KR20060123729A - 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하는 컨버터 회로 - Google Patents

다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하는 컨버터 회로 Download PDF

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Abstract

다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭 하기 위한 컨버터 회로가 나타나며, 이것은 각 위상(R, Y, B)에 대해 n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, .., 1.n)을 가지며, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)은 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해 형성되며, 상기 첫 번째 제 1 스위칭 그룹(1.1) 내지 상기 (n-1)-번째 스위칭 그룹(1.(n-1))은 각각 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해 그리고 커패시터(4)에 의해 형성되며, 이 커패시터는 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에 연결되며, 각 상기 n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)은 상기 각 인접한 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)에 직렬로 연결되며, 상기 첫 번째 제 1 스위칭 그룹(1.1) 내의 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결된다. 상기 컨버터 회로에 저장된 전기 에너지 양을 줄이기 위해, n≥1이고 p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)과 p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p)이 제공되며, 이들은 각각 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해 그리고 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에 연결된 커패시터(4)에 의해 형성되며, 이 때 p ≥1이며, 상기 p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 각각은 각 인접한 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)과 직렬로 연결되며, 상기 p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 각각은 각 인접한 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p)과 직렬로 연결되고, 상기 첫 번째 제 2 스위칭 그룹(5.1)은 상기 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)에 연결되며, 상기 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1)은 상기 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 연결된다. 게다가, 상기 p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p) 내의 상기 커패시터(4)는 상기 p-번째 제 3 스위칭 그룹(6.p) 내의 커패시터(4)와 직렬로 연결된다.

Description

다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하는 컨버터 회로{CONVERTER CIRCUIT FOR CONNECTING A PLURALITY OF SWITCHING VOLTAGE LEVELS}
본 발명은 전력 전자 장치 분야에 관한 것이며 독립 청구항의 전제부에서 청구된 바와 같이, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로에 기초한다.
오늘날, 컨버터 회로는 넓은 범위의 전력-전자 애플리케이션에 사용된다. 이 같은 컨버터 회로의 필수 조건은 이 경우에 우선 일반적으로 컨버터 회로에 연결된 전기 AC 전압 네트워크의 위상에서 가능한한 최소한의 고조파(harmonics)를 발생시키는 것, 및, 다른 한 편으로는 가능한 가장 작은 수의 전자 구성 요소를 가지고 가능한 높은 전력 레벨을 송신하는 것이다. 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 하나의 적합한 컨버터 회로는 DE 692 05 413 T2에 명시되어 있다. 이 문서에서, n개의 제 1 스위칭 그룹이 각 위상에 대해 제공되며, n 번째 제 1 스위칭 그룹은 제 1 전력 반도체 스위치와 제 2 전력 반도체 스위치에 의해 형성되고 첫 번째 제 1 스위칭 그룹 내지 (n-1)번째 스위칭 그룹은 각각 제 1 전력 반도체 스위치와 제 2 전력 반도체 스위치에 의해 그리고 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치와 연결된 커패시터에 의해 형성되며, 이 때 n ≥2이다. n개의 제 1 스위칭 그룹 각각은 각각 인접한 제 1 스위칭 그룹에 직렬로 연결되며, 첫번째 제 1 스위칭 그룹 내의 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치는 서로 연결되어 있다. 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치는 각 경우에 절연된 게이트 쌍극 트랜지스터(IGBT) 및 상기 쌍극 트랜지스터와 병렬로 백투백(back-to-back) 연결된 다이오드에 의해 형성된다.
DE 692 05 413 T2에 따라 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로는 작동 중에 컨버터 회로에 저장된 전기 에너지의 양이 매우 높다는 문제에 관한 것이다. 전기 에너지가 컨버터 회로의 n개의 제 1 스위칭 그룹 내의 커패시터에 저장되어 있으므로, 커패시터는 이러한 전기 에너지, 즉 그 저항 전압 및/또는 그 커패시턴스에 대해 설계되어야 한다. 그러나, 이렇게 하려면 커패시터가 물리적으로 커야하며, 이로 인해 비싸진다. 게다가, 커패시터의 물리적 크기가 크므로, 컨버터 회로는 많은 양의 공간을 필요로 하여, 트랙션(traction) 애플리케이션과 같은 많은 애플리케이션에 요구되는 것과 같은 공간-절약 설계가 가능하지 않게 된다. 게다가, 물리적으로 큰 커패시터를 사용하면 많은 양의 설치와 관리 노력이 필요하게 된다.
도 1a는 본 발명에 따른 컨버터 회로의 제 1 실시예를 도시한 도면.
도 1b는 본 발명에 따른 컨버터 회로의 제 2 실시예를 도시한 도면.
도 1c는 본 발명에 따른 컨버터 회로의 제 3 실시예를 도시한 도면.
