KR100951029B1 - 가변 유클리드 거리 비율 및 블라인드 수신기를 사용하는다중 해상도 변조 - Google Patents

가변 유클리드 거리 비율 및 블라인드 수신기를 사용하는다중 해상도 변조 Download PDF

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Abstract

무선 통신 사용자 단말기(UT)에서 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 방법 및 시스템이 제공된다. 상기 방법은 공지되지 않고, 일반적으로 k12 또는 k22로 정의되는 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 k12과 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택하며, 상기 미스매치된 에너지 비 k2 를 사용하여 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성한다. 예를 들어, 만약 수신된 2-계층 QPSK 신호가 약 4 또는 약 6.25의 에너지 비를 가지는 것으로 공지되면, k2 는 약 5.0625와 동일하게 선택된다. 선택적으로, 미스매치된 에너지 비 k2 는 k12과 k22사이의 대략적인 중간 포인트를 결정하여 선택된다.

Description

가변 유클리드 거리 비율 및 블라인드 수신기를 사용하는 다중 해상도 변조{MULTIRESOLUTION MODULATION USING VARIABLE EUCLIDEAN DISTANCE RATIO AND BLIND RECEIVER}
35 U.S.C.§119에서 우선권의 청구
본 특허 출원은 2005년 1월 1일에 제출되고 본 발명의 양수인에게 양수되고, 본 명세서에서 참조로서 통합된 임시 출원 60/643,362호의 우선권을 청구한다.
본 발명은 일반적으로 디지털 통신 포맷들에 관한 것이며, 특히 미스매치된 에너지 비(energy ratio)를 사용하여 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 효율적으로 생성하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
무선 통신 시스템은 데이터 대역폭을 증가시키기 위해 계속해서 노력중이며, 따라서 정보는 통신 시스템에 접속된 디바이스들 사이에서 신속하게 교환될 수 있다. 디바이스들에서 사용할 수 있는 데이터 대역폭을 한정하는 파라미터들 중 몇몇은 디바이스들을 연결하는 채널의 품질 및 디바이스들에 할당된 스펙트럼 대역폭을 포함한다.
무선 통신 시스템들은 다양한 기술들을 사용하여 데이터 대역폭에서 다양한 제약들을 보상한다. 무선 통신 시스템은 다수의 인코딩 기술들을 통합할 수 있고, 채널에 의해 지원되는 데이터 레이트에 기초하여 인코딩 기술을 선택할 수 있다. 상기 시스템에서, 통신중인 디바이스들은 채널의 성능들에 기초하여 데이터 레이트를 협상할 수 있다. 상기 통신 시스템은 다수의 포인트-대-포인트 링크들에서 유리하지만, 단일 송신기가 실질적으로 동일한 데이터를 다수의 수신기들에 전송하는 분산된 방송 시스템에서는 이상적이지 않을 수 있다.
무선 통신 시스템들은 계층화된 변조(layered modulation)라 지칭되는 계층적 변조(hierarchical modulation)를 통합할 수 있고, 상기 경우에 다수의 데이터 스트림들은 데이터 계층들의 계층을 통해 동시에 전송될 수 있다. 다수의 데이터 스트림들은 거의 모든 수신기 동작 조건들에서 성공적인 수신이 가능한 견고한(robust) 통신 링크인 기본 계층을 포함할 수 있다. 다수의 데이터 스트림들은 또한 기본 계층과 동일하거나, 더 낮거나, 더 높은 데이터 레이트로 방송되는 상위 계층(enhanced layer)을 포함한다. 상위 계층을 통한 통신들은 기본 계층과 비교하여 수신기에서 더 높은 신호 품질을 요구할 수 있다. 따라서, 상위 계층은 채널의 품질에서의 변화들에 더 민감할 수 있다.
수신기는 일반적으로 기본 레벨에서 통신할 수 있는 능력이 보장되며, 일반적으로 기본 계층에서 데이터를 복조할 수 있다. 상위 계층을 지원하기에 충분한 채널 환경들에서, 수신기는 또한 상위 계층에서 변조된 추가의 데이터를 복조하여 더 높은 서비스 품질을 제공하거나 부가의 데이터 대역폭을 제공할 수 있다.
계층적으로 변조된 신호들의 사용은 실질적으로 수신기 동작을 복잡하게 한 다. 또한, 수신기는 제한된 전력 용량 또는 제한된 처리 능력들을 가지는 휴대용 수신기가 될 수 있다. 계층화된 변조의 통합으로부터 발생하는 수신기의 복잡성은 수신기의 크기, 전력 소비 및 비용을 감소시키려는 노력과 반대로 작용한다.
계층화된 변조 시스템을 위한 디코더는 기본 및 상위 계층의 각각을 독립적이고 동시에 디코딩하도록 구성될 수 있다. 기본 계층 디코더 및 상위 계층 디코더는 실질적으로 유사하게 구성될 수 있고 동일한 수신된 계층화된 변조 심볼에서 동시에 동작할 수 있다. 기본 및 상위 계층 디코더들은 각각 수신된 심볼에 기초하여 신호 품질 메트릭을 결정하도록 구성된 비트 메트릭 모듈로 구성될 수 있다. 터보 인코딩된 데이터를 가지는 시스템들에서, 비트 메트릭 모듈은 로그 우도비(LLR)를 결정하도록 구성될 수 있다. 비는 부분적으로 계층화된 변조 성좌(constellation)에서 사용된 채널 추정치 및 에너지 비에 기초한다.
따라서, 무선 통신 사용자 단말기(UT)에서 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 공지되지 않고, 일반적으로 k12 또는 k22로 정의되는 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 상기 방법은 k12과 k22 사이에서 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택하며, 상기 미스매치된 k2 에너지 비를 사용하여 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성한다. 예를 들어, 만약 수신된 2-계층 QPSK 신호가 약 4 또는 약 6.25의 에너지 비를 가지는 것으로 공지되면, k2는 약 5.0625와 동일하게 선택된다. 선택적으로, 미스매치된 k2 에너지 비는 k12과 k22사이의 대략적인 중간 포인트를 결정하여 선택된다.
도 1은 계층적 변조를 통합하는 무선 통신 시스템의 일 실시예의 기능적인 블럭 다이어그램이다.
도 2A 및 2B는 계층적 변조의 성좌 다이어그램이다.
도 3은 계층적으로 코딩된 변조 시스템에서 송신기의 일 실시예의 기능적인 블럭 다이어그램이다.
도 4은 계층적으로 코딩된 변조 시스템에서 수신기의 일 실시예의 기능적인 블럭 다이어그램이다.
도 5는 에너지 비에서의 변화들을 도시하는 2-계층 QPSK 성좌 다이어그램의 세부도이다.
도 6은 무선 통신 사용자 단말기(UT)에서 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하기 위한 방법을 설명하는 흐름도이다.
도 7은 세부사항들이 추가된 도 6의 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 8은 v의 예시적인 계산을 도시하는 세부도이다.
도 9는 w의 예시적인 계산을 도시하는 세부도이다.
도 10은 kㆍC*ㆍC 또는 Y의 예시적인 계산을 도시하는 세부도이다.
도 11은 b2 및 b0의 예시적인 계산을 도시하는 세부도이다.
도 12은 b3 및 b1의 예시적인 계산을 도시하는 세부도이다.
도 13은 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하기 위한 무선 통신 UT의 개략적인 블럭 다이어그램이다.
도 14는 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하기 위한 프로세서의 개략적인 블럭 다이어그램이다.
도 15는 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하기 위한 무선 통신 UT의 또다른 변형을 도시하는 개략적인 블럭 다이어그램이다.
수신기 및 수신기 내의 디코더들은 계층적인 또는 계층화된 변조 데이터를 디코딩하도록 구성될 수 있다. 수신기 동작 및 처리 로드는 기본 계층 디코더가 상위 계층 디코더와 실질적으로 유사하게 구성될 수 있기 때문에 간략화된다. 기본 계층 및 상위 계층 디코더들은 계층화된 변조 성좌에서 동일한 수신 심볼에 동시에 동작하도록 구성될 수 있다. 상위 계층 디코더는 기본 계층 디코더와 실질적으로 독립적으로 동작할 수 있고, 상위 계층을 디코딩할 때 기본 계층 디코더로부터의 결과들에 의존하지 않는다.
수신기는 터보 인코딩된 계층적으로 변조된 데이터를 디코딩하도록 구성될 수 있다. 상기 실시예에서, 수신기는 실질적으로 유사하게 구성된 기본 계층 디코더 및 상위 계층 디코더를 포함할 수 있다. 기본 계층 디코더 및 상위 계층 디코더의 각각은 로그 우도비와 같은 신호 품질 메트릭을 결정하도록 구성된 비트 메트 릭 모듈을 포함할 수 있다.
