KR20090013654A

KR20090013654A - 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 화상 형성 장치

Info

Publication number: KR20090013654A
Application number: KR1020070118097A
Authority: KR
Inventors: 타카시 콘도
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2007-08-01
Filing date: 2007-11-19
Publication date: 2009-02-05
Also published as: JP2009038892A; KR101141277B1; CN101359870A; CN101359870B; JP5559456B2

Abstract

압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 화상 형성 장치가 개시된다. 본 발명에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 압전 트랜스에 소정의 구동 주파수에 의해 제어된 구동 전압을 인가함으로써 압전 트랜스가 출력한 출력 전압을 부하에 공급하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 있어서, 출력 전압과 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압을 비교하고, 비교 결과에 기초하여 출력 전압의 변동을 디지털 변동 값으로서 검출하는 출력 전압 검출부; 및 검출된 디지털 변동 값에 따라 압전 트랜스의 구동 제어를 수행하는 구동 제어부를 포함함으로서, 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어를 할 수 있으며, 고압 출력의 고속 상승을 가능하게 한다.

Description

압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 화상 형성 장치{High voltage power apparatus of piezoelectric transformer type and image forming apparatus}

본 발명은 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 화상 형성 장치에 관한 것이다.

전자 사진 프로세스에 의해 화상을 형성하는 화상 형성 장치에 있어서, 감광체에 전사 부재를 당접시켜 전사하는 직접 전사 방식을 사용하는 경우, 전사 부재에는 도전체의 회전축을 가진 롤러 모양의 도전성 고무가 사용된다. 이 때, 전사 부재의 구동은 감광체의 프로세스 속도에 따라 제어된다. 또한, 전사 부재에 인가하는 전압으로, 직류 바이어스 전압이 사용되는데, 직류 바이어스 전압의 극성은 일반적인 코로나 방전식의 전사 전압의 극성과 동일하다.

이와 같이, 전사 롤러를 이용하여 양호한 전사를 하기 위해서는 일반적으로 3kV 정도의 전압(소요 전류는 수μA)을 전사 롤러에 인가하여야 한다. 종래에는 화상 형성 처리에 필요한 고전압을 생성하기 위해서 코일식 전자 트랜스를 사용하였다. 하지만, 전자 트랜스는 구리선, 보빈, 자심(磁芯)으로 구성되어 있고, 3kV 정도의 전압을 인가하여 사용하는 경우에는 출력 전류 값이 수 μA 정도로 매우 작기 때문에, 각 부분에서 누설 전류를 최소화하여야 했다. 누설 전류를 최소화하기 위해, 전자 트랜스의 코일을 유기 절연물에 의해 몰드로 만드는 방법을 사용하였다. 하지만, 이와 같은 방법을 사용하는 경우, 발연 및 발화의 위험이 있고, 공급 전력에 비해 큰 전자 트랜스가 요구되므로, 고압 전원 장치의 소형화 및 경량화가 용이하지 않다는 문제점이 있었다.

그래서, 이러한 문제점을 보완하기 위해 박형, 경량의 고출력 압전 트랜스를 이용하여 고전압을 발생시키는 방법이 검토되었다. 즉, 세라믹을 소재로 한 압전 트랜스를 이용하면, 전자 트랜스 이상의 효율로 고전압을 생성하는 것이 가능해진다. 게다가, 1 차측 및 2 차측 사이의 결합에 관계없이 1 차측과 2 차측의 전극 사이의 거리를 떼어놓는 것이 가능해지기 때문에, 특별히 절연을 위한 몰드 가공을 할 필요가 없으며, 발연 발화의 위험성도 없어진다. 그 때문에, 고압 전원 장치를 소형ㆍ경량으로 할 수 있다는 뛰어난 특성을 얻을 수 있다.

하지만, 이러한 압전 트랜스를 이용한 고압 전원 장치는 주파수 제어를 아날로그 신호 처리 회로에서 하기 때문에, 제어 동작이 불안정해진다. 즉, 고압 출력 전압의 상승(하강)을 빨리 하기 위해 제어 전압을 급격하게 변화시키면, 공진 주파수를 초월해 버리고, 출력 전압을 제어할 수 없게 된다. 또한, 예측하지 못한 사태로 인해 압전 트랜스의 능력 이상의 전력이 필요해진 경우에는, 압전 트랜스의 구동 주파수가 공진 주파수를 넘어버리고, 압전 트랜스를 제어할 수 없게 되어 화상 불량이 발생하게 된다. 또한, 압전 트랜스로부터의 출력 전압을 제어할 수 없음에도, 고압 전원 장치에 있어서 회로 동작의 발진이 발생한다.

또한, 고전압 전원 온(ON)시의 제어 신호가 구동 증폭기(operational amplifier)에 입력된 시점에서부터 원하는 설정 전압 값에 도달할 때까지 스퓨리어스 주파수(spurious)에 기인하는 상승 시간의 지연이 발생한다.

또한, 압전 트랜스에는 복수의 공진점이 존재하는데, 압전 트랜스에 의해 얻어지는 출력 전압의 가변 폭을 크게 하기 위해서는 효율이 나쁜 범위의 주파수도 사용해야 하며, 장치 전체적으로 효율이 나쁘다는 문제도 있었다.

나아가, 출력 전압을 작게 하기 위해 공진 주파수에서 주파수를 크게 변화시키면, 다음 공진 주파수가 가까워지기 때문에 도리어 출력 전압이 상승해 버려 저전압 출력을 실현하는 것이 어렵다는 문제점이 있었다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 이와 같은 문제를 감안하여 이루어진 것으로, 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어를 할 수 있으며, 고압 출력의 고속 상승을 가능하게 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 화상 형성 장치를 제공하는데 있다.

또한, 본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 안정된 주파수 제어 및 고압 출력의 고속 상승 시간을 가능하게 하고, 저전압 출력 및 안정 출력 제어가 가능한 고효율의 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 화상 형성 장치를 제공하는데 있다.

상기 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 압전 트랜스에 소정의 구동 주파수에 의해 제어된 구동 전압을 인가함으로써 상기 트랜스가 출력한 출력 전압을 부하에 공급하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 상기 출력 전압과 상기 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압을 비교하고, 상기 비교 결과에 기초하여 상기 출력 전압의 변동을 디지털 변동 값으로 검출하는 출력 전압 검출부; 및 상기 검출된 디지털 변동 값에 따라 상기 압전 트랜스의 구동 제어를 수행하는 구동 제어부를 포함한다.

상기 다른 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 압전 트랜스에 소정의 구동 주파수에 의해 제어된 구동 전압을 인가함으로써 상기 압전 트랜스가 출력한 출력 전압을 부하에 공급하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 상기 출력 전압 및 상기 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압에 기초하여 상기 출력 전압의 변동분을 연산하고, 상기 연산된 변동분에 기초하여 상기 압전 트랜스의 구동 주파수를 디지털 신호 처리에 의해 제어하는 구동 제어부를 포함한다.

상기 또 다른 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 압전 트랜스에 소정의 구동 주파수에 의해 제어된 구동 전압을 인가함으로써 상기 압전 트랜스가 출력한 출력 전압을 부하에 공급하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 상기 출력 전압과 상기 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압을 비교하고, 상기 비교 결과에 기초하여 상기 출력 전압의 변동을 디지털 변동 값으로 검출하는 출력 전압 검출부; 상기 검출된 디지털 변동 값에 따라 상기 압전 트랜스의 구동 제어를 수행하는 구동 제어부; 및 상기 출력 전압과 상기 출력 제어 전압의 비교 결과에 따라 상기 압전 트랜스에 인가되는 전원 전압을 가변 제어하는 드라이브 전압 제어부를 포함한다.

상기 또 다른 기술적 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 화상장치는 잠상 담지체의 표면을 동일하게 대전시키는 대전 수단; 상기 대전 후의 상기 잠상 담지체의 표면에 잠상을 형성시키는 노광 수단; 상기 잠상을 현상하는 현상 수단; 상기 잠상 담지체에 형성되는 토너상을 전사재에 전사시키는 전사 수단; 및 상기 대전 수단, 상기 현상 수단, 상기 전사 수단들 중 적어도 어느 하나의 수단에 전압을 공급하는 전원 장치를 포함하며, 상기 전원 장치는 본 발명에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 중 어느 하나인 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 출력 전압과 상기 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압을 비교하고, 비교 결과에 기초하여 출력 전압의 변동을 디지털 변동 값으로 검출하는 출력 전압 검출부; 및 검출된 디지털 변동 값에 따라 압전 트랜스의 구동 제어를 수행하는 구동 제어부를 포함함으로서, 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어를 할 수 있으며, 고압 출력의 고속 상승을 가능하게 할 수 있는 효과가 있다.

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 일 실시예들을 상세히 설명한다. 또한, 본 명세서 및 도면에 있어서, 실질적으로 동일한 기능 구성을 가지는 구성 요소에 대해서는 동일한 부호로 표기하여 중복 설명을 생략한다.

[일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 대해]

본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원장치를 설명하기에 전에, 본 발명의 바람직한 실시예들에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치와 일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 사이의 구성상의 차이점을 명확히 하기 위해 일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 도 1 내지 도 3을 참조하여 설명한다.

도 1은 일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 설명하기 위한 블록도이다.

일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 고압 전원의 압전 트랜스(T1001)로는 압전 세라믹 트랜스가 이용된다. 압전 트랜스(T1001)의 교류 출력은 다이오드들(Dl002, Dl003) 및 고압 콘덴서(C1004)에 의해 정전압으로 정류 평활되고, 정류 평활된 출력 전압은 부하인 전사 롤러(미도시)에 공급된다. 또한, 정류 평활된 출력 전압은 저항들(Rl005, Rl006, Rl007)에 의해 분압 되고, 보호용 저항(Rl008)을 통해 구동 증폭기(operational amplifier)(Ql009)의 비반전 입력단자(+단자)에 입력된다.

한편, 구동 증폭기의 반전 입력단자(-단자)에는 저항(Rl014)을 통해 DC 콘트롤러로부터 아날로그 신호인 고압 전원의 제어 신호(vcont)가 입력된다. 구동 증폭기(Ql009), 저항(Rl014) 및 콘덴서(C1013)는 적분 회로를 구성하며, 저항(Rl014) 값 및 콘덴서(C1013) 값에 의해 정해지는 적분 상수로 적분 처리된 제어 신호(Vcont)가 구동 증폭기(Ql009)에서 출력된다.

구동 증폭기(Ql009)의 출력단은 전압 제어 발진기(VCO)(1010)에 접속되며, 그 출력단이 인덕터(Ll012)에 접속된 트랜지스터(Ql011)를 구동함으로써, 압전 트랜스(T1001)의 1 차측에 구동 주파수의 전원을 공급한다. 이와 같이, 전자 사진 방식의 화상 형성 장치의 고압 전원 유닛은 이러한 압전 트랜스를 이용한다.

도 2 및 도 3은 일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 압전 트랜스의 구동 주파수를 설명하기 위한 파형도들이다.