도 2는 본 발명에 따른 컨버터 회로의 제 4 실시예를 도시한 도면.
도 3a는 본 발명에 따른 컨버터 회로의 제 5 실시예를 도시한 도면.
도 3b는 본 발명에 따른 컨버터 회로의 제 6 실시예를 도시한 도면.
도 4는 본 발명에 따른 컨버터 회로의 제 7 실시예를 도시한 도면.
본 발명의 한 목적은 그러므로 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로를 나타내는 것이며, 이 회로는 그 작동 중에 가능한한 최소의 전기 에너지를 저장하며, 공간-절약적인 방식으로 생산될 수 있다. 이 목적은 청구항 제 1항의 특징에 대해 달성된다. 본 발명의 유리한 측면은 종속 청구항에 나타난다.
다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 본 발명에 따른 컨버터 회로는 각 위상에 대해 제공된 n개의 제 1 스위칭 그룹을 가지며, n-번째 제 1 스위칭 그룹은 제 1 전력 반도체 스위치 및 제 2 전력 반도체 스위치에 의해 형성되고, 첫 번째 제 1 스위칭 그룹 내지 (n-1)번째 스위칭 그룹은 각각 제 1 전력 반도체 스위치와 제 2 전력 반도체 스위치에 의해 그리고 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치에 연결된 커패시터에 의해 형성되며, 이때 본 발명에 따라, n ≥1이고, 복수의 제 1 스위칭 그룹이 존재할 때 n개의 제 1 스위칭 그룹 각각은 각 인접한 제 1 스위칭 그룹에 연결되며 첫 번째 제 1 스위칭 그룹 내의 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치는 서로 연결된다. 본 발명에 따라, p개의 제 2 스위칭 그룹과 p개의 제 3 스위칭 그룹이 제공되며, 이들은 제 1 전력 반도체 스위치와 제 2 전력 반도체 스위치에 의해 그리고 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치에 연결된 커패시터에 의해 형성되며, 이 때 p ≥1이며, 복수의 제 2 스위칭 그룹이 존재할 때 p개의 제 2 스위칭 그룹 각각은 각 인접한 제 2 스위칭 그룹에 직렬로 연결된다. 복수의 제 3 스위칭 그룹이 존재할 때 p개의 제 3 스위칭 그룹 각각은 각 인접한 제 3 스위칭 그룹과 직렬로 연결되며, 첫 번째 제 2 스위칭 그룹은 n-번째 제 1 스위칭 그룹 내의 제 1 전력 반도체 스위치와 연결되고 첫 번째 제 3 스위칭 그룹은 n-번째 제 1 스위칭 그룹 내의 제 2 전력 반도체 스위치에 연결된다. 게다가, p-번째 제 2 스위칭 그룹 내의 커패시터는 p-번째 제 3 스위칭 그룹 내의 커패시터와 직렬로 연결된다.
전술한 것과 같이 연결과 함께 제공된, p개의 제 2 스위칭 그룹과 p개의 제 3 스위칭 그룹은 예컨대 위상 출력(phase output) AC 전압에 대해 양의 절반-사이클 동안만, p개의 제 2 스위칭 그룹이 수반되고, p개의 제 3 스위칭 그룹은 본 발명에 따른 컨버터 회로의 작동 중에, 음의 절반-사이클 동안에만 수반된다는 것을 의미한다. 따라서, 특히 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹 내의 커패시터에서, 컨버터 회로에 저장된 전기 에너지 양을 감소시킬 수 있다는 점에서 유리하다. 게다가, n개의 제 1 스위칭 그룹은 위상 출력 AC 전압을 밸런싱하기 위해서만 사용되어서, 복수의 제 1 스위칭 그룹이 존재할 때 n개의 제 1 스위칭 그룹 내의 커패시터는 본질적으로 균형된 상태에서 어떠한 전류도 운반하지 않으며, 그러므로 본질적으로 어떠한 전기 에너지도 저장하지 않는다. 컨버터 회로에 저장된 전기 에너지 량은 따라서 전반적으로 낮게 유지될 수 있어서, 컨버터 회로 내의 커패시터는 저장될 소량의 전기 에너지, 즉 그들의 저항 전압 및/또는 그들의 커패시턴스에 대해서만 설계되어야 한다. 커패시터의 작은 물리적 크기로 인해, 컨버터 회로는 매우 작은 공간을 필요로 하며, 따라서 예컨대 트랙션 애플리케이션과 같은, 많은 애플리케이션에 요구되는 것처럼, 공간-절약적인 설계를 유리하게 허용한다. 게다가, 커패시터의 작은 물리적 크기는 또한 설치와 관리 노력의 양을 낮은 수준으로 유지할 수 있어서 유리하다.
