JP4202932B2 - Ｃｄｍａ信号電力推定装置及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、一般にワイヤレス通信システムに関し、特に、ＣＤＭＡ（又は類似のもの）規格に従って動作する受信機にて受信された信号の電力を、信号に著しい量の干渉が含まれていたとしても、確実に推定することに関する。本発明は、受信機が経済的に有利な直接変換構成（direct-conversion architecture）を用いている場合に、特に有用である。これは、直接変換の開ループ電力制御回路は、標準的なスーパーヘテロダイン受信機と比べて、あまり干渉を除去しないためである。

ワイヤレス通信技術は、人々が距離を隔てて通信する方法に大変革をもたらしてきた。１９世紀における近代的な通信システムの開始以来、事実上、全てのこのようなシステムは、見通し線に依拠することを不要とし、電線を通じて動作するものである。電線の一端から他端へと伝送される電気信号のパターンを用いて、両端の各装置は、効率的で確実な通信を確立することができた。より正確には、長距離を進むために、電気信号は、交換機により相互接続されてネットワークを形成したいくつもの電線で伝送される。交換機は、任意の装置が他の任意のものと接続して通信できるように、両者がネットワークにリンクされていてしかも他に使用されていない限りにおいて、ほぼ全ての所望の電線の組み合わせを接続可能としている。この種のネットワークは、電報として始まって電話となったものであり、現在では、普通の電話サービス（ＰＯＴＳ）と称されることが多い。同様の専用のすなわちアクセスの限定されたネットワークは、現在でも使用されている。このようなネットワークは、電話機及びコンピュータ等の機器間における、音声及びデータを含む通信トラフィックの確実な伝達手段を提供している。ＰＯＴＳ及び同様の有線システムの主な短所は、これらの機器が、ネットワーク・アクセスポイントに配置されていなければならないということである。なお、これらの機器は、そのネットワーク・アクセスポイントに対して、物理的に接続されており、進行中の通信セッションの期間中は移動不能である。さらに、発呼側及び被呼側間の連続した接続を確立するために用いられるどのようなネットワークリソースも、実際の通信がなされない間にも、セッションの際と同様に保たれなければならない。

ワイヤレス通信は、主に無線電波に依拠しており、これら両問題に対処するものである。最初の無線通信は、ずっと以前から始まっているが、ワイヤレス通信が一般に広く利用可能となってきたのは、比較的最近のことである。今日では、多くの人々が有線サービスに加えて（又はその代わりに）、携帯電話に加入している。典型的には、加入者は、ネットワークの有効範囲に亘って設置されたネットワーク送受信機と無線通信可能な１台又はそれ以上の移動局を、所持することになる。移動局自体は、送信機及び受信機を含み、通常、電話機、コンピュータ、パーソナル・デジタル・アシスタント（ＰＤＡ）、又は同様の機器である。当然、移動局が実際に移動可能である必要はなく、ここに用いられた用語の「移動局」は、これらの機器、及びワイヤレスネットワークと無線通信可能なあらゆる他の同様のものに当てはまることになる。

図１は、本発明による受信電力推定を実施する移動局と通信するのに用いられうる典型的なワイヤレスネットワーク１００における選択された構成要素を示すブロック図である。ネットワーク１００には、複数の基地サービス局（ＢＳＳ）が含まれる。ここでは、ＢＳＳ１０５、ＢＳＳ１１０、及びＢＳＳ１１５である。ＢＳＳは３つのみ図示されているが、実際のネットワークでは、多数となるであろう。各ＢＳＳには、基地局送受信機（ＢＳＴ）及び基地局コントローラ（ＢＳＣ）が、含まれている。例えば、図１では、ＢＳＴ１０６及びＢＳＣ１０７がＢＳＳ１０５に含まれ、ＢＳＴ１１１及びＢＳＣ１１２がＢＳＳ１１０に含まれ、ＢＳＴ１１６及びＢＳＣ１１７がＢＳＳ１１５に含まれている。その代わりに、単一のＢＳＣが、何台ものＢＳＴを制御してもよい。ネットワーク１００の有効範囲は、いくつものセルに分割されている。各セルには、ＢＳＴ（及びおそらくはＢＳＣ）がある。説明のために、図１には３つのセルが、セル１０４、セル１０９、及びセル１１４として挙げられている。典型的なネットワークは、図１に示されたものとは異なり、このようなセルを多数備えている。なお、各セルは、大きさが様々で相互に重なり合っていてもよい。

