KR20080041410A - 플라즈마 표시 장치, 그 구동 장치 및 그 스위칭 소자 - Google Patents

플라즈마 표시 장치, 그 구동 장치 및 그 스위칭 소자 Download PDF

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KR20080041410A
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한찬영
도현준
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Abstract

본 발명은 플라즈마 표시 장치, 그 구동 장치 및 그 스위칭 소자에 관한 것이다.
이를 위하여, 본 발명은 제1 전극을 구동하는 구동회로부를 포함하며, 구동회로부는, 제1단이 제2 전압을 공급하는 제1 전원에 연결되고 제2단이 제1 전극에 연결되는 제1 스위칭 소자를 포함하며, 제1 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고, 제1 스위칭 소자의 제어 전극은 제1 전압을 공급하는 제1전원에 연결되며, 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 제1 전압에 대응되는 제4 전압에 의해 온/오프 구동되고 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 제1 전압에 대응되되 제4 전압과 다른 제5 전압에 의해 온/오프 구동되는 플라즈마 표시 장치를 제공한다.
본 발명에 의하면, 휘도의 저하 또는 소비 전력의 증가 없이 효율이 높은 플라즈마 표시 장치를 구현할 수 있다.
PDP, 저항, 스위치

Description

플라즈마 표시 장치, 그 구동 장치 및 그 스위칭 소자{PLASMA DISPLAY APPARARUS, DRIVING DEVICE AND SWITCH THEREOF}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치를 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 파형을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자를 도시한 도면이다.
도 4는 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)의 온도 별 구동 특성을 나타낸 도면이다.
도 5a 및 도 5b는 각각 25℃ 및 125℃ 온도에 대응하는 IGBT(Q1)의 Vce전압과 IGBT(Q1)의 Ic 전류 간의 관계를 나타낸 도면이다.
도 6a는 IGBT(Q1)만으로 구현되는 스위칭 소자의 Vce 전압과 Ic 전류 간의 관계를 나타낸 도면이고, 도 6b는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)의 Vce 전압과 Ic 전류 간의 관계를 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)를 적용한 플라즈마 표시 장치의 구동 장치를 도시한 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따라 스위칭 소자(S1)에 포함되는 저항(R1, R2)의 저항값 변화에 따른 스위칭 소자(S1. S3)의 온도 변화 및 이에 대응하는 플라즈 마 표시 장치의 휘도 및 소비 전력을 나타낸 도표이다.
본 발명은 플라즈마 표시 장치, 그 구동 장치 및 그 스위칭 소자에 관한 것이다.
플라즈마 표시 장치는 기체 방전에 의해 생성된 플라즈마를 이용하여 문자 또는 영상을 표시하는 장치이다. 이러한 플라즈마 표시 패널에는 그 크기에 따라 수십에서 수백 만개 이상의 방전 셀이 매트릭스 형태로 배열되어 있다.
일반적으로 플라즈마 표시 장치에서는 한 프레임이 복수의 서브필드로 분할되어 구동되며, 복수의 서브필드 중 표시 동작이 일어나는 서브필드의 가중치의 조합에 의해 계조가 표시된다. 각 서브필드는 리셋 기간, 어드레스 기간 및 유지 기간으로 나누어 구동된다. 리셋 기간 동안 방전 셀의 벽 전하 상태가 초기화되고, 어드레스 기간 동안 켜질 셀과 켜지지 않을 셀이 선택되며 유지 기간 동안 실제로 영상을 표시하기 위해 켜질 셀에 대하여 유지 방전이 수행된다. 리셋 기간, 어드레스 기간 및 유지 기간은 플라즈마 표시 장치의 구동장치에 포함되는 다수의 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해 구현된다.
일반적으로 플라즈마 표시 장치의 구동 장치는 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor, 이하 MOSFET) 및 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor, 이하 IGBT)의 두 가지 스위칭 소자를 주로 사용한다. 또한, MOSFET과 IGBT는 각각 인가 전압의 증가에 따라 턴 온 시 드레인과 소스 간의 저항값의 급격한 증가 및 전류 용량의 증가에 대처하기 위해 복수의 MOSFET 또는 복수의 IGBT를 병렬로 연결하여 구동시키는 것이 일반적이다.
그러나, MOSFET과 IGBT는 서로 다른 장단점을 갖는 구동 특성을 나타내고, 이로 인해 종래와 같이 한 종류의 스위칭 소자만을 병렬로 연결하는 경우 MOSFET 또는 IGBT 소자의 단점을 보완할 수 없어 문제가 되어왔다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 휘도의 저하 또는 소비 전력의 증가 없이 효율이 높은 구동 장치를 구현하는 플라즈마 표시 장치, 그 구동 장치 및 그 스위칭 소자를 제공하는 것이다.
