KR20090028490A - 다중 입력 다중 출력(ｍｉｍｏ) 수신기에서 근사적인 최대 우도(ｍｌ) 검색을 위한 방법 및 시스템 - Google Patents

다중 입력 다중 출력(ｍｉｍｏ) 수신기에서 근사적인 최대 우도(ｍｌ) 검색을 위한 방법 및 시스템 Download PDF

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Abstract

MIMO 수신기에서 근사적인 최대 우도(maximum likelihood; ML) 검색을 위한 방법 및 시스템의 측면들은 근사적인 ML 검색을 이용하여 수신된 신호 벡터로부터 디코딩될 수 있는 비트들에 대한 소프트 판단 값들을 계산하는 것을 포함할 수 있다. 소프트 판단 값들은 각각의 차원이 공간 스트림 신호를 표현하는 세그먼트들로 후보 콘스텔레이션 벡터를 분해하는 것에 의해 수신된 신호 벡터 내에 운반된 적어도 일부의 비트들에 대해 계산될 수 있다. 분해 후에, 적어도 일부의 비트들에 대한 소프트 판단 값들은 검색 차원에서 값들을 선택하고, 복수의 슬라이스 차원에서 값들을 계산하는 것에 의해 계산될 수 있다. 검색 차원 내의 값들은 검색 차원에 대한 콘스텔레이션 맵 내의 콘스텔레이션 점들을 선택하는 것에 의해 판단될 수 있다. 각각의 슬라이스 차원 내의 값들은 각각의 선택된 콘스텔레이션 점에 대해 계산될 수 있다.

Description

다중 입력 다중 출력(ＭＩＭＯ) 수신기에서 근사적인 최대 우도(ＭＬ) 검색을 위한 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM FOR APPROXIMATE MAXIMUM LIKELIHOOD (ML) DETECTION IN A MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT (MIMO) RECEIVER}
본 발명의 특정 실시예들은 무선 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명의 특정 실시예들은 다중 입력 다중 출력(multiple input multiple output; MIMO) 수신기에서 근사적인 최대 우도(maximum likelihood; ML) 검색을 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
MIMO 시스템은 복수의 송신 안테나를 이용하여 신호를 송신할 수 있고, 또는 복수의 수신 안테나를 이용하여 신호를 수신할 수 있는 무선 통신 시스템이다. MIMO 시스템 사이의 통신은 IEEE(Institute of Electrical and Electronics Engineers)의 표준안에 기초할 수 있다. 신호 Y를 수신하는 MIMO 시스템은 수신된 신호에 기초하여 채널 추정 행렬 H를 계산할 수 있다. 신호는 복수의 정보 소스(source)로부터 생성된 정보를 포함할 수 있다. 각각의 정보 소스는 공간 스트림(spatial stream)으로 언급될 수 있다.
MIMO 송신기는 하나 또는 그 이상의 RF 체인들을 생성하기 위해 공간 스트림 들을 결합할 수 있다. 대안적으로, 각각의 RF 체인은 구별되는 공간 스트림에 대응할 수 있다. RF 체인들의 그룹은 복수의 송신 안테나들을 통해 송신 MIMO 시스템으로부터 동시에 송신될 수 있다. 공간 스트림 신호로 언급되는 복수의 송신 안테나에 의해 동시에 송신된 신호들은 송신된 신호 벡터 X로서 표현될 수 있다. 신호 벡터 X를 포함하는 공간 스트림 신호 xi(i는 공간 스트림 색인 변수)는 송신 MIMO 시스템으로부터 수신 MIMO 시스템으로의 도중에 통신 매체를 거쳐 전파될 수 있다. 통신 매체의 신호 전달 특성은 채널 행렬 H에 의해 표현될 수 있다. 수신 MIMO 시스템은 신호를 수신할 때 복수의 수신 안테나를 이용할 수 있다. 복수의 수신 안테나에 의해 동시에 수신된 신호들은 수신된 신호 벡터 R로서 표현될 수 있다.
MIMO 통신 시스템은 다음 식에 따라 수학적으로 표현될 수 있다.
R = H X +N
여기서 R은 복수의 Nrx개의 수신 안테나들(r1, r2,..., rNrx)의 각각에 의해 수신되는 신호의 열 벡터(column vector)를 표현하고, X는 복수의 Ntx개의 송신 안테나들(x1, x2,..., XNtx)의 각각에 의해 송신되는 신호들의 열 벡터를 표현하며, H는 Nrx 행 및 Ntx 열을 포함하는 채널 추정의 행렬을 표현하며, N은 Nrx 수신 안테나들(n1, n2,..., nNrx)의 각각에 의해 수신되는 잡음의 열 벡터를 표현한다. 통계적으로, 잡음 요소 ni는 통상 독립적이고, 동일하게 분산된(independent and identically distributed; IID) 복소 가우시안 랜덤 변수(complex Gaussian random variable)들인 것으로 고려된다.
식 1에서 각각의 공간 스트림 신호 값 xi는 하나 또는 그 이상의 비트들(b1, b2,..., bMOD (i))에 의해 표현될 수 있다. 비트들(b1, b2,..., bMOD (i))을 포함하는 각각의 공간 스트림 신호 값은 "심볼"로서 언급될 수 있다. 각각의 심볼의 비트들의 수인 MOD(i)는 MIMO 송신기에서 대응하는 공간 스트림 신호 xi를 생성하기 위해 이용되는 변조 유형에 기초하여 판단될 수 있다. 송신된 신호 벡터 X에 대한 각각의 값은 동시에 송신된 심볼들의 세트로부터 집합적인 비트들을 포함하는 것으로서 표현될 수 있다. 벡터 X에서 표현된 비트들의 총 수는 i=1, 2,..., Nss에 의해 식별되는 공간 스트림들에 대한 값들 MOD(i)의 합계이다.
최대 우도(maximum likelihood; ML) 검색을 이용하는 MIMO 수신기는 수신된 신호 벡터 R의 각각의 비트에 대한 "소프트 판단(soft decision)" 값을 계산할 수 있다. 소프트 판단 값들의 세트는 송신된 신호 벡터 X의 각각의 비트들 bk에 대한 디코딩된 값들을 판단하기 위해 디코더에 의해 이용될 수 있다.
ML 판단에서, MIMO 수신기는 송신된 신호 벡터 X의 각각의 비트에 대한 근사적인 로그 우도 비율(log-likelihood ratio; LLR)을 계산하는 것에 의해 소프트 판단 값들을 계산할 수 있다. X의 각각의 비트에 대한 소프트 판단 값들은 X의 비트 값들의 각각의 가능한 결합에 대한 오류 크기의 제곱 값을 계산하는 것에 의해 계산될 수 있다. 각각의 후보(candidate) 비트 결합들은 후보 콘스텔레이션(candidate constellation) 벡터 값
Figure 112008065195738-PAT00001
로서 표현될 수 있다. 후보 콘스텔레이션 벡터
Figure 112008065195738-PAT00002
의 k번째 비트에 대한 근사적인 로그 우도 비율은 예컨대 다음 식과 같이 계산된다.
Figure 112008065195738-PAT00003
Figure 112008065195738-PAT00004
식 3의 항은 수신된 신호 벡터 R과 행렬 곱(matrix product)
Figure 112008065195738-PAT00005
사이의 차이의 크기를 나타내는 오류 크기를 가리킨다. 식 2의 괄호안의 첫 번째 항은 후보 콘스텔레이션 벡터
Figure 112008065195738-PAT00006
의 k번째 비트가 0일 때 제곱된 최소의 오류 크기를 표현한다. 식 2의 괄호안의 두 번째 항은 후보 콘스텔레이션 벡터
Figure 112008065195738-PAT00007
의 k번째 비트가 1일 때 제곱된 최소의 오류 크기를 표현한다. 변수
Figure 112008065195738-PAT00008
는 잡음 요소 ni(식 1에 기재됨)의 변화를 나타낸다.
