KR20060026481A - 데카르트 루프 송신기 및 이 송신기의 출력 레벨을조절하는 방법 - Google Patents

데카르트 루프 송신기 및 이 송신기의 출력 레벨을조절하는 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따라, I- 및 Q-채널들의 각각에 대한 저역 통과(138, 140) 및 광대역 통과(142, 144) 뿐만 아니라 협대역 통과(146, 148) 필터들의 세트, 제곱 평균 검출기(152, 154, 156) 및 비교 수단(160)에 접속된 제산기들(156, 158)을 포함하는 아이솔레이터 제거기 회로(106)를 포함하는 데카르트 루프 송신기(100)가 제공된다. 비교 수단(160)으로부터의 신호들은, 감쇠 세팅을 제어하는 마이크로프로세서(162)에 의해 수신된다. 이러한 송신기(100)의 출력 레벨을 조절하는 방법이 또한 제공된다. 상기 방법은, 소신호를 생성하는 단계(200), 온-채널 신호 레벨(212) 및 소신호 레벨(214, 216)을 측정하는 단계 및 소신호 대 온-채널 신호의 제 1 비를 계산하는 단계(218)를 포함한다. 만일 제 1 비가 미리 정의된 임계치를 초과하면(220), 감쇠 세팅은 증가된다(224).
데카르트 루프 송신기, 저역 통과 필터, 협대역 통과 필터, 광대역 통과 필터, 감쇠 세팅, 아이솔레이터 제거 회로

Description

데카르트 루프 송신기 및 이 송신기의 출력 레벨을 조절하는 방법{Cartesian loop transmitter and method of adjusting an output level of such transmitter}
본 발명은 무선 선형 송신기들에 관한 것이다. 보다 상세하게, 본 발명은, 아이솔레이터(isolator) 없이 동작의 안정성이 유지되는 선형 송신기 및 이러한 송신기의 출력 레벨을 조절하는 방법에 관한 것이다.
무선 통신 디바이스들은, 무선 주파수(RF) 통신 신호들을 효율적으로 전송하기 위하여 안테나들을 사용한다. 통신 디바이스의 송신기 부분은, 무선 주파수 신호들이 전송을 위하여 안테나에 접속되기 전에 무선 주파수 신호들을 증폭하는 전력 증폭기를 포함한다. 현대의 무선 통신 시스템들은 좁은 주파수 대역들에서 동작함에 따라, 송신기의 회로들은 선형 방식으로 동작할 수 있는 RF 전력 증폭기들을 필요로 한다. 변조된 신호의 왜곡을 방지하고 간섭을 최소화하기 위하여 선형 증폭기가 요구된다. 그러나, 실세계 RF 증폭기들의 비선형성은, 증폭기들이 높은 구동 레벨들에서 동작될 때 나타난다. 유사한 상황들이 동작 조건들에 의하여 유발될 수 있다. 예를 들면, 전자기 반사 구조 근처에서 동작하는 송신기는, 안테나를 통해 송신기에 다시 반사되는 에너지에 영향을 받기 쉬울 수 있다.
선형성이 개선된 송신기가 당분야에 공지되어 있다. 송신기를 선형화하기 위한 한 방법은, 데카르트 피드백 루프 기반 선형화기(linearizer)를 사용하는 것이다. 데카르트 피드백 루프 선형화기는 송신기의 선형성을 유지하는 반면에, RF 전력 증폭기는 그것의 포화점에 근접하게 동작하게 하고, 따라서 양호한 효율성을 유지한다. 반사된 에너지의 결과로서 로드 임피던스의 변화들을 방지하기 위하여, 아이솔레이터 또는 순환기는 안테나 및 전력 증폭기 사이에 삽입된다. 아이솔레이터는, 반사된 에너지를 흡수하고 반사된 에너지가 증폭기에 도달하는 것을 방지함으로써 전력 증폭기를 보호한다. 아이솔레이터는 반사된 에너지를 흡수 로드 종단에 직접 전달한다. 비록 아이솔레이터가 일반적으로 양호하게 동작하지만, 아이솔레이터는 무선 통신 디바이스의 설계 시에 비용, 크기 및 중량을 증가시킨다. 아이솔레이터들은 협대역이면서 고가이며, 물리적으로 크기가 상당히 크다(특히 저주파수에서).
