 있는 회로에서의 나머지 영향은 또한 방전 트랜지스터(36)의 임계치에서의 임의 드리프트와, 구동 TFT의 임계 전압 및 OLED 휘도 저하의 보정에서의 에러이며, 이 에러는 스냅(snap)-TFT의 무한하지 않는 온 속도에 의해 야기된다. 이들 에러는 특히 낮은 그레이 레벨에서 심각하게 된다.
오프 이후 도 7에서 전하 증폭기의 전압 판독은 다음식과 같을 것이다:
Figure 112009031150812-PCT00006
여기서, CSTORE는 저장 커패시터값이고, CAMP는 전하 증폭기의 피드백 커패시터(71)이다. VREF는 이 증폭기의 기준 전압이다. 이는 필드 구간(VDATA)의 시작에서 픽셀로 기록된 초기 전압일 수 있고, 또는 일정한 기준 전압일 수 있다. VPIX는 필드 기간의 끝에서 커패시터(40)상의 픽셀에서의 전압이다. 이는 측정될 중요한 값 인데, 왜냐하면 이 값은 방전 트랜지스터의 임계값에서의 변동 및 구동 TFT 및 OLED의 보정에서의 에러를 나타내기 때문이다.
이 픽셀에 의해 방출된 평균 휘도는 LAVE가 될 것이다. 포토 센서(38)에 의해 저장 커패시터(40)상에 저장된 전하는 이후 다음식이 될 것이다:
Figure 112009031150812-PCT00007
이후, VREF = VDATA에 대하여, 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00008
또는 VREF가 일정한 전압 기준이라면, 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00009
따라서, 심지어 일정한 전하 증폭기 기준 전압이 있으면, 출력 전압에서 알려진 오프셋이 획득되며, VOUT는 여전히 평균 휘도를 나타내기 위해 사용될 수 있다.
저하가 발생함에 따라 VOUT에서의 변경은 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00010
픽셀 전압에서의 변경은 따라서 출력 전압으로부터 도출될 수 있다. 그러므로, 보정을 하기 위해, 값 (CAMP/CSTORE)
Figure 112009031150812-PCT00011
Figure 112009031150812-PCT00012
VPIX가 VDATA에 더해진다. CSTORE = CAMP로 가정하면, 보정은 매우 단순한데, 즉 VDATA(new) = VDATA +
Figure 112009031150812-PCT00013
VPIX이다.
또한 최종 픽셀 전압(VPIX), 즉 원래 이 픽셀에 기록된 데이터(VDATA)가 초기 픽셀 전압에 의존하는 것이 발견된다. 보정은 만일 최종 전압(VPIX)가 높은 그레이 레벨에 상응하는 데이터 전압에 대하여 발생하는 보정 알고리즘에서 선택된다면 특히 잘 동작하는 것이 발견된다. 이는 디스플레이의 동작 동안 임의 그레이 스케일에서 보정을 위해 잘 동작한다.
도 9는 보정 전압의 데이터 전압(VDATA) 종속성을 보여준다. 도시된 바와 같이, 최종 픽셀 전압(VPIX) 대 VDATA 커브의 그래프는 VDATA의 더 높은 값쪽으로 향하게 되는데, 이는 낮은 그레이 레벨에 상응한다.
이러한 곡선(80)의 강등되는(degraded) 형태는 높은 VDATA에서 강등되지 않은 곡선(82)으로 수렴하고 따라서
Figure 112009031150812-PCT00014
VPIX은 VDATA에 따라 감소한다. 그러나, 시뮬레이션은 이에 대한 어떤 설명도 보정 알고리즘에서 필요하지 않다는 점을 보여준다. 대신에 VDATA의 낮은 값에 상응하는
Figure 112009031150812-PCT00015
VPIX의 값만이 이 보정 알고리즘에서 요구된다. 이는 대부분의 VDATA값과 무관한
Figure 112009031150812-PCT00016
VPIX의 값이며, 이는 모든 VDATA에 대한 보정으로서 사용된다.
위에 제공된 알고리즘은 포토 센서가 완전한 전류 소스이고, 어떤 기생 커패시턴스도 없고 다크 누설 전류도 없는 이상적인 케이스를 가정한다.
