KR20040095606A - 씨디엠에이-신호 전력 추정 장치 및 방법 - Google Patents

씨디엠에이-신호 전력 추정 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20040095606A
KR20040095606A KR10-2003-7015490A KR20037015490A KR20040095606A KR 20040095606 A KR20040095606 A KR 20040095606A KR 20037015490 A KR20037015490 A KR 20037015490A KR 20040095606 A KR20040095606 A KR 20040095606A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
received signal
analog
gain value
signal
digital
Prior art date
Application number
KR10-2003-7015490A
Other languages
English (en)
Other versions
KR100990898B1 (ko
Inventor
리미니로베르토
카본닉
Original Assignee
노키아 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 노키아 코포레이션 filed Critical 노키아 코포레이션
Publication of KR20040095606A publication Critical patent/KR20040095606A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100990898B1 publication Critical patent/KR100990898B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
    • H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
    • H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)

Abstract

CDMA 표준에 따른 무선 네트워크에서 동작하는 이동국 수신기에서 수신된 신호의 전력 레벨을 추정하는 장치 및 방법이 제공되어 있다. 아날로그 자동 이득 제어기(analog automatic gain controller; analog AGC) 루프, 디지털 필터, 및 디지털 AGC 루프가 순차적으로 사용되어, 증폭되고, 기저대역 신호로 변환되며, 그리고 아날로그 기저대역 신호를 사용하여 필터링되는 수신된 RF 신호를 처리한다. 상기 아날로그 AGC 및 상기 디지털 AGC의 선형 이득값은 승산되어 이득값 적을 생성한다. 상기 이득값 적의 대수가 미리 결정된 수신 신호 전력 추정 곡선과 비교하여 상기 전력 추정 기능을 수행하는 데 사용된다.

Description

씨디엠에이-신호 전력 추정 장치 및 방법{Device and method for CDMA-signal power estimation}
무선 통신 기술에 의해 사람들이 일정 거리를 두고 의사 소통하는 방식이 혁신되었다. 19세기 초반의 최신 통신 시스템에 의하면, 사실상 그러한 모든 시스템이, 가시거리에 의존하는 것을 제외하고는, 전선을 통해 동작된다. 전선의 한 단으로부터 다른 한 단으로 전송되는 한 패턴의 전기 신호를 사용하여, 양단의 장치가 실효성 및 신뢰성이 있는 통신을 확립할 수 있었다. 보다 정확하게 말하면, 장거리 횡단을 위해, 전기 신호가 네트워크를 형성하도록 스위치에 의해 상호 접속된 다수의 전선을 통해 전송되었다. 상기 스위치는, 거의 모든 바람직한 전선의 조합이 상기 네트워크에 연계되어 있지만 점유되어 있지 않는 한, 어떠한 장치라도 다른 어떤 장치와 접속 및 통신하도록 접속될 수 있게 한다. 전신기로 시작하여 전화기로 된 이러한 유형의 네트워크가 현재에는 기존 전화 시스템(plain-old telephone system; POTS)으로서 언급되고 있다. 그러한 네트워크는 전화기 및 컴퓨터와 같은 장치 간의 음성 및 데이터를 포함하는 의사 소통을 위한 신뢰성있는 비클(vehicle)을 제공한다. 상기 POTS 및 유사한 유선 시스템의 주된 단점은 이러한 장치가 물리적으로 접속된 네트워크 접근점에 배치되어 있어야 하며, 진행중인 통신 세션 동안 재배치될 수 없다는 점이다. 그 외에도, 호출 가입자 및 피호출 가입자 간의 지속적인 접속을 확립하는 데 어떤 네트워크 자원이 이용된다 하더라도, 상기 세션 기간 동안 - 어떤 실제의 통신도 행해지지 않는 기간에서도 조차 상기 네트워크 자원이 이용되는 상태에 있어야 한다.
주로 전파에 의존하는 무선 통신은 이들 관심사 모두를 해결한다. 비록 수년 전에 최초의 무선 전송이 행해졌다고는 하지만, 단지 얼마 전에서야 일반인에 의한 무선 통신의 보편적인 사용을 허용하도록 기술이 진척되었다. 현재 많은 사람들은 유선 서비스 뿐만 아니라 이동 서비스 또는 유선 서비스 대신에 이동 서비스에 가입하고 있다. 전형적으로는, 가입자가 네트워크 서비스 지역에 배치되어 있는 네트워크 송수신기와의 무선 통신이 가능한 하나 또는 그 이상의 이동국을 갖는다. 상기 이동국 자체는 송신기 및 수신기를 포함하고, 대개는 전화기, 컴퓨터, 개인 휴대 정보 단말기(personal digital assistant; PDA), 또는 유사한 장치이다. 물론, 이동국이 실제로 이동가능할 필요는 없으므로, 본원 명세서에서 사용되는 "이동국(mobile station)"이라는 용어는 이들 장치 및 무선 네트워크와의 무선 통신이 마찬가지로 가능한 기타의 장치에 사용된다.
도 1은 본 발명에 따른 수신 전력 추정을 실시하는 이동국과 통신하는 데 사용될 수 있는 전형적인 무선 네트워크(100)의 선택된 구성요소를 예시하는 블럭 선도이다. 상기 네트워크(100)는 복수 개의 서비스 제공용 기지국(base service sta-tion; BSS), 이 경우, BSS(105), BSS(110), 및 BSS(115)를 포함한다. 비록 단지 3개만의 BSS가 도시되어 있지만, 실제 네트워크에서는 대단히 많은 BSS가 존재한다. 각각의 BSS는 기지국용 송수신기(base station transceiver; BST) 및 기지국용 제어기(base station controller; BSC)를 포함한다. 예를 들면, 도 1에서는, BST(106 ) 및 BSC(107)가 BSS(105)에 포함되어 있으며, BST(111) 및 BSC(112)가 BST(110)에 포함되어 있고, BST(116) 및 BSC(117)가 BSS(115)에 포함되어 있다. 변형적으로는, 단일의 BSC가 다수의 BST를 제어할 수 있다. 네트워크(100)의 서비스 지역은 다수의 셀로 나뉘어지고, 각각의 셀은 BST(와 아마도 BSC)를 지닌다. 예시를 위해, 도 1에서는 3개의 셀이 셀(104), 셀(109), 및 셀(114)로서 열거되어 있다. 전형적인 네트워크는, 도 1에 예시된 것과는 달리, 사이즈 면에서 가변적이며 서로 오버랩핑 (overlapping)될 수 있는 그러한 셀을 여러 개 지닌다.