個々の加入者は、移動局（ＭＳ）１３０のような移動局を利用して、ネットワークと通信するとともにネットワークを通じて通信する。この通信は、通常、移動局が現在位置しているセルに対応したＢＳＴを通じて、あるいは、隣接したセルのＢＳＴを通じてなされる。このように、移動局が基地局との通信に使用する各無線周波数は、信号が相互に混信又は干渉しないだけ充分に、他のセルが離れている限りにおいて、他のセルでの同様の通信にも利用されうる。当然、送信電力は、あるセルでなされた送信が、同一の周波数が使用されている他のセルに、到達しない（顕著なレベルで）ように、限定されている。図１の実施例では、ＭＳ１３０は、無線周波数（ＲＦ）リンク１３５を通じて、ＢＳＳ１１５と通信している。ＲＦリンク１３５には、ＢＳＴ１１６からＭＳ１３０への送信を搬送する順方向リンク１３６と、ＭＳ１３０がＢＳＴ１１６への送信に用いる逆方向リンク１３７とが、含まれている。逆方向リンク１３７は、トラフィック（実際の通信）及び制御シグナリングの双方に利用されうる。順方向リンク１３６についても同じことが成り立つ。この順方向リンク１３６には、パイロットチャネル、同期チャネル、及び呼び出しチャネルが、含まれている。パイロットチャネル信号は、各ＢＳＴにより連続して送信されており、移動局が、実際の通信のための音声又はデータリンクを登録（自身の存在をネットワークに通知）又は確立できるように、基地局の位置を特定する手段である。同期チャネルメッセージにより、各移動局は、ＣＤＭＡ信号のフレーム同期を得ることができる。呼び出しチャネルは、移動局を呼び出して、着呼の通知及び同様のメッセージを提供するのに用いられる。

通常の状態では、ＭＳ１３０は、セル１１４内に位置している間、ＢＳＳ１１５のみと通信する。例えば、セル１０９へと進むにつれ、ＢＳＳ１１０からのパイロットチャネルメッセージが強くなってくるのを検出し、それとの間にも同様に通信を確立可能となる。（また、ネットワークにより、最も近くのＢＳＳが利用可能となった近傍の各セルに対応したＢＳＳを通じた通信が可能となってもよい。）この冗長性により、ＭＳ１３０が移動してゆく際にも、連続した通信が可能となる。移動局は、あるセルから他のセルへと移動した場合、「ハンドオフ」と称する過程にて、あるＢＳＴから他のものへと切り替える。元のＢＳＴとのリンクが切断される前に、第２のＢＳＴとの通信が確立されることが、理想的である。この場合（「ソフトハンドオフ」と称する）、加入者は、伝送の中断をほとんどあるいは全く感じないことになる。

図１におけるＢＳＳ１０５及びＢＳＳ１１０のように、ＢＳＳは、ＭＳＣ１２０等の移動交換センタ（ＭＳＣ）を通じて直接又は間接的にすべて接続されていたとしても、相互に直接通信してもよい。ＭＳＣ１２０は、それの接続されているＢＳＳと通信している移動局間の音声通話の交換を行い、ネットワーク（図示せず）自体を通じてのあらゆる他の機器への通話の交換を行う。領域内で動作している移動局に関する情報は、ビジタ位置登録（ＶＬＲ）データベース１２２内に格納される。このＶＬＲデータベース１２２は、ＭＳＣ１２０に接続している。また、ＭＳＣ１２０には、より現代的な移動局からのパケットデータ及び該移動局へのパケットデータの交換を同様に行うパケットデータ交換ノード（ＰＤＳＮ）１２４が、含まれていてもよい。