이러한 기술적 과제를 달성하기 위하여 본 발명의 특징에 따른 플라즈마 표시 장치는, 복수의 제1 전극, 복수의 제2 전극 및 상기 제1 및 제2 전극과 교차하는 방향으로 형성되는 복수의 제3 전극을 포함하는 플라즈마 표시 패널, 입력 전압을 변환하여 제1 전압을 생성하는 전원 공급 장치, 상기 제1 내지 제3 전극을 구동하는 제1 내지 제3 구동회로부 및 상기 제1 내지 제3 구동회로부의 구동을 제어하는 제어 신호를 생성하는 제어부를 포함하며, 상기 제1 구동회로부는, 제1단이 제2 전압을 공급하는 제1 전원에 연결되고 제2단이 상기 제1 전극에 연결되는 제1 스위칭 소자를 포함하며, 상기 제1 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고, 상기 제1 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제1 전압을 공급하는 제1전원에 연결되며, 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되는 제4 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되되 상기 제4 전압과 다른 제5 전압에 의해 온/오프 구동된다.
또한, 본 발명의 특징에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 장치는, 복수의 제1 전극, 복수의 제2 전극 및 상기 제1 및 제2 전극과 교차하는 방향으로 형성되는 복수의 제3 전극을 포함하는 플라즈마 표시 장치의 구동 장치로서, 제1 전압을 공급하는 제1 전원, 제1단이 제2 전압을 공급하는 제2 전원에 연결되고 제2단이 상기 제1 전극에 연결되는 제1 스위칭 소자를 포함하며, 상기 제1 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고, 상기 제1 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제1 전원에 연결되며, 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되는 제4 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되되 상기 제4 전압과 다른 제5 전압에 의해 온/오프 구동된다.
또한, 본 발명의 특징에 따른 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자는, 복수의 제1 전극, 복수의 제2 전극 및 상기 제1 및 제2 전극과 교차하는 방향으로 형성되는 복수의 제3 전극을 포함하는 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자로서, 제1 전압 에 대응하는 제2 전압에 의해 온/오프 되는 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터와 병렬로 연결되고 상기 제1 전압에 대응하되 상기 제2 전압과 다른 제3 전압에 의해 온/오프 되는 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다. 또한 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
또한, 본 명세서에서 기재한 벽 전하란 용어는 셀의 벽(예를 들어, 유전체층) 상에서 각 전극에 가깝게 형성되는 전하를 의미한다. 벽 전하는 실제로 전극 자체에 접촉되지는 않지만, 여기서는 전극에 “형성됨”, “축적됨” 또는 “쌓임”과 같이 설명하며, 벽 전압은 벽 전하에 의해서 셀의 벽에 형성되는 전위 차를 말한다.
이제 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치, 그 구동 장치 및 그 스위칭 소자에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치를 나타내는 블록도이다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치는 플라즈마 표시 패널(100), 제어장치(200), 어드레스 전극 구동부(300), 주사 전극 구동부(400), 유지 전극 구동부(500) 및 전원 공급 장치(600)를 포함한다.
플라즈마 표시 패널(100)은 열 방향으로 뻗어 있는 복수의 어드레스 전극(A1∼Am), 그리고 행 방향으로 서로 쌍을 이루면서 뻗어 있는 복수의 유지 전극(X1∼Xn) 및 주사 전극(Y1∼Yn)을 포함한다. 유지 전극(X1∼Xn)은 각 주사 전극(Y1∼Yn)에 대응해서 형성되며, 일반적으로 그 일단이 서로 공통으로 연결되어 있다. 그리고 플라즈마 표시 패널(100)은 유지 전극(X1∼Xn) 및 주사 전극(Y1∼Yn)이 배열된 기판(도시하지 않음)과 어드레스 전극(A1∼Am)이 배열된 기판(도시하지 않음)으로 이루어진다. 두 기판은 주사 전극(Y1∼Yn)과 어드레스 전극(A1∼Am) 및 유지 전극(X1∼Xn)과 어드레스 전극(A1∼Am)이 각각 직교하도록 방전 공간을 사이에 두고 대향하여 배치된다. 이때, 어드레스 전극(A1∼Am), 유지 전극(X1∼Xn) 및 주사 전극(Y1∼Yn)의 교차부에 있는 방전 공간이 방전 셀을 형성한다. 이러한 플라즈마 표시 패널(100)의 구조는 일 예이며, 아래에서 설명하는 구동 파형이 적용될 수 있는 다른 구조의 패널도 본 발명에 적용될 수 있다.
제어장치(200)는 외부로부터 영상신호를 수신하여 어드레스 전극 구동 제어 신호(Sa), 유지 전극 구동 제어신호(Sx) 및 주사 전극 구동 제어신호(Sy)를 출력한다. 그리고 제어장치(200)는 한 프레임을 복수의 서브필드로 분할하여 구동하며, 각 서브필드는 시간적인 동작 변화로 표현하면 리셋 기간, 어드레스 기간 및 유지 기간으로 이루어진다. 또한, 제어장치(200)는 전원 공급 장치(600)로부터 전달받은 DC 전압을 이용하여 어드레스 기간에 어드레스(Address)되지 않는 셀에 인가되는 스캔 하이 전압(Vscan_h)을 생성하여 주사 전극 구동부(400) 또는 유지 전극 구동부(500)로 전달한다.
