KR20070094965A - 레이어화된 변조 시스템에서 데이터를 디코딩하는 방법 및장치 - Google Patents

레이어화된 변조 시스템에서 데이터를 디코딩하는 방법 및장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20070094965A
KR20070094965A KR1020077018472A KR20077018472A KR20070094965A KR 20070094965 A KR20070094965 A KR 20070094965A KR 1020077018472 A KR1020077018472 A KR 1020077018472A KR 20077018472 A KR20077018472 A KR 20077018472A KR 20070094965 A KR20070094965 A KR 20070094965A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
base layer
data
channel estimate
enhancement layer
layered
Prior art date
Application number
KR1020077018472A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100926020B1 (ko
Inventor
라지브 비자얀
정성택
토마스 선
Original Assignee
퀄컴 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 퀄컴 인코포레이티드 filed Critical 퀄컴 인코포레이티드
Publication of KR20070094965A publication Critical patent/KR20070094965A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100926020B1 publication Critical patent/KR100926020B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3488—Multiresolution systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0047—Decoding adapted to other signal detection operation
    • H04L1/005—Iterative decoding, including iteration between signal detection and decoding operation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064—Concatenated codes
    • H04L1/0065—Serial concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0064—Concatenated codes
    • H04L1/0066—Parallel concatenated codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/007—Unequal error protection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2649—Demodulators
    • H04L27/26524—Fast Fourier transform [FFT] or discrete Fourier transform [DFT] demodulators in combination with other circuits for demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L2001/0098—Unequal error protection
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Discrete Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

레이어화된 변조 시스템용 디코더는 기본 레이어 및 확장 레이어 각각을 독립적으로 및 동시에 디코딩하도록 구성될 수 있다. 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더는 실질적으로 병렬로 구성될 수 있고, 각각, 동일한 수신된 레이어화된 변조 심볼상에서 동시에 동작할 수 있다. 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더 각각은, 수신 심볼에 기초하여 신호 품질 메트릭을 결정하도록 구성된 비트 메트릭 모듈로 구성될 수 있다. 터보 인코딩된 데이터를 갖는 시스템에서, 비트 메트릭 모듈은 로그 가능도 비율을 결정하도록 구성될 수 있다. 그 비율은 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서 사용된 에너지 비율 및 채널 추정치에 부분적으로 기초한다.
기본 레이어, 확장 레이어, 레이어화된 변조 데이터

