KR20070090679A - 광 디스크 재생 장치 - Google Patents

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KR20070090679A
KR20070090679A KR1020060020667A KR20060020667A KR20070090679A KR 20070090679 A KR20070090679 A KR 20070090679A KR 1020060020667 A KR1020060020667 A KR 1020060020667A KR 20060020667 A KR20060020667 A KR 20060020667A KR 20070090679 A KR20070090679 A KR 20070090679A
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이정현
류은진
조잉섭
공준진
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삼성전자주식회사
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Abstract

본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치는, 광 디스크로부터 얻은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 컨버터; 상기 디지털 신호의 오프셋(Offset)을 검출하여 보정하는 비대칭 보상 모듈(Asymmetry Compensator); 상기 디지털 신호의 클럭을 추정하여 주파수 에러를 보정하는 위상 동기 모듈(PLL: Phase Locked Loop); 상기 디지털 신호를 이진 데이터로 변환하는 이치화 모듈; 상기 디지털 신호의 특정 주파수를 등화시키는 등화기(Equalizer); 및 상기 등화기의 입력 신호에 기초하여 상기 이치화 모듈의 기준 레벨을 검출하는 채널 식별기(Channel Identifier)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
PRML, DVD, 주파수 검출, HD-DVD, DSV, PLL, SbER, 5TAP, Optical Storage, Read Channel, Data Detector, High Density, Inter-Symbol Interference

Description

광 디스크 재생 장치{OPTICAL DISC REPRODUCING APPARATUS}
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 광 디스크 재생 장치의 구성을 도시한 도면.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 비대칭 보상 모듈의 비대칭 신호 보정 루프를 도시한 블록도.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 비대칭 계수기의 구성을 도시한 블록도.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 영점 교차 검출기의 동작 원리를 도시한 그래프.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 소수점 비대칭 신호 검출기의 동작 원리를 도시한 그래프.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 소수점 비대칭 신호 검출기의 상세한 동작 원리를 도시한 도면.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 비대칭 계수기의 구성을 도시한 블록도.
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 2배 해상도 입력 신호의 비대칭 신호 검출 방법을 도시한 그래프.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 2배 해 상도 입력 신호에서의 구현예를 도시한 도면.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 4배 해상도 입력 신호의 비대칭 신호 검출 방법을 도시한 그래프.
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 4배 해상도 입력 신호에서의 구현예를 도시한 도면.
도 12는 본 발명의 일실시예에 따른 등화기의 구성을 도시한 블록도.
도 13은 본 발명의 일실시예에 따라 런렝스 2T 3T, 및 4T의 각 경우에 따른 판독 샘플값 계열 R의 판독 샘플 및 보간 판독 샘플치 계열 RR의 보간 판독 샘플을 도시한 그래프.
도 14는 본 발명의 일실시예에 따른 적응화 레벨 검출기가 포함하는 채널 식별기의 구성을 도시한 블록도.
도 15는 (1,7)코드의 5탭 비터비 디코더의 트렐리스 다이어그램을 도시한 도면.
도 16은 도 15에 도시된 비터비 디코더에 따른 레벨 추정 결과를 나타내는 도면.
도 17은 본 발명의 일실시예에 따른 신호 품질 측정 모듈의 SbER 제어부 구성을 도시한 블록도.
도 18은 본 발명의 일실시예에 따른 레퍼런스 테이블을 도시한 도면.
도 19는 본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부의 구성을 도시한 블록도.
도 20은 본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부의 지터 검출기 구성을 도시 한 블록도.
도 21은 본 발명의 일실시예에 따른 지터값 계산 방법을 설명하기 위한 도면.
도 22는 본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부의 주기 검사기 구성을 도시한 블록도.
도 23은 본 발명의 일실시예에 따른 주기 검사기 카운터의 타이밍 도를 도시한 도면.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
110 : A/D 컨버터 120 : 비대칭 보상 모듈
130 : 위상 동기 모듈 140 : 이치화 모듈
150 : 등화기 160 : 채널 식별기
170 : 신호 품질 측정 모듈
본 발명의 광 디스크 재생 장치에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 RLL(2,1), RLL(1,7), 및 RLL(1,10) 등의 다양한 RLL 코드를 모두 지원하고, 신호 간섭 증가 및 최소 T 감소에 따른 채널 상황의 악화에 대응하여 PR(abcde) 채널 및 신호의 미세한 비대칭성을 보정하며, 제한형 등화기(Limit Equalizer) 및 적응형 등화기(Adaptive Equalizer)를 사용하여 데이터의 정확한 검출과 지터 측정 및 신 호 동기화를 지원하고, 5Tap의 16 레벨 비터비를 지원하며, 기록 재생 채널의 특성에 따라 등화기와 비터비의 신호 모델을 정확히 추정하여 상기 등화기와 비터비의 목표 채널 특성을 조정할 수 있는 광 디스크 재생 장치에 관한 것이다.
멀티미디어 정보 시대의 개막으로 대용량 디지털 데이터의 저장과 전송에 대한 요구가 증대되었다. 이에 따라, 최근 DVD 등과 같은 광디스크에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 현재 DVD 시장은 DVD-ROM을 채용하려는 컴퓨터 업계와, DVD-Video를 추진하는 가전 업계를 중심으로 성장되어 왔다. 이 외에도 한번 기록이 가능한 DVD-R, 반복 기록이 가능한 DVD-RW(rewritable), DVD-RAM(random access memory)이 시장에 출시되면서 그 응용 분야가 넓어지고 있다.
한편, 이러한 종류의 광디스크에 기록된 데이터를 재생하는 경우, 재생되는 아날로그 RF 신호의 파형이 비대칭이 되는 경우가 발생한다. 이러한 비대칭 현상이 발생하면, 지터(Jitter), 비선형 비트 이동, DC 이동, 또는 재생되는 데이터의 심볼 간 간섭(Inter-Symbol Interference; ISI) 등의 현상이 발생한다. 이러한 현상이 발생하면, 주파수 에러와 위상 에러의 검출 및 보정 작업이 어려워지므로, 재생신호가 왜곡되는 문제점이 발생한다. 종래의 광 디스크 재생 장치는 이러한 비대칭 에러를 보정하기 위하여 DSV(Digital Sum Value) 알고리즘을 사용하였다.
그러나, 종래의 DSV 알고리즘은 RLL(1,10)나 RLL(2,10) 등의 다양한 환경을 모두 동시에 지원하면서 항상 정확환 비대칭 에러 보정을 수행하지는 못한다. 즉, 광 디스크 상의 섹터 중 VFO(Variable Frequency Oscillator) 구간에서 재생되는 4T 샘플링 신호의 경우, 종래의 DSV 알고리즘으로는 정확한 비대칭 에러를 검출하 기가 사실상 어렵다는 문제점이 있다.
또한, 종래의 광 디스크 재생 장치는 RLL(1,10)과 RLL(2,10)에 대한 통합 솔루션을 지원하지 못한다. 따라서, 기존의 RLL(2,10) 검출기에 RLL(1,10) 검출기를 추가한 독립적인 2개의 검출기를 통해 상기 각 코드에 대한 통합 솔루션을 지원하고 있다. 그러나 이러한 경우, 상기 각 검출기를 각각 구성함에 따라 회로 면적과 전력 소모 면에서 비효율적이라는 문제점이 있다.
또한, 종래의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 높은 주파수의 신호를 증폭할 경우 신호 간섭 현상이 함께 발생하여, 신호의 판별이 어려워지므로 정확한 신호 품질 측정과 주파수 추정을 용이하게 수행할 수 없다는 문제점이 있다.
또한, 종래의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 신호의 특성이 저하되는 경우, 등화기와 비터비의 정확한 신호 모델을 설정하기가 어려워지므로, 신호 검출 동작을 정확하게 수행할 수 없다는 문제점 있다.
또한, 종래의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 기록 재생 채널에서 기존의 DSV(Digital Sum Value) 알고리즘으로는 미세한 비대칭(DC Offset) 정보를 검출하여 보정하는 것이 불가능하므로, 주파수 및 위상 오차에 대한 검출과 보정이 불가능하다. 따라서, PLL(Phase Locked Loop) 동작이 불안정하게 수행될 수 있다는 문제점이 있다.
또한, 종래의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 신호의 특성이 저하되는 경우, 주파수 추정 동작이 아예 수행될 수 없다는 문제점이 있다.
또한, 종래의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 고속의 비터비 검출기에서 다 양한 종류의 여러 가지 신호 패턴에 모두 대응할 수 없다는 문제점이 있다.
상기와 같은 종래 기술에 따른 문제점을 모두 극복하여 다양한 종류의 디스크 환경을 모두 지원하고, 빈번한 ISI와 높은 노이즈 환경에 대응하여 보다 정확하고 효율적으로 디스크를 재생할 수 있는 광 디스크 재생 장치의 개발이 요구되고 있다.
본 발명은 상기와 같은 종래 기술을 개선하기 위해 안출된 것으로서, RLL(2,1), RLL(1,7), 및 RLL(1,10) 등의 다양한 RLL 코드를 모두 지원하는 광 디스크 재생 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 신호의 잡음, 신호 간섭 등의 발생이나 증가에 상관 없이 고주파 신호 성분을 증폭하여 보다 정확한 데이터를 검출하고 신호의 품질을 측정하며 주파수를 추정할 수 있는 광 디스크 재생 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 기록 재생 채널의 각 특성에 따라 등화기(Equalizer) 및 비터비(Viterbi)의 신호 모델을 정확하게 추정하여 등화기와 비터비의 목표 채널 특성을 조정할 수 있는 광 디스크 재생 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 기록 재생 채널에서 신호의 미세한 비대칭성을 정확하게 보정할 수 있는 광 디스크 재생 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 대칭적(Symmetric) 특성을 갖는 동기 패턴(Synchronization Pattern)의 정확한 주파수 추정을 수행할 수 있는 광 디스크 재생 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명은 최소 T가 2 및 3인 경우 등의 여러 가지 신호 패턴을 모두 지원하고 고배속 신호에 대응하여 항상 정확하게 신호를 검출할 수 있는 광 디스크 재생 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기의 목적을 이루고 종래기술의 문제점을 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치는, 광 디스크로부터 얻은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 컨버터; 상기 디지털 신호의 오프셋(Offset)을 검출하여 보정하는 비대칭 보상 모듈(Asymmetry Compensator); 상기 디지털 신호의 클럭을 추정하여 주파수 에러를 보정하는 위상 동기 모듈(PLL: Phase Locked Loop); 상기 디지털 신호를 이진 데이터로 변환하는 이치화 모듈; 상기 디지털 신호의 특정 주파수를 등화시키는 등화기(Equalizer); 및 상기 등화기의 입력 신호에 기초하여 상기 이치화 모듈의 기준 레벨을 검출하는 채널 식별기(Channel Identifier)를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 광 디스크 재생 장치의 구성을 도시한 도면이다.
본 발명의 일실시예에 따른 광 디스크 재생 장치는, A/D 컨버터(110), 비대칭 보상 모듈(120), 위상 동기 모듈(130), 이치화 모듈(140), 등화기(150), 채널 식별기(160), 및 신호 품질 측정 모듈(170)을 포함한다. 이치화 모듈(140)은 비터 비 디코더(141), 슬라이서(Slicer)(142), 및 최소 T 보상기(143)를 포함하고, 신호 품질 측정 모듈(170)은 지터 제어부(171) 및 SbER 제어부(172)를 각각 포함한다.