어드레스 전극 구동부(300)는 제어장치(200)로부터 어드레스 전극 구동 제어신호(Sa)를 수신하여 표시하고자 하는 방전 셀을 선택하기 위한 표시 데이터 신호를 각 어드레스 전극에 인가한다.
주사 전극 구동부(400)는 제어장치(200)로부터 주사 전극 구동 제어신호(Sy)를 수신하여 주사 전극(Y)에 구동 전압을 인가한다.
유지 전극 구동부(500)는 제어장치(200)로부터 유지 전극 구동 제어신호(Sx)를 수신하여 유지 전극(X)에 구동 전압을 인가한다.
전원 공급 장치(600)는 플라즈마 표시 장치의 구동에 필요한 전원을 제어장치(200) 및 각 구동부(300, 400, 500)에 공급한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 파형을 도시한 도면이다.
도 2에 도시한 플라즈마 표시 장치의 구동 파형은 하나의 서브필드내의 구동 파형만을 도시한 것으로, 플라즈마 표시 패널(도 1의 100)의 하나의 서브필드는 제 어부(도 1의 200)의 제어에 따른 유지 전극(X), 주사 전극(Y) 및 어드레스 전극(A)의 입력 전압의 변동에 따라 리셋 기간, 어드레스 기간 및 유지 기간으로 이루어진다.
먼저, 리셋 기간에 대하여 설명한다. 리셋 기간은 상승 기간과 하강 기간으로 이루어진다. 상승 기간에서는 어드레스 전극(A) 및 유지 전극(X)을 기준 전압(도 2에서는 0V)으로 유지한 상태에서, 주사 전극(Y)의 전압을 Vs 전압에서 Vset 전압까지 점진적으로 증가시킨다. 주사 전극(Y) 전압의 증가는 주사 전극(Y)과 유지 전극(X) 사이 및 주사 전극(Y)과 어드레스 전극(A) 사이에서의 미약한 방전(이하, "약 방전" 이라 함)을 유발하고, 이로 인해, 주사 전극(Y)에는 (-) 벽 전하가 형성되고, 유지 전극(X) 및 어드레스 전극(A)에는 (+) 벽 전하가 형성된다. 주사 전극(Y)의 전압이 Vset에 도달하였을 때에 형성되는 벽 전하로 인한 각 전극 간의 벽전압과 외부 인가 전압의 합은 방전 개시 전압(Vf)과 같다. 리셋 기간에서 모든 셀의 상태는 초기화되어야 하고, 이로 인해 Vset 전압은 모든 조건의 셀에서 방전이 일어날 수 있을 정도의 높은 전압으로 설정된다. 한편, 도 2에서는 주사 전극(Y) 전압이 램프 형태로 증가 또는 감소되는 경우를 도시하였으나, 이와 달리 점진적으로 증가 또는 감소하는 다른 형태의 파형이 인가될 수도 있다.
하강 기간에서는 어드레스 전극(A) 및 유지 전극(X)을 각각 기준 전압 및 Ve 전압으로 유지시킨 상태에서 주사 전극(Y)의 전압을 Vs 전압에서 Vnf 전압까지 점진적으로 감소시킨다. 주사 전극(Y) 전압의 감소는 주사 전극(Y)과 유지 전극(X) 사이 및 주사 전극(Y)과 어드레스 전극(A) 사이에서의 약 방전을 유발하고, 이로 인해 상승 기간 동안 주사 전극(Y)에 형성되었던 (-) 벽 전하 및 유지 전극(X)과 어드레스 전극(A)에 형성된 (+) 벽 전하가 소거된다. 이 결과, 주사 전극(Y)의 (-) 벽 전하와 유지 전극(X)의 (+) 벽 전하 및 어드레스 전극(A)의 (+) 벽 전하가 감소된다. 이 때, 어드레스 전극(A)의 (+) 벽 전하는 어드레스 동작에 적당한 양까지 감소된다. 일반적으로 (Vnf-Ve) 전압의 크기는 주사 전극(Y)과 유지 전극(X) 사이의 방전 개시 전압(Vf) 근처로 설정되고, 이로 인해 주사 전극(Y)과 유지 전극(X) 사이의 벽 전압의 차가 거의 0V에 가깝게 되어 어드레스 기간에서 어드레스 방전이 일어나지 않은 셀이 유지 기간에서 오방전하는 것을 방지한다.
상술한 리셋 기간 중 하강 기간은 각 서브 필드 당 한번씩 필수적으로 존재하여야 한다. 이와는 반대로, 상승 기간은 제어부(도 1의 200)에 기설정된 제어 프로그램에 따라 각 서브 필드 별로 존재 여부가 결정된다.