로그 우도비 값들은 적어도 부분적으로 수신된 신호 및 채널 추정치에 기초한다. 비트 메트릭 모듈들은 실제 채널 추정치 또는 미리 결정된 값이 LLR 값들의 결정시 사용되는지를 결정하기 위해 미리 결정된 임계치 값에 채널 추정치들을 비교하도록 구성될 수 있다. 수신기 동작은 기본 계층 및 상위 계층 LLR 결정 모두를 위해 동일한 채널 추정 임계치 값을 사용함으로써 간략화될 수 있다. 서로 다른 채널 추정 임계치들은 서로 다른 계층화된 변조 에너지 비들에 기초하여 사용될 수 있다.
도 1은 대안적으로 계층화된 변조라 지칭되는 계층적인 변조를 통합하는 무선 통신 시스템(100)의 일 실시예의 기능적인 블럭 다이어그램이다. 시스템은 사용자 단말기(110)와 통신할 수 있는 하나 또는 그 이상의 고정된 엘리먼트들을 포함한다. 사용자 단말기(110)는 예를 들어 계층적으로 코딩된 변조(즉, 2-계층 QPSK)을 사용하는 하나 또는 그 이상의 표준들에 따라 동작하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 사용자 단말기(110)는 제 1 통신 네트워크로부터 무선 전화 신호들을 수신하도록 구성될 수 있고, 제 2 통신 네트워크로부터 데이터 및 정보를 수신하도록 구성될 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 상기 통신 네트워크들 모두는 계층적으로 코딩된 변조를 구현하는 반면, 다른 실시예들에서, 상기 통신 네트워크들 중 하나는 계층적으로 코딩된 변조를 구현할 수 있다.
사용자 단말기(110)는 휴대용 유니트, 이동 유니트 또는 고정된 유니트가 될 수 있다. 사용자 단말기(110)는 또한 이동 유니트, 이동 단말기, 이동국, 사용자 장비, 휴대장치, 전화기 등등으로 지칭될 수 있다. 단 하나의 사용자 단말기(110)가 도 1에 도시되지만, 일반적인 무선 통신 시스템(100)은 다수의 사용자 단말기들(110)과 통신할 수 있음이 이해된다.
사용자 단말기(110)는 여기서 섹터화된 셀룰러 타워들로 도시된 하나 또는 그 이상의 기지국들(120a, 120b)과 통신한다. 사용자 단말기(110)는 일반적으로 사용자 단말기(110) 내의 수신기에서 최대 신호 강도를 제공하는 기지국(예를 들면, 120b)과 통신한다.
기지국들(120a, 120b) 각각은 적절한 기지국들(120a, 120b)로/로부터 통신 신호들을 라우팅하는 기지국 제어기(BSC;130)에 접속될 수 있다. BSC(130)는 사용자 단말기(110)와 공중 전화 교환망(PSTN;150) 사이에서 인터페이스로서 동작하도록 구성될 수 있는 이동 교환국(MSC;140)에 접속된다. MSC는 또한 사용자 단말기(110) 및 네트워크(160) 사이에서 인터페이스로서 동작하도록 구성될 수 있다. 네트워크(160)는 예를 들어, 근거리 네트워크(LAN) 또는 광역 네트워크(WAN)가 될 수 있다. 일 실시예에서, 네트워크(160)는 인터넷을 포함한다. 따라서, MSC(140)는 PSTN(150) 및 네트워크(160)에 접속된다. MSC(140)는 또한 하나 또는 그 이상의 미디어 소스(170)에 접속될 수 있다. 미디어 소스(170)는 예를 들면, 사용자 단말기(110)에 의해 액세스될 수 있는 시스템 제공자에 의해 제공된 미디어 라이브러리가 될 수 있다. 예를 들어, 시스템 제공자는 비디오 또는 사용자 단말기(110)에 의해 요구되는 바에 따라 액세스될 수 있는 미디어의 몇몇 다른 형태를 제공할 수있다. MSC(140)는 다른 통신 시스템들(미도시)과의 시스템간 핸드오프를 조정하도록 구성될 수 있다.
일 실시예에서, 기지국들(120a, 120b)은 사용자 단말기(110)에 계층적으로 코딩된 신호들을 전송하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 기지국들(120a 및 120b)은 사용자 단말기(110) 뿐만 아니라 다른 수신기들(미도시)에 전송될 수 있는 멀티캐스트 신호를 전송하도록 구성될 수 있다. 계층적으로 코딩된 신호들은 견고하게 구성된 기본 계층 신호 및 더 낮은 링크 마진으로 동작하고, 결과적으로 채널에서의 변동들에 더 민감한 상위 계층 신호를 포함할 수 있다. 상위 계층은 기본 계층에 제공된 데이터에 보충 데이터를 제공하거나, 더 낮은 서비스 품질 요구 조건을 갖는 독립적인 데이터를 제공하도록 구성될 수 있다.
무선 통신 시스템(100)은 또한 변조된 계층적으로 코딩된 신호를 사용자 단말기(110)에 전송하도록 구성된 방송 송신기(180)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 방송 송신기(180)는 기지국들(120a, 120b)과 결합될 수 있다. 또다른 실시예에서, 방송 송신기(18)는 기지국들(120a, 120b)을 포함하는 무선 전화 시스템과 떨어져서 독립적일 수 있다. 방송 송신기(180)는 오디오 송신기, 비디오 송신기, 무선 송신기, 텔레비전 송신기, 및 송신기들의 유사하거나 임의의 조합이 될 수 있지만, 이에 제한되지는 않는다.
방송 송신기(180)는 방송 미디어 소스(182)로부터 데이터를 수신하도록 구성될 수 있고, 데이터를 계층적으로 코딩하고, 계층적으로 코딩된 데이터에 기초하여 신호를 변조하고, 변조된 계층적으로 코딩된 데이터를 상기 데이터가 사용자 단말기(110)에 의해 수신될 수 있는 서비스 영역으로 방송하도록 구성될 수 있다. 방 송 송신기(180)는 예를 들면, 방송 미디어 소스(182)로부터 수신된 데이터로부터 기본 계층 데이터 및 상위 계층 데이터를 생성할 수 있다.
계층적으로 코딩된 데이터 구성은 상위 계층이 기본 계층에서 전달된 것과 중복되는 데이터를 전달하지 않기 때문에 유리할 수 있다. 또한, 수신기가 상위 계층을 디코딩할 수 없기 때문에 서비스 손실이 발생하지 않는다. 예를 들어, 기본 계층은 표준 비디오 해상도로 비디오를 전달하도록 구성될 수 있고, 상위 계층은 수신된 비디오 신호의 신호-대-잡음비(SNR) 또는 해상도를 증가시키는 부가의 데이터를 제공할 수 있다. 또다른 실시예에서, 기본 계층은 초당 15 프레임들로 비디오 신호와 같이 미리 결정된 품질을 가지는 신호를 제공하도록 구성되고, 상위 계층은 기본 계층에서 전달된 정보를 보충하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 상위 계층은 초당 30 프레임들로 비디오 신호를 지원하도록 사용된 정보를 전달하도록 구성될 수 있다. 이러한 구성에서, 상위 계층 데이터를 디코딩할 수 없기 때문에 더 낮은 해상도의 신호, 더 낮은 신호 품질, 또는 SNR이 발생하지만, 신호의 완전한 손실은 발생하지 않는다.
사용자 단말기(110)는 수신된 신호를 복조하고, 기본 계층을 디코딩하도록 구성될 수 있다. 사용자 단말기(110) 내의 수신기는 기본 계층 디코더의 표준 부분으로서 에러 제어 메카니즘들을 구현할 수 있다. 사용자 단말기(110) 내의 수신기는 성공적인 상위 계층 디코딩의 확률을 결정하기 위해 기본 계층 디코더의 에러 제어 메카니즘들을 사용할 수 있다. 사용자 단말기(110) 내의 수신기는 기본 계층 디코딩에서 사용된 에러 제어 메카니즘들에서 발생된 통계들 또는 메트릭들에 기초 하여 상위 계층을 디코딩할 것인지를 결정할 수 있다.