압전 트랜스의 특성은 일반적으로 도 2에 도시된 바와 같이, 공진 주파수(f0)에서 최대 출력 전압을 가지며, 공진 주파수를 기준으로 고주파수측 또는 좌 주파수측에서 출력 전압이 작아지는 형태를 가진다. 따라서, 구동 주파수를 통해, 출력 전압을 제어할 수 있다. 압전 트랜스의 출력 전압을 증가시키는 경우에는 공진 주파수보다 큰 구동 주파수(fx)를 공진 주파수(f0)로 변화시키면 된다.

전자 사진 방식의 화상 형성 장치의 고압 전원 유닛에서는 도 2에 도시된 고압 전원 회로를 복수 개 가지고, 대전, 현상, 전사 등의 바이어스를 출력하여 화상 형성을 하고 있다.

그렇지만, 도 2에 도시된 바와 같이, 일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 아날로그 신호 처리에 의해 압전 트랜스의 구동 주파수 제어하므로, 희망하는 출력 제어 전압 값에 도달할 때까지 시간 지연의 문제가 발생한다.

또한, 압전 트랜스에는 복수의 공진점이 존재할 수 있다. 예를 들어, 도 3에 도시된 바와 같이 압전 트랜스는 4 개의 공진점이 존재할 수 있다. 도 3에 도시된 바와 같이, 제 1 공진 주파수(f1)를 인가하면 약 3.5kV라는 출력 전압을 얻을 수 있는 제 1 공진점이 존재하고, 제 1 공진 주파수(f1)의 다른 고주파수측에는 출력 전압이 극대가 되는 제 2 공진점(공진 주파수: f2) 및 제 3 공진점(공진 주파수: f3)이 존재한다. 도 3에 도시된 바와 같이, 공진점은 출력 전압이 극대가 되는 점이기 때문에, 구동 전압의 주파수를 공진점에서의 공진 주파수를 기준으로 고주파수측 또는 저주파수측의 어느 것으로 변화시키더라도 출력 전압은 저하한다.

그렇지만, 공진 주파수에서 주파수를 변화시켜도 출력 전압의 최대값을 수 kv정도로 설정하면 변화시킨 주파수에서 출력 전압은 수 10OV 이하가 되지는 않는다. 왜냐하면, 주파수를 크게 변화시키면, 주파수는 0으로 수렴하는 것이 아니라 다음 공진 주파수가 가까워지기 때문에, 출력 전압은 다음 공진 주파수에 가까워질 때까지 커진다.

구동 전압의 주파수에는 공진 주파수 근처 등의 효율적인 범위가 존재한다. 하지만, 출력 전압의 가변폭을 크게 하기 위해 효율이 나쁜 범위의 주파수도 사용하여야 하기 때문에, 전체적으로 효율성은 떨어진다.

[본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 대해]

일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 문제점을 해결하기 위해 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 디지털 신호 처리에 의해 압전 트랜스의 구동 주파수를 제어하고, 압전 트랜스의 동작을 안정하게 하여 고압 출력의 고속 상승을 실현한다.

이하, 도 4 내지 도 8을 참조하여, 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 장치에 대해 상세히 설명한다. 도 4는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 설명하기 위한 블록도이다.

본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 도 4에 도시된 바와 같이 구동부(20), 압전 트랜스 구동 제어부(30), 정류 평활부(40) 및 출력 전압 검출부(50)를 포함한다.

구동부(20)는 압전 트랜스(T201), 인덕턴스(L201), 저항(R201), 콘덴서(C201) 및 MOSFET의 스위칭 소자(S201)를 포함한다.

전원(VDD)이 인덕턴스(L201)에 접속되면, 후술하는 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 의해 주파수 제어된 구동 전압이 스위칭 소자(S201)에 입력되고, 입력된 구동 전압은 스위칭 소자(S201)의 온/오프(ON/OFF)를 제어함으로서 접속된 전원 전압에 대해, 승압 및 의사 정현파로의 변환이 이루어진다. 그 후 변환된 전원 전압은 압전 트랜스(T201)로 인가된다.

구동부(20)의 압전 트랜스(T201)는 압전 진동체에 1차 전극과 2차 전극이 마련되어 있으며, 1 차측은 가로 방향으로 분극하여 압전 진동체를 사이에 두고 대향하고, 2 차측을 세로 방향으로 분극하고, 이들을 수지 케이스(도시하지 않음)에 수용한다. 압전 진동체는 지르콘산 티타늄산 납세라믹(PZT: Plumbum-Zirconate-Titanate) 등의 압전 세라믹으로 이루어지고, 판모양을 나타낸다. 압전 진동체의 세로 방향에 있어서, 일단에서 그 길이의, 예를 들어 절반 정도까지 1차 전극이 마련되고, 타단에 2차 전극이 마련되어 있다. 1 차측에 길이 치수로 정해지는 고유 공진 주파수의 구동 전압을 입력하면, 역압전 효과에 의해 강한 기계 공진을 일으키고, 압전 효과에 의해 그 진동에 맞는 높은 출력 전압이 출력된다.

압전 트랜스 구동 제어부(30)는 구동부(20)의 압전 트랜스(T201)를 제어하는 구동 전압의 주파수를 제어한다. 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 의해 압전 트랜스의 구동 주파수를 디지털 신호 처리에 의해 제어하는 것을 특징으로 한다. 이러한 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 대해서는, 나중에 상세히 설명한다.

정류 평활부(40)는 콘덴서(C401) 및 다이오드들(D401, D403)을 포함한다. 압 전 트랜스(T201)의 교류 출력은 다이오드들(D401, D403) 및 콘덴서(C401)에 의해 정전압(직류 전압)으로 정류 평활되고, 부하인 전사 롤러(미도시)에 공급된다.

출력 전압 검출부(50)는 콘덴서들(C501, C503), 저항들(R501, R503) 및 비교측정기(COMP)(501)를 포함한다. 정류 평활부(40)에 의해 직류 전압으로 정류 평활된 출력 전압은 출력 전압 검출부(50) 중 분압 저항(R501, R503)에 의해 분압되고, 오차 검출 전압(Feed back 전압)으로서 비교 측정기(501)의 반전 입력 단자(-단자)에 입력된다. 이 때, 각 분압 저항(R501, R503)에 병렬로 연결된 콘덴서(C501, C503)는 출력 전압의 AC 성분과 DC 성분을 조정한다. 또한 비교 측정기(501)의 비반전 입력단자(+단자)에는 출력 전압을 제어하는 DC 전압인 출력 제어 전압이 기준 전압(Reference_Volt)으로서 입력된다.

비교 측정기(501)는 비반전 입력 단자에 입력된 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 출력 전압(Feed back 전압)의 크기를 비교하고, 그 비교 결과를 출력한다. 비교 측정기(501)의 출력은 출력 전압(Feed back) > 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 경우에는 Low 출력이 되고, 출력 전압(Feed back) < 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 경우에는 High 출력이 된다. 이와 같은 비교 측정기(501)에 의해 출력 전압의 아날로그적 변동을 디지털 변동 값으로 변환할 수 있다. 비교 측정기(501)에서 출력되는 디지털 변동 값은 압전 트랜스 구동 제어부(30) 중 주파수 제어부의 제어 신호(UP/DOWN)로서 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 입력된다.

또한, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전 원 장치(10)는 리셋 신호를 공급하는 리셋부(101), 클록 신호를 공급하는 클록부(103) 및 압전 트랜스(T201)에 구동 제어 신호를 공급하는 콘트롤러(105)를 더 포함한다.

콘트롤러(105)로부터 공급되는 구동 제어 신호(ON/OFF 신호)는 저항(Rl01, Rl03, Rl05) 및 스위칭 소자(S101)에 의해 반전되고, 오픈 콜렉터 출력으로 변환되어 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 입력된다.

도 5는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 압전 트랜스 구동부를 설명하기 위한 블록도이다.

본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 압전 트랜스 구동 제어부(30)는 압전 트랜스(T201)를 구동하기 위한 구동 전압의 주파수를 가변 제어하는 구동 주파수 제어부 및 구동 전압을 발생하는 구동 전압 발생부를 포함한다.

[구동 주파수 제어부에 대해]

도 5를 참조하면, 구동 주파수 제어부는 업다운 카운터(301), 레지스터(303) 및 제 1 비교 측정기(305)를 포함한다.

업다운 카운터(301)에는 필요한 주파수 제어 정밀도에 따른 고속 클록 신호가 클록부(103)부터 공급되고, 클록 신호가 High가 될 때마다 출력 전압 검출부(50)로부터의 출력 전압 검출 신호(UP/DOWN)가 High일 때는 카운터 값을 X 증가시키고, Low일 때는 카운터값을 X 감소시킨다. 또한, 주파수 제어용 카운터 비트수를 구동 전압 발생용 카운터 비트수(N)+하위 M비트의 (N+M) 비트 구성으로서, 하위 M 비트값을 설정함으로써 오차 피드백 게인을 보정하고, 안정적인 제어가 이루어지도록 하는 것이 바람직하다. 출력 전압(Feed back)과 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 크기가 유사하여 업다운 카운터(301)의 변화량이 아주 작아진 경우라도, 주파수 제어용 카운터 비트수를 (N+M) 비트로 구성하면, 하위 M비트가 변동되더라도 상위 N비트는 변동되지 않으므로, 안정된 카운트를 할 수 있다.

여기서, 카운터 업다운 값(X)은 오차 피드백 게인을 보정하기 위해 자유롭게 설정 가능한 레지스터 값으로서, 외부 콘트롤러(미도시)에 의해 설정할 수도 있고, 고정 값을 사용할 수 도 있다. 카운터 업다운 값(X)의 설정 값은 레지스터(303)에 기억되어 있고, 업다운 카운터(301)에 의해 수시로 참조된다.

도 6은 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 압전 트랜스의 구동 주파수를 설명하기 위한 파형도이다.

여기서, 압전 트랜스(T201)에 인가되는 구동 전압의 주파수에 따라 출력 전압은 변화한다. 압전 트랜스(T201)의 출력 전압은 도 6에 도시된 바와 같이, 3 종류의 극값(공진점)이 존재하고, 저주파수측의 제 1 공진 주파수(f1) 전후에 가장 큰 출력 전압을 주고, 고주파수측의 제 2 공진 주파수(f2), 제3 공진 주파수(f3)가 됨에 따라, 출력 전압의 값은 작어진다. 따라서, 가장 효율적으로 압전 트랜스(T201)의 출력 전압을 얻기 위해서는, 제 1 공진 주파수(f1) 전후의 구동 주파수를 이용하는 것이 바람직하다.

따라서, 주파수 제어용으로 이용되는 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 도 6에 나타내는 주파수 가변 범위에 수렴할 필요가 있다. 주파수 가변 범위는 제1 공진 주파수(f1)의 제조 불규칙을 고려한 주파수 값인 fmin값을 최소 주파수로 하고, 제1 공진 주파수(f1)와 제2 공진 주파수(f2) 사이에 출력 전압 변동이 상승 커브가 되기 전의 주파수 값인 fmax값을 최대 주파수로 하여 구할 수 있다. 여기서, fmin 및 fmax는 레지스터(303)에 기억되어 있는 레지스터 값으로서, 외부 콘트롤러에 의해 설정될 수도 있고, 고정 값일 수도 있다.