Description

레이어화된 변조 시스템에서 데이터를 디코딩하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR DECODING DATA IN A LAYERED MODULATION SYSTEM}
관련 출원에 대한 상호-참조
본 특허 출원은, 발명의 명칭이 "레이어화된 변조" 로 2005년 1월 11일자로 출원되어 본 발명의 양수인에게 양도되어 있으며, 여기에서 참조로서 명백하게 포함되는 미국 가출원 제 60/643,263 호를 우선권 주장한다.
발명의 배경
무선 통신 시스템은, 정보가 통신 시스템과 커플링된 디바이스들 사이에서 신속하게 교환될 수 있도록 데이터 대역폭을 증가시키기 위해 끊임없이 노력하고 있다. 디바이스들에 대해 이용가능한 데이터 대역폭을 제한하는 파라미터들의 일부는, 그 디바이스들에 할당된 스펙트럼 대역폭 및 채널 링크 디바이스들의 품질을 포함한다.
무선 통신 시스템은 다양한 기술들을 사용하여 데이터 대역폭에 대한 다양한 제약을 보상한다. 무선 통신 시스템은 다중 인코딩 기술들을 포함할 수도 있고, 채널에 의해 지원되는 데이터 레이트에 기초하여 인코딩 기술을 선택할 수도 있다. 그러한 시스템에서, 통신 디바이스들은 채널의 능력에 기초하여 데이터 레이트를 협의할 수도 있다. 그러한 통신 시스템은 다중 포인트 대 포인트 (multiple point to point) 링크에 유리할 수도 있지만, 단일 송신기가 다중 수신 기들에 실질적으로 동일한 데이터를 제공하는 분포된 브로드캐스트 시스템에서는 이상적이지 않을 수도 있다.
무선 통신 시스템은, 또한 레이어화된 변조로서 지칭되는 계층적 변조를 포함할 수도 있으며, 그 계층적 변조에서, 다중의 데이터 스트림들은 데이터 레이어들의 계층을 통해 동시에 송신된다. 그 다중의 데이터 스트림들은, 거의 모든 수신기 동작 조건에서 성공적으로 수신할 수 있는 강인한 (robust) 통신 링크인 기본 레이어 (base layer) 를 포함할 수 있다. 또한, 그 다중의 데이터 스트림들은, 기본 레이어의 데이터 레이트보다 더 낮거나, 동일하거나, 더 높은 데이터 레이트에서 브로드캐스팅되는 확장 레이어 (enhancement layer) 를 포함할 수 있다. 그 확장 레이어를 통한 통신은, 기본 레이어와 비교하여 수신기에서 더 높은 신호 품질을 요구할 수도 있다. 따라서, 확장 레이어는 채널의 품질에서의 변화에 더 민감할 수도 있다.
통상적으로, 수신기는 기본 레벨에서 통신하는 능력을 보장하고, 통상적으로, 기본 레이어를 통해 데이터를 복조할 수 있다. 또한, 확장 레이어를 지원하는데 충분한 채널 조건에서, 수신기는 더 높은 품질의 서비스를 제공하거나 부가적인 데이터 대역폭을 제공하기 위해 확장 레이어를 통해 변조된 부가적인 데이터를 복조할 수 있다.
레이어화된 변조 신호의 사용은 수신기 동작을 실질적으로 복잡하게 한다. 그러나, 수신기는 제한된 전력 용량 또는 제한된 프로세싱 능력을 갖는 휴대용 수신기일 수도 있다. 레이어화된 변조의 통합으로부터 기인하는 수신기에 대한 복잡화는, 수신기의 사이즈, 전력 소비, 및 비용을 감소시키려는 노력과는 반대로 동작한다.
발명의 간단한 요약
레이어화된 변조 시스템용 디코더는 기본 레이어 및 확장 레이어 각각을 독립적으로 및 동시에 디코딩하도록 구성될 수 있다. 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더는 실질적으로 병렬로 구성될 수 있고, 각각, 동일한 수신 레이어화된 변조 콘스텔레이션 (constellation) 포인트를 통해 동시에 동작할 수 있다. 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더 각각은, 그 수신 콘스텔레이션 포인트에 기초하여 신호 품질 메트릭을 결정하도록 구성되는 비트 메트릭 모듈로 구성될 수 있다. 터보 인코딩된 데이터를 갖는 시스템에서, 비트 메트릭 모듈은 로그 가능도 비율 (log likelihood ratio) 을 결정하도록 구성될 수 있다. 그 비율은 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서 사용된 채널 추정치 및 에너지 비율에 부분적으로 기초한다.
본 발명의 일 양태는, 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성되는 수신기를 포함한다. 그 수신기는, 레이어화된 변조 데이터를 수신하고 그 레이어화된 변조 데이터를 실질적인 기저대역 주파수로 주파수 변환하도록 구성되는 RF 프로세서, 그 RF 프로세서에 커플링되고 그 레이어화된 변조 데이터로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되는 기본 레이어 디코더, 및 그 RF 프로세서에 커플링되고 그 레이어화된 변조 데이터로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되며 그 기본 레이어 디코더와는 실질적으로 독립하여 동 작하는 확장 레이어 디코더를 포함한다.
본 발명의 일 양태는 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성된 수신기를 포함한다. 그 수신기는, OFDM 심볼에서의 하나 이상의 서브캐리어는 레이어화된 변조 데이터를 운송하는, 그 OFDM 심볼을 수신하도록 구성되는 RF 프로세서, 그 RF 프로세서에 커플링되고 복수의 서브캐리어들로 OFDM 심볼을 변환하도록 구성되는 FFT 모듈, 그 FFT 모듈에 커플링되고 그 레이어화된 변조 데이터를 운송하는 하나 이상의 서브캐리어로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되는 기본 레이어 디코더, 및 그 FFT 모듈에 커플링되고 그 레이어화된 변조 데이터를 운송하는 하나 이상의 서브캐리어로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되며 그 기본 레이어 디코더와 실질적으로 독립하여 동작하는 확장 레이어 디코더를 포함한다.
본 발명의 일 양태는 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성되는 수신기를 포함한다. 그 수신기는, 그 레이어화된 변조 데이터를 수신하도록 구성되는 RF 프로세서, 그 RF 프로세서에 커플링되고 그 레이어화된 변조데이터로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되며, 그 레이어화된 변조 데이터로부터의 기본 레이어 데이터의 로그 가능도 비율을 결정하도록 구성되는 기본 비트 메트릭 모듈을 포함하는, 기본 레이어 디코더, 및 그 RF 프로세서에 커플링되고 그 레이어화된 변조 데이터로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되며, 그 레이어화된 변조 데이터로부터의 확장 레이어의 로그 가능도 비율을 결정하도록 구성되는 확장 비트 메트릭 모듈을 포함하는 확장 레이어 디코더를 포 함한다.
본 발명의 일 양태는 레이어화된 변조 신호를 디코딩하는 방법을 포함한다. 그 방법은, 그 레이어화된 변조 신호를 수신하는 단계, 그 레이어화된 변조 신호로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 단계, 및 그 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 것과 실질적으로 동시에 그 레이어화된 변조 신호로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일 양태는 하나 이상의 프로세서 사용가능 명령들을 저장하도록 구성된 머신 판독가능 저장 디바이스를 포함한다. 그 명령은, 레이어화된 변조 채널에서 데이터를 포함하는 OFDM 심볼을 수신하는 단계, 그 OFDM 심볼에 부분적으로 기초하여 채널 추정치를 생성하는 단계, 그 레이어화된 변조 채널로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 단계, 및 그 기본 레이어 디코딩과 실질적으로 독립하여 및 그 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 것과 동시에 그 레이어화된 변조 채널로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일 양태는 레이어화된 변조 데이터를 갖는 신호를 인코딩하도록 구성되는 송신기를 포함한다. 그 송신기는, 기본 레이어 데이터를 기본 레이어 심볼들로 인코딩하도록 구성되는 기본 레이어 인코더, 확장 레이어 데이터를 확장 레이어 심볼들로 인코딩하도록 구성되는 확장 레이어 인코더, 그 기본 레이어 인코더 및 그 확장 레이어 인코더에 커플링되고 하나 이상의 확장 레이어 심볼과 조합하여 하나 이상의 기본 레이어 심볼을 레이어화된 변조 콘스텔레이션 포인트에 매핑하도록 구성되는 신호 매핑기, 및 복수의 에너지 비율들로부터 선택된 에너지 비 율에 기초하여 로지컬 채널로부터의 하나 이상의 톤을 그 레이어화된 콘스텔레이션 포인트로 로지컬 채널로부터의 하나 이상의 톤을 변조하도록 구성되는 서브캐리어 할당 모듈을 포함한다.
본 발명의 일 양태는 레이어화된 변조 데이터를 갖는 신호를 송신하는 방법을 포함한다. 그 방법은, 기본 레이어 신호를 기본 레이어 심볼들로 인코딩하는 단계, 확장 레이어 신호를 확장 레이어 심볼들로 인코딩하는 단계, 및 복수의 에너지 비율들로부터 선택된 에너지 비율를 갖는 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서의 콘스텔레이션 포인트에 확장 레이어 심볼과 함께 기본 레이어 심볼을 매핑하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일 양태는 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성되는 수신기를 포함한다. 그 수신기는, 레이어화된 변조 신호를 수신하는 수단, 그 레이어화된 변조 신호로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 수단, 및 그 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 것과 실질적으로 동시에 그 레이어화된 변조 신호로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 수단을 포함한다.
본 발명의 일 양태는 레이어화된 변조 데이터를 갖는 신호를 인코딩하도록 구성되는 송신기를 포함한다. 그 송신기는, 기본 레이어 신호를 기본 레이어 심볼들로 인코딩하는 수단, 확장 레이어 신호를 확장 레이어 심볼들로 인코딩하는 수단, 및 확장 레이어 심볼과 함께 기본 레이어 심볼을 레이어에서의 콘스텔레이션 포인트에 매핑하는 수단을 포함한다.
도면의 간단한 설명
본 발명의 실시형태들의 특성, 목적, 및 이점은 도면과 함께 취해졌을 때 아래에 진술된 상세한 설명으로부터 더 명백하게 될 것이며, 도면에서, 동일한 엘리먼트는 동일한 참조 부호를 나타낸다.
도 1은 레이어화된 변조를 포함하는 무선 통신 시스템의 일 실시형태의 기능적 블록도이다.
도 2a 내지 2b는 레이어화된 변조의 일 실시형태의 콘스텔레이션 다이어그램이다.
도 3은 레이어화되고 코딩된 변조 시스템에서의 송신기의 일 실시형태의 기능적 블록도이다.
도 4는 레이어화된 변조 시스템에서의 동작을 위해 구성되는 수신기의 일 실시형태의 기능적 블록도이다.
도 5는 확장 레이어 데이터의 일 실시형태에 대한 수신 신호의 관련 부분 대 LLR의 플롯 (plot) 이다.
도 6은 기본 레이어 데이터의 일 실시형태에 대한 수신 신호의 관련 부분 대 LLR의 플롯이다.
도 7a 내지 7b는 레이어화된 변조 신호들을 수신 및 송신하는 실시형태들의 간략화된 흐름도이다.
도 8은 레이어화되고 코딩된 변조 시스템에서의 송신기의 일 실시형태의 간략화된 기능적 블록도이다.
도 9는 레이어화된 변조 시스템에서의 동작을 위해 구성되는 수신기의 일 실 시형태의 간략화된 기능적 블록도이다.
발명의 상세한 설명
수신기 및 수신기의 디코더는 계층적 또는 레이어화된 변조 데이터를 디코딩하도록 구성될 수 있다. 기본 레이어 디코더가 확장 레이어 디코더와 실질적으로 병렬로 동작하도록 구성될 수 있기 때문에, 수신기 동작 및 프로세싱 부하는 간략화된다. 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더는, 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서의 동일한 수신 콘스텔레이션 포인트상에서 동시에 동작하도록 구성될 수 있다. 확장 레이어 디코더는 기본 레이어 디코더와 실질적으로 독립하여 동작할 수 있으며, 확장 레이어를 디코딩할 경우 기본 레이어 디코더로부터의 결과에 의존하지 않는다.