아이솔레이터들이 없는 데카르트 루프 송신기들은 당분야에 공지되어 있다. 이러한 한 예는 미국 특허 출원 번호 제 US2003/0031271호에 기술되어 있다. 이러한 문헌에는 아이솔레이터 제거 방법이 개시되어 있다. 이러한 종래의 해결 방법에서, 아이솔레이터 제거기는, 피드백 루프로부터 샘플링된 구동 신호 및 정보 신호의 샘플들에 기초하여 위상 및 레벨 보상 신호들을 제공한다. 이들 보상 신호들은 송신기의 동작 시에 안전성을 유지한다.
용어 LP2는 루프 극점들(pole) 및 영점들(zero) 및 업믹서(upmixer) 사이에 배치된 송신기 회로의 포인트를 언급한다.
용어 소신호는 송신기에 의하여 전송된 임의의 신호를 언급하며, 이 신호의 레벨은 기저 대역 신호 레벨 미만이다.
종래의 단점을 완화하거나 또는 극복하기 위한 데카르트 루프 송신기의 출력 레벨 조절 방법 및 장치에 대한 필요성이 요망된다.
본 발명의 제 1 특징에 따라, I-채널 및 Q-채널을 각각 포함하는 순방향 경로 및 역방향 경로 뿐만 아니라 아이솔레이터 제거기를 포함하는 데카르트 루프 송신기로서:
LP2에서 상기 I-채널에 접속된 제 1 저역 통과 필터 및 제 1 광대역 통과 필터;
상기 LP2에서 상기 Q-채널에 접속된 제 2 저역 통과 필터 및 제 2 광대역 통과 필터;
상기 제 1 광대역 통과 필터 및 상기 제 2 광대역 통과 필터로부터 신호를 수집하는 제 1 제곱 평균 검출기(root mean square detector);
상기 제 1 저역 통과 필터 및 상기 제 2 저역 통과 필터로부터 신호를 수집하는 제 2 제곱 평균 검출기;
상기 제 1 및 제 2 제곱 평균 검출기들에 접속된 제 1 제산기;
상기 제 1 제산기에 접속된 비교 수단; 및
상기 I-및 Q- 채널들 상의 입력 감쇠기들에 접속된 마이크로프로세서를 포함하는, 데카르트 루프 송신기가 제공된다.
데카르트 루프 송신기는, LP2에서 I-채널에 접속된 제 1 협대역 통과 필터 및 LP2에서 Q-채널에 접속된 제 2 협대역 통과 필터를 더 포함하는 것이 바람직하다. 두 개의 협대역 통과 필터들은 제 3 제곱 평균 검출기에 접속된다. 또한, 제 2 제산기는 제 2 및 제 3 제곱 평균 검출기들 및 비교 수단에 접속된다.
본 발명의 제 2 특징에 따르면, 디지털 무선 통신시스템에서 데카르트 루프 송신기의 출력 레벨을 조절하는 방법이 제공된다. 본 방법은, 미리 정의된 주파수 오프셋에서 소신호를 생성하는 단계, 및 이전 슬롯에 대한 감쇠 세팅이 이용 가능하지 않는 경우에, 출력 레벨을 조절하는 공장(factory)에서 미리 정의된 감소 세팅을 적용하는 단계 또는 현재의 슬롯에서 출력 레벨을 조절하기 위하여 이전 슬롯에서 획득된 감쇠 세팅을 적용하는 단계를 포함한다. 추가 단계들은 LP2에서의 온-채널 기저 대역 신호레벨을 측정하는 단계 및 LP2에서의 미리 정의된 주파수 오프셋에서 소신호레벨을 측정하는 단계이다. 이하의 단계들에서, 소신호 레벨 대 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 제 1 비(ratio)가 계산된다. 만일 제 1 비가 제 1 임계치를 초과하면, 입력 신호의 감쇠 세팅이 증가된다. 최종 단계에서, 감쇠 세팅이 메모리에 저장된다.