카운터 값의 상위 N비트는 제 1 비교 측정기(305) 및 제 2 비교 측정기(309)로 출력된다. 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 클록부(103)로부터 클록이 입력될 때마다, 제 1 비교 측정기(305)에 의해 fmin 레지스터 값 및 fmax 레지스터 값과 비교된다. 비교 결과, 업다운 카운터(301)의 카운터 값이 주파수 가변 범위 경계가 되면, 제 1 비교 측정기(305)에서 제어 신호가 업다운 카운터(301)로 출력되고, 업다운 카운터(301)는 카운트 업다운 동작을 정지시킨다.

또한, 업다운 카운터(301)는 리셋 신호가 리셋부(101)로부터 공급되면, 카운터 값을 fmin으로 설정한다.

따라서, DC 전압인 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 출력 전압(Feed back)의 비교 결과, 출력 전압이 상승하면, 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 내려가고, 구동 전압 주파수는 높아진다. 또한, 출력 전압이 감소하면, 주파수 제어용 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 오르고, 구동 전압 주파수는 낮아진다. 그 결과, 원하는 구동 전압 주파수(ftarget)(도 6 참조.)로 출력 제어 전압(Reference_Volt(DC 전압))에 대응하여 출력 전압 값을 일정하게 유지한다.

또한, 출력 오프(OFF) 시에는 출력 제어 전압(Reference_Volt) > 출력 전압이 되기 때문에, 구동 주파수는 서서히 낮아져 fmin까지 변화했다가 정지한다. 반대로, 출력 온(ON) 시에는 출력 제어 전압(Reference_Volt) < 출력 전압이 되기 때문에, 구동 주파수는 서서히 높아져서 목표 주파수(ftarget)가 된다.

가변 범위 기억부의 일 실시예인 레지스터(303)는 압전 트랜스(T201)의 구동 주파수의 최대값(fmax) 및 최소값(fmin)을 기억한다. 나아가, 레지스터(303)는 업다운 카운터(301)의 카운터 업다운 값(X)을 기억한다. 또한, 레지스터(303)는 업다운 카운터(301)에 카운터 업다운 값(X)을 출력하거나 제 1 비교 측정기(305)에 fmax 또는 fmin을 출력한다.

제 1 비교 측정기(305)는 업다운 카운터(301)의 상위 N비트의 카운터값과 fmax 및 fmin이 입력된다. 제 1 비교 측정기(305)는 카운터 값과 fmax 및 fmin의 대소 관계를 비교하여, 입력된 카운터 값이 압전 트랜스(T201)의 주파수 가변 범위 경계에 존재하는지 아닌지를 판정한다. 카운터 값의 상위 N비트가 주파수 가변 범위의 최소값(fmin) 초과가 된 경우, 또는 카운터값의 상위 N비트가 주파수 가변 범위의 최대값(fmax) 미만이 된 경우에는, 제 1 비교 측정기(305)는 High 출력이 되고, 업다운 카운터(301)의 카운트 업다운 동작을 정지시키는 제어 신호인 UP/DOWN STOP 신호를 발신한다.

[구동 전압 발생부에 대해]

도 5를 참조하면, 구동 전압 발생부는 N비트 디지털 리셋 카운터(307), 제 2 비교 측정기(309), 1비트 카운터(311) 및 AND 게이트(313, 315)를 포함한다.

N비트 디지털 리셋 카운터(307)(이하, N비트 카운터(307)라고 한다.)는 업다운 카운터(301)와 동기하기 위해, 업다운 카운터(301)와 같은 고속 클록이 클록부(103)로부터 입력되고, 클록이 High가 될 때마다 카운터 값을 +1씩 Up해 나간다. N비트 카운터(307)의 카운터 값은 제 2 비교 측정기(309)로 출력된다.

또한, N비트 카운터(307)의 리셋 입력단에 Low 신호가 입력되면, 리셋이 걸리고, 카운터 값은 제로(0)가 된다. N 비트 카운터(307)에 입력되는 리셋 신호는 전원 입력시 모든 로직 회로를 초기화하는, 리셋부(101)로부터 공급되는 시스템 리셋 신호와, 제 2 비교 측정기(309)의 출력 신호(COMPARE_OUT)의 반전 신호를 AND 게이트(315)에서 논리곱하여 생성된다.

제 2 비교 측정기(309)의 출력은 주파수 제어용 카운터 값인 업다운 카운터(301)의 카운터 값과, 구동 전압 발생용 카운터 값인 N비트 카운터(307)의 카운터 값이 같아질 때 High 출력이 된다. 따라서, 업다운 카운터(301)의 카운터 값에 의해 구동 전압 주파수 제어가 이루어진다.

즉, 제 2 비교 측정기(309)에는 업다운 카운터(301)의 카운터 값(상위 N비트의 카운터 값)과 N비트 카운터(307)의 카운터 값이 입력되고, N 비트 카운터(307)의 카운터 값이 업다운 카운터(301)의 카운터 값 이상이 된 경우에 High 출력이 된다. 또한 제 2 비교 측정기(309)에 리셋부(101)로부터 리셋 신호가 입력되면 리셋된다.

1 비트 카운터(311)는 제 2 비교 측정기(309)로부터의 출력 신호가 트리거가 되어 있고, 제 2 비교 측정기(309)의 출력이 High 신호가 될 때마다 출력 전압을 반전한다. 1 비트 카운터(311)의 출력 신호는 AND 게이트(313)에 입력된다. 또한 1비트 카운터(311)는 리셋 신호가 리셋부(101)로부터 입력되면, 리셋된다.

AND 게이트(313)에는 콘트롤러(105)로부터 출력된 ON/OFF 제어 신호의 반전 신호인 ENABLE 신호의 반전 신호와, 1 비트 카운터(311)로부터 출력된 출력 신호가 입력된다. AND 게이트(313)에 의해 고압 전원 출력의 ON/OFF 제어가 이루어진다. 즉, ENABLE 신호를 Low 신호로 하면, 구동 전압 출력이 그대로 AND 게이트(313)로부터 출력되어 고압 전원 출력이 출력하고, ENABLE 신호를 High 신호로 하면, AND 게이트(313)로부터의 출력은 강제적으로 Low 신호가 되어 고압 출력은 정지한다.

AND 게이트(315)는 리셋부(101)로부터의 리셋 신호와, 제 2 비교 측정기(309)의 출력 신호(COMPARE OUT)의 반전 신호가 입력되고, N 비트 카운터(307)의 리셋 신호가 생성된다. AND 게이트(315)의 출력은 N비트 카운터(307)의 리셋 단자에 입력된다.

또한, 압전 트랜스 구동 제어부(30)는 콘트롤러(105)의 출력 신호를 아날로그 신호로 변환하여 출력 제어 전압(Reference_Volt)으로 변환시키는 D/A 컨버터(317)를 포함한다. 이 때. D/A 컨버터(317)는 특정한 것에 한정되지 않고, 일반적으로 사용되는 D/A 컨버터를 사용할 수 있다. D/A 컨버터(317)의 변환 처리에 의해 생성된 출력 제어 전압(Reference_Volt)은 출력 전압 검출부(50)를 구성하는 비교 측정기(501)에 입력된다.

또한, D/A 컨버터(317) 대신에, 펄스폭 변조(Pu1se Width Modulation: PWM) 시그널 생성기를 사용할 수도 있다.

본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 구성을 살펴보았다. 상술한 고압 전원 장치의 각 구성 요소는 범용적인 부재나 회로를 이용하여 구성될 수도 있고, 각 구성 요소의 기능에 특화한 하드웨어에 의해 구성될 수도 있다. 따라서, 본 실시 형태를 실시할 때마다 기술 수준에 따라 적당히 이용하는 구성을 변경할 수 있다.

[압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 동작에 대해]

도 7은 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 1 타이밍도이고, 도 8은 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 2 타이밍도이다.

이하, 도 7 및 도 8을 참조하여, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)의 동작에 대해 상세히 살펴본다.

도 7을 참조하면, 도 7은 고압 출력 Ready 상태(OFF 상태)→ON→목표 고압 출력이 될 때까지의 제어 동작 타이밍 차트를 설명한다. Ready 상태에서는 도 7에 도시된 바와 같이, 출력 제어 전압(Reference_Volt) > 출력 전압(Feed back)이 되기 때문에, 구동 주파수(FREQ_OUT)는 fmin이 된다. ENABLE이 Low가 되어 ON 상태가 되면, 출력 전압(Feed back 전압)은 서서히 상승하여 업다운 카운터에는 UP/DOWN 신호로서 UP이 입력된다. 또한, 출력 전압(Feed back 전압)이 출력 제어 전압(Reference_Volt)보다 커지면, UP/DOWN 신호로서 DOWN이 출력되기 때문에, 업다운 카운터는 카운터 값을 감소시킨다. 도 7에서「CntDown」는 카운터 값을 감소시켜 나가는「카운트다운」을 나타낸다.

업다운 카운터의 카운터 값이 감소해 나가면, 이에 따라 N비트 카운터의 카운트 상한 값도 감소해 나간다. 그 결과, 구동 주파수(FREQ_OUT)는 fmin에서 고주파수측으로 변화해 나가고, 목표 구동 주파수인 ftarget이 되도록 제어된다. 도 7에서, N비트 카운터의 란에서의 「ft」는 「ftarget」을 의미하는 것이다.

도 8을 참조하면, 도 8은 목표 고압 출력→OFF→고압 출력 Ready 상태가 될 때까지의 제어 동작 타이밍 차트를 설명한다. 목표로 하고 있는 고전압을 출력하는 상태에서는, 도 8에 도시된 바와 같이, N 비트 카운터 및 업다운 카운터는 카운터값이 ftarget(ft)이 될 때까지 카운트를 반복하고, 출력 전압(Feed back 전압)은 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 유사하게 된다. 여기서, ENABLE이 Hi가 되어 OFF 상태가 되면, 출력 전압(Feed back 전압)의 값은 점진적으로 감소해 나가고, 출력 제어 전압(Reference_Volt) 값은 커진다. 그 결과, UP/DOWN 신호로서 UP이 출력되기 때문에, 업다운 카운터는 카운터 값을 증가시켜 나간다. 도 7에서,「CntUP」는 카운터 값을 증가시켜 나가는「카운트 업」을 의미한다.

도 8에 도시된 바와 같이, 업다운 카운터의 카운터 값이 증가해 나가면, 이에 따라 N비트 카운터의 카운트 상한값도 증가해 나간다. 그 결과, 구동 주파수(FREQ_OUT)는 ftarget에서 저주파수측으로 변화해 나가고, 주파수 가변 범위의 최소 값인 fmin이 되도록 제어된다.

[압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 이용한 화상 형성 장치에 대해]

본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 이용한 화상 형성 장치에 대해 설명한다.

본 실시형태에 따른 화상 형성 장치는 잠상 담지체의 표면을 동일하게 대전시키는 대전 수단, 대전 후의 잠상 담지체의 표면에 잠상을 형성시키는 노광 수단, 잠상을 현상하는 현상 수단 및 잠상 담지체에 형성되는 토너상을 전사재를 전사시키는 전사 수단을 포함한다.

이 때, 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단은 각 처리를 할 때 화상 형성 장치에 설정되어 있는 전원 장치로부터 소정의 바이어스(전압)를 인가받을 필요가 있다. 따라서, 본 실시형태에 따른 화상 형성 장치는 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단의 적어도 어느 하나에 대해 전압을 공급하는 전원 장치로서 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 적용한다.