A/D 컨버터(110)는 소정의 광 디스크로부터 추출되는 아날로그 RF(Radio Frequency) 신호를 소정의 샘플링 주기로 샘플링하여 디지털 신호로 변환한 후 출력한다.
비대칭 보상 모듈(120)는 상기 디지털 신호의 오프셋(Offset)을 검출하여 보정한다. 비대칭 보상 모듈(120)의 구성 및 동작에 대해서는 도 2 내지 도 11을 참조하여 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 비대칭 보상 모듈의 비대칭 신호 보정 루프를 도시한 블록도이다.
본 발명의 일실시예에 따른 비대칭 보상 모듈은 비대칭 계수기(200), 비교기(210), 오류 판정기(220), 적분기(240), 보정기(260) 및 데이터 검출기(280)를 포함한다. A/D 컨버터(110)를 통해 변환된 디지털 신호는 비대칭 계수기(200)를 통해 신호의 비대칭에 따른 계수량이 결정된다. 상기 결정된 계수량은 누적되어 최종 출력 누적계수 값이 생성된다.
비교기(210)는 상기 누적계수 값을 미리 저장된 일정 임계값(보정속도와 추종시의 정상상태값을 고려한 최적값)과 비교한다. 상기 비교 결과, 상기 누적 계수 값이 상기 임계값을 넘는 경우, 오류 판정기(220)는 상기 누적계수 값의 부호를 반대 부호로 전환하여 보정을 위한 값으로 전환할 수 있다.
이후, 적분기(240)는 오류 판정기(220)를 통해 오류가 보정된 값을 누적한 다. 보정기(260)는 상기 최적화된 보정값과 디지털 신호 입력의 합으로 입력 신호를 신호 레벨의 정상 신호로 변환시킨다. 데이터 검출기(280)는 상기 정상 신호를 검출하여 출력한다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 비대칭 계수기의 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 일실시예에 따른 비대칭 계수기(200)는 소수점 비대칭 신호 검출기(300), 영점교차 검출기(310), 계수량 결정기(320) 및 계수기(330)를 포함한다.
영점교차 검출기(310)는 영점 교차 지점 근처의 신호 중 두개의 샘플을 이용하여 영점 교차 시점을 검출한다. 　소수점 비대칭 신호 검출기(300)는 상기 영점 교차 시점에서 소수점 아래의 비대칭을 계산한다.　 계수량 결정기(320)는 소정의 조건에 따라 계수량을 결정하며, 계수기(330)는 상기 결정된 계수량을 누적한다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 영점 교차 검출기의 동작 원리를 도시한 그래프이다.
도 4에 도시된 그래프는 비대칭 신호를 의미한다. 영점 교차점(445)의 검출을 위하여, 샘플 A(440)와 샘플 B(450)가 선택되는 예를 들 수 있다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 소수점 비대칭 신호 검출기의 동작 원리를 도시한 그래프이다.
소수점을 고려한 비대칭 계수기(200)를 구현하기 위해서는 도 5에 도시된 바와 같이, 샘플 A(540) 및 샘플 B(550) 사이의 신호의 값은 선형(Linear)적으로 설정될 수 있다는 가정이 필요하다. 이 가정에 따라 b'의 값을 비례 관계를 이용한 아래의 수학식에 의해서 결정할 수 있다.
a : a` = b : b`
a` + b` = 시스템 클럭
b` = b * 시스템 클럭 / (a+b)
상기 수학식 1에서 b'는 소수점 아래 비대칭 계수량이라 할 수 있는데, 이는 지터값(Jitter)이라고 할 수 있다. 　상기 지터값은　a'와 b' 중 작은 값으로 선택될 수 있다. 　또는 상기 수학식 1에서, a는 영점 교차점 전후의 샘플 신호의 크기 중 큰 값으로, b는 영점 교차점 전후의 샘플 신호의 크기 중 작은 값으로 정의함에 의해 지터값을 정의할 수도 있다.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 소수점 비대칭 신호 검출기의 상세한 동작 원리를 도시한 도면이다.
본 명세서에서는 설명의 편의상 소수점 이하의 비대칭량을 오프셋(Offset)으로 기재하기로 한다. 소수점을 고려한 비대칭 계수기(200)를 구현하기 위하여 아래의 세가지의 조건에 따라 비대칭 계수기(200)의 계수량을 결정할 수 있다. 아래의 상태식은 비대칭 신호의 상태 조건을 나타내는 세 가지 지표(Indicator)를 나타낸다.
케이스 = (ze_en, min_sel, asym_out_d6[5])
상기 상태식에서 zc_en은 영점 교차점을 알려 주는 값으로서, 영점 교차점이 존재하는 경우에는 1로 설정되고, 영점 교차점이 존재하지 않는 경우에는 0으로 설 정될 수 있다.
min_sel은　지터값이 a' 및 b' 중 어느 값인지를 의미하는 값으로서, 지터값이 b'인 경우에는 1이 되고, 지터값이 a'인 경우에는 0이 될 수 있다.
asym_out_d6[5]은 오프셋의 업/다운(Up/Down)을 결정하기 위해 영점 교차점일 때의 출력(asym_out)을 동기에 맞춰 지연시킨 신호의 MSB(Maximum Sign Bit)의 값으로서, MSB가 1인 경우에는 다운(Down)을 의미하고, MSB가 0인 경우에는 업(Up)을 의미한다.
도 6에 도시된 케이스(i)의 경우는 영점 교차점을 지나고, b'가 소수점 아래 비대칭 계수량으로 결정된 경우를 의미한다. 따라서, 상기 상태식은 케이스　= (1, 1, 1)으로 설정될 수 있다.
이하는 케이스(i)에서의 최종 누적값을 산출하는 수학식이다.
-1 + (1-오프셋) - 오프셋 = -2 * 오프셋
상기 케이스(i)의 경우는 앞 클럭에서 +1로 누적된 값을 제거하기 위해 -1이 필요한 것이며, 앞 클럭에서 갱신되었어야 할 값인 (1-offset)을 더하고 기준 위치에서의 (-오프셋)을 더하면 기준 위치에서의 최종 누적될 값은 '-2 * 오프셋'이 된다.
도 6에 도시된 케이스(ⅱ)의 경우는 영점 교차점을 지나고, b'가 소수점 아래 비대칭 계수량으로 결정된 경우이다. 따라서, 상기 상태식은 케이스　= (1, 1, 0)이 된다.
이하는 케이스(ⅱ)에서의 최종 누적값을 산출하는 수학식이다.
+1 - (1-오프셋) + 오프셋 = +2 * 오프셋
상기 케이스(ⅱ)의 경우는 케이스(i)의 경우와 같으나 기준 위치에서의 신호의 부호가 '+'이므로 케이스(i)의 경우와 반대로 '+2 * 오프셋'으로 결정될 수 있다.
도 6에 도시된 케이스(ⅲ)의 경우는 영점 교차점을 지나고, b'가 소수점 아래 비대칭 계수량으로 결정된 경우이다. 따라서, 상기 상태식은 케이스　= (1, 0, 1)이 된다.
이하는 케이스(ⅲ)에서의 최종 누적값을 산출하는 수학식이다.
-1 + 오프셋 - (1-오프셋) = -2 + 2*오프셋
도 6에 도시된 케이스(ⅲ)의 경우는 영점 교차점을 지나고, b'가 소수점 아래 비대칭 계수량으로 결정된 경우이다. 따라서, 전술한 상태식은 케이스　= (1, 0, 0)이 된다. 케이스(ⅲ)의 경우는 앞 클럭에서 '+1'로 누적된 값을 제거하기 위해 '-1'이 필요한 것이며, 앞 클럭에서 갱신되었어야 할 값인 '오프셋'을 더하고 기준 위치에서의 '-(1-오프셋)'을 더하면 기준 위치에서의 최종 누적될 값은 '-2 + 2*오프셋'이 된다.
이하는 케이스(ⅳ)에서의 최종 누적값을 산출하는 수학식이다.
+1 - 오프셋 + (1-오프셋) = +2 - 2*오프셋
케이스(ⅳ)의 경우는 케이스(ⅲ)의 경우와 같으나 기준 위치에서의 신호의 부호가 '+'이므로 케이스(ⅲ)의 경우와 반대로 '+2 - 2*오프셋'으로 결정된다.
이외 케이스(ⅴ)와 케이스(ⅵ)의 경우에는 영점 교차점을 지나지 않으므로 기존의 DSV(Digital Sum Value) 시스템에서와 동일하게 +1/-1을 가감하면 된다.
도 3 내지 도 6을 통해 설명한 방법은 지터값을 소수점 이하의 계수값으로 결정하여 이를 계수기에 반영하는 방법이다. 이하에서 설명할 방법은 해상도를 좁히고 영점 교차점에서 구간별로 계수값을 다르게 하여 소수점 이하의 값이 반영될 수 있도록 설계하는 방법이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 비대칭 계수기의 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 비대칭 계수기(200)는 영점교차 구간 검출기(700), 영점교차 검출기(710), 계수량 결정기(720) 및 계수기(730)를 포함한다.
영점교차 구간 검출기(700)는 입력 신호의 영점교차 발생시 영점 교차점이 존재하는 구간을 소정의 조건식 연산을 통하여 예측할 수 있다.
영점교차 검출기(710)는 영점 교차 지점 근처의 신호 중 두 개의 샘플을 이용하여 영점 교차 시점을 검출하고, 소수점 비대칭 신호 검출기(300)는 영점 교차 시점에서 소수점 아래의 비대칭을 계산한다.
계수량 결정기(720)는 소정의 조건에 따라 계수량을 결정하며, 계수기(730)는 상기 결정된 계수량을 누적한다. 　
도 8은 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 2배 해상도 입력 신호의 비대칭 신호 검출 방법을 도시한 그래프이다.
도 8에서 시스템 클럭(820)에 따라 A/D 변환된 입력 신호(810)값의 크기가 화살표의 길이로 표시된 것을 알 수 있다. 입력 신호(810)의 부호가 변동되지 않고 지속되는 구간에서 2배 해상도의 경우에는 계수기의 증가량이 '+2'로 일정하고, 부호가 바뀌는 부분에서는 조건에 따라 다르게 계수기의 증가량이 결정될 수 있다.
도 8에서 계수기 증가(830)라고 표시된 부분 중 입력 신호(810)의 부호가 바뀌는 부분은 '?'부호로 표시하여 조건에 따라 서로 다르게 결정되는 모습을 아래 그림에 자세히 표현하였다. 본 발명의 비대칭 보상 모듈에서 주요한 내용은 '?'로 표시된 값을 결정하는 알고리즘 및 구현 방법으로, 이미 A/D 컨버터를 통해서 도 8의 y1(835), y2(845)의 값을 알 수 있으므로 x1(815), x2(825)의 비율을 계산할 수 있다. y1(835), y2(845), x1(815), x2(825)의 관계는 영점 교차점을 중심으로 이루어지는 2개의 직각 삼각형이 닮은 꼴이기 때문에 쉽게 구할 수 있다. 즉, x1(815) : x2(825) = y1(835) : y2(845) 의 관계가 성립될 수 있다.
x1(815)과 x2(825)의 비율을 통해서 전체 영역을 3개의 동일한 길이의 구간으로 나눌 수 있는데, 영점 교차점이 어떤 구간에 위치하는지에 대한 정보를 y1(835)과 y2(845)의 비율을 통해서 구한 후, 영점 교차점이 위치하는 구간에 따라서 도 8의 두번째 그래프(860)에 도시된 방법에 의해 '?'로 표시했던 계수기의 증 가량을 결정한다.