에러를 야기하는 한 가지 특정한 영향은 포토 센서가 완전한 전류 소스가 아니며 유한의 출력 임피던스를 갖는다는 사실이다. 그러나, 이하에서 도시된 바와 같이 이를 보성하는 것이 가능하다.
포토 센서의 출력 임피던스는 그 포토 변환 효율 η에 전압 의존성을 부여함으로써 모델링될 수 있다.
도 10은 회로의 광 피드백 부의 포토 센서(38) 및 저장 커패시터(40)를 보여준다.
커패시터(40)의 충전은 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00017
이는 다음식과 같이 된다:
Figure 112009031150812-PCT00018
여기서, TF는 프레임 시간이다. 포토 변환 효율(η)이 다음의 전압 종속성을 갖는 것으로 가정하자:
Figure 112009031150812-PCT00019
이후, 적분값이 쉽게 구해지며, 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00020
보정을 하기 위해, Vf(최종V)는 디스플레이 수명 동안 변할 것이며 Vi(초기 V)는 그 보정하도록 변경될 필요가 있다는 것이 주목된다. 따라서, 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00021
Figure 112009031150812-PCT00022
여기서, τ는 스케일이 디스플레이 수명과 비교될 수 있는 시간 변수이다. 이루어질 보정에 대하여, 0 시간에서 평균 휘도는 시간τ에서 평균 휘도와 동일해야만 한다. 그러므로, 데이터 전압(Vi(τ))는 다음식과 같이 보정이 되는 것이 발견된다:
Figure 112009031150812-PCT00023
위에서와 같이, Vf(0) 및 Vf(τ)에 대하여 사용된 값이 Vi의 낮은 값을 위한 것인데, 즉 여기서 도 9에 도시된 곡선은 평탄하다. α의 값은 합리적으로 잘 알려질 것이지만, 그러나 디스플레이가 제조되는 경우 0시간에서 측정될 수 있다. 2개의 휘도값은 2개의 상이한 초기 전압(Vi(A) 및 Vi(B))을 갖는 디스플레이에 인가되어야 하만 한다. 최종 전압(Vf)는 동일할 것이다(만일 초기 전압 둘 다가 도 9에서 곡선의 평탄한 부분으로부터 취해진다면). 그러므로, 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00024
여기서, △LAVE는 측정된 휘도 차이이고 β = η0TF/C이다. 이러한 상수는 알려질 것이다.
또한 커패시턴스(C)의 임의 전압 종속성뿐만 아니라 η의 더 일반적인 전압 종속성이 고려될 수 있다.
Figure 112009031150812-PCT00025
그러면 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00026
여기서, f는 적분에 대한 일반적인 해이다. 앞서 상술된 절차를 따르면 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00027
이후, LAVE(τ)는 LAVE(0)와 같아야 하므로, 따라서 보정 전압은 다음식과 같다:
Figure 112009031150812-PCT00028
함수(f)와 그 역함수는 알려질 필요가 있으며, 이러한 정보는 디스플레이가 제조되는 때 0 시간에서 디스플레이 감마 곡선(즉, LAVE 대 Vi)을 측정함으로써 획득될 수 있다. 이후, 이 정보는 룩업 테이블 형태로 저장되고 디스플레이 수명 전체에 걸쳐 이 디스플레이에 인가된 데이터를 처리하고 보정하기 위해 사용된다.
디스플레이 데이터를 업데이트하기 위해 사용된 보정 전압은 픽셀 회로에서의 추가적인 비이상적인 성능 특징을 고려할 수 있는데, 특히 광 피드백 소자를 고려할 수 있음이 이해될 수 있는데, 이는 피드백 및 보정 회로에 의해 제공된 디스플레이의 수명에 대한 추가적인 연장을 향상시킨다.
수학식 9를 참조하여 설명된 더 단순한 보정 방식으로 돌아가면, 출력 전압이 사용되어 주어진 픽셀 구동 상황에 대하여 어드레싱 사이클의 끝에서 픽셀 전압 의 시간에 따른 변경을 추적하기 위해 사용되는 것이 이해될 것이다. 최종 픽셀 전압에서의 이들 변경은 동일한 구동 상황에 대하여 디스플레이의 변경되는 광 출력을 반영하며, 이에 의해 출력 휘도에 가해지는 영향을 갖는 픽셀 내에서의 모든 에이징 효과를 병합한다.