또다른 실시예에서, 사용자 단말기(110)는 실질적으로 상위 계층을 디코딩할 때 기본 계층 정보에 의존하지 않고 기본 계층과 상위 계층을 동시에 디코딩하도록 사용된다. 예를 들면, 사용자 단말기(110)는 단일 디코더 임계값을 결정하여 기본 및 상위 계층 모두를 디코딩할 때 단일 디코더 임계값을 사용하도록 구성될 수 있다. 디코더 임계값은 계층적으로 변조된 데이터의 특성에 부분적으로 기초할 수 있다. 예를 들어, 디코더 임계치는 기본 계층에 대한 상위 계층의 전력 또는 에너지의 비에 기초할 수 있다. 디코더 임계치는 심볼 에러율, 비트 에러율, 패킷 에러율 또는 프레임 에러율과 같은 요구되는 에러율에 부분적으로 기초할 수 있다. 디코더 임계치는 고정될 수 있거나 예를 들면 계층적으로 변조된 데이터의 변화하는 특성들 및 변화하는 요구되는 서비스 품질에 기초하여 변화할 수 있다.
도 2A 및 2B는 계층적인 변조의 성좌 다이어그램들이다. 일 예로서, 도 1의 무선 통신 시스템(100)은 도 2A에 도시된 방식으로 계층적인 변조를 구현할 수 있다. 계층적인 변조 구현은 직교 위상 편이 변조(QPSK) 온(on) QPSK라 지칭될 수 있다. 상기 구현은 QPSK 변조된 기본 계층을 포함한다. QPSK 온(on) QPSK 계층적 변조 구현은 도 2A에 도시되지만, 본 명세서에 개시된 디코더 장치 및 방법은 계층적 변조의 임의의 특정 타입에 제한되지 않는다. 예를 들어, 다른 계층적 변조 실시예들은 QPSK에서의 16-QAM, 또는 계층적 변조의 임의의 다른 형태를 사용할 수 있다.
QPSK 기본 계층은 4개 포인트들(202a-202d)에 의해 정의된다. 그러나, 하기에서 설명되는 것과 같이, 상기 포인트들은 계층적 변조에서 실제 성좌 포인트들에 해당하지 않는다. 상위 계층 또한 QPSK 변조된다. QPSK 변조된 상위 계층은 QPSK 기본 계층 성좌의 상위에 발생한다. 상위 계층을 위한 QPSK 성좌는 4개의 위치들을 포함하지만, 상기 성좌는 기본 계층의 성좌 포인트들(202a-202d) 중 임의의 포인트 근처에 중심을 둘 수 있다.
일 예로서, 기본 계층 포인트(202b)는 제 2 사분면에서 발생하며, 동위상(I)신호 성분은 음의 값이고, 직교(Q) 신호 성분은 양의 값이다. 기본 계층 포인트(202b)의 상위에는 상위 계층의 4개의 성좌 포인트들(210a-210d)이 존재한다. 유사하게, 각각의 사분면은 기본 계층의 포인트(202a-202d)에 해당하며, 상위 계층의 4개의 성좌 포인트들을 갖는다.
기본 및 상위 계층 데이터는 미리 결정된 맵 또는 알고리즘에 기초하여 성좌 심볼로 맵핑될 수 있다. 예를 들어, 기본 계층 데이터 및 상위 계층 데이터는 각각 심볼당 2비트들을 포함할 수 있고, 따라서 기본 계층 및 상위 계층 데이터의 조합은 4비트가 된다. 맵핑 연산은 4비트들을 취득할 수 있고, 이들을 QPSK 온(on) QPSK 성좌 또는 16-QAM 성좌와 같은 미리 결정된 성좌로부터의 심볼로 맵핑한다.
도 2B는 특정 계층적인 변조 구현의 일 실시예의 성좌 다이어그램(260)이다. 도 2B의 성좌 다이어그램(260)은 실질적으로 기본 계층 데이터가 상기 성좌의 특정 사분면으로 맵핑하고, 상위 계층 데이터가 상기 성좌 내 특정 위치로 맵핑하는 16-QAM 성좌이다. 16-QAM 성좌(260)은 일정하게 이격될 필요는 없지만 각각의 사분면 내에서 일정한 간격으로 및 서로 다른 사분면들 내의 인접 포인트들 사이에서 이격된 거리를 가지도록 수정될 수 있다. 또한, 상기 성좌 내 포인트들 중 몇몇은 사분면내의 중심 포인트에 대해 미러형(mirrored)일 수 있다.
신호 맵핑 블럭으로의 입력은 기본 계층으로부터의 2비트(b3b1) 및 상위 계층으로부터 2비트(b2b0)를 포함한다. 기본 계층 스트림은 상위 계층 스트림에 대해 더 높은 전력 레벨 및 에너지 비 k2로 전송된다.
논리 채널이 OFDM 톤 그룹으로부터 하나 또는 그 이상의 톤들을 포함할 수 있는 OFDM 시스템의 동일한 논리 채널에서 다수의 톤들에 대해 동일한 에너지 비가 사용될 수 있다. 그러나, 에너지 비는 논리 채널들마다 변화할 수 있다. 따라서 신호 맵핑 블럭은 함께 에너지 비에 따라 서로 다른 성좌들로 동일한 데이터를 맵핑할 수 있고, 상기 성좌는 에너지 비에 의해 결정된다.
예를 들어, 신호 맵핑 블럭이 2개의 성좌들 중 하나에 기본 및 상위 계층 데이터를 맵핑할 수 있고, 상기 경우에 2개의 성좌들은 4 및 9의 에너지 비들에 해당한다. 계층화된 변조 신호 성좌 이후에 그레이(Gray) 맵핑이 뒤따르며, 계층화된 변조를 위한 신호 성좌는 에너지 비 k2가 4와 동일할 때 16-QAM의 신호 성좌와 동일하다.
다른 실시예들에서, 계층화된 변조의 신호 성좌는 2개의 스케일링된 QPSK 신호 성좌의 단순한 부가이다. 상기 QPSK 성좌들의 간단한 부가들은 그레이 맵핑 규칙을 따르는 것이 아니라 도 2B에 도시된 성좌를 따른다. 그래이 맵핑을 따르지 않는 신호 성좌는 그레이 맵핑을 따르는 성좌와 비교하여 감소된 성능을 제공할 수 있다.
기본 및 상위 계층들의 개별 사분면들을 정의하는 기본적인 데이터는 하나 또는 그 이상의 인코딩 프로세스들을 사용하여 인코딩될 수 있다. 사용된 인코딩 프로세스는 임의의 인코딩 프로세스가 될 수 있고, 인코딩 타입은 디코더가 특정 인코더에 특정되는 경우를 제외하고 본 명세서에 개시된 디코딩 방법 및 장치를 제한하지 않는다. 인코더는 예를 들어, 컨벌루션 인코더, 터보 인코더, 블럭 인코더, 인터리버, CRC 인코더, 인코더들의 조합 등 또는, 데이터를 인코딩하기 위한 몇몇 다른 프로세스 또는 장치들을 포함할 수 있다.
도 3은 계층적으로 코딩된 변조 시스템을 위해 구성된 송신기(300)의 일 실시예의 기능적인 블럭 다이어그램이다. 일 실시예에서, 송신기(300)는 도 1의 시스템의 방송 송신기 내에 구현될 수 있다. 도 3의 송신기(300)는 도 2B의 성좌를 사용하여 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 또는 직교 주파수 분할 멀티플렉싱(OFDM) 시스템에서 계층적 변조를 위해 구성될 수 있다. 그러나, 도 3에 도시된 송신기(300)는 일 실시예를 나타내며, 개시된 디코더 장치 및 방법들을 제한하는 것은 아니다. 예를 들어, 단일 캐리어 시스템은 계층적으로 코딩된 데이터로 변조될 수 있고, 상응하는 수신기 내의 디코더는 계층화된 변조를 사용한 단일 캐리어에 동작하도록 구성될 수 있다.
송신기(300)는 각각 실질적으로 유사한 기본 계층 및 상위 계층 처리 블럭들(310, 320)을 포함할 수 있다. 기본 계층 처리 블럭(310)은 기본 계층 데이터를 요구되는 변조 포맷, 예를 들면 QPSK로 처리하도록 구성될 수 있다. 상위 계층 처리 블럭(320)은 상위 계층 데이터를 요구되는 변조 포맷, 예를 들면 QPSK로 처리하도록 유사하게 구성될 수 있다.
기본 계층 처리 블럭(310) 및 상위 계층 처리 블럭(320)은 도 1의 방송 미디어 소스가 될 수 있는 소스 인코더(미도시)로부터 개별 데이터를 수신한다. 일 실시예에서, 기본 계층 데이터 및 상위 계층 데이터는 비디오 신호들, 오디오 신호들, 또는 비디오 및 오디오 신호들 중 임의의 조합을 포함할 수 있다. 기본 계층 내의 비디오/오디오 신호는 수신기에서 기본 서비스 품질을 재생하기 위해 요구되는 데이터에 해당한다. 상위 계층 내의 비디오/오디오 신호는 수신기에서 더 개선된 서비스 품질을 생성하기 위해 요구되는 추가의 데이터에 해당한다. 따라서, 2개의 계층들(기본 계층 및 상위 계층)을 디코딩할 수 있는 사용자들은 비디오/오디오 신호의 완전히 개선된 품질을 즐길 수 있는 반면, 기본 계층을 디코딩할 수 있는 사용자들은 비디오/오디오 신호의 최소 품질을 획득할 수 있다.