본 발명의 이들 그리고 추가적인 목적, 이점 및 특성들은 도면과 관련하여, 본 발명의 바람직한 실시예의 다음 구체적인 설명으로부터 명백해질 것이다.
도면에서 사용된 참조 표시와 그들의 의미는 참조 표시 목록에서 요약된 형식으로 열거한다. 원칙상, 동일한 부분은 도면에서 동일한 참조 표시로 제공된다. 설명된 실시예들은 본 발명의 대상의 예를 나타내며, 제한적인 효과를 지니지 않는다.
도 1a는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 본 발명에 따른 컨버터 회로의 (특히 단일-위상의) 제 1 실시예를 도시한다. 이 경우, 컨버터 회로는 n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)을 가지며, 이들은 각 위상(R, Y, B)에 제공되며, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)은 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해 형성되며, 첫 번째 제 1 전력 스위칭 그룹(1.1) 내지 (n-1)번째 스위칭 그룹(1.(n-1))은 각 경우에 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해, 그리고 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에 연결된 커패시터(4)에 의해 형성되며, 이 경우, 본 발명에 따라, n ≥1이다. 도 1a에서 알 수 있듯이, 각 제 1 스위칭 그룹(1,1.1,...,1.n)은 4-극(four-pole) 네트워크를 나타내므로, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n) 각각은 복수의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n)이 존재할 때 각 인접한 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n)과 직렬로 연결되는데, 즉 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)은 (n-1)번째 스위칭 그룹(1.(n-1))과 직렬로 연결되며, (n-1)번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-1))은 (n-2)번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-2))과 직렬로 연결되는 등이다. 도 1a에서 볼 수 있는 것처럼, 첫 번째 제 1 스위칭 그룹(1.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결된다. 첫 번째 제 1 스위칭 그룹(1.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 교차점은 도 1a에 도시된 바와 같이, 특히 위상(R)에 대해, 위상 연결을 형성한다.
본 발명에 따라, 그리고 도 1a에 도시된 바와 같이, p개의 스위칭 그룹(5.1,...,5.p)과 p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1,...,6.p)이 이제 제공되며, 각 그룹은 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해, 그리고 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에 연결된 커패시터(4)에 의해 형성되며, 이때 p ≥1이다. 도 2에 도시된 것처럼, p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1,...,5.p) 각각과 p개의 스위칭 그룹(6.1,...,6.p) 각각은 4-극 네트워크를 나타내므로, p개의 스위칭 그룹(5.1,...,5.p) 각각은 복수의 제 2 스위칭 그룹(5.1,...,5.p)이 존재할 때 각 인접한 제 2 스위칭 그룹(5.1,...,5.p)과 직렬로 연결되며, 즉, p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p)은 (p-1)번째 제 2 스위칭 그룹(5.(p-1))과 직렬로 연결되고, (p-1)번째 제 2 스위칭 그룹(5.(p-1))은 (p-2)-번째 제 2 스위칭 그룹(5.(p-2))과 직렬로 연결되는 등이다. 게다가, 도 1a에 도시된 것처럼, p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1,...,6.p) 각각은 복수의 제 3 스위칭 그룹(6.1,...,6.p)이 존재할 때 각각의 인접한 제 3 스위칭 그룹(6.1,...,6.p)과 직렬로 연결되는데, 즉 p번째 제 3 스위칭 그룹(6.p)은 (p-1)번째 제 3 스위칭 그룹(6.(p-1)과 직렬로 연결되며, (p-1)번째 제 3 스위칭 그룹(6.(p-1))은 (p-2)번째 제 3 스위칭 그룹(6.(p-2))과 직렬로 연결되는 등이다.