보정하기 위해, VPIX의 많은 원래값의 저장이 요구된다(이상적으로는, 이는 하나의 값을 요구하도록 어레이 전역에서 일정할 것이지만, 그러나 더 많은 값이 어레이 전역에서의 변동을 나타내기 위해 저장될 수 있다). 이후, VPIX의 새로운 값이 판독값(VOUT)으로부터 계산되어 저장된다. 만일 픽셀이 한 번에 한 프레임씩 보정된다면, Vpix의 계산된 값은 보정된 데이터 값을 계산하가 위해 즉시 사용될 수 있다. 만일 픽셀이 더 천천히 보정된다면, 메모리가 VPIX값을 저장하기 위해 요구될 것이다. 이는 하드웨어 구현에서 특정한 트레이드 오프(trade off)를 야기하는데, 예를 들면 프레임 속도 보정은 데이터가 디스플레이를 어드레싱하기 위해 요구되기 전에 데이터 보정을 계산하기 위해 열마다 전하 증폭기를 요구할 것이고 가능하게는 아날로그-디지털 컨버터 및 신호처리 블록으로의 급속한 판독을 요구할 것이다.
만일 또 다른 극단에서, 하나의 픽셀이 라인 시간 마다 판독되거나 또는 필드 시간 마다 판독되고, VPIX값의 모두가 저장된다면, 하나의 전하 증폭기 및 아날로그-디지털 컨버터가 디스플레이의 모든 열 사이에 저장될 수 있다. 이 경우, 이 시스템내의 아날로그 IC는 감소되지만 메모리 요구는 증가된다.
이들 2가지 가능한 접근 방식이 도 11 및 도 12에 도시된다.
도 11은 병렬 판독 및 실시간 보정을 보여주며, 여기서 실시간 신호 처리가 블록(90)에서 발생하고, 이는 열 구동기(9)에 공급하기에 앞서, 가산기(92)에서 들어오는 데이터에 더해질 에러값을 제공한다.
도 12는 느린 보정을 이용하는 직렬 판독 방식을 보여준다. 멀티플렉서(100)가 픽셀 어레이와 전하 증폭기(102) 및 아날로그-디지털 컨버터(104) 사이에 제공된다. 메모리(106)는 판독 데이터를 저장하여 프로세서(108)에서 직렬 신호 처리를 가능하게 한다.
하드웨어 요구조건은 도 11에서보다 더 높은데, 왜냐하면 다수의 전하 증폭기 및 컨버터때문이다. 그러나, 도 12는 필드 메모리를 요구할 것이다. 실시간 보정은 픽셀 회로 그 자신 보정을 실행하고 있으므로 필수적이지 않다. 픽셀 성능에서의 저하는 느려질 것이며, 따라서 도 12의 방법이 선호되며, 또한 IC 요구조건의 관점에서 더 저렴할 것이다.
도 12의 멀티플렉서는 또한 비결정성 실리콘으로 구현될 수 있으며, 따라서 이는 필수적으로는 제로 코스트(zero cost)를 갖는다.
도 13은 멀티플렉싱 회로(100)가 어떻게 구현될 수 있는 지를 보여준다. 행마다 하나의 RGB 픽셀을 판독하기 위해, 3개의 전하 센싱 OP-앰프(110) 및 시프트 레지스터(112)만이 요구되어 정확한 열 멀티플렉싱 스위치(114)를 어드레싱하도록 한다. 만일 구현이 비결정성 실리콘이라면, 회로가 TFT에서의 임계 전압 시프트때문에 고장 날 것이라는 우려가 있을 수 있다. 그러나, 행 구동기에 대하여 시프트 레지스터는 TFT 보상의 일부 형태를 가지는 낮고 높은 임피던스 구동 기술을 이용하여 비결정성 실리콘으로 일정하게 구현된다. 이들 방식은 이러한 상황에서 구현될 수 있는데, 왜냐하면 멀티플렉서가 라인 속도로만 동작하도록 요구되는 시프트 레지스터로 설계될 수 있기 때문이다.