수신기는 터보 인코딩되는 레이어화된 변조 데이터를 디코딩하도록 구성될 수 있다. 그러한 일 실시형태에서, 수신기는 실질적으로 병렬로 구성된 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더를 포함할 수 있다. 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더 각각은, 로그 가능도 비율과 같은 신호 품질 메트릭을 결정하도록 구성될 수 있는 비트 메트릭 모듈을 포함할 수 있다.
로그 가능도 비율 값들은 수신 신호 및 채널 추정치에 적어도 부분적으로 기초한다. 비트 메트릭 모듈은, 실제 채널 추정치 또는 소정의 값이 LLR 값들의 결정시에 사용되는지의 여부를 판정하기 위해, 소정의 임계값에 대해 채널 추정치를 비교하도록 구성될 수 있다. 수신기 동작은, 기본 레이어 및 확장 레이어 LLR 결정 양자에 대해 동일한 채널 추정 임계값을 사용함으로써 간략화될 수 있다. 상이한 채널 추정 임계값들은 상이한 레이어화된 변조 에너지 비율들에 기초하여 사용될 수 있다.
도 1은, 다르게는 레이어화된 변조로서 지칭되는 계층적 변조를 포함하는 무선 통신 시스템 (100) 의 일 실시형태의 기능적 블록도이다. 시스템은 사용자 단말기 (110) 와 통신할 수 있는 하나 이상의 고정된 엘리먼트들을 포함한다. 사용자 단말기 (110) 는, 예를 들어, 레이어화된 변조를 사용하는 하나 이상의 통신 표준들에 따라 동작하도록 구성된 무선 전화기일 수 있다. 예를 들어, 사용자 단말기 (110) 는 제 1 통신 네트워크로부터 무선 전화 신호를 수신하도록 구성될 수 있고, 제 2 통신 네트워크로부터 데이터 및 정보를 수신하도록 구성될 수 있다. 일부 실시형태에서, 양자의 통신 네트워크들은 레이어화된 변조를 구현할 수 있지만, 다른 실시형태에서, 통신 네트워크들 중 하나의 네트워크는 레이어화되고 코딩된 변조를 구현할 수도 있다.
사용자 단말기 (110) 는, 휴대용 유닛, 이동 유닛, 또는 정지 유닛일 수 있다. 또한, 사용자 단말기 (110) 는, 이동 유닛, 이동 단말기, 이동국, 사용자 장비, 휴대장치, 전화기 등으로 지칭될 수도 있다. 단일의 사용자 단말기 (110) 만이 도 1에 도시되어 있지만, 통상적인 무선 통신 시스템 (100) 은 다중의 사용자 단말기들 (110) 과 통신하는 능력을 갖는다는 것을 알 수 있다.
통상적으로, 사용자 단말기 (110) 는, 여기에서, 섹터화된 셀룰러 타워로 도시된 하나 이상의 기지국들 (120a 또는 120b) 와 통신한다. 통상적으로, 사용자 단말기 (110) 는, 사용자 단말기 (110) 내의 수신기에서 최강의 신호 강도를 제 공하는 기지국, 예를 들어, 도면부호 (120b) 와 통신할 것이다.
기지국들 (120a 및 120b) 의 각각은, 적절한 기지국들 (120a 및 120b) 로부터 통신 신호 및 그 기지국으로 통신 신호를 라우팅하는 기지국 제어기 (BSC; 140) 에 커플링될 수 있다. BSC (130) 는, 사용자 단말기 (110) 와 공용 스위칭 전화기 네트워크 (PSTN; 150) 사이의 인터페이스로서 동작하도록 구성될 수 있는 이동 스위칭 센터 (MSC; 140) 에 커플링된다. 또한, MSC는 사용자 단말기 (110) 와 네트워크 (160) 사이의 인터페이스로서 동작하도록 구성될 수 있다. 네트워크 (160) 는, 예를 들어, 로컬 영역 네트워크 (LAN) 또는 광범위 영역 네트워크 (WAN) 일 수 있다. 일 실시형태에서, 네트워크 (160) 는 인터넷을 포함한다. 따라서, MSC (140) 는 PSTN (150) 및 네트워크 (160) 에 커플링된다. 또한, MSC (140) 는 하나 이상의 매체 소스 (170) 에 커플링될 수 있다. 매체 소스 (170) 는, 예를 들어, 사용자 단말기 (110) 에 의해 액세스될 수 있는, 시스템 제공자에 의해 제공된 매체의 라이브러리일 수 있다. 예를 들어, 시스템 제공자는 사용자 단말기 (110) 에 의한 요구시에 액세스될 수 있는 비디오 또는 일부 다른 형태의 매체를 제공할 수도 있다. 또한, MSC (140) 는 다른 통신 시스템 (미도시) 과의 인터-시스템 (inter-system) 핸드오프를 조정하도록 구성될 수 있다.
일 실시형태에서, 기지국들 (120a 및 120b) 은 레이어화된 변조 신호들을 사용자 단말기 (110) 에 송신하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 기지국들 (120a 및 120b) 은, 사용자 단말기 (110) 뿐만 아니라 다른 수신기들 (미도시) 에 안내될 수 있는 멀티캐스트 신호를 송신하도록 구성될 수 있다. 레이어화된 변조 신호들은, 강인하도록 구성된 기본 레이어 신호, 및 더 낮은 링크 마진으로 동작하는 확장 레이어 신호를 포함할 수 있으며, 그 결과, 채널에서의 변화에 더 민감하다. 확장 레이어는 기본 레이어를 통해 공급된 데이터에 보충적인 데이터를 제공하거나, 더 낮은 품질의 서비스 요건을 갖는 독립적인 데이터를 제공하도록 구성될 수 있다.
또한, 무선 통신 시스템 (100) 은 레이어화된 변조 신호를 사용자 단말기 (110) 에 송신하도록 구성된 브로드캐스트 송신기 (180) 를 포함할 수 있다. 일 실시형태에서, 브로드캐스트 송신기 (180) 는 기지국들 (120a 및 120b) 과 관련될 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 브로드캐스트 송신기 (180) 는, 기지국들 (120a 및 120b) 을 포함하는 무선 전화기 시스템과는 상이하고 독립적일 수 있다. 브로드캐스트 송신기 (180) 는, 오디오 송신기, 비디오 송신기, 무선 송신기, 텔레비전 송신기 등 또는 송신기들의 일부 조합일 수 있지만 이에 제한되지는 않는다. 하나의 브로드캐스트 송신기 (180) 만이 무선 통신 시스템 (100) 에 도시되어 있지만, 무선 통신 시스템 (100) 은 다중의 브로드캐스트 송신기들 (180) 을 지원하도록 구성될 수 있다. 복수의 브로드캐스트 송신기들 (180) 은 중첩한 커버리지 영역에서 신호들을 송신할 수 있다. 사용자 단말기 (110) 는 복수의 브로드캐스트 송신기들 (180) 로부터 신호들을 동시에 수신할 수 있다. 복수의 브로드캐스트 송신기들 (180) 은, 동일, 상이, 또는 유사한 브로드캐스트 신호들을 브로드캐스팅하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 제 1 브로드캐스트 송신기의 커버리지 영역과 중첩한 커버리지 영역을 갖는 제 2 브로드캐스트 송신기는, 또한, 제 1 브로드캐스트 송신기에 의해 브로드캐스팅된 정보의 일부를 브로드캐스팅할 수도 있다.
브로드캐스트 송신기 (180) 는 브로드캐스트 매체 소스 (182) 로부터 데이터를 수신하도록 구성될 수 있고, 그 데이터를 계층적으로 코딩하고, 그 계층적으로 코딩된 데이터에 기초하여 신호를 변조하며, 그 변조되고 계층적으로 코딩된 데이터를 그 데이터가 사용자 단말기 (110) 에 의해 수신될 수 있는 서비스 영역으로 브로드캐스팅하도록 구성될 수 있다. 브로드캐스트 송신기 (180) 는, 예를 들어, 브로드캐스트 매체 소스 (182) 로부터 수신된 데이터로부터 기본 레이어 데이터 및 확장 레이어 데이터를 생성할 수 있다.
확장 레이어가 기본 레이어를 통해 운송된 데이터에 리던던트 (redundant) 한 데이터를 운송하지 않으면, 레이어화된 변조 데이터가 유리할 수 있다. 또한, 확장 레이어를 디코딩할 수 없는 수신기는 서비스의 손실을 초래하지 않을 수도 있다. 예를 들어, 기본 레이어는 표준 비디오 해상도로서 비디오를 전달하도록 구성될 수 있고, 확장 레이어는 수신 비디오 신호의 해상도 또는 SNR을 증가시키는 부가적인 데이터를 제공할 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 기본 레이어는 초당 15 프레임인 비디오 신호와 같은 소정의 품질을 갖는 신호를 제공하도록 구성될 수 있고, 확장 레이어는 기본 레이어를 통해 운송된 정보를 보충하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 확장 레이어는 초당 30 프레임으로 비디오 신호를 지원하기 위해 사용되는 정보를 운송하도록 구성될 수 있다. 그러한 구성에서, 확장 레이어 데이터를 디코딩할 수 없는 능력은 더 낮은 해상도 신호, 더 낮은 신호 품질 또는 SNR을 초래하지만, 신호의 완전한 손실을 초래하지는 않는다.
사용자 단말기 (110) 는 수신 신호를 복조하고 기본 레이어를 디코딩하도록 구성될 수 있다. 사용자 단말기 (110) 의 수신기는, 기본 레이어 디코더의 표준 부품으로서 에러 제어 메커니즘을 구현할 수 있다. 사용자 단말기 (110) 의 수신기는 기본 레이어 디코더의 에러 제어 메커니즘을 사용하여, 성공적인 확장 레이어 디코딩의 확률을 결정할 수 있다 그 후, 사용자 단말기 (110) 의 수신기는, 기본 레이어 디코딩에서 사용되는 에러 제어 메커니즘에서 생성된 통계 또는 메트릭에 기초하여 확장 레이어를 디코딩할 지의 여부를 판정할 수 있다.
또 다른 실시형태에서, 사용자 단말기 (110) 는, 확장 레이어를 디코딩할 경우 기본 레이어 정보에 의존하지 않고, 기본 레이어 및 확장 레이어를 동시에 실질적으로 디코딩하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 사용자 단말기 (110) 는, 기본 레이어 및 확장 레이어 양자를 디코딩할 경우, 단일 디코더 임계값을 결정하고 그 단일 디코더 임계값을 사용하도록 구성될 수 있다. 디코더 임계값은 레이어화된 변조 데이터의 특성에 부분적으로 기초할 수 있다. 예를 들어, 디코더 임계값은 기본 레이어에 대한 확장 레이어의 전력 또는 에너지의 비율에 기초할 수 있다. 또한, 디코더 임계값은, 심볼 에러 레이트, 비트 에러 레이트, 패킷 에러 레이트, 또는 프레임 에러 레이트와 같은 원하는 에러 레이트에 부분적으로 기초할 수 있다. 디코더 임계값은, 예를 들어, 다양한 원하는 품질의 서비스 또는 레이어화된 변조 데이터의 다양한 특성에 고정될 수도 있거나, 그 서비스 또는 그 특성에 기초하여 변할 수도 있다.
도 2a는 레이어화된 변조 구현의 일 실시형태의 콘스텔레이션 다이어그램 (200) 이다. 일 예로서, 도 1의 무선 통신 시스템 (100) 은 도 2a에서 도시된 방식으로 레이어화된 변조를 구현할 수도 있다. 그 레이어화된 변조 구현은 QPSK상의 QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) 로서 지칭될 수 있다. 그 구현은 QPSK 변조된 기본 레이어를 포함한다. QPSK 레이어화된 변조 구현상의 QPSK가 도 2a에 도시되어 있지만, 여기에 개시된 디코더 장치 및 방법은 레이어화된 변조의 임의의 특정 타입에 제한되지는 않는다. 예를 들어, 다른 레이어화된 변조 실시형태는 QPSK를 통한 16-QAM, 또는 레이어화된 변조의 일부 다른 형태를 사용할 수도 있다.
QPSK 기본 레이어는 4개의 포인트들 (202a 내지 202d) 에 의해 정의된다. 그러나, 후술될 바와 같이, 그 포인트들은 레이어화된 변조에서의 실제 콘스텔레이션 포인트들에 대응할 필요는 없다. 또한, 확장 레이어는 QPSK 변조된다. 그 QPSK 변조된 확장 레이어는 QPSK 기본 레이어 콘스텔레이션의 상부상에서 발생한다. 확장 레이어에 대한 QPSK 콘스텔레이션은 4개의 위치들을 포함하지만, 그 콘스텔레이션은 기본 레이어의 4개의 콘스텔레이션 포인트들 (202a 내지 202d) 중 임의의 포인트에 관해 중앙에 위치될 수 있다.
일 예로서, 기본 레이어 포인트 (202b) 는, 동-위상 (I) 신호 컴포넌트는 네거티브이고 직교위상 (Q) 신호 컴포넌트는 포지티브인 제 2 사분면에서 나타난다. 기본 레이어 포인트 (202b) 상부에, 확장 레이어의 4개의 콘스텔레이션 포인트 들 (210a 내지 210d) 이 존재한다. 유사하게, 기본 레이어의 포인트 (202a 내지 202d) 에 대응하는 각각의 사분면은 확장 레이어의 4개의 콘스텔레이션 포인트들을 갖는다.
기본 및 확장 레이어 데이터는 소정의 맵 또는 알고리즘에 기초하여 콘스텔레이션 포인트에 매핑될 수 있다. 예를 들어, 기본 레이어 데이터 및 확장 레이어 데이터는, 각각, 심볼당 2 비트를 포함할 수 있으므로, 기본 레이어 데이터 및 확장 레이어 데이터의 조합은 4 비트이다. 매핑 동작은 4 비트를 취하고, 16-QAM 콘스텔레이션 또는 QPSK 콘스텔레이션상의 QPSK와 같은 소정의 콘스텔레이션로부터의 콘스텔레이션 포인트에 그들을 매핑할 수 있다.
도 2b는 특정 레이어화된 변조 구현의 일 실시형태의 콘스텔레이션 다이어그램 (260) 이다. 도 2b의 콘스텔레이션 다이어그램 (260) 은 실질적인 16-QAM 콘스텔레이션이며, 그 콘스텔레이션에서, 기본 레이어 데이터는 콘스텔레이션의 특정 사분면에 매핑되고 확장 레이어 데이터는 그 콘스텔레이션내의 특정 위치에 매핑된다. 16-QAM 콘스텔레이션 (260) 은 일관되게 이격될 필요는 없지만, 각각의 사분면내에서의 일관된 간격 및 상이한 사분면내의 가장 근방의 포인트들 사이에서의 상이한 간격을 갖도록 변형될 수도 있다. 또한, 콘스텔레이션에서 포인트들의 일부는 사분면에서의 중점에 관해 미러 (mirror) 될 수도 있다.