MIMO 수신기에서 측정된 로그 우도 비율(log-likelihood ratio; LLR)은 수신된 신호 벡터 R이 주어진 경우, 송신된 신호 X의 k번째 비트의 값이 "0" 또는 "1"이었던 가능성의 측정을 제공한다. LLR은 다음 관계식에서 나타난 것과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00009
식 2의 각각의 값 Lk는 비트 bk에 대한 "소프트 판단" 값으로서 언급되고, 식 4에서 정의된 LLR의 근사치를 표현한다. 식 2는 다음 관계식과 같이 간략한 개념으로 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00010
소프트 판단 값들은 수신된 신호 벡터 R에 기초하여 각각의 비트 bk에 대해 계산된다. 수신된 신호 벡터 R에 기초하여 각각의 비트에 대한 소프트 판단 값을 계산하기 위해 필요한 오류 크기의 제곱된 값의 수는 기호법 Ncomp(ML)에 의해 표현될 수 있다. 이에 따라 ML 검색 프로세스에서, 값 Ncomp(ML)은 공간 스트림들의 수 및 데이터 심볼 당 비트들의 수인 MOD(i)에 기초하여 기하급수적으로 증가할 수 있으며, 여기서 MOD(i)는 공간 스트림 xi내의 송신되는 데이터 심볼들을 생성하기 위해 이용되는 변조 유형을 식별한다. Ncomp(ML)은 다음 관계식으로 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00011
종래의 ML 검색기 시스템에서, 오류 크기의 제곱 값들은 각각의 후보 콘스텔레이션 벡터 값
Figure 112008065195738-PAT00012
에 대해 계산될 수 있다. 각각의 후보 콘스텔레이션 벡터 값
Figure 112008065195738-PAT00013
이 공간 스트림들(1, 2,..., Nss)로부터의 세트 심볼들을 포함하기 때문에, 소프트 판단 값들 Lk를 계산하는 작업은 개별적 공간 스트림들에 대한 콘스텔레이션을 포함하는 콘스텔레이션 점들의 공동의 모집단(joint universe)으로부터 후보 콘스텔레이션 점 값들을 선택하는 것을 수반할 수 있다. 콘스텔레이션 점들의 공동의 모집단의 후보 콘스텔레이션 벡터 값
Figure 112008065195738-PAT00014
의 수는 식 6에 나타난 것과 같이 표현된다. 예를 들면, Ntx=4이고, 각각의 MOD(i)=6(이는 예컨대 각각의 공간 스트림 신호가 64-QAM과 같은 변조 유형을 이용하는 경우에 대응함)인 경우, 다음의 식이 성립한다.
Figure 112008065195738-PAT00015
식 6에 나타난 계산의 수에 의해 표현되는 복잡도의 수준은 다수의 실제 세계의 MIMO 수신기 애플리케이션들에 대해서 너무 클 수 있다.
종래 및 통상의 접근 방식의 다른 제한들 및 단점들은 그러한 시스템을 도면들을 참조하여 본 출원서의 나머지 부분에서 언급되는 바와 같은 본 발명의 몇몇 측면들과 대비함으로써 당해 기술분야에서 숙련된 자에게 분명해질 것이다.
MIMO 수신기의 근사적인 ML 검색을 위한 방법 및 시스템이 실질적으로 적어도 하나의 도면에 관련하여 도시되고 및/또는 기재되며, 이하의 청구항에서 더욱 상세히 기술된다.
본 발명의 일 측면에 따라, 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템은,
복수의 안테나들을 통해 3개 또는 그 이상의 공간 스트림(spatial stream) 신호들의 동시적인 수신을 가능하게 하는 하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하고,
상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 선택된 공간 스트림 신호에 대한 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들(candidate constellation point values)의 판단을 가능하게 하고,
상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 남아있는 공간 스트림 신호 각각에 대한 복수의 슬라이싱된(sliced) 콘스텔레이션 점 값들의 판단을 가능하게 하고,
상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들 및 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 통해 검색된 복수의 비트들 의 적어도 일부분에 대한 소프트 판단 값들(soft decision values)의 계산을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 선택된 공간 스트림 신호 또는 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들과 관련되어 이용되는 변조 유형에 기초하여, 상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 수의 판단을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 콘스텔레이션 맵(constellation map)의 콘스텔레이션 점에 대응하고, 상기 콘스텔레이션 맵은 상기 변조 유형에 기초하여 판단된다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 변조 유형에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 선택된 공간 스트림 신호로부터 상기 소프트 판단 값들의 계산을 위해 비트들의 수의 판단을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 수의 비트들 중 선택된 비트의 후보 값(candidate value)이 0일 때 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트에 대해 첫 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값(squared distance metric value)의 계산을 가능하게 하고, 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트의 후보 값이 1일 때 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트에 대해 두 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값의 계산을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 첫 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값 및 상기 두 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값에 기초하여, 소프트 판단 값의 계산을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 판단된 수의 비트들의 각각의 비트에 대해 상기 소프트 판단 값의 계산을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 다음의 공간 스트림 신호의 선택을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 선택된 다음의 공간 스트림 신호에 기초하여, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 통해 수신된 상기 복수의 비트들 중 다음의 적어도 일부분에 대해 다음의 소프트 판단 값들의 계산을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 하나에 대응한다.
바람직하게는, 상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 대응하는 공간 스트림 신호와 관련하여 이용되는 변조 유형에 기초하여, 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각의 판단을 가능하게 한다.
바람직하게는, 상기 판단된 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 콘스텔레이션 맵의 콘스텔레이션 점에 대응하고, 상기 콘스텔레이션 맵은 상기 변조 유형에 기초하여 판단된다.
본 발명의 일 측면에 따라, 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 방법은,
복수의 안테나들을 통해 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 동시적으로 수신하는 단계;
상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 선택된 공간 스트림 신호에 대해 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들(candidate constellation point values)을 판단하는 단계;
상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 남아있는 공간 스트림 신호의 각각에 대해 복수의 슬라이싱된(sliced) 콘스텔레이션 점 값들을 판단하는 단계; 및
상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들 및 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 통해 수신된 복수의 비트들의 적어도 일부분에 대한 소프트 판단 값들(soft decision values)을 계산하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 선택된 공간 스트림 신호 또는 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들과 관련되어 이용되는 변조 유형에 기초하여, 상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 수를 판단하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 콘스텔레이션 맵(constellation map)의 콘스텔레이션 점에 대응하고, 상기 콘스텔레이션 맵은 상기 변조 유형에 기초하여 판단된다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 변조 유형에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 선택된 공간 스트림 신호로 부터 상기 소프트 판단 값들의 계산을 위해 비트들의 수를 판단하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 수의 비트들 중 선택된 비트의 후보 값(candidate value)이 0일 때 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트에 대해 첫 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값(squared distance metric value)을 계산하고, 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트의 후보 값이 1일 때, 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트에 대해 두 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값을 계산하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 첫 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값 및 상기 두 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값에 기초하여, 소프트 판단 값의 계산하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 판단된 수의 비트들의 각각의 비트에 대해 상기 소프트 판단 값을 계산하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 다음의 공간 스트림 신호를 선택하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 선택된 다음의 공간 스트림 신호에 기초하여, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 통해 수신된 상기 복수의 비트들 중 다음의 적어도 일부분에 대해 다음의 소프트 판단 값들을 계산하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 하나에 대응한다.
바람직하게는, 상기 방법은 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 대응하는 공간 스트림 신호와 관련하여 이용되는 변조 유형에 기초하여, 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각을 판단하는 단계를 포함한다.
바람직하게는, 상기 판단된 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 콘스텔레이션 맵의 콘스텔레이션 점에 대응하고, 상기 콘스텔레이션 맵은 상기 변조 유형에 기초하여 판단된다.
예시된 실시예의 상세한 내용들뿐만 아니라 본 발명의 이들 및 다른 장점들, 측면들 및 새로운 특징들이 다음의 설명 및 도면들로부터 더 완전하게 이해될 것이 다.