게다가, 첫 번째 제 2 스위칭 그룹(5.1)은 n번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)에서 제 1 전력 반도체 스위치(2)에 연결되고 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1)은 n번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)에서 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 연결된다. 마지막으로, p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p) 내의 커패시터(4)는 p번째 제 3 스위칭 그룹(6.p) 내의 커패시터(4)와 직렬로 연결된다. 제공된 p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1,...,5.p)과 p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1,...,6.p), 및 서로에 대해 그리고 n번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)에 대한 각 경우에 서로 간의 설명된 이들의 연결은, p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1,..., 5.p)이 예컨대, 위상 출력 AC 전압에 대해 양의 절반-사이클 동안에만 수반되며, p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1,...,6.p)은 본 발명에 따른 컨버터 회로의 작동 중에, 위상 출력 AC 전압에 대해 음의 절반-사이클에서만 수반된다는 것을 의미한다. 특히 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1,...,5.p; 6.1,..., 6.p) 내의 커패시터(4)에서, 컨버터 회로에 저장된 전기 에너지의 양은 따라서 유리하게 감소될 수 있다. 게다가, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n)은 위상 출력 AC 전압의 균형을 맞추기 위해서만 사용되어서, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n) 내의 커패시터(4)는 본질적으로 위상 출력 AC 전압이 균형된 상태일 때 어떠한 전류도 운반하지 않으며, 본질적으로 어떠한 전기 에너지도 이들에 저장되지 않는다. 본 발명에 따라 컨버터 회로에 저장된 전기 에너지의 양은 따라서 전체적으로 낮게 유지될 수 있어서, 컨버터 회로 내의 커패시터(4)는 저장될 소량의 전기 에너지에 대해서만 설계되어야 하며, 즉, 그들의 저항 전압 및/또는 커패시턴스에 대해서만 설계되어야 한다. 커패시터(4)의 작은 물리적 크기로 인해, 컨버터 회로는 최소량의 공간을 필요로 하며, 따라서, 유리하게는, 트랙션 애플리케이션과 같은 많은 애플리케이션에 요구되는 것처럼, 공간-절약적인 설계를 허용한다. 게다가, 커패시터(4)의 작은 물리적 크기는 또한 유리하게도 설치와 관리 노력이 덜 소요되게 할 수 있다.
도 1a에 도시된 것처럼, 전압 제한 네트워크(7)는, 예컨대, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 병렬로 연결되며, 전압 제한 네트워크(7)는 마찬가지로 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)와 병렬로 연결된다. 전압 제한 네트워크(7)는 선택적으로 선택될 수 있으며 특히, 원하는 위상 출력 전압이 0V일 때, 위상 출력 전압을 안정화하는데 유리하게 사용된다. 전압 제한 네트워크(7)는 커패시터, 또는, 도 1a에 도시된 바와 같이, 커패시터를 구비한 레지스터에 의해 형성된 직렬 회로를 가지는 것이 바람직하다. 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1,...,5.p; 6.1,...,6.p) 뿐만 아니라 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.(n-1)) 내의 모든 다른 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 또한 특히 임의의 유형의 전압 제한 네트워크(7) 및/또는 특히 임의의 유형의, 전류 제한 네트워크를 가질 수 있다.
도 1b는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭 하기 위한 본 발명에 따른 컨버터 회로의 (특히 단일-위상) 제 2 실시예를 도시한다. 도 1a에 도시된 제 1 실시예와는 대조적으로, 도 1b에 도시된 것처럼 제 2 실시예에서 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에 연결된 커패시터(4)를 가지며, 첫 번째 제 2 스위칭 그룹(5.1)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)에 연결되며, 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)에 연결된다. n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)는 유리하게, 특히 원하는 위상 출력이 0V일 때, 이 위상에서 출력 전압이 안정화되도록 하여, 이것은 어떠한 문제도 없이 그리고 어떠한 교란 효과도 없이 달성될 수 있게 된다. 도 1a에 도시된 것과 같이 제 1 실시예가 도 1b에 도시된 것과 같은 제 2 실시예와 비교되는 경우, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)는 선택적으로 선택될 수 있으며, 전압 제한 또는 전압 안정화에만 사용되며, 따라서 전압원으로 간주될 수 없다. 또한 명확성을 위해 도 1a에는 도시되지 않았다고 해도, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4) 대신에, 레지스터와 함께 커패시터(4)에 의해 형성된 직렬 회로를 제공하는 것이 가능하다. n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4) 또는 레지스터를 구비한 커패시터(4)에 의해 형성된 직렬 회로는 모든 설명된 실시예에 대해 선택적으로 선택될 수 있다는 것이 자명하다.
도 1c는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 본 발명에 따른 컨버터 회로의 (특히 단일-위상의) 제 3 실시예를 도시한다. 이 경우, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n)의 전체 수는 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1,...,5.p; 6.1,..., 6.p)의 전체 수보다 작다. 도 1c에서, 이들은 이후 n=1개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, 1.2)과 p=2개의 제 2 스위칭 그룹(5.1,5.2) 뿐만 아니라, p=2개의 제 3 스위칭 그룹(6.1,6.2)이다. 이것은 유리하게 더 작은 수의 제 1 스위칭 그룹(1.1,..., 1.n) 그리고 이에 따라 더 작은 수의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3) 및 더 작은 수의 커패시터(4)가 요구되며, 본 발명에 따라 컨버터 회로에 대해 요구되는 전체 공간은 따라서 더 감소될 수 있다는 것을 의미한다.