신호 매핑 블록으로의 입력은 기본 레이어 (b1 b0) 로부터의 2 비트 및 확장 레이어 (e1 e0) 로부터의 2 비트를 포함한다. 기본 레이어 스트림은 확장 레이 어 스트림에 관해 더 높은 전력 레벨로 송신되고, 에너지 비율 r은,
Figure 112007058284110-PCT00001
와 같은 관계식을 만족한다.
평균 콘스텔레이션 포인트 에너지 (＝2α2＋2β2) 를 1로 노멀화함으로써, α 및 β는,
Figure 112007058284110-PCT00002
와 같이 에너지 비율 r의 식으로 표현될 수 있다.
동일한 에너지 비율이 OFDM 시스템의 동일한 로지컬 채널에서의 다중의 톤들에 대해 사용될 수 있으며, 로지컬 채널은 톤들의 OFDM 그룹으로부터의 하나 이상의 톤들을 포함할 수 있다. 그러나, 에너지 비율은 로지컬 채널마다 변경될 수 있다. 따라서, 신호 매핑 블록은, 그 에너지 비율에 의존하여, 그 에너지 비율에 의해 결정된 콘스텔레이션로 동일한 데이터를 상이한 콘스텔레이션들에 매핑할 수 있다. 따라서, OFDM 심볼은 다중의 로지컬 채널들을 포함할 수 있다. 특정 로지컬 채널의 톤들은, 동일한 OFDM 심볼에서의 또 다른 로지컬 채널에 대응하는 톤들에 비하여 상이한 에너지 비율을 가질 수 있다.
예를 들어, 신호 매핑 블록은 기본 레이어 데이터 및 확장 레이어 데이터를 2개의 콘스텔레이션 중 하나의 콘스텔레이션에 매핑하도록 구성될 수 있으며, 여기 서, 그 2개의 콘스텔레이션은 4 및 9의 에너지 비율에 대응한다. 레이어화된 변조 신호 콘스텔레이션은 그레이 매핑 (Gray mapping) 을 따르고, 레이어화된 변조에 대한 신호 콘스텔레이션은, 에너지 비율 r이 4인 경우, 16-QAM 의 신호 콘스텔레이션과 동등하다.
다른 실시형태에서, 레이어화된 변조에 대한 신호 콘스텔레이션은 2개의 스케일링된 QPSK 신호 콘스텔레이션의 간단한 가산이다. QPSK 콘스텔레이션의 그러한 간단한 가산은, 도 2b에 도시된 콘스텔레이션이 수행될 때 그레이 매핑 법칙에 따르지 않는다. 그레이 매핑을 따르지 않는 신호 콘스텔레이션은, 그레이 매핑에 부합하는 콘스텔레이션과 비교하여 감소된 성능을 제공할 수도 있다.
기본 및 확장 레이어의 각각의 사분면을 정의하는 하부 데이터는 하나 이상의 인코딩 프로세스들을 사용하여 인코딩될 수 있다. 사용된 인코딩 프로세스는 임의의 인코딩 프로세스일 수 있으며, 인코딩의 타입은, 디코더가 특정 인코더에 특정되는 것을 제외하고, 여기에 개시된 디코딩 장치 및 방법에 제한되지 않는다. 인코더는, 예를 들어, 콘볼루션 인코더, 터보 인코더, 블록 인코더, 인터리버 (interleaver), CRC 인코더, 인코더들의 조합 등, 및 데이터를 인코딩하는 장치 또는 일부 다른 프로세스를 포함할 수 있다.
도 3은 레이어화된 변조 시스템을 위해 구성된 송신기 (300) 의 일 실시형태의 기능적 블록도이다. 일 실시형태에서, 송신기 (300) 는 도 1의 시스템의 브로드캐스트 송신기로 구현될 수 있다. 도 3의 송신기 (300) 는, 도 2b의 콘스텔레이션을 사용하여, 직교 주파수 분할 다중 액세스 (OFDMA) 또는 직교 주파수 분 할 멀티플렉스 (OFDM) 시스템에서 레이어화된 변조를 위해 구성될 수 있다. 그러나, 도 3에 도시된 송신기 (300) 는 일 실시형태를 나타내며, 개시된 디코더 장치 및 방법에 제한되지 않는다. 예를 들어, 단일 캐리어 시스템은 레이어화된 변조 데이터로 변조될 수 있고, 수신기에서 대응하는 디코더는 레이어화된 변조를 갖는 단일 캐리어를 통해 동작하도록 구성될 수 있다.
송신기 (300) 는 실질적으로 유사한 기본 레이어 및 확장 레이어 프로세싱 블록 (310 및 320) 을 각각 포함할 수 있다. 기본 레이어 프로세싱 블록 (310) 은 원하는 변조 포맷, 예를 들어, QPSK로 기본 레이어 데이터를 프로세싱하도록 구성될 수 있다. 확장 레이어 프로세싱 블록 (320) 은 원하는 변조 포맷, 예를 들어, QPSK로 확장 레이어 데이터를 프로세싱하도록 유사하게 구성될 수 있다.
기본 레이어 프로세싱 블록 (310) 및 확장 레이어 프로세싱 블록 (320) 은, 도 1의 브로드캐스트 매체 소스일 수 있는 소스 인코더 (미도시) 로부터 각각의 데이터를 수신한다. 일 실시형태에서, 기본 레이어 데이터 및 확장 레이어 데이터는, 비디오 신호, 오디오 신호, 또는 비디오 및 오디오 신호의 일부 조합을 포함할 수 있다. 기본 레이어에서의 비디오/오디오 신호는 수신기에서 기본 품질의 서비스를 재생성하는데 요구되는 데이터에 대응한다. 확장 레이어에서의 비디오/오디오 신호는 수신기에서 더 확장된 품질의 서비스를 생성하는데 요구되는 부가적인 데이터에 대응한다. 따라서, 2개의 레이어들 (기본 레이어 및 확장 레이어) 을 디코딩할 수 있는 사용자는 완전히 확장된 품질의 비디오/오디오 신호를 향유할 수 있지만, 기본 레이어를 디코딩할 수 있는 사용자는 최소 품질의 비디오/ 오디오 신호를 취할 수 있다.
기본 레이어 프로세싱 블록 (310) 및 확장 레이어 프로세싱 블록 (320) 의 각각에서, 데이터는 블록 코딩용 리드 솔로몬 (Reed Solomon) 인코더 (301 또는 311) 에 커플링된다. 그 리드 솔로몬 인코더 (301 및 311) 의 출력은 각각의 터보 인코더 (303 및 313) 에 커플링된다. 터보 인코더 (303 및 313) 는 소정의 인코딩 레이트에 따라 데이터를 터보 인코딩하도록 구성될 수 있다. 그 인코딩 레이트는 고정될 수 있거나, 복수의 인코더 레이트들로부터 선택가능할 수 있다. 예를 들어, 터보 인코더 (303 및 313) 는 1/3, 1/2 또는 2/3의 코딩 레이트를 제공하도록 독립적으로 구성될 수 있다.
터보 인코더 (303 및 313) 출력은 각각의 비트 인터리버 (305 및 315) 에 커플링되어 버스트 에러들에 대한 저항력을 개선시킨다. 비트 인터리버 (305 및 315) 의 출력은 각각의 슬롯 할당 모듈 (307 및 317) 에 커플링된다. 슬롯 할당 모듈 (307 및 317) 은, 시간 분할 멀티플렉싱 시스템에서의 인터리빙 시간 슬롯과 같은 소정의 시간 슬롯으로 인코딩된 심볼들을 시간 정렬시키도록 구성될 수 있다. 슬롯 할당 모듈 (307 및 317) 의 출력은 각각의 스크램블러 (scrambler; 309 및 319) 에 커플링된다. 스크램블러 (309 및 319) 의 출력은 인코딩된 기본 레이어 및 확장 레이어 심볼들을 나타낸다.
2개의 레이어들로부터의 심볼들은 신호 매핑 블록 (330) 에서 결합된다. 그 신호 매핑 블록 (330) 은 레이어화된 변조를 위한 콘스텔레이션에서의 특정 포인트에 기본 및 확장 레이어 심볼들을 매핑하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 신호 매핑 블록 (330) 은 하나 이상의 확장 레이어 심볼들과 함께 하나 이상의 기본 레이어 심볼들을 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서의 단일 포인트에 매핑하도록 구성될 수 있다. 신호 매핑 블록 (330) 은 소정의 에너지 비율을 갖는 콘스텔레이션에 각각의 로지컬 채널을 매핑하도록 구성될 수 있다. 그러나, 상이한 로지컬 채널들은 상이한 에너지 비율들을 갖는 콘스텔레이션들에 매핑될 수 있다.
신호 매핑 블록 (330) 의 출력은, 매핑된 콘스텔레이션 포인트를 특정 로지컬 채널에 인터리빙하도록 구성된 시간 인터리버 (340) 에 커플링된다. 전술한 바와 같이, 시스템은, 단일 로지컬 채널이 복수의 다른 로지컬 채널들로 시간 멀티플렉싱되는 시간 분할 멀티플렉스 구성을 구현할 수도 있다. 전체의 로지컬 채널들은, 라운드 로빈 (round robin) 할당과 같은 소정의 시간 멀티플렉스 알고리즘을 사용하여 시간 인터리빙될 수 있거나 그렇지 않으면 시간 멀티플렉싱될 수 있다.
시간 인터리버 (340) 의 출력은 서브캐리어 할당 모듈 (350) 에 커플링된다. 서브캐리어 할당 모듈은, OFDM 톤 세트로부터의 하나 이상의 톤들, 주파수들, 또는 서브캐리어들을 시간 인터리빙된 로지컬 채널들의 각각의 세트에 할당하도록 구성될 수 있다. 시간 인터리빙된 로지컬 채널들의 세트에 할당된 서브캐리어들의 서브세트는 하나의 채널로부터 복수의 서브캐리어들, 즉, 이용가능한 모든 서브캐리어들까지의 범위일 수 있다. 서브캐리어 할당 모듈 (350) 은, 소정의 알고리즘에 따라 로지컬 채널들의 일련의 시간 인터리빙된 세트를 서브캐리어들의 서브세트에 매핑할 수 있다. 그 소정의 알고리즘은 영속적인 방식으로 로지컬 채 널들을 할당하도록 구성될 수 있거나, 주파수 홉핑 알고리즘에 따라 서브캐리어들을 할당하도록 구성될 수 있다.
서브캐리어 할당 모듈 (350) 의 출력은, 할당된 레이어화 변조 심볼에 기초하여 서브캐리어들을 변조하도록 구성된 OFDM 심볼 모듈 (360) 에 커플링된다. OFDM 심볼 모듈 (360) 로부터의 변조된 OFDM 서브캐리어들은, OFDM 심볼을 생성하도록 구성되고 사이클릭 프리픽스 (cyclic prefix) 또는 소정의 길이를 첨부 또는 추가 (prepend) 할 수 있는 IFFT 모듈 (370) 에 커플링된다.
IFFT 모듈 (370) 로부터의 OFDM 심볼들은 세이핑 블록 (shaping block; 380) 에 커플링되며, 그 블록에서, 그 OFDM 심볼들은, 세이핑, 클리핑 (clip), 윈도우잉, 또는 그렇지 않으면 프로세싱될 수 있다. 세이핑 블록 (380) 의 출력은 송신을 위한 원하는 동작 주파수 대역으로의 변환용 송신 RF 프로세서 (390) 에 커플링된다. 예를 들어, 송신 RF 프로세서 (390) 의 출력은 무선 송신을 위한 안테나 (미도시) 를 포함 또는 커플링될 수 있다.
도 4는 도 3의 송신기에 의해 생성된 레이어화된 변조 데이터를 디코딩하도록 구성된 수신기 (400) 의 기능적 블록도이다. 일 실시형태에서, 수신기 (400) 은 도 1의 시스템의 사용자 단말기에서 구현될 수 있다.
수신기 (400) 는, 송신된 RF OFDM 심볼들을 수신하고, 그들을 프로세싱하며, 그들을 기저대역 OFDM 심볼들 또는 실질적인 기저대역 신호들로 주파수 변환하도록 구성된 수신 RF 프로세서를 포함한다. 기저대역 신호로부터의 주파수 오프셋이 신호 대역폭의 일부이거나, 추가적인 주파수 변환없이 신호의 직접적인 프로세싱을 허용하도록 신호가 충분히 낮은 중간 주파수에서 존재하면, 신호는 실질적인 기저대역 신호로서 지칭될 수 있다. 수신 RF 프로세서 (410) 로부터의 OFDM 심볼들은, 그 OFDM 심볼들을 레이어화된 변조 주파수 도메인 서브캐리어들로 변환하도록 구성된 FFT 모듈 (420) 에 커플링된다.
FFT 모듈 (420) 은 소정의 파일럿 서브캐리어들과 같은 하나 이상의 서브캐리어들을 채널 추정기 (430) 에 커플링하도록 구성될 수 있다. 그 파일럿 서브캐리어들은, 예를 들어, OFDM 서브캐리어들의 동등하게 배치된 하나 이상의 세트일 수 있다. 채널 추정기 (430) 는 수신 OFDM 심볼들에 영향을 주는 다양한 채널들을 추정하기 위해 그 파일럿 서브캐리어들을 사용하도록 구성된다. 일 실시형태에서, 채널 추정기 (430) 는 각각의 서브캐리어들에 대응하는 채널 추정치를 결정하도록 구성될 수 있다. 특정 서브캐리어에서의 채널 추정치는 인접한 서브캐리어들, 예를 들어, 파일럿 서브캐리어의 소정의 코히런스 (coherence) 대역폭내의 그러한 서브캐리어들에 대한 채널 추정치로서 사용될 수 있다.
FFT 모듈 (420) 로부터의 서브캐리어들 및 채널 추정치들은 서브캐리어 심볼 디인터리버 (deinterleaver; 440) 에 커플링된다. 심볼 디인터리버 (440) 는, 도 3의 서브캐리어 할당 모듈에 의해 수행된 심볼 매핑을 리버스 (reverse) 하도록 구성될 수 있다.
수신기 (400) 는 각각의 OFDM 서브캐리어 또는 톤상에서 기본 레이어 디코딩 및 확장 레이어 디코딩을 수행하도록 구성된다. 도 4는 명확화 및 간결함을 위해 단일의 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더를 도시한다.