본 발명의 특정 실시예들은 MIMO 수신기에서 근사적인 ML 검색을 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다. 본 발명의 일 측면에서, MIMO 수신기는 근사적인 ML 검색 방법을 이용하는 것에 의해 수신된 신호 벡터에서 비트들을 검색할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예에서, 근사적인 ML 검색은 복수의 근사적인 LLR(또는 소프트 판단) 값을 계산하는 것에 의해 3개 또는 그 이상의 구성 요소가 되는 공간 스트림 신호들 xi를 포함하는 수신된 신호 벡터의 비트들을 검색하게 할 수 있고, 여기서 소프트 판단 값의 수의 계산은 구성 요소 xi 공간 스트림 신호들의 수의 함수로서 선형적으로 증가한다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련되어 이용될 수 있는 MIMO 송수신기 시스템을 도시한 예시적인 도면이다. 도 1a를 참조하면, 무선 송수신기 스테이션(station)(302) 및 복수의 안테나들(332a...332n)이 도시된다. 무선 송수신기 스테이션(302)은 송신기 및/또는 수신기로서 이용될 수 있는 예시적인 무선 통신 장치이다. 복수의 안테나들(332a...332n)은 무선 송수신기 스테이션(302)이 무선 통신 매체를 통해 예컨대 RF(radio frequency) 신호와 같은 신호를 송신 및/또는 수신하게 할 수 있다. 도 1a에 도시된 무선 송수신기 스테이션(302)은 또한 송신기 전단(front end; FE)(316)에 결합되는 하나 또는 그 이상의 송신 안테나들을 포함하고, 보편성의 손실없이 수신기 FE(318)에 결합될 수 있는 하나 또는 그 이상의 수신 안테나들을 포함하는 것으로서 도시될 수 있다.
예시적인 무선 송수신기 스테이션은 프로세서(312), 메모리(314), 인코더(313), 디코더(319), 변조기(315), 송신기 FE(316), 복조기(317), 수신기 FE(318), 송신 및 수신(T/R) 스위치(320), 및 안테나 매트릭스(matrix)(322)를 포함한다. 안테나 매트릭스(322)는 무선 송수신기 스테이션(302)에서 신호를 송신 및/또는 수신하기 위해 하나 또는 그 이상의 안테나들(332a...332n)의 선택을 가능하게 할 수 있다. T/R 스위치(320)는 안테나 매트릭스(322)가 송신기 FE(316) 또는 수신기 FE(318)에 통신적으로 결합되게 할 수 있다.
송신기 FE(316)는 선택된 안테나들(332a...332n)을 통해 송신될 수 있는 신호의 생성을 가능하게 할 수 있다. 인코더(313)는 프로세서(312) 및/또는 메모리(314)로부터 데이터를 수신할 수 있고, 인코딩된 2진 데이터를 생성할 수 있다. 인코딩된 2진 데이터는 예컨대 BCC(binary convolutional coding; 2진 컨볼루션 코딩) 및/또는 비트 인터리빙(bit interleaving)과 같은 오류 정정 코딩을 이용하여 생성될 수 있다. 변조기(315)는 인코더(313)로부터 인코딩된 2진 데이터를 수신하여, 인코딩된 2진 데이터를 하나 또는 그 이상의 선택된 변조 유형에 기초하여 데이터 심볼 표현으로 변환할 수 있다. 변조기(315)는 데이터 심볼을 송신기 FE(316)로 송신하기 위해 하나 또는 그 이상의 공간 스트림들을 생성할 수 있다.
수신기 FE(318)는 선택된 안테나들(332a...332n)을 통해 수신된 신호들의 프로세싱을 가능하게 할 수 있다. 복조기(317)는 수신기 FE(318)로부터 데이터 심볼들을 수신할 수 있고, 하나 또는 그 이상의 선택된 변조 유형들에 기초하여 복수의 소프트 판단 값들의 생성을 가능하게 할 수 있다. 소프트 판단 값들은 디코더(319)로 송신될 수 있다. 디코더(319)는 디코딩된 2진 데이터를 생성하기 위해 소프트 판단 값들을 이용할 수 있다. 디코딩된 2진 데이터는 프로세서(312) 및/또는 메모리(314)로 송신될 수 있다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른, MIMO 통신 시스템을 도시한 예시적인 도면이다. 도 1b를 참조하면, MIMO 송신기(102), MIMO 수신기(106), 및 통신 매체(104)가 도시된다. 통신 매체(104)는 예컨대 무선 통신 매체를 표현할 수 있다. MIMO 송신기(102)는 복수의 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 블럭들(110a, 110b,..., 110n), 및 복수의 안테나들(112a, 112b,..., 112n)을 포함할 수 있다. MIMO 수신기(106)는 복수의 안테나들(126a, 126b,..., 126n), 복수의 고속 푸리에 변환(FFT) 블럭들(124a, 124b,..., 124n), 및 검색기(detector) 블럭(122)을 포함할 수 있다.
본 발명의 예시적인 실시예에서, 각각의 복수의 IFFT 블럭들(110a, 110b,..., 110n)은 복수의 Ntx 공간 스트림 신호들(x1, x2,..., xNtx) 중 대응하는 하나를 수신할 수 있다. 각각의 공간 스트림 신호들은 예컨대 도 1a, 및/또는 송신기 및/또는 수신기 시스템에서 통상적으로 존재하는 기타 회로부에 나타난 것과 같은 변조기 블럭(315)에 의해 생성될 수 있다. 상기 회로부는 예컨대 복수의 공간 스트림들 중 단일 입력 비트 스트림으로부터 비트들을 분배하는 파싱 회로부(parsing circuitry), 및 주어진 공간 스트림내의 비트들의 그룹들을 복수의 신호 레벨들 중 하나로 변환하기 위한 변조 유형과 관련된 콘스텔레이션을 이용하는 콘스텔레이션 맵퍼 회로부(constellation mapper circuitry)를 포함할 수 있다. 각각의 IFFT 블럭들(110a, 110b,..., 110n)은 주파수 영역 표현의 각각의 대응하는 공간 스트림 신호들을 시간 영역 표현으로 변환할 수 있다. 각각의 신호들(x1, x2,..., xNtx)의 시간 영역 버전들은 안테나들(110a, 110b,..., 110n) 중 대응하는 하나에 의해 동시에 송신될 수 있다. 복수의 동시에 송신되는 신호들은 열 벡터 X로서 표현될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들은 또한 송신기(102)가 빔형성(beamforming) 및/또는 공간-시간 다이버시티 코딩(space-time diversity coding)을 이용하는 것에 의해 신호들을 송신할 때 실시될 수 있다. 이 경우, 송신기(102)는 공간 맵핑 행렬(spatial mapping matrix)을 포함할 수 있다. 공간 맵핑 행렬은 복수의 Nss개의 공간 스트림들을 수신하고, 복수의 Ntx개의 송신 체인 신호들을 출력할 수 있다. 각각의 송신 체인 신호들은 복수의 공간 스트림 신호들로부터 가중된 합(weighted sum)을 계산하는 것에 의해 생성될 수 있으며, 여기서 가중치는 공간 맵핑 행렬에 의해 판단될 수 있다. 각각의 IFFT 블럭들(110a, 110b,..., 110n)은 주파수 영역 표현인 대응하는 송신 체인 신호들을 시간 영역 표현으로 변환할 수 있다. 각각의 신호들의 시간 영역 버전은 안테나들(110a, 110b,..., 110n) 중 대응하는 하나에 의해 송신될 수 있다. 이 경우, 송신되는 신호들에 대한 유효 채널 추정 행렬(effective channel estimate matrix)은 채널 추정 행렬의 곱(product)에 기초하여 판단될 수 있고, 상기 채널 추정 행렬은 통신 매체, 및 공간 맵핑 행렬로 특징지어진다.
도 1b를 다시 참조하면, 안테나들(126a, 126b,... 126n)은 각각 신호들(r1, r2,..., rNrx)을 수신할 수 있고, 상기 신호들은 통신 매체(104)를 통해 전파한다. 송신된 신호 벡터 X는 통신 매체(104)를 통해 전파하기 때문에 변경될 수 있다. 변경된 신호들은 수신된 신호 벡터 R로서 MIMO 수신기에서 수신될 수 있다. 송신된 신호들의 변경은 채널 추정 h[i,j]에 의해 표현될 수 있다. 도 1b에 도시된 것과 같이, 안테나(112a)에 의해 송신되고 안테나(126a)에서 수신되는 공간 스트림 신호(x1)는 채널 추정 h[1,1]에 기초하여 변경될 수 있다. 안테나(112b)에 의해 송신되고 안테나(126a)에서 수신되는 공간 스트림 신호(x2)는 채널 추정 h[1,2]에 기초하여 변경될 수 있다. 안테나(112n)에 의해 송신되고 안테나(126a)에서 수신되는 공간 스트림 신호(xNtx)는 채널 추정 h[1,Ntx]에 기초하여 변경될 수 있다.