본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어가 가능하므로, 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)를 이용한 화상 형성 장치의 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단은 안정적인 처리를 할 수 있게 된다. 또한 고압 출력의 고속 상승 시간이 가능해지기 때문에, 각 처리 공정에 요구되는 시간을 단축할 수 있다.

(본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 변형 예)

도 9는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 변형 예를 설명하기 위한 블록도이다. 이하, 도 9를 참조하여 본 발명의 바람직한 제1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 변형 예를 살펴 본다.

본 변형예에 관한 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 구동부(20), 압전 트랜스 구동 제어부(30)와, 정류 평활부(40) 및 피드백 회로부(60)를 포함한다.

구동부(20) 및 정류 평활부(40)에 대해서는 본 발명의 바람직한 제 1 실시형태에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)에서의 구동부(20) 및 정류 평활부(40)와 동일한 구성을 가지고, 동일한 기능을 나타내기 때문에, 상세한 설명은 생략한다.

압전 트랜스 구동 제어부(30)는 구동부(20)의 압전 트랜스(T201)를 제어하는 구동 전압의 주파수를 제어한다. 본 변형예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 의해 압전 트랜스의 구동 주파수를 디지털 신호 처리에 의해 제어하는 것을 특징으로 한다.

피드백 회로부(60)는 콘덴서(C601, C603) 및 저항(R601, R603)을 포함한다. 정류 평활부(40)에 의해 직류 전압에 정류 평활된 출력 전압은 피드백 회로부(60) 내의 분압 저항(R601, R603)에 의해 분압되고, 출력 전압(Feed back 전압)으로서 아날로그 신호 그대로 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 입력된다. 또한, 각 분압 저항(R601, R603)에 병렬로 접속된 콘덴서(C601, C603)는 출력 전압의 AC 성분과 DC 성분을 조정한다.

또한, 본 변형예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 리셋 신호를 공급하는 리셋부(101), 클록 신호를 공급하는 클록부(103) 및 압전 트랜스(T201)의 구동 제어 신호를 공급하는 콘트롤러(105)를 더 포함한다.

콘트롤러(105)로부터 공급되는 구동 제어 신호(ON/OFF 신호)는 저항(Rl01, Rl03, Rl05)이나 스위칭 소자(S101)에 의해 반전되고, 오픈 콜렉터 출력으로 변환되어 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 입력된다.

[압전 트랜스 구동 제어부에 대해]

이하, 도 9를 참조하여, 본 변형예에 따른 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 대해 상세히 살펴본다.

본 변형예에 따른 압전 트랜스 구동 제어부(30)는 압전 트랜스(T201)를 구동하기 위한 구동 전압의 주파수를 가변 제어하는 구동 주파수 제어부와 구동 전압을 발생하는 구동 전압 발생부를 포함한다.

[구동 주파수 제어부에 대해]

도 9를 참조하면, 구동 주파수 제어부는 제 1 비교측정기(305), A/D 컨버터(351), 디지털 필터(353) 및 업다운 카운터(355)를 포함한다.

A/D 컨버터(351)는 피드백 회로부(60)에서 입력된 아날로그 신호인 Feed back 신호를 디지털 신호로 변환한다. 본 변형예에 관한 A/D 컨버터(351)는 특정한 것에 한정되지 않고 일반적으로 사용되는 A/D 컨버터를 사용할 수 있다. A/D 컨버터(351)에 의해 디지털 신호로 변환된 Feed back 신호는 디지털 필터(353)로 출력된다.

디지털 변동 값 연산을 수행하는 디지털 필터(353)에는 A/D 컨버터(351)로부터 입력되는 디지털 변환된 Feed back 신호와 D/A 컨버터(317)로부터 입력되는 Reference_Volt 신호가 입력된다. 디지털 필터(353)는 입력된 Feed back 신호와 Reference_Volt 신호를 비교 연산하여 카운터 업다운값(X)을 산출한다. 산출된 카운터 업다운값(X)은 업다운 카운터(355)로 출력된다.

업다운 카운터(355)에는 필요한 주파수 제어 정밀도에 따른 고속 클록 신호가 클록(103)으로부터 공급되고, 클록 신호가 High가 될 때마다 디지털 필터(353)로부터 공급되는 카운터 업다운 값(X)에 따라 카운터 값을 증감한다. 즉, 디지털 필터(353)로부터 카운터 값을 X증가시킨다는 신호가 전송된 경우에는, 업다운 카운터(355)는 카운터값을 X증가하고, 디지털 필터(353)로부터 카운터값을 X감소시킨다는 신호가 전송된 경우에는, 업다운 카운터(355)는 카운터값을 X 감소시킨다. 또한, 주파수 제어용 카운터 비트수를 구동 전압 발생용 카운터 비트수(N)+하위 M비트의 (N+M) 비트 구성으로서 하위 M 비트값을 설정함으로써 오차 피드백 게인을 보정하고, 안정적인 제어가 이루어지도록 하는 것이 바람직하다. 출력 전압(Feed back)과 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 크기가 유사하여 업다운 카운터(355)의 변화량이 아주 작아진 경우라도, 주파수 제어용 카운터 비트수를 (N+M) 비트 구성하면, 하위 M비트가 변동되더라도 상위 N비트는 변동되지 않으므로, 안정된 카운트를 할 수 있다.

또한, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 업다운 카운터(301)와 마찬가지로, 주파수 제어용으로 사용되는 업다운 카운터(355)의 카운터 값은 도 6에 나타내는 주파수 가변 범위에 수렴할 필요가 있다. 주파수 가변 범위는 제1 공진 주파수(f1)의 제조 불규칙을 고려한 주파수 값인 fmin값을 최소 주파수로 하고, 제1 공진 주파수(f1)와 제2 공진 주파수(f2) 사이에 출력 전압 변동이 상승 커브가 되기 전의 주파수 값인 fmax값을 최대 주파수로 하여 구할 수 있다. 여기서, 상기 fmin, fmax는 레지스터(357)에 기억되어 있는 레지스터 값으로서, 외부 콘트롤러에 의해 설정될 수도 있고, 고정 값일 수도 있다.

카운터값의 상위 N비트는 제 1 비교 측정기(305) 및 제 2 비교 측정기(309)로 출력된다. 업다운 카운터(355)의 카운터 값은 클록부(103)로부터 클록이 입력될 때마다, 제 1 비교 측정기(305)에 의해 fmin 레지스터 값 및 fmax 레지스터 값과 비교된다. 비교 결과, 업다운 카운터(355)의 카운터 값이 주파수 가변 범위 경계가 되면, 제 1 비교 측정기(305)에서 제어 신호가 업다운 카운터(355)로 출력되고, 업다운 카운터(355)는 카운트 업다운 동작을 정지시킨다.

또한, 업다운 카운터(355)는 리셋 신호가 리셋부(101)으로부터 공급되면, 카운터 값을 fmin으로 설정한다.

따라서, DC 전압인 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 출력 전압(Feed back)의 비교 결과, 출력 전압이 상승하면, 업다운 카운터(355)의 카운터 값은 내려가고, 구동 전압 주파수는 높아진다. 또한, 출력 전압이 감소하면, 주파수 제어용 업다운 카운터(355)의 카운터 값은 오르고, 구동 전압 주파수는 낮아진다. 그 결과, 원하는 구동 전압 주파수(ftarget)(도 6 참조.)로서 Reference_Volt(DC 전압)에 대응하여 출력 전압 값을 일정하게 유지한다.

또한, 출력 오프(OFF) 시에는 출력 제어 전압(Reference_Volt) > 출력 전압이 되기 때문에, 구동 주파수는 서서히 낮아져 fmin까지 변화했다가 정지한다. 반대로, 출력 온(ON) 시에는 출력 제어 전압(Reference_Volt) < 출력 전압이 되기 때 문에, 구동 주파수는 서서히 높아져서 목표 주파수(ftarget)가 된다.

가변 범위 기억부의 일 실시예인 레지스터(357)는 압전 트랜스(T2O1)의 구동 주파수의 최대값(fmax) 및 최소값(fmin)을 기억한다. 이 때, 레지스터(357)는 제 1 비교측정기(305)에 fmax 또는 fmin을 출력한다.

본 변형예에 따른 비교측정기(305)는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 비교측정기(305)와 동일한 구성을 가지고, 동일한 효과를 나타내므로, 이에 대한 설명은 생략한다.

[구동 전압 발생부에 대해]

도 9를 참조하면, 구동 전압 발생부는 N비트 디지털 리셋 카운터(307), 제 2 비교측정기(309), 1 비트 카운터(311) 및 AND 게이트(313, 315)를 포함한다. 본 변형예에 따른 구동 전압 발생부는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 구동 전압 발생부와 동일한 구성을 가지고, 동일한 효과를 나타내므로, 이에 대한 설명은 생략한다.

또한, 압전 트랜스 구동 제어부(30)은 콘트롤러(105)의 출력 신호를 아날로그 신호로 변환하여 Reference_Volt으로 변환시키는 D/A 컨버터(317)를 포함한다. 본 변형예에 따른 D/A 컨버터(317)는 특정한 것에 한정되지 않고, 일반적으로 사용되는 D/A 컨버터를 사용할 수 있다. D/A 컨버터(317)의 변환 처리에 의해 생성된 Reference_Volt는 디지털 필터(353)에 입력된다.

또한, 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에서는 피드백 회로부(60)로부터 공급된 아날로그 변동량인 Feed back 전압을 A/D 컨버터(351)에 의해 디지털 데이터로 변환하여 변동량을 샘플링하고, 디지털 필터(353)에 의해 연산 처리하는 경우를 기술하였으나, 본 변형예에서는 반드시 이에 한정되지 않고, 피드백 회로부(60)로부터 공급된 아날로그 변동량인 Feed back 전압을 PID 제어를 통해 변동량을 산출할 수도 있다.

본 변형예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)의 구성을 살펴보았다. 상술한 고압 전원 장치의 각 구성 요소는 범용적인 부재나 회로를 이용하여 구성 되어 있을 수도 있고, 각 구성 요소의 기능에 특화한 하드웨어에 의해 구성되어 있을 수도 있다. 따라서, 본 변형예를 실시할 때마다 기술 수준에 따라 적당히 이용하는 구성을 변경할 수 있다.

[본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 대해]

일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 문제점을 해결하기 위해 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 디지털 신호 처리에 의해 압전 트랜스의 구동 주파수 제어를 하고, 압전 트랜스의 동작을 안정하게 하여 고압 출력의 고속 상승을 실현한다. 또한 압전 트랜스의 구동 주파수 제어와 함께 압전 트랜스에 인가되는 전원 전압을 제어함으로서 압전 트랜스로부터 얻어지는 출력 전압의 효율을 향상시킬 수 있다.

이하, 도 10 내지 15를 참조하여, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 대해 설명한다. 도 10은 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 설명하기 위한 블록도이 다.

본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 도 10에 도시된 바와 같이, 구동부(20), 압전 트랜스 구동 제어부(30), 정류 평활부(40), 드라이브 전압 제어부(70) 및 출력 전압 검출부(80)를 포함한다.