기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더는 실질적으로 병렬로 동작할 수 있다. 각각의 디코더 모듈들은 동일한 수신 콘스텔레이션 포인트들상에서 동시에 동작하도록 구성될 수 있다. 따라서, 확장 레이어 디코더는 기본 레이어 디코더와는 실질적으로 독립하여 동작할 수 있으며, 확장 레이어 데이터를 디코딩할 경우 기본 레이어 디코더의 결과에 의존하지 않는다. 확장 레이어 디코더가 기본 레이어 디코더로부터 획득된 디코딩 결과에 의존하지 않으면, 디코더들이 일부 서브-모듈들을 공유하더라도, 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더들은 실질적으로 독립하여 동작하도록 고려될 수 있다. 따라서, 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더는 채널 추정치를 공유할 수 있으며, 심지어 단일의 비트 메트릭 모듈, 예를 들어, 도면부호 (450) 를 공유할 수 있다. 그러나, 확장 레이어 데이터를 디코딩할 경우 확장 레이어 디코더가 기본 레이어 디코더의 결과에 의존하지 않으면, 디코더들은 실질적으로 독립적인 것으로 고려될 수 있다.
도 4의 수신기 (400) 실시형태에서 도시된 디코더들은 터보 인코딩된 레이어화된 변조 데이터를 디코딩하도록 구성된다. 물론, 송신기가 일부 다른 타입의 인코딩을 생성하도록 구성되면, 수신기 (400) 의 디코더들은 그 인코더 타입에 매칭될 것이다. 예를 들어, 송신기는, 터보 코딩, 콘볼루션 코딩, 저밀도 패러티 체크 (Low Density Parity Check; LDPC) 코딩, 또는 일부 다른 인코딩 타입을 사용하여 데이터를 인코딩하도록 구성될 수 있다. 그러한 일 실시형태에서, 수신기 (400) 는 상보적인 디코더들로 구성된다. 따라서, 수신기 (400) 에서의 각각의 기본 레이어 디코더들 및 확장 레이어 디코더들은, 비터비 (Viterbi) 디코딩, LDPC 디코딩을 이용하는 것과 같은 터보 디코딩, 콘볼루션 디코딩 또는 일부 다른 디코더 또는 디코더들의 조합을 제공하도록 구성될 수 있다.
레이어화된 변조 톤들의 각각은 기본 레이어 비트 메트릭 모듈 (450) 및 확장 레이어 비트 메트릭 모듈 (460) 에 커플링된다. 비트 메트릭 모듈들 (450 및 460) 은 레이어화된 변조 톤상에서 동작하여 수신 콘스텔레이션 포인트의 품질을 나타내는 메트릭을 결정할 수 있다.
콘스텔레이션 포인트에서 나타낸 심볼들이 터보 인코딩되는 일 실시형태에서, 비트 메트릭 모듈들 (450 및 460) 은 그 콘스텔레이션 포인트에 의해 나타낸 수신 심볼들의 로그 가능도 비율 (LLR) 을 결정하도록 구성될 수 있다. 그 LLR은 가능도 비율의 로그이다. 그 비율은, 본래의 비트가 0인 확률 나누기 본래의 비트가 1인 확률로서 정의될 수 있다. 다른 방법으로, 그 비율은 리버스 방식으로 정의될 수 있으며, 그 방식에서, LLR은, 본래의 비트가 1인 확률에 걸쳐 본래의 비트가 0인 확률이다. 이들 2개의 정의들 사이에는 실질적인 차이는 없다. 비트 메트릭 모듈들 (450 및 460) 은, 예를 들어, 콘스텔레이션 포인트 크기 및 채널 추정치를 사용하여 LLR 값을 결정할 수 있다.
각각의 비트 메트릭 모듈 (450 및 460) 은 채널 추정치 및 수신 신호를 사용하여 LLR 값을 결정한다. 또한, 잡음 추정치가 사용될 수도 있다. 그러나, 잡음 추정치와 관계없이 동일한 결과를 제공하는 터보 디코딩이 사용되면, 잡음 추정치 항은 실질적으로 무시될 수 있다. 그러한 일 실시형태에서, 비트 메트릭 모듈들 (450 및 460) 하드웨어는 LLR 값들을 계산할 시에 잡음 추정치로서 소정의 값을 사용할 수 있다.
기본 비트 메트릭 모듈 (450) 의 출력은 기본 레이어 프로세서 (470) 에 커플링된다. 확장 레이어 비트 메트릭 모듈 (460) 의 출력은, 기본 레이어 프로세서 (470) 와 유사하게 기능적으로 동작하는 확장 레이어 프로세서 (480) 에 커플링된다. 예를 들어, 비트 메트릭 모듈들 (450 및 460) 로부터의 LLR 값들은, 각각, 기본 레이어 프로세서 (470) 및 확장 레이어 프로세서 (480) 에 커플링된다.
기본 레이어 프로세서 (470) 는, 인코더에서 수행된 심볼 스크램블링을 리버스하기 위해, 수신 LLR 값을 통해 동작하도록 구성된 디스크램블러 (descrambler; 472) 를 포함한다. 심볼 디스크램블러 (472) 의 출력은 이전에 인터리빙된 심볼들을 디인터리빙하도록 구성된 비트 인터리버 (474) 에 커플링된다. 비트 디인터리버 (474) 의 출력은, 터보 인코딩된 심볼들을 터보 인코더에 의해 사용된 코딩 레이트에 따라 디코딩하도록 구성된 터보 디코더 (476) 에 커플링된다. 예를 들어, 터보 디코더 (476) 는, 레이트 1/3, 1/2 또는 2/3 터보 인코딩된 데이터의 디코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 터보 디코더 (476) 는, 예를 들어, LLR 값들을 통해 동작한다. 터보 디코더 (476) 로부터의 디코딩된 출력은, 리드 솔로몬 인코딩된 비트들에 부분적으로 기초하여 기본 레이어 비트를 복원하도록 구성될 수 있는 리드 솔로몬 디코더 (478) 에 커플링된다. 결과적인 기본 레이어 비트들은 소스 디코더 (미도시) 에 전달된다.
확장 레이어 프로세서 (480) 는 기본 레이어 프로세서 (470) 와 유사하게 동작한다. 디스크램블러 (482) 는 확장 비트 메트릭 모듈 (460) 로부터 LLR 값들 을 수신한다. 출력은 비트 디인터리버 (484) 및 터보 디코더 (486) 에 커플링된다. 터보 디코더 (486) 의 출력은 리드 솔로몬 디코더 (488) 에 커플링된다. 결과적인 확장 레이어 비트들은 소스 디코더 (미도시) 에 전달된다.
LLR에 대한 정확한 표현은,
Figure 112007058284110-PCT00003
와 같이 주어진다.
수학식에서, LLRi는 변조 심볼에 의해 인코딩된 i번째 비트의 LLR이고, xi는 콘스텔레이션 포인트 x의 i번째 비트를 나타낸다. 값 y는 수신 심볼을 나타내고, h는 채널 추정치를 나타내며, N0는 잡음 추정치를 나타낸다. 일반적으로, 정확한 해를 계산하는 것은 너무 복잡하거나, 실제로 구현되기에 프로세싱 집중적이다.
근사값이 변수들의 최대값으로서 결정될 수 있다. QPSK에 있어서, 이러한 근사값은 실제로 정확한 LLR 표현에 대응한다. 이러한 근사값을 사용하면, 다음의 결과가 적용된다.
Figure 112007058284110-PCT00004
여기서, b는 콘스텔레이션에서 가장 근접한 0비트 포인트이고, a는 콘스텔레이션에서 가장 근접한 1비트 포인트이다. 일단 특정 변조 방식이 결정되면, 수 학식은 더욱 더 간략화될 수 있다.
도 5 및 6은, 도 2b에서 도시된 콘스텔레이션을 사용하여 변조될 때, 기본 레이어 및 확장 레이어 데이터에 대한 LLR의 플롯을 제공한다. 도 5는 확장 레이어의 E0 비트에 대한 LLR을 도시한다. 그러나, 확장 레이어의 e1 비트에 대해 LLR에 대한 플롯은, 수평축이 수신 신호의 실수부로 지칭되도록 변경된 것과 실질적으로 동일하다. 유사하게, 도 6은 기본 레이어의 b0 비트에 대한 LLR을 도시한다. 그러나, 기본 레이어의 b1 비트에 대해 LLR에 대한 플롯은, 수평축이 수신 신호의 허수부로 지칭되도록 변경된 것과 실질적으로 동일하다.
LLR 계산 블록에서, LLR 값은 채널 추정 블록으로부터의 채널 추정치에 의존한다. 각각의 레이어의 성능은 채널 추정 블록에서 사용될 임계값에 의존한다. 채널 추정 임계값은, 채널 추정치가 사용된 값을 나타낸다. 즉, 채널 추정치가 임계값을 초과하면, 실제 채널 추정치가 사용된다. 이와 대조적으로, 채널 추정치가 임계값 미만이면, 채널 추정치는, 예를 들어, 0 또는 일부 다른 충분히 작은 값일 수 있는 소정의 값을 할당받는다. 채널 추정치가 임계값과 동일하면, 수신기는 실제 채널 추정치를 사용하거나 소정의 값을 사용하도록 구성될 수 있다. 결정이 일관적으로 실행되면, 어느 옵션이든 실용적이다.
수신기에서의 채널 추정 모듈은, OFDM 시스템과 같은 다중 채널 시스템에서 각각의 톤에 대한 채널을 추정한다. 따라서, 채널 추정 모듈 또는 각각의 비트 메트릭 모듈은 채널 추정치를 임계값과 비교할 수 있다. 채널 추정 모듈에서 임계값과 채널 추정치의 비교를 수행하는 것이 바람직할 수도 있다.
일 실시형태에서, 채널 추정 모듈은 채널 추정에서 사용된 파일럿 톤들을 FFT 모듈의 출력으로부터 분리하도록 구성될 수 있다. 그 후, 채널 추정 모듈은, 예를 들어, 인버스 FFT (IFFT) 를 사용하여 시간 도메인 채널 추정치로 파일럿 샘플들을 변환시킬 수 있다. 각각의 시간 도메인 탭 (tap) 들은 채널 추정치의 컴포넌트를 나타낸다. 그 후, 채널 추정 모듈은, 채널 추정 임계값에 기초하여 개별 시간 도메인 샘플들 또는 탭들을 필터링할 수 있다. 채널 추정 모듈은 각각의 실제 시간 도메인 탭의 크기를 채널 추정 임계값에 비교할 수 있다. 채널 추정 모듈은, 그 비교에 기초하여 실제 시간 도메인 탭 또는 소정의 값 중 하나를 선택할 수 있다. 일단 채널 추정 모듈이 채널 추정 임계값에 기초하여 시간 도메인 탭들을 프로세싱하면, 채널 추정 모듈은 프로세싱된 시간 도메인 샘플들 또는 탭들을 주파수 도메인 채널 추정치에 역으로 변환할 수 있다. 예를 들어, 채널 추정치 모듈은 프로세싱된 시간 도메인 탭들을 퓨리에 변환하여 주파수 도메인 채널 추정치를 생성할 수 있다.
채널 추정 임계값은 다음의 2개의 채널 모델들, 즉, 120km/hr을 갖는 반복된 국제 정보통신 연합 (ITU) 보행자 B (Pedestrian B; PEDB) 모델 및 20km/hr을 갖는 반복된 ATSC (Advanced Television Systems Committee) 모델에 대한 시뮬레이션을 사용하여 최적화되었다.
표 1은 기본 레이어에 대한 최적의 임계값의 일 예를 나타내고, 표 2는 확장 레이어에 대한 최적의 임계값을 나타낸다. 터보 코드 레이트가 2/3인 경우, 확 장 레이어는, 도플러 스피드로부터의 인터-칩-간섭 (Inter-Chip-Interference; ICI) 및 RF 잡음 플로어로 인해 0.01의 패킷 에러 레이트 (PER) 를 달성할 수 없다. 표에서 나타낸 스칼라 임계값은, 채널 추정 임계값을 달성하기 위해 노멀화된 채널 추정 값에 적용되는 스칼라 승산기로 지칭된다. 예를 들어, 그 노멀화된 채널 추정 값은 파일럿 톤들로부터 유도된 시간 도메인 탭들의 평균일 수 있다.
Figure 112007058284110-PCT00005
Figure 112007058284110-PCT00006
이러한 2개의 표들은, 최적의 임계값이 채널 모델들에 걸쳐 거의 일정하지만, 레이어, 코드 레이트, 및 2개의 레이어들 사이의 에너지 비율에 의존한다는 것을 나타낸다. 구현 관점으로부터, 수신기 구조는 양 레이어들에 대해 동일한 임계값을 사용함으로써 간략화될 수 있다. 동일한 임계값의 사용은 별개의 최적화된 임계값을 사용하는 것보다 일부 신호 열화를 초래할 수도 있다. 일 실시형태는, 2개의 별개의 임계값들을 가질 필요를 제거하기 위해, 0.5dB 미만의 손실 (열화) 을 타겟팅한다. 표 3은 단일 임계값의 이러한 결과를 나타낸다.
Figure 112007058284110-PCT00007
이러한 표는, 에너지 비율 4에 있어서, 양 레이어들이 0.5dB의 성능 손실을 감내한다면, 그 레이어들에 대해 동일한 임계값들을 갖는 것이 가능하다는 것을 나타낸다. 그러나, 에너지 비율 9에 있어서, 이것은 불가능하다. PEDB 채널보다 더 낮은 주파수 선택성 있는 ATSC 채널에 있어서, 0.5dB내에서 동일한 임계값을 갖는 것이 가능하다. 그러나, PEDB 채널에 있어서, 동일한 임계값을 갖는 것은 불가능하다. 1dB 성능 손실을 허용하면, 에너지 비율 9에 대해 동일한 임계값을 사용하는 것이 또한 가능하다.
도 7a는 레이어화된 변조 신호를 수신하는 방법 (700) 의 일 실시형태의 간략화된 흐름도이다. 그 방법 (700) 은, 예를 들어, 도 4의 수신기에 의해 수행될 수 있다.
방법 (700) 은, 수신기가 레이어화된 변조 신호를 수신하는 블록 (710) 에서 시작한다. 수신기는 블록 (720) 으로 진행하여, 그 수신된 레이어화된 변조 신호에 기초하여 채널 추정치를 생성한다.
채널 추정치는 하나 이상의 파일럿 톤들을 사용하여 생성될 수 있고, 채널 추정치를 필터링하는 것을 포함할 수 있다. 수신기는 채널 추정치 컴포넌트들의 각각을 임계값과 비교함으로써 채널 추정치를 필터링할 수 있다. 수신기는, 그 비교에 기초하여, 채널 추정치 컴포넌트들 각각에 대해 실제 채널 추정치 컴포넌트 또는 소정의 값을 선택할 수 있다. 일 실시형태에서, 그 소정의 값은 0, 또는 실질적으로 사소한 값인 신호 값이다. 실질적으로 사소한 값은, 사실상 중요하지 않은 신호를 채널 추정치에 제공하는 값이다.
채널 추정치를 생성한 이후, 수신기는 2개의 실질적으로 독립한 경로들로 진행한다. 제 1 경로에서, 수신기는 블록 (732) 으로 진행하여 기본 레이어 비트 메트릭을 결정한다. 그 비트 메트릭은, 예를 들어, 상술된 바와 같은 로그 가능도 비율 (LLR) 일 수 있다. 수신기는 블록 (732) 으로부터 블록 (734) 으로 진행하여 기본 레이어를 디코딩한다. 수신기는 기본 레이어 LLR 및 채널 추정치에 부분적으로 기초하여 기본 레이어를 디코딩할 수 있다.