멀티플렉서 스위치는 또한 필드마다 한 번만 동작할 것이며 픽셀 스위치와 유사한 안정성을 가질 것이므로, 따라서 어떤 저하 문제도 없을 것이다.
디스플레이 기판상으로 멀티플렉서 회로의 통합은 외부 전자 장치가 실질적으로 축소될 수 있음을 의미하며, 이는 큰 비용 이익을 제공한다. 멀티플렉서 시스템의 어드레싱은 어레이 내의 모든 픽셀이 판독되는 것을 보장하기 위해 주의 깊게 고려되어야만 한다.
대부분의 어레이는 짝수 개수의 열과 행을 가지므로, 따라서 멀티플렉서를 위한 시프트 레지스터는 어레이의 절반이 판독되지 못하는 것을 야기할 수 있다. 예가 도 14에 도시된다.
도 14는 6x4 디스플레이로부터의 판독을 보여주며, 여기서 판독 시프트 레지스터는 행 시프트 레지스터와 동일한 클록 주파수로 동작한다. "1"은 판독 시프트 레지스터의 제 1 풀 사이클로부터 판독되는 픽셀을 나타낸다.
디스플레이의 마지막 행 이후, 다음 픽셀 판독은 디스플레이의 제 1 행으로부터이다. "2"는 판독 시프트 레지스터의 제 2 사이클을 나타낸다. 판독 시프트 레지스터의 제 3 사이클은 이미 판독된 "1"과 중첩하고 어레이 내의 픽셀 중 반을 놓친다.
이를 피하기 위해, 이 판독 시프트 레지스터에는 그 출력이 데이터의 다음 필드를 위해 한 위치 시프팅되는 것을 보장하기 위해 디스플레이 공백 기간 내에 추가 클록 펄스가 제공될 수 있다. 이 경우, 판독 시퀀스가 도 15에 도시된다.
6x4 디스플레이로부터 픽셀 판독을 위해, 도 15a는 판독 시프트 사이클 번호 매기기(numbering)를 보여주며, 도 15b는 행 시프트 사이클 번호 매기기를 보여준다.
도 15a에서, 모든 행이 어드레싱되는 디스플레이 공백 기간 동안, 이 판독 사이클은 한 위치를 스킵하므로, 따라서 열 중 하나로부터 어떤 판독도 없음이 이해될 수 있다. 예를 들면, 제 1 판독 시프트 사이클은 열 5를 놓친다. 도 15b에 도시된 바와 같이, 판독 시프트 레지스터의 5개 사이클에 대한 행 시프트 레지스터의 6개 사이클이 있다.
따라서, 어레이 내의 모든 픽셀이 행 시프트 레지스터의 6개 사이클에 상응하는 판독 시프트 레지스터의 5개 사이클 내에서 판독된다. 물론 이는 6개 필드 기간에 상응한다. 그러므로, WXGA 디스플레이는 판독할 1280개 필드를 요구할 것이고 이는 판독 시프트 레지스터의 768 + 1개 사이클이 될 것이다. 판독은 60Hz의 필드 속도로 약 20초가 지나면 발생할 것이다.
예를 들면 3개보다 많은 op-앰프를 사용하여 예를 들면 6개 또는 9개 또는 그 이상을 이용하는 다른 판독 방식이 구상될 수 있으며, 이 경우 2, 3 또는 그 이상 개수의 픽셀이 라인 시간마다 판독된다. 판독 시프트 레지스터의 길이는 따라서 짧아질 것이다. 대안적으로는, 시프트 레지스터는 동일한 길이로 유지될 수 있고 복수의 캐리 펄스(carry pulse)가 이 안으로 보내질 수 있다. 라인 시간당 2개 픽셀 판독을 갖는 예시적인 시퀀스가 도 16에 도시된다.
도시된 바와 같이, 동시에 행당 2개의 측정이 있다. 예를 들면, 측정(1a 및 1b)가 동시에 있으며, 측정(2a 및 2b)가 동시에 있다.