제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치는, n=1개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,1.2)이 존재할 때, 도 1c에 도시된 것처럼, 각각 높은 차단-기능의 양방향 전력 반도체 스위치에 의해, 즉 전류를 오직 한 방향으로만 운반하는 구동가능한 높은 차단-기능의 전자 요소에 의해, 예컨대, 게이트 턴오프 사이리스터(GTO 사이리스터) 또는 정류된(commutated) 구동 전극을 가진 집적 사이리스터(IGCT - 집적 게이트 정류된 사이리스터)에 의해, 그리고 수동의 높은 차단-기능의 전자 요소에 의해 각각 형성되는 것이 바람직하며, 이 전자 요소는 병렬로 백투백(back-to-back) 연결되며 구동될 수 없고 예컨대 다이오드에 의해 오직 한 방향으로만 전류를 운반한다.
도 2는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위해 본 발명에 따라 컨버터 회로의 (특히 단일-위상의) 제 4 실시예를 도시한다. 이 경우, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n)의 전체 수는 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1,...,5.p; 6.1,..., 6.p)의 전체 수에 대응한다. 도 2에서, 이들은 이후 n=2개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, 1.2)과 p=2개의 제 2 스위칭 그룹(5.1, 5.2) 뿐만 아니라, p=2개의 제 3 스위칭 그룹(6.1, 6.2)이다. n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n)의 전체 수가 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1,...,5.p; 6.1,..., 6.p)의 전체 수에 대응하는 경우, 유리하게도 일반적으로 본 발명에 따라 컨버터 회로 내의 (2n+1)개의 스위칭 전압 레벨을 스위치하는 것이 가능하며, 즉, 도 2에 도시된 것처럼 n=2인 경우, 5개의 스위칭 전압 레벨이 이후 스위칭될 수 있다.
게다가, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1,...,1.n)의 전체 수가 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1,..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)의 전체 수보다 더 크게되는 것이 또한 가능하다.
도 1a와 도 1c에 도시된 것처럼, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되고, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)에 연결된다. 게다가, 도 1a와 도 1c에 도시된 것처럼, 첫번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되고, 첫번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 연결된다.
도 1b에 도시된 바와 같이, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5..1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되고, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)의 교차점, 및 n-번째 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)에 연결된다. 게다가, 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되고, 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)의 교차점과 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 연결된다.
각 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 도 1a, 도 1b, 도 1c 및 도 2에 도시된 실시예의 경우와 같이, 양방향의 전력 반도체 스위치의 형태인 것이 바람직하다.
도 3a는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 본 발명에 따른 컨버터 회로의 (특히 단일-위상의) 제 5 실시예를 도시한다. 도 3a에 도시된 바와 같이, 각 제 1 및 각 제 2 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 양방향 전력 반도체 스위치이다. 게다가, 각 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 및 각 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 양방향 전력 반도체 스위치이다. 도 1a, 도 1b, 도 1c 및 도 2에 도시된 실시예와는 대조적으로, 각 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)와 각 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 내의 제 1 전력 반도체 스위치는 단방향 전력 반도체 스위치이다. 이러한 조치는 본 발명에 따른 컨버터 회로를 더 단순화하는 것을 가능하게 한다.
도 3b는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 본 발명에 따른 컨버터 회로의 (특히 단일-위상의) 제 6 실시예를 도시한다. 도 3b에 도시된 바와 같이, 각 제 1 및 각 제 3 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 6.1, ..., 6.p) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 양방향 전력 반도체 스위치이다. 게다가, 각 제 1 및 각 제 2 반도체 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 양방향 전력 반도체 스위치이다. 더욱이, 각 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2) 그리고 각 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 단방향 전력 반도체 스위치이다. 이러한 이점 외에도, 컨버터 회로의 단순화에 대해 도 3a에 도시된 제 5 실시예에서 이미 언급한 것처럼, 도 3b에 도시된 것처럼 컨버터 회로의 제 6 실시예 내의 각 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)은 또한 특히 조정에 의해, 예컨대 미리 결정된 값으로 매우 쉽게 설정될 수 있다.
도 4는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위해 본 발명에 따라 컨버터 회로의 (특히 단일-위상의) 제 7 실시예를 도시한다. 이 경우, 각 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 양방향 전력 반도체 스위치이다. 게다가, 각 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 및 각 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 단방향 전력 반도체 스위치이다. 이 조치는 본 발명에 따른 컨버터 회로가 정류기가 되도록 하며, 이것은 매우 단순한 그리고 더욱이 공간-절약적인 방법으로 설계되었는데, 그 이유는 최소한의 수의 양방향 전력 반도체 스위치를 필요로 하기 때문이다.