온-채널 기저 대역 신호 레벨은 저역 통과 필터의 필터링 후에 측정되며, 소신호 레벨은 광대역 통과 필터의 필터링 후에 측정되는 것이 바람직하다. 또한, 소신호 레벨은 협대역 통과 필터의 필터링 후에 측정된다. 그 다음에, 협대역 통과 필터의 필터링 후에 소신호 레벨 대 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 제 2 비(ratio)가 계산된다. 만일 제 2 비가 제 2 임계치 미만이면, 입력 신호의 감쇠 세팅이 감소된다.
무선 주파수 전력 증폭기의 특성들(예를 들면, 인접 채널 전력(Adjacent Channel Power; ACP), 출력 전력 등)은 전압 정재파 비(Voltage Standing Wave Ratio; VSWR)의 영향 하에서 변화한다. 본 발명은 무선 주파수 전력 증폭기(RFPA) 비선형성을 모니터링함으로써 데카르트 루프 출력 전력을 유리하게 조절한다.
본 발명의 장점들은 다음과 같다.
1) 본 방법은 특정 RFPA 거동 대 VSWR에 의존하지 않는다. 본 발명은 데카르트 선형화 루프 소신호 이득을 모니터링하고 입력 신호를 조절한다.
2) 본 방법은 RFPA 특성 공장 튜닝을 필요로 하지 않는다.
3) 본 방법은, 데카르트 루프 이득이 VSWR로 인하여 감소되면 전력을 빠르게 감소시킨다(광대역 필터의 필터링 후의 신호가 계산을 위하여 선택된다). 루프 이득이 정상 전력으로 리턴할 때, 이득 증가는 정확성을 개선하기 위하여 느리게 된다(협대역 통과 필터에의 필터링 후의 신호가 계산을 위하여 선택된다).
본 발명은 도면들을 참조로 하여 이하의 상세한 설명에서 구체적으로 설명될 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 데카르트 루프 송신기를 예시하는 개략도.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 데카르트 루프 송신기의 출력 레벨을 조절하는 방법을 예시한 흐름도.
도 3은 당분야에 공지된 종래의 데카르트 피드백 루프 송신기의 개략도.
도 1을 참조하여, 본 발명의 실시예에 따른 데카르트 루프 송신기 회로(100)가 도시된다. 데카르트 루프 송신기(100)는 순방향 경로(102), 역방향 경로(104) 및 아이솔레이터 제거기(106)를 통합한다. 데카르트 루프 송신기(100)는 I-및 Q- 채널들의 감쇠기들(108, 110)에서 기저 대역 주파수의 입력들 각각을 수신한다. 감쇠기들(108, 110)로부터의 기저 대역 신호들은 증폭기들 및 루프 필터들(116, 118)에 데카르트 루프 합산 접합점들(112, 114)을 통과시킨다. 기저 대역 신호들은 상향 변환기들(120, 122)에 의하여 무선 주파수(RF) 신호들로 상향 변환된다. 그 다음에, RF 신호들은 RF 합산기(124)에서 결합되고, 무선 주파수 전력 증폭기(RFPA)(126)에 의하여 증폭된 후 안테나(128)로부터 무선을 통해 전송된다.
피드백 경로(104)에는 순방향 경로(102)로부터 RF 신호의 부분을 선택하는 지향성 결합기(130)로부터의 피드백 신호가 제공된다. 지향성 결합기(130)로부터의 피드백 신호는 하향 변환기들(132, 134)에 의하여 기저 대역 주파수로 하향 변환된다.
국부 발진기(LO)(136)는 RF 전송 주파수에서 연속파 RF 캐리어를 생성한다. LO(136)로부터의 신호는 I-채널 상향 변환기(120) 및 I-채널 하향 변환기(132)에 공급된다. LO(136) 신호는 제 1 90도 위상 시프터(158)를 통해 Q-채널 상향 변환기(122) 및 제 2 90도 위상 시프터(160)를 통해 Q-채널 하향 변환기(134)에 공급된다.