이러한 구성은 2.5 필드로 판독한다. 이 판독 속도는 또한 감소될 수 있어 하나의 픽셀이 2 이상의 라인마다 판독된다. 이후, 판독 시프트 레지스터의 클록 속도는 행 시프트 레지스터의 절반 이상이 될 것이다.
전하 센싱이 픽셀 내 보상에 더하여 외부 데이터 보정을 가능하게 하는 다양한 가능 판독 방식이 있음을 이해하게 될 것이다.
위의 예는 공통-음극 구현을 보여주며, 이 경우 LED 디스플레이 소자의 양극면이 패턴화되고 모든 LED 소자의 음극면은 공통 패턴화되지 않은 전극을 공유한다. 이는 LED 디스플레이 소자 어레이의 제조시 사용되는 물질 및 프로세스의 결과로서 현재 선호되는 구현예이다. 그러나, 패턴화된 음극 설계가 구현되고 있으며, 이는 픽셀 회로를 단순화할 수 있다.
공통 양극 픽셀 구성이 논의되고 국제특허출원번호 제04/084168호에 예시가 주어지며, 본 발명은 동일한 방식으로 공통-양극 픽셀 구성에 대하여 구현될 수 있다.
이 회로는 n형 전용 구성이고, 이는 그러므로 비결정성 실리콘 구현에 적합하다.
본 발명은 또한 낮은 온도의 폴리실리콘 프로세스를 이용하는 구현예에 대하 여 사용될 수 있으며, 이 경우 n형 및 p형 회로가 선호될 수 있다.
위의 예에서, 광 종속 소자는 포토 다이오드이지만, 그러나 픽셀 회로는 포토 트랜지스터 또는 포토 레지스터를 사용하여 발명될 수 있다.
다수의 트랜지스터 반도체 기술이 위에 언급되어 있다. 예를 들면, 결정성 실리콘, 수소화 비결정성 실리콘, 폴리실리콘 및 심지어 반도통 폴리머와 같은 추가 변형이 가능하다. 이들은 모두 청구된 본 발명의 범위 내인 것으로 의도된다. 이 디스플레이 디바이스는 폴리머 LED 디바이스, 유기 LED 디바이스, 형광체 포함 물질 및 다른 발광 구조일 수 있다.
픽셀 프로그래밍 스테이지 동안 디스플레이 소자가 발광하는 것을 방지하기 위한 대안적인 방법이 있다. 위의 예는 양극 전압을 제공하기 위해 바이패스 트랜지스터를 이용하며, 이 트랜지스터는 디스플레이 소자를 온시키지 않는다. 대신 구동 트랜지스터와 디스플레이 소자 사이에 격리 트랜지스터를 제공하는 것이 가능하다. 이는 본 발명의 전류 샘플링 기술과 결합하여 사용될 수 있다.
본 발명은 디스플레이의 10K시간 수명 동안 구동 TFT 및 OLED의 극단적인 저하에 대한 보정의 제 2 또는 제 3 라인을 제공한다. 본 발명은 오로지 하나의 픽셀 회로를 참조하여 기술되었지만, 그러나 소위 "스냅-오프(snap-off)" 픽셀 회로의 다른 버전이 또한 사용될 수 있다.
개시된 실시예에 대한 다른 변형예는 도면, 상세한 설명, 첨부된 청구항의 연구로부터 청구된 본 발명을 실행할 경우 당업자에 의해 이해되고 성취될 수 있다. 청구항에서, "포함"이라는 용어는 다른 구성요소 또는 단계를 배제하지 않으 며, 단수 구성요소는 복수 구성요소를 배제하지 않는다. 특정 수단이 상호 다른 종속항에서 인용되고 있다는 단순한 사실이 이들 수단의 조합이 유리하게 사용될 수 없다는 것을 나타내지 않는다. 청구항에서 임의 참조기호는 보호 범위를 제한하는 것으로 이해되지 않아야 한다.