기본 계층 처리 블럭(310) 및 상위 계층 처리 블럭(320)의 각각 내에서, 데이터는 블럭 코딩을 위해 리드 솔로몬 인코더(301 또는 311)에 접속된다. 리드 솔로몬 인코더들(301, 311)의 출력은 개별 터보 인코더들(303, 313)에 접속된다. 터보 인코더들(301, 311)은 미리 결정된 인코딩 레이트에 따라 데이터를 터보 인코딩하도록 구성될 수 있다. 인코딩 레이트는 다수의 인코더 레이트들로부터 고정되거 나 선택가능할 수 있다. 예를 들어, 터보 인코더들(301, 311)은 코딩 레이트 1/3, 1/2 또는 2/3를 제공하도록 독립적으로 구성될 수 있다.
터보 인코더(303, 313) 출력들은 개별 비트 인터리버들(305, 315)에 접속되어 버스트 에러들에 대한 저항력을 개선한다. 비트 인터리버들(305, 315)의 출력은 개별 슬롯 할당 모듈(307, 317)에 접속된다. 슬롯 할당 모듈들(307, 317)은 인코딩된 심볼들을 시간 분할 멀티플렉싱 시스템 내의 인터리빙 시간 슬롯과 같은 미리 결정된 시간 슬롯으로 시간 정렬하도록 구성될 수 있다. 슬롯 할당 모듈들(307, 317)의 출력들은 개별 스크램블러들(309, 319)에 접속된다. 스크램블러들(309, 319)의 출력은 인코딩된 기본 계층 및 상위 계층 심볼들을 나타낸다.
2개 계층들로부터의 심볼들은 신호 맵핑 블럭(330)에서 결합된다. 신호 맵핑 블럭(330)은 기본 계층 및 상위 계층 심볼들을 계층화된 변조를 위한 성좌에서 특정 포인트로 맵핑하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 신호 맵핑 블럭(330)은 한 쌍의 기본 계층 심볼들과 한 쌍의 상위 계층 심볼들을 계층화된 변조 성좌 내의 단일 포인트로 맵핑하도록 구성될 수 있다. 신호 맵핑 블럭(330)은 각각의 논리 채널을 미리 결정된 에너지 비를 가지는 성좌로 맵핑하도록 구성될 수 있다. 그러나, 서로 다른 논리 채널들은 서로 다른 에너지 비들을 가지는 성좌들로 맵핑될 수 있다.
신호 맵핑 블럭(330)의 출력은 특정 논리 채널로 맵핑된 성좌 포인트를 인터리빙하도록 구성된 시간 인터리버(340)에 접속된다. 전술된 것과 같이, 시스템은 단일 논리 채널이 다수의 다른 논리 채널들과 시간 멀티플렉싱되는 시간 분할 멀티플렉싱 구조를 구현할 수 있다. 논리 채널들의 집합은 라운드 로빈 할당과 같은 미리 결정된 시간 멀티플렉스 알고리즘을 사용하여 시간 인터리빙되거나, 시간 멀티플렉싱된다.
시간 인터리버(340)의 출력은 서브 캐리어 할당 모듈(350)에 접속된다. 서브 캐리어 할당 모듈은 OFDM 톤 세트로부터의 하나 또는 그 이상의 톤들, 주파수들, 또는 서브 캐리어들 중 하나를 시간 인터리빙된 논리 채널들의 각각의 세트에 할당하도록 구성될 수 있다. 시간 인터리빙된 논리 채널들의 세트에 할당된 서브 캐리어들의 서브 세트는 다수의 서브 캐리어들 중 하나의 채널로부터 모든 사용가능한 서브 캐리어들까지의 범위를 가질 수 있다. 서브 캐리어 할당 모듈(350)은 미리 결정된 알고리즘에 따라 논리 채널들의 순차적 시간 인터리빙된 세트를 서브 캐리어들의 서브 세트로 맵핑할 수 있다. 미리 결정된 알고리즘은 영구적인 방식으로 논리 채널들을 할당하도록 구성될 수 있거나, 주파수 홉핑 알고리즘에 따라 서브 캐리어들을 할당하도록 구성될 수 있다.
서브 캐리어 할당 모듈(350)의 출력은 할당된 계층화된 변조 심볼에 기초하여 서브 캐리어들을 변조하도록 구성된 OFDM 심볼 모듈(360)에 접속된다. OFDM 심볼 모듈(360)로부터 변조된 OFDM 서브 캐리어들은 OFDM 심볼을 생성하여 순환 전치 또는 미리 결정된 길이를 부가 또는 추가하도록 구성될 수 있는 IFFT 모듈(370)에 접속된다.
IFFT 모듈(370)로부터의 OFDM 심볼들은 상기 OFDM 심볼들이 쉐이핑되고, 클리핑되고, 윈도잉되거나 처리될 수 있는 쉐이핑 블럭(380)에 접속된다. 쉐이핑 블럭(380)의 출력은 송신을 위해 요구되는 동작 주파수 대역으로의 변환을 위한 송신 RF 프로세서(390)에 접속된다. 예를 들어, 송신 RF 프로세서(390)의 출력은 무선 송신을 위한 안테나(미도시)를 포함하거나 이에 접속될 수 있다.
도 4는 도 3의 송신기에 의해 발생된 계층적으로 변조된 데이터를 디코딩하도록 구성된 수신기(400)의 기능적인 블럭 다이어그램이다. 일 실시예에서, 수신기(400)는 도 1의 시스템의 사용자 단말기 내에 구현될 수 있다.
수신기(400)는 전송된 RF OFDM 심볼들을 수신하고, 이들을 처리하여 베이스밴드 OFDM 심볼들 또는 실질적으로 베이스밴드 신호들로 주파수 변환하도록 구성된 수신 RF 프로세서를 포함한다. 신호는 베이스밴드 신호로부터의 주파수 오프셋이 신호 대역폭의 일부분인 경우 또는 신호가 추가의 주파수 변환 없이 신호의 직접 처리를 허용하도록 충분히 낮은 중간 주파수에서 존재하는 경우에 실질적으로 베이스밴드 신호라 지칭될 수 있다. 수신 RF 프로세서(410)로부터의 OFDM 심볼들은 OFDM 심볼들을 계층적으로 변조된 주파수 영역 서브 캐리어들로 변환하도록 구성된 FFT 모듈(420)에 접속된다.
FFT 모듈(420)은 미리 결정된 파일럿 서브 캐리어들과 같은 하나 또는 그 이상의 서브 캐리어들을 채널 추정기(430)에 접속하도록 구성될 수 있다. 파일럿 서브 캐리어들은 예를 들면, OFDM 서브 캐리어들의 하나 또는 그 이상의 동일하게 이격된 세트들이 될 수 있다. 채널 추정기(430)는 수신된 OFDM 심볼들에 영향을 미치는 다양한 채널들을 추정하기 위해 파일럿 서브 캐리어들을 사용하도록 구성된다. 일 실시예에서, 채널 추정기(430)는 서브 캐리어들 각각에 상응하는 채널 추정치를 결정하도록 구성될 수 있다. 특정 서브 캐리어에서의 채널 추정치들은 예를 들어 파일럿 서브 캐리어의 미리 결정된 코히어런스 대역폭 내에서 그 서브 캐리어들의 인접하는 서브 캐리어들에 대한 채널 추정치로서 사용될 수 있다.
FFT 모듈(420)로부터의 서브 캐리어들 및 채널 추정치들은 서브 캐리어 심볼 디인터리버(440)에 접속된다. 심볼 디인터리버(440)는 도 3의 서브 캐리어 할당 모듈에 의해 수행된 심볼 맵핑의 반대가 되도록 구성될 수 있다.
수신기(400)는 각각의 OFDM 서브 캐리어 또는 톤에 기본 계층 디코딩 및 상위 계층 디코딩을 수행하도록 구성된다. 도 4는 명확하고 간결하기 위해 단일 기본 계층 디코더 및 상위 계층 디코더를 도시한다.