개별 가입자는 이동국(mobile station; MS; 130)과 같은 이동국을 사용하여 네트워크, 대개는 상기 이동국이 현재 배치되어 있는 셀내에 있는 BST, 또는 이웃하는 셀의 BST를 통해 통신한다. 이러한 방식으로, 이동국이 기지국과 통신하는 데 사용되는 각각의 무선 주파수는, 다른 셀이 신호가 서로 간섭 또는 혼신되지 않게하도록 충분히 이격되어 있는 한, 다른 셀의 유사한 통신용으로 재사용될 수 있다. 물론, 전송 전력은 한 셀에서 행해지는 전송이 동일한 주파수가 사용되고 있는 다른 한 셀에 (상당한 레벨로) 영향을 주지 않도록 제한된다. 도 1의 실시예에서, MS (130)는 무선 주파수(RF) 링크(135)를 통해 BSS(115)와 통신 상태에 있다. RF 링크 (135)는 BST(116)로부터 MS(130)로의 전송을 수행하는 순방향 링크(136), 및 MS( 130)가 BST(116)로 전송하기 위해 사용하는 역방향 링크(137)를 포함한다. 역방향 링크(137)는 통화(실제 통신) 및 제어 신호 전송을 위해 사용될 수 있다. 순방향 링크(136)도 마찬가지 용도로 사용되며, 파일럿 채널, 동기 채널, 및 페이징 채널을 포함한다. 파일럿 채널 신호는 각각의 BST에 의해 지속적으로 전송되며 상기 파일럿 채널 신호가 실제 통신을 위해 음성 또는 데이터 링크를 등록하거나 (그의 실재를 네트워크에 알리거나) 또는 확립하도록 이동국이 기지국을 위치지정하는 수단이다. 동기 채널 메시지는 각각의 이동국이 CDMA 신호의 프레임 동기화를 이룰 수 있게 한다. 상기 페이징 채널은 페이징 이동국이 착신 호출, 및 유사한 메시지의 알림을 제공하는 데 사용된다.
정상 상태에서는, MS(130)가 셀(114)에 위치지정되어 있는 동안 오직 BSS( 115)와 통신한다. MS(130)가, 예를 들면, 셀(109)로 이동함에 따라, 상기 MS(130)는 BSS(110)로부터의 파일롯 채널 메시지가 더 강력해지고 있다는 것을 검출하고, 또한 BSS(110)와의 통신을 확립할 수 있다. (상기 네트워크는 또한 가장 근접한 BSS가 이용가능한 이웃하는 셀과 관련된 BSS를 통한 통신을 허용할 수 있다.) 이러한 중복성은 MS(130)가 다시 위치 지정함에 따라 통신의 연속성을 가능하게 한다.이동국이 한 셀로부터 다른 한 셀로 이동할 때, 상기 이동국은 "핸드오프(handoff) "라고 언급되는 과정에서 한 BST로부터 다른 한 BST로 교환한다. 본래의 BST에의 연계가 중단되기 전에 제2의 BST와의 통신이 확립되는 것이 이상적인 데, ("소프트 핸드오프(soft hand-off)"라고 언급되는) 이 경우에는, 가입자가 전송의 중단을 거의 또는 전혀 감지하지 못한다.
도 1의 BSS(105) 및 BSS(110)와 같은, BSS가 서로 직접적으로 통신할 수 있지만, 이러한 BSS는 모두 MSC(120)와 같은 이동 전화 교환국(mobile switching center; MSC)을 통해 직접 또는 간접적으로 접속되어 있다. MSC(120)는 이러한 MSC (120)가 접속되어 있는 BSS와 통신하는 이동국 간에 음성 호출을 교환해 주고, 네트워크(도시되지 않음) 자체를 통해 기타의 장치에 호출을 교환해 준다. 그러한 지역에서 동작하는 이동국에 관한 정보는 방문자 위치 레지스터(Visitor Location Register; VLR) 데이터베이스(122)에 저장되며, 이러한 VLR 데이터 베이스(122)는 MSC(120)에 접속된다. 또한, MSC(120)는, 마찬가지로 최신의 이동국을 전후하여 패킷 데이터를 교환해 주는 패킷 데이터 교환 노드(packet-data switching node; PDSN; 124)를 포함할 수 있다.
위에서 언급된 바와 같이, 셀룰러폰(cellular telephone)의 주파수 재사용은 달리 가능했던 것보다 많은 가입자가 활발하게 통신할 수 있게 한다. 즉, 모든 이동국 각각이, 예를 들면, 대도시권 그 어디에서도 사용가능하도록 그 자신의 주파수로 배정되었다면, 이용가능한 채널은 곧 고갈될 것이고 통화중 신호가 매우 일반화될 것이다. 그러나, 주파수 재사용으로 인해, 한 이동국에 의해 사용되고 있는동일한 주파수 채널이 단지 수 마일 떨어져 있는 다른 한 이동국에 배정될 수가 있다.
그 외에도, 여러 다중 접속 방식이 개발되어 왔다. 일반적인 주파수 분할 다중 접속(frequency-division multiple access; FDMA) 방식은 단순히 이용가능한 전송 대역(대역폭)을 개별 채널로 분할하고, 개별 채널이 음성 또는 데이터 전송에 필요할 때 이러한 채널을 배정한다. 그러나, 이같은 모든 통신 세션에서도, 상당한 시간 동안 어떠한 실제 전송도 행해지지 않는 데, 왜냐하면, 채널은 단순히 모든 시간을 필요로 하지 않기 때문이다. 그러나, 채널은 상기 세션 기간 동안 배정되는 데, 이것이 의미하는 것은 상기 채널이 다른 (구내) 가입자에 의해 사용될 수 없다는 것이다. 다중 접속 방식은 동일하거나 이웃하는 셀에서 동작하는 사용자가 주파수를 공유할 수 있게 한다.
예를 들면, TDMA 방식에서, 각각의 이용가능한 주파수는 타임 슬롯으로 분할되는 데, 개별 통신 채널은 주어진 주파수에서 특정의 타임 슬롯에 의해 정의된다. 타임 슬롯의 개수가 충분히 적게 유지된다면, 거의 모든 전송은 가입자에게 감지가능한 지연 없이 허용된다. TDMA 방식을 사용하는 경우, 보다 많은 동시 통신이 주어진 호출 기간 내에서 행해질 수 있다. 물론, 송신국 및 수신국은 각각이 적합한 타임 슬롯을 사용하도록 동기되어야 하는 데, 이것이 의미하는 것은 이동국이 다소 높은 성능을 지녀야 한다는 것을 의미한다. 그럼에도 불구하고, 이로써, 시분할 다중 접속(time-division multiple access; TDMA) 방식이 이용될 경우에 상당한 이점이 획득된다.