본 발명은 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스에 이용가능하다. 각 픽셀과 연결된 박막 스위칭 트랜지스터를 구비하는 능동 매트릭스 전계 발광(electroluminescent) 디스플레이 디바이스에 이용가능하지만, 특히 이에 한정되는 것은 아니다. 이 디바이스의 각 픽셀은, 전류로 구동되는 발광 디스플레이 소자와, 디스플레이 소자를 통하여 전류를 구동하는 구동 트랜지스터와, 구동 트랜지스터를 어드레싱하기 위해 사용될 전압을 저장하는 저장 커패시터와, 저장 커패시터를 방전함으로써 구동 트랜지스터를 오프하기 위한 방전 트랜지스터와, 방전 트랜지스터의 게이트와 소스 사이에 있는 방전 커패시터와, 디스플레이 소자의 광 출력에 따라 방전 커패시터를 충전 또는 방전함으로써 방전 트랜지스터의 타이밍을 제어하는 광 종속 디바이스를 포함한다.

Claims (22)

  1. 디스플레이 픽셀 어레이를 포함하는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스로서,
    각 픽셀은,
    - 전류로 구동되는 발광 디스플레이 소자(2);
    - 디스플레이 소자(2)를 통하여 전류를 구동하는 구동 트랜지스터(22);
    - 상기 구동 트랜지스터를 어드레싱하기 위해 사용될 전압을 저장하는 저장 커패시터(30);
    - 저장 커패시터(30)를 방전함으로써 구동 트랜지스터(22)를 오프하기 위한 방전 트랜지스터(36);
    - 상기 방전 트랜지스터의 게이트와 소스 사이에 있는 방전 커패시터(40); 및
    - 디스플레이 소자(2)의 광 출력에 따라 상기 방전 커패시터를 충전 또는 방전함으로써 방전 트랜지스터(36)의 동작 타이밍을 제어하는 광 종속 디바이스(38)를 포함하되,
    - 방전 커패시터(40) 상의 전하를 모니터링하는 판독 회로(70); 및
    - 상기 판독 회로의 측정에 응답하여 상기 픽셀에 인가될 픽셀 데이터를 보정하는 데이터 보정 수단(90)을 추가로 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  2. 제 1 항에 있어서,
    광 종속 디바이스(38)가 어드레싱 기간 동안 방전 커패시터(40)을 충전 또는 방전하기 위해 적응되며,
    상기 판독 회로는 알려진 데이터를 이용한 픽셀의 어드레싱 이후, 상기 어드레싱 기간 내에서 사전 결정된 회수로 적어도 2개의 전하 센싱 동작(READ)을 실행하도록 적응되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 전하 센싱 동작은 상기 디스플레이 디바이스의 시작 및/또는 종료 동안 수행되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  4. 제 1 항에 있어서,
    광 종속 디바이스(38)은 어드레싱 기간 동안 방전 커패시터(40)를 충전 또는 방전하도록 적응되고,
    상기 판독 회로는 방전 트랜지스터(36)가 온된 이후 어드레싱 기간의 끝에서 충전 측정을 실행하도록 적응되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 충전 측정은 픽셀의 모든 열에 대하여 병렬로 실행되고,
    상기 전하 측정에 응답하여 입력 데이터를 수정하기 위한 신호 프로세서(90) 를 추가로 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  6. 제 4 항에 있어서,
    픽셀의 상이한 열로부터 전하 측정 신호를 멀티플렉싱하는 멀티플렉서(100)와,
    전하 측정 신호를 저장하는 메모리와,
    상기 전하 측정에 응답하여 입력 데이터를 수정하도록 하는 신호 프로세서를 추가로 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  7. 제 6 항에 있어서,
    멀티플렉서(100)는 픽셀 어레이와 통합되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  8. 제 7 항에 있어서,
    멀티플렉서(100)와 픽셀 어레이가 비결정성 실리콘을 이용하여 형성되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    구동 트랜지스터(22)를 통하여 사전 결정된 전류를 구동하는 전류 소스 트랜지스터(42)를 추가로 포함하되,
    저장 커패시터(30)는 상기 구동 트랜지스터의 임계 전압의 함수인, 결과적인 구동 트랜지스터 게이트-소스 전압을 저장하도록 적응되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 픽셀은 구동 트랜지스터(22)의 소스와 바이패스 라인(44) 사이에 연결된 바이패쓰 트랜지스터(42)를 추가로 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  11. 제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,
    저장 커패시터(30)는 구동 트랜지스터(22)의 게이트와 소스 사이에 연결되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,
    광 종속 디바이스(38)는 오프 상태로부터 온 상태로 방전 트랜지스터(36)의 스위칭 타이밍을 제어하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 픽셀은 데이터 신호 라인(6)과 상기 픽셀에 대한 입력 사이에 연결된 어드레스 트랜지스터(16)를 추가로 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  14. 제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    구동 트랜지스터(22)는 파워 서플라이 라인(26)과 디스플레이 소자(2) 사이에 연결되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  15. 제 1 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
    각 픽셀은 충전 라인(27)과 구동 트랜지스터(22)의 게이트 사이에 연결된 충전 트랜지스터(34)를 추가로 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  16. 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    전류 구동 광 방출 디스플레이 소자(2)는 전계 발광 디스플레이 소자를 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스.