여기서 영점 교차점이 위치하는 구간이 영점 교차점 이전의 샘플 신호에서부터 첫번째 구간인 경우, 왼쪽의 '?'(840)에서의 계수량의 크기는 +2가 된다. 즉, 구간수를 n이라 하고 영점 교차점이 위치하는 구간의 순서를 k라 하면, 왼쪽의 '?'(840)에서의 계수량의 크기는 n+k-2가 된다. 이 때 부호는 계수량의 크기를 정하는 위치에서의 샘플 신호의 부호가 된다.
도 8에서 왼쪽의 '?'(840)에서의 부호는 +이므로 계수량은 +2가 된다. 한 쌍의 '?'(840,850)로 표시된 값의 크기의 합(계수량의 크기의 합)은 '+4'로 일정하므로, 오른쪽의 '?'(850)에 설정되는 값의 크기는 이전의 4에서 구간 계수량 '+2'을 뺀 값인 2가 된다. 즉, 구간수를 n이라 하고 영점 교차점이 위치하는 구간의 순서를 k라 하면, 오른쪽의 '?'(850)에서의 계수량의 크기는 n-k가 된다. 이 때 부호는 계수량의 크기를 정하는 위치에서의 샘플 신호의 부호가 된다. 　도 8에서 오른쪽의 '?'(850)에서의 부호는 - 이므로 계수량은 -2가 된다.
구간을 결정하는 조건식은 구간과 구간의 경계를 이루는 지점의 y1(835), y2(845)의 비를 이용하여 수식을 유도하면 아래와 같이 표현될 수 있다.
구간 1 : 2y2 < y1
구간 2 : y1 = 2y2 = 4y1
구간 3 : 2y1 = y2
상기 각 구간별 조건식은　x1(815) : x2(825) = y1(835) : y2(845) 의 관계에 근거하여 산출될 수 있다.
도 9는 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 2배 해상도 입력 신호에서의 구현예를 도시한 도면이다.
도 9는 2배 해상도 입력 신호의 계수기의 동작예를 나타낸 것으로 선택된 영점 교차점이 위치하는 구간을 입력 신호 위에 표시하였다. 이때, 선택된 구간(960,970,980)에 따라 계수량이 다르게 결정된 것을 확인할 수 있다. 　도 9상에서 결정된 한 쌍의 값은 타원형의 점선으로 표시하였다.
계수기(330)에서는 결정된 계수량을 매 클럭마다 누적시킨다. 검출된 계수값은 2배 해상도 상태이므로 검출된 계수값을 2로 나누어 보면 시스템 클럭 단위당 계수값을 구할 수 있다. 즉, 도 9상에서 검출된 계수값이 '9'(990)와 '4'(995)이므로 이를 2로 나누어 보면 각각 '4.5'과 '2'가 된다. 기존의 DSV 방식에서는 '4'와 '2'의 계수값을 가지는 점에 비추어 보면, 본 발명은 소수점 이하의 값도 계수기에 반영하므로 좀더 정밀하게 비대칭 신호를 검출할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
도 10은 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 4배 해상도 입력 신호의 비대칭 신호 검출 방법을 도시한 그래프이다.
도 10의 비대칭 신호 검출 방법은 4배 해상도를 위한 것으로 기본적 원리는 도 8에서 설명한 원리와　동일하게 구현될 수 있다. 다만, 영점 교차점이 존재하는 구간을 도 8에서는 3개로 세분한 반면, 도 10에서는 5개로 세분할 수 있고, 도 8에서는 입력 신호가 지속되는 구간에서 계수기의 증가가 '+2'인 반면 도 10에서는 '+4'의 계수기 증가를 가질 수 있다. 　
구간수를 n이라 하고 영점 교차점이 위치하는 구간의 순서를 k라 하면, 왼쪽의 '?'(1060)에서의 계수량의 크기는 n+k-2가 된다. 한편 오른쪽의 '?'(1070)에서의 계수량은 n-k가 된다. 구간을 결정하는 조건식은 2배 해상도의 경우와 동일하게 구간과 구간의 경계를 이루는 지점의 y1, y2의 비를 이용하여 수식을 유도하면 이하와 같이 표현될 수 있다.
구간 1 : 4y1 < y2
구간 2 : 3y1 = 2y2 = 8y1
구간 3 : 4y1 = 4y2 = 9y1
구간 4 : 3y1 = 12y2 = 8y1
구간 5 : 4y2 = y1
상기 각 구간별 조건식은　x1(1015) : x2(1025) = y1(1035) : y2(1045) 의 관계에 근거하여 산출될 수 있다.
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따른 영점교차 구간 검출기에 의한 4배 해상도 입력 신호에서의 구현예를 도시한 도면이다.
도 11은 제안된 4배 해상도 입력 신호의 계수기의 동작예를 나타낸 것으로 영점 교차점이 위치하는 구간을 입력 신호 위에 표시한 것이다. 이때, 선택된 구간(1110,1120,1130)에 따라 계수량이 다르게 결정된 것을 확인할 수 있다. 결정된 한 쌍의 값은 타원형의 점선으로 표시하였다.
계수기(330)에서는 계수량 결정기(320)에서 결정된 계수량을 매 클럭마다 누적시키다가 누적값이 임계값을 넘어서 리셋 신호가 발생하면 새로운 초기값으로 계수를 시작한다. 검출된 계수값은 4배 해상도 상태이므로 4로 나누어 보면 시스템 클럭 단위당 계수값을 구할 수 있다. 즉, 도 11에서 검출된 계수값이 '17'(1140)와 '11'(1150)이므로, 이를 4로 나누면 각각 '4.25'과 '2.75'가 된다. 따라서, 본 발명에 따르면 기존의 DSV의 계수기의 경우 '4'와 '2'를 값으로 가지는 것에 비하여 소수점 이하의 값이 계수기에 반영되어 좀더 정밀하게 비대칭을 검출할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
이때, 아키텍쳐는 해상도에 관계없이 동일하며, 다만, 해상도에 따라 영점교 차 구간 검출기(700)의 논리비교 회로와 계수량 결정기의 출력값인 계수량이 다르게 구현될 수 있다. 따라서, 아키텍쳐의 수정없이 논리 비교 회로와 계수량 결정기(320)의 간단한 수정으로 보다 높은 해상도의 주기 검출기를 구현할 수 있다. 해상도가 달라지면 논리비교 수식이 달라지는데 전술한 2배 해상도 예와 4배 해상도 예에서 사용한 방법을 확장하면 쉽게 구할 수 있다. 또한, 도 7 내지 도 11을 통해 설명한 방법은 곱셈기가 필요 없어 쉽게 간단한 하드웨어로 구현할 수 있다.
다시 도 1에서, 위상 동기 모듈(130)은 상기 디지털 신호의 클럭을 추정하여 주파수 에러를 보정한다. 위상 동기 모듈(130)은 소정의 채널 코딩 특성에 대응하는 런-랭스 분포도(Run-length Distribution Density)에 따른 주파수 검출 주기 동안 샘플링된 상기 디지털 신호로부터 런-랭스 신호를 카운트하여 검출하고, 상기 런-랭스 신호 카운트 값 및 소정의 기준치를 통해 상기 주파수 검출 주기 동안의 주파수 에러를 생성하여 상기 디지털 신호의 주파수 에러를 보정하는 주파수 검출기(Frquency Detector)(도시되지 아니함)를 포함하여 구성될 수 있다.
본 발명의 일실시예에 따른 상기 주파수 검출기는 RLL(1,10) 코드 환경에서 대칭적(Symmetirc)인 특성을 갖는 동기 패턴(Synchronous Pattern)의 정확한 주파수를 검출하도록 동작할 수 있다.
즉, RLL(1,10) 코드 환경, 예를 들어, 블루레이(Blueray) 디스크 환경에서, 상기 주파수 검출기는 동기 패턴로부터 연속하여 출력되는 최장 T 중, 동일한 주기의 최장 T가 연속하여 2번 출력되는 경우에만 상기 동기 패턴으로부터 올바른 최장 T가 검출되었다고 판단하고 주파수를 산출할 수 있다.
이러한 경우, 상기 주파수 검출기는 상기 디지털 신호, 즉, 입력 데이터의 8T가 ISI에 의해 훼손되어 최장 T가 된 신호와, 상기 동기 패턴의 2T에 의해 9T 이상이 되는 최장 T를 주파수 검출 계산시 사용하지 않게 되므로, 보다 정확하게 주파수를 검출할 수 있다.
일반적으로 저장 매체에서의 입력 데이터는 RLL 코드에 의해 상기 입력 데이터의 최장 T 및 최소 T가 정해지는데, 이에 위배되는 최장 T가 동기 패턴에 존재할 수 있다. 즉, 주파수 검출기는 상기 동기 패턴에만 존재하는 최대 T를 검출하여 상기 데이터 신호의 주파수를 계산할 수 있다.
예를 들어, RLL(2,10) 코드 환경, 일례로 DVD 환경에서는 13T가 동기 패턴에 존재하는데, 주파수 검출기는 하나 이상의 동기 패턴을 포함하는 데이터 구간 동안 최장 T를 검출하고, 상기 검출된 최장 T를 13T라고 보면 상기 데이터 신호의 주파수 값을 산출할 수 있다. 이 때, 상기 동기 패턴을 제외한 데이터의 최장 T는 RLL(2,10)에 의해 11T로 제한될 수 있다.
반면에, RLL(1,10) 코드 환경, 일례로 블루레이 환경에서는 동기 패턴에 존재하는 최장 T가 단지 1T 차이가 나며, 또한 블루레이 신호에 존재하는 ISI도 많다. 이러한 경우, 상기 RLL(2,10) 환경에서와 같은 방법을 사용하게 되면, 데이터 신호가 ISI에 의해 훼손되어 정확한 최장 T(블루레이의 경우 9T)를 검출할 수 없는 경우가 많아지게 된다. 따라서, 정확한 주파수의 검출이 사실상 불가능하여 정확한 신호의 검출 또한 기대하기 어렵다.
이러한 문제점은 상술한 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 상기 주파수 검출기를 통해 동기 패턴의 대칭적인 특성을 이용하여 해결될 수 있다. 따라서, 본 발명에 따른 상기 주파수 검출기를 포함하는 위성 동기 모듈(130)을 사용하는 경우, RLL(2,10) 환경뿐만 아니라, 블루레이 디스크와 같은 RLL(1,10) 환경에서도 항상 정확하게 주파수를 검출할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
등화기(150)는 상기 디지털 신호의 특정 주파수를 등화시킨다. 본 발명의 일실시예에 따른 등화기(150)는 적응형 등화기(Adaptive Equalizer) 또는 제한형 등화기(Limit Equalizer)를 포함하는 구성으로 구현될 수 있다.