또 다른 다중 접속 방식은 부호 분할 다중 접속(code-division multiple access; CDMA) 방식이다. CDMA 방식은 이용가능한 대역폭을 전부 개별 주파수 채널로 분할하는 단계를 포함하는 것이 아니라, 그 대신에 대역 확산 전송 방식을 사용하는 것이다. 대역 확산 방식에 있어서, 부호화된 전송은 의사 무작위 추출 잡음( pseudorandom noise; PN) 부호를 사용하여 이용가능한 전송 대역폭을 통해 확산된다. 월시(Walsh) 부호라고 언급되는 64개의 이용가능한 파형 중 하나의 파형을 사용하여 채널을 추가로 확산함으로써 채널화가 제공된다. BSS와의 접촉을 확립하는 각각의 이동국은 월시 부호로 배정되며, 이러한 월시 부호는 이동국에 전송되고 이동국에서 수신 신호를 복호화하는 데 사용된다. 단지 특정의 이동국용으로 의도된 전송만이 특정의 이동국에 의해 수신될 수 있는 데, 그 이유는 특정의 이동국에 배정된 월시 부호가 다른 월시 부호와 (실질적으로) 서로 직교 관계에 있기 때문이다. 기지국 및 상기 기지국이 통신하고 있는 각각의 이동국 간의 정확한 동기화는 적합한 수신을 보증하는 데 필요하다. 각각의 BST는 이러한 목적으로 동기 채널을 통해 동기 신호를 계속 전송한다. 그러나, TDMA 방식의 경우와 마찬가지로, CDMA 방식에서 요구되는 추가의 고성능은 네트워크를 동시에 사용하도록 허용되는 비교적 많은 가입자에 의해 정당성이 입증되고 있다.
현재, CDMA 다중 접속 방식은 IS-95 표준으로서 알려져 있는 표준에 따라 동작할 수도 있고 그보다 더 새로운 대응 표준인, IS-2000 표준에 따라 동작할 수도 있다. 이러한 2가지 표준은 기본적으로 겸용가능하기 때문에, 한 표준에 따라 구성된 장비가 다른 한 표준에 따라 구성된 장비와의 통신이 가능해진다. 그러나, IS-2000 표준(때로는 CDMA 2000으로서 언급됨)은 데이터 및 멀티미디어 컨텐츠의 효과적인 전송을 제공한다. 본 발명은 IS-95 표준으로도 또한 IS-2000 표준으로도 이용될 수 있다는 데 이점이 있다. 그러한 표준이 전적으로 어느 하나의 수정에만 관련되어 있지 않기 때문에, 본원 명세서에서의 "CDMA"라는 용어는 그들 모두와 어떠한 장래의 버젼도 포함하고자 한다.
상기 CDMA 표준에 따라 동작하는 수신기는 본 발명에 따라 대부분 유리하게 사용되는 데, 그 이유는 CDMA 이동국이 가변 전송 전력 방식을 이용하고 있기 때문이다. 즉, 개별 전송의 전력 레벨은, 어떠한 전송도 제압되지 않는다는 목적에 따라 높아질 수도 있고 낮아질 수도 있다. 이는 배터리에 의해 종종 공급받는 이동국 전력을 유지하면서도 채널간 간섭을 최소화시킨다. 많은 가입자가 실제로 동일한 주파수를 공유하고 있는 경우에, 그러한 전력 제어가 CDMA와 같은 방식에서는 필수적이다. 이동국 전송 전력을 제어하는 방법에는 여러가지가 있다. 개방 루프 제어에서는, 이동국은 이러한 이동국으로부터 수신된 신호의 전력 레벨을 분석하여 전송을 위해 얼마나 많은 전력을 사용해야 할 지를 결정한다. 전형적으로는, 사용되는 기지국 신호가 동기 채널을 통해 전송되는 교정 상수이다. 물론, 동기 채널 신호 전력은 거리에 따라 감소함으로써 이동국으로부터 기지국으로의 거리가 증가함에 따라 미약해진다. 이러한 감쇠를 감지하면, 상기 이동국이 그에 따라 전송 전력을 조정한다.
수신된 CDMA 신호의 전력 레벨을 추정하는 한가지 개방 루프 방법은 아날로그 자동 이득 제어(analog automatic-gain-control; analog AGC) 회로를 사용하는것이다. 수신된 신호가 처리될 때, 상기 AGC 회로는 복조에 앞서 사용되는 아날로그-디지털(analog-to-digital; A/D) 변환기에 공급되는 신호의 전력 레벨을 일정하게 유지하려고 시도한다. 이를 행하는 데 필요한 이득값은 실제로 수신된 신호의 전력 레벨에 따라 변함으로써, 전자는 후자를 추정하는 데 사용될 수 있다. 이러한 방식은 예를 들면, 하기에 언급되겠지만, 전형적으로 사용된 수퍼헤테로다인 수신기에서 성공적으로 이용되어 왔다.
도 2는 종래 기술의 전형적인 수퍼헤테로다인 수신기(200)의 개방 루프 추정 구성요소를 예시하는 블럭 선도이다. 위에서 언급된 것을 대표하는 아날로그 AGC 루프(210)는 파선으로 도시되어 있다. 그러나, 이러한 루프를 통과하기 전에, 수신된 (RF) 신호는 저잡음 증폭기(low-noise amplifier; LNA; 220)에 의해 증폭된다. 상기 증폭된 신호는 혼합기(mixer; 225)에 전송되는 데, 상기 혼합기(225)에서는 상기 증폭된 신호가 중간 주파수(intermediate frequency; IF)로 하향 주파수 변환된다. 도 2의 "범례(Legend)"에 도시된 바와 같이, 혼합 이후에는 상기 신호가 실수부와 허수부를 포함한다. 복합 IF 신호는 표면 탄성파(surface-acoustic wave; SAW) 필터(230)에 공급되는 데, 상기 SAW 필터(230)는 상기 수신 신호와 관련된 어떠한 간섭도 실질적으로 감쇠시킨다. 그후, 상기 신호는 제2의 혼합기(235)에 통과되는 데, 상기 제2의 혼합기(235)는 상기 신호를 기저대역 신호로 하향 주파수 변환시킨다. 그후, 상기 기저대역 신호는 기저대역 아날로그 필터(240)에 공급되는 데, 상기 기저대역 아날로그 필터(240)는 상기 수신 신호와 앞서 관련되었던 남아있는 간섭 중 (전부는 아니지만) 대부분을 제거한다.