안테나(112a)에 의해 송신되고 안테나(126b)에서 수신되는 공간 스트림 신호(x1)는 채널 추정 h[2,1]에 기초하여 변경될 수 있다. 안테나(112b)에 의해 송신되고 안테나(126b)에서 수신되는 공간 스트림 신호(x2)는 채널 추정 h[2,2]에 기초하여 변경될 수 있다. 안테나(112n)에 의해 송신되고 안테나(126b)에서 수신되는 공간 스트림 신호(xNtx)는 채널 추정 h[2,Ntx]에 기초하여 변경될 수 있다.
안테나(112a)에 의해 송신되고 안테나(126n)에서 수신되는 공간 스트림 신호(x1)는 채널 추정 h[Nrx,1]에 기초하여 변경될 수 있다. 안테나(112b)에 의해 송신되고 안테나(126n)에서 수신되는 공간 스트림 신호(x2)는 채널 추정 h[Nrx,2]에 기초하여 변경될 수 있다. 안테나(112n)에 의해 송신되고 안테나(126n)에서 수신되는 공간 스트림 신호(xNtx)는 채널 추정 h[Nrx,Ntx]에 기초하여 변경될 수 있다.
MIMO 수신기(106)에서, 각각의 FFT 블럭들(124a, 124b,..., 124n)은 시간 영역 표현의 대응하는 수신된 신호(r1, r2,..., rNrx)를 주파수 영역 표현으로 변환할 수 있다. 안테나들(126a, 126b,..., 126n)에 의해 수신된 신호들은 다음 관계식 시스템에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00016
검색기 블럭(122)은 MIMO 수신기(106)가 복수의 소프트 판단 값들(Lk (1), Lk(2), Lk ( Ntx ))을 생성하게 할 수 있다. 각각의 소프트 판단 값들(Lk (i))은 i번째 공간 스트림 심볼의 k번째 비트에 대한 소프트 판단 값에 대응한다. 소프트 판단 값(Lk (i))에 대응하는 비트는 표기법 bk (i)에 의해 표현될 수 있다. 소프트 판단 값들(Lk (i))의 세트는 검색기 블럭(122)으로부터의 출력일 수 있고 디코딩된 비트들 을 생성하기 위해 소프트 판단 값들을 이용할 수 있는 디코더에 의해 수신될 수 있다.
수신기(106)는 수신기 및/또는 송수신기 시스템에서 통상적으로 존재하는 도 1b에 도시되지 않은 기능을 포함할 수 있다. 이러한 회로부는 예컨대 소프트 판단 값들에 기초하여 비트 값들을 생성하는 디코더 회로부, 및 복수의 공간 스트림들 및/또는 수신된 RF 체인들로부터의 비트들을 단일 비트 스트림으로 병합하는 인터리버 회로부를 포함할 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에서, 계산된 제곱 디스턴스 메트릭(squared distance metric) 값들의 수는 콘스텔레이션 벡터
Figure 112008065195738-PAT00017
를 개별적 구성 요소가 되는 콘스텔레이션 점들(
Figure 112008065195738-PAT00018
,
Figure 112008065195738-PAT00019
,...,
Figure 112008065195738-PAT00020
)로 분해(decomposing)하는 것에 의해 종래의 ML 검색기 시스템과 비교하여 감소될 수 있다. 각각의 콘스텔레이션 점(
Figure 112008065195738-PAT00021
)은 i번째 공간 스트림 내에서 이용되는 MOD(i) 변조 유형에 대한 콘스텔레이션 맵(map)으로부터 선택된 후보 콘스텔레이션 점 값들의 세트를 포함한다. 제곱 디스턴스 메트릭 계산의 감소는
Figure 112008065195738-PAT00022
에 대한 공동 콘스텔레이션(joint constellation)상에서의 검색 대신에 각각의
Figure 112008065195738-PAT00023
콘스텔레이션에 대한 검색의 결과일 수 있다.
분해 접근 방식의 결과와 같이, 본 발명의 다양한 실시예에서 실시되는 것과 같이, 소프트 판단 값들(Lk (i))의 계산은 복수의 제곱된 디스턴스(distance) 값들을 계산하는 것을 수반할 수 있다. 주어진 소프트 판단 값(Lk (i))에 대해 계산된 제곱된 디스턴스 값들의 수는 MOD(i) 변조 유형에 대한 콘스텔레이션 맵에서 콘스텔레이션 점들의 수에 기초하여 판단될 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 예시적인 실시예에서, 수신된 신호 벡터 R을 통해 수신된 각각의 비트에 대한 소프트 판단 값들을 계산하는 작업은 다음 관계식에서 표현된 바와 같이, 제곱된 디스턴스 값들의 수(Ncomp(approx ML))를 계산하는 것을 수반할 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00024
송신기에서 각각의 공간 스트림에 대하여 Ntx=4 및 64-QAM이 이용되는 본 발명에 따른 예시적인 실시예에서, MIMO 수신기(106)에서 검색기(122)는 다음 관계식에 나타난 것과 같이 제곱된 디스턴스 값의 수를 계산할 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00025
식 7에 표현된 계산의 수와 비교하여, 식 10은 계산의 수의 99.9985% 감소를 나타낸다.
본 발명의 다양한 실시예에서, 소프트 판단 값 계산을 위한 목적의 콘스텔레이션 벡터
Figure 112008065195738-PAT00026
의 분해는 일련의 계산된 행렬들(Wi)을 이용할 수 있고, 여기서 행렬 Wi는 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00027
)과 관련된 소프트 판단 값들(Lk (i))의 계산을 가 능하게 할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예에서, 행렬(Wi)는 유니터리 행렬(unitary matrix)이 아니다. 이와 같이, I가 단위 행렬(identity matrix)을 가리키고, Wi H가 Wi의 복소수 공액 전치된(complex conjugate transposed), 또는 에르미트(Hermitian) 버전을 가리키는 경우, 행렬 곱은
Figure 112008065195738-PAT00028
이다. 본 발명의 예시적인 실시예에서,
Figure 112008065195738-PAT00029
이고, 여기서 "dc"는 하나 또는 그 이상의 "상관 없는(don't care)" 행렬 요소 값들을 가리킨다. 상관없는 값은 0이거나 0이 아닐 수 있는 행렬 요소 값을 가리킨다.
본 발명의 다양한 실시예에서, 행렬(Wi)는 이하 기재된 것과 같은 일련의 단계들에 의해 계산될 수 있다. 제 1 단계는 다음 관계식에 나타난 것과 같이 행렬 U를 계산하는 단계를 포함한다.
Figure 112008065195738-PAT00030
여기서, H는 채널 추정 행렬을 나타낸다. 행렬 U는 복수의 행 벡터들(ui)을 포함하는 것으로서 표현될 수 있고, 각각의 벡터(ui)는 행렬 U로부터의 행을 표현한다. 결과적으로, 행렬 U는 다음 관계식에서 나타난 것과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00031
행렬 H는 복수의 열 벡터들(hi)을 포함하는 것으로서 표현될 수 있고, 여기서 각각의 벡터(hi)는 행렬 H로부터의 열을 표현한다. 결과적으로, 행렬 H는 다음 관계식에 나타난 것 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00032
행렬
Figure 112008065195738-PAT00033
는 다음 관계식에 의해 정의될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00034
Nss=4인 본 발명의 예시적인 실시예에서, 행렬들
Figure 112008065195738-PAT00035
는 다음 관계식에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00036
Figure 112008065195738-PAT00037
Figure 112008065195738-PAT00038
Figure 112008065195738-PAT00039
각각의 값들(i=1, 2,..., Nss)에 대해, 행렬 Vi는 다음 관계식에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00040
그리고, 행렬
Figure 112008065195738-PAT00041
는 다음 관계식에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00042
행렬
Figure 112008065195738-PAT00043
에 기초하여, 행렬 Wi는 다음 관계식에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00044
여기서 기호
Figure 112008065195738-PAT00045
는 아다마르 곱 연산자(Hadmard product operator)를 나타내고, 행렬 I는 단위 행렬(identity matrix)을 나타낸다.