적응형 등화기(도시되지 아니함)는 각종 요인에 의해 가변되는 채널들로부터 전송되는 디지털 데이터의 선형 진폭 및 위상 왜곡을 적응적으로 등화하거나 보상할 수 있다. 적응형 등화기는 오차 신호 발생기, 적응형 디지털 필터, 및 계수 갱신기를 포함하여 구성될 수 있다. 적응형 등화기는 후술하는 채널 식별기(160)가 포함되는 적응화 프로세서에 의해 그 필터링 계수가 적응화(Adaptation)될 수 있다. 이와 같이, 등화기(150)가 적응형 등화기를 포함하여 구성되는 경우, 15GB(@12Cm 디스크)와 같은 고밀도 환경에 보다 효과적으로 대응할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
상기 적응형 등화기의 구성 및 동작은 한국공개특허 제2005-0026320호의 "데이터 재생 장치 및 방법"에 기재된 등화기의 구성 및 동작을 모두 포함하도록 구현될 수 있다.
제한형 등화기의 구성 및 동작은 도 12 및 도 13을 참조하여 상세히 설명한다.
도 12는 본 발명의 일실시예에 따른 제한형 등화기의 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 일실시예에 따른 제한형 등화기는 보간 수단(1210), 진폭 제한 수단(1220), 지연 수단(1230), 필터(1240), 및 가산 수단(1250)을 포함한다.
보간 수단(1210)은, 상기 디지털 신호에 대하여 보간 연산을 수행한다. 즉, 보간 수단(1210)은 소정의 광 디스크로부터 추출한 판독 신호를 채널 클럭 신호의 각 클락 타이밍(Clock Timing)의 중간 타이밍으로 샘플링하여 샘플치 계열을 구한다. 보간 수단(1210)은, 상기 샘플치 계열을 판독 샘플치 계열 R에 포함시켜 보간한 보간 판독 샘플치 계열 RR을 생성하고, 상기 보간 판독 샘플치 계열 RR을 진폭 제한 수단(1220)으로 전송한다.
진폭 제한 수단(1220)은 상기 보간 샘플치 계열을 소정의 진폭 제한값으로 제한하여 진폭 제한 판독 샘플치 계열을 생성한다. 즉, 진폭 제한 수단(1220)은 상기 보간 판독 샘플치 계열 RR을 진폭 제한값 +Th 및 -Th으로 진폭을 제한하여 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM을 생성하고, 이를 필터(1240)로 전송한다.
진폭 제한 수단(1220)은 보간 판독 샘플치 계열 RR에 있어서 각 판독 샘플치가 상기 진폭 제한치 -Th에서 +Th의 범위 내에 있는 경우, 상기 보간 판독 샘플치 계열 RR을 그대로 상기 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM으로 출력할 수 있다.
또한, 진폭 제한 수단(1220)은 보간 판독 샘플치 계열 RR의 각 판독 샘플치가 상기 진폭 제한치 +Th보다 큰 경우, 상기 진폭 제한치 +Th를 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM으로 출력할 수 있다.
또한, 진폭 제한 수단(1220)은 보간 판독 샘플치 계열 RR의 각 판독 샘플치가 상기 진폭 제한치 -Th보다 작은 경우, 상기 진폭 제한치 -Th를 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM으로 출력할 수 있다.
이 때, 상기 진폭 제한치 +Th 및 -Th는 최단의 런렝스(Run Length) 2T에 대응하는 보간 판독 샘플치 계열 RR만이 상기 진폭 제한 범위에 속하는 것으로 설정될 수 있다. 즉, 진폭 제한치 +Th는 보간 판독 샘플치 계열 RR 안에 있어서 런렝스 2T에 대응한 구간에서의 최대치보다도 크고, 진폭 제한치 -Th는 런렝스 2T에 대응한 구간에서의 최소치보다도 작게 설정될 수 있다.
필터(1240)는 하나 이상의 단위 지연 소자(1241), 하나 이상의 계수 승산기(1242), 및 계수 승산기(1242) 각각의 출력을 가산하는 가산기(1243)를 포함하여 구성될 수 있다.
단위 지연 소자(1241)는 각각 입력되는 값을 채널 클럭의 1 클럭 주기민큼 지연시켜 출력한다.
계수 승산기(1242)는 각각 승산 계수 -k, k, k, -k을 갖도록 구현될 수 있다. 즉, 필터(1240)는 탭(Tap) 계수가 (-k,k,k,-k)인 트랜스 용기 필터(Transformer Vessel Filter)로 구현될 수 있다. 상기 구성에 따라, 필터(1240)는 상기 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM에 있어, 런렝스 2T에 대응한 샘플 계열에 대해서만 레벨을 증가시킨 고대역 강조 판독 샘플치 계열을 생성할 수 있다.
지연 수단(1230)은 상기 보간 판독 샘플치 계열을 지연시켜 지연 판독 샘플치 계열을 생성한다.
가산 수단(1250)은 상기 지연 판독 샘플치 계열과 필터(1240)의 출력을 가산하여 등화 보정 판독 샘플치 계열을 생성한다. 즉, 가산 수단(1250)은 상기 고대역 강조 판독 샘플치 계열과 지연 소자(1230)에 의해 채널 클럭의 2주기만큼 지연되어 공급되는 상기 판독 샘플치 계열 R을 가산하여 그 가산 결과를 등화 보정 판독 샘플치 계열 RH으로서 출력한다.
도 13은 본 발명의 일실시예에 따라 런렝스 2T 3T, 및 4T의 각 경우에 따른 판독 샘플값 계열 R의 판독 샘플 및 보간 판독 샘플치 계열 RR의 보간 판독 샘플을 도시한 그래프이다.
도 13의 그래프에서 흰색 점은 판독 샘플치 계열 R의 각 판독 샘플을 의미하고, 검은색 점은 보간 수단(1210)에 의해 생성된 보간 판독 샘플치 계열 RR 의 보간 판독 샘플을 의미한다.
도 13에 도시된 바와 같이, 진폭 제한치 +Th 및 -Th는 최단의 런렝스 2T에 대응하는 보간 판독 샘플치 계열 RR만 그 진폭 제한 범위 내에 속하도록 설정되어 있다. 따라서, 도 13의 (a)에서와 같이, 런렝스가 2T인 경우, 보간 판독 샘플치 계열 RR이 그대로 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM으로 구현될 수 있다.
한편, 런렝스가 3T 이상인 경우에는 제로 크로스(Zero Cross) 시점 D0 부근은 보간 판독 샘플치 계열 RR이 진폭 제한치 -Th에서 +Th의 범위 내에 속하지만, 그 밖의 시점에서는 이 범위를 벗어난다. 따라서, 런렝스가 3T 이상인 경우에는 도 13의 (b)에 도시된 바와 같이, 상기 제로 크로스 시점 D0 이외의 구간에서는 그 값이 진폭 제한치 -Th 또는 +Th에 고정되는 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM이 필터(1240)로 공급될 수 있다.
따라서, 필터(1240)는 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM에 있어, D-1.5, D-0.5, D0 .5, 및 D1 .5 각각으로의 진폭 제한 판독 샘플치에 근거하여 제로 크로스 시점 D0로의 등화 보정 판독 샘플치를 구한다.
즉, 시점 D0로의 등화 보정 판독 샘플치를 Z0라고 하는 경우,
Z0 = (-k)
Y-1.5 + k
Y-0.5 + k
Y0 .5 + k
Y1 .5
상기 Y-1.5 는 RLIM에 있어 D-1.5로의 진폭 제한 판독 샘플값이고, 상기 Y-0.5는 RLIM에 있어 D-0.5로의 진폭 제한 판독 샘플값이며, 상기 Y0 .5는 RLIM에 있어 D0 .5로의 진폭 제한 판독 샘플값이고, 상기 Y1 .5는 RLIM에 있어 D1 .5로의 진폭 제한 판독 샘플값을 의미한다.
이 때, 런렝스 2T에 대응하는 시점 D-1.5 및 D-0.5(또는 D0 .5 및 D1 .5) 각각으로 의 진폭 제한 판독 샘플치는 서로 거의 동일하게 설정된다. 또한, 런렝스가 3T 이상인 경우 D-1.5 및 D-0.5(또는 D0 .5 및 D1 .5) 각각으로의 진폭 제한 판독 샘플치는 진폭 제한치 -Th (또는 +Th)에 고정되므로 서로 동일하게 설정된다.
따라서, 고대역을 강조할 수 있도록 필터(1240)의 탭(Tap) 계수 k의 값을 크게 설정하여도 제로 크로스 시점 D0으로의 등화 보정 판독 샘플치 계열 RH의 값은 일정치를 유지하기 때문에 부호간 간섭의 증대는 발생하지 않는다.
이상과 같이, 본 발명에 따른 등화기는 판독 샘플값 계열 R을 채널 클럭 신호의 중간 타이밍으로 보간하여 보간 판독 샘플치 계열 RR을 생성한다. 이 후, 상기 보간 판독 샘플치 계열 RR에 대하여 진폭 제어 처리를 수행하여 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM을 생성한다. 또한, 필터를 통해 상기 진폭 제한 판독 샘플치 계열 RLIM 중 연속하는 4개의 시점 각각으로의 진폭 제한 판독 샘플값 사이를 계수 승산기를 통해 가산한다. 이 때, 상기 판독 샘플값 계열 R을 채널 클럭 호의 2 클럭 주기만큼 지연시켜 상기 4개의 시점의 중간 시점에 대응하는 판독 샘플치를 얻어 가산함에 따라 등화 보정 판독 샘플치 계열 RH 을 생성할 수 있다.
상기 진폭 제한 판독 샘플치의 수는 상기와 같이 4개로 구현될 수 있을 뿐만 아니라, 목표로 하는 필터(filter) 특성에 따라 적절 변경하여 2 이상의 짝수개로 구현 가능하다. 이 때, 진폭 제한 판독 샘플치의 수를 N개로 가정하는 경우, 상기 판독 샘플값 계열 R을 지연 소자에 채널 클럭 신호의 N/2배의 클럭 주기만큼만 지연시키면, N개의 진폭 제한 판독 샘플치의 중간 시점에 대응하는 판독 샘플치를 구 할 수 있다.
이상 도 12 내지 도 13을 참조하여 설명한 본 발명의 일실시예에 따른 제한형 등화기의 구성 및 동작은 일본공개특허 제2001-195832호 "파형 등화기"에 따른 구성 및 동작을 모두 포함하여 구현될 수 있다.
다시 도 1에서, 이치화 모듈(140)은 비터비 디코더(Viterbi Decoder)(141), 슬라이서(Slicer)(142), 및 최소 T 보상기(Minimum T Compensator)(143)를 포함한다.
비터비 디코더(141)는 디지털 신호로부터 이진 데이터를 검출한다. 비터비 디코더(141)의 PR(Partial Response) 타입은 PR(a, b, c, d, a)로 설정될 수 있다. 슬라이서(142)는 소정의 임계값에 따라 상기 이진 데이터 값을 결정한다. 즉, 슬라이서(142)가 상기 디지털 신호의 평균을 취해 적분하여 산출한 슬라이싱 레벨(Slicing Level) 신호를 비터비 디코더(141)가 상기 디지털 신호와 비교함으로써, 상기 디지털 신호로부터 이진 데이터를 검출할 수 있다. 이러한 이치화 모듈(140)의 이치화 동작은 한국공개특허 제2005-0026320호 "비터비 복호화기"에 개시된 이치화 동작을 모두 포함하도록 구현될 수 있다.