하향 변환기들(132, 134)에서 기저 대역의 혼합을 적용한 후에, 피드백 신호는 제 1 합산 접합점들(112, 114)을 통과한다.
아이솔레이터 제거기(106)는 LP2에서, 즉 증폭기들 및 루프 필터들(116, 118) 이후 및 상향 변환기들(120, 122) 전에 전송된 신호들을 모니터링한다. 루프 필터들(116, 118)은 극들 및 제로들로 구성된 기저 대역 저역 통과 필터들이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 아이솔레이터 제거기(106)는 I-및 Q-채널들로부터의 전송 채널과 관련하여 미리 정의된 주파수 오프셋으로 온-채널 기저 대역 신호 뿐만 아니라 추가로 전송된 소신호를 연속적으로 수집한다.
TETRA 변조 대역폭이 +/-12.15kHz인 일 실시예에서(TETRA 통신 시스템에 대하여), 소신호 주파수 오프셋은 +12.5kHz(또는 -12.5kHz)일 수 있다. 소신호들은 바람직하게 적정 변조 신호 대역폭의 외부에 배치되어야 한다. I-채널 LP2 신호는 +12.5kHz(또는 -12.5kHz) 오프셋에서 제 1 협대역 통과 필터(146)(대역폭 100Hz)를 통해 그리고 중심형 제 1 광대역 통과 필터(142)(대역폭 700Hz)를 통해 병렬로 필터링되는 반면에, Q-채널 LP2 신호는 제 2 협대역 통과 필터(148) 및 제 2 광대역 통과 필터(144)를 통과한다.
I-및 Q-채널들로부터의 기저 대역 신호들은 제 1 및 제 2 8kHz 대역폭 저역 통과 필터들(138, 140)에 의하여 각각 필터링된다.
그 다음에, 광대역 통과 필터들(142, 144) 및 협대역 통과 필터들(146, 148) 뿐만 아니라 저역 통과 필터들(138, 140)로부터의 출력들은 제곱 평균(RMS) 검출기들(150, 152, 154)을 통해 제산기들(156, 158)에 전송된다. 제 1 제산기(156)에서, 광대역 통과 필터들(142, 144)에서 필터링한 후 소신호 레벨 대 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 제 1 비가 계산된다. 제 2 제산기(158)에서, 협대역 통과 필터 들(146, 148)에서 필터링한 후 소신호 레벨 대 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 제 2 비가 계산된다.
계산의 결과치들은 비교 수단(160)에 전송된다. 비교 수단(160)은 제 1 비(제산기(156) 출력)가 제 1 임계치(THR1)를 초과하는 경우에 신호(HIGH_1)를 전송한다. 신호(HIGH_2)는 제 2 비(제산기(158) 출력)가 제 2 임계치(THR2) 이하인 경우에 전송된다. 신호(LOW)는 제 1 비가 THR1 이하인 경우 그리고 제 2 비가 THR2 이상인 경우에 전송된다.
비교 수단(160)으로부터의 신호는 I- 및 Q-채널들의 입력 감쇠기들(108, 110)을 제어하는 마이크로프로세서(162)에 의하여 수신된다. 만일 비교 수단(160)으로부터의 신호가 HIGH_1이면, 마이크로프로세서(162)는 제 1 상수값만큼 입력 감쇠 세팅(224)을 증가시키기 위하여 입력 감쇠기들(108, 110)에 명령을 전송한다. 만일 비교 수단(160)으로부터의 신호가 HIGH_2이면, 마이크로프로세서(162)는 제 2상수값만큼 입력 감쇠 세팅을 감소(단계 228)시키기 위하여 입력 감쇠기들(108, 110)에 명령을 전송한다.