上述のように、セルラ電話の周波数を再利用することにより、そうしない場合よりも、より多くの加入者が活発に通信可能となる。すなわち、例えば、全移動局の各々に、広い大都市のあらゆるところで使用するように、それぞれの周波数が割り当てられる場合、利用可能なチャネルがすぐに使い尽くされ、話中信号が非常によくみられるようになってしまう。但し、周波数の再利用では、ある移動局により使用中の同一の周波数チャネルが、数マイルしか離れていないところで動作する他の移動局に対して割り当てられてもよい。

さらに、いくつかの多元接続方式が開発されてきた。標準的な周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）は、利用可能な伝送スペクトル（帯域幅）を、単に、個々のチャネルに分割し、これらのチャネルを、音声又はデータ通信の必要に応じて割り当てる。但し、任意のこのような通信セッションにおいて、かなりの時間、実際の通信は、なされないことになる。そのチャネルは、単純に、常時必要というわけではない。しかしながら、それは、セッションの継続時間に亘って割り当てられ、他の（ローカルの）加入者により使用不能であることを意味する。多元接続方式により、同一又は隣接するセル内にて操作中の各ユーザが、周波数チャネルを共用可能となる。

ＴＤＭＡ方式では、例えば、利用可能な各周波数はタイムスロットに分割され、個々の通信チャネルは、所定の周波数での個々のタイムスロットにより規定される。タイムスロット数が充分低く保たれるなら、ほとんどの任意の通信が、加入者に分かるような遅延なく送信されうる。ＴＤＭＡを用いると、所定の通話内で、より多くの同時通信が発生しうる。当然、送信側及び受信側は、各々が適切なタイムスロットを用いるように同期していなければならない。これは、そのような移動局が、ある程度高性能になっている必要があることを意味する。しかしながら、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）が採用されると、それにより顕著な利点が得られる。

他の多元接続方式として、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）がある。ＣＤＭＡは、利用可能な帯域幅を、個別の周波数チャネルに分割することを全く必要とせず、その代わりに、スペクトル拡散伝送方法を用いる。スペクトル拡散システムでは、符号化された伝送が、擬似ランダム雑音（ＰＮ）符号を用いて、利用可能な伝送周波数帯域幅に亘って拡散される。チャネル化は、ウォルシュ符号と称する利用可能な６４の波形のうちの１つで、さらにチャネルを拡散することにより、提供される。ＢＳＳと接続を確立している各移動局には、ウォルシュ符号が割り当てられる。このウォルシュ符号は、移動局へと送信され、そこで、受信信号を復号するのに用いられる。特定の移動局に向けられた伝送のみが、その移動局に受信されうる。これは、その移動局に割り当てられたウォルシュ符号が、他のウォルシュ符号に対してほぼ互いに直交しているためである。適切な受信を保証するためには、基地局及びこれと通信している各移動局間で正確な同期が必要となる。各ＢＳＴは、このために、同期メッセージを同期チャネル上に連続して送信する。しかしながら、ＴＤＭＡの場合のように、ＣＤＭＡシステムに追加的な高性能化が必要となることは、ネットワークを同時に使用可能な加入者数が比較的多数となることにより、正当化される。

ＣＤＭＡ多元接続方式は、現在、ＩＳ−９５規格に従って、あるいは、それに対応するより新しいＩＳ−２０００に従って、稼動している。両規格は、一方に従って構成された装置が、他方に従って構成された装置と通信できるように、基本的には互換性がある。但し、ＩＳ−２０００（ＣＤＭＡ２０００と称される場合もある）は、データ及びマルチメディアコンテンツの効率的な伝送を提供する。本発明は、ＩＳ−９５又はＩＳ−２０００に用いられると有用である。どちらかの版だけに対応しているわけではないので、用語の「ＣＤＭＡ」は、ここで、それら両者及び将来のどのような版をも含むことになる。

ＣＤＭＡ規格に従って動作する受信機は、本発明に従って使用されると非常に有用となる。これは、ＣＤＭＡ移動局が、可変送信電力方式を採用しているためである。すなわち、個々の送信の電力レベルは、どの送信も電力過剰とならないようにするという目標に合わせて、増加又は減小可能である。これは、移動局（バッテリ駆動が多い）の節電につながり、チャネル間の干渉を最小化する。多くの加入者が実際に同一の周波数を共用しているＣＤＭＡ等の任意のシステムにおいて、このような電力制御は不可欠である。移動局の送信電力を制御するために、いくつかの方法がある。開ループ制御では、移動局は、基地局から到来した受信信号の電力レベルを解析することにより、送信にどれだけの電力を使用するのかを決定する。典型的には、使用される基地局の信号は、同期チャネルで伝送される較正定数である。当然、同期信号の電力は、距離が大きくなるとともに減少するので、移動局から基地局までの距離が増大するにつれて弱まってゆく。このような減衰を検出すると、移動局は、それに応じて送信電力を調整する。