어드레스 기간에서는 발광할 셀을 선택하기 위해서 유지 전극(X)에 Ve 전압을 인가한 상태에서 복수의 주사 전극(Y)에 순차적으로 VscL 전압(주사 전압)을 가지는 주사 펄스를 인가한다. 이와 동시에, VscL 전압이 인가된 주사 전극(Y)에 의해 형성되는 복수의 셀 중에서 발광할 셀을 통과하는 어드레스 전극(A)에 어드레스 전압을 인가한다. 이로 인해, 어드레스 전압이 인가된 어드레스 전극(A)과 VscL 전압이 인가된 주사 전극(Y) 사이 및 VscL 전압이 인가된 주사 전극(Y)과 VscL 전압이 인가된 주사 전극(Y)에 대응하는 유지 전극(X) 사이에서 어드레스 방전이 일어나 주사 전극(Y)에 (+) 벽 전하가 형성되고, 어드레스 전극(A) 및 유지 전극(X)에 각각 (-) 벽 전하가 형성된다. 이때, VscL 전압은 Vnf 전압보다 소정 전압 낮 은 레벨로 설정된다. 한편, VscL 전압이 인가되지 않는 주사 전극(Y)에는 VscL 전압보다 높은 VscH 전압(비주사 전압)이 인가되고, 선택되지 않는 방전 셀의 어드레스 전극(A)에는 기준 전압이 인가된다.
유지 기간에서는 주사 전극(Y)과 유지 전극(X)에 하이 레벨 전압(도 2에서는 Vs 전압)과 로우 레벨 전압(도 2에서는 0V 전압)을 교대로 가지는 유지방전 펄스를 반대 위상으로 인가한다. 이로 인해, 주사 전극(Y)에 Vs 전압이 인가될 때 유지 전극(X)에 0V 전압이 인가되고, 유지 전극(X)에 Vs 전압이 인가될 때 주사 전극(Y)에 0V 전압이 인가되고, 어드레스 방전에 의해 주사 전극(Y)과 유지 전극(X) 간에 형성된 벽 전압과 Vs 전압에 의해 주사 전극(Y)과 유지 전극(Y)에서 방전이 일어난다. 이후, 주사 전극(Y)과 유지 전극(X)에 유지 방전 펄스를 인가하는 과정은 해당 서브필드가 표시하는 가중치에 대응하는 횟수만큼 반복된다.
이하, 도 2로 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 파형을 구현하기 위해 도 1로 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 제어 장치(200), 어드레스 전극 구동부(300), 주사 전극 구동부(400), 유지 전극 구동부(500) 및 전원 공급 장치(600)에 폭넓게 사용되는 스위칭 소자를 도 3을 참조하여 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자를 도시한 도면이다.
도 3에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)는 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)을 병렬로 연결한 것이다. IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2) 각각의 제어 전극은 제어 장치(도 1의 200)로부터 인가되는 제어 신호에 의해 구동된다. 여기에서, 제어 장치(도 1의 200)로부터 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2) 각각의 제어 전극으로 인가되는 제어 신호는 동일한 전압 레벨을 갖는 신호이나, IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2) 각각의 제어 전극에 연결되는 저항(R1, R2)의 저항값이 서로 다르므로 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2) 각각의 제어 전극으로 입력되는 제어 신호는 서로 다른 전압 레벨을 갖게 된다. 이때, IGBT(Q1)의 제어 전극에 연결되는 저항(R1)은 MOSFET(Q2)의 제어 전극에 연결되는 저항(R2)에 비해 큰 저항값을 갖는다. 즉, 스위칭 소자(S)가 구동되기 시작하는 초기에 IGBT(Q1)를 MOSFET(Q2)에 비해 느리게 턴 온 되도록 한다. 이로 인해, IGBT(Q1)의 턴 온 초기에 IGBT(Q1)의 컬렉터에서 에미터로 흐르는 전류의 량(이하, Ic 전류)이 적은 시점에 발생하는 큰 전압 강하를 방지할 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)는 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)을 병렬로 연결하여 구성함으로써 턴 온 초기 시는 물론, 플라즈마 표시 장치의 방전 시 발생하는 펄스 방전 전류가 흐를 때에도 효율이 높다. 한편, 도 3에서는 하나의 IGBT(Q1)과 하나의 MOSFET(Q2)만을 병렬로 연결한 스위칭 소자를 도시하였으나 복수의 IGBT(Q1) 및 복수의 MOSFET(Q2)을 병렬로 연결하여 스위칭 소자를 구성할 수 있음은 물론이다.
이하, 상술한 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)의 구동 특성에 대하여 도 4 내지 도 6을 참조하여 설명한다.
먼저, IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)의 구동 특성을 살펴보면 다음과 같다.
IGBT(Q1)는 바이폴라 트랜지스터 소자이므로 턴 온 시 컬렉터와 에미터 간 전압(이하, Vce 전압)은 다이오드에 인가되는 전압인 0.7 V 레벨에 불과하며, IGBT(Q1)를 통해 흐르는 전류의 량이 증가하더라도 어느 정도 이상 크게 증가하지 않는다. 또한, IGBT(Q1)는 그 구조적인 특성에 의해 단위 면적당 전류 도통 능력이 MOSFET(Q2)에 비해 월등히 높아 동일한 전류 용량이 필요로 되는 구동 장치를 구현할 때 MOSFET(Q2)를 이용하는 것에 비해 훨씬 적은 면적으로 구현할 수 있어 구동 장치의 가격을 낮출 수 있다.