그 다음에, 마이크로프로세서(162)는 다음 샘플들에 기초하여 제 1 및 제 2 비를 계산하고 감쇠 세팅을 증가 또는 감소시키는 소프트웨어 실행시에 제 1 또는 제 2 지연(226, 230)을 적용한다. 제 1 및 제 2 지연들은 한정된 기간 동안 비교 수단(160)의 결과치들을 판독하지 않음으로써 구현된다. 제 1 및 제 2 지연들은 감쇠 세팅을 증가시킨 후에 회로의 다른 요소들, 즉 필터들(138, 140, 142, 144, 146, 148)의 출력이 안정하도록 적용된다(필터 단계 응답 과도 현상이 과도할 것이 다). 제 1 및 제 2 지연들의 값들은 일 실시예에서 동일할 수 있으며 다른 실시예들에서 다를 수 있다.
마이크로프로세서(162)는 입력 감쇠기들(108, 110)의 감쇠 세팅을 메모리(164)에 저장한다(단계 232).
두 가지 타입들의 대역통과 필터(협대역 통과 필터(146, 148) 및 광대역 통과 필터(142, 144)를 사용함으로써, 감쇠 변화의 다른 비율들을 적용하는 것이 가능하다. 데카르트 루프 소신호 이득이 VSWR로 인하여 감소될 때 감쇠를 고속으로 증가시키는 것이 중요하기 때문에, 감쇠의 증가를 계산 및 결정하기 위하여(단계 224) 고속 광대역 통과 필터들(142, 144)을 사용하는 것이 가능하다. 다른 한편으로, 감쇠를 감소시키는 것(단계 228)은 중요하지 않으며 이에 따라 저속으로 수행될 수 있다(더 정확하게 됨). 이를 위하여, 협대역 통과 필터들(146, 148)에서 필터링된 소신호가 사용된다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 디지털 무선 시스템에서 데카르트 루프 송신기(100)의 출력 레벨을 조절하는 방법을 흐름도를 도시한다.
제 1단계(200)에서, 소신호는 미리 결정돈 주파수 오프셋으로 생성된다. 일 실시예에서, 소신호는 사인파 톤일 수 있다. 소신호는 적절하게 변조된 TETRA 신호와 함께 동시에 전송된다. 소신호 레벨은 온-채널 신호 레벨 미만인 약 30dB이다. 다음 단계(201)에서, 이전 슬롯으로서의 감쇠 세팅이 메모리(164)에 저장되는지의 여부가 검사된다. 만일 데이터가 이용 가능하면, 데카르트 루프 송신기(100)는 이들 세팅(204)에 따라 조절된다. 만일 이것이 제 1 전송 슬롯이고 메모리 (164)에 저장된 감쇠 세팅이 존재하면, 공장 디폴트 세팅은 송신기(100)를 조절하는데 사용된다(단계 202). 송신기(100)가 전송을 시작할 때, 온-채널 기저 대역 신호 레벨은 저역 통과 필터의 필터링(205.1) 후에 LP2에서 측정된다(단계 212). 소신호 레벨은, 광대역 통과 필터의 필터링(205.2) 및 부가적으로 협대역 통과 필터를 통과(205.3)한 후에 측정된다(단계 214, 단계 216).
1) 온-채널 신호레벨(212),
2) 협대역 통과 필터들(214)의 필터링 후의 소신호 레벨; 및
3) 광대역 통과 필터들(216)의 필터링 후의 소신호 레벨의 제곱 평균값들은 소신호 레벨 대 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 비를 측정 및 계산하기 위하여(단계 218) 선택된다.
만일 제 1 비가 제 1 임계치 이하이고 제 2 비가 제 2 임계치 이상이면, 온-채널 기저 대역 레벨(212) 및 소신호 레벨(214, 216)의 측정들이 다시 수행된다.
만일 제 1 비가 제 1 임계치를 초과하면(단계 220), 입력 감쇠기들(108, 110)의 감쇠 세팅은 상수값만큼 증가된다(단계 224). 부가적으로, 제 1 지연은, 다음 샘플들에 기초하여 상기 비를 계산하고 감쇠 세팅을 증가시키는 소프트웨어의 실행시에 적용된다(단계 226).