최소 T 보상기(143)는 상기 디지털 신호가 광 디스크의 코드에 대응하는 최소 신호의 단위 주기보다 낮은 주기를 갖는 경우, 상기 디지털 신호를 상기 단위 주기를 갖는 최소 신호로 보정한다.
즉, 최소 T 보상기(143)는 상기 최소 신호의 단위 주기 T가 2T인 경우, 1T 디지털 신호의 경로를 소정의 스위치를 통해 제어하여 상기 1T 디지털 신호를 제거 할 수 있다. 또한, 최소 T 보상기(143)는 상기 최소 신호의 단위 주기 T가 3T인 경우, 2T 디지털 신호 및 1T 디지털 신호의 경로를 상기 스위치를 통해 제어하여 2T 디지털 신호 및 1T 디지털 신호를 제거할 수 있다.
최소 T 보상기(143)의 구성 및 동작은 한국공개특허 제2004-0010090호 "이진 데이터 검출 장치 및 방법"에 기재된 최소 T 보상기의 구성 및 동작을 모두 포함하도록 구현될 수 있다.
채널 식별기(160)는 등화기(150)의 입력 신호에 기초하여 이치화 모듈(140)의 기준 레벨을 검출한다. 즉, 채널 식별기(160)는 미리 결정된 시간 동안 입력된 상기 등화기의 입력 신호에 기초하여 상기 기준 레벨을 검출하고, 상기 등화기의 입력 신호 및 이전의 기준 레벨값의 평균값을 산출하여 상기 기준 레벨을 검출한다.
본 발명의 일실시예에 따르면, 채널 식별기(160)는 적응화 레벨 검출(도시되지 아니함)의 구성에 포함될 수 있다. 적응화 레벨 검출기는 등화기(150)로 입력되는 입력 신호 및 비터비 디코더(141)로부터 출력되는 출력 신호로부터 비터비 디코더(141)의 기준 레벨을 검출하고, 상기 기준 레벨, 상기 등화기 입력 신호, 및 상기 등화기 출력 신호로부터 상기 등화기의 필터링 계수를 산출한다.
상기 적응화 레벨 검출기는 채널 식별기(160) 및 적응화 프로세서(도시되지 아니함)를 포함하여 구성될 수 있다. 상술한 바와 같이, 채널 식별기(160)는 등화기(150)로 입력되는 입력 신호 및 비터비 디코더(141)로부터 출력되는 출력 신호로부터 비터비 디코더(141)의 기준 레벨을 검출한다. 상기 적응화 프로세서는 상기 기준 레벨, 상기 등화기 입력 신호, 및 상기 등화기 출력 신호로부터 상기 등화기의 필터링 계수를 산출한다.
상기 적응화 레벨 검출기의 구성 및 동작에 대해서는 도 14 내지 도 16을 참조하여 상세히 설명한다.
도 14는 본 발명의 일실시예에 따른 적응화 레벨 검출기가 포함하는 채널 식별기의 구성을 도시한 블록도이다.
채널 식별기는 선택 신호 생성기(1430), 레벨 선택기(1450) 및 평균치 필터(1440)을 포함한다. 선택 신호 생성기(1430)는 비터비 디코더(141)의 출력 신호(1403)를 수신하여 선택 신호(1431)를 생성한다. 이 때 비터비 디코더(141)의 출력 신호는 0 또는 1 의 값을 갖는 이진 신호이며 비터비 디코더(141)에 의해 디코딩된 최종 출력이다. 비터비 디코더(141)의 동작 원리에 의하여, 비터비 디코더(141)의 출력 신호는 비터비 디코더(141)의 입력 신호 즉 등화기(150)의 출력 신호와 연관성을 갖고, 이는 비터비 디코더(141)의 출력 신호가 비터비 디코더(141)로 입력되는 레벨의 종류를 특정할 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, 적응화 레벨의 입력은 비터비 디코더(141)를 포함하는 이치화 모듈(140)에서 선택적으로 사용할 수 있다.
예를 들어, 신호 레벨이 PR(1,2,1)에 의해 생성되었고, 코드 유형이 (1,7) 인 경우에, 나타날 수 있는 이상적 레벨값은 4, 2, -2, -4 이다. 만약 입력 신호의 레벨이 4, 4, 4, 2, -2, -4, -4, -4, -2, 2 ... 라면, 이에 의한 비터비 디코더(141)의 출력 신호는 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, -1, 1, 1... 이 될 수 있다. 이 때 비터비 디코더(141)의 탭 수 만큼 비터비 디코더의 출력 신호를 멀티플렉싱하면, 111,11-1,1-1-1,-1-1-1,... 이고, 이를 이진 신호로 나타내면, 111,110,100,000,... 이 된다.
따라서 이러한 이진 신호는 각각 4, 2, -2, -4, ... 등이 입력되었음을 나타내고, 결국 111,110,100,000,... 등은 4,2,-2,-4,... 등의 레벨값의 종류를 특정하는 선택 신호로 사용될 수 있다.
채널 식별기로 입력된 비터비 디코더(141)의 출력 신호(1402)는 비터비 디코더의 탭 수 - 1 의 수에 해당하는 지연기(1461, 1462,...)들에 의해 지연되어 분리된 채 선택 신호 생성기(1430)에 입력된다. 입력된 지연된 신호(1421,1422,..)는 선택 신호 생성기(1430)에 의해 합해져서 이진 신호 형태의 선택 신호(1431)를 생성한다. 예를 들어, 비터비 디코더(141)의 탭 수가 3 인 경우, 지연기의 개수는 2개이고, 선택 신호(1431)의 형태는 111,110,100,000,... 의 형태를 갖는다. 지연기(1461, 1462,...)를 사용하는 이유는 비터비 디코더(141)의 출력이 한꺼번에 바로 출력되는 것이 아니라 일정한 시스템 클럭만큼의 연산 기간이 경과된 후에 출력되기 때문에, 비터비 디코더(141)의 출력 신호에 대응하는 입력 신호를 선택하기 위해서는 연산 기간에 해당되는 만큼의 지연 시간이 채널 식별기의 입력 신호(1402)에도 할당되어야 하기 때문이다.
또한, 선택 신호(1431)는 최소 신호의 조건에 따라 제거 가능한 비터비 경로(path)에 해당되는 경우에는 제거될 수 있다. 예를 들어, (1,7) 코드를 사용하는 3탭 구조의 비터비 디코더의 경우, 1T 에 해당되는 010, 101 의 선택 신호(1431)는 제거되고, 가능한 선택 신호는 000,001,011,100,110,111 로서 6 개이다.
마찬가지로 5탭 구조의 비터비 디코더에서 (1,7) 코드를 사용하는 경우에는 16 개의 레벨 만이 필요하며, 선택 신호 역시 16개의 신호가 발생된다. 정상적인 비터비 디코더(141)의 출력이라면, 비터비 디코더(141)의 출력 신호 자체가 1T 신호로 발생되지 않으므로 선택 신호(1431)의 생성에 별도의 구성은 필요하지 않다.
또다른 채널 식별기의 입력 신호는 등화기(150)의 입력 신호(1401)이다. 등화기(150)의 입력 신호(1401)는 연속된 값을 갖는 전기적 신호이며, 디코딩 동작의 대상이 되는 신호이다. 이 신호(1401)는 이상적인 기준 레벨과 차이를 가지는 실제적인 값을 가진다. 채널 식별기의 입력 신호(1401)는 비터비 디코더(141)의 메모리 개수(M)에 해당하는 수의 지연기(1411, 1412, ...)를 거쳐 레벨 선택기(1450)에 입력된다. 레벨 선택기(1450)는 입력된 채널 식별기의 입력 신호(1401)를 선택 신호(1431)에 기초하여 각 레벨에 해당하는 평균치 필터(1440)로 전달한다. 각각의 평균치 필터(1440)는 각각의 비터비 디코더(141)의 레벨에 대응된다. 따라서 평균치 필터(1440)의 수는 연결된 비터비 디코더(141)의 레벨 수와 동일하게 구현될 수 있다. 이 경우에서도 역시 필요하지 않은 경로(path)는 제거될 수 있다.
평균치 필터(1440)는 선택된 입력 신호들(1441, 1442, 1443, ...)을 일정 기간 동안 평균치를 취한 뒤 이 값을 새로운 레벨값(1451, 1452, 1453, ...)으로 출력한다. 평균치 필터(1440)로는 일반적으로 저역 통과 필터(Low Pass Filter)가 사용될 수 있다. 이 때 저역 통과 필터의 DC 평균값을 추정하는 성질을 사용할 수 있다.
또 다른 평균치 필터(1440)의 형태는 다음과 같은 수학식을 사용하여 구현될 수 있다.
L' = L + ( I - L ) / C
상기 수학식 14에서, L' 는 새로 들어온 입력 신호에 의해 갱신된 레벨값(351,352,...), L 는 이전의 레벨값, I 는 지연된 입력 신호(1451, 1452,...), 및 C 는 상수를 의미한다. 상수 C 의 값을 증가시킬수록 갱신될 레벨 L' 는 변하는 정도가 적기 때문에 추종의 정도는 감소하게 된다.
다시 도 14를 참조하면, 검출된 새로운 레벨(1451, 1452,...)은 적응화 프로세서로 입력된다. 상기 적응화 프로세서는 검출될 레벨 에러에 기초하여 새로운 등화기(150)의 계수를 생성한다. 상기 검출될 레벨 에러란 등화기의 출력 신호와 검출된 레벨의 차를 의미한다. 새로운 등화기의 계수는 최소 평균 제곱(LMS: Least Mean Square) 방법을 사용하여 이전의 계수를 갱신하는 방법을 통해 산출될 수 있다. 이는 아래의 수학식 15를 통해 산출될 수 있다.
Wk+1 = Wk + 2 *μ * ek * Xk
상기 수학식 15에서, Wk+1 는 등화기(150)의 새로운 계수, Wk는 등화기의 이전 계수, μ는 추종 속도(실수), ek는 에러 신호로서 검출된 레벨값에서 등화기의 출력 신호를 감산한 값, Xk는 등화기(150)의 입력 신호를 의미한다.
등화기(150)의 입력 신호(Xk)는 지연기에 의해 지연된 후 적응화 프로세서에 입력된다. 이는 적응화 프로세서가 레벨 에러(ek)를 구하는 데 일정 클럭만큼 지연되기 때문이다.
이와 유사하게, 등화기(150)의 출력 신호는 지연기에 의해 일정 시간 지연된 후 적응화 프로세서로 입력된다. 이는 적응화 프로세서가 새로운 레벨을 검출하는 데 있어서 시간 지연이 있기 때문이다.
추종 속도 μ는 추종의 정도를 결정하는 파라미터로서, 마이컴이나 기타 제어 수단에 의해 조정 가능하다. 추종 속도 μ의 값이 클수록 레벨 추종의 정도는 증가한다.
상기 적응화 프로세서는 채널을 안정화시킨다. 채널 식별기가 등화기(150)의 입력 신호를 기초로 비터비 디코더(141)의 최적 레벨을 생성한다. 또한 적응화 프로세서는 분석된 최적의 레벨을 이용하여 등화기(1450), 즉 필터의 계수를 재조정함으로써 등화기(150)의 출력 신호가 원래 채널의 주파수 특성을 거의 그대로 유지하도록 하면서 노이즈만 제거한다. 이는 이전에 문제가 되었던 LMS 알고리즘의 계수 안정화나 발산 문제에 대해 좀 더 높은 안정성을 부여할 수 있다.