구동부(20)는 드라이브 전압 제어부(70)로부터 공급된 전원 전압(V_DRIVE)이 인덕턴스(L201)에 접속되면, 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 의해 주파수 제어된 구동 전압이 스위칭 소자(S201)에 입력되고, 입력된 구동 전압은 스위칭 소자(S201)의 온/오프를 제어함으로서 드라이브 전압 제어부(70)로부터 출력된 전압에 대해, 승압 및 의사 정현파로의 변환이 이루어진다. 그 후, 변환된 전압은 압전 트랜스(T201)에 인가된다.

구동부(20)의 압전 트랜스(T201)는 압전 진동체에 1차 전극과 2차 전극이 마련되어 있으며, 1 차측은 가로 방향으로 분극하여 압전 진동체를 사이에 두고 대향하며, 2 차측을 세로 방향으로 분극하고, 이들을 수지 케이스(미도시) 등에 수용한 것이다. 압전 진동체는 지르콘산 티타늄산 납세라믹(PZT) 등의 압전 세라믹으로 이루어지고, 판모양을 나타내고 있다. 압전 진동체의 세로 방향에 있어서, 일단에서 그 길이의, 예를 들어 절반 정도까지 1차 전극이 마련되고, 타단에 2차 전극이 마련되어 있다. 1 차측에 길이 치수로 정해지는 고유 공진 주파수의 구동 전압을 입력하면, 역압전 효과에 의해 강한 기계 공진을 일으키고, 압전 효과에 의해 그 진 동에 맞은 높은 출력 전압이 출력된다.

도 11은 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 인덕터 전원 전압과 승압 시 동작 파형과의 관계를 나타낸 도면이다.

이하, 도 8을 참조하여 인덕터 전원 전압과 승압 시 동작 파형과의 관계에 대해 상세히 설명한다. 스위칭 소자(S201)(FET 또는 트랜지스터)에 대해 압전 트랜스 구동 제어부(30)로부터 구동 전압(도 11(C))이 인가되면, 스위칭 소자(S201)는 온 상태가 되고, 인덕턴스(L201)에 전류가 흐른다. 이 때, 스위칭 소자(S201)에는 전류(도 11(D))(I)=구동 전압ㅧ(ON time/L)이 흐른다. 따라서, 전원 전압의 크기에 따른 전류(I)가 흐르고, 인덕턴스(L201)에는 에너지(U)=1/ 2ㅧ(LI2)가 축적된다. 이어, 스위칭 소자(S201)가 오프 상태가 되면, 압전 트랜스(T201)의 1 차측에 접속한 콘덴서(C201)와 인덕턴스(L201) 사이에 공진이 발생한다. 이 때, 압전 트랜스에 인가되는 전압의 크기로 인덕터 축적 에너지량(U)에 따라 전압 값이 커진다. 따라서, 인덕터 전원 전압, 즉, 드라이브 전압 제어부(70)로부터 공급된 전원 전압(V_DRIVE)을 크게 하면, 압전 트랜스로부터 출력되는 출력을 크게 할 수 있다.

다시, 도 10을 참조하면, 압전 트랜스 구동 제어부(30)는 구동부(20)의 압전 트랜스(T201)를 제어하는 구동 전압의 주파수를 제어한다. 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 이 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 의해 압전 트랜스의 구동 주파수를 디지털 신호 처리에 의해 제어하는 것을 특징으로 한다. 이러한 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 대해서는 나중에 상세히 설명한다.

정류 평활부(40)는 콘덴서(C401) 및 다이오드(D401, D403)를 포함한다. 압전 트랜스(T201)의 교류 출력은 다이오드(D401, D403) 및 콘덴서(C401)에 의해 정전압(직류 전압)으로 정류 평활되고, 부하인 전사 롤러(미도시)에 공급된다.

드라이브 전압 제어부(70)은 콘덴서(C701, C703, C705), 저항(R701, R703, R705, R707), 바이폴라 트랜지스터 등의 트랜지스터(TR701) 및 연산 비교 증폭기(AMP)(701)를 포함한다. 정류 평활부(40)에 의해 직류 전압으로 정류 평활된 출력 전압은 드라이브 전압 제어부(70) 중 분압 저항(R701, R703)에 의해 분압되고, 출력 전압(Feed back 전압)으로서 연산 비교 증폭기(701)의 반전 입력 단자(-단자)에 입력된다. 또한, 연산 비교 증폭기(701)의 비반전 입력 단자(+단자)에는 출력 전압을 제어하는 DC 전압인 출력 제어 전압이 참조 전압(Reference_Volt)으로서 입력된다.

연산 비교 증폭기(701)는 입력된 출력 전압(Feed back)과 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 크기를 비교하고, 비교 결과에 따라 전압 값의 증가나 감소를 수행한다. 구체적으로는 연산 비교 증폭기(701)는 (Feed back)>(Reference_Volt)인 경우에는 전압 값을 감소시키고, (Feed back)<(Reference_Volt)인 경우에는 전압 값을 증가시킨다. 연산 비교 증폭기(701)의 출력은 트랜지스터 버퍼에 의해 출력 전류 증강되고, 구동부(20) 내의 인덕턴스(L201)에의 공급 전원 전압 출력(V_DRIVE)이 된다.

압전 트랜스로부터 출력되는 출력 전압의 크기는 압전 트랜스에 인가되는 구 동 주파수의 값에 의존할 뿐 아니라, 압전 트랜스에 공급되는 전원 전압의 크기에도 의존한다.

도 12는 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 압전 트랜스의 구동 주파수를 설명하기 위한 파형도이다. 도 12에 도시된 바와 같이, 압전 트랜스에 공급되는 전원 전압의 크기에 따라 출력되는 전압의 크기도 다르다. 예를 들어, 동일한 구동 주파수를 압전 트랜스에 인가한 경우, 공급된 전원 전압이 클수록 더 큰 출력 전압을 얻을 수 있다. 따라서, 압전 트랜스로부터 소정의 출력 전력을 얻고자 하는 경우, 압전 트랜스에 인가하는 구동 주파수를 제어하는 것뿐만 아니라, 압전 트랜스에 공급되는 전원 전압을 제어하는 것으로도 실현이 가능하다.

따라서, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 실시형태에 관한 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 상술한 바와 같이 압전 트랜스로부터의 출력 전압과 출력 제어 전압의 대소를 비교함으로써 인덕턴스(L201)에 공급되는 전원 전압의 크기를 가변 제어함과 동시에, 압전 트랜스에 인가하는 구동 주파수를 병행 제어함으로써 압전 트랜스로부터 목표하는 출력 전압을 효율적으로 얻을 수 있다.

예를 들어, 작은 값의 출력 전압이 필요한 경우, 인덕턴스에 일정 전압이 공급되는 종래의 장치에 있어서는, 압전 트랜스에 인가되는 구동 주파수를 고주파수측으로 이동(shift)시키고, 제 2 공진 주파수(f2) 근처의 비효율적인 주파수 범위를 사용하여야 했다. 하지만, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 인덕턴스(L201)에 인가하는 전원 전압을 작게 함으로 써 fmin 근처의 효율적인 주파수 범위로 제어할 수 있다.

또한, 도 12에는 구동 주파수와 출력 전압과의 관계를 나타내는 곡선을 2 종류만으로 나타내었으나, 반드시 이에 한정되지 않고 공급되는 전원 전압의 값에 따라 더 많은 종류로 나타낼 수 있다.

또한 본 실시형태에 관한 드라이브 전압 제어부(70)는 ON/OFF 제어 신호가 OFF를 나타내는 신호가 된 경우에는, 인덕턴스(L201)에 공급되는 전압이 최대 전압이 되도록 제어를 한다.

다시 도 10을 참조하면, 출력 전압 검출부(80)는 콘덴서(C801, C803), 저항(R801, R803) 및 비교측정기(COMP)(801)를 포함한다. 정류 평활부(40)에 의해 직류 전압으로 정류 평활된 출력 전압은 출력 전압 검출부(80) 내의 분압 저항(R801, R803)에 의해 분압 되고, 출력 전압(Feed back 전압)으로서 비교 측정기(801)의 반전 입력 단자(-단자)에 입력된다. 이 때, 각 분압 저항(R801, R803)에 병렬로 접속된 콘덴서(C801, C803)는 출력 전압의 AC 성분과 DC 성분을 조정한다. 또한, 비교측정기(801)의 비반전 입력 단자(+단자)에는 출력 전압을 제어하는 DC 전압인 출력 제어 전압이 출력 제어 전압(Reference_Volt)으로서 입력된다.

비교 측정기(801)는 비반전 입력 단자에 입력된 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 출력 전압(Feed back 전압)의 크기를 비교하고, 그 비교 결과를 출력한다. 비교측정기(801)의 출력은 출력 전압(Feed back) > 출력 제어 전압(Reference_Volt)인 경우는 Low 출력이 되고, 출력 전압(Feed back) < 출력 제어 전압(Reference_Volt)인 경우는 High 출력이 된다. 이와 같은 비교 측정기(801)에 의해 출력 전압의 아날로그적 변동을 디지털 변동 값으로 변환할 수 있다. 비교 측정기(801)의 출력되는 디지털 변동 값은 압전 트랜스 구동 제어부(30) 내에서의 주파수 제어부의 제어 신호(UP/DOWN)로서 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 입력된다.

또한, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 리셋 신호를 공급하는 리셋부(101), 클록 신호를 공급하는 클록부(103) 및 압전 트랜스(T201)의 구동 제어 신호를 공급하는 콘트롤러(105)를 더 포함한다.

도 13은 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 압전 트랜스 구동부를 설명하기 위한 블록도이다.

본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 압전 트랜스 구동 제어부(30)는 압전 트랜스(T201)를 구동하기 위한 구동 전압의 주파수를 가변 제어하는 구동 주파수 제어부 및 구동 전압을 발생하는 구동 전압 발생부를 포함한다.

[구동 주파수 제어부에 대해]

도 13을 참조하면, 구동 주파수 제어부는 업다운 카운터(301), 레지스터(303) 및 비교측정기(305)를 포함한다.

업다운 카운터(301)에는 필요한 주파수 제어 정밀도에 따른 고속 클록 신호 가 클록부(103)로부터 공급되고, 클록 신호가 High가 될 때마다 출력 전압 검출부(80)로부터의 출력 전압 검출 신호(UP/DOWN)가 High일 때는 카운터 값을 X 증가시키고, Low일 때는 카운터 값을 X 감소시킨다. 또한, 주파수 제어용 카운터 비트수를 구동 전압 발생용 카운터 비트수(N)+하위 M비트의 (N+M) 비트 구성으로서 하위 M 비트값을 설정함으로써 오차 피드백 게인을 보정하고, 안정 제어가 이루어지도록 하는 것이 바람직하다. 출력 전압(Feed back)과 출력 제어 전압(Reference_Volt)이 유사하여 업다운 카운터(301)의 변화량이 아주 작은 경우라도, 주파수 제어용 카운터 비트수를 (N+M) 비트로 구성하면, 하위 M비트가 변동되더라도 상위 N비트는 변동하지 않으므로, 안정된 카운트를 할 수 있다.

여기서, 카운터 업다운 값(X)은 오차 피드백 게인을 보정하기 위해 자유롭게 설정 가능한 레지스터 값으로, 외부 콘트롤러(미도시)에 의해 설정할 수도 있고, 고정 값을 사용할 수도 있다. 카운터 업다운 값(X)의 설정값은 레지스터(303)에 기억되어 있고, 업다운 카운터(301)에 의해 수시로 참조된다.