만일 제 2 비가 제 2 임계치 미만이면(단계 222), 입력 감쇠기들(108, 110)의 감쇠 세팅은 상수값만큼 감소된다(단계 228). 부가적으로, 제 2 지연은, 다음 샘플들에 기초하여 상기 비를 계산하고 감쇠 세팅을 증가시키는 소프트웨어의 실행시에 적용된다(단계 230).
하나의 시간 슬롯 동안에 복수의 샘플들 선택될 때, 온-채널 기저 대역 신호 레벨 및 소신호 레벨(212 내지 216)의 측정으로부터 시작하는 단계들 내지 감쇠 세팅의 저장 단계(232)가 루프에서 수행된다.
이하에서, 공지된 데카르트 루프 송신기(300)의 단순화된 도면인 도 3에는 본 발명의 실시예에 따른 데카르트 루프 송신기의 출력 레벨을 조절하는 방법의 이론적 배경이 기술되어 있다.
RFPA(304)는 클래스(AB)에서 바이어스된다. 이의 자립형 인접 채널 전력(ACP)는 정상 출력 전력(안테나에서 1와트)에서 약 30dB이다. RFPA ACP는 대상 오프셋 주파수에서 데카르트 루프 이득(βA)에 의하여 개선된다. 25kHz 오프셋에 대하여 40dB의 루프 이득이 지정된다는 것을 가정한다. 이는 25kHz 오프셋에서 폐루프 ACP가 30+40
Figure 112006000504324-PCT00001
70dB이라는 것을 의미한다. 만일 RFPA(304)가 전압 정재파 비(VSWR) 변화 정도 압축되도록 구성되면, 이의 소신호 이득은 상당히 감소된다. 이러한 RFPA(304)가 압축되도록 구동될 때, 데카르트 피드백 송신기 내에서 동작하는 동안, 루프 이득(βA)은 RFPA(304) 소신호 이득이 감소하기 때문에 동일한 양만큼 감소될 것이다. 예를 들면, 만일 임의의 VSWR 하에서 RFPA 소신호 경로가 10dB 만큼 감소하면, 루프 이득(βA)은 40-10=30dB이 되며 안테나에서의 결과적인 ACP는 30+30=60dB이 될 것이다. 결과적인 루프 ACP는 RFPA 소신호 이득 감소량만큼 저하될 것이다.
도 3를 참조하면, 디지털 신호 프로세서(DSP)로부터 입력된 LP2 및 TX 신호 간의 전달 함수는 다음과 같이 검사될 수 있다.
Figure 112006000504324-PCT00002
여기서,
H(jω)는 루프 필터 전달 함수이며;
β는 루프 피드백(306) 이득이며;
g는 RFPA 소신호 이득이며;
Vin는 루프에 대한 입력 전압이며;
VLP2는 루프 필터(302) 이후의 전압이며;
ATTin
Figure 112006000504324-PCT00003
H(jω)
Figure 112006000504324-PCT00004
g
Figure 112006000504324-PCT00005
β>>1에 대하여,
Figure 112006000504324-PCT00006
가 근사화될 수 있다.
g가 RFPA(304) 소신호 이득인 것을 유의하라.
이러한 전달 함수로부터, RFPA(304) 이득이 VSWR로 인하여 감소하는 경우에, LP2에서의 신호가 증가할 것이라는 것을 알 수 있다. 이는, 전송 동안 LP2에서 조사함으로써 루프 소신호 이득 변화를 추정할 수 있다는 것을 의미한다. 이는 루프의 소신호 이득이 감소하고 루프에 대한 구동이 루프 합산 접합점에 배치되는 입력 감쇠기들(308)의 감쇠를 증가시킴으로써 감쇠될 수 있는 경우에 검출될 수 있다.
기저 대역 신호와 함께 루프 소신호 이득 변화들을 정확하게 추정하기 위하여, 소신호가 전송된다. 소신호는 +12.5kHz(또는 -12.5kHz) 오프셋으로 전송된다. 이러한 소신호의 전력은 기저 대역 신호 전송된 전력 이하의 30dB일 수 있다. 이러한 조건들 하에서, 소신호는 기저 대역 신호 25 kHz ACP에 대한 임의의 영향을 가지지 않는다. 소신호는 대역통과 필터를 통과함으로써 LP2에서 검출되며, 제곱 평균 전압이 모니터링된다.