도 15는 (1,7)코드의 5탭 비터비 디코더의 트렐리스 다이어그램을 도시한 도면이다.
도 16은 도 15에 도시된 비터비 디코더에 따른 레벨 추정 결과를 나타내는 도면이다.
도 15을 참조하면, 1T 신호가 들어가는 경우의 경로는 제거되었음을 알 수 있다. 따라서 경로의 개수는 총 16 개이며 이에 따라 레벨의 수의 16개 가 된다.
도 16에는 16개의 이상적 레벨(00000,00001,00011,00110,00111,...)이 도시되어 있다. 또한 채널 식별기로 입력되는 신호는 39,37,-18,-68,... 이고 이 때 선택 신호는 11100,11000,10000,00000,00001,.. 이며, 선택 신호의 수는 레벨의 수와 동일하다. 선택 신호에 따라 현재 연산되고 있는 레벨을 선택하면 선택된 레벨 신호는 47(11100의 경우), 27(11000의 경우), -22(10000의 경우), -63(10000) ... 과 같이 선택된다.
즉, 선택된 레벨 신호는 입력 신호와 상당히 유사함을 알 수 있다. 또한 레벨 별로 지연된 채널 식별기(160)의 입력 신호를 상술한 수학식 1에 의해 평균치를 취하게 되면 가장 이상적일 레벨값이 얻어질 수 있다.
또한, 채널 식별기(160)를 통해 상기와 같이 산출된 레벨값은 등화기(150) 및 비터비 디코더(141)로 입력될 수 있다. 이러한 경우, 등화기(150)는 적응형 등화기로 구현될 수 있다.
지금까지 도 14 내지 도 16을 통해 설명한 본 발명에 따른 적응화 레벨 검출기(160)의 구성 및 동작은 한국공개특허 제2005-0026320호의 "데이터 재생 장치 및 방법"에 기재된 채널 식별기 및 적응화 프로세서의 구성 및 동작을 모두 포함하도록 구현될 수 있다.
다시 도 1에서, 신호 품질 측정 모듈(170)은 지터(Jitter) 제어부(171) 및 SbER(Simulated bit Error Rate) 제어부(172)를 포함한다. 신호 품질 측정 모듈(170)은 상기 등화기 출력 신호 및 상기 비터비 디코더 출력 신호로부터 상기 디지털 신호의 품질(Quality) 특성으로 지터 또는 SbER을 측정할 수 있다.
SbER 제어부(172)는 상기 디지털 신호의 패턴 T 발생 확률(CT), 상기 디지털 신호의 패턴 F에 대응하여 상기 패턴 T가 검출되는 확률(erf(0)), 및 상기 패턴 T와 상기 패턴 F 사이의 해밍 거리(Hamming Distance)의 곱을 각각 합산하여 상기 디지털 신호의 품질 특성(SbER)을 산출한다. 이는 도 17 및 도 18을 참조하여 상세하게 설명한다.
도 17은 본 발명의 일실시예에 따른 신호 품질 측정 모듈의 SbER 제어부 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 일실시예에 따른 SbER 제어부(1700)는 레지스터(Register)(1710), 패턴 비교기(Pattern Comparator)(1720). 레퍼런스 테이블(Reference Table)(1730), 및 계산부(Calculator)(1740)을 포함한다.
도 17에 도시된 바와 같이 등화기에 의해 등화된 입력 신호(디지털 신호)는 비터비 디코더로 입력된다. 또한, 상기 입력 신호는 SbER 제어부(1700)로 전송되어 레지스터(1710)에 기록된다.
상기 비터비 디코더를 통해 출력되는 이진 데이터(Binary Data)는 패턴 비교기(1720)로 입력된다. 패턴 비교기는 도 18에 도시된 레퍼런스 테이블(1730)과 상기 이진 데이터의 패턴을 비교한다. 이후, 계산부(1740)는 다음과 같은 2개의 유클리드 거리(Euclidean distance)의 차를 계산하여 해밍 거리(HT,F)를 산출한 후, SbER을 아래의 수학식 3을 이용하여 산출한다.
(1) 등화된 입력 신호 - 도 18에서의 패턴 T(옳은(right) 패턴)
(2) 등화된 입력 신호 - 도 18에서의 패턴 F(에러(erroneous) 패턴)
SbER = ∑CT * erf(0) * HT,F
- CT : 디지털 신호의 패턴 T 발생 확률
- erf(0) : 디지털 신호의 패턴 F에 대응하여 상기 패턴 T가 검출되는 확률
- HT,F : 패턴 T와 상기 패턴 F 사이의 해밍 거리(Hamming Distance)
상기 수학식 16을 이용하여 SbER을 산출함으로써, SbER 제어부(1700)은 상기 디지털 신호의 품질 특성을 측정할 수 있다. 도 17 및 도 18을 통해 설명한 SbER 제어부(1700)의 구성 및 동작은 한국공개특허 제2004-0099951호 "지터 검출장치 및 검출방법"의 구성 및 동작과, 일본공개특허 제2003-151219호 "신호 품질 평가 방법, 정보 기록 재생 시스템, 기록 보상 방법 및 정보 매체"의 구성 및 동작을 모두 포함하도록 구현될 수 있다.
다시 도 17에서, 지터 제어부(171)는 상기 디지털 신호와 소정의 시스템 클럭 간의 지터를 검출하고, 상기 디지털 신호의 주기를 검사하여 소정의 조건을 만족하는 경우 인에이블 신호를 출력하며, 상기 인에이블 신호에 따라서 상기 검출된 지터에 대하여 소정의 연산을 수행한다. 이는 도 19 내지 도 23을 참조하여 상세히 설명한다.
도 19는 본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부의 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부(171)는 지터 검출기(1910), 주기 검사기(1920), 및 지터 연산기(1930)을 포함한다.
지터 검출기(1910) 및 주기 검사기(1920)는 상기 디지털 신호를 각각 수신한다. 지터 검출기(1910)는 위상 동기 모듈(130)로부터 출력되는 시스템 클럭과 상기 디지털 신호와의 시간적인 차를 검출한다. 상기 디지털 신호와 상기 시스템 클럭의 동기가 일치하는 경우에는 오프셋이 제거된 디지털 신호의 영점 교차점과 시스템 클럭이 일치하지만, 실제로는 상기 영점 교차점과 상기 시스템 클럭 신호 사이에 소정의 차가 생기기 마련이다. 지터 검출기(1910)는 이때의 시간적인 차를 나타내는 지터를 산출한다.
지터는 디지털 신호 즉, 입력 신호의 부호가 바뀌는 시점에서만 검출되므로 부호가 바뀐 경우를 나타내는 추가적인 제어 신호가 같이 출력될 수도 있다. 즉, 양의 방향으로의 지터인지 음의 방향으로의 지터인지를 나타내는 제어신호가 필요한 경우도 있다.
주기 검사기(1920)는 입력 신호의 부호가 바뀌는 경우에 이전 부호가 바뀐 시점에서 새로 부호가 바뀐 시점까지의 시간적인 길이를 측정해 주기가 얼마나 되는지를 구하고 이 주기가 일정한 조건을 만족하는 경우에 인에이블 신호를 출력한다. 소정의 조건의 가장 일반적인 예로는 '검출된 주기가 일정 주기 이상인 경우'가 있다.
상기 경우에는 입력 신호가 일정한 주기 이상을 가지는 경우에만 조건을 만족하므로 특정한 주기 이상의 입력 신호의 경우에 대해서만 지터 연산을 수행하도 록 이 경우에만 인에이블 신호를 출력한다. 상기 조건의 예로는 입력 신호의 주기를 검사하여 그 값이 소정의 값과 일치하는 경우에만 인에이블 신호를 출력할 수도 있고, 소정의 값과 일치하지 않는 경우에만 인에이블 신호를 출력할 수도 있고, 소정의 값 이상인 경우에만 인에이블 신호를 출력할 수도 있고, 소정의 값 이하인 경우에만 인에이블 신호를 출력할 수도 있고, 어느 일정한 값 사이에 있을때만 인에이블 신호를 출력할 수도 있다.
지터 연산기(1930)는 지터 검출기(1910)로부터 출력된 검출된 지터값과 주기 검사기(1920)의 출력 신호를 이용해 주기 검사기(1920)에서 소정의 조건을 만족하는 경우에만 지터 연산을 수행하여 출력한다. 따라서 지터가 발생한다고 해서 지터 연산을 항상 수행하는 것이 아니라 소정의 조건이 만족되는 경우에만 지터 연산을 수행할 수 있다.
도 20은 본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부의 지터 검출기 구성을 도시한 블록도이다.
지터 검출기(1910)는 아날로그 방식으로 구현될 수도 있고 디지털 방식으로 구현될 수도 있다. 다만 본 명세서에서는 지터 검출기(1910)가 디지털 방식으로 구현된 경우를 예로 들어 설명하기로 한다.
지터 검출기(1910)가 디지털 방식인 경우, 오프셋이 제거된 입력 신호가 양자화된 디지털 데이터의 형태로 입력된다. 지터는 입력 신호의 부호가 바뀌는 시점에 발생하므로 지터 검출기(1910)는 입력 신호의 부호가 바뀌었는가를 먼저 검사할 수 있다.
이를 위해 입력 신호를 지연기(2010)를 통해 한 시스템 클럭만큼 지연시킨 신호와 지연시키지 않은 신호의 최상위 비트를, 제1 최상위 비트 검출기(2020)와 제2 최상위 비트 검출기(2030)를 사용하여 각각 검출한다. 부호가 바뀐 경우에는 최상위 비트에 변화가 발생하므로 각각 검출된 최상위 비트를 XOR 연산기(2040)를 사용하여 XOR 시키면 부호의 변화가 일어난 시점에서 XOR 연산기(2040)의 출력은 1이 된다. 즉, 부호의 변화가 없는 경우는 0으로 출력되고 부호가 바뀐 시점에서만 1로 출력되기 때문에 이 신호가 부호 검출 신호가 될 수 있다.
지터를 계산하는 방법은 다음과 같다. 제1 절대값 추출기(2050)와 제2 절대값 추출기(2060)에서 두 입력 신호에 절대값을 취하여 최소값 추출기(2070)로 출력한다. 최소값 추출기(2070)는 절대값이 작은 입력 신호를 선택하여 출력하고 제산부(2080)는 선택된 출력 신호를, 두 입력 신호의 절대값을 더한 값으로 나누어 출력한다. 이와 같이 계산된 값은 MUX(2090)로 입력된다. MUX(2090)는 0을 출력하고 있다가 부호의 변화가 발생하면 제산부(2080)의 출력 신호를 선택하여 출력하고, 상기 출력된 값에 소정의 값을 곱하여 출력할 수 있다.
도 21은 본 발명의 일실시예에 따른 지터값 계산 방법을 설명하기 위한 도면이다.