도 1a 내지 도 4에 도시된 본 발명에 따른 컨버터 회로의 실시예에서 쌍방향 전력 반도체 스위치 각각은 전자 요소(구동될 수 있고 오직 한 방향으로만 전류를 이동시킴), 예컨대 절연된 게이트 쌍극 트랜지스터(IGBT; Insulated Gate Bipolar Transistor) 또는, 도 1c에 도시된 것처럼 그리고 이미 언급된 것처럼, 게이트 턴오프 사이리스터(GTO) 또는 집적된 게이트 정류된 사이리스터(IGCT)에 의해, 그리고 수동 전자 요소(병렬로 백투백 연결되고, 구동될 수 없으며 오직 한 방향으로만, 예컨대 다이오드에 의해 전류를 이동시킴)에 의해서 형성되는 것이 바람직하다. 도 1a, 도 1b, 도 1c 및 도 2에 도시된 바와 같이 양방향 전력 반도체 스위치의 형태인, 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 각 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p) 내에서 이들이 반대의 주로 제어 전류 방향을 가지는 방식, 즉, 구동될 수 있고 오직 한 방향으로만 전류를 이동시키는 전자 요소가 서로에 대해 반대의 주로 제어된 전류 방향을 가지는 방식으로 연결된다. 게다가, 도 1a, 도 1b, 도 1c 및 도 2에 도시된 바와 같이, 구동될 수 없고 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에서 오직 한 방향으로 전류를 운반하는 수동 전자 요소는 이들이 상호 반대의 제어된 전류 방향을 가지는 방식으로 각 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p) 내에서 연결된다.
게다가, 각각의 단방향 전력 반도체 스위치는 도 3a, 및 도 3b에 도시된 것처럼 본 발명에 따라 컨버터 회로의 실시예에 기초하며 도 4는 구동될 수 없고 오직 한 방향으로만, 예컨대 다이오드에 의해서 전류를 운반하는 수동 전자 요소에 의해 형성되는 것이 바람직하다. 이미 언급된 바와 같이, 본 발명에 따른 그리고, 도 3a, 도 3b 및 도 4에 도시된 것과 같은 컨버터 회로는 이 조치에 의해 더 단순화될 수 있는데 그 이유는 구동될 수 있고 오직 한 방향으로만 전류를 운반하는 더 적은 수의 전자 요소가 요구되며, 구동의 복잡성이 이에 따라 매우 감소되기 때문이다. 도 3a, 도 3b 및 도 4에 도시된 것과 같은 양방향 전력 반도체 스위치의 형태인 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 이들이 반대의 제어된 주요 전류 방향을 가지는 방식, 즉, 구동될 수 있고 오직 한 방향으로만 전류를 운반하는 전자 요소가 상호 반대의 제어된 주요 전류 방향을 가지는 방식으로 각 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 내에서 연결된다. 게다가, 각 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)에 대해 도 3a, b에서 도시된 것처럼, 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3) 내에서 오직 한 방향으로만 구동될 수 없고 전류를 운반하는 수동 전자 요소 및 구동될 수 있고 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3) 내에서 오직 한 방향으로 전류를 운반하는 전자 요소는 이들이 상호 반대의 전류 방향을 가지는 방식으로 각 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p) 내에서 연결된다. 마지막으로, 각 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p) 내에서, 도 4에 도시된 것처럼 단방향 전력 반도체 스위치의 형태인, 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 상호 반대의 전류 방향을 가지는 방식으로 연결된다.
게다가, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)의 경우 각 인접한 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 내의 2개의 제 1 전력 반도체 스위치(2)를 하나의 모듈로 결합하는 것이 매우 유리한 것으로 알려졌는데, 즉, 복수의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)이 존재할 때, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 (n-2)-번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-1)) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)가 한 모듈로 결합되고, (n-1)-번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-1)) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 (n-2)-번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-2)) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)가 한 모듈 내에 결합되는 등이다. 게다가, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)의 경우 각 인접한 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 내의 상기 2개의 제 2 전력 반도체 스위치가 한 모듈 내에 결합되는 것이 유리한 것으로 알려졌으며, 즉, 복수의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)이 존재할 때, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)와 (n-1)-번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-1) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 한 모듈로 결합되고, (n-1)-번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-1)) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)와 (n-2)-번째 제 1 스위칭 그룹(1.(n-2)) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 한 모듈에서 결합되는 등이다. 이들과 같은 모듈은 일반적으로 표준 절반-브리지 모듈이며 따라서 단순한 설계를 가지며, 오류에 민감하지 않고, 따라서 비용-효율적이다. 게다가, 복수의 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)이 존재할 때 p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)의 경우, 각 인접한 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)이 한 모듈로 결합되고, 각 인접한 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 내의 2개의 제 2 전력 반도체 스위치가 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)에 대해 위에서 자세히 설명된 방법으로 한 모듈로 결합되는 것이 유리하다고 알려졌다. 게다가, 복수의 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p)이 존재할 때, p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p)의 경우, 각 인접한 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 내의 2개의 제 1 전력 반도체 스위치가 한 모듈로 결합되고, 각 인접한 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 내의 2개의 제 2 전력 반도체 스위치(3)가 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)에 대해 위에 자세히 설명된 방법으로, 한 모듈로 결합되는 것이 유리한 것으로 알려졌다. 위에 자세히 설명된 것처럼, 각각의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 결합은 도 1a 내지 도 4에 도시된 것처럼 본 발명에 따라 컨버터 회로의 모든 실시예에 적용되는 것은 자명하다.