기본 계층 디코더 및 상위 계층 디코더는 실질적으로 유사하게 동작할 수 있다. 상기 디코더 모듈들 각각은 동일한 수신 심볼들에 동시에 동작하도록 구성될 수 있다. 상위 계층 디코더는 기본 계층 디코더와 실질적으로 독립적으로 동작할 수 있고, 상위 계층 데이터를 디코딩할 때 기본 계층 디코더의 결과들에 의존하지 않는다.
도 4의 수신기(400) 실시예에 도시된 디코더들은 터보 인코딩된 계층화된 변조 데이터를 디코딩하도록 구성된다. 물론, 만약 송신기가 임의의 다른 타입의 인코딩을 발생하도록 구성되면, 수신기(400) 내의 디코더들은 인코더 타입에 매치될 것이다. 예를 들어, 송신기는 터보 코딩, 컨벌루션 코딩, 저밀도 패리티 검사(LDPC) 코딩, 또는 몇몇 다른 인코딩 타입을 사용하여 데이터를 인코딩하도록 구성될 수 있다. 상기 실시예에서, 수신기(400)는 상호 보완적인 디코더들로 구성된다. 따라서, 수신기(400) 내의 기본 계층 디코더들 및 상위 계층 디코더들 각각은 터보 디코딩, 예컨대 비터비 디코딩을 사용하는 컨볼루션 디코딩, LDPC 디코딩 또는 몇몇 다른 디코더 또는 디코더 조합을 제공하도록 구성될 수 있다.
계층적으로 변조된 톤들의 각각은 기본 계층 비트 메트릭 모듈(450) 및 상위 계층 비트 메트릭 모듈(460)에 접속된다. 비트 메트릭 모듈들(450 및 460)은 수신 심볼의 품질을 표시하는 메트릭을 결정하기 위해 계층적으로 변조된 톤에서 동작할 수 있다.
일 실시예에서, 심볼들이 터보 코딩되는 경우에, 비트 메트릭 모듈들(450, 460)은 수신 심볼의 로그 우도비(LLR)를 결정하도록 구성될 수 있다. LLR은 우도비의 로그 대수이다. 비(ratio)는 원래 비트가 1인 확률 대 원래 비트가 0과 동일한 확률로 정의될 수 있다. 대안적으로, 비는 LLR이 원래 비트가 0인 확률 대 원래 비트가 1과 동일한 확률이도록 역 방식으로 정의될 수 있다. 상기 2가지 정의들 사이에 실질적인 차이는 없다. 비트 메트릭 모듈들(450, 460)은 예를 들면, LLR 값들을 결정하기 위해 채널 추정치 및 심볼 크기들을 사용할 수 있다.
각각의 비트 메트릭 모듈(450, 460)은 LLR 값을 결정하기 위해 수신된 신호 및 채널 추정치를 사용한다. 잡음 추정치 역시 사용될 수 있다. 그러나, 잡음 추정치는 잡음 추정치와 관계없이 동일한 결과들을 제공하는 터보 디코딩 방법이 사용되는 경우에 실질적으로 무시될 수 있다. 상기 일 실시예에서, 비트 메트릭 모듈들(450, 460)은 LLR 값들을 계산할 때 잡음 추정치로서 미리 결정된 값을 사용할 수 있다.
기본 계층 비트 메트릭 모듈(450)의 출력은 기본 계층 프로세서(470)에 접속 된다. 상위 계층 비트 메트릭 모듈(460)의 출력은 기본 계층 프로세서(470)와 기능적으로 유사하게 동작하는 상위 계층 프로세서(480)에 접속된다. 예를 들어, LLR 값들은 비트 메트릭 모듈들(450, 460)로부터 각각의 기본 계층 또는 상위 계층 프로세서들(470, 480)로 접속된다.
기본 계층 프로세서(470)는 인코더에서 수행되는 심볼 스크램블링을 역수행하기 위해 수신된 LLR 값들에 동작하도록 구성된 디스크램블러(472)를 포함한다. 심볼 디스크램블러(472)의 출력은 이전에 인터리빙된 심볼들을 디인터리빙하도록 구성된 비트 디인터리버(474)에 접속된다. 비트 디인터리버(474)의 출력은 터보 인코더에 의해 사용된 코딩 레이트에 따라 터보 인코딩된 심볼들을 디코딩하도록 구성된 터보 디코더(476)에 접속된다. 예를 들어, 터보 디코더(476)는 레이트 1/3, 1/2 또는 2/3의 터보 인코딩된 데이터의 디코딩을 수행하도록 구성될 수 있다. 터보 디코더(476)는 예를 들면, LLR 값들에 동작한다. 터보 디코더(476)로부터 디코딩된 출력들은 리드 솔로몬 인코딩된 비트들에 부분적으로 기초하는 기본 계층 비트들을 복원하도록 구성될 수 있는 리드 솔로몬 디코더(478)에 접속된다. 결과적인 기본 계층 비트들은 소스 디코더(미도시)에 전송된다.
상위 계층 프로세서(480)는 기본 계층 프로세서(470)와 유사하게 동작한다. 디스크램블러(482)는 상위 계층 비트 메트릭 모듈(460)로부터 LLR 값들을 수신한다. 출력은 비트 디인터리버(484) 및 터보 인코더(486)에 접속된다. 터보 디코더(486)의 출력은 리드 솔로몬 디코더(488)에 접속된다. 결과적인 상위 계층 비트들은 소스 디코더(미도시)에 전송된다.
LLR에 대한 정확한 표현은 다음과 같다:
Figure 112007058205720-pct00001
상기 식에서, LLRn 은 변조 심볼에 의해 n번째 비트 인코딩된 LLR이고, bn 은 성좌 포인트 G(S)의 n번째 비트를 표시한다. 값 r은 수신된 심볼을 나타내고, c는 채널 추정치를 나타내며, N0 는 잡음 추정치를 나타낸다. 정확한 해답을 계산하는 것은 일반적으로 실제 구현되는데 있어서 너무 복잡하고 처리 강도가 높다. 근사화는 변수들의 최대값으로 결정될 수 있다. QPSK에서 상기 근사화는 사실 정확한 LLR 표현에 해당한다. 에너지 비 k2 을 가지는 2-계층 QPSK에 대하여, 근사화는 하기에 설명된다.
LLR 계산 블럭에서 LLR 값은 채널 추정 블럭으로부터의 채널 추정치에 따라 결정된다. 각각의 계층에 대한 성능은 채널 추정 알고리즘에서 사용되는 임계값에 따라 결정된다. 채널 추정 임계값은 채널 추정치가 사용되는 값을 나타낸다. 즉, 만약 채널 추정치가 임계값을 초과하면, 실제 채널 추정치가 사용된다. 이와 반대로, 만약 채널 추정치가 임계값 미만이면, 채널 추정치에는 예를 들면 0 또는 임의의 다른 충분히 작은 값이 될 수 있는 미리 결정된 값이 할당된다. 만약 채널 추정치가 임계값과 동일하면, 수신기는 실제 채널 추정치 또는 미리 결정된 값을 사용하도록 구성될 수 있다. 결정이 일관적으로 실행되는 경우 어느 선택이든 실행된다.
수신기 내의 채널 추정 모듈은 OFDM 시스템과 같은 다중 채널 시스템에서 각각의 톤에 대한 채널을 추정한다. 따라서, 채널 추정 모듈 또는 각각의 비트 메트릭 모듈은 채널 추정치와 임계치를 비교할 수 있다. 최적 임계값은 에너지 비에 따라 결정될 수 있기 때문에, 비트 메트릭 모듈들에서 채널 추정치를 임계치와 비교하는 것을 수행하는 것이 유리할 수 있다.
임계치는 하기의 2개 채널 모델들에 대하여 최적화될 수 있다; 120km/hr로 반복되는 국제 원격 통신 연합(ITU) 보행자 B(PEDB) 모델 및 20km/hr로 반복되는 개선된 텔레비전 시스템 위원회(ATSC) 모델.
도 5는 에너지 비에서의 변동들을 도시하는 2-계층 QPSK 성좌 다이어그램의 세부도이다. 4, 5.0625, 6.25의 에너지 비들(k2)이 도시된다.
도 2B를 다시 참조하여, 2-계층 QPSK 성좌는 4의 에너지 비(k2)을 가지는 계층들 사이의 관계를 도시한다. 값 k는 기본 계층 포인트와 상위 계층 포인트들 중 하나 사이의 차이의 실수 부분으로 나누어지는 기본 계층 포인트를 다이어그램에서 실수 성분으로 도시할 수 있다.