본 발명의 다양한 실시예에서, 검색기(122)는 다음의 관계식과 같이 근사적인 LLR을 계산하기 위해 행렬 Wi를 이용할 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00046
여기서, 벡터(Yi)는
Figure 112008065195738-PAT00047
로서 정의될 수 있다. 예시적인 벡터(Yi)는 복수의 요소들(yi ,1, yi ,2,..., yi , Ntx)을 포함하는 열 벡터로서 표현될 수 있다.
Ntx=4이고 변환된 수신된 신호 벡터(Yi)에 기초하여 검색기(122)가 소프트 판단 값들(Lk (i))을 계산하는 본 발명의 예시적인 실시예에서, 다양한 행렬 곱들
Figure 112008065195738-PAT00048
이 아래와 같이 표현될 수 있다.
검색기(122)가 변환된 수신된 신호 벡터(Y1)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (1))을 계산할 때, 다음 식이 성립하고,
Figure 112008065195738-PAT00049
검색기(122)가 변환된 수신된 신호 벡터(Y2)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (2))을 계산할 때, 다음 식이 성립하고,
Figure 112008065195738-PAT00050
검색기(122)가 변환된 수신된 신호 벡터(Y3)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (3))을 계산할 때, 다음 식이 성립하고,
Figure 112008065195738-PAT00051
검색기(122)가 변환된 수신된 신호 벡터(Y4)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (4))을 계산할 때, 다음 식이 성립한다.
Figure 112008065195738-PAT00052
식 21에서, 행렬 요소들(a, b, c, d, e, f, g)은 복소 변수들을 가리킬 수 있다. 검색기(122)가 변환된 수신된 신호 벡터(Y1)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (1))을 계산할 때, 식 21a에 나타난 행렬 곱
Figure 112008065195738-PAT00053
가 이용될 수 있다. 이 경우, 근사적인 LLR 식이 다음 식과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00054
본 발명의 다양한 실시예에서, 각각의 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00055
)(단, j≠i)은 슬라이싱된(sliced) 값을 계산하는 것에 의해 판단될 수 있다. 각각의 추정된
Figure 112008065195738-PAT00056
(단, j≠i)에 대해 슬라이싱된 값은 선택된 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00057
)에 기초하여 계산될 수 있다. 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00058
)은 i번째 공간 스트림에 대한 심볼들을 생성하기 위해 MIMO 송신기(102)에서 이용되는 MOD(i)에 의해 식별되는 변조 유형에 대한 콘스텔레이션으로부터 선택될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예에서, 식 22는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00059
여기서, 식 23a의 오른쪽의 괄호로된 표현은 다음 식에 나타난 것과 같이 제곱 디스턴스 메트릭 값(SD; squared distance)으로서 언급된다.
Figure 112008065195738-PAT00060
식 23에서,
Figure 112008065195738-PAT00061
(단, j≠i)는 z에 대한 슬라이싱된 값을 가리키 고, 여기서 z는
Figure 112008065195738-PAT00062
의 함수로서 표현된다. 특히
Figure 112008065195738-PAT00063
는 m으로 스케일링된(scaled) MOD(j)에 의해 정의된 콘스텔레이션의 모든 점들에서
Figure 112008065195738-PAT00064
에 가장 근접한 점을 가리킨다.
Figure 112008065195738-PAT00065
에 대한 개별 값들은 MOD(i)에 의해 식별되는 변조 유형에 대한 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있는
Figure 112008065195738-PAT00066
에 대한 후보 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여 계산될 수 있다. 결과적으로, 2MOD (i)개의 계산된
Figure 112008065195738-PAT00067
값들이 있을 수 있다. 그러나, z(xi)에 대하여 슬라이싱된 값은 MOD(i)(단, j≠i)에 의해 식별되는 변조 유형에 대한 콘스텔레이션으로부터 선택될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00068
에 대한 슬라이싱된 값은 m으로 (예컨대 곱하여져서) 스케일링될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예에서, MOD(i) 콘스텔레이션으로부터
Figure 112008065195738-PAT00069
에 대한 값들의 선택은 콘스텔레이션 벡터(
Figure 112008065195738-PAT00070
)의
Figure 112008065195738-PAT00071
차원 상에서의 "검색"으로서 언급될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00072
에 대한 슬라이싱된 값의 계산
Figure 112008065195738-PAT00073
(단, j≠i)은 콘스텔레이션 벡터(
Figure 112008065195738-PAT00074
)의 차원들(
Figure 112008065195738-PAT00075
) 상에서의 "슬라이싱(slicing)"으로서 언급될 수 있다.
검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00076
)이 주어진 경우, 식 23으로 표현되는 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00077
)(단, j≠1)은 다음 관계식에 나타난 것과 같이 표현된다.
Figure 112008065195738-PAT00078
Figure 112008065195738-PAT00079
Figure 112008065195738-PAT00080
이에 따라, 식 22는 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00081
,
Figure 112008065195738-PAT00082
,
Figure 112008065195738-PAT00083
,
Figure 112008065195738-PAT00084
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (1))을 나타내고, 식 23a는 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00085
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (1))을 나타낸다. 식 23에서, 각각의 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00086
,
Figure 112008065195738-PAT00087
,
Figure 112008065195738-PAT00088
)은 식 24에서 나타난 것과 같이 검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00089
)의 함수로서 표현된다. 결과적으로, 소프트 판단 값들(Lk (1))은 MOD(1) 콘스텔레이션으로부터 콘스텔레이션 점들을 선택하는 것에 의해 계산될 수 있다.
각각의 선택된 후보 콘스텔레이션 점 값(
Figure 112008065195738-PAT00090
)에 대해,
Figure 112008065195738-PAT00091
에 대한 값은 식 24a에 나타난 것과 같이 계산될 수 있고,
Figure 112008065195738-PAT00092
에 대한 값은 식 24b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있고, 값
Figure 112008065195738-PAT00093
은 식 24c에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 식 24a에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00094
에 기초하여, 스케일링된 콘스텔레이션 맵은 MOD(2) 변조 유형에 대한 콘스텔레이션 맵에 기초하여 생성될 수 있다. 본 발명의 예시적인 실시예에서, 스케일링된 콘스텔레이션 맵은 변수 c1에 의해 MOD(2) 콘스텔레이션 맵의 각각의 콘스텔레이션 점을 스케일링하는 것에 의해 생성된다.
Figure 112008065195738-PAT00095
차원의 슬라이싱 연산은 콘스텔레이션 점이 계산된 값 (
Figure 112008065195738-PAT00096
)에 기초하여 MOD(2) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 때 수행될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예에서, 예컨대 콘스텔레이션 점이 정사각형 눈금상에서 균일하게 배치된 정사각-QAM(square-QAM) 변조 유형들(예컨대, 16-QAM, 64-QAM, 또는 256-QAM)과 같은 경우, 슬라이싱은 반올림(rounding) 및 리미팅(limiting) 연산을 포함하는 낮은 복잡도의 연산이다.
식 24b에서 도시된 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00097
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(3) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00098
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
식 24c에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00099
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(4) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00100
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
검색 차원에서 선택된 콘스텔레이션 점 값들 각각에 기초하여, 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD는 계산될 수 있다. 각각의 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD는 식 23b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다.
각각의 SD 값들이 MOD(1) 콘스텔레이션에 대해 계산된 후에, 소프트 판단 값들(Lk (1))은 식 23a에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 이와 관련하여, 소프트 판단 값들(Lk (1))의 계산 동안 수행된 제곱 디스턴스 메트릭 값 계산들의 수는 2MOD (1)로서 표현될 수 있다.
검색기(122)가 변환된 수신된 신호 벡터(Y2)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (2))을 계산할 때, 식 21b에 기재된 행렬 곱
Figure 112008065195738-PAT00101
이 이용될 수 있다. 이 경우, 근사적인 LLR 식은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00102
Figure 112008065195738-PAT00103
차원 상에서 검색하고
Figure 112008065195738-PAT00104
,
Figure 112008065195738-PAT00105
, 및
Figure 112008065195738-PAT00106
차원 상에서 슬라이싱하는 것에 의해, 식 25는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00107
여기서, 식 26a의 오른쪽의 괄호로된 표현은 다음 식에 나타난 것과 같이 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD로서 언급된다.