受信されたＣＤＭＡ信号の電力レベルを推定する１つの開ループの方法では、アナログ自動利得制御（ＡＧＣ）回路を用いることになる。受信信号が処理されてゆくと、ＡＧＣは、信号の電力レベルを、復調の前に用いられるアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器へと供給されるものとして、一定に保つようにする。このようにするために必要な利得値は、実際に受信された信号の電力レベルに応じて変化するので、前者は、後者を推定するのに使用可能である。例えば、この方法は、以下に述べるように、従来から用いられているスーパーへテロダイン受信機にて、成功裏に用いられている。

図２は、従来技術の典型的なスーパーヘテロダイン受信機２００の開ループ電力推定構成要素を示すブロック図である。上述のものの具体例であるアナログＡＧＣループ２１０は、破線で図示されている。但し、このループを通過する前に、受信（ＲＦ）信号は、低雑音増幅器（ＬＮＡ）２２０で増幅される。増幅された信号は、ミキサ２２５へと送出され、そこで、中間周波数（ＩＦ）へとダウンコンバートされる。図２の「凡例」に示すように、ミキシング後、信号には、実部と虚部とが含まれる。複素ＩＦ信号は、表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタ２３０へと供給される。表面弾性波フィルタ２３０は、受信信号に関連した任意の干渉を、ほぼ減衰させる。そして、信号は、第２のミキサ２３５に通され、そこでベースバンドへとダウンコンバートされる。そして、ベースバンド信号は、ベースバンドアナログフィルタ２４０へと供給され、そこで、前段で受信信号に関連していた、残った干渉の全てではなくとも大部分が、除去される。

そして、フィルタリングされたベースバンド信号は、上述のＡＧＣループ２１０におけるアナログＡＧＣ回路２５５により制御される可変利得増幅器２５０に供給される。アナログＡＧＣ２５５への入力は、Ａ／Ｄ変換器２６０の出力である。Ａ／Ｄ変換器２６０は、可変利得増幅器２５０からの出力信号を処理する。なお、本実施例では、ＡＧＣ２５５は、低雑音増幅器の利得値をも設定する。但し、受信電力推定回路２７０が受信信号電力を推定するのに用いるのは、可変利得増幅器に供給される利得値である。すなわち、受信信号電力は、Ａ／Ｄ変換器２６０への可変利得増幅器２５０からの出力を一定の所定レベルに維持するのに必要なアナログ利得値を監視することにより、推定される。入力信号が強まると、その分、調整の必要が少なくなってゆく。

なお、図２のスーパーヘテロダイン受信回路２００では、ＩＦ−ＳＡＷフィルタ２３０及びベースバンドアナログフィルタ２４０のそれぞれが一緒になって、元々存在していたサイドチャネル干渉の大部分又はほぼ全てを除去する。このことは、ＡＧＣにより設定された利得値は、干渉に関連した電力レベルを反映していないことを意味する。このＩＦフィルタリングがなされなければ、利得値は小さくなり、受信電力推定器２２０は受信信号電力を過大に推定してしまう。

現在、いわゆる直接変換ＣＤＭＡ受信機が開発されているが、経済的な理由から、それにはＩＦ−ＳＡＷフィルタが含まれていない。従って、図２の構成による正確な電力推定は、実現可能ではない。ＡＧＣに供給される信号に高レベルの干渉が残っていると、利得値は、不正確な電力推定値となってしまう。従って、受信ＲＦ信号の電力を正確に推定する方法が、必要とされている。本発明は、まさにこのような装置及び方法を提供するものである。
本発明は、ＣＤＭＡ規格に従って構築されたもの等のワイヤレス通信ネットワークで受信信号の電力レベルを推定する装置及び方法を指向するものである。