몇몇 환경들에서, 수신기는 송신기에 의해 사용된 에너지 비(즉, 4.0 또는 6.25)을 인식할 수 없다. 본 발명은 상기 환경에서 2-계층 QPSK 데이터를 효율적으로 디코딩하기 위한 프로세스를 설명한다. 수신기는 에너지 비가 공지되지 않는 경우에도 도 2B에서와 같이 성좌 계층들 사이의 관계뿐만 아니라 1/3, 1/2, 또는 2/3의 터보 코드 레이트를 정의한다. 입력 및 출력의 비트-폭은 요구되는 것과 같이 9-비트의 부호 표시된 정수(9s) 및 6-비트의 부호 표시된 정수(6s)이다. 디코딩 메트릭은 에너지 비 극단 모두에 작용하는 미스매치 에너지 비를 사용함으로써 작은 성능 저하와 함께 수신기 측에서 하드웨어 구현의 복잡도를 최소화한다. 즉, 미스매치 에너지 비는 반복되는 PEBD 채널(120km/hr) 및 반복되는 ATSC 채널(20km/hr)에 대하여 0.1dB의 최악의 성능 감소로 터보 디코더에 대한 비트 LLR을 생성하도록 사용될 수 있다.
도 6은 무선 통신 사용자 단말기(UT)에서 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하기 위한 방법을 설명하는 흐름도이다. 상기 방법은 명확함을 위해 번호가 표시된 단계들의 시퀀스로 도시되지만, 번호 표시가 반드시 상기 단계들의 순서를 지시해야할 필요는 없다. 상기 단계들 중 몇몇은 스킵되거나, 동시에 수행되거나, 시퀀스의 엄격한 순서를 유지해야할 필요없이 수행될 수 있음이 이해되어야 한다. 방법은 단계(600)에서 시작한다.
단계(602)는 일반적으로 약 k12 또는 약 k22인 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신한다. 단계(604)는 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)를 선택한다. 단계(606)는 미스매치된 에너지 비 k2 를 사용하여 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성한다.
도 7은 추가의 세부 사항들을 가지는 도 6의 방법을 도시하는 흐름도이다. 방법은 단계(700)에서 시작한다. 단계(702)는 공지되지 않았지만 k12 또는 k22로 표시되는 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신한다. 단계(704)는 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택한다. 단계(706)는 미스매치된 에너지 비 k2를 사용하여 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 발생한다. 예를 들어, 단계(702)는 약 4 또는 약 6.25의 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신할 수 있다. 그후에, 단계(704)는 약 5.0625와 동일하게 k2를 선택한다. 단계(708)는 단계(706)에서 발생된 비트 LLR 값들을 사용하여 터보 디코딩한다.
일 양상에서, 단계(704)에서 미스매치된 k2 에너지 비를 선택하는 것은 하위 단계들을 포함한다. 단계(704a)는 k12 및 k22 사이의 대략적인 중간 포인트를 결정하고, 단계(704b)는 대략적인 중간 포인트와 동일하게 k2를 세팅한다. 대략적인 중간 포인트는 신속하게 결정될 수 있거나, 공장에서 또는 UT 디바이스의 초기 단계에서 로딩되고 세팅된 미리 결정된 값일 수 있다. 용어 "대략적인"은 송신 및 수신 프로세스들에서 에러들뿐만 아니라 계산들을 위해 제한된 비트 공간들을 사용함으로써 부과된 제한들을 설명하기 위해 사용된다. 또다른 양상에서, 단계(706)는 0.1dB 미만의 최악의 감소로 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성한다.
전술된 것과 같이, 단계(702)는 심볼 당 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 성분들을 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하며, 단계(706)는 미스매치된 k2 에너지 비를 사용하여 4개 비트들(b3, b2, b1, b0)에 대한 LLR 값들을 생성한다.
더 명확하게, b0 및 b2에 대한 LLR 값들이 복소 수신 신호(r)의 실수 부분에 따라 결정되기 때문에, LLR 값들은 하기와 같이, b0 및 b2 비트 각각에 대하여 결정될 수 있고,
Figure 112007058205720-pct00002
상기 J는 b0에 대하여 v이고, b2에 대하여 w이며,
Figure 112007058205720-pct00003
상기 r은 복소 수신 신호이고,
상기 C는 복소 채널 추정치이며, 및
상기 C*는 상기 C의 복소 켤레수이다.
유사하게, b1 및 b3 비트 각각에 대한 LLR 값들은 하기와 같이 결정되고,
Figure 112007058205720-pct00004
상기 J는 b1에 대하여 v이고, b3에 대하여 w이며,
상기 sgn(J)는 상기 J의 부호 비트이다.
도 8은 v의 예시적인 계산을 도시하는 도면이다. 상기 계산은 소프트웨어, 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합에서 수행될 수 있다. 도시된 것과 같이, v는 하기의 연산들에 응답하여 결정된다:
CI, CQ, rI, rQ를 9-비트의 부호 표시된 정수들로 나타내고,
Figure 112007058205720-pct00005
를 6-비트의 비부호 정수로 나타내고;
Figure 112007058205720-pct00006
은 17-비트의 부호 표시된 정수로 포화되며(saturated);
Figure 112007058205720-pct00007
상기 결과는 15-비트의 부호 표시된 정수를 생성하도록 반올림된다(rounded).
도 9는 w의 예시적인 계산을 도시하는 도면이다. 도시된 것과 같이, w는 하기의 연산들에 응답하여 결정된다:
CI, CQ, rI, 및 rQ를 9-비트 부호표시된 정수로 나타내고,
Figure 112009032285069-pct00036
를 6비트 비부호 정수로 나타내고,
Figure 112009032285069-pct00037
, 17-비트의 부호 표시된 정수로 포화되고(saturated),
Figure 112009032285069-pct00038
이며, 여기서 상기 결과는 15비트 부호 표시된 정수를 생성하도록 반올림된다.
도 10은
Figure 112009032285069-pct00042
또는 Y의 예시적인 계산을 나타내는 상세도면이다. 도시된 바와 같이,
Figure 112009032285069-pct00043
는 다음 연산에 응답하여 결정된다:
CI, CQ를 9-비트의 부호 표시된 정수들(27의 스케일링 인자)로 나타내고, k를 3-비트의 비부호 정수로 나타내고;
Figure 112009032285069-pct00008
17-비트의 비부호정수(214 의 스케일링 인자); 및
Figure 112009032285069-pct00009
이며, 상기 결과는 15-비트의 비부호 정수 Y(211의 스케일링 인자)를 생성하도록 반올림된다(rounded).
도 11은 b2 및 b0의 예시적인 연산의 도면이다. 도시된 것과 같이, b2 및 b0(b2,0)는 하기의 연산들에 응답하여 결정된다:
Y의 최하위 비트(LSB)를 절단(truncating)하고 14-비트 비부호 정수 YY를 생성하고;
J의 절대값을 취득하여(상기 J는 b0에 대하여 v이고, b2에 대하여 w임) 14-비트 비부호 정수 U를 생성하며;
U-YY=R, 15-비트 부호 표시된 정수;
R을 7비트 만큼 좌측 쉬프트 하고(R에 27을 곱함);
그 결과를 반올림하여 12-비트 부호 표시된 정수 DD를 생성하며;
DD를 포화시켜 6-비트 부호 표시된 정수 b2 , 0를 생성한다.
도 12은 b3 및 b1의 예시적인 연산의 도면이다. 도시된 것과 같이, b3 및 b1(b3,1)는 하기의 연산들에 응답하여 결정될 수 있다:
J의 절대값을 취득하여(상기 J는 b1에 대하여 v이고, b3에 대하여 w임) 14-비트 비부호 정수 U를 생성하며;
Uㆍ(k-1)=X, 16-비트 비부호 정수;
Uㆍk=X, 17-비트 비부호 정수;
X-Y, 18-비트 부호 표시된 정수 S를 생성하고;
(2ㆍU)-Y, 16-비트 부호 표시된 정수 T를 생성하며;
X와 S를 곱하고, T의 부호 비트를 선택 신호로 사용하며, 18-비트 비부호 정수 Z를 생성하고;
Z을 5비트 만큼 좌측 쉬프트 하고(25을 곱함);
그 결과를 반올림하여 12-비트 부호 표시된 정수 AA를 생성하며;
AA를 포화시켜 6-비트 부호 표시된 정수 BB를 생성하고;
BB에 J의 최상위 비트(부호)를 곱하여 6-비트 부호 표시된 정수 b3 , 1를 생성한다.
고정된 포인트 구현으로부터의 시뮬레이션 결과들은 에너지 비 미스매치로 인해 최악의 성능 감소가 반복되는 PEBD 채널(120km/hr) 및 반복되는 ATSC 채널(20km/hr)에 대하여 0.1dB임을 도시한다.