IGBT(Q1)는 MOSFET(Q2)에 비해 턴 오프 특성이 좋지 않으나 일반적으로 플라즈마 표시 장치의 구동 시 스위칭 소자의 턴 온 동작을 통해 방전이 개시된 이후 매우 크고 짧은 펄스 형태의 전류를 흘려주다가 전류량이 제로에 도달한 이후 스위칭 소자가 턴 오프 되므로 IGBT(Q1)의 단점인 턴 오프 특성이 플라즈마 표시 장치의 구동에는 문제가 되지 않는다.
한편, MOSFET(Q2)은 IGBT(Q1)에 비해 스위칭 속도가 빠르다. 그러나, MOSFET(Q2)은 전압 내압이 증가할수록 턴 온 시의 드레인과 소스 간의 저항값이 급격히 증가한다. 특히, 도 2로 나타낸 어드레스 기간 및 유지 기간에서 스위칭 소자에 흐르는 전류는 방전으로 인해 짧고 급격한 펄스 형태의 방전 전류가 흐르게 되고, 이때 MOSFET(Q2)에 인가되는 전압이 증가할수록 MOSFET(Q2)의 드레인과 소스 간의 저항값이 매우 커지게 된다. 즉, MOSFET(Q2)의 실효(Root Mean Square) 전류값은 매우 크고, 이로 인해 MOSFET(Q2)을 이용하면 IGBT(Q1)을 이용할 때보다 도통 손실이 크게 발생하고, 발열량이 커진다.
이러한 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)의 구동 특성은 온도 변화에 대응하는 전류 및 전압 특성을 비교하면 더욱 명확하게 알 수 있다. 이하, 온도 변화에 따른 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)의 구동 특성을 도 4를 참조하여 설명한다.
도 4는 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)의 온도 별 구동 특성을 나타낸 도면이다.
도 4에 도시한 바와 같이, IGBT(Q1)는 MOSFET(Q2)에 비해 소자를 통해 흐르는 전류량이 커져도 소자 자체에 걸리는 전압, 즉 도통 손실이 매우 적다. 한편, MOSFET(Q2)은 온도가 25℃에서 125℃로 상승하면 도통 손실이 크게 증가하는데, IGBT(Q1)는 온도의 증가에 따라 도통 손실이 커지기는 하나 MOSFET(Q2)의 경우에 비해 그 증가량이 매우 적어 MOSFET(Q2)에 비해 훨씬 좋은 구동 특성을 나타낸다.
IGBT(Q1)는 턴 온 시 Vce 전압이 온도에 비례하는 정(Positive)온도 계수 특성을 가지고, 이로 인해 부하 전류가 한 쪽으로 집중되는 문제가 발생할 수 있다. 이를 온도에 따른 IGBT(Q1)의 Vce 전압과 IGBT(Q1)의 Ic 전류량 간의 관계를 나타낸 도 5를 참조하여 설명한다.
도 5a 및 도 5b는 각각 25℃ 및 125℃ 온도에 대응하는 IGBT(Q1)의 Vce전압과 IGBT(Q1)의 Ic 전류 간의 관계를 나타낸 도면이다.
도 5a 및 도 5b에 도시한 바와 같이, IGBT(Q1)의 Ic 전류의 량은 온도가 높을수록 증가한다. 만약, IGBT(Q1)의 Ic 전류의 량이 일정 수준 이상 증가하여 발열이 발생하면, IGBT(Q1)의 온도가 상승하고, 이로 인해 IGBT(Q1)의 Ic 전류의 량이 더욱 증가하게 되어 부하 전류가 집중되는 문제가 발생할 수 있다.
한편, IGBT(Q1)는 MOSFET(Q2)에 비해 턴 온 구동되는 초기 시 또는 IGBT(Q1)의 Ic 전류의 량이 적은 시점에 전압 강하가 크다는 단점이 있다. 이하, IGBT(Q1)만으로 구현되는 스위칭 소자의 턴 온 시점의 전압 강하와 도 3에 도시한 본 발명 의 실시예에 따라 IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)을 병렬로 연결하여 구현되는 스위칭 소자(S)의 턴 온 시점의 전압 강하를 도 6을 참조하여 설명한다.
도 6a는 IGBT(Q1)만으로 구현되는 스위칭 소자의 Vce 전압과 Ic 전류 간의 관계를 나타낸 도면이고, 도 6b는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)의 Vce 전압과 Ic 전류 간의 관계를 나타낸 도면이다.
도 6a 및 도 6b에 원으로 표시한 영역, 즉 Ic 전류가 작은 영역에서 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)는 스위칭 소자(S)가 구동되기 시작하는 초기에 IGBT(Q1)를 MOSFET(Q2)에 비해 느리게 턴 온 되도록 함으로써 IGBT(Q1)만으로 구현되는 스위칭 소자에 비해 전압 강하가 작게 나타난다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)는 원으로 표시한 영역 바깥 쪽, 즉 Ic 전류가 높은 영역에서 Ic 전류가 높아지더라도 Vce 전압이 거의 일정하게 유지된다. 이를 통해, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)는 턴 온 초기 시는 물론, 플라즈마 표시 장치의 방전 시 발생하는 펄스 방전 전류가 흐를 때에도 효율이 높음을 알 수 있다.