１つの態様では、本発明は、第１のＡＧＣループ及び第２のＡＧＣループを有する受信回路である。好適な実施例では、第１のループは、第２のものに先行したアナログＡＧＣループであり、第２のものは、第１のものからデジタルフィルタにより分離されたデジタルＡＧＣループである。本システムは、アナログＡＧＣにより設定された利得値を、デジタルＡＧＣにより設定された利得値で乗算して、利得値積を得る乗算器を、さらに含んでいる。そして、利得値積の対数が、それを所定のパラメータを有する数式に適用することにより、ＣＤＭＡ電力を推定するために利用される。

別の態様では、本発明は、受信されたＣＤＭＡ信号の電力レベルを推定する方法であり、受信信号を増幅するステップと、受信信号をアナログベースバンドフフィルタでフィルタリングするステップと、フィルタリングされた信号を、アナログＡＧＣループに供給するステップとを有している。さらに、本発明は、デジタルフィルタを用い、ＡＧＣループからの出力をフィルタリングするステップとデジタルフィルタリングされた出力をデジタルＡＧＣループに供給するステップと、を有している。アナログＡＧＣループにより設定された線形利得値は、デジタルＡＧＣループの利得値の線形値と乗算され、利得値積が得られる。最終的に、利得値積の対数を、信号を受信している受信機に対応した電力推定曲線と比較することにより、受信信号電力レベルが推定される。

本発明は、受信されたＣＤＭＡ（又はそれに類似した）ＲＦ信号の電力レベルを推定する装置及び方法を提供する。推定された電力レベルは、元の送信局へと返送する通信信号を送信するのに必要な送信電力の指示を提供する。一般に、この送信局は、ワイヤレスネットワーク内の基地局であり、電力レベル推定は、基地局にリンクした移動局により実行される。移動局の送信電力が規制されていることは、基地局で受信される種々の移動局の信号を、移動送信機との距離とは関係なく、均等化するのに役立っている。

図３は、本発明の一実施例により構成された直接変換受信機３００の選択された構成要素を示すブロック図である。この実施例では、アナログＡＧＣループ３２０及びデジタルＡＧＣループ３４０として破線で示された、２つの自動利得制御（ＡＧＣ）ループを用いて、受信信号の電力推定がなされる。アナログＡＧＣループ３２０への入力は、可変利得増幅器３２２にて発生する。可変利得増幅器３２２は、ベースバンドアナログフィルタ３１５からの複素信号を、受信して増幅する。可変利得増幅器３２２からの増幅された複素信号は、アナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器３２４への入力となる。そして次に、Ａ／Ｄ変換器３２４からの複素出力は、アナログＡＧＣ３２６への入力となる。アナログＡＧＣ３２６からの出力は、アナログ利得値である。このアナログ利得値は、可変利得増幅器３２２を制御するのに用いられる。この構成では、可変利得増幅器３２２は、Ａ／Ｄ変換器３２４への出力の電力レベルを、所定レベルで一定に保つようにする。

上述のように、アナログＡＧＣループ３２０への入力は、ベースバンドアナログフィルタ３１５から受信される。このフィルタは、複素ベースバンド信号をミキサ３１０から受信する。ミキサ３１０は、受信されたＲＦ信号を、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３０５による増幅後にダウンコンバートする。ＬＮＡ３０５は、アナログＡＧＣ３２６からの出力でもあるＬＮＡ利得値により、制御されることが好ましい。

なお、図２のスーパーヘテロダイン受信機２００と比較して、受信機３００は、追加のミキサ２２５及びＩＦ−ＳＡＷフィルタ２３０を欠いている。スーパーへテロダイン受信機が中間周波数（ＩＦ）を用いているのに対し、直接変換構成は、中間周波数（ＩＦ）を用いない。この方式によると、所望の節約がある程度実現されるが、この構成は、ループ３２０（Ａ／Ｄ変換器３２４を通過）から出力された信号に、かなりの雑音成分が依然として含まれることをも意味する。当然、アナログ利得値にも、このことが反映され、雑音の存在及びそれによりもたらされる電力が与えられて、増幅があまり必要とならない。しかしながら、信号処理のこの点において、全電力レベルのどれだけが雑音に帰するものであって、どれだけが受信信号自体に帰するものであるかは、未知である。従って、干渉が無視できる場合を除いて、アナログ利得値のみを用いてなされた任意の電力推定は、基地局は実際よりも近くて、その結果、移動局から送信される信号は、効率的な通信のためには弱すぎることを、示すことになる。