테이블 1
5.0625에서 Rx 에너지 비의 미스 매치로 인한 감소
Figure 112007058205720-pct00010
연구되고 있는 계층화된 변조에서, 기본 계층 및 상위 계층은 서로 상이하게 에러가 방지된다. 기본 계층은 일반적으로 상위 계층보다 양호하게 방지된다. 테이블 1에서의 음의 값은 미스매치된 k2를 사용하는 성능이 매치된 에너지 비를 사용하여 획득될 수 있는 성능보다 훨씬 우수함을 의미한다.
도 13은 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하기 위한 무선 통신 UT의 개략적인 블럭 다이어그램이다. UT(1300)는 k12 또는 k22의 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하기 위한 라인(1304)을 통한 무선 인터페이스 입력 및 복소 수신 신호 성분들(r) 및 복소 채널 추정치들C)을 각각 제공하기 위한 라인(1306, 1308)을 통한 출력들을 가지는 수신기 프론트 엔드(1302)를 포함한다. 로그 우도비(LLR) 모듈(1310)은 복소 수신 신호 성분들 및 복소 채널 추정치들을 수신하기 위해 라인들(1306, 1308)을 통한 입력들을 갖는다. 도 13은 도 4에 도시된 시스템의 간략화된 버전이다. 도 4의 엘리먼트들(410, 420, 430, 440)은 도 13의 수신기 프론트 엔드(1302)에 의해 수행된 기능들 중 다수를 수행하기 위한 것으로 이해될 수 있다. 몇몇 양상들에서, UT(1300)는 도 1의 UT(110)와 동일하게 수행할 수 있다.
LLR 모듈(1310)은 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택하며, k2 에너지 비를 사용하여 라인(1312)을 통한 출력에서 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 제공한다. 출력(1312)은 터보 디코더(1314)에 접속된다. 일반적으로, LLR 모듈(1310)은 상기 k12과 k22 간의 대략적인 중간 포인트로서 k2를 선택한다. 예를 들어, 만약 수신기(1302)가 약 4 또는 약 6.25의 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하면, LLR 모듈(1410)은 k2가 약 5.0625가 되도록 선택한다.
도 7-11의 설명에서 전술된 것과 같이, 수신기(1402)는 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 성분들을 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하며, LLR 모듈(1410)은 4개의 LLR 비트 값들(b3, b2, b1, b0)을 생성한다.
LLR 모듈(1310)은 b0 및 b2 비트 각각에 대한 LLR 값들을 결정하며, 상기 LLR 값들은 하기와 같고,
Figure 112007058205720-pct00011
상기 J는 b0에 대하여 v이고, b2에 대하여 w이며,
Figure 112007058205720-pct00012
상기 r은 복소 수신 신호이고,
상기 C는 복소 채널 추정치이며, 및
상기 C*는 상기 C의 복소 켤레수이다.
LLR 모듈(1310)은 b1 및 b3 비트 각각에 대한 LLR 값들을 결정하며, 상기 LLR 값들은 하기와 같고,
Figure 112007058205720-pct00013
상기 J는 b1에 대하여 v이고, b3에 대하여 w이며,
상기 sgn(J)는 상기 J의 부호 비트이다.
LLR 기능들에 대한 추가 사항들은 전술된 도 7-11의 설명에서 발견될 수 있지만, 간결함을 위해 반복되지 않는다.
도 14는 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하기 위한 프로세서의 개략적인 블럭 다이어그램이다. 프로세서(1400)는 QPSK 심볼에 대한 복소 수신 신호들 및 복소 채널 추정치들을 수신하기 위한 라인(1402)을 통한 입력들을 포함한다.
로그 우도비(LLR) 섹션(1406)은 복소 수신 신호들(r) 및 복소 채널 추정치들(C)을 수신하기 위한 라인들(1402, 1404)을 통한 입력들을 갖는다. 로그 우도비(LLR) 섹션(1406)은 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택하고, 상기 k2 에너지 비를 사용하여 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성한다. 라인(1408)을 통한 출력들은 터보 디코더(미도시)에 접속된다. 일반적으로, 로그 우도비(LLR) 섹션(1406)은 k2를 k12과 k22 간의 대략적인 중간 포인트로서 선택한다. 예를 들어, 만약 프로세서 입력들(1402/1404)이 약 4 및 약 6.25의 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호들에 대한 복소 수신 신호 및 복소 채널 추정치들을 수신하면, 상기 LLR 섹션(1406)은 상기 k2가 약 5.0625가 되도록 선택한다.
마이크로프로세서(μP;1410) 및 메모리(1412)가 도시된다. 전술된 프로세스들 중 몇몇 또는 전체는 메모리(1412)에 저장된 마이크로프로세서로 실행가능한 명령들의 도움으로 수행될 수 있다. 상기 경우에, 본 발명은 선택적으로 마이크로프로세서(1410)와 같은 디지털 처리 장치가 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성하기 위한 동작들을 수행하기 위해 실행할 수 있는 메모리(141) 내에 저장된 기계-판독가능 명령들의 프로그램을 실체적으로(tangibly) 구현하는 신호 베어링 매체로서 설명될 수 있다. 상기 동작들은 k12 또는 k22의 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계; 상기 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택하는 단계; 및 상기 미스매치된 k2 에너지 비를 사용하여 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 단계를 포함한다.
상기 미스매치된 k2 에너지 비를 선택하는 단계는 상기 k12과 k22 간의 대략적인 중간 포인트를 결정하는 단계; 및 상기 k2를 상기 대략적인 중간 포인트와 동일하게 세팅하는 단계를 포함한다. 예를 들어, 에너지 비가 약 4 또는 약 6.25이면, 상기 k2가 약 5.0625와 동일하도록 선택된다. LLR 기능들의 추가 사항들은 전술된 도 7-11의 설명에서 발견될 수 있지만 간결함을 위해 본 명세서에서 반복되지 않는다.
도 15는 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성하기 위한 무선 통신 사용자 단말기(UT)의 또다른 변형을 도시하는 개략적인 블럭 다이어그램이다. UT(1500)는 k12 또는 k22의 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하기 위한 수단(1502)을 포함한다. UT는 복소 수신 신호 성분들(r) 및 복소 채널 추정치들(C)을 제공하기 위한 수단(1504)을 포함한다. UT는 또한 상기 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택하기 위한 수단(1506) 및 상기 k2 에너지 비를 사용하여 출력에서 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 제공하기 위한 수단(1508)을 포함한다. 일반적으로, 수단(1506)은 상기 k2를 상기 k12과 k22 사이에서 대략적인 중간 포인트로서 선택한다. 예를 들어, 만약 수단(1502)이 약 4 또는 약 6.25로 공지된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하면, 수단(1506)은 상기 k2가 약 5.0625가 되도록 선택한다.
본 명세서에 개시된 UT 및 프로세서와 함께 설명되는 다양한 예시적인 논리 블럭들, 모듈들, 및 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 처리기(DSP), 감소된 명령 세트 컴퓨터(RISC) 프로세서, 응용 집적 회로(ASIC), 현장 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA), 또는 다른 프로그램가능한 로직 디바이스, 이산 게이트 또는 트 랜지스터 로직, 이산 하드웨어 요소들, 또는 본 명세서에 개시된 기능을 수행하도록 설계된 그들의 임의의 조합을 사용하여 실행되거나 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서가 될 수 있지만, 선택적으로 프로세서는 임의의 종래의 프로세서, 제어기, 마이크로제어기, 또는 상태 기계가 될 수 있다. 프로세서는 또한 예를 들어, DSP 및 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 결합된 하나 또는 그이상의 마이크로프로세서, 또는 임의의 다른 구성과 같은 컴퓨팅 장치들의 조합으로서 실행될 수 있다.
본 명세서에 개시된 실시예와 관련하여 설명되는 방법, 프로세스 또는 알고리즘의 단계는 하드웨어에서, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈에서, 또는 그들의 조합에서 즉시 구현될 수 있다. 방법 또는 프로세스에서의 다양한 단계들 또는 동작들은 도시된 순서로 수행될 수 있거나 또다른 순서로 수행될 수 있다. 부가적으로, 하나 또는 그 이상의 프로세스 또는 방법 단계들은 생략될 수 있거나, 하나 또는 그 이상의 프로세스 또는 방법 단계들은 상기 방법들 및 프로세스들에 부가될 수 있다. 추가의 단계, 블럭, 또는 동작은 상기 방법들 및 프로세스들의 현재 엘리먼트들의 시작부, 종단부 또는 사이에 부가될 수 있다.