그후, 필터링된 기저대역 신호는 앞서 언급된 AGC 루프(210)의 아날로그 AGC 회로(255)에 의해 제어되는 가변 이득 증폭기(250)에 공급된다. 상기 아날로그 AGC (255)에 대한 입력은 A/D 변환기(260)의 출력이며, 상기 A/D 변환기(260)는 가변 이득 증폭기(250)로부터 출력된 신호를 처리한다. 이러한 실시예에서,상기 AGC회로 (255)가 또한 저잡음 증폭기에 대한 이득값을 설정한다는 점에 유념하기 바란다. 그러나, 상기 가변 이득 증폭기에 공급되는 이득값은 수신 전력 추정 회로(270)에 의해 사용되어 상기 수신 신호의 전력을 추정한다. 바꾸어 말하면, 수신 신호 전력은 A/D 변환기(260)에 대한 가변 이득 증폭기(250)의 출력을 일정하고 미리 결정된 레벨로 유지하는 데 필요한 아날로그 이득값을 감시함으로써 추정된다. 착신 신호가 강력해지면, 보다 적은 조정이 필요하다.
도 2의 수퍼헤테로다인 수신기 회로(200)에서, IF-SAW 필터(230) 및 기저대역 아날로그 필터(240)가 본래 존재하는 부채널 간섭 중 대부분 또는 거의 모든 부채널 간섭을 공동으로 제거한다는 점에 유념하기 바란다. 이것이 의미하는 것은 상기 AGC에 의해 설정된 이득값이 또한 상기 간섭과 관련된 전력 레벨을 반영하지 못한다는 것이다. 만약 이러한 IF 필터링이 행해지지 않는다면, 이득값이 더 작아질 수 있기 때문에, 수신 전력 추정기(220)는 수신 신호 전력을 과대하게 추정한다.
그러나, 경제적인 문제로 IF-SAW 필터를 포함하지 않도록 소위 직접 변환 CDMA 수신기가 현재 개발중에 있다. 그러므로, 도 2의 구성에 따른 정확한 전력 추정은 적절하지 않다. AGC에 제공되는 신호에 남아 있는 높은 수준의 간섭은 이득값을 부정확한 전력 추정 값으로 생성한다. 이리하여, 수신된 RF 신호의 전력을 정확하게 추정하는 방법이 필요하다. 본 발명은 실제로 그러한 장치 및 방법을 제공한다.
본 발명은, 일반적으로 기술하면, 무선 통신 시스템에 관한 것이고, 보다 구체적으로 기술하면, 비록 CDMA(또는 그와 유사한) 표준에 따라 동작하는 수신기에서 수신되는 신호가 상당한 양의 간섭을 갖고 있다 하더라도, 상기 신호의 전력을 신뢰성있게 추정하는 것에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 상기 수신기가 경제적으로 유리한 직접 변환 구조를 사용할 경우에 유용한 데, 그 이유는 상기 직접 변환 개방 루프 전력 제어 회로가, 일반적인 수퍼헤테로다인 수신기에 비하면, 간섭이 없게 간섭을 필터링하여 이를 제거해 주기 때문이다.
도 1은 본 발명에 따른 수신 전력 추정을 실시하는 이동국과 통신하는 데 사용될 수 있는 전형적인 무선 통신 네트워크의 선택된 구성요소를 예시하는 블럭 선도이다.
도 2는 종래 기술의 전형적인 수퍼헤테로다인 수신기의 전력 추정 구성요소를 예시하는 블럭 선도이다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따라 구성된 직접 변환 구조의 수신기에 대한 전력 추정 구성요소를 예시하는 블럭 선도이다.
도 4는 본 발명의 장치 및 방법에 따라 결정된 바와 같은, 이득값 적의 (기수-10) 대수에 대한 수신 신호 강도의 관계를 예시하는 수신 신호 전력 추정 곡선이다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따른 수신된 CDMA 신호의 전력을 추정하는 과정을 예시하는 흐름도이다.
본 발명은 CDMA 표준에 따라 구성된 바와 같은 무선 통신 네트워크에서 수신 신호의 전력 레벨을 추정하는 장치 및 방법에 관한 것이다. 한 실시 태양에 있어서, 본 발명은 제1 AGC 루프 및 제2 AGC 루프를 지니는 수신기 회로이다. 바람직한 실시예에서는, 상기 제1 루프가 상기 제2 루프 이전에 존재하며 아날로그 AGC 루프이고, 상기 제2 루프는 디지털 필터에 의해 상기 제1 루프와 분리된 디지털 AGC 루프이다. 그러한 장치는 상기 디지털 AGC에 의해 설정된 이득값과 상기 아날로그 AGC에 의해 설정된 이득값을 승산하여 이득값 적을 생성하는 곱셈기를 더 포함한다. 그후, 상기 이득값 적의 대수(logarithm)는 이를 미리 설정된 매개변수를 갖는 식에 적용하여 CDMA 전력을 추정하는 데 사용된다.
다른 한 실시예에 있어서, 본 발명은 수신된 CDMA 신호의 전력 레벨을 추정하는 방법으로서, 상기 수신 신호를 증폭하는 단계, 아날로그 기저대역 필터를 통해 상기 수신 신호를 필터링하는 단계, 및 상기 필터링된 신호를 아날로그 AGC 루프에 공급하는 단계를 포함하는 수신된 CDMA 신호의 전력 레벨의 추정 방법이다. 상기 방법은 디지털 필터를 사용하여 상기 AGC 루프의 출력을 필터링하는 단계 및 상기 디지털 방식으로 필터링된 출력을 디지털 AGC 루프에 제공하는 단계를 더 포함한다. 상기 아날로그 AGC 루프에 의해 설정된 선형 이득값은 디지털 AGC 루프 이득값의 선형 값과 승산되어 이득값 적을 생성한다. 마지막으로, 상기 수신 신호 전력 레벨은 상기 신호를 수신하는 수신기와 관련된 전력 추정 곡선과 상기 이득값 적의 대수와 비교하여 추정된다.
본 발명은 수신된 CDMA(또는 유사한) RF 신호의 전력 레벨을 추정하는 장치 및 방법을 제공한다. 상기 추정된 전력 레벨은 전송 신호를 본래의 송신국에 다시 전송하는 데 필요한 전송 전력을 나타낸다. 이러한 송신국은 일반적으로 무선 네트워크의 기지국이며, 전력 레벨 추정은 상기 기지국에 연계된 이동국에 의해 수행된다. 규제적 이동국 전송 전력은 이동 송신기에 이르는 거리에 관계없이, 기지국에서 수신된 여러 이동국 신호를 등화시키는 데 크게 도움이 된다.