本発明の解決策によると、直接変換受信機では受信信号電力を正確に推定不能であるというこの問題は、デジタルＡＧＣループ３４０を用いることにより処理される。デジタルＡＧＣループ３４０は、ループ３２０から出力された信号を、デジタルフィルタ３３５通過後に受信する。そして、デジタルフィルタリングされた信号は、デジタルＡＧＣ３４４から出力されたデジタル利得値を用いて、乗算器３４２にてその大きさが再度変更される。そして、乗算器３４２からの大きさが再度変更された出力は、デジタルＡＧＣ３４４へとフィードバックされ、同時に、デジタルＡＧＣループ３４０から受信機の復調器へと、さらなる処理のために送出される。

本発明の電力推定機能を実行するために、アナログＡＧＣループ３２０及びデジタルＡＧＣループ３４０の双方からの出力が、合成される。特に、図３の実施例では、アナログＡＧＣ３２６からのアナログ利得値及びデジタルＡＧＣ３４４からのデジタル利得値の線形値は、乗算器３５０にて乗算されて、利得値積が得られる。利得値積の対数は、受信信号電力と直接的な関係があることが、実験により明らかになっている。図３の実施例では、対数機能３６０が、利得値積の常用対数を決定し、それを、受信電力推定回路３７０へと出力する。受信電力推定回路３７０は、この値を用いて、受信された無線周波数（ＲＦ）信号の電力レベルを推定する。受信信号電力推定機能についてのさらなる詳細を、次に示す。

図４は、本発明の装置及び方法により求められた受信信号電力（Ｉ₀）と利得値積の対数（底１０）（Ｙ）との関係を示す受信信号電力推定曲線４００である。ほぼ線形な関係が存在するとともに、所定の受信機について、隣接したチャネルの干渉量にかかわらず、受信信号電力とｌｏｇ₁₀（利得値積）との関係が同じになることがわかっている。図４の曲線の凡例に示すように、受信信号電力推定曲線は、本実施例では、ゼロ（「トーン無し」）を含む４つの異なる干渉（トーン）値を持つ較正信号から得られたものである。得られた曲線は、ほとんどのアプリケーションについて、有意となる程度には異なっておらず、図４に示すように、単一の曲線を規定しているように見える。

直接変換受信機が、本発明に従って製造された場合、その受信機のｌｏｇ₁₀（利得値積）対受信信号電力（Ｙ対Ｉ₀）曲線は、既知の電力レベルの信号を適用するとともに結果としての利得値積を決定し、その対数を、既知の電力レベルに対してプロットすることにより、求められてもよい。当然、少なくとも２点がプロットされなければならない。但し、いくつかの点が用いられることが望ましい。その曲線は、ほぼ線形であるため、傾きｍ及びｙ切片ｑが求められる。なお、ｙ切片のある「ｙ軸」は、任意の受信信号電力レベルにて自由に設定されてもよい。そして、推定された電力レベルは、選択された値に関して算出される。

他の実施例（図示せず）では、Ｙ対Ｉ₀の曲線は直線ではないが、受信信号電力推定回路３７０が受信信号電力を推定するのに使用可能な関数として表現される。当然、このことは、存在する干渉量の変動が、実質的に関数を変化させてしまわない限りにおいて、可能となる。さらに別の実施例（これも図示せず）では、様々な環境で用いるために、あるいは、手動又は自動的手段により選択されるデフォルトの曲線に対する選択肢として、複数の受信信号電力推定曲線が算出される。

図５は、本発明の一実施例による受信されたＣＤＭＡ信号の電力を推定する方法を示すフローチャートである。その過程は、開始に始まり、ここでは、受信信号電力推定曲線（１つ又は複数）が、上述の手順又は何らかの等価な別の方法に従って決定されていることが、想定される。なお、ＣＤＭＡシステムが例として用いられているが、本発明は、他の規格に従って動作するシステムとともに用いられても同様に有用である。但し、受信信号電力推定が、このようなシステムで役に立つことが条件となる。