생성된 소신호는 항상 기저 대역 신호 전력 미만의 K(예를 들면, K=-30dB임)이다. 그래서, 루프 입력에서,
Figure 112006000504324-PCT00007
이다.
기저 대역 신호의 LP2 레벨에서, PLP2(기저 대역) 및 소신호 PLP2(소신호)의 레벨이 측정된다. 입력 신호들 및 LP2에서 측정된 신호들 간의 관계는 다음과 같이 기술될 수 있다.
Figure 112006000504324-PCT00008
선형 영역에서, R이 1인 것이 명백하다. 그러나, RFPA가 압축하도록 구성될 때, LP2에서 소신호 전력은 증가하여, 비
Figure 112006000504324-PCT00009
가 증가할 것이다. 그래서, 압축 영역에서, R은 1보다 작게 될 것이다. 본 발명에 따른 데카르트 루프 송신기는 결정된 일부 범위(임계치들 THR1 및 THR2 사이의 범위)에서 그리고 제한치 내에서 ACP를 유지하는 동일한 시간에 비(R)를 유지하는 입력 루프 감쇠기들 을 제어한다.
일 실시예에서, 아이솔레이터 제거기(106)는 디지털 신호 프로세서(DSP)상에서 실행가능한 소프트웨어에서 구현된다. 소프트웨어 구현은 비교적 저비용이며 재구성을 용이하게 수행할 수 있다. 그러나, 하드웨어 구현이 또한 가능하다. 그럼에도 불구하고, 본 발명은 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현될 수 있으며 무선 통신 디바이스들에서 사용될 수 있다는 것이 인식될 것이다.

Claims (17)

  1. I-채널 및 Q-채널을 각각 포함하는 순방향 경로(102) 및 역방향 경로(104) 뿐만 아니라 아이솔레이터 제거기(106)를 포함하는 데카르트 루프 송신기(100)로서:
    a) LP2에서 상기 I-채널에 접속된 제 1 저역 통과 필터(138) 및 제 1 광대역 통과 필터(142);
    b) 상기 LP2에서 상기 Q-채널에 접속된 제 2 저역 통과 필터(140) 및 제 2 광대역 통과 필터(144);
    c) 상기 제 1 광대역 통과 필터(142) 및 상기 제 2 광대역 통과 필터(144)로부터 신호를 수집하는 제 1 제곱 평균 검출기(root mean square detector)(150);
    d) 상기 제 1 저역 통과 필터(138) 및 상기 제 2 저역 통과 필터(140)로부터 신호를 수집하는 제 2 제곱 평균 검출기(152);
    e) 상기 제 1 및 제 2 제곱 평균 검출기들(150, 152)에 접속된 제 1 제산기(156);
    f) 상기 제 1 제산기(156)에 접속된 비교 수단(160); 및
    g) 상기 I-및 Q- 채널들 상의 입력 감쇠기들(108, 110)에 접속된 마이크로프로세서(162)를 포함하는, 데카르트 루프 송신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    a) LP2에서 상기 I-채널에 접속된 제 1 협대역 통과 필터(146);
    b) LP2에서 상기 Q-채널에 접속된 제 2 협대역 통과 필터(148);
    c) 상기 제 1 협대역 통과 필터(146) 및 상기 제 2 협대역 통과 필터(148)로부터 신호를 수집하는 제 3 제곱 평균 검출기(154); 및
    d) 상기 제 2 및 상기 제 3 제곱 평균 검출기들(152, 154) 및 상기 비교 수단(160)에 접속된 제 2 제산기(158)를 포함하는, 데카르트 루프 송신기.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서, 메모리(164)가 상기 마이크로프로세서(162)에 접속되는, 데카르트 루프 송신기.
  4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서, 생성기(166)가 상기 마이크로프로세서(162)에 접속되는, 데카르트 루프 송신기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 생성기는 사인파 생성기인, 데카르트 루프 송신기.