그러나, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)의 경우에서, p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)의 경우, 각 경우에서 제 1 전력 반도체 스위치(2) 및 제 2 전력 반도체 스위치(3)를 한 모듈로 결합하는 것이 또한 가능하다. 이미 언급한 바와 같이, 이들과 같은 모듈은 일반적으로 표준 절반-브리지 모듈이며 따라서 단순한 설계를 가지며, 오류에 민감하지 않고, 따라서 비용-효율적이다. 이 경우에도 역시, 위에서 자세히 설명한 바와 같이 각 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 결합은 도 1a 내지 도 4에 도시된 것처럼 본 발명에 따른 컨버터 회로의 모든 실시예에 적용된다는 것이 자명하다.
다상의 애플리케이션에 제공되기 위한 본 발명에 따른 컨버터 회로의 경우, 위상(R, Y, B)에 대한 p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p)은 병렬로 연결되는 것이 바람직하며, 위상(R, Y, B)에 대한 p-번째 제 3 스위칭 그룹(6.p)은 서로 병렬로 연결된다. 각 연결은 각 p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p) 내의 커패시터(4)로, 그리고 각 p-번째 제 3 스위칭 그룹(6.p) 내의 커패시터(4)로 각각 이루어진다.
다상의 컨버터 회로의 경우에 공간이 유리하게 절약되도록 하기 위해, 위상(R, Y, B)에 대해 p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p) 내의 커패시터(4)는 하나의 커패시터를 형성하기 위해 결합되는 것이 바람직하다. 게다가, 위상(R, Y, B)에 대해 p-번째 제 3 스위칭 그룹 내의 커패시터(4)는 마찬가지로 하나의 커패시터를 형성하기 위해 결합되는 것이 바람직하다.
전반적으로, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위해 본 발명에 따른 컨버터 회로는 따라서 그 작동 중에 오직 적은 양의 전기 에너지만을 저장하는 것과 그 공간-절약적인 설계를 특징으로 하는 해결책을 나타내며, 따라서 복잡하지 않고, 강력하며 결함에 민감하지 않은 해결책을 나타낸다.
본 발명은 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로에 기초한 것으로서, 전력 전자 분야에 이용가능하다.

Claims (21)

  1. 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로로서, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)을 가지며 이들은 각 위상(R, Y, B)에 대해 제공되며, n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)은 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해 형성되며, 첫번째 제 1 스위칭 그룹(1.1) 내지 (n-1)-번째 스위칭 그룹(1.(n-1))은 각각 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해 그리고 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에 연결된, 커패시터(4)에 의해 형성되며, 각 n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)은 각 인접한 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)에 직렬로 연결되고, 첫 번째 제 1 스위칭 그룹(1.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되는 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로에 있어서,
    n≥1이고 p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)과 p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p)이 제공되고, 이들은 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 의해 그리고 제 1 및 제 2 반도체 스위치(2,3)에 연결된 커패시터(4)에 의해 각각 형성되고, 이 때 p ≥1이며, p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 각각은 각 인접한 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)에 직렬로 연결되며, p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 각각은 각 인접한 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p)과 직렬로 연결되며, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5.1)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)에 연결되며, 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 연결되고,
    p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p) 내의 커패시터(4)는 p-번째 제 3 스위칭 그룹(6.p) 내의 커패시터(4)와 직렬로 연결되는
    것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  2. 제 1항에 있어서,
    전압 제한 네트워크(7)가 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 병렬로 연결되고,
    전압 제한 네트워크(7)가 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 전압 제한 네트워크(7)는 커패시터를 가진, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  4. 제 2항에 있어서, 상기 전압 제한 네트워크(7)는 커패시터를 가진 레지스터에 의해 형성된 직렬 회로를 가진, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  5. 제 1항에 있어서,
    n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)에 연결된 커패시터(4)를 가지며, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5.1)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)에 연결되며, 첫번째 제 3 스위칭 그룹(6.1)은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)에 연결된 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  6. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5.1) 내의 제 1 및 제 2 전원 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되며, 첫번째 제 2 스위칭 그룹(5.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 1 전력 반도체 스위치(2)에 연결되고, 첫번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되며, 첫번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)에 연결된 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  7. 제 5항에 있어서, 상기 첫 번째 제 2 스위칭 그룹(5.1) 내의 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되고, 상기 첫 번째 제 2 스위칭 그룹(5.1) 내의 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)와 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)의 교차점에 연결되며, 그리고