도 3은 본 발명의 한 실시예에 따라 구성된 직접 변환 수신기(300)의 선택된 구성요소를 예시하는 블럭 선도이다. 이러한 실시예에 있어서, 수신된 신호 전력 추정은 아날로그 AGC 루프(320) 및 디지털 AGC 루프(340)로서 파선으로 도시된 2개의 자동 이득 제어(automatic gain control; AGC) 루프를 사용하여 달성된다. 아날로그 AGC 루프(320)의 입력은 가변 이득 증폭기(322)에서 이루어지는 데, 상기 가변 이득 증폭기(322)는 기저대역 아날로그 필터(315)로부터 복합 신호를 수신 및 증폭한다. 상기 가변 이득 증폭기(322)로부터의 증폭된 복합 신호는 아날로그-디지털(analog-to-digital; A/D) 변환기(324)에 대한 입력으로 된다. 다시, 상기 A/D 변환기(324)로부터의 복합 출력은 아날로그 AGC(326)에 대한 입력이다. 상기 아날로그 AGC(326)로부터의 출력은 아날로그 이득값이며, 이는 가변 이득 증폭기(322)를 제어하는 데 사용된다. 이러한 구성에서, 가변 이득 증폭기(322)는 미리 결정된 레벨, 즉, A/D 변환기(324)에 대한 출력의 전력 레벨로 일정하게 유지하려고 시도한다.
위에서 언급된 바와 같이, 아날로그 AGC 루프(320)에 대한 입력은 기저대역 아날로그 필터(315)로부터 수신된다. 이러한 필터는 혼합기(mixer; 310)로부터 복합 기저대역 신호를 수신하고, 상기 혼합기(310)는, 저잡음 증폭기(low-noise amplifier; LNA; 305)에 의해 증폭된 후에 수신된 RF 신호를 하향 주파수 변환시킨다. LNA(305)는, 또한 아날로그 AGC(326)로부터 출력된 LNA 이득값에 의해 제어되는 것이 바람직하다.
도 2의 수퍼헤테로다인 수신기(200)와 비교하여 볼 때, 수신기(300)에는 추가의 혼합기(225) 및 IF-SAW 필터(230)가 없다는 점에 유념하기 바란다. 직접 변환 구조는 상기 수퍼헤테로다인 수신기의 경우에서와 같이 중간 주파수(IF)를 사용하지 않는다. 이러한 방식에서 어떤 경제적으로 바람직한 점을 이룰 수 있지만, 이러한 구조는 또한 루프(320)로부터 (A/D 변환기(324)를 통해) 출력되는 신호가 여전히 상당한 잡음 성분을 포함한다는 것을 의미한다. 물론, 아날로그 이득값은 이를 반영함으로써, 상기 잡음의 존재 및 상기 잡음의 존재에 의해 기여된 전력으로 낮은 증폭을 요구한다. 그러나, 현 시점에선 상기 신호를 처리함에 있어서 전체 전력 레벨 중 얼마나 많은 전력 레벨이 잡음에 귀속되어 있는 지 그리고 얼마나 많은 잡음이 수신 신호 자체에 귀속되어 있는 지를 알지 못한다. 그러므로, 간섭이 무시될 수 있는 경우를 제외하면, 아날로그 이득값만을 사용하여 얻어진 전력 추정치는 기지국이 실제로 존재하는 것보다 더 근접해 있다는 것을 나타냄으로써, 이동국으로부터 전송되는 신호는 실효 전송에 대하여 매우 미약할 수 있다.
본 발명의 해결 방안에 의하면, 직접 변환 수신기에서 수신 신호 전력을 정확하게 추정할 수 없는 이러한 문제는 디지털 AGC 루프(340)의 사용을 통해 해결된다. 디지털 AGC 루프(340)는, 디지털 필터(335)를 통해 루프(320)에 의해 출력된 신호를 수신한다. 그후, 디지털 방식으로 필터링된 신호는 디지털 AGC(344)에 의해 출력된 디지털 이득값을 사용하여 곱셈기(342)에서 다시 크기조정된다. 곱셈기(342 )로부터의 다시 크기조정된 출력은 그후 디지털 AGC(344)에 피드백됨과 동시에, 부가적인 처리를 위해 디지털 AGC 루프(340)로부터 수신기의 복조기로 전송된다.
본 발명의 전력 추정 기능을 수행하기 위하여, 아날로그 AGC 루프(320) 및 디지털 AGC 루프(340) 모두로부터의 출력은 조합된다. 특히, 도 3의 실시예에서, 아날로그 AGC(326)로부터의 아날로그 이득값 및 디지털 AGC(344)로부터의 디지털 이득값의 선형값은 곱셈기(350)에서 승산되어 이득값 적을 획득한다. 실험을 통해 알 수 있었던 점은 이득값 적의 대수가 수신 신호 전력의 값에 직접적인 관계를 갖는다는 점이었다. 도 3의 실시예에서, 로그 함수(360)는 이득값 적의 기수 10인 대수를 결정하고, 이를 수신 전력 추정 회로(370)에 출력한다. 수신 전력 추정 회로( 370)는 이러한 값을 사용하여 수신된 무선 주파수(RF)의 전력 레벨을 추정한다. 지금부터는 수신 신호 전력 추정 기능에 대한 보다 구체적인 설명이 기재될 것이다.
도 4는 본 발명의 장치 및 방법에 따라 결정된 바와 같은 이득값 적(Y)의 (기수-10) 대수에 대한 수신 신호 전력(I0)의 관계를 예시하는 수신 신호 전력 추정 곡선(400)이다. 실질적인 선형 관계가 존재하고, 주어진 수신기에 대하여, log10(이득값 적)에 대한 수신 신호 전력의 관계가 인접 채널 간섭의 양과는 관계없이 동일하다는 점을 알 수 있었다. 도 4의 그래프의 범례에서 알 수 있는 바와 같이, 이러한 실시예에서, 수신 신호 전력 추정 곡선은 제로("무 신호음")를 포함하여, 4개의 서로 다른 간섭(신호음) 값을 갖는 교정 신호로부터 얻어진다. 결과적으로 나타낸 곡선은 대부분의 용도에 대하여 상당한 차이가 없고 도 4에 도시된 바와 같이 거의 단일 곡선을 한정하는 것처럼 보인다.