제 2 경로는, 수신기가 확장 레이어 비트 메트릭을 결정하는 블록 (742) 에서 시작한다. 수신기는, 예를 들어, 확장 레이어 신호에 대한 LLR을 결정할 수 있다. 수신기는 블록 (744) 으로 진행하여, 확장 레이어 LLR 및 채널 추정치에 부분적으로 기초하여 확장 레이어를 디코딩한다.
도 7b는 레이어화된 변조 신호를 송신하는 방법 (702) 의 간략화된 흐름도이다. 그 방법 (702) 은, 예를 들어, 도 3의 송신기에 의해 수행될 수 있다.
방법 (702) 는, 송신기가 기본 레이어 신호를 인코딩하는 블록 (750) 에서 시작한다. 송신기는, 블록 코드, 터보 코드, 인터리버, 스크램블러, 및 다른 인코딩 엘리먼트들을 사용하여 기본 레이어 신호를 인코딩하도록 구성될 수 있다. 송신기는 블록 (760) 으로 진행하여 확장 레이어 신호를 인코딩한다. 블록들 (750 및 760) 이 직렬로 도시되어 있지만, 블록의 순서는 중요하지 않으며, 송신기는 양 블록들을 동시에 수행할 수도 있다.
기본 레이어 및 확장 레이어를 인코딩한 이후, 송신기는 블록 (770) 으로 진행하여, 레이어화된 변조 신호들을 레이어화된 변조 신호 콘스텔레이션에 매핑한다. 일 실시형태에서, 송신기는 하나의 기본 레이어 심볼 및 하나의 확장 레이어 심볼을 선택할 수 있고, 그 심볼들을 콘스텔레이션 포인트에 매핑할 수 있다. 일 실시형태에서, 송신기는 소정의 에너지 비율을 갖는 콘스텔레이션에 기본 레이어 및 확장 레이어 신호를 매핑할 수 있다. 또 다른 실시형태에서, 송신기는 복수의 에너지 비율들로부터 선택된 에너지 비율을 갖는 콘스텔레이션에서의 콘스텔레이션 포인트에 확장 레이어 신호와 결합된 기본 레이어를 매핑할 수 있다.
송신기는 블록 (780) 에 진행하여, 특정 물리 채널에 대응하는 로지컬 채널에 콘스텔레이션 포인트를 할당한다. 그 물리 채널은 OFDM 심볼의 하나 이상의 서브캐리어를 포함할 수 있다. 일부 실시형태에서, 물리 채널을 할당하고 그 물리 채널에 대응하는 하나 이상의 서브캐리어를 변조할 때, 송신기는 신호의 에너지 비율을 선택 또는 구성할 수 있다.
레이어화된 변조 신호를 서브캐리어상에서 변조한 이후, 송신기는 블록 (790) 으로 진행하여 그 레이어화된 변조 신호를 송신한다. 일 실시형태에서, 송신기는, 하나 이상의 부가적인 물리 채널들에 대응하는 하나 이상의 서브캐리어들과 레이어 변조된 서브캐리어들을 결합할 수 있다. 다른 서브캐리어들은 동일한 에너지 비율 또는 상이한 에너지 비율로 변조될 수 있다. 서브캐리어들의 일부는 단일 레이어 신호로 변조될 수도 있지만, 다른 서브캐리어들은 레이어화된 변조 신호로 변조된다.
송신기는 레이어 변조된 서브캐리어로부터 신호를 생성하여 그 생성된 레이어화된 변조 신호를 송신하도록 구성될 수 있다. 일 실시형태에서, 송신기는 OFDM 심볼로부터의 다른 서브캐리어들과 그 변조된 서브캐리어를 결합하고, 그 서브캐리어들을 OFDM 심볼로 변환하며, 그 OFDM 심볼을 송신할 수 있다.
도 8은 레이어화되고 코딩된 변조 시스템에서 송신기 (800) 의 일 실시형태의 간략화된 기능적 블록도이다. 송신기 (800) 는 도 1의 시스템에서의 송신기일 수 있다.
송신기 (800) 는 기본 레이어를 인코딩하는 수단 (810) 및 확장 레이어를 인코딩하는 독립적인 수단 (820) 을 포함한다. 기본 레이어를 인코딩하는 수단 (810) 및 확장 레이어를 인코딩하는 수단 (820) 각각은, 블록 인코딩하는 수단, 터보 인코딩하는 수단, 인터리빙하는 수단, 스크램블링하는 수단, 및 인코딩하는 다른 수단을 포함하지만 이에 제한되지 않는 신호를 인코딩하는 다양한 수단을 포함할 수 있다.
기본 레이어를 인코딩하는 수단 (810) 및 확장 레이어를 인코딩하는 수단 (820) 은 그 인코딩된 심볼들을 변조 및 매핑하는 수단 (830) 에 커플링된다. 또한 신호를 매핑하는 수단으로 지칭되는 변조 신호 매핑 수단 (830) 은 레이어화된 변조 콘스텔레이션 포인트에 그 인코딩된 심볼들을 매핑하도록 구성된다. 신호를 매핑하는 수단 (830) 은, 복수의 에너지 비율들로부터 선택된 에너지 비율을 갖는 콘스텔레이션에 그 인코딩된 심볼들을 매핑하도록 구성될 수 있다.
송신기는, 동일한 로지컬 채널에 할당된 다른 신호 인터리브들로 그 매핑된 콘스텔레이션 포인트를 인터리빙하도록 구성된 인터리빙 수단 (840) 에 그 매핑된 신호를 커플링시킨다. 인터리빙 수단 (840) 의 출력은, 그 로지컬 채널을 물리 채널에 매핑하도록 구성된 서브캐리어 할당 수단 (850) 에 커플링된다. 그 물리 채널은 하나 이상의 서브캐리어들을 포함할 수 있고, 서브캐리어 할당 수단 (850) 은 서브캐리어를 변조하는 수단을 사용하여 적절한 콘스텔레이션 포인트로 서브캐리어를 변조하도록 구성될 수 있다.
또한, 서브캐리어 할당 수단 (850) 은 복수의 로지컬 채널들에 할당된 물리 채널들을 인터리빙하도록 구성될 수 있다. 각각의 물리 채널들은 상이한 에너지 비율을 갖는 콘스텔레이션로 변조될 수 있다.
서브캐리어 할당 수단 (850) 의 출력은, 서브캐리어들의 조합으로부터 OFDM 심볼을 생성하도록 구성될 수 있는 심볼 형성 수단 (860) 에 커플링된다. 심볼 형성 수단 (860) 의 출력은, 무선 송신용 동작 주파수로의 변환을 위한 송신 프로세싱 수단 (890) 에 커플링된다.
도 9는 레이어화된 변조 시스템에서의 동작을 위해 구성된 수신기 (900) 의 일 실시형태의 간략화된 기능적 블록도이다. 수신기 (900) 는, 예를 들어, 도 1의 시스템의 사용자 단말기에서 구현될 수 있다.
수신기 (900) 는, 레이어 변조된 RF 신호와 같은 무선 신호를 수신 및 프로세싱하도록 구성된 수신 프로세싱 수단 (910) 을 포함한다. 수신 프로세싱 수단 (910) 의 출력은, 레이어 변조된 OFDM 심볼과 같은 수신 신호를 주파수 도메인 신호로 변환하도록 구성된 주파수 변환 수단 (920) 에 커플링된다. 예를 들어, OFDM 심볼은 복수의 서브캐리어들로 변환될 수 있으며, 각각의 서브캐리어들은 레이어화된 변조 신호로 변조될 수 있다.
주파수 변환 수단 (920) 의 출력은 채널 추정 수단 (930) 및 서브캐리어 심볼 디인터리빙 수단 (940) 에 커플링된다. 채널 추정 수단 (930) 은 채널 추정치를 생성하도록 구성될 수 있고, OFDM 심볼의 복수의 서브캐리어들에 대한 채널 추정치를 생성하도록 구성될 수 있다. 채널 추정 수단 (930) 은 복수의 채널 추정치들을 필터링하는 수단을 포함할 수 있다. 복수의 채널 추정치들을 필터링하는 수단은, 실제 채널 추정치 컴포넌트를 채널 추정 임계값에 비교하는 수단을 포함할 수 있다. 또한, 복수의 채널 추정치들을 필터링하는 수단은, 그 비교에 기초하여, 실제 채널 추정치 컴포넌트 또는 소정의 값 중 하나를 채널 추정치 컴포넌트로서 선택하는 수단을 포함할 수 있다.
서브캐리어 심볼 디인터리빙 수단 (940) 은 수신 신호로부터 기본 레이어 심볼 및 확장 레이어 심볼을 분리하도록 구성될 수 있고, 그 심볼들을 각각의 디코더 경로들로 라우팅할 수 있다. 기본 레이어 디코더 경로 및 확장 레이어 디코더 경로들은 실질적으로 독립적일 수 있고, 확장 레이어 디코더는 기본 레이어 디코더와 동시에 동작할 수 있다.
기본 레이어 디코더 경로는, 서브캐리어 심볼 디인터리빙 수단 (940) 에 커플링된 기본 레이어 비트 메트릭을 결정하는 수단 (950) 을 포함한다. 기본 레이어 비트 메트릭을 결정하는 수단 (950) 은, 터보 인코딩된 신호들에 대한 LLR과 같은 신호 메트릭을 결정하도록 구성된다. 기본 레이어 비트 메트릭을 결정하는 수단 (950) 의 출력은 기본 레이어를 디코딩하는 수단 (970) 에 커플링된다.
확장 레이어 디코더 경로는 기본 레이어 디코딩 경로와 유사하다. 확장 레이어 비트 메트릭을 결정하는 수단 (960) 은 서브캐리어 심볼 디인터리빙 수단 (940) 에 커플링된다. 확장 레이어 비트 메트릭을 결정하는 수단 (960) 의 출력은 확장 레이어를 디코딩하는 수단 (980) 에 커플링된다.
기본 레이어 및 확장 레이어 데이터를 실질적으로 동시에 및 실질적으로 병렬로 디코딩하도록 구성된 수신기를 위한 방법 및 장치가 여기에서 설명되었다. 수신기는 레이어화된 변조 데이터를 디코딩하도록 구성될 수 있으며, 그 레이어화된 변조 데이터에서, 하부 기본 레이어 및 확장 레이어 데이터가, 예를 들어, 터보 인코더를 사용함으로써 인코딩된다. 수신 신호는 단일 채널 신호일 수 있거나, 각각의 다중 채널들이 레이어화된 변조를 운송하는 멀티-채널 신호일 수 있으며, 각각의 레이어화된 변조는 상이한 에너지 비율을 가질 수 있다. 수신기는 각각의 채널들을 실질적으로 독립하여 디코딩할 수 있다.
기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더 각각은, 수신 신호 품질에 기초하여 메트릭을 제공하도록 구성된 비트 메트릭 모듈을 포함할 수 있다. 그 메트릭은, 신호가 터보 인코딩될 때의 로그 가능도 비율 (LLR) 일 수 있다. 그 로그 가능도 비율은 정확한 LLR 값일 수 있거나, 추정된 LLR 값일 수 있다. 추정된 LLR 값은, 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서의 콘스텔레이션 포인트들 중 하나에 대응하는 최대의 비율에 부분적으로 기초하여 결정된 추정치일 수 있다.
LLR 값은 수신 신호 크기 및 채널 추정치에 의존할 수 있다. 또한, 비트 메트릭 모듈은, 실제 채널 추정치 또는 소정의 값이 채널 추정을 위해 사용되는지의 여부를 판정하기 위해 사용될 수 있는 채널 추정 임계값을 이용하도록 구성될 수 있다. 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더, 및 대응하는 비트 메트릭 모듈은 데이터의 특정 레이어에 대해 최적화된 채널 임계값을 이용할 수 있다. 다른 방법으로, 기본 레이어 디코더 및 확장 레이어 디코더는 동일한 채널 추정 임계값을 사용할 수 있지만, 간략화된 구현을 위해 일부 신호 품질을 트래이드 오프 (trade off) 한다.
여기에서 개시된 실시형태들과 관련하여 설명된 다양한 예시적인 로지컬 블록들, 모듈들, 및 회로들은, 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서 (DSP), 감소된 명령 세트 컴퓨터 (RISC) 프로세서, 주문형 집적회로 (ASIC), 필드 프로그래머블 게이트 어레이 (FPGA), 또는 기타 프로그래머블 로직 디바이스, 별도의 게이트 또는 트랜지스터 로직, 별도의 하드웨어 컴포넌트들, 또는 여기서 설명된 기능을 수행하도록 설계되는 이들의 임의의 조합으로 구현 또는 수행될 수도 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수도 있지만, 다른 방법으로, 그 프로세서는 임의의 프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, 또는 상태 머신일 수도 있다. 또한, 프로세서는 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 예를 들어, DSP 와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 결합된 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 기타 다른 구성물로 구현될 수도 있다.
여기에서 개시된 실시형태와 관련하여 설명된 방법, 프로세스, 또는 알고리즘의 단계는, 프로세서에 의해 실행되는 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 조합으로 직접 구현될 수 있다. 방법 또는 프로세스에서의 다양한 단계들 또는 액트들은 설명된 순서로 수행될 수도 있거나, 또 다른 순서로 수행될 수도 있다. 또한, 하나 이상의 프로세스 또는 방법 단계들은 생략될 수도 있거나, 하나 이상의 프로세스 또는 방법 단계들은 그 방법들 및 프로세스에 부가될 수도 있다. 부가적인 단계, 블록, 또는 액션은 방법들 및 프로세스의 시작, 종료, 또는 기존 엘리먼트들 사이에 부가될 수도 있다.
개시된 실시형태의 이전의 설명은 당업자가 본 발명을 수행 또는 사용할 수 있도록 제공된다. 이들 실시형태에 대한 다양한 변형은 당업자에게는 용이하게 명백할 것이며, 여기에 정의된 일반적인 원리는 본 발명의 범위 또는 사상을 벗어나지 않고 다른 실시형태에 적용될 수도 있다. 따라서, 본 발명은 여기에서 설명된 실시형태로 제한하려는 것이 아니라, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특성에 부합되는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