  6. 디지털 무선 시스템에서 데카르트 루프 송신기(100)의 출력 레벨을 조절하는 방법으로서:
    a) 미리 정의된 주파수 오프셋에서 소신호를 생성하는 단계(200);
    b) 이전 슬롯에 대한 감쇠 세팅이 이용 가능하지 않은 경우에(201), 상기 출력 레벨을 조절하기 위하여 공장(factory)에서 미리 정의된 감쇠 세팅을 적용하는 단계(202);
    c) 현재 슬롯에서 상기 출력 레벨을 조절하기 위하여 이전 슬롯에서 획득된 상기 감쇠 세팅을 적용하는 단계(204);
    d) LP2에서 온-채널 기저 대역 신호 레벨을 측정하는 단계(212);
    e) LP2에서 미리 정의된 주파수 오프셋에서 상기 소신호 레벨을 측정하는 단계(214);
    f) 상기 소신호 레벨 대 상기 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 제 1 비(ratio)를 계산하는 단계(218);
    g) 상기 제 1 비가 제 1 임계치를 초과하는 경우에(220), 입력 신호의 감쇠 세팅을 증가시키는 단계(224); 및
    h) 상기 감쇠 세팅을 메모리에 저장하는 단계(232)를 포함하는, 출력 레벨 조절 방법.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 소신호 레벨은 광대역 통과 필터의 필터링(205.2) 후에 측정되는, 출력 레벨 조절 방법.
  8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서, 상기 온-채널 신호 레벨은 저역 통과 필터의 필터링(205.1) 후에 측정되는, 출력 레벨 조절 방법.
  9. 제 6 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    e1) LP2에서의 상기 미리 정의된 주파수 오프셋에서 협대역 통과 필터의 필터링(205.3) 후에 상기 소신호 레벨을 측정하는 단계(216);
    f1) 상기 협대역 통과 필터의 필터링 후의 상기 소신호 레벨 대 상기 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 제 2 비(ratio)를 계산하는 단계(218); 및
    g1) 상기 제 2 비가 제 2 임계치 미만인 경우에(222), 입력 신호의 상기 감쇠 세팅을 감소시키는 단계(228)를 더 포함하는, 출력 레벨 조절 방법.
  10. 제 6 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 단계들(d 내지 h)은, 상기 제 1 비 및 상기 제 2 비가 상기 제 1 및 상기 제 2 임계치들 사이에 있을 때까지 그리고 전송할 변조된 신호가 존재할 때까지 루프에서 반복되는, 출력 레벨 조절 방법.
  11. 제 6 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 제 1 또는 제 2 비를 결정하기 위하여, 상기 온-채널 기저 대역 신호 레벨의 제곱 평균(212) 및 상기 소신호 레벨의 제곱 평균(214, 216)이 선택되는, 출력 레벨 조절 방법.
  12. 제 6 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 감쇠 세팅을 증가시킨 후에, 제 1 지연은, 다음 샘플들에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 비를 계산하고 상기 감쇠 세팅을 증가시키는 소프트웨어의 실행에 적용되는(226), 출력 레벨 조절 방법.
  13. 제 6 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 감쇠 세팅을 감소시킨 후에, 제 2 지연은, 다음 샘플들에 기초하여 상기 제 1 및 제 2 비를 계산하고 상기 감쇠 세팅을 증가시키는 소프트웨어의 실행에 적용되는(230), 출력 레벨 조절 방법.
  14. 제 6 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 소신호는, 상기 온-채널 신호 레벨보다 현저하게 낮은 레벨에서 생성되는, 출력 레벨 조절 방법.
  15. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 따른 무선 송신기는, 적어도 TETRA 및/또는 GSM 및/또는 IDEN 통신 시스템들에서 통신들을 제공하도록 실시 가능한, 무선 송신기.
  16. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 따른 회로를 통합한 무선 통신 디바이스.
  17. 제 6 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 따른 방법에 따라 동작하는 무선 통신 디바이스.
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