직접 변환 수신기가 본 발명에 따라 제조될 경우, 수신기의 log10(이득값 적) 대 수신 신호 전력(Y 대 I0) 곡선은 알고 있는 전력 레벨의 신호를 인가하고 결과적으로 얻어진 이득값 적을 결정한 다음에, 그의 대수를 상기 알고 있는 전력 레벨에 대하여 작도함으로써 결정될 수 있다. 물론, 적어도 두개의 지점이 작도되어야 하지만, 여러 개의 지점을 사용하는 것이 바람직할 수 있다. 상기 곡선이 실질적으로 선형이기 때문에, 그 곡선의 기울기(m) 및 y-절편(q)이 결정될 수 있다. y-절편이 생긴 "y-축"은 임의의 수신 신호 전력 레벨에서 독단적으로 설정될 수 있으며, 그후 추정된 전력 레벨이 상기 선택된 값에 대하여 결정된다는 점에 유념하기 바란다.
(도시되지 않은) 다른 실시예에 있어서, 상기 Y 대 I0곡선은 직선이 아니지만, 그럼에도 불구하고, 수신 신호 전력을 추정하도록 수신 신호 전력 추정 회로( 370)에 의해 사용가능한 함수로서 표기될 수 있다. 이는 물론, 간섭이 존재하는 양의 변화가 상기 함수를 실질적으로 변경시키지 않는 한, 가능하다. (또한 도시되지 않은) 다른 실시예에서, 복수 개의 수신 신호 전력 추정 곡선은 다양한 환경에서 사용하기 위해서나 또는 수동이나 자동 수단에 의해 선택된 디폴트 곡선에 대한 변형예로서 사용하기 위해 계산된다.
도 5는 본 발명의 한 실시예에 따라 수신된 CDMA 신호의 전력을 추정하는 방법을 예시하는 흐름도이다. 상기 과정은 개시 부분에서 시작하는 데, 이러한 부분에서는, 수신 신호 전력 추정 곡선(또는 곡선들)이 위에서 언급된 절차, 또는 일부다른 등가 방법에 따라 결정되었다고 가정한다. 그리고, CDMA 장치가 일례로서 사용되고 있지만, 만약 수신 신호 전력 추정 값이 그러한 장치에서 사용되는 값이라면, 본 발명이, 또한 다른 표준에 따라 동작하는 장치와 연관지어 사용될 경우에도, 마찬가지로 유리할 수 있다는 점에 유념하기 바란다.
도 5의 방법은 무선 주파수(RF) 신호가 수신될 경우(단계 505)에 개시된다. 전형적으로는, 이러한 신호가 기지국으로부터 전송되고 이동국에서 수신되지만, 본 발명에 따라 구성 및 동작되는 수신기에 대한 다른 용도가 또한 존재할 수 있다. 그후, 상기 수신된 신호는 증폭되고(단계 510) 직접 변환 수신기(도 3 참조)에 대개 존재하는 단일의 혼합기에 의해 기저대역으로 변환된다(단계 515). 그후, 결과적으로 얻어진 복합 신호는 아날로그 기저대역 필터를 사용하여 필터링된다(단계 520). 그후, 상기 필터링된 신호는 아날로그 AGC 루프에 전달되고 상기 아날로그 AGC 루프에 의해 증폭되는 데(단계 525), 상기 아날로그 AGC 루프는 아날로그 AGC에 의해 제어되는 가변 증폭기 및 상기 AGC에 입력되기 전에 가변 증폭기 출력을 변환시키는 A/D 변환기를 포함하는 것이 바람직하다.
상기 A/D 변환기의 출력은 또한 디지털 필터를 사용하여 필터링된다(단계 530). 그후, 상기 디지털 필터 출력은 디지털 AGC 루프에서 다시 크기조정되는 데( 단계 535), 상기 디지털 AGC 루프는 곱셈기를 포함하고, 상기 곱셈기는 디지털 AGC로부터의 디지털 이득 설정값 및 상기 디지털 필터 출력을 승산하며, 상기 디지털 AGC는 상기 곱셈기로부터 출력된 신호를 입력으로서 수신한다. 상기 곱셈기의 출력은 또한 복조기 회로에 제공되며, 상기 복조기 회로에서, 상기 곱셈기의 출력이 복조된다(단계 540).
상기 아날로그 AGC 이득 설정값의 선형값은 상기 디지털 AGC 이득 설정값의 선형값으로 승산되어 이득값 적을 생성한다(단계 545). 그후, 상기 이득값 적은 다음과 같은 수학식 1에 따라 수신 신호 강도(I0)를 추정하는 데(단계 550) 사용된다.
상기 식중,는 추정 전력이고, Y = log10(이득값 적)이며, 그리고 위에서 도 4를 참조하여 언급된 절차에 의해 결정된 바와 같이, m 및 q는 각각 기울기 및 y-절편이다. 그후, 상기 추정된 수신 신호 전력은 이동국으로부터 기지국으로 전송하는 전송 전력을 조정하는 데(도시되지 않은 단계) 사용될 수 있다. 그리고 나서, 상기 방법은 상기 전송 전력 조정이 가장 최근의 수신 신호 결정값과 정합할 때까지 계속 수행된다.
위에서 언급된 장치가 직접 변환 형태의 수신기로서 기재되어 있지만, 본 발명은 또한 다른 형태의 수신기에 적용될 경우에도 마찬가지로 유리하다는 점을 알 수 있을 것이다. 본 발명은 그러한 경제적인 구조의 사용을 허용함과 동시에, CDMA (또는 CDMA와 유사한) 네트워크에서 동작하는 데 필요한 전송 전력 조정을 이루는 데 필요한 정확도로 수신 신호 전력을 추정하는 방식을 제공한다. 마지막으로, 위에서 언급된 설명은 본 발명을 구현하기 위한 대표적이며 바람직한 실시예를 제공하고 있다는 점에 유념하기 바란다. 그러나, 본 발명의 범위는 이러한 설명에 의해반드시 국한되어서는 안된다. 본 발명의 범위는 이하 첨부된 청구의 범위에 의해 한정된다.