도 12를 참조하면, 압전 트랜스(T201)에 인가되는 구동 전압의 주파수에 따라 출력 전압은 변화한다. 압전 트랜스(T201)의 출력 전압은 도 12에 도시된 바와 같이, 3 종류의 극값(공진점)이 존재하고, 저주파수측의 제1 공진 주파수(f1) 전후에 가장 큰 출력 전압을 주고, 고주파수측의 제2 공진 주파수(f2), 제3 공진 주파수(f3)가 됨에 따라, 출력 전압의 값은 작아진다. 따라서, 가장 효율적으로 압전 트랜스(T201)의 출력 전압을 얻기 위해서는, 제 1 공진 주파수(f1) 전후의 구동 주파수를 이용하는 것이 바람직하다.

따라서, 주파수 제어용으로 이용되는 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 도 12에 나타내는 주파수 가변 범위에 수렴할 필요가 있다. 주파수 가변 범위는 제 1 공진 주파수(f1)의 제조 불규칙을 고려한 주파수 값(fmin)을 최소 주파수로 하고, 제 1 공진 주파수(f1)와 제 2 공진 주파수(f2) 사이에 출력 전압 변동이 상승 커브가 되기 전의 주파수 값(fmax)을 최대 주파수로 함으로써 구할 수 있다. 여기서, fmin 및 fmax는 레지스터(303)에 기억되어 있는 레지스터 값으로서, 외부 콘트롤러에 의해 설정할 수도 있고, 고정값일 수도 있다.

카운터값의 상위 N비트는 제 1 비교 측정기(305) 및 제 2 비교 측정기(309)로 출력된다. 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 클록부(103)로부터 클록이 입력될 때마다, 제 1 비교 측정기(305)에 의해 fmin 레지스터 값 및 fmax 레지스터 값과 비교된다. 비교 결과, 업다운 카운터(301)의 카운터 값이 주파수 가변 범위 경계가 되면, 제 1 비교 측정기(305)에서 제어 신호가 업다운 카운터(301)로 출력되고, 업다운 카운터(301)는 카운트 업다운 동작을 정지시킨다.

따라서, DC 전압인 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 출력 전압(Feed back)의 비교 결과, 출력 전압이 상승하면, 주파수 제어용 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 내려가고, 구동 전압 주파수는 높아진다. 또한 출력 전압이 감소하면, 주파수 제어용 업다운 카운터(301)의 카운터 값은 오르고, 구동 전압 주파수는 낮아진다. 그 결과, 목표하는 구동 전압 주파수(ftarget)(도 12 참조.)로서 출력 제어 전 압(Reference_Volt(DC 전압))에 대응하여 출력 전압 값을 일정하게 유지한다.

가변 기억부의 일 실시예인 레지스터(303)는 압전 트랜스(T201)의 구동 주파수의 최대값(fmax) 및 최소값(fmin)을 기억한다. 나아가, 레지스터(303)는 업다운 카운터(301)의 카운터 업다운 값(X)을 기억한다. 또한, 레지스터(303)는 업다운 카운터(301)에 카운터 업다운 값(X)을 출력하거나 제 1 비교 측정기(305)에 fmax나 fmin을 출력한다.

주파수 범위 제어부의 일 실시예인 제 1 비교 측정기(305)에는 업다운 카운터(301)의 상위 N비트의 카운터 값과 fmax 및 fmin이 입력된다. 제 1 비교 측정기(305)는 카운터 값과 fmax 및 fmin의 대소 관계를 비교하여, 입력된 카운터 값이 압전 트랜스(T201)의 주파수 가변 범위 경계에 존재하는지 아닌지를 판정한다. 카운터 값의 상위 N비트가 주파수 가변 범위의 최소 값(fmin) 초과가 된 경우, 또는 카운터 값의 상위 N비트가 주파수 가변 범위의 최대 값(fmax) 미만이 된 경우에는, 제 1 비교 측정기(305)는 High 출력이 되고, 업다운 카운터(301)의 카운트 업다운 동작을 정지시키는 제어 신호인 UP/DOWN STOP 신호를 발신한다.

[구동 전압 발생부에 대해]

도 13을 참조하면, 구동 전압 발생부는 N비트 디지털 리셋 카운터(307), 제 2 비교 측정기(309), 1 비트 카운터(311) 및 AND 게이트(313, 315)를 포함한다.

N비트 디지털 리셋 카운터(307)(이하, N비트 카운터(307)라고 한다)는 업다운 카운터(301)와 동기하기 위해, 업다운 카운터(301)와 동일한 고속 클록이 클록부(103)로부터 입력되고, 클록이 High가 될 때마다 카운터 값을 +1씩 Up해 나간다. N 비트 카운터(307)의 카운터 값은 제 2 비교 측정기(309)로 출력된다.

또한, N 비트 카운터(307)의 리셋 입력단에 Low 신호가 입력되면, 리셋이 걸리고, 카운터 값은 제로(0)가 된다. N 비트 카운터(307)에 입력되는 리셋 신호는 전원 입력 시 모든 로직 회로를 초기화하는, 리셋부(101)로부터 공급되는 시스템 리셋 신호와 제 2 비교 측정기(309)의 출력 신호(COMPARE_OUT)의 반전 신호를 AND 게이트(315)에서 논리곱하여 생성된다.

제 2 비교 측정기(309)의 출력은 주파수 제어용 카운터값인 업다운 카운터(301)의 카운터 값과 구동 전압 발생용 카운터 값인 N비트 카운터(307)의 카운터 값이 같아질 때 High 출력이 된다. 그 때문에, 업다운 카운터(301)의 카운터값에 따라 구동 전압 주파수 제어가 이루어진다.

제 2 비교 측정기(309)에는 업다운 카운터(301)의 카운터 값(상위 N비트의 카운터 값)과 N 비트 카운터(307)의 카운터 값이 입력되고, N 비트 카운터(307)의 카운터 값이 업다운 카운터(301)의 카운터 값 이상이 된 경우에 High 출력이 된다. 또한, 제 2 비교 측정기(309)에 리셋부(101)로부터 리셋 신호가 입력되면 리셋된다.

1 비트 카운터(311)는 제 2 비교 측정기(309)로부터의 출력 신호가 트리거가 되어 있어, 제 2 비교 측정기(309)의 출력이 High 신호가 될 때마다 출력 전압을 반전한다. 1 비트 카운터(311)의 출력 신호는 AND 게이트(313)에 입력된다. 또한, 1비트 카운터(311)는 리셋 신호가 리셋부(101)로부터 공급되면, 리셋된다.

AND 게이트(313)에는 콘트롤러(105)로부터 출력된 ON/OFF 제어 신호의 반전 신호인 ENABLE 신호의 반전 신호와, 1비트 카운터(311)로부터 출력된 출력 신호가 입력된다. AND 게이트(313)에 의해 고압 전원 출력의 ON/OFF 제어가 이루어진다. 즉, ENABLE 신호를 Low 신호로 하면, 구동 전압 출력이 그대로 AND 게이트(313)로부터 출력되어 고압 전원 출력이 출력하고, ENABLE 신호를 High 신호로 하면, AND 게이트(313)로부터의 출력은 강제적으로 Low 신호가 되어 고압 출력은 정지한다.

AND 게이트(315)는 리셋부(101)로부터의 리셋 신호와, 제 2 비교 측정기(309)의 출력 신호(COMPARE OUT)의 반전 신호가 입력되고, N 비트 카운터(307)의 리셋 신호가 생성된다. AND 게이트(315)의 출력은 N 비트 카운터(307)의 리셋 단자에 입력된다.

또한, 압전 트랜스 구동 제어부(30)는 콘트롤러(105)의 출력 신호를 아날로그 신호로 변환하여 출력 제어 전압(Reference_Volt)로 변환시키는 D/A 컨버터(317)를 포함한다. 이 때, D/A 컨버터(317)는 특정한 것에 한정되지 않고, 일반적으로 사용되는 D/A 컨버터를 사용할 수 있다. D/A 컨버터(317)의 변환 처리에 의해 생성된 출력 제어 전압(Reference_Volt)은 드라이브 전압 제어부(70) 내에 설치된 연산 비교 증폭기(701) 및 출력 전압 검출부(80) 내에 설치된 비교측정기(801)에 입력된다.

또한, 상기 D/A 컨버터(317) 대신에, 펄스폭 변조(Pulse Width Modulation: PWM) 시그널 생성기를 사용할 수도 있다.

상기 살펴본 바와 같이, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 고압 전원 장치에서는 DC 전압인 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 출력 전압을 비교하여 출력 전압이 오르면 주파수 제어용 카운트값(업다운 카운터의 카운터값)이 내려 구동 주파수는 높아지고, 동시에 구동부(20) 내의 인덕턴스에의 공급 전원 전압 출력(V_DRIVE)도 작아져서 압전 트랜스로부터 출력되는 전압이 작어진다. 반대로, 출력 전압이 내리면, 주파수 제어용 카운트값(업다운 카운터의 카운터값)이 올라 구동 주파수는 낮아지고, 동시에 구동부(20) 내의 인덕턴스에의 공급 전원 전압 출력(V_DRIVE)은 커져 압전 트랜스 구동 전압 승압 출력은 커진다. 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 출력 전압이 목표 고압 출력이 된 바, 구동 전압 주파수(ftarget)로서 구동 전압 주파수와 인덕턴스에의 공급 전원 전압 출력(V_DRIVE)을 병행 제어하고, 압전 트랜스로부터의 출력 전압값을 일정하게 유지할 수 있다.

또한, 상술한 실시형태에 있어서는, 출력 전압의 아날로그적 변동을 출력 제어 전압과 비교하여 디지털 변동 값으로 변환하는 출력 전압 검출부로서, 간단한 회로 구성으로 고속 변동량 디지털 데이터 변환이 가능한 비교측정기를 사용하는 경우에 대해 설명했지만, 상술한 경우에 한정되지 않고, 예를 들어, A/D 컨버터에 의해 아날로그 변동량을 디지털 데이터로 변환하여 변동량을 샘플링하고, 디지털 필터 등에 의한 연산 처리, 또는 PID 제어에 의해 변동량 산출을 하는 구성일 수도 있다.

이상, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)의 구성을 살펴보았다. 상기한 고압 전원 장치의 각 구성 요소는 범용적인 부재나 회로를 이용하여 구성되어 있을 수도 있고, 각 구성 요소의 기능에 특화한 하드웨어에 의해 구성될 수도 있다. 따라서, 본 실시형태를 실시할 때마다 기술 수준에 따라 적당히 이용하는 구성을 변경할 수 있다.

[압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 동작에 대해]

도 14는 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 1 타이밍도이고, 도 15는 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 2 타이밍도이다.

이하, 도 14 및 도 15를 참조하여, 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)의 동작에 대해 상세히 살펴본다.