    상기 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 상기 제 1 및 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)는 서로 연결되며, 첫 번째 제 3 스위칭 그룹(6.1) 내의 상기 제 1 미 제 2 전력 반도체 스위치(2,3)의 교차점은 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 커패시터(4)와 n-번째 제 1 스위칭 그룹(1.n) 내의 제 2 전력 반도체 스위치(3)의 교차점에 연결되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  8. 제 1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)의 전체 수는 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)의 전체 수에 대응하는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  9. 제 1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)의 전체 수는 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)의 전체 수보다 작은 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  10. 제 1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)의 전체 수는 상기 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)의 전체 수보다 큰 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  11. 제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 각 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 각 경우 양방향 전력 반도체 스위치의 형태인, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  12. 제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 각 제 1 및 각 제 2 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 양방향 전력 반도체 스위치이며,
    각 제 1 및 각 제 3 스위칭 그룹(1.1., ..., 1.n; 6.1, ..., 6.p) 내의 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 양방향 전력 반도체 스위치이며,
    그리고
    각 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 내의 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)와 각 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 각 경우 단방향 전력 반도체 스위치의 형태인 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  13. 제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 각 제 1 및 각 제 3 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 6.1, ..., 6.p) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 양방향 전력 반도체 스위치이며,
    각 제 1 및 각 제 2 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n; 5.1, ..., 5.p) 내의 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 양방향 전력 반도체 스위치이며, 그리고
    각 제 2 스위칭 그룹(5.1, .., 5.p) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 각 제 3 스위칭 그룹(6.1, .., 6.p) 내의 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 단방향 전력 반도체 스위치인 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  14. 제 1항 내지 제 10항 중 어느 한 항에 있어서, 각 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 각 경우 양방향 전력 반도체 스위치이며, 각 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 내의 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 각 경우 단방향 전력 반도체 스위치의 형태인 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  15. 제 11항 내지 제 14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 양방향 전력 반도체 스위치는 구동될 수 있고 오직 한 방향으로 전류를 운반하는 전자 요소에 의해, 그리고 이것과 병렬로 백투백 연결되고, 구동될 수 없으며 오직 한 방향으로 전류를 운반하는 수동 전자 요소에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  16. 제 12항 내지 제 15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 단방향 전력 반도체 스위치는 구동될 수 없고 오직 한 방향으로 전류를 운반하는 수동 전자 요소에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  17. 제 1항 내지 제 16항 중 어느 한 항에 있어서, n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, .., 1.n)의 경우, 각 인접한 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 내의 상기 2개의 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 한 모듈로 결합되고, 각 인접한 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n) 내의 상기 2개의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 한 모듈로 결합되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 p개의 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p)의 경우, 각 인접한 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 내의 상기 2개의 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 한 모듈로 결합되고, 각 인접한 제 2 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p) 내의 상기 2개의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 한 모듈로 결합되며, 그리고
    상기 p개의 제 3 스위칭 그룹(6.1, ..., 6.p)의 경우, 각 인접한 제 3 스위칭 그룹(6.1, .., 6.p) 내의 상기 2개의 제 1 전력 반도체 스위치(2)는 한 모듈로 결합되고, 각 인접한 제 3 스위칭 그룹(6.1, .., 6.p) 내의 상기 2개의 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 한 모듈로 결합되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  19. 제 1항 내지 제 16항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 n개의 제 1 스위칭 그룹(1.1, ..., 1.n)의 경우와 상기 p개의 제 2 및 제 3 스위칭 그룹(5.1, ..., 5.p; 6.1, ..., 6.p)의 경우, 상기 제 1 전력 반도체 스위치(2)와 상기 제 2 전력 반도체 스위치(3)는 각 경우 한 모듈로 결합되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  20. 제 1항 내지 제 19항 중 어느 한 항에 있어서, 복수의 위상(R, Y, B)이 존재하는 경우, 상기 위상(R, Y, B)에 대한 상기 p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p)은 서로 병렬로 연결되고 상기 위상(R, Y, B)에 대한 상기 p-번째 제 3 스위칭 그룹(6.p)은 서로 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
  21. 제 20항에 있어서, 상기 위상(R, Y, B)에 대한 상기 p-번째 제 2 스위칭 그룹(5.p) 내의 커패시터(4)는 하나의 커패시터를 형성하기 위해 결합되고, 상기 위상(R, Y, B)에 대한 상기 p-번째 제 3 스위칭 그룹(6.p) 내의 커패시터(4)는 하나의 커패시터를 형성하기 위해 결합되는 것을 특징으로 하는, 다수의 스위칭 전압 레벨을 스위칭하기 위한 컨버터 회로.
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