Claims (16)

  1. 통신 네트워크와 통신하는 무선 통신 수신기에서, 알지 못하는 간섭의 레벨을 포함하는 수신 신호의 전력을 추정하는 방법에 있어서,
    아날로그 이득값을 생성하는 아날로그 AGC를 포함하는 아날로그 AGC 루프에서 상기 수신 신호를 증폭하는 단계;
    상기 증폭된 신호를 디지털 신호로 변환하는 단계;
    디지털 이득 값을 생성하는 디지털 AGC를 포함하는 디지털 AGC 루프에서 상기 디지털 신호를 다시 크기조정하는 단계;
    상기 아날로그 이득값 및 상기 디지털 이득값을 서로 승산하여 이득값 적을 생성하는 단계; 및
    상기 이득값 적을 사용하여 추정된 수신 신호 전력 레벨()을 결정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 아날로그 AGC 루프는 상기 아날로그 AGC에 의해 생성된 아날로그 이득값에 의해 제어되는 가변 이득 증폭기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 아날로그 AGC 루프는 상기 가변 이득 증폭기의 출력을 수신하는 아날로그-디지털(A/D) 변환기를 포함하며, 상기 아날로그 이득값을 생성하도록 상기 아날로그 AGC에 의해 사용되는 신호는 상기 A/D 변환기의 출력인 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 변환 단계는 상기 AGC 루프의 A/D 변환기에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    아날로그 AGC 루프에서 상기 수신 신호를 증폭하는 단계;
    상기 수신 신호를 기저대역 신호로 변환하는 단계; 및
    상기 기저대역 신호를 필터링하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 수신 신호를 기저대역 신호로 변환하는 단계 이전에, 상기 수신 신호를 저잡음 증폭기(LNA)에서 증폭하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 LNA는 상기 아날로그 AGC에 의해 생성된 LNA 이득값에 의해 제어되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 수신 신호는 부호 분할 다중 접속(CDMA) 네트워크를이루는 기지국으로부터 수신되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  9. 제1항에 있어서, 적어도 2개의 교정 신호에 대한 이득값 적의 대수를 알고 있는 각각의 대응하는 신호의 레벨에 대하여 작도함으로써 상기 수신기에 대한 수신 전력 추정 곡선을 확립하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 수신 전력 평가 곡선은 기울기(m) 및 y-절편(q)을 갖는 직선에 근접하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 수신 신호의 추정된 전력 레벨()을 결정하는 단계는,와 같은 식에 따라 상기 이득값 적의 대수(Y)를 사용하여 상기 수신기내의 프로세서에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 방법.
  12. CDMA-네트워크 이동국에서 사용하는 수신기에서, 수신 신호의 전력을 추정하는 장치에 있어서,
    상기 수신 신호를 처리하고 아날로그 이득값을 생성하는 아날로그 AGC 루프;
    상기 수신 신호를 처리하고 디지털 이득값을 생성하는 디지털 AGC 루프;
    상기 아날로그 이득값 및 상기 디지털 이득값을 서로 승산하여 이득값 적을 생성하는 곱셈기; 및
    상기 이득값 적을 사용하여 상기 수신 신호 전력의 추정치를 생성하는 추정기를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 장치.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 수신 신호를 기저대역 신호로 변환하는 혼합기; 및
    상기 아날로그 AGC 루프 및 상기 디지털 AGC 루프에 의해 처리되기 전에 상기 변환된 신호를 필터링하는 기저대역 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 수신 신호가 기저대역 신호로 변환되기 전에 상기 수신 신호를 증폭하는 증폭기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 장치.
  15. 제12항에 있어서, 상기 아날로그 AGC 루프에 의해 처리된 신호를, 상기 디지털 AGC 루프에 의해 처리되기 전에, 변환하도록 상기 아날로그 AGC 루프 및 상기 디지털 AGC 루프에 연결된 A/D 변환기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 장치.
  16. 제12항에 있어서, 상기 추정기는,와 같은 식에 따라 상기 수신 신호 전력의 추정치()를 생성하고, 상기 식중, Y는 상기 이득값 적의 대수를 나타내며, q 및 m은 각각 미리 결정된 수신 신호 추정기 곡선의 y-절편 및 기울기를 나타내는 것을 특징으로 하는 수신 신호 전력의 추정 장치.
KR1020037015490A 2002-04-10 2003-04-04 씨디엠에이-신호 전력 추정 장치 및 방법 KR100990898B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/120,569 2002-04-10
US10/120,569 US6836647B2 (en) 2002-04-10 2002-04-10 Device and method for CDMA-signal power estimation
PCT/US2003/010361 WO2003088684A2 (en) 2002-04-10 2003-04-04 Device and method for cdma-signal power estimation

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20040095606A true KR20040095606A (ko) 2004-11-15
KR100990898B1 KR100990898B1 (ko) 2010-11-01

Family

ID=28790114

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020037015490A KR100990898B1 (ko) 2002-04-10 2003-04-04 씨디엠에이-신호 전력 추정 장치 및 방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6836647B2 (ko)
JP (1) JP4202932B2 (ko)
KR (1) KR100990898B1 (ko)
CN (1) CN100452664C (ko)
AU (1) AU2003226253A1 (ko)
WO (1) WO2003088684A2 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010011091A2 (ko) * 2008-07-24 2010-01-28 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 이종 망의 간섭을 검출하기 위한 장치 및 방법
US8649287B2 (en) 2008-07-24 2014-02-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for detecting interference in heterogeneous network of mobile communication system

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7076225B2 (en) * 2001-02-16 2006-07-11 Qualcomm Incorporated Variable gain selection in direct conversion receiver
US7155195B2 (en) * 2002-06-14 2006-12-26 Skyworks Solutions, Inc. Input and output filtering system for a direct conversion receiver
JP2004048581A (ja) * 2002-07-15 2004-02-12 Hitachi Ltd 受信装置及び利得制御システム
US20040097209A1 (en) * 2002-11-14 2004-05-20 Haub David R. Automatic gain control apparatus and methods
CN1711700A (zh) * 2002-11-18 2005-12-21 皇家飞利浦电子股份有限公司 使用信号和干扰功率获得扩展的阻塞性能的自动增益控制
TW200409454A (en) * 2002-11-18 2004-06-01 Winbond Electronics Corp Automatic gain controller and its controlling method
JP4196380B2 (ja) * 2003-12-15 2008-12-17 京セラ株式会社 無線受信装置
EP1605587A1 (en) * 2004-06-07 2005-12-14 Infineon Technologies AG A receiver comprised in a radio communication system
KR100577264B1 (ko) 2004-08-12 2006-05-10 엘지전자 주식회사 자동 이득 제어 장치를 포함한 수신 시스템
US7596355B2 (en) * 2004-11-29 2009-09-29 Intel Corporation System and method capable of closed loop MIMO calibration
US7353010B1 (en) * 2004-12-22 2008-04-01 Atheros Communications, Inc. Techniques for fast automatic gain control
CN100340972C (zh) * 2005-06-07 2007-10-03 北京北方烽火科技有限公司 数字自动增益控制中利用现场可编程门阵列实现对数计算的方法
US8559896B2 (en) * 2005-06-30 2013-10-15 Harris Stratex Networks, Inc. System and method for radio power level control
US8630378B2 (en) * 2005-12-06 2014-01-14 Qualcomm Incorporated Interference cancellation with improved estimation and tracking for wireless communication
EP1809053A1 (de) * 2006-01-12 2007-07-18 Siemens Aktiengesellschaft Anordnung zur Kombination von Ausgangssignalen zweier Basisstationen