図５の方法は、無線周波数（ＲＦ）信号が受信されると開始する（ステップ５０５）。典型的には、この信号は、基地局から送信されて移動局にて受信される。但し、本発明に従って構成されて動作する受信機のための他の応用例も、同様に存在してもよい。そして、受信信号は増幅され（ステップ５１０）、直接変換受信機内に通常存在する単一のミキサ（図３参照）により、ベースバンドへと変換される（ステップ５１５）。そして、結果としての複素信号は、アナログベースバンドフィルタを用いて、フィルタリングされる（ステップ５２０）。そして、フィルタリングされた信号は、アナログＡＧＣループへと渡されて増幅される（ステップ５２５）。このアナログＡＧＣループには、アナログＡＧＣ及びＡ／Ｄ変換器により制御される可変増幅器が、含まれていることが好ましい。なお、Ａ／Ｄ変換器は、可変増幅器の出力を、ＡＧＣへの入力前に変換するものである。

また、Ａ／Ｄ変換器の出力は、デジタルフィルタを用いてフィルタリングされる（ステップ５３０）。そして、デジタルフィルタの出力は、デジタルＡＧＣループ内でその大きさが再度変更される（ステップ５３５）。このデジタルＡＧＣループには、デジタルフィルタの出力及びデジタルＡＧＣからのデジタル利得設定値を乗算する乗算器が含まれている。デジタルＡＧＣは、乗算器から出力された信号を入力として受信する。また、乗算器からの出力は、復調回路にも与えられ、そこで復調がなされる（ステップ５４０）。

アナログＡＧＣ利得設定の線形値は、利得値積を生成するためにデジタルＡＧＣ利得設定の線形値で乗算される（ステップ５４５）。そして、利得値積は、以下の関係式に従って受信信号強度Ｉ₀を推定するのに用いられる（ステップ５５０）。
＾Ｉ₀＝（Ｙ−ｑ）／ｍ （１．０）
ここで、＾Ｉ₀は、推定された電力、Ｙ＝ｌｏｇ_１０（利得値積）、そして、ｍ及びｑは、それぞれ、上述の図４を参照して検討した手順により求められた傾き及びｙ切片である。そして、推定された受信信号電力は、移動機から基地局への伝送における送信電力を調整するのに用いられてもよい（ステップとしては図示されていない）。そして、この方法は、送信電力の調整が直近に受信された信号の測定に一致するように、継続してゆく。

上述の装置は、直接変換型の受信機として説明されたが、本発明は、他の型の受信機に適用されても、同様に有用であることがわかるであろう。本発明は、このような経済的な構成での利用を可能にするとともに、同時に、ＣＤＭＡ（又はＣＤＭＡと同様のもの）ネットワークにて動作するのに必要な送信電力調整を実行するのに必要な精度で、受信信号電力を推定する方法を提供している。最後に、上記説明は、本発明を実現するための具体的かつ好適な実施例を提供するものであることに、留意されたい。本発明の範囲は、必ずしもこの説明により限定されるべきものではない。本発明の範囲は、特許請求の範囲により規定される。

図１は、本発明による受信電力推定を実施する移動局と通信するのに用いられうる典型的なワイヤレスネットワークの選択された構成要素を表すブロック図を示す図である。 図２は、従来技術の典型的なスーパーヘテロダイン受信機の電力推定構成要素を表すブロック図を示す図である。 図３は、本発明の一実施例により構成された直接変換構成受信機の電力推定構成要素を表すブロック図を示す図である。 図４は、本発明の装置及び方法により求められた受信信号強度と利得値積の対数（底１０）との関係を表す受信信号電力推定曲線を示す図である。 本発明の一実施例による受信されたＣＤＭＡ信号の電力を推定する過程を表すフローチャートを示す図である。

Claims (16)