도 14를 참조하면, 도 14는 고압 출력 Ready 상태(OFF 상태)→ON→목표 고압 출력이 될 때까지의 제어 동작 타이밍 차트를 설명한다. Ready 상태에서는 도 14에 도시된 바와 같이, 출력 제어 전압(Reference_Volt) > 출력 전압(Feed back)이 되기 때문에, 구동 주파수(FREQ_OUT)는 fmin이 되고, 전원 전압(V_DRIVE)은 최대 값이 된다. ENABLE이 Low가 되어 ON 상태로 되면, 출력 전압(Feed back 전압)은 서서히 상승하여, 업다운 카운터에는 UP/DOWN 신호로서 UP이 입력된다. 또한, 출력 전압(Feed back 전압)이 출력 제어 전압(Reference_Volt)보다 커지면, UP/DOWN 신호로서 DOWN이 출력되기 때문에, 업다운 카운터는 카운터 값을 감소해 나간다. 그와 동시에, 드라이브 전압 제어부(70)의 제어에 의해 전원 전압(V_DRIVE)도 감소해 나 간다. 도 14에서, 「CntDown」은 카운터 값을 감소시켜 나가는「카운트다운」을 나타낸다.

업다운 카운터의 카운터 값이 감소해 나가면, 이에 따라 N비트 카운터의 카운트 상한값도 감소해 나간다. 그 결과, 구동 주파수(FREQ_OUT)는 fmin에서 고주파수측으로 변화해 나가고, 목표 구동 주파수인 ftarget이 되도록 제어된다. 도 14에서, N비트 카운터의 란에서의 「ft」는 「ftarget」를 의미하는 것이다. 또한, 압전 트랜스에 공급되는 전원 전압은 서서히 감소해 나가도록 제어되기 때문에, 압전 트랜스로부터 출력되는 출력 전압(FREQ_DRIVE_OUT)은 서서히 감소하여 목표 전압이 되면, 이 목표 전압을 유지하도록 제어된다.

도 15를 참조하면, 도 15는 목표 고압 출력→OFF→고압 출력 Ready 상태가 될 때까지의 제어 동작 타이밍 차트를 설명한다. 목표로 하고 있는 고전압을 출력하는 상태에서는 도 14에 나타낸 바와 같이, N 비트 카운터 및 업다운 카운터는 카운터 값이 ftarget(ft)이 될 때까지 카운트를 반복하고 있고, 출력전압(Feed back 전압)은 출력 제어 전압(Reference_Volt)과 유사하게 된다. 여기서, ENABLE이 Hi가 되어 OFF 상태가 되면, 출력 전압(Feed back 전압)의 값은 서서히 감소하고, 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 전압 값이 커진다. 그 결과, UP/DOWN 신호로서 UP이 출력되기 때문에, 업다운 카운터는 카운터 값을 증가시켜 나간다. 그와 동시에, 드라이브 전압 제어부(70)의 제어에 의해 전원 전압(V_DRIVE)도 증가해 나간다. 도 15에서, 「CntUP」는 카운터값을 증가시켜 나가는 「카운트 업」을 의미한다.

도 15에 도시된 바와 같이, 업다운 카운터의 카운터 값이 증가해 나가면, 이 에 따라 N비트 카운터의 카운트 상한값도 증가해 나간다. 그 결과, 구동 주파수(FREQ_OUT)는 ftarget에서 저주파수측으로 변화해 나가고, 주파수 가변 범위의 최소 값인 fmin이 되도록 제어된다. 또한 압전 트랜스에 공급되는 전원 전압은 서서히 증가하여 최종적으로 최대 전압이 되도록 제어된다.

본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 이용한 화상 형성 장치에 대해 설명한다.

본 실시형태에 관한 화상 형성 장치는, 잠상 담지체의 표면을 똑같이 대전시키는 대전 수단, 대전후의 잠상 담지체의 표면에 잠상을 형성시키는 노광 수단, 잠상을 현상하는 현상 수단, 및 잠상 담지체에 형성되는 토너 상을 전사재를 전사시키는 전사 수단을 포함한다.

이 때, 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단은 각 처리를 할 때 화상 형성 장치에 설정되어 있는 전원 장치로부터 소정의 바이어스(전압)를 인가받을 필요가 있다. 따라서, 본 실시형태에 관한 화상 형성 장치는 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단의 적어도 어느 하나에 대해 전압을 공급하는 전원 장치로서 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 적용한다.

본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어가 가능하므로, 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)을 이용한 화상 형성 장치의 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단은 안정된 처리를 할 수 있게 된다. 또한 고압 출력의 고속 상승 시간이 가능해지기 때문에, 각 처리 공정에 요구되는 시간을 단축할 수 있다.

[본 발명의 바람직한 제 3 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 대해]

이하, 도 16 및 도 17을 참조하여, 본 본 발명의 바람직한 제 3 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 대해 설명한다. 도 16은 본 발명의 바람직한 제 3 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 설명하기 위한 블록도이다.

본 발명의 바람직한 제 3 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치는 도 16에 도시된 바와 같이, 구동부(20), 압전 트랜스 구동 제어부(30), 정류 평활부(40), 출력 전압 검출부(80), 드라이브 전압 정류 평활 출력부(90)를 포함한다.

이 때, 구동부(20), 압전 트랜스 구동 제어부(30) 및 정류 평활부(40)에 대해서는 본 발명의 바람직한 제 1 및 제 2 실시예에 관한 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)에서의 구동부(20), 압전 트랜스 구동 제어부(30) 및 정류 평활부(40)과 동일한 구성을 가지며 동일한 기능을 나타내기 때문에, 상세한 설명은 생략한다.

출력 전압 검출부(80)는 콘덴서(C801, C803), 저항(R801, R803) 및 비교측정기(COMP)(801)를 포함한다. 정류 평활부(40)에 의해 직류 전압으로 정류 평활된 출력 전압은 출력 전압 검출부(80) 내의 분압 저항(R801, R803)에 의해 분압 되어 출 력 전압(Feed back 전압)으로서 비교 측정기(801)의 반전 입력 단자(-단자)에 입력된다. 또한, 각 분압 저항(R801, R803)에 병렬로 접속된 콘덴서(C801, C803)는 출력 전압의 AC 성분과 DC 성분을 조정한다. 또한, 비교 측정기(801)의 비반전 입력 단자(+단자)에는 출력 전압을 제어하는 DC 전압인 출력 제어 전압이 참조 전압(Reference_Volt)으로서 입력된다.

비교 측정기(801)는 비반전 입력 단자에 입력된 출력 제어 전압(Reference_Volt) 출력 전압(Feed back)의 대소(전압값의 대소)를 비교하고, 그 비교 결과를 출력한다. 비교 측정기(801)의 출력은 출력 전압(Feed back) > 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 경우에는 Low 출력이 되고, 출력 전압(Feed back) < 출력 제어 전압(Reference_Volt)의 경우에는 High 출력이 된다. 이와 같은, 비교 측정기(801)에 의해 출력 전압의 아날로그적 변동을 디지털 변동 값으로 변환할 수 있다. 비교 측정기(801)에서 출력되는 디지털 변동 값은 압전 트랜스 구동 제어부(30) 내에서의 주파수 제어부의 제어 신호(UP/DOWN)로서 압전 트랜스 구동 제어부(30)에 입력된다. 또한 비교측정기(801)로부터 출력되는 UP/DOWN 신호는 후술하는 드라이브 전압 정류 평활 출력부(90)에도 입력된다.

드라이브 전압 정류 평활 출력부(90)는 출력 전압 검출부(80)로부터 출력된 UP/DOWN 신호를 이용하여 압전 트랜스(T201)의 드라이브 전압(V_DRIVE)을 제어한다. 이 드라이브 전압 정류 평활 출력부(90)은 인버터(INVERT)(901), 트랜지스터(TR901, TR902), 저항(R901, R902), 콘덴서(C901) 및 다이오드(D901)를 구비한다.

전력 전압 검출부(80)에서 출력된 UP/DOWN 신호는 인버터(901)에 의해 극성 반전되어 VDD 전압 변환 트랜지스터인 트랜지스터(TR901)의 베이스로 입력된다. 트랜지스터(TR901)의 베이스에 입력된 신호는 다시 극성 반전되어 VDD 수준으로 변환된다. VDD 수준으로 변환된 UP/DOWN 신호는 버퍼 트랜지스터인 트랜지스터(TR902)의 베이스에 입력되고, 트랜지스터(TR902)로부터의 출력 신호는 다이오드(D901) 및 콘덴서(C901)로 정류 평활되고, 공급 전원 전압 출력(V_DRIVE)으로 출력된다.

도 17은 본 발명의 바람직한 제 3 실시예 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서의 UP/DOWN 신호와 V_DRIVE 신호와의 관계를 나타낸 도면이다.

도 17을 참조하면, UP/DOWN 신호가 항상 Hi 출력이면, 드라이브 전압 정류 평활 출력부(90)로부터 출력되는 V_DRIVE는 VDD(실제로는「VDD―버퍼 트랜지스터(TR902)의 전압(Vbe)―다이오드(D901)의 전압(Vf)」)이 되고, UP/DOWN 신호가 Low 출력이면, V_DRIVE는 0V가 된다. 또한 Hi 출력과 Low 출력 시간이 같아지면, VDD/2가 된다.

본 발명의 바람직한 제 3 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 이용한 화상 형성 장치에 대해 설명한다.

본 실시형태에 관한 화상 형성 장치는 잠상 담지체의 표면을 똑같이 대전시키는 대전 수단, 대전후의 잠상 담지체의 표면에 잠상을 형성시키는 노광 수단, 잠상을 현상하는 현상 수단, 잠상 담지체에 형성되는 토너상을 전사재를 전사시키는 전사 수단을 포함한다.

이 때, 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단은 각 처리를 할 때 화상 형성 장치에 실장되어 있는 전원 장치로부터 소정의 바이어스(전압)를 인가받을 필요가 있다. 따라서, 본 실시형태에 관한 화상 형성 장치는 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단의 적어도 어느 하나에 대해 전압을 공급하는 전원 장치로서 본 발명이 바람직한 제 3 실시형태에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 적용한다.

본 발명의 바람직한 제 3 실시형태에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)는 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어가 가능하므로, 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치(10)를 이용한 화상 형성 장치의 대전 수단, 현상 수단 및 전사 수단은 안정된 처리를 할 수 있게 된다. 또한, 고압 출력의 고속 상승 시간이 가능해지기 때문에, 각 처리 공정에 요구되는 시간을 단축할 수 있다.

상기 살펴본 바와 같이, 본 실시형태에 관한 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서는 압전 트랜스의 구동 전압 발생부를 리셋 카운터인 N비트 카운터에 의해 구성하고, 주파수 제어부를 업다운 카운터에 의한 디지털 처리 회로로 구성함과 동시에, 주파수 가변 제어 업다운 카운터의 가변 제어 범위를 최저 주파수 가변 범위 설정 레지스터(fmin) 및 최고 주파수 가변 범위 설정 레지스터(fmax)에 의해 설정가능하게 한다. 이로써, 주파수 가변 범위가 설정되고, 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어를 할 수 있게 된다.