일반적으로 플라즈마 표시 장치의 구동 시, 도 2에 도시한 플라즈마 표시 장치의 구동 파형에 나타낸 리셋 기간, 어드레스 기간 및 유지 기간 중 유지 기간에서 스위칭 소자가 가장 많이 온/오프 되고 전력소비 또한 크다. 이하, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)를 이용하여 플라즈마 표시 장치의 구동 장치 중 유지 기간에 주사 전극(Y)에 Vs 전압 및 0V 전압을 교번으로 인가하는 유지 구동부의 구동을 도 7을 참조하여 설명한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)를 적용한 플라즈마 표시 장 치의 구동 장치를 도시한 도면이다.
도 7에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 장치는 에너지 보존 회로(Energy Recovery Circuit; ERC, 410) 및 유지 구동부(420)를 포함한다.
에너지 보존 회로(410)는 일단이 접지단에 연결되는 커패시터(Cr), 커패시터(Cr)의 타단에 연결되는 스위칭 소자(S1, S2), 애노드가 스위칭 소자(S1)에 연결되는 다이오드(D1), 캐소드가 스위칭 소자(S2)에 연결되고 애노드가 다이오드(D1)의 캐소드에 연결되는 다이오드(D2), 일단이 다이오드(D1) 및 다이오드(D2)의 접점에 연결되고 타단이 주사 전극(Y)에 연결되는 인덕터(L1)를 포함한다. 여기에서, 커패시터(Cr)에는 Vs 전압의 절반인 Vs/2 전압이 충전되어 있다.
유지 구동부(420)는 인덕터(L1)의 타단에 연결되는 스위칭 소자(S3, S4)를 포함한다.
여기에서, 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4)는 모두 도 3에 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(S)로 구현된다.
도 7에 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 장치의 구동을 간략히 설명하면 다음과 같다.
주사 전극(Y)의 전압은 스위칭 소자(S1)가 턴 온 됨에 따라 인덕터(L1)와 패널 커패시너(Cp) 간의 LC 공진을 통해 Vs 전압까지 상승되고, 스위칭 소자(S3)가 턴 온 됨에 따라 주사 전극(Y)의 전압이 Vs 전압으로 유지된다. 그리고, 스위칭 소자(S3)가 턴 온 됨에 따라 인덕터(L1)와 패널 커패시너(Cp) 간의 LC 공진을 통해 주사 전극(Y)의 전압이 0V까지 하강하고, 스위칭 소자(S4)가 턴 온 됨에 따라 주사 전극(Y)의 전압이 0V 전압으로 유지된다. 여기에서, 다이오드(D1, D2)는 패널 커패시터(Cp)를 LC 충방전 시킬 때 발생할 수 있는 역방향 전류를 차단시킨다.
이때, IGBT(Q1)의 제어 전극에 연결되는 저항(R1)은 MOSFET(Q2)의 제어 전극에 연결되는 저항(R2)에 비해 큰 저항값을 갖고, 이로 인해 스위칭 소자(S)가 구동되기 시작하는 초기에 IGBT(Q1)를 MOSFET(Q2)에 비해 느리게 턴 온 시킴으로써 IGBT(Q1)의 턴 온 초기에 IGBT(Q1)의 컬렉터에서 에미터로 흐르는 전류의 량(이하, Ic 전류)이 적은 시점에 발생하는 큰 전압 강하를 방지할 수 있다. 또한, 도 7로 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 장치는 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(1000)를 이용함으로써 플라즈마 표시 장치의 방전 시 발생하는 펄스 방전 전류가 흐를 때에도 효율이 높다.
한편, 도 7로 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 구동 장치는 유지 전극(X)의 구동을 위한 유지 전극 구동부(도 1의 500)에 포함되어 유지 전극(X)에 Vs 전압을 공급하도록 이용될 수 있다. 또한, 본 발명의 실시예에 따른 구동 장치는 도 2로 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 파형 중 어드레스 기간에 VscH 및 VcsL 전압을 인가하기 위한 구동 장치로도 이용될 수 있다. 이를 위해, 스위칭 소자(S3)의 일단에 연결되는 전원(Vs)을 통해 VscH 전압이 인가되도록 하고, 스위칭 소자(S4)의 일단에 연결되는 접지단을 통해 VscL 전압이 인가되도록 대체하면 된다. 어드레스 기간에도 스위치의 발열 및 전압 내압과 관련된 문제가 발생하기 쉬우므로, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(1000)를 이용한 구동 회 로를 이용한다.
이하, 저항(R1) 및 저항(R2)의 저항값에 따라 도 7에 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 장치에 포함되는 스위칭 소자(S1, S2, S3, S4) 중 주사 전극(Y)에 Vs 전압 인가 시에 턴 온 되는 스위칭 소자(S1, S3)의 온도 변화 및 이에 대응되는 플라즈마 표시 장치의 휘도 및 소비 전력을 도 8을 참조하여 설명한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따라 스위칭 소자(S1)에 포함되는 저항(R1, R2)의 저항값 변화에 따른 스위칭 소자(S1, S3)의 온도 변화 및 이에 대응하는 플라즈마 표시 장치의 휘도 및 소비 전력을 나타낸 도표이다. 참고로, 도 8에 나타낸 도표는 저항(R1, R2)의 저항값을 다양하게 분포시킨 실험예들 중 가장 대표적인 네가지 경우를 나타낸 것이다.