Figure 112008065195738-PAT00108
검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00109
)이 주어진 경우, 식 26에서 표현된 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00110
)(단, j≠2)은 다음 식들과 같이 표현된다.
Figure 112008065195738-PAT00111
Figure 112008065195738-PAT00112
Figure 112008065195738-PAT00113
이에 따라, 식 25는 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00114
,
Figure 112008065195738-PAT00115
,
Figure 112008065195738-PAT00116
,
Figure 112008065195738-PAT00117
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (2))을 표현하고, 식 26a는 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00118
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (2))을 표현한다. 식 26에서, 각각의 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00119
,
Figure 112008065195738-PAT00120
,
Figure 112008065195738-PAT00121
)은 식 27에 나타난 검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00122
)의 함수로서 표현된다. 따라서, 소프트 판단 값들(Lk (2))은 MOD(2) 콘스텔레이션으로부터 콘스텔레이션 점들을 선택하는 것에 의해 계산될 수 있다.
각각의 선택된 후보 콘스텔레이션 점 값(
Figure 112008065195738-PAT00123
)에 대해,
Figure 112008065195738-PAT00124
에 대한 값은 식 27a에 나타난 것과 같이 계산될 수 있고,
Figure 112008065195738-PAT00125
는 식 27b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있고, 값
Figure 112008065195738-PAT00126
은 식 27c에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 식 27a에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00127
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(3) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 스케일링된 콘스텔레이션 맵은 변수(c2)에 의해 MOD(3) 변조 유형에 대한 콘스텔레이션 맵의 콘스텔레이션 점들 각각을 스케일링(scaling)하는 것에 의해 생성될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00128
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
식 27b에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00129
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(4) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스 텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00130
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
식 27c에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00131
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(1) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00132
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
검색 차원에서 각각의 선택된 콘스텔레이션 점 값들 및 대응하는 슬라이싱된 값들에 기초하여, 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD는 계산될 수 있다. 각각의 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD는 식 26b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다.
각각의 SD 값들이 MOD(2) 콘스텔레이션에 대해 계산된 후에, 소프트 판단 값들(Lk (2))은 식 26a에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 이와 관련하여, 소프트 판단 값들(Lk (2))의 계산 동안 수행되는 제곱 디스턴스 메트릭 값 계산들의 수는 2MOD(2)로서 표현될 수 있다.
검색기(122)가 변환된 수신된 신호(Y3)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (3))을 계산할 때, 식 21c에 나타난 것과 같은 행렬 곱
Figure 112008065195738-PAT00133
가 이용될 수 있다. 이 경우, 근사적인 LLR 식은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00134
Figure 112008065195738-PAT00135
차원을 검색하는 것과
Figure 112008065195738-PAT00136
,
Figure 112008065195738-PAT00137
, 및
Figure 112008065195738-PAT00138
차원들을 슬라이싱하는 것에 의해 식 28은 다음과 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00139
여기서, 식 29a의 오른쪽의 괄호로된 표현은 다음 식에 나타난 것과 같이 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD로서 언급된다.
Figure 112008065195738-PAT00140
검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00141
)이 주어진 경우, 식 29에 표현된 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00142
)(단, j≠3)은 다음과 같다.
Figure 112008065195738-PAT00143
Figure 112008065195738-PAT00144
Figure 112008065195738-PAT00145
그리고, 식 28은 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00146
,
Figure 112008065195738-PAT00147
,
Figure 112008065195738-PAT00148
,
Figure 112008065195738-PAT00149
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (3))을 표현하고, 식 29a은 후보 콘스텔레이션 점 값(
Figure 112008065195738-PAT00150
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (3))을 표현한다. 식 29에서, 각각의 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00151
,
Figure 112008065195738-PAT00152
,
Figure 112008065195738-PAT00153
)은 식 30에 나타난 것과 같이 검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00154
)의 함수로서 표현된다. 결과적으로, 소프트 판단 값들(Lk (3))은 MOD(3) 콘스텔레이션으로부터 콘스텔레이션 점들을 선택하는 것에 의해 계산될 수 있다.
각각의 선택된 후보 콘스텔레이션 점 값(
Figure 112008065195738-PAT00155
)에 대해,
Figure 112008065195738-PAT00156
에 대한 값은 식 30a에 나타난 것과 같이 계산될 수 있고,
Figure 112008065195738-PAT00157
에 대한 값은 식 30b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있고, 값
Figure 112008065195738-PAT00158
는 식 30c에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 식 30a에 따라 계산된 값(
Figure 112008065195738-PAT00159
)에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(4) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로 부터 선택될 수 있다. 스케일링된 콘스텔레이션 맵은 변수(c3)에 의해 MOD(4) 변조 유형에 대해 콘스텔레이션 맵에서 각각의 콘스텔레이션 점들을 스케일링하는 것에 의해 생성될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00160
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
식 30b에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00161
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(1) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00162
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
식 30c에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00163
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(2) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00164
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
검색 차원의 선택된 콘스텔레이션 점 값들, 및 대응하는 슬라이싱된 값들의 각각에 기초하여, 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD는 계산될 수 있다. 각각의 계산된 디스턴스 메트릭 값 SD는 식 29b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다.
각각의 SD 값들이 MOD(3) 콘스텔레이션에 대해 계산된 후에, 소프트 판단 값들(Lk (3))은 식 29a에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 이와 관련하여, 소프트 판 단 값들(Lk (3))의 계산 동안 수행되는 제곱 디스턴스 메트릭 값 계산들의 수는 2MOD(3)로서 표현될 수 있다.
검색기(122)가 변환된 수신된 신호(Y4)에 기초하여 소프트 판단 값들(Lk (4))을 계산할 때, 식 30d에 나타난 것과 같은 행렬 곱
Figure 112008065195738-PAT00165
가 이용될 수 있다. 이 경우, 근사적인 LLR 식은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00166
Figure 112008065195738-PAT00167
차원을 검색하는 것과
Figure 112008065195738-PAT00168
,
Figure 112008065195738-PAT00169
, 및
Figure 112008065195738-PAT00170
차원들을 슬라이싱하는 것에 의해 식 31은 다음과 표현될 수 있다.
Figure 112008065195738-PAT00171
여기서, 식 32a의 오른쪽의 괄호로된 표현은 다음 식에 나타난 것과 같이 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD로서 언급된다.
Figure 112008065195738-PAT00172
검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00173
)이 주어진 경우, 식 32에 표현된 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00174
)(단, j≠3)은 다음과 같다.
Figure 112008065195738-PAT00175
Figure 112008065195738-PAT00176
Figure 112008065195738-PAT00177
그리고, 식 31은 후보 콘스텔레이션 점 값들(
Figure 112008065195738-PAT00178
,
Figure 112008065195738-PAT00179
,
Figure 112008065195738-PAT00180
,
Figure 112008065195738-PAT00181
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (4))을 표현하고, 식 32a은 후보 콘스텔레이션 점 값(
Figure 112008065195738-PAT00182
)의 함수로서 근사적인 LLR(Lk (4))을 표현한다. 식 32에서, 각각의 슬라이싱된 값들(
Figure 112008065195738-PAT00183
,
Figure 112008065195738-PAT00184
,
Figure 112008065195738-PAT00185
)은 식 33에 나타난 것과 같이 검색 값들(
Figure 112008065195738-PAT00186
)의 함수로서 표현된다. 결과적으로, 소프트 판단 값들(Lk (4))은 MOD(4) 콘스텔레이션으로부터 콘스텔레이션 점들을 선택하는 것에 의해 계산될 수 있다.
각각의 선택된 후보 콘스텔레이션 점 값(
Figure 112008065195738-PAT00187
)에 대해,
Figure 112008065195738-PAT00188
에 대한 값은 식 33a에 따라 계산될 수 있고,
Figure 112008065195738-PAT00189
에 대한 값은 식 33b에 따라 계산될 수 있고, 값
Figure 112008065195738-PAT00190
는 식 33c에 따라 같이 계산될 수 있다. 식 33a에 나타난 것과 같이 계산된 값(
Figure 112008065195738-PAT00191
)에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(1) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00192
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
식 33b에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00193
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(2) 변조 유형에 대한 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00194
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
식 33c에 나타난 것과 같이 계산된 값
Figure 112008065195738-PAT00195
에 기초하여, 콘스텔레이션 점은 슬라이싱 연산을 수행하는 것에 의해 MOD(3) 변조 유형의 스케일링된 콘스텔레이션 맵으로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은
Figure 112008065195738-PAT00196
차원에 대한 슬라이싱된 값을 표현할 수 있다.