아날로그 신호를 샘플링하는 경우에 얻을 수 있는 값은 샘플값인 a와 b이고 시스템 클럭은 일정하므로 a'+b'의 값은 시스템 클럭으로 일정하다. 지터는 클럭 신호와 입력 신호가 시간축으로 틀어진 정도를 의미하고, 이는 입력 신호의 영점 교차 지점과 시스템 클럭과의 시간차로 표시될 수 있다.
도 21에서, b' 값이 시스템 클럭과 입력 신호의 시간차를 의미하므로, 지터값이 될 수 있다. 영점 교차가 일어나는 부분에서 신호가 선형적(Linear)이라고 가정하면 a:a'=b:b'와 같은 관계식이 성립할 수 있다. 여기서 a, b, 및 시스템 클럭은 이미 알고 있는 값이므로 b'에 대해 정리하면 b'=b×시스템 클럭/(a+b) 가 된다. 상기 계산은 도 20에 도시된 지터 검출기를 통해 수행될 수 있다. 이와 같이 영점 교차가 발생한 두 지점의 데이터를 취해서 절대값이 작은 데이터를 분자에 두고 두 신호값의 절대값을 더한 값을 분모에 넣어 연산을 하면 지터값을 산출할 수 있다.
도 22는 본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부의 주기 검사기 구성을 도시한 블록도이다.
본 발명의 일실시예에 따른 주기 검사기(1920)는 반전기(2210), 에지 검출기(2220), 카운터(2230), 및 비교기(2240)를 포함한다.
에지 검출기(2220)는 입력 신호가 들어오면 상기 입력 신호가 영점을 지나는지 검사한다. 에지 검출기(2220)는 도 20을 통해 설명한 바와 같이, 입력 신호를 지연기를 사용하여 한 시스템 클럭만큼 지연시킨 신호와 지연시키지 않은 신호의 최상위 비트를 각각 검출하여, 상기 검출된 최상위 비트를 서로 XOR 연산시켜 출력할 수 있다. 이는 부호가 바뀐 시점, 즉 에지에서 1의 값이 출력되기 때문이다. 이와 같이, 에지가 검출된 경우, 에지가 검출되었다는 신호를 카운터(2230)로 출력한다.
카운터(2230)는 시스템 클럭을 사용하여 클럭이 들어올 때마다 카운터 값을 증가시킨다. 이때 사용되는 클럭은 반전기(2210)를 통해 반전된 클럭이 사용될 수 있다.
도 23은 본 발명의 일실시예에 따른 주기 검사기 카운터의 타이밍 도를 도시한 도면이다.
카운터(2230)에 에지 검출신호가 들어오면 카운터(2230)가 리셋되면서 0으로 변하게 되는데, 이때 리셋되기 직전 값이 비교기(2240)로 입력된다. 비교기(2240)는 일정하게 정해진 값과 카운터(2230) 출력 값을 비교해서 인에이블 신호(Enable Signal)를 출력한다. 이때 일정하게 정해진 값은 마이컴이나 기타 제어 수단에 의해 외부에서 미리 변경될 수 있다.
비교기(2240)의 출력 신호인 상기 인에이블 신호는 주기 검출기의 출력을 사용할 것인지 말 것인지를 결정하는 허가 신호로 사용될 수 있다. 비교기(2240)는 다양한 형태로 구성될 수 있는데 특정 주기 이하의 신호가 검출된 경우만 인에이블 신호를 출력하는 경우, 특정 주기 이상의 신호가 검출되는 경우만 인에이블 신호를 출력하는 경우, 특정 주기가 검출된 경우(예를 들면 3T)에만 인에이블 신호를 출력하는 경우, 특정 주기가 검출되지 않은 경우에만 허가 신호를 출력하는 경우 또는 소정의 제1 값과 제2 값 사이에 있는 경우에만 허가 신호를 출력하는 경우로 설정될 수 있다. 이러한 각각의 경우는 마이컴이나 기타 제어 수단에 의해 조정될 수 있다.
예를 들어, 상기 입력 신호가 3T 내지 11T 의 입력 신호인 경우, 3T 내지 11T의 주기를 검출하였을 때 인에이블 신호를 출력할 수 있다. 또한, 3T 내지 11T 및 14T의 입력 신호인 경우, 3T 내지 11T 및 14T의 주기를 검출하였을 때 인에이블 신호를 출력할 수 있다. 또한, 2T 내지 9T 의 입력 신호인 경우, 2T 내지 9T 의 주기를 검출한 경우에 인에이블 신호를 출력하도록 할 수 있다.
그리고, 입력신호가 3T 내지 11T 의 입력신호인 경우에는 4T 내지 11T의 주기를 검출하였을 때 인에이블 신호를 출력하고, 3T 내지 11T 그리고 14T의 입력신호인 경우에는 4T 내지 11T 그리고 14T의 주기를 검출하였을 때 인에이블 신호를 출력하며, 2T 내지 9T 의 입력신호인 경우에는 3T 내지 9T 의 주기를 검출한 경우에 인에이블 신호를 출력하도록 할 수 있다.
또는, 입력 신호가 3T 내지 11T 의 입력 신호인 경우에는 3T 이상의 주기를 검 출하였을 때 인에이블 신호를 출력하고, 3T 내지 11T 그리고 14T의 입력 신호인 경우에는 3T 이상의 주기를 검출하였을 때 인에이블 신호를 출력하며, 2T 내지 9T 의 입력 신호인 경우에는 2T 이상의 주기를 검출한 경우에 인에이블 신호를 출력하도록 할 수 있다.
또한, 입력 신호가 3T 내지 11T 의 입력신호인 경우에는 4T 이상의 주기를 검출하였을 때 인에이블 신호를 출력하고, 3T 내지 11T 그리고 14T의 입력 신호인 경우에는 4T 이상의 주기를 검출하였을 때 인에이블 신호를 출력하며, 2T 내지 9T 의 입력 신호인 경우에는 3T 이상의 주기를 검출한 경우에 인에이블 신호를 출력하도록 할 수 있다.
다시 도 19에서, 지터 연산기(1930)에 대해 설명한다.
지터 연산기(1930)는 검출된 지터값과 주기 검사기의 허가 신호를 입력 받아 실제 지터 값의 연산을 수행한다. 지터 연산기(1930)는 소정의 조건을 만족하는 경우에만, 지터를 일정 주기만큼 평균을 취해 출력한다. 상기 조건은 주기 검사기(1920)에 의해 설정될 수 있다. 일반적으로 지터값은 일정한 구간 동안의 지터값을 구해 평균을 취하기 때문에 마이컴 수단이나 하드웨어 연산 수단 등을 사용해 시스템 설계자가 요구하는 조건에 의해 연산한다. 예를 들어 주기 검사기(1920)와 결합해 '4T 이상의 신호가 n번 발생한 경우 평균 지터값을 출력하기'와 같은 조건을 지정할 수 있으며 일반적으로 사용할 수 있는 조건은 다음과 같다.
(1) 특정 T가 N번 발생한 경우 평균을 취해 출력
(2) 특정 T이상의 주기가 N번 발생한 경우 평균을 취해 출력
(3) 특정 T이하의 주기가 N번 발생한 경우 평균을 취해 출력
(4) T1주기부터 T2까지의 주기가 N번 발생한 경우 평균을 취해 출력
(5) 특정 T가 아닌 경우가 N번 발생한 경우 평균을 취해 출력
(6) 일정한 시간마다 발생한 지터를 평균을 취해 출력
여기에서 T, T1, T2, N은 마이컴이나 기타 제어 수단에 의해 임의로 선택될 수 있는 값이며, 상기 조건 이외에도 주기 검사기(1920)의 조건을 바꾸면, 선택할 수 있는 조건은 다양하게 설정될 수 있다.
이상 도 19 내지 도 23을 참조하여 설명한 본 발명의 일실시예에 따른 지터 제어부(171)의 구성 및 동작은 한국공개특허 제2004-0099951호 "지터 검출 장치 및 검출 방법"에 따른 구성 및 동작을 모두 포함하여 구현될 수 있다.
지금까지 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치는 각 구성 요소들의 조합, 즉, 비대칭 보상 모듈, 위상 동기 모듈, 등화기, 채널 식별기, 이치화 모듈, 및 신호 품질 측정 모듈의 조합으로 구성되어 동작할 수 있다. 이와 같이, 상기 각 구성 요소들의 특직정 구성 및 동작을 조합하여 광 디스크를 재생하는 경우, 시너지 효과를 창출할 수 있다.
즉, 이러한 본 발명에 따른 광 디스크 재생 장치는 RLL(1,10), RLL(1,7) 및 RLL(2,10) 등의 다양한 코드를 모두 지원하여 광 디스크의 데이터를 재생할 수 있다. 또한, 이러한 본 발명의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 신호의 잡음, 신호 간섭 등의 발생이나 증가에 상관 없이 고주파 신호 성분을 증폭하여 보다 정확하게 데이터를 검출하고 신호의 품질을 측정하며 주파수를 추정할 수 있고, 기록 재생 채널의 각 특성에 따라 등화기(Equalizer) 및 비터비(Viterbi)의 신호 모델을 정확하게 추정하여 등화기와 비터비의 목표 채널 특성을 조정할 수 있는 효과를 얻을 수 있다. 또한, 기록 재생 채널에서 신호의 미세한 비대칭성을 정확하게 보정할 수 있으며, 대칭적(Symmetric) 특성을 갖는 동기 패턴(Synchronization Pattern)의 정확한 주파수 추정을 수행할 수 있다. 또한, 본 발명은 최소 T가 2 및 3인 경우 등의 여러 가지 신호 패턴을 모두 지원하고 고배속 신호에 대응하여 항상 정확하게 신호를 검출할 수 있는 효과를 기대할 수 있다.
지금까지 본 발명에 따른 구체적인 실시예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서는 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며, 후술하는 특허청구의 범위뿐 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정 해져야 한다.
본 발명의 광 디스크 재생 장치에 따르면, RLL(2,1), RLL(1,7), 및 RLL(1,10) 등의 다양한 RLL 코드를 모두 지원하여 광 디스크를 기록 재생할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 신호의 잡음, 신호 간섭 등의 발생이나 증가에 상관 없이 고주파 신호 성분을 증폭하여 보다 정확한 데이터를 검출하고 신호의 품질을 측정하며 주파수를 추정할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 기록 재생 채널의 각 특성에 따라 등화기(Equalizer) 및 비터비(Viterbi)의 신호 모델을 정확하게 추정하여 등화기와 비터비의 목표 채널 특성을 조정할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 기록 재생 채널에서 신호의 미세한 비대칭성을 정확하게 보정할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 대칭적(Symmetric) 특성을 갖는 동기 패턴(Synchronization Pattern)의 정확한 주파수 추정을 수행할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 광 디스크 재생 장치에 따르면, 최소 T가 2 및 3인 경우 등의 여러 가지 신호 패턴을 모두 지원하고 고배속 신호에 대응하여 항상 정확하게 신호를 검출할 수 있는 효과를 얻을 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 이는 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 따라서, 본 발명 사상은 아래에 기재된 특허청구범위에 의해서만 파악되어야 하고, 이의 균등 또는 등가적 변형 모두는 본 발명 사상의 범주에 속한다고 할 것이다.