Claims (41)

  1. 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성된 수신기로서,
    상기 레이어화된 변조 데이터를 수신하고 상기 레이어화된 변조 데이터를 실질적인 기저대역 주파수로 주파수 변환시키도록 구성된 RF 프로세서;
    상기 RF 프로세서에 커플링되고 상기 레이어화된 변조 데이터로부터의 기본 레이어 (base layer) 데이터를 디코딩하도록 구성된 기본 레이어 디코더; 및
    상기 RF 프로세서에 커플링되고 상기 레이어화된 변조 데이터로부터의 확장 레이어 (enhancement layer) 데이터를 디코딩하도록 구성된 확장 레이어 디코더를 포함하며,
    상기 확장 레이어 디코더는 상기 기본 레이어 디코더와는 실질적으로 독립하여 동작하는, 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 디코더 및 상기 확장 레이어 디코더는, 상기 레이어화된 변조 데이터로부터의 동일한 수신 레이어화된 변조 콘스텔레이션 포인트 (constellation point) 를 동시에 프로세싱하도록 구성되는, 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 디코더 및 상기 확장 레이어 디코더는, 멀티-캐리어 시스템내의 동일한 서브캐리어에 대응하는 상기 레이어화된 변조 데이터에 대해 동작하도록 구성되는, 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 디코더는 하나 이상의 기본 레이어 심볼들을 터보 디코딩하여 상기 기본 레이어 데이터를 생성하도록 구성되는, 수신기.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 디코더는, 상기 레이어화된 변조 데이터에 부분적으로 기초하여 로그 가능도 비율 (LLR) 을 결정하도록 구성된 비트 메트릭 모듈을 포함하는, 수신기.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 RF 프로세서에 커플링되고 상기 레이어화된 변조 데이터를 운송하는 채널에 대응하는 채널 추정치를 생성하도록 구성되는 채널 추정기를 더 포함하는, 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 디코더는, 상기 RF 프로세서 및 상기 채널 추정기에 커플 링되고 상기 레이어화된 변조 데이터 및 상기 채널 추정치에 부분적으로 기초하여 로그 가능도 비율 (LLR) 을 결정하도록 구성되는 비트 메트릭 모듈을 포함하는, 수신기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 채널 추정기는, 상기 채널 추정치의 컴포넌트를 임계값과 비교하고, 상기 비교에 부분적으로 기초하여 소정의 값 및 상기 채널 추정치 컴포넌트 중 하나를 업데이트된 채널 추정치 컴포넌트로서 선택하도록 구성되는, 수신기.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 디코더 및 상기 확장 레이어 디코더 각각은, 상기 레이어화된 변조 데이터에 부분적으로 기초하여 로그 가능도 비율을 결정하도록 구성된 비트 메트릭 모듈을 포함하는, 수신기.
  10. 제 9 항에 있어서,
    부분적으로는, 채널 추정치 컴포넌트를 임계값과 비교하고, 상기 비교에 부분적으로 기초하여 소정의 값 및 상기 채널 추정치 컴포넌트 중 하나를 업데이트된 채널 추정치 컴포넌트로서 선택함으로써 채널 추정치를 생성하도록 구성된 채널 추정기를 더 포함하는, 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 디코더 및 상기 확장 레이어 디코더의 각각에서의 상기 비트 메트릭 모듈은 동일한 채널 추정치를 사용하도록 구성되는, 수신기.
  12. 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성된 수신기로서,
    OFDM 심볼을 수신하도록 구성된 RF 프로세서로서, 상기 OFDM 심볼에서 하나 이상의 서브캐리어가 레이어화된 변조 데이터를 운송하는, 상기 RF 프로세서;
    상기 RF 프로세서에 커플링되고 상기 OFDM 심볼을 복수의 서브캐리어들로 변환하도록 구성된 FFT 모듈;
    상기 FFT 모듈에 커플링되고 상기 레이어화된 변조 데이터를 운송하는 상기 하나 이상의 서브캐리어로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성된 기본 레이어 디코더; 및
    상기 FFT 모듈에 커플링되고 상기 레이어화된 변조 데이터를 운송하는 상기 하나 이상의 서브캐리어로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성된 확장 레이어 디코더를 포함하며,
    상기 확장 레이어 디코더는 상기 기본 레이어 디코더와는 실질적으로 독립하여 동작하는, 수신기.
  13. 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성된 수신기로 서,
    상기 레이어화된 변조 데이터를 수신하도록 구성된 RF 프로세서;
    상기 RF 프로세서에 커플링되고 상기 레이어화된 변조 데이터로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되며, 상기 레이어화된 변조 데이터로부터의 기본 레이어 데이터의 로그 가능도 비율을 결정하도록 구성된 기본 비트 메트릭 모듈을 포함하는 기본 레이어 디코더; 및
    상기 RF 프로세서에 커플링되고 상기 레이어화된 변조 데이터로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하도록 구성되며, 상기 레이어화된 변조 데이터로부터의 확장 레이어 데이터의 로그 가능도 비율을 결정하도록 구성된 확장 비트 메트릭 모듈을 포함하는 확장 레이어 디코더를 포함하는, 수신기.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 RF 프로세서에 커플링되고, 부분적으로는, 채널 추정치 컴포넌트를 임계값과 비교하고 상기 비교에 부분적으로 기초하여 소정의 값 및 상기 채널 추정치 컴포넌트 중 하나를 업데이트된 채널 추정치 컴포넌트로서 선택함으로써 채널 추정치를 생성하도록 구성된 채널 추정기를 더 포함하는, 수신기.
  15. 레이어화된 변조 신호를 디코딩하는 방법으로서,
    상기 레이어화된 변조 신호를 수신하는 단계;
    상기 레이어화된 변조 신호로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 단계; 및
    상기 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 것과 실질적으로 동시에, 상기 레이어화된 변조 신호로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 단계를 포함하는, 디코딩 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 단계는, 상기 기본 레이어 데이터와는 실질적으로 독립적인 상기 레이어화된 변조 신호로부터의 상기 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 단계를 포함하는, 디코딩 방법.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 단계는, 상기 레이어화된 변조 신호 및 채널 추정치에 기초하여 기본 레이어 비트들의 로그 가능도 비율 (LLR) 을 결정하는 단계를 포함하는, 디코딩 방법.
  18. 제 15 항에 있어서,
    수신된 OFDM 심볼 및 채널 추정 임계값에 기초하여 채널 추정치를 생성하는 단계를 더 포함하는, 디코딩 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 채널 추정치를 생성하는 단계는,
    실제 채널 추정치 컴포넌트를 상기 채널 추정 임계값과 비교하는 단계; 및
    상기 비교에 기초하여 상기 실제 채널 추정치 컴포넌트 또는 소정의 값 중 하나를 채널 추정치 컴포넌트로서 선택하는 단계를 포함하는, 디코딩 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 소정의 값은 실질적으로 사소한 값 (insignificant) 을 포함하는, 디코딩 방법.
  21. 제 15 항에 있어서,
    상기 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 단계는, 상기 레이어화된 변조 신호 및 채널 추정치에 기초하여 확장 레이어 비트들의 LLR을 결정하는 단계를 포함하는, 디코딩 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 채널 추정치는 복수의 채널 추정치 컴포넌트들을 포함하며,
    상기 복수의 채널 추정치 컴포넌트들의 각각은, 임계값과 실제 채널 추정치 컴포넌트와의 비교에 기초하여 상기 실제 채널 추정치 컴포넌트 또는 소정의 값 중 하나를 포함하는, 디코딩 방법.
  23. 하나 이상의 프로세서 사용가능 명령을 저장하도록 구성된 머신 판독가능 저장 디바이스로서,
    상기 명령은,
    레이어화된 변조 채널에서의 데이터를 포함하는 OFDM 심볼을 수신하는 단계;
    상기 OFDM 심볼에 부분적으로 기초하여 채널 추정치를 생성하는 단계;
    상기 레이어화된 변조 채널로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 단계; 및
    상기 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 것과 동시에 및 상기 기본 레이어 디코딩과는 실질적으로 독립하여, 상기 레이어화된 변조 채널로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 단계를 포함하는, 머신 판독가능 저장 디바이스.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 채널 추정치를 생성하는 단계는,
    복수의 채널 추정치 컴포넌트들의 각각을 임계값과 비교하는 단계; 및
    상기 임계값과 상기 채널 추정치 컴포넌트와의 비교에 기초하여 상기 채널 추정치 컴포넌트 또는 소정의 값 중 하나를 상기 복수의 채널 추정치 컴포넌트들의 각각에 대해 선택하는 단계를 포함하는, 머신 판독가능 저장 디바이스.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 단계는, 상기 레이어화된 변조 채널 에서의 데이터에 부분적으로 기초하여 로그 가능도 비율 (LLR) 을 결정하는 단계를 포함하는, 머신 판독가능 저장 디바이스.
  26. 레이어화된 변조 데이터를 갖는 신호를 인코딩하도록 구성된 송신기로서,
    기본 레이어 데이터를 기본 레이어 심볼들로 인코딩하도록 구성된 기본 레이어 인코더;
    확장 레이어 데이터를 확장 레이어 심볼들로 인코딩하도록 구성된 확장 레이어 인코더;
    상기 기본 레이어 인코더 및 상기 확장 레이어 인코더에 커플링되고, 하나 이상의 확장 레이어 심볼과 결합한 하나 이상의 기본 레이어 심볼을 레이어화된 변조 콘스텔레이션 포인트에 매핑하도록 구성된 신호 매핑기; 및
    복수의 에너지 비율들로부터 선택된 에너지 비율에 기초하여, 로지컬 채널로부터의 하나 이상의 톤을 레이어화된 변조 콘스텔레이션 포인트로 변조하도록 구성된 서브캐리어 할당 모듈을 포함하는, 송신기.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 복수의 에너지 비율들은 약 4의 에너지 비율 및 약 9의 에너지 비율을 포함하는, 송신기.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 서브캐리어 할당 모듈은, 또한, 상기 로지컬 채널을 OFDM 서브캐리어들의 서브세트에 할당하도록 구성되며,
    상기 OFDM 서브캐리어들의 서브세트는 상기 하나 이상의 톤을 포함하는, 송신기.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 서브캐리어 할당 모듈은, 또한, 별개의 에너지 비율을 갖는 별개의 콘스텔레이션 포인트로 변조된 별개의 서브캐리어와 상기 로지컬 채널로부터의 하나 이상의 톤을 결합하도록 구성된, 송신기.
  30. 레이어화된 변조 데이터를 갖는 신호를 송신하는 방법으로서,
    기본 레이어 신호를 기본 레이어 심볼들로 인코딩하는 단계;
    확장 레이어 신호를 확장 레이어 심볼들로 인코딩하는 단계; 및
    복수의 에너지 비율들로부터 선택된 에너지 비율을 갖는 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서의 콘스텔레이션 포인트에 확장 레이어 심볼과 함께 기본 레이어 심볼을 매핑하는 단계를 포함하는, 신호 송신 방법.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 콘스텔레이션 포인트로 서브캐리어를 변조하는 단계를 더 포함하는, 신호 송신 방법.
  32. 제 31 항에 있어서,
    상기 서브캐리어는 OFDM 심볼의 복수의 서브캐리어들로부터 선택되는, 신호 송신 방법.
  33. 제 31 항에 있어서,
    상기 서브캐리어를 포함하는 OFDM 심볼을 송신하는 단계를 더 포함하는, 신호 송신 방법.
  34. 레이어화된 변조 데이터를 갖는 수신 신호를 디코딩하도록 구성된 수신기로서,
    레이어화된 변조 신호를 수신하는 수단;
    상기 레이어화된 변조 신호로부터의 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 수단; 및
    상기 기본 레이어 데이터를 디코딩하는 것과 실질적으로 동시에, 상기 레이어화된 변조 신호로부터의 확장 레이어 데이터를 디코딩하는 수단을 포함하는, 수신기.
  35. 제 34 항에 있어서,
    상기 레이어화된 변조 신호에 기초하여 채널 추정치를 생성하도록 구성된 채 널 추정 수단을 더 포함하는, 수신기.
  36. 제 35 항에 있어서,
    상기 채널 추정 수단은,
    실제 채널 추정치 컴포넌트를 채널 추정 임계값과 비교하는 수단; 및
    상기 비교에 기초하여 상기 실제 채널 추정치 컴포넌트 또는 소정의 값 중 하나를 채널 추정치 컴포넌트로서 선택하는 수단을 포함하는, 수신기.
  37. 제 34 항에 있어서,
    상기 레이어화된 변조 신호는 OFDM 심볼을 포함하며,
    상기 수신기는,
    상기 OFDM 심볼을 복수의 서브캐리어들로 변환하는 수단; 및
    상기 복수의 서브캐리어들로부터의 하나 이상의 서브캐리어에 기초하여 채널 추정치를 생성하는 수단을 더 포함하는, 수신기.
  38. 제 34 항에 있어서,
    상기 레이어화된 변조 신호는 복수의 서브캐리어들을 포함한 OFDM 심볼을 포함하며,
    상기 복수의 서브캐리어들 중 2개 이상은 상이한 에너지 비율을 갖는 레이어화된 변조 데이터로 변조되는, 수신기.
  39. 레이어화된 변조 데이터를 갖는 신호를 인코딩하도록 구성된 송신기로서,
    기본 레이어 신호를 기본 레이어 심볼들로 인코딩하는 수단;
    확장 레이어 신호를 확장 레이어 심볼들로 인코딩하는 수단; 및
    복수의 에너지 비율들로부터 선택된 에너지 비율을 갖는 레이어화된 변조 콘스텔레이션에서의 콘스텔레이션 포인트에 확장 레이어 심볼과 함께 기본 레이어 심볼을 매핑하는 수단을 포함하는, 송신기.
  40. 제 39 항에 있어서,
    복수의 OFDM 서브캐리어로부터의 서브캐리어를 상기 콘스텔레이션 포인트로 변조하는 수단을 더 포함하는, 송신기.
  41. 제 40 항에 있어서,
    상기 복수의 서브캐리어들을 포함하는 OFDM 심볼을 송신하는 수단을 더 포함하는, 송신기.
KR1020077018472A 2005-01-11 2006-01-10 레이어화된 변조 시스템에서 데이터를 디코딩하는 방법 및장치 KR100926020B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US64326305P 2005-01-11 2005-01-11
US60/643,263 2005-01-11