일반적으로 구동 장치에 포함되는 소자의 온도가 일정 수준 이상으로 상승하면 소자 자체의 파손 또는 오동작의 가능성이 커진다. 특히, IGBT(Q1)나 MOSFET(Q2)와 같은 스위치는 큰 전류용량이 필요하여 스위치 자체의 발열로 인해 온도가 70℃ 이상으로 상승하여 발생하는 부작용(Side Effect)을 미연에 방지하기 위해 복수의 스위치를 병렬 또는 직렬로 연결하여 사용하는 경우가 잦다. 이때 발생하는 소자 개수의 증가는 플라즈마 표시 장치의 구현을 위한 비용의 증가로 나타나게 되어 소자 수의 증가 없이 소자 구동 시 소자의 온도를 일정 수준 이하가 되도록 하는 것이 필수적이다. 또한, 스위칭 소자(S1)의 구동 특성은 도 7에 나타낸 본 발명의 실시예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 장치로 구현되는 유지 방전 펄스의 형성에 직접적인 영향을 준다. 유지 방전 펄스의 파형은 스위칭 소자(S3)의 구동 특성과 플라즈마 표시 패널(도 1의 100)로 표시되는 표시 화상의 휘도 및 플라즈마 표시 장치의 소비 전력에도 크게 관련되므로, 스위칭 소자(S1)의 구동 특성을 좌우하는 저항(R1, R2)의 저항값은 매우 중요한 의미를 갖는다.
앞서, 도 4 내지 도 7을 통해 상술한 바와 같이, 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(1000)는 턴 온 구동 초기에 IGBT(Q1)를 MOSFET(Q2)에 비해 느리게 턴 온 시킴으로써 스위치의 구동 효율을 높일 수 있다. 도 8로 나타낸 도표를 참조하면, 스위칭 소자(S1)의 IGBT(Q1)의 제어 전극에 연결되는 저항(R1)이 MOSFET(Q2)의 제어 전극에 연결되는 저항(R2)에 비해 상대적으로 일정 수준 이상 너무 큰 저항값을 가지면 MOSFET(Q2)의 온도가 너무 높아지는 부작용이 발생할 수 있음을 알 수 있다. 그러나, 실험 결과 최적값인 4.7 ohm 및 1 ohm으로 스위칭 소자(S1)의 저항(R1) 및 저항(R2)의 저항값을 각각 설정하면, 두 스위칭 소자(S1, S3) 모두 저온으로 동작한다. 이때 플라즈마 표시 장치의 휘도 및 소비 전력도 다른 실험예의 경우와 비슷하게 나타나므로 본 발명의 실시예에 따른 스위칭 소자(1000)를 이용함으로써 휘도의 저하 또는 및 소비 전력의 증가 없이 효율이 높은 구동 장치를 구현할 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이상에서 설명한 바와 같이 본 발명의 특징에 따르면, IGBT(Q1) 및 MOSFET(Q2)를 병렬로 연결한 스위칭 소자를 이용함으로써 턴 온 초기 시는 물론, 플라즈마 표시 장치의 방전 시 발생하는 펄스 방전 전류가 흐를 때에도 플라즈마 표시 장치의 휘도의 저하 또는 소비 전력의 증가 없이 높은 효율로 구동되는 플라즈마 표시 장치를 구현할 수 있다.

Claims (20)

  1. 복수의 제1 전극, 복수의 제2 전극 및 상기 제1 및 제2 전극과 교차하는 방향으로 형성되는 복수의 제3 전극을 포함하는 플라즈마 표시 패널;
    입력 전압을 변환하여 제1 전압을 생성하는 전원 공급 장치;
    상기 제1 내지 제3 전극을 구동하는 제1 내지 제3 구동회로부 및
    상기 제1 내지 제3 구동회로부의 구동을 제어하는 제어 신호를 생성하는 제어부를 포함하며,
    상기 제1 구동회로부는,
    제1단이 제2 전압을 공급하는 제1 전원에 연결되고 제2단이 상기 제1 전극에 연결되는 제1 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 제1 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제1 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제1 전압을 공급하는 제1전원에 연결되며, 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되는 제4 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되되 상기 제4 전압과 다른 제5 전압에 의해 온/오프 구동되는 플라즈마 표시 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 구동회로부는,
    제1단이 제3 전압을 공급하는 제2 전원에 연결되고 제2단이 상기 제1 전극에 연결되는 제2 스위칭 소자를 더 포함하며,
    상기 제2 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제2 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제1 전압을 공급하는 제1전원에 연결되며, 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되는 제4 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되되 상기 제4 전압과 다른 제5 전압에 의해 온/오프 구동되는 플라즈마 표시 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전원 공급 장치는 제6 전압을 더 생성하고,
    상기 제3 구동회로부는,
    제1단이 제7 전압을 공급하는 제3 전원에 연결되고 제2단이 상기 제3 전극에 연결되는 제3 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 제3 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함 하고,
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제6 전압을 공급하는 제2전원에 연결되며, 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제6 전압에 대응되는 제8 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제6 전압에 대응되되 상기 제8 전압과 다른 제9 전압에 의해 온/오프 구동되는 플라즈마 표시 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 제2 및 제3 전압은 유지 기간에 상기 제1 전극에 교번으로 인가되는 전압인 플라즈마 표시 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 제4 전압은 상기 제5 전압보다 낮은 전압인 플라즈마 표시 장치.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 제4 전압은 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극에 연결되는 제1 저항에 의해 상기 제1 전압을 강압한 전압이고, 상기 제5 전압은 상기 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터의 제어 전극에 연결되는 제2 저항에 의해 상기 제1 전압을 강압한 전압인 플라즈마 표시 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 제1 저항은 상기 제2 저항보다 저항값이 큰 저항인 플라즈마 표시 장치.