Claims (35)

  1. 광 디스크 재생 장치에 있어서,
    광 디스크로부터 얻은 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하는 A/D 컨버터;
    상기 디지털 신호의 오프셋(Offset)을 검출하여 보정하는 비대칭 보상 모듈(Asymmetry Compensator);
    상기 디지털 신호의 클럭을 추정하여 주파수 에러를 보정하는 위상 동기 모듈(PLL: Phase Locked Loop);
    상기 디지털 신호를 이진 데이터로 변환하는 이치화 모듈;
    상기 디지털 신호의 특정 주파수를 등화시키는 등화기(Equalizer); 및
    상기 등화기의 입력 신호에 기초하여 상기 이치화 모듈의 기준 레벨을 검출하는 채널 식별기(Channel Identifier)
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 비대칭 보상 모듈은,
    상기 디지털 신호에 대하여 연속된 두 개의 샘플 신호의 부호를 비교하여 영점 교차점을 검출하는 영점 교차 검출기(Zero Crossing Detector);
    상기 디지털 신호의 비대칭 파형 레벨 보정에 필요한 지터(Jitter)값을 산출하는 소수점 비대칭 검출기(Decimal Asymmetry Detector); 및
    상기 영점 교차점, 상기 지터값, 및 소정의 시스템 클럭 주기에 따른 샘플 신호의 부호 비트를 이용하여 계수량을 결정하는 계수량 결정기(Count Determinator)
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 소수점 비대칭 검출기는 상기 시스템 클럭을 상기 영점 교차점 전후의 샘플 신호의 크기 중 큰 값과 작은 값을 곱한 값으로 나눈 값에 상기 작은 값을 곱하여 상기 지터값을 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 계수량 결정기는 상기 샘플 신호 사이에 영점 교차점이 존재하고, 상기 샘플 신호 중 영점 교차점 이전의 샘플 신호 크기가 더 크며, 상기 영점 교차점 이후의 샘플 신호 부호가 음인 경우, 소수점 이하 비대칭량(Offset)에 -2를 곱하여 상기 계수량을 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 계수량 결정기는 상기 샘플 신호 사이에 영점 교차점이 존재하고, 상기 샘플 신호 중 영점 교차점 이전의 샘플 신호의 크기가 더 크며, 상기 영점 교차점 이후의 샘플 신호의 부호가 양인 경우, 소수점 이하 비대칭량(Offset)에 2를 곱하 여 상기 계수량을 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 계수량 결정기는 상기 샘플 신호 사이에 영점 교차점이 존재하고, 상기 샘플 신호 중 영점 교차점 이후의 샘플 신호의 크기가 더 크며, 상기 영점 교차점 이후의 샘플 신호의 부호가 음인 경우, 소수점 이하 비대칭량(Offset)에 2를 곱한 값에 -2를 더하여 상기 계수량을 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 계수량 결정기는 상기 샘플 신호 사이에 영점 교차점이 존재하고, 상기 샘플 신호 중 영점 교차점 이후의 샘플 신호의 크기가 더 크며, 상기 영점 교차점 이후의 샘플 신호의 부호가 양인 경우, 소수점 이하 비대칭량(Offset)에 -2를 곱한 값에 2를 더하여 상기 계수량을 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  8. 제2항에 있어서,
    상기 계수량 결정기는 상기 샘플 신호 사이에 영점 교차점이 존재하지 않고, 상기 영점 교차점 전후의 샘플 신호의 부호가 모두 음인 경우, 상기 계수량을 -1로 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  9. 제2항에 있어서,
    상기 계수량 결정기는 상기 샘플 신호 사이에 영점 교차점이 존재하지 않고, 상기 영점 교차점 전후의 샘플 신호의 부호가 모두 양인 경우, 상기 계수량을 1로 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 비대칭 보상 모듈은,
    상기 디지털 신호에 대하여 연속된 두 개의 샘플 신호의 부호를 비교하여 영점 교차점을 검출하는 영점 교차 검출기(Zero Crossing Detector);
    상기 영점 교차점이 위치한 구간값을 검출하는 영점 교차 구간 검출기;
    상기 검출한 구간값을 통해 계수량을 결정하는 계수량 결정기(Count Determinator)
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 영점 교차 구간 검출기는 소정의 시스템 클럭 주기를 n등분하여 상기 영점 교차점이 위치한 구간값을 검출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 계수량 결정기는 소정의 시스템 클럭 주기를 n등분하고, 상기 영점 교차점이 위치한 구간이 상기 영점 교차점 이전의 샘플 신호로부터 k번째 구간인 경우, 상기 영점 교차점 이전의 샘플 신호에서 상기 계수량을 n+k-2로 결정하고, 상기 영점 교차점 이후의 샘플 신호에서 상기 계수량을 n-k로 결정하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 위상 동기 모듈은 상기 디지털 신호의 동기 패턴(Synchronous Pattern)으로부터 연속하여 출력되는 최장 T 중, 동일한 주기의 최장 T가 연속하여 2번 출력되는 경우에만 주파수를 검출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 등화기는,
    상기 디지털 신호를 소정의 채널 클럭 신호의 클럭 타이밍(Clock Timing)에 따라 샘플링하여 보간 판독 샘플치 계열을 생성하는 보간 수단(Interpolator);
    상기 보간 판독 샘플치 계열을 소정의 진폭 제한값으로 제한하여 진폭 제한 판독 샘플치 계열을 생성하는 진폭 제한 수단(Limiter);
    상기 진폭 제한 판독 샘플치 계열 중의 진폭 제한 판독 샘플값 사이에 각각 중량감을 부여하고 가산하여 출력하는 필터(Filter);
    상기 보간 판독 샘플치 계열을 지연시켜 지연 판독 샘플치 계열을 생성하는 지연 수단(Delay Line); 및
    상기 지연 판독 샘플치 계열과 상기 필터의 출력을 가산하여 등화 보정 판독 샘플치 계열을 생성하는 가산 수단(Adder)
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 진폭 제한값은 상기 디지털 신호에 있어 최단 레벨 반전 간격을 갖는 구간에서의 신호 레벨의 최대값보다 큰 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 최단 레벨 반전 간격은 상기 채널 클럭 신호에 있어서 하나의 클락 주기의 2배인 값을 갖는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 보간 수단은 상기 채널 클럭 신호의 2배의 주파수를 갖는 클락 타이밍으로 상기 디지털 신호를 샘플링하여 상기 보간 판독 샘플치 계열을 생성하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  18. 제14항에 있어서,
    상기 필터는 상기 진폭 제한 판독 샘플치 계열에 있어서 고(High) 구역 성분의 값을 증가시키는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 고 구역 성분은 상기 진폭 제한 판독 샘플치 계열에 있어, 최단의 레벨 반전 간격을 갖는 부분인 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  20. 제1항에 있어서,
    상기 채널 식별기는 미리 결정된 시간 동안 입력된 상기 등화기의 입력 신호에 기초하여 상기 기준 레벨을 검출하고, 상기 등화기의 입력 신호 및 이전의 기준 레벨값의 평균값을 산출하여 상기 기준 레벨을 검출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 채널 식별기는,
    상기 이치화 모듈의 출력 신호로부터 선택 신호를 생성하는 선택 신호 생성기;
    상기 선택 신호에 따라 상기 등화기의 입력 신호로부터 검출될 레벨을 선택하는 레벨 선택기; 및
    상기 선택된 레벨에 대하여, 이전의 레벨값 및 선택된 레벨로 입력된 입력 신호의 레벨값에 기초하여 새로운 레벨값을 생성하는 평균치 필터
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 선택 신호 생성기는 상기 이치화 모듈의 출력 신호를 비터비 탭 수와 동일한 수만큼 지연시킨 신호를 멀티플렉싱하여 선택 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 평균치 필터는 저역 통과 필터(Low Pass Filter)인 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 평균치 필터는 지연된 입력 신호에서 이전 레벨값을 차감한 후 소정의 상수로 나눈 값에 이전 레벨값을 더하여 상기 기준 레벨값을 검출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  25. 제1항에 있어서,
    상기 이치화 모듈은,
    상기 디지털 신호를 소정의 단위 주기를 갖는 최소 T 신호로 보정하는 최소 T 보상기;
    상기 디지털 신호로부터 이진 데이터를 검출하는 비터비 디코더(Viterbi Decoder); 및
    소정의 임계값에 따라 상기 이진 데이터값을 결정하는 슬라이서(Slicer)
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 비터비 디코더의 PR(Partial Response) 타입은 PR(a, b, c, d, e)인 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  27. 제25항에 있어서,
    상기 최소 T 보상기는 상기 디지털 샘플링 신호가 광 디스크의 코드에 대응하는 최소 신호의 단위 주기보다 낮은 주기를 갖는 경우, 상기 디지털 샘플링 신호를 상기 단위 주기를 갖는 최소 신호로 보정하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 최소 T 보상기는 상기 최소 신호의 단위 주기 T가 2T인 경우, 1T인 디지털 신호의 경로를 소정의 스위치를 통해 제어하고, 상기 최소 신호의 단위 주기 T가 3T인 경우, 2T 디지털 신호 및 1T 디지털 신호의 경로를 상기 스위치를 통해 제어하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  29. 제1항에 있어서,
    상기 디지털 신호의 지터(Jitter) 또는 SbER(Simulated bit Error Rate)을 측정하는 신호 품질 측정 모듈(Signal Quality Measurer)
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 신호 품질 측정 모듈은,
    상기 등화기 출력 신호 및 상기 비터비 디코더 출력 신호로부터 상기 디지털 신호의 품질(Quality) 특성(SbER: Simulated bit Error Rate)을 측정하는 SbER 제어부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 SbER 제어부는 상기 디지털 신호의 패턴 T 발생 확률(CT), 상기 디지털 신호의 패턴 F에 대응하여 상기 패턴 T가 검출되는 확률(erf(0)), 및 상기 패턴 T와 상기 패턴 F 사이의 해밍 거리(Hamming Distance)의 곱을 각각 합산하여 상기 디지털 신호의 품질 특성(SbER)을 산출하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장 치.
  32. 제30항에 있어서,
    상기 신호 품질 측정 모듈은,
    상기 디지털 신호와 소정의 시스템 클럭 간의 지터를 검출하고, 상기 디지털 신호의 주기를 검사하여 소정의 조건을 만족하는 경우 인에이블 신호를 출력하며, 상기 인에이블 신호에 따라서 상기 검출된 지터에 대하여 소정의 연산을 수행하는 지터 제어부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 지터 제어부는 상기 디지털 신호를 한 시스템 클럭만큼 지연시킨 지연 입력 신호를 출력하고, 상기 디지털 신호의 부호가 바뀌는 시점을 의미하는 부호 검출 신호를 출력하여 상기 디지털 신호의 지터를 계산하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 지터 제어부는 상기 디지털 신호의 최상위 비트 및 상기 지연 입력 신호의 최상위 비트를 각각 검출하고, 상기 각 최상위 비트를 XOR시켜 부호 검출 신호로 출력하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
  35. 제33항에 있어서,
    상기 지터 제어부는 상기 디지털 신호의 절대값인 제1 절대값 및 상기 지연 입력 신호의 절대값인 제2 절대값을 각각 계산하고, 상기 각 절대값 중 최소값을 상기 제1 절대값 및 상기 제2 절대값을 더한 값으로 나눈 값과 0 중에서 상기 부호 검출 신호에 따라 하나를 선택한 후 소정의 값을 곱하여 출력하는 것을 특징으로 하는 광 디스크 재생 장치.
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