검색 차원의 선택된 콘스텔레이션 점 값들, 및 대응하는 슬라이싱된 값들의 각각에 기초하여, 제곱 디스턴스 메트릭 값 SD는 계산될 수 있다. 각각의 계산된 디스턴스 메트릭 값 SD는 식 32b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다.
각각의 SD 값들이 MOD(4) 콘스텔레이션에 대해 계산된 후에, 소프트 판단 값들(Lk (4))은 식 32a에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 이와 관련하여, 소프트 판단 값들(Lk (4))의 계산 동안 수행되는 제곱 디스턴스 메트릭 값 계산들의 수는 2MOD(4)로서 표현될 수 있다.
상기 제공된 본 발명의 예시적인 실시예에서, 수신된 신호 벡터 R에 기초하여 계산된 소프트 판단 값들은 각각의 식들(23a, 26a, 29a, 32a)에 나타난 것과 같이 계산된 소프트 판단 값들(Lk (1), Lk (2), Lk (3), Lk (4))의 세트에 의해 근사화될 수 있다. 계산된 소프트 판단 값들(Lk (1), Lk (2), Lk (3), Lk (4))의 세트는 디코딩된 비트들을 생성하기 위해 계산된 소프트 판단 값들의 세트를 이용할 수 있는 디코더로 송신될 수 있다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, MIMO 수신기에서 근사적인 ML 검색을 위한 예시적인 단계들을 도시한 흐름도이다. 도 2를 참조하면, 단계(201)에서, 수신된 신호 벡터 R에 의해 운반된 공간 스트림들의 수 Nss가 판단될 수 있다. 공간 스트림들의 수는 이른 시점에 MIMO 수신기로 통신될 수 있다. 예를 들면, 공간 스트림들의 수는 MIMO 송신기로부터 수신된 프로토콜 데이터 유닛(protocol data unit; PDU)의 헤더(header)내에서 MIMO 수신기로 통신될 수 있다. 본 발명의 예시 적인 실시예에서, 공간 스트림들의 수는 MIMO 수신기에서 수신되었던 신호들을 송신했던 송신 스테이션에서의 송신 안테나들의 수와 동일하다. 단계(202)에서, 예시적인 색인 값들이 초기값들로 초기화될 수 있다. 단계(202)에서, 각각의 색인에 대한 초기값은 1로서 동일하다. 단계(202)에 도시된 색인 값들은 검색 차원 색인 값 i, 콘스텔레이션 점 색인 값 q, 및 비트 색인 값 k를 포함한다. 검색 차원 색인 값 i는 검색 차원을 나타내기 위해 이용될 수 있다. 콘스텔레이션 점 색인 값 q는 검색 차원에 대한 콘스텔레이션 맵 내의 콘스텔레이션 점들을 식별하기 위해 이용될 수 있다. 비트 색인 값 k는 소프트 판단 값이 계산되고 있는 검색 차원의 비트 위치를 식별하기 위해 이용될 수 있다.
단계(204)에서, MIMO 수신기는 복수의 수신 안테나들을 통해 신호 벡터 R을 수신할 수 있다. 단계(206)에서, 유니터리 행렬이 아닌 Wi는 계산될 수 있다. 행렬 Wi는 예컨대 식 30에 나타난 것과 같이 이용될 수 있다. 단계(208)에서, 행렬 곱
Figure 112008065195738-PAT00197
이 계산될 수 있다. 단계(210)에서, 공간 스트림 신호(xi(검색 차원))에 의해 운반된 심볼들에 대한 심볼 비트들의 수 MOD(i)가 판단될 수 있다. MOD(i)는 변조 유형을 식별할 수 있다. 변조 유형은 복수의 콘스텔레이션 점들을 포함하는 콘스텔레이션 맵에 대응할 수 있다. 단계(212)에서, 콘스텔레이션 색인 값 q, 및 비트 색인 값 k는 다시 초기화될 수 있다. 단계(212)에서, 각각의 색인은 예컨대 값 1로 초기화될 수 있다.
단계(214)에서, 콘스텔레이션 점은 MOD(i)에 의해 식별된 콘스텔레이션 맵으 로부터 선택될 수 있다. 선택된 콘스텔레이션 점은 검색 차원에서 현재의 후보 콘스텔레이션 점 값(
Figure 112008065195738-PAT00198
)을 표현할 수 있다. 단계(216)에서, 슬라이싱된 값들은 각각의 슬라이스 차원에서 공간 스트림 신호들에 대해 계산될 수 있다. 슬라이싱된 값들은 현재 선택된 콘스텔레이션 점의 값에 기초하여 계산될 수 있다. 슬라이싱된 값들은 예컨대 식 23에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 단계(218)에서, 제곱 디스턴스 메트릭 값들(SD[q])은 현재 선택된 콘스텔레이션 점에 기초하여 계산될 수 있다. 제곱 디스턴스 메트릭 값들은 예컨대 식 23b에 나타난 것과 같이 계산될 수 있다. 현재 선택된 콘스텔레이션 점에 대해 계산된 제곱 디스턴스 메트릭 값들은 벡터(SD[q])의 q번째 입력(entry)으로서 저장될 수 있다. 단계(220)는 현재의 콘스텔레이션 맵의 마지막 콘스텔레이션 점이 선택되었는지를 판단할 수 있다. 단계(220)에서, 선택되어야 할 콘스텔레이션 점들이 남아있는 경우, 단계(222)에서 콘스텔레이션 색인 값은 예컨대 1만큼 증가될 수 있다. 단계(214)는 단계(222) 이후에 이어질 수 있다.
단계(220)에서, 선택되어야 할 콘스텔레이션 점들이 남아 있지 않은 경우, 단계(226)에서 소프트 판단 값은 검색 차원 공간 스트림 신호의 k번째 비트에 대해 판단될 수 있다. 소프트 판단 값들(Lk (i))은 예컨대 식 23a에 도시된 것과 같이 계산될 수 있다. 소프트 판단 값들(L1 (i), L2 (i), LMOD (i),(i))은 계산된 제곱 디스턴스 메트릭 값들(SD[1], SD[2],..., SD[2MOD(i)]의 세트에 기초하여 선택될 수 있다. 단계(228)는 소프트 판단 값들이 검색 차원 공간 스트림에 대해 계산될 수 있는 비 트들이 남아있는지를 판단할 수 있다. 단계(228)에서 소프트 판단 값들이 검색 차원 공간 스트림에 대해 계산되어야 하는 비트들이 남아있는 경우, 단계(230)에서, 비트 색인 값 k는 예컨대 1만큼 증가될 수 있다. 단계(226)는 단계(230) 이후에 이어질 수 있다.
단계(228)에서, 검색 차원 공간 스트림에 대해 계산되어야 하는 남아있는 비트들이 남아있지 않은 경우, 단계(232)는 소프트 판단 값들이 계산될 수 있는 공간 스트림들이 남아있는지 판단할 수 있다. 단계(232)에서, 소프트 판단 값들이 계산될 수 있는 공간 스트림들이 남아있는 경우, 단계(234)에서, 검색 색인 값 i는 예컨대 1만큼 증가될 수 있다. 단계(206)는 단계(234) 이후에 이어질 수 있다.
단계(232)에서, 소프트 판단 값들이 계산되어야 하는 공간 스트림들이 남아있지 않은 경우, 단계(236)에서, 계산된 소프트 판단 값들(Lk (i))은 출력될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들은 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들(x1, x2,..., xNss)에 기초하여 신호를 동시에 송신하는 MIMO 송신기들을 포함하는 MIMO 시스템에서 실시될 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 검색기(122)는 3개 또는 그 이상의 동시에 수신되는 공간 스트림 신호들을 포함하는 수신된 신호 벡터들(R)에 기초하여 비트들을 검색할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들에서, 검색기(122)는 로그 우도 계산에 기초하여 검색 작업을 수행하는 것에 제한되지 않을 수 있다. 본 발명의 다양한 실시예들은 우도 비율들(likelihood ratios), 및/또는 동시에 수신되는 공간 스트림 신호들의 증가하는 수로 선형적으로 증가시키기 위해 (3개 또는 그 이상의 동시에 수신된 공간 스트림 신호들을 포함하는 수신된 신호 벡터들로부터의) 비트 검색의 복잡도를 계산가능한 기타 계산 방법들을 이용하는 시스템에서 실시될 수 있다.