  17. 디스플레이 픽셀 어레이를 포함하는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 구동하는 방법으로서,
    상기 디스플레이 픽셀 어레이 각각은 구동 트랜지스터(22) 및 전류로 구동되는 발광 디스플레이 소자(2)를 포함하고,
    상기 방법은, 상기 픽셀의 각 어드레싱에 대하여,
    - 상기 픽셀의 입력에 픽셀 구동 전압을 가하는 단계;
    - 방전 커패시터(40) 상에 상기 픽셀 구동 전압으로부터 도출된 전압을 저장하는 단계;
    - 저장 커패시터(30)를 구동 전압으로 충전하고, 상기 저장 커패시터 전압을 구동 트랜지스터(22)에 인가함으로써 디스플레이 소자(2)를 조명하는 상기 디스플레이 소자를 통하여 전류를 구동하는 단계;
    - 디스플레이 소자(2)의 광 출력에 의해 조명되는 광 종속 디바이스(38)를 통과하는 전하 흐름을 이용하여 방전 트랜지스터(36)를 온하는 단계로서, 상기 전하 흐름은 방전 커패시터(40)를 충전 또는 방전하는, 방전 트랜지스터를 온하는 단계; 및
    - 방전 트랜지스터(36)를 이용하여 저장 커패시터(30)를 방전함으로써 상기 구동 트랜지스터를 오프하는 방전하는 단계를 포함하되,
    방전 커패시터(40) 상의 전하를 모니터링하는 단계와,
    전하 모니터링에 응답하여 상기 픽셀에 인가될 픽셀 데이터를 보정하는 단계
    를 추가로 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 구동하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    광 종속 디바이스(38)는 어드레싱 기간 동안 방전 커패시터(40)를 충전 또는 방전하며,
    상기 전하 모니터링은 알려진 데이터를 이용한 픽셀의 어드레싱 이후, 상기 어드레싱 기간 안에서 사전 결정된 회수로 적어도 2개의 전하 센싱 동작을 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 구동하는 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 전하 센싱 동작은 상기 디스플레이 디바이스의 시작 및/또는 종료 동안 수행되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 구동하는 방법.
  20. 제 17 항에 있어서,
    광 종속 디바이스(38)는 어드레싱 기간 동안 방전 커패시터(40)를 충전 또는 방전하고,
    상기 전하를 모니터링하는 단계는 방전 트랜지스터(36)가 온된 이후, 상기 어드레싱 기간의 끝에서 전하 측정 단계를 포함하는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 구동하는 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 전하 측정 단계는 픽셀의 모든 열에 대하여 병렬로 실행되고, 입력 데이터는 상기 전하 측정에 응답하여 수정되는, 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스를 구동하는 방법.
  22. 제 20 항에 있어서,
    픽셀의 상이한 열로부터 상기 전하 측정 신호를 멀티플렉싱하는 단계와,
    전하 측정 신호를 메모리(106) 내에 저장하는 단계를 추가로 포함하되,
    상기 입력 데이터는 상기 전하 측정에 응답하여 수정되는, 능동 매트릭스 디 스플레이 디바이스를 구동하는 방법.
KR1020097010621A 2006-11-28 2007-11-21 광 피드백을 갖는 능동 매트릭스 디스플레이 디바이스 및 이의 구동 방법 KR20090086228A (ko)

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