  8. 복수의 제1 전극, 복수의 제2 전극 및 상기 제1 및 제2 전극과 교차하는 방향으로 형성되는 복수의 제3 전극을 포함하는 플라즈마 표시 장치의 구동 장치에 있어서,
    제1 전압을 공급하는 제1 전원;
    제1단이 제2 전압을 공급하는 제2 전원에 연결되고 제2단이 상기 제1 전극에 연결되는 제1 스위칭 소자를 포함하며,
    상기 제1 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제1 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제1 전원에 연결되며, 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되는 제4 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되되 상기 제4 전압과 다른 제5 전압에 의해 온/오프 구동되는 플라즈마 표시 장치의 구동 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 구동장치는,
    제1단이 제3 전압을 공급하는 제3 전원에 연결되고 제2단이 상기 제1 전극에 연결되는 제2 스위칭 소자를 더 포함하며,
    상기 제2 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제2 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제1 전원에 연결되며, 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되는 제4 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제1 전압에 대응되되 상기 제4 전압과 다른 제5 전압에 의해 온/오프 구동되는 플라즈마 표시 장치의 구동 장치.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 구동 장치는,
    제6 전압을 공급하는 제4 전원 및 제1단이 제7 전압을 공급하는 제3 전원에 연결되고 제2단이 상기 제3 전극에 연결되는 제3 스위칭 소자를 더 포함하며,
    상기 제3 스위칭 소자는 병렬로 연결된 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제1 및 제2 스위칭 소자의 제어 전극은 상기 제4 전원에 연결되며, 상 기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터는 상기 제6 전압에 대응되는 제8 전압에 의해 온/오프 구동되고 상기 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터는 상기 제6 전압에 대응되되 상기 제8 전압과 다른 제9 전압에 의해 온/오프 구동되는 플라즈마 표시 장치의 구동 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제7 전압은 어드레스 기간에 상기 복수의 제3 전극에 순차적으로 인가되는 어드레스 데이터 전압인 플라즈마 표시 장치의 구동 장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 제8 전압은 상기 제9 전압보다 낮은 전압인 플라즈마 표시 장치의 구동 장치.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 제8 전압은 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극에 연결되는 제3 저항에 의해 상기 제6 전압을 강압한 전압이고, 상기 제9 전압은 상기 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터의 제어 전극에 연결되는 제4 저항에 의해 상기 제6 전압을 강압한 전압인 플라즈마 표시 장치의 구동 장치.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 제3 저항은 상기 제4 저항보다 저항값이 큰 저항인 플라즈마 표시 장치의 구동 장치.
  15. 복수의 제1 전극, 복수의 제2 전극 및 상기 제1 및 제2 전극과 교차하는 방향으로 형성되는 복수의 제3 전극을 포함하는 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자에 있어서,
    제1 전압에 대응하는 제2 전압에 의해 온/오프 되는 적어도 하나의 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터 및
    상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터와 병렬로 연결되고 상기 제1 전압에 대응하되 상기 제2 전압과 다른 제3 전압에 의해 온/오프 되는 적어도 하나의 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터
    를 포함하는 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 제2 전압은 상기 제3 전압보다 낮은 전압인 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 제2 전압은 상기 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터의 제어 전극에 연결되는 제1 저항에 의해 상기 제1 전압을 강압한 전압이고, 상기 제3 전압은 상기 금 속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터의 제어 전극에 연결되는 제2 저항에 의해 상기 제1 전압을 강압한 전압인 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 제1 저항은 상기 제2 저항보다 저항값이 큰 저항인 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자.
  19. 제15항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자는 유지 기간에 상기 제1 전극에 교번으로 인가되는 제4 전압 및 상기 제4 전압보다 높은 제5 전압을 공급하기 위해 구동되는 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자.
  20. 제15항 내지 제18항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 소자는 어드레스 기간에 상기 복수의 제3 전극에 순차적으로 인가되는 어드레스 데이터 전압을 공급하기 위해 구동되는 플라즈마 표시 장치의 스위칭 소자.
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