본 발명의 다양한 실시예들은 수신된 신호 벡터(R; 예컨대 식 1에 나타난 것과 같음)의 하나 또는 그 이상의 잡음 요소들(ni)이 독립적이고 동일하게 분산된(independent and identically distributed; IID) 복소 가우시안 랜덤 변수로서 표현되지 않을 때에도 실시될 수 있다. 이러한 경우에, 잡음 요소(들)은 변환된 잡음 요소 표현이 IID 복소 가우시안 랜덤 변수로서 표현되도록 변환될 수 있다. 본 발명의 예시적인 실시예에서, 변환은 화이트닝 필터(whitening filter)를 이용하여 달성될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 컴퓨터에 의해 실행가능한 적어도 하나의 코드부(code section)를 갖는 컴퓨터 프로그램이 저장된 컴퓨터 판독가능 매체(computer readable medium)를 제공할 수 있고, 이에 따라 컴퓨터가 MIMO 수신기에서 근사적인 ML 검색을 위해 본원에 기재된 것과 같은 단계들을 수행하게 할 수 있다.
이에 따라, 본 발명은 하드웨어나 소프트웨어, 또는 하드웨어와 소프트웨어의 조합의 형태로 실현될 수 있다. 본 발명은 적어도 하나의 컴퓨터 시스템 안에 중앙 집중된 방식으로 구현될 수도 있고, 서로 다른 요소들이 여러 개의 상호 연결된 컴퓨터 시스템들에 걸쳐 퍼져있는 분산된 방식으로 구현될 수도 있다. 여기에 설명된 방법들을 수행할 수 있도록 설계된 어떠한 형태의 컴퓨터 시스템 또는 기타 장치도 적합하다. 통상적으로 하드웨어와 소프트웨어의 조합은 컴퓨터 프로그램이 탑재된 범용 컴퓨터 시스템이 될 수 있으며, 이때 상기 컴퓨터 프로그램은 로딩되어 실행될 경우에 상기 컴퓨터 시스템을 제어하여, 이 컴퓨터 시스템이 여기에서 설명한 방법들을 수행할 수 있게 한다.
본 발명은 또한 컴퓨터 프로그램 제품(computer program product)에 내장될 수 있다. 이때, 상기 컴퓨터 프로그램 제품은 여기서 설명한 방법들의 구현을 가능하게 하는 모든 특징들을 모두 포함하며, 컴퓨터 시스템에 탑재될 경우에는 그러한 방법들을 수행할 수 있다. 본 발명의 문맥에서 컴퓨터 프로그램이란, 어떠한 종류의 언어, 코드 또는 표기법으로 나타낸, 일단의 명령에 관한 어떠한 종류의 표현을 뜻한다. 이때, 상기 일단의 명령들이란, 정보 처리 능력을 가진 시스템이 어떤 특정한 기능을 직접적으로, 또는 다음의 (a) 다른 프로그램 언어, 코드나 표기법으로 컨버젼(conversion)되거나, (b) 상이한 물질적인 형태로 재생산을 각각 거치거나 또는 두 가지 모두를 거친 후에, 수행하도록 의도된 것들을 말한다.
본 발명이 특정한 실시예들에 관하여 설명되었지만, 본 발명의 사상에서 벗어남이 없이, 다양한 변경이 이뤄질 수 있고 또한 균등물들이 치환될 수 있다는 점은 당해 기술 분야에 숙련된 자들에게 이해될 것이다. 추가적으로, 본 발명의 사상에서 벗어남이 없이, 특정한 상황이나 물적 요건을 본 발명의 지침에 맞게 조절할 수 있도록 다양한 개조가 이뤄질 수 있다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정한 실시에 한정되는 것이 아니며, 본 발명은 첨부된 청구 범위의 사상 내에 들어오는 모든 실시예들을 포함한다.
도 1a는 본 발명의 일 실시예와 관련하여 이용될 수 있는 MIMO 송수신기 시스템을 도시한 예시적인 도면이다.
도 1b는 본 발명의 일 실시예에 따른, MIMO 통신 시스템을 도시한 예시적인 도면이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른, MIMO 수신기에서 근사적인 ML 검색을 위한 예시적인 단계들을 도시한 흐름도이다.

Claims (15)

  1. 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템에 있어서,
    복수의 안테나들을 통해 3개 또는 그 이상의 공간 스트림(spatial stream) 신호들의 동시적인 수신을 가능하게 하는 하나 또는 그 이상의 회로들을 포함하고,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 선택된 공간 스트림 신호에 대한 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들(candidate constellation point values)의 판단을 가능하게 하고,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 남아있는 공간 스트림 신호 각각에 대한 복수의 슬라이싱된(sliced) 콘스텔레이션 점 값들의 판단을 가능하게 하고,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들 및 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 통해 검색된 복수의 비트들의 적어도 일부분에 대한 소프트 판단 값들(soft decision values)의 계산을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 선택된 공간 스트림 신호 또는 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들과 관련되어 이용되는 변조 유형에 기초하여, 상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 수의 판단을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 콘스텔레이션 맵(constellation map)의 콘스텔레이션 점에 대응하고, 상기 콘스텔레이션 맵은 상기 변조 유형에 기초하여 판단되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 변조 유형에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 선택된 공간 스트림 신호로부터 상기 소프트 판단 값들의 계산을 위해 비트들의 수의 판단을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 수의 비트들 중 선택된 비트의 후보 값(candidate value)이 0일 때 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트에 대해 첫 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값(squared distance metric value)의 계산을 가능하게 하고, 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트의 후보 값이 1일 때 상기 수의 비트들 중 상기 선택된 비트에 대해 두 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값의 계산을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 첫 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값 및 상기 두 번째 최소의 제곱 디스턴스 메트릭 값에 기초하여, 소프트 판단 값의 계산을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  7. 청구항 6에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 판단된 수의 비트들의 각각의 비트에 대해 상기 소프트 판단 값의 계산을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 다음의 공간 스트림 신호의 선택을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  9. 청구항 8에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 선택된 다음의 공간 스트림 신호에 기초하여, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 통해 수신된 상기 복수의 비트들 중 다음의 적어도 일부분에 대해 다음의 소프트 판단 값들의 계산을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  10. 청구항 1에 있어서,
    상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 하나에 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 하나 또는 그 이상의 회로들은, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 상기 대응하는 공간 스트림 신호와 관련하여 이용되 는 변조 유형에 기초하여, 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각의 판단을 가능하게 하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 판단된 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 콘스텔레이션 맵의 콘스텔레이션 점에 대응하고, 상기 콘스텔레이션 맵은 상기 변조 유형에 기초하여 판단되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 시스템.
  13. 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 방법에 있어서,
    복수의 안테나들을 통해 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 동시적으로 수신하는 단계;
    상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 선택된 공간 스트림 신호에 대해 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들(candidate constellation point values)을 판단하는 단계;
    상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여, 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들 중 남아있는 공간 스트림 신호의 각각에 대해 복수의 슬라이싱된(sliced) 콘스텔레이션 점 값들을 판단하는 단계; 및
    상기 판단된 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들 및 상기 복수의 슬라이싱된 콘스텔레이션 점 값들에 기초하여 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들을 통해 수신된 복수의 비트들의 적어도 일부분에 대한 소프트 판단 값들(soft decision values)을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 방법.
  14. 청구항 13에서,
    상기 선택된 공간 스트림 신호 또는 상기 동시적으로 수신된 3개 또는 그 이상의 공간 스트림 신호들과 관련되어 이용되는 변조 유형에 기초하여, 상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 수를 판단하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 방법.
  15. 청구항 14에 있어서,
    상기 복수의 후보 콘스텔레이션 점 값들의 각각은 콘스텔레이션 맵(constellation map)의 콘스텔레이션 점에 대응하고, 상기 콘스텔레이션 맵은 상기 변조 유형에 기초하여 판단되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템에서 정보를 통신하기 위한 방법.
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