1. 通信ネットワークと通信する無線通信受信機にて利用されるための、干渉が未知のレベルで含まれた受信信号の電力推定方法であって、
   アナログ利得値を生成するアナログＡＧＣを備えたアナログＡＧＣループにて、前記受信信号を増幅するステップと、
   前記の増幅された信号をデジタル信号へと変換するステップと、
   デジタル利得値を生成するデジタルＡＧＣを備えたデジタルＡＧＣループにて、前記デジタル信号の大きさを再度変更するステップと、
   利得値積を発生するために前記アナログ利得値と前記デジタル利得値とを乗算するステップと、
   前記利得値積を用いて、推定された受信信号電力レベル＾Ｉ₀を求めるステップとを、
   有することを特徴とする方法。
2. 前記アナログＡＧＣループは、前記アナログＡＧＣにより生成された前記アナログ利得値により制御される可変利得増幅器を備える請求項１に記載の方法。
3. 前記アナログＡＧＣループは、前記可変利得増幅器の出力を受信するアナログデジタル（Ａ／Ｄ）変換器を備え、前記アナログＡＧＣが前記アナログ利得値を生成するために用いる信号は、前記Ａ／Ｄ変換器の出力である請求項２に記載の方法。
4. 前記の変換するステップは、前記ＡＧＣループの前記Ａ／Ｄ変換器により実行される請求項３に記載の方法。
5. アナログＡＧＣループにて前記受信信号を増幅するステップと、
   前記受信信号をベースバンドに変換するステップと、
   前記ベースバンド信号をフィルタリングするステップとを、
   さらに有する請求項１に記載の方法。
6. 前記受信信号を前記ベースバンドに変換する前記ステップに先立って、該受信信号を低雑音増幅器（ＬＮＡ）にて増幅するステップを、さらに有する請求項５に記載の方法。
7. 前記のＬＮＡは、前記アナログＡＧＣにより生成されたＬＮＡ利得値により制御される請求項６に記載の方法。
8. 前記受信信号は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）ネットワーク内の基地局から受信される請求項１に記載の方法。
9. 少なくとも２つの較正信号についての前記利得値積の対数を、それぞれの信号の既知の電力レベルに対してプロットすることにより、前記受信機についての受信電力推定曲線を確立するステップを、さらに有する請求項１に記載の方法。
10. 前記受信電力推定曲線は、傾き（ｍ）及びｙ切片（ｑ）を持つ直線で近似される請求項９に記載の方法。
11. 前記受信信号の推定された電力レベル（＾Ｉ₀）を求める前記ステップは、該受信機内のプロセッサにより、前記利得値積の対数Ｙを用いて、以下の式
    ＾Ｉ₀＝（Ｙ−ｑ）／ｍ
    に従って実行される請求項１０に記載の方法。
12. ＣＤＭＡネットワークの移動局内で利用される受信機内における受信信号の電力推定装置であって、
    前記受信信号を処理してアナログ利得値を生成するアナログＡＧＣループと、
    前記受信信号を処理してデジタル利得値を生成するデジタルＡＧＣループと、
    利得値積を生成するために前記アナログ利得値と前記デジタル利得値とを互いに乗算する乗算器と、
    前記の受信信号電力の推定値を生成するために前記利得値積を用いる推定器とを、
    備える装置。
13. 前記受信信号をベースバンドに変換するミキサと、
    変換された信号を、前記アナログＡＧＣループ及び前記デジタルＡＧＣループによって処理する前に、フィルタリングするベースバンドフィルタとを、
    さらに備える請求項１２に記載の装置。
14. 前記受信信号を、ベースバンドに変換する前に増幅する増幅器を、さらに備える請求項１３に記載の装置。
15. 前記アナログＡＧＣループと前記デジタルＡＧＣループとに接続され、前記アナログＡＧＣループにより処理された信号を、前記デジタルＡＧＣループによる処理前に変換するＡ／Ｄ変換器を、さらに備える請求項１２に記載の装置。
16. 前記推定器は、前記受信信号電力の推定値（＾Ｉ₀）を以下の式
    ＾Ｉ₀＝（Ｙ−ｑ）／ｍ
    に従って求め、
    ここで、Ｙは、前記利得値積の対数を表し、ｑ及びｍは、所定の受信信号推定曲線のｙ切片及び傾きをそれぞれ表す請求項１２に記載の装置。

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