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20070094965A true KR20070094965A (ko) 2007-09-27
KR100926020B1 KR100926020B1 (ko) 2009-11-11

Family

ID=36177908

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020077018472A KR100926020B1 (ko) 2005-01-11 2006-01-10 레이어화된 변조 시스템에서 데이터를 디코딩하는 방법 및장치

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8223853B2 (ko)
EP (1) EP1856878A1 (ko)
JP (1) JP2008527927A (ko)
KR (1) KR100926020B1 (ko)
CN (2) CN101945080B (ko)
TW (1) TW200635301A (ko)
WO (1) WO2006076439A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180034484A (ko) * 2015-08-21 2018-04-04 삼성전자주식회사 스파스 리그레션 코드를 이용한 코드 변조 아키텍처

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7660368B2 (en) * 2005-01-11 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Bit log likelihood ratio evaluation
US20060198454A1 (en) * 2005-03-02 2006-09-07 Qualcomm Incorporated Adaptive channel estimation thresholds in a layered modulation system
US8825098B2 (en) * 2005-04-01 2014-09-02 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for providing multi-rate broadcast services
US7835460B2 (en) * 2005-10-27 2010-11-16 Qualcomm Incorporated Apparatus and methods for reducing channel estimation noise in a wireless transceiver
US8072943B2 (en) * 2005-12-09 2011-12-06 Samsung Electronics Co., Ltd. Wireless communication system and methodology for communicating via multiple information streams
WO2007112764A1 (en) * 2006-04-04 2007-10-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Radio access system attachment
EP2055022A1 (en) * 2006-07-27 2009-05-06 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Hierarchical broadcast transmission via multiple transmitters
CN100502380C (zh) * 2006-10-20 2009-06-17 北京泰美世纪科技有限公司 多载波数字移动多媒体广播系统及其数字信息传输方法
US8116412B1 (en) 2006-12-30 2012-02-14 Rockstar Bidco, LP Modulation division multiple access
US8005160B2 (en) 2006-12-30 2011-08-23 Nortel Networks Limited Processing differentiated hierarchical modulation used in radio frequency communications
US7986746B2 (en) * 2006-12-30 2011-07-26 Nortel Networks Limited Content differentiated hierarchical modulation used in radio frequency communications
CN101690224A (zh) * 2007-05-02 2010-03-31 韩国电子通信研究院 数字多媒体广播发射机的用于增强层的信道编码的设备、数字多媒体广播发射机系统、数字多媒体广播接收系统和子信道配置字段的扩展形式
US8213538B2 (en) * 2007-05-29 2012-07-03 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for improved utilization of air link resources in a wireless communications system
US8982832B2 (en) * 2008-04-28 2015-03-17 Qualcomm Incorporated Wireless communication of turbo coded data with time diversity
US7903629B2 (en) * 2009-01-30 2011-03-08 Delphi Technologies, Inc. Hierarchically modulated OFDM communication from a satellite-based transmitter with reduced secondary data loss from clipping
US8675754B1 (en) * 2009-08-19 2014-03-18 Qualcomm Incorporated Hybrid modulation schemes used in data communication
KR101337056B1 (ko) * 2009-10-09 2013-12-05 후지쯔 가부시끼가이샤 기지국, 멀티안테나 통신 시스템 및 그 통신 방법
EP2362560B1 (en) * 2010-02-22 2012-10-31 Alcatel Lucent Method for transmitting video contents from a server to a terminal of a user within service periods of a radio transport channel
US11711592B2 (en) * 2010-04-06 2023-07-25 Comcast Cable Communications, Llc Distribution of multiple signals of video content independently over a network
WO2012025790A1 (en) * 2010-08-26 2012-03-01 Freescale Semiconductor, Inc. Video processing system and method for parallel processing of video data
US8537738B2 (en) * 2010-11-18 2013-09-17 Nec Laboratories America, Inc. Method and a system of video multicast scheduling
US8724722B2 (en) * 2011-04-14 2014-05-13 Lsi Corporation Method for reducing latency on LTE DL implementation
FR2981781A1 (fr) * 2011-10-19 2013-04-26 France Telecom Codage hierarchique perfectionne
EP2587754B1 (en) * 2011-10-25 2016-07-06 Alcatel Lucent Hierarchical And Adaptive Multi-Carrier Digital Modulation And Demodulation
EP2638378B1 (en) 2012-02-01 2014-06-18 Huawei Technologies Co. Ltd. Method and device for estimating a chromatic dispersion of a received optical signal
KR20140125112A (ko) * 2013-04-18 2014-10-28 한국전자통신연구원 무선 lan 시스템에서 시그널 필드의 채널 정보를 이용하여 채널을 추정하는 방법 및 시스템
KR102318257B1 (ko) * 2014-02-25 2021-10-28 한국전자통신연구원 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 이용한 신호 멀티플렉싱 장치 및 신호 멀티플렉싱 방법
KR102366988B1 (ko) * 2014-07-03 2022-02-25 한국전자통신연구원 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 이용한 신호 멀티플렉싱 장치 및 신호 멀티플렉싱 방법
KR102378065B1 (ko) * 2014-07-09 2022-03-25 한국전자통신연구원 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 이용한 방송 신호 송신 장치 및 방송 신호 송신 방법
KR102384790B1 (ko) 2014-08-25 2022-04-08 한국전자통신연구원 레이어드 디비전 멀티플렉싱을 이용한 방송 신호 프레임 생성 장치 및 방송 신호 프레임 생성 방법
CN104333436A (zh) * 2014-11-04 2015-02-04 杭州电子科技大学 用于分层编码调制的m-qam信号迭代解码方法
CN104601298B (zh) * 2015-02-17 2018-04-24 英特尔公司 在多重输入输出通信系统中检测信号的方法及装置
JPWO2016136491A1 (ja) * 2015-02-23 2017-12-28 京セラ株式会社 送信装置及び受信装置
US10382165B2 (en) * 2015-03-02 2019-08-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Transmitter and shortening method thereof
KR102325951B1 (ko) 2015-03-02 2021-11-12 삼성전자주식회사 송신 장치 및 그의 쇼트닝 방법
TWI589892B (zh) * 2015-04-22 2017-07-01 威盛電子股份有限公司 傳輸介面晶片以及內建式傳輸介面晶片測試方法
CN108886418B (zh) * 2016-03-30 2020-08-04 松下电器（美国）知识产权公司 接收装置和接收方法
US10708728B2 (en) * 2016-09-23 2020-07-07 Qualcomm Incorporated Adaptive modulation order for multi-user superposition transmissions with non-aligned resources
DE102016220886B3 (de) * 2016-10-24 2018-03-08 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Interleaving für die Übertragung von Telegrammen mit variabler Subpaketanzahl und sukzessiver Decodierung
US11601306B2 (en) * 2018-08-06 2023-03-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Channel estimation in a wireless communication system
US11539557B1 (en) * 2021-12-16 2022-12-27 Qualcomm Incorporated Multi-level coding for power efficient channel coding

Family Cites Families (36)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5164959A (en) * 1991-01-22 1992-11-17 Hughes Aircraft Company Digital equalization method and apparatus
JPH07321765A (ja) 1994-05-30 1995-12-08 Nippon Hoso Kyokai <Nhk> 階層化変調方式および送受信装置
US5621752A (en) 1994-06-23 1997-04-15 Qualcomm Incorporated Adaptive sectorization in a spread spectrum communication system
JP2749299B2 (ja) * 1996-05-10 1998-05-13 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 デジタルテレビジョン放送多重方式とその送信装置及び受信装置
US5966412A (en) 1997-06-30 1999-10-12 Thomson Consumer Electronics, Inc. Apparatus and method for processing a Quadrature Amplitude Modulated (QAM) signal
DE19736676C1 (de) * 1997-08-22 1998-12-10 Siemens Ag Verfahren zur Paketübertragung mit einem ARQ-Protokoll auf Übertragungskanälen in einem digitalen Übertragungssystem
JP2000031944A (ja) * 1998-07-07 2000-01-28 Matsushita Electric Ind Co Ltd 送信装置並びに受信装置及びデータ伝送方法
JP2000101542A (ja) * 1998-09-24 2000-04-07 Jisedai Digital Television Hoso System Kenkyusho:Kk 地上デジタル放送方式
JP2990182B1 (ja) * 1998-09-30 1999-12-13 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 地上デジタル放送伝送システム
JP4138140B2 (ja) * 1999-03-17 2008-08-20 株式会社東芝 畳み込み符号復号装置及び畳み込み符号復号方法
US7254171B2 (en) * 2000-01-20 2007-08-07 Nortel Networks Limited Equaliser for digital communications systems and method of equalisation
JP2001223665A (ja) * 2000-02-08 2001-08-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd 信号符号化伝送装置、信号復号化受信装置、およびプログラム記録媒体
US6798838B1 (en) * 2000-03-02 2004-09-28 Koninklijke Philips Electronics N.V. System and method for improving video transmission over a wireless network
JP2002094402A (ja) 2000-09-11 2002-03-29 Hitachi Ltd デジタル放送受信装置及びデジタル放送受信方法
JP2002164866A (ja) * 2000-11-29 2002-06-07 Nec Corp Ｏｆｄｍ変調方式を用いた放送装置
JP3545726B2 (ja) 2001-02-27 2004-07-21 松下電器産業株式会社 受信側装置
JP3800503B2 (ja) * 2001-04-24 2006-07-26 日本ビクター株式会社 マルチキャリア信号の生成方法
US7471735B2 (en) * 2001-04-27 2008-12-30 The Directv Group, Inc. Maximizing power and spectral efficiencies for layered and conventional modulations
JP4765227B2 (ja) * 2001-08-21 2011-09-07 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ受信装置
JP4659306B2 (ja) * 2001-09-25 2011-03-30 日本テレビ放送網株式会社 情報無線伝送システムとその送信装置及び受信装置
DE10212692A1 (de) * 2002-03-21 2003-10-02 Freudenberg Carl Kg Hydrolager
JP2003304510A (ja) 2002-04-12 2003-10-24 Mitsubishi Electric Corp デジタル放送システム、デジタル放送送信機およびデジタル放送受信機
DE60206356T2 (de) * 2002-04-16 2006-05-11 Sony International (Europe) Gmbh Orthogonale Frequenzmultiplexierung (OFDM) mit Kanalprediktion
JP3840435B2 (ja) 2002-07-05 2006-11-01 松下電器産業株式会社 無線通信基地局装置、無線通信移動局装置および無線通信方法
EP1392017B1 (en) * 2002-08-21 2006-10-04 Lucent Technologies Inc. A MIMO radio telecommunication system using multilevel-coded modulation operative by iterative determination of soft estimates, and a corresponding method
JP2004128988A (ja) 2002-10-03 2004-04-22 Ntt Docomo Inc 通信システム、受信装置、送信装置及び通信方法
JP2004215171A (ja) * 2003-01-08 2004-07-29 Advanced Telecommunication Research Institute International 無線通信装置及び方法並びに無線通信システム
CN1784878A (zh) 2003-05-05 2006-06-07 汤姆森许可公司 在分层调制系统中用于解码的装置和方法
EP1658709A1 (en) * 2003-08-22 2006-05-24 Koninklijke Philips Electronics N.V. Backward compatible multi-carrier transmission system
KR100996080B1 (ko) * 2003-11-19 2010-11-22 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중 방식을 사용하는 통신 시스템에서적응적 변조 및 코딩 제어 장치 및 방법
US7949074B2 (en) * 2004-04-24 2011-05-24 Thomson Licensing Apparatus and method for decoding in a hierarchical, modulation system
WO2006073324A1 (en) * 2004-12-29 2006-07-13 Intel Corporation Channel estimation and fixed thresholds for multi-threshold decoding of low-density parity check codes
US7660368B2 (en) 2005-01-11 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Bit log likelihood ratio evaluation
CA2593783A1 (en) 2005-01-11 2006-07-20 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for transmitting layered and non-layered data via layered modulation
WO2006076599A1 (en) 2005-01-11 2006-07-20 Qualcomm Incorporated Multiresolution modulation using variable euclidean distance ratio and blind receiver
US20060198454A1 (en) * 2005-03-02 2006-09-07 Qualcomm Incorporated Adaptive channel estimation thresholds in a layered modulation system

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180034484A (ko) * 2015-08-21 2018-04-04 삼성전자주식회사 스파스 리그레션 코드를 이용한 코드 변조 아키텍처

Also Published As

Publication number Publication date
KR100926020B1 (ko) 2009-11-11
TW200635301A (en) 2006-10-01
CN101945080B (zh) 2012-11-14
JP2008527927A (ja) 2008-07-24
EP1856878A1 (en) 2007-11-21
WO2006076439A1 (en) 2006-07-20
CN101945080A (zh) 2011-01-12
CN101120566A (zh) 2008-02-06
US8223853B2 (en) 2012-07-17
CN101120566B (zh) 2010-12-01
US20060171283A1 (en) 2006-08-03

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100926020B1 (ko) 레이어화된 변조 시스템에서 데이터를 디코딩하는 방법 및장치
US7660368B2 (en) Bit log likelihood ratio evaluation
US20060198454A1 (en) Adaptive channel estimation thresholds in a layered modulation system
KR100951029B1 (ko) 가변 유클리드 거리 비율 및 블라인드 수신기를 사용하는다중 해상도 변조
JP6465810B2 (ja) 無線通信システムにおける複数の変調技法を用いた信号送受信方法及び装置
KR101028974B1 (ko) 계층 변조를 통해 계층 데이터 및 비-계층 데이터를 송신하는 방법 및 장치
KR102141823B1 (ko) 통신 시스템에서 신호를 송/수신하는 방법 및 장치
US20110129025A1 (en) Apparatus for assigning and estimating transmission symbols
EP2326055A1 (en) Transmitter, transmission method, receiver, and reception method
EP1533965A2 (en) Apparatus and method for controlling adaptive modulation and coding in an orthogonal frequency division multiplexing communication system
KR20070070375A (ko) 광대역 무선접속 통신시스템에서 파일럿 패턴 결정 장치 및방법
JP4881939B2 (ja) マルチキャリア無線通信システム及びマルチキャリア無線通信方法
US20100226451A1 (en) Apparatus and method for channel estimation in wireless communication system

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20121030

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20131030

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20141030

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161028

Year of fee payment: 8

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170929

Year of fee payment: 9

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180928

Year of fee payment: 10

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190924

Year of fee payment: 11