공지되지 않은 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 디코딩하기 위한 시스템 및 방법이 제공되었다. 특정 에너지 비들 및 예시적인 계산 방식들의 예들은 본 발명을 설명하기 위해 제공된다. 그러나, 본 발명은 상기 예들에만 제한되는 것은 아니다. 유사하게, 2-계층 QPSK 신호가 설명되지만, 본 발명의 시스템 및 방법은 다중-계층 QPSK에 동일하게 적용가능하다.
개시된 실시예의 전술된 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 이용하기에 용이하도록 하기 위하여 제공되었다. 이들 실시예에 대한 여러 가지 변형은 당업자에게 자명하며, 여기서 한정된 포괄적인 원리는 본 발명의 사상 또는 범위로부터 벗어남이 없이 다른 실시예에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 설명된 실시예에 한정되는 것이 아니며, 여기에 개시된 원리 및 신규한 특징에 부합하는 가장 넓은 범위에 따른다. 본 발명의 다른 변형들 및 실시예들이 당업자들에게 고려될 것이다.

Claims (22)

  1. 무선 통신 사용자 단말기(UT)에서, 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성하는 방법으로서,
    에너지 비들 k12 및 k22을 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비(ratio)를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계;
    상기 k12 및 k22 간의 미스매치된(mismatched) 에너지 비 k2를 선택하는 단계; 및
    상기 미스매치된 에너지 비 k2를 사용하여 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 미스매치된 에너지 비 k2 를 선택하는 단계는,
    상기 k12과 k22 간의 중간 포인트를 결정하는 단계; 및
    상기 k2를 상기 중간 포인트와 동일하게 세팅하는 단계를 포함하는, 방법.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계는 4 및 6.25를 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계를 포함하며,
    상기 미스매치된 에너지 비 k2를 선택하는 단계는 상기 k2가 5.0625가 되도록 선택하는 단계를 포함하는, 방법.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 단계는 0.1dB 미만의 최악의 감소로 디코딩하는 단계를 포함하는, 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계는 심볼 당 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 성분들을 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 단계를 포함하며,
    상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 단계는 4개 비트들(b3, b2, b1, b0)에 대한 LLR 값들을 결정하는 단계를 포함하는, 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 비트 LLR 값들을 결정하는 단계는 상기 b0 및 b2 비트 각각에 대한 LLR 값들을 결정하는 단계를 포함하며, 상기 LLR 값들은 하기와 같고,
    Figure 112009032285069-pct00014
    상기 J는 b0에 대하여 v이고, b2에 대하여 w이며,
    Figure 112009032285069-pct00015
    상기 r은 복소 수신 신호이고,
    상기 C는 복소 채널 추정치이며, 및
    상기 C*는 상기 C의 복소 켤레수인, 방법.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 비트 LLR 값들을 결정하는 단계는 상기 b1 및 b3 비트 각각에 대한 LLR 값들을 결정하는 단계를 포함하며, 상기 LLR 값들은 하기와 같고,
    Figure 112009032285069-pct00016
    상기 J는 b1에 대하여 v이고, b3에 대하여 w이며,
    상기 sgn(J)는 상기 J의 부호(sign) 비트인, 방법.
  8. 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성하기 위한 무선 통신 사용자 단말기(UT)로서,
    에너지 비들 k12 및 k22을 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수용하기 위한 무선 인터페이스 입력 및 복소 수신 신호 성분들 및 복소 채널 추정치들을 제공하기 위한 출력들을 가지는 수신기; 및
    상기 복소 수신 신호 성분들 및 상기 복소 채널 추정치들을 수신하기 위한 입력들을 가지는 LLR 모듈을 포함하며,
    상기 LLR 모듈은 상기 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비 (k2)를 선택하고, 상기 에너지 비 k2를 사용하여 출력에서 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 제공하는, 무선 통신 사용자 단말기.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 LLR 모듈은 상기 k12과 k22 간의 중간 포인트를 선택하는, 무선 통신 사용자 단말기.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 수신기는 4 및 6.25를 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하며,
    상기 LLR 모듈은 상기 k2가 5.0625가 되도록 선택하는, 무선 통신 사용자 단말기.
  11. 제 8항에 있어서,
    상기 수신기는 동위상(I) 및 직교 위상(Q) 성분들을 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수용하며,
    상기 LLR 모듈은 4개 비트들(b3, b2, b1, b0)에 대한 LLR 값들을 결정하는, 무선 통신 사용자 단말기.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 LLR 모듈은 상기 b0 및 b2 비트 각각에 대한 LLR 값들을 결정하며, 상기 LLR 값들은 하기와 같고,
    Figure 112009032285069-pct00017
    상기 J는 b0에 대하여 v이고, b2에 대하여 w이며,
    Figure 112009032285069-pct00018
    상기 r은 복소 수신 신호이고,
    상기 C는 복소 채널 추정치이며, 및
    상기 C*는 상기 C의 복소 켤레수인, 무선 통신 사용자 단말기.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 LLR 모듈은 상기 b1 및 b3 비트 각각에 대한 LLR 값들을 결정하며, 상기 LLR 값들은 하기와 같고,
    Figure 112009032285069-pct00019
    상기 J는 b1에 대하여 v이고, b3에 대하여 w이며,
    상기 sgn(J)는 상기 J의 부호 비트인, 무선 통신 사용자 단말기.
  14. 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성하기 위한 프로세서로서,
    QPSK 심볼들에 대한 복소 수신 신호들 및 복소 채널 추정치들을 수신하기 위한 입력 포트들;
    상기 복소 수신 신호들 및 복소 채널 추정치들을 수신하기 위한 입력 포트들을 가지며, 에너지 비들 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비 (k2)을 선택하고, 상기 에너지 비 k2를 사용하여 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 로그 우도비(LLR) 섹션; 및
    터보 디코더에 접속되어 상기 비트 LLR 값들을 제공하는 출력들을 포함하는, 프로세서.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 LLR 섹션은 상기 k2를 상기 k12과 k22 간의 중간 포인트로서 선택하는, 프로세서.
  16. 제 14항에 있어서,
    상기 프로세서 입력 포트들은 4 및 6.25를 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호들에 대한 복소 수신 신호 및 복소 채널 추정치들을 수신하며,
    상기 LLR 섹션은 상기 k2가 5.0625가 되도록 선택하는, 프로세서.
  17. 디지털 처리 장치가 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성하기 위한 동작들을 수행하기 위해 실행될 수 있는 기계로 읽을 수 있는 명령들의 프로그램을 실체적으로(tangibly) 구현하는 신호 베어링 매체로서, 상기 동작들은,
    에너지 비들 k12 및 k22을 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 동작;
    상기 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)을 선택하는 동작; 및
    상기 미스매치된 에너지 비 k2 를 사용하여 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 생성하는 동작을 포함하는, 신호 베어링 매체.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 미스매치된 에너지 비 k2 를 선택하는 동작은,
    상기 k12과 k22 간의 중간 포인트를 결정하는 동작; 및
    상기 k2를 상기 중간 포인트와 동일하게 세팅하는 동작을 포함하는, 신호 베어링 매체.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 동작은 4 및 6.25를 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하는 동작을 포함하며,
    상기 미스매치된 에너지 비 k2를 선택하는 동작은 상기 k2가 5.0625가 되도록 선택하는 동작을 포함하는, 신호 베어링 매체.
  20. 2-계층 직교 위상 편이 변조(QPSK) 터보 디코딩을 위한 비트 로그 우도비(LLR) 값들을 생성하기 위한 무선 통신 사용자 단말기(UT)로서,
    에너지 비들 k12 및 k22을 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하기 위한 수단;
    복소 수신 신호 성분들 및 복소 채널 추정치들을 제공하기 위한 수단;
    상기 k12 및 k22 간의 미스매치된 에너지 비(k2)를 선택하기 위한 수단; 및
    상기 에너지 비 k2를 사용하여 출력에서 상기 2-계층 QPSK 터보 디코딩을 위한 비트 LLR 값들을 제공하기 위한 수단을 포함하는, 무선 통신 사용자 단말기(UT).
  21. 제 20항에 있어서,
    상기 미스매치된 에너지 비 k2를 선택하기 위한 수단은 상기 k2를 상기 k12과 k22 간의 중간 포인트로서 선택하는, 무선 통신 사용자 단말기(UT).
  22. 제 20항에 있어서,
    상기 2-계층 QPSK 신호를 수신하기 위한 수단은 4 및 6.25를 포함하는 그룹으로부터 선택된 에너지 비를 가지는 2-계층 QPSK 신호를 수신하며,
    상기 미스매치된 에너지 비 k2를 선택하기 위한 수단은 상기 k2가 5.0625가 되도록 선택하는, 무선 통신 사용자 단말기(UT).
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