상기 살펴본 바와 같이, 본 발명의 각 실시 형태 및 변형예에 관한 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서는, 압전 트랜스의 구동 전압 발생부를 리셋 카운 터인 N비트 카운터에 의해 구성하고, 주파수 제어부를 업다운 카운터에 의한 디지털 처리 회로로 구성함과 동시에, 주파수 가변 제어 업다운 카운터의 가변 제어 범위를 최저 주파수 가변 범위 설정 레지스터(fmin) 및 최고 주파수 가변 범위 설정 레지스터(fmax)에 의해 설정가능하게 한다. 이로써, 주파수 가변 범위가 설정되고, 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어를 할 수 있게 된다.

또한, 본 발명의 각 실시 형태 및 변형예에 관한 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서는, 외부 ON/OFF 제어 신호에 의해 출력을 OFF로 한 경우, 압전 트랜스 구동 제어부는 고압 출력값이 최대가 되는 가변 최저 주파수(fmin)가 되도록 동작하기 때문에, 출력 ON시에 고압 출력의 고속 상승 시간을 가능하게 한다.

나아가, 본 발명의 제2 및 제3 실시형태에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서는 상기 주파수 가변 제어와 동시에 고압 출력 변동을 검출하고, 구동부(20)에의 공급 전원 전압 가변 제어를 함으로써 효율이 나쁜 최고 주파수 가변 범위(fmax)를 효율적인 최저 주파수 가변 범위(fmin)에 근접시켜 사용할 수 있게 되어 효율이 개선된다.

따라서, 본 발명의 제2 및 제3 실시형태에 따른 압전 트랜스를 이용한 고압 전원 구동 전압 회로에 있어서, 안정된 주파수 제어 및 고압 출력의 고속 상승 시간을 가능하게 하고, 또 최대 출력 전압 수Kv∼수백V 이하의 출력 안정 제어가 가능한 효율적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 화상 형성 장치를 제공하는 것이 가능해진다.

나아가, 압전 트랜스 구동 제어부를 로직 회로에 의해 구성함으로써 기존의 특정 용도 로직 IC(ASIC)에 넣는 것이 가능해지고, 주파수 제어부의 코스트 저감을 꾀하는 것이 가능해진다.

따라서, 본 발명에 의해 이상 발진이나 제어 불가능에 빠지지 않고 안정된 주파수 제어를 하며, 또한 고압 출력의 고속 상승 시간을 가능하게 한 저가격 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 및 그것을 이용한 화상 형성 장치의 제공이 가능해진다.

이상, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시형태에 대해 설명했는데, 본 발명은 이러한 예로 한정되지 않는 것은 두 말할 필요도 없다. 당업자라면, 특허청구의 범위에 기재된 범위 내에서, 각종 변경례 또는 수정예로 생각해 낼 수 있는 것은 명백하며, 그들에 대해서도 당연히 본 발명의 기술적 범위에 속하는 것으로 이해된다.

예를 들어, 상술한 실시형태에 있어서는, 출력 전압의 변동을 검지하여 전압값을 일정하게 하는 정전압 제어를 하는 경우에 대해 설명했지만, 정전압 제어 대신에, 출력 전류의 변동을 검지하여 전류값을 일정하게 하는 정전류 제어를 할 수도 있다. 이러한 정전류 제어를 하더라도 정전압 제어와 똑같은 동작이 된다.

도 2는 일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 압전 트랜스의 구동 주파수를 설명하기 위한 제 1 파형도이다.

도 3은 일반적인 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 압전 트랜스의 구동 주파수를 설명하기 위한 제 2 파형도이다.

도 4는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 설명하기 위한 블록도이다.

도 7은 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 1 타이밍도이다.

도 8은 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 2 타이밍도이다.

도 9는 본 발명의 바람직한 제 1 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 변형된 압전 트랜스 구동부를 설명하기 위한 블록도이다.

도 10은 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 설명하기 위한 블록도이다.

도 12는 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에서 압전 트랜스의 구동 주파수를 설명하기 위한 파형도이다.

도 14는 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 1 타이밍도이다.

도 15는 본 발명의 바람직한 제 2 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치의 제 2 타이밍도이다.

도 16은 본 발명의 바람직한 제 3 실시예에 따른 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치를 설명하기 위한 블록도이다.

Claims

압전 트랜스에 소정의 구동 주파수에 의해 제어된 구동 전압을 인가함으로써 상기 압전 트랜스가 출력한 출력 전압을 부하에 공급하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 있어서,

상기 출력 전압과 상기 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압을 비교하고, 상기 비교 결과에 기초하여 상기 출력 전압의 변동을 디지털 변동 값으로 검출하는 출력 전압 검출부; 및

상기 검출된 디지털 변동 값에 따라 상기 압전 트랜스의 구동 제어를 수행하는 구동 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 구동 제어부는

상기 검출된 디지털 변동 값에 따라 상기 압전 트랜스의 구동 주파수를 가변 제어하는 구동 주파수 제어부; 및

상기 구동 주파수 제어부의 출력 값에 따라 상기 압전 트랜스를 구동하는 구동 전압을 발생하는 구동 전압 발생부를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 구동 주파수 제어부는

상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 크면, 상기 디지털 변동 값은 상기 구동 주파수를 증가시키고,

상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 작으면, 상기 디지털 변동 값은 상기 구동 주파수를 감소시키는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 2 항에 있어서,

상기 구동 제어부는

상기 구동 주파수의 주파수 가변 범위를 기억한 기억부; 및

상기 기억부에 기억되어 있는 상기 주파수 가변 범위와 상기 구동 주파수 제어부의 출력 값에 기초하여 상기 구동 주파수를 상기 주파수 가변 범위 내에서 가변시키도록 제어하는 주파수 범위 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 4 항에 있어서,

상기 주파수 범위 제어부는

상기 구동 주파수 제어부의 출력 값이 상기 주파수 가변 범위를 벗어나면, 상기 구동 주파수의 증가 또는 감소를 정지시키는 제어 신호를 출력하고,

상기 구동 주파수 제어부는

상기 주파수 범위 제어부로부터 입력 받은 제어 신호에 따라 상기 구동 주파수의 증가 또는 감소를 정지시키는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
압전 트랜스에 소정의 구동 주파수에 의해 제어된 구동 전압을 인가함으로써 상기 압전 트랜스가 출력한 출력 전압을 부하에 공급하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 있어서,

상기 출력 전압 및 상기 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압에 기초하여 상기 출력 전압의 변동분을 연산하고, 상기 연산된 변동분에 기초하여 상기 압전 트랜스의 구동 주파수를 디지털 신호 처리에 의해 제어하는 구동 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 구동 제어부는

상기 출력 전압을 디지털 데이터로 변환하는 A/D 컨버터;

상기 디지털 변환된 출력 전압과 상기 출력 제어 전압에 기초하여 상기 출력 전압의 디지털 변동 값을 연산하는 디지털 변동 값 연산부;

상기 연산된 디지털 변동 값에 따라 상기 압전 트랜스의 구동 주파수를 가변 제어하는 구동 주파수 제어부; 및

상기 구동 주파수 제어부의 출력 값에 따라 상기 압전 트랜스를 구동하는 구동 전압을 발생하는 구동 전압 발생부를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 구동 주파수 제어부는

상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 크면, 상기 디지털 변동 값은 상기 구동 주파수를 증가시키고,

상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 작으면, 상기 디지털 변동 값은 상기 구동 주파수를 감소시키는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 구동 제어부는

상기 구동 주파수의 주파수 가변 범위를 기억한 기억부;

상기 기억부에 기억되어 있는 상기 주파수 가변 범위와 상기 구동 주파수 제어부의 출력 값에 기초하여 상기 구동 주파수를 상기 주파수 가변 범위 내에서 가변시키도록 제어하는 주파수 범위 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 9 항에 있어서,

상기 주파수 범위 제어부는

상기 구동 주파수 제어부의 출력 값이 상기 주파수 가변 범위를 벗어나면, 상기 구동 주파수의 증가 또는 감소를 정지시키는 제어 신호를 출력하고,

상기 구동 주파수 제어부는

상기 주파수 범위 제어부로부터 입력 받은 제어 신호에 따라 상기 구동 주파수의 증가 또는 감소를 정지시키는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 7 항에 있어서,

상기 디지털 변동값 연산부는

디지털 필터에 의한 연산 처리 또는 PID 제어에 의해 상기 디지털 변동 값을 연산하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
압전 트랜스에 소정의 구동 주파수에 의해 제어된 구동 전압을 인가함으로써 상기 압전 트랜스가 출력한 출력 전압을 부하에 공급하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치에 있어서,

상기 출력 전압과 상기 출력 전압을 소정의 값으로 제어하기 위한 출력 제어 전압을 비교하고, 상기 비교 결과에 기초하여 상기 출력 전압의 변동을 디지털 변동 값으로 검출하는 출력 전압 검출부;

상기 검출된 디지털 변동 값에 따라 상기 압전 트랜스의 구동 제어를 수행하는 구동 제어부; 및

상기 출력 전압과 상기 출력 제어 전압의 비교 결과에 따라 상기 압전 트랜스에 인가되는 전원 전압을 가변 제어하는 드라이브 전압 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 12 항에 있어서,

상기 드라이브 전압 제어부는

상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 작은 경우에는, 상기 전원 전압을 증가시키고, 상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 큰 경우에는, 상기 전원 전압을 감소시키는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 13 항에 있어서,

상기 구동 제어부는

상기 검출된 디지털 변동 값에 따라 상기 압전 트랜스의 구동 주파수를 가변 제어하는 구동 주파수 제어부; 및

상기 구동 주파수 제어부의 출력 값에 따라 상기 압전 트랜스를 구동하는 구동 전압을 발생하는 구동 전압 발생부를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 14 항에 있어서,

상기 구동 주파수 제어부는

상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 크면, 상기 디지털 변동 값은 상기 구동 주파수를 증가시키고,

상기 출력 전압이 상기 출력 제어 전압보다 작으면, 상기 디지털 변동 값은 상기 구동 주파수를 감소시키는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 14 항에 있어서,

상기 구동 제어부는

상기 구동 주파수의 주파수 가변 범위를 기억한 기억부; 및

상기 기억부에 기억되어 있는 상기 주파수 가변 범위와 상기 구동 주파수 제어부의 출력 값에 기초하여 상기 구동 주파수를 상기 주파수 가변 범위 내에서 가변시키도록 제어하는 주파수 범위 제어부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
제 16 항에 있어서,

상기 주파수 범위 제어부는

상기 구동 주파수 제어부의 출력 값이 상기 구동 주파수의 가변 범위를 벗어나면, 상기 구동 주파수의 증가 또는 감소를 정지시키는 제어 신호를 출력하고,

상기 구동 주파수 제어부는

상기 제어 신호에 따라 상기 구동 주파수의 증가 또는 감소를 정지시키는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치.
잠상 담지체의 표면을 동일하게 대전시키는 대전 수단;

상기 대전 후의 상기 잠상 담지체의 표면에 잠상을 형성시키는 노광 수단;

상기 잠상을 현상하는 현상 수단;

상기 잠상 담지체에 형성되는 토너상을 전사재에 전사시키는 전사 수단; 및

상기 대전 수단, 상기 현상 수단, 상기 전사 수단들 중 적어도 어느 하나의 수단에 전압을 공급하는 전원 장치를 포함하며,

상기 전원 장치는 제 1 항 내지 제 17 항에 기재된 압전 트랜스 방식의 고압 전원 장치 중 어느 하나인 것을 임을 특징으로 하는 화상 형성 장치.