US7697911B2 (en) * 2006-12-08 2010-04-13 Agere Systems Inc. Single path architecture with digital automatic gain control for SDARS receivers
US8238583B2 (en) * 2007-11-28 2012-08-07 Fortemedia, Inc. Microphone circuit and method for analog-to-digital conversion therein
TWI478489B (zh) * 2007-12-19 2015-03-21 Realtek Semiconductor Corp 接收裝置及其自動增益控制方法
US20090161802A1 (en) * 2007-12-21 2009-06-25 Intel Corporation Receiver with adaptive power consumption and a method implemented therein
EP2086269B1 (en) * 2008-01-31 2017-03-15 Mediatek Inc. A transmit power controller
TWI385916B (zh) * 2008-07-18 2013-02-11 Airoha Tech Corp 無線接收器之增益控制電路
EP2184851B1 (en) * 2008-11-07 2016-10-05 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Method and device to control the gain of a radio receiver
EP2267892A1 (en) * 2009-06-19 2010-12-29 Thomson Licensing Receiver with analog and digital gain control, and respective method
CN102187588B (zh) * 2011-04-13 2013-06-05 华为技术有限公司 无线接收机中自动增益调整的方法及装置
RU2576593C2 (ru) 2011-07-08 2016-03-10 Нек Корпорейшн Приемное устройство и способ регулировки усиления
TWI465033B (zh) * 2012-04-19 2014-12-11 Ind Tech Res Inst 射頻前端電路及其操作方法
CN109861704B (zh) * 2018-11-08 2021-04-06 同方电子科技有限公司 一种数字化接收机内语音信号agc控制方法

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5267272A (en) * 1988-10-24 1993-11-30 Hughes Aircraft Company Receiver automatic gain control (AGC)
JPH0563663U (ja) * 1992-01-17 1993-08-24 株式会社弘輝 フラックス塗布装置
US6073848A (en) * 1998-05-18 2000-06-13 Symbol Technologies, Inc. Digital automatic gain control for multi-stage amplification circuits
JPH11331300A (ja) * 1998-05-19 1999-11-30 Nec Corp 復調装置
JP2000252868A (ja) * 1999-03-01 2000-09-14 Toshiba Corp Ｃｄｍａ通信装置とその自動利得制御回路
JP2000315926A (ja) * 1999-04-30 2000-11-14 Mitsubishi Electric Corp 自動利得制御回路
US6369857B1 (en) * 1999-05-13 2002-04-09 Sarnoff Corporation Receiver for analog and digital television signals
JP2001077713A (ja) * 1999-09-02 2001-03-23 Toshiba Corp デジタル放送受信装置
JP3528727B2 (ja) * 1999-12-08 2004-05-24 日本電気株式会社 受信電力計算回路及びそれを用いた受信機
US6324230B1 (en) * 2000-02-29 2001-11-27 Motorola, Inc. Multimode fast attack automatic gain control (AGC) loop for narrow band receivers
JP2001251256A (ja) * 2000-03-03 2001-09-14 Sanyo Electric Co Ltd 受信電力推定機能を有する無線受信機および受信電力推定方法
JP3474826B2 (ja) * 2000-03-29 2003-12-08 株式会社日立国際電気 受信レベル測定方法及び受信レベル測定回路
JP4165629B2 (ja) * 2000-04-26 2008-10-15 モトローラ・インコーポレイテッド 受信信号電力および受信干渉電力を測定する電力測定装置
US6498927B2 (en) * 2001-03-28 2002-12-24 Gct Semiconductor, Inc. Automatic gain control method for highly integrated communication receiver
US6510188B1 (en) * 2001-07-26 2003-01-21 Wideband Computers, Inc. All digital automatic gain control circuit

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010011091A2 (ko) * 2008-07-24 2010-01-28 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 이종 망의 간섭을 검출하기 위한 장치 및 방법
WO2010011091A3 (ko) * 2008-07-24 2010-05-14 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 이종 망의 간섭을 검출하기 위한 장치 및 방법
US8649287B2 (en) 2008-07-24 2014-02-11 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for detecting interference in heterogeneous network of mobile communication system
KR101525055B1 (ko) * 2008-07-24 2015-06-04 삼성전자주식회사 이동통신 시스템에서 이종 망의 간섭을 검출하기 위한 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
AU2003226253A8 (en) 2003-10-27
US6836647B2 (en) 2004-12-28
CN1545766A (zh) 2004-11-10
WO2003088684A3 (en) 2004-02-12
JP4202932B2 (ja) 2008-12-24
JP2005539412A (ja) 2005-12-22
KR100990898B1 (ko) 2010-11-01
WO2003088684A2 (en) 2003-10-23
AU2003226253A1 (en) 2003-10-27
US20030194981A1 (en) 2003-10-16
CN100452664C (zh) 2009-01-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100990898B1 (ko) 씨디엠에이-신호 전력 추정 장치 및 방법
KR100713118B1 (ko) 신호-간섭비 측정값의 정정 방법 및 그 장치
EP2089989B1 (en) Base station repeater
EP1298806B2 (en) LNA gain adjustment in an RF receiver to compensate for intermodulation interference
US5758266A (en) Multiple frequency communication device
US6381230B1 (en) Method and system for providing personal base station communications
EP1741182B1 (en) System and method for adaptively controlling receiver gain switch points
EP1182902A1 (en) Method and apparatus for locating Reverse link interference from other cells and triggering handoff for a wireless network
US7286500B1 (en) Code division multiple access system having improved pilot channels
WO2010144171A2 (en) System and method for detecting spread spectrum signals in a wireless environment
EP1170974B1 (en) Base station device, communication terminal, and communication method
US7181178B2 (en) Automatic gain control
EP1684437B1 (en) Reception device and reception method
US7529555B2 (en) Transmission rate determination method, and base station apparatus, terminal apparatus, and communication system using the same
KR20010051893A (ko) 이동무선단말장치
AU2006269678B2 (en) RF receiver, wireless communication terminal and method of operation
US6553010B1 (en) Coverage detection and indication in multimedia radiocommunication system
FI106670B (fi) Vastaanottomenetelmä ja vastaanotin
JPH11355246A (ja) 周波数ホッピング方式を用いた無線通信装置
JP2003513505A (ja) 移動通信システムの伝送信号中継装置
JPH09191263A (ja) 受信信号増幅装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
AMND Amendment
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
J201 Request for trial against refusal decision
B701 Decision to grant
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee