KR20040068132A - 다중 출력 플라이백 변환기 - Google Patents
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Abstract
소프트 스위칭 다중 출력 플라이백 변환기는 출력 사이클링 시퀀스 제어를 제공한다. 다중 출력 회로들(511, 513) 각각은 양방향 스위치(S1, S2)를 포함하며, 이는 출력 사이클링 시퀀스의 유연한 재구성을 제공한다. 또한, 신규한 회로는 각 개별 출력들 또는 그 소정의 조합이 독립적으로 "오프" 상태로 전환(즉, 사이클링 시퀀스로부터 제거)될 수 있게 하며, 필요에 따라 추후 시기에 재도입(즉, 다시 "온" 상태로 전환)될 수 있게 한다.
Description
종래의 플라이백 스위칭 전력 공급기들은 일반적으로 변압기(실제로는 한쌍의 결합된 인덕터들) 및 일련의 전압 펄스들로 전력 변압기의 1차 권선에 걸린 조정되지 않은 DC 또는 정류된 AC 전압을 교대로 결합시키기 위한 하나 또는 그 이상의 전력스위치들을 포함한다. 이들 펄스들은 전력 변압기의 하나 또는 그 이상의 2차 권선들에 걸린 일련의 전압 펄스들로 변환되고, 그후, 정류 및 필터링되어 하나 또는 그 이상의 출력 DC 전압들을 제공한다. 전력 변환기의 출력 전압 또는 전압들은 일반적으로, 전력 스위치가 온 상태에 있는 시간의 상대적인 양(즉, 듀티 사이클)을 제어함으로써 조정된다.
스위칭 전력 공급기의 하나의 일반적 유형은 플라이백 전력 변환기이며, 이는 비격리형 버전(non-isolated version)에서 벅-부스트 변환기(buck-boostconverter)라 지칭된다. 플라이백 변환기는 저 전력, 다중 출력 응용 용도들에 사용하기 위한 매우 대중적인 전력 공급기 기술이다. 플라이백 전력 변환기는 전력 변압기내에 에너지를 주기적으로 저장하고, 그후, 이 저장된 에너지를 부하로 덤핑함으로써, 동작한다. 사이클당 저장 및 덤핑되는 에너지의 양을 변화시킴으로써, 출력 전력은 제어 및 규제될 수 있다. 전력 변압기의 1차 권선과 직렬로 접속된 고 전력 스위칭 트랜지스터는 정상상태에서 이런 스위칭 기능을 제공한다. 즉, 이 전력 스위치의 온-시간 및 오프-시간은 전력 변압기에 걸려 결합되는, 또는, 달리 말해서, 전력 변압기에 의해 전달되는 에너지의 양을 제어한다. 전력 스위치가 온 되었을 때, 전류는 전력 변압기의 1차 권선을 통해 흐르고, 변압기내에 저장(1차 자화 인덕턴스)된다. 전력 스위치가 오프 되었을 때, 저장된 에너지는 전력 변압기의 하나 또는 그 이상의 2차 권선들의 전류 유출에 의해 2차 회로로 전달된다. 2차 전류는 전력 스위치가 온 상태이고 1차 전류가 흐르는 것과 동시에 전력 변압기내에서 흐르지 않는다는 것을 주의하라. 그 이유는 종래의 플라이백 전력 변환기에서, 전력 스위치가 온 상태일 때, 2차 권선내의 전류 도전을 방지하도록 권선 극성이 선택되고 2차 권선에 정류기가 결합되기 때문이다.
플라이백 전력 변환기들은 그들이 일반적으로 단순하고, 감소된 수의 부품들을 필요로 하며, 단일 공급기로부터 다수의 규제된 출력들이 가용해지게 한다는 사실 때문에, 다른 스위칭 전력 변환기들 보다 저 전력 레벨들에서 유리하다. 플라이백 변환기들을 위한 일반적인 응용 용도들은 AC 어뎁터들이며, 이 어뎁터들은 예로서, 범용 주 입력을 위해 85VAC 내지 270VAC 사이에서 변화할 수 있는 정류된 AC메인들로부터 전력을 인출하여, 20 내지 100W의 전력 레벨들에서 9VDC 내지 180VDC 사이의 범위의 출력 전압을 전달할 수 있다.
플라이백 변환기들은 일반적으로 두 모드들 중 하나에서 동작하며, 제 1 모드는 불연속 도전 모드(discontinuous conduction mode)라 지칭되며(또한, DCM이라고도 지칭됨), 본 기술에 널리 알려져 있고, 여기서, 변압기내에 저장된 에너지는 다음 에너지 사이클 시작 이전에 출력 부하에 총체적으로 결합 또는 전달되어, 일반적으로, 다음 에너지 또는 구동 사이클 시동 이전에 2차 전류가 0에 도달하는 것을 초래한다. 동작의 제 2 모드는 연속 도전 모드(continuous conduction mode)라 지칭되며(또한, CCM이라고도 지칭됨), 여기서, 모든 저장된 자기 에너지가 변압기로부터 방임되기 이전에, 따라서, 2차 전류가 0에 도달하기 이전에 다음 에너지 사이클이 시작한다. 불연속 도전 모드는 연속 도전 모드보다 일반적이며, 그 이유는 중 또는 경 부하 상태들을 수용하기 위해 전력 스위치의 주파수 및/또는 온-시간을 변경시킴으로써 출력 전압 규제를 유지하기 위해 비교적 단순한 제어 회로가 사용될 수 있기 때문이다.
도 1은 DCM 또는 CCM 모드 중 어느 한쪽에서 동작할 수 있는 종래의 플라이백 변환기(100)를 예시한다. 종래 기술 플라이백 변환기(100)는 1차 권선(nP) 및 2차 권선(nS1)을 가지는 변압기(T)를 포함한다. 1차측 스위치(SM)는 주 전류 경로를 가지며, 이는 1차 권선(nP)과 직렬로 배열된다. 입력 DC 전압(VSRC)은 1차 권선(nP) 및 1차측 스위치(SM)의 직렬 배열에 공급된다. 다이오드(D1)와 평활화 커패시터(C1)의 직렬 배열은 2차 권선(S1)에 걸려 배열된다. 부하(R1)는 평활화 커패시터(C1)와 병렬로 배열된다. 점들로 표시된 바와 같이, 주 권선(nP) 및 2차 권선(nS1)은 다이오드(D1)가 1차측 스위치(SM)가 비도전상태일 때 도전상태가 되도록 폴링된다. 부하(R1)를 가로지른 출력 전압은 V1로 표시된다. 1차 스위치(SM)는 바디 다이오드(DM)를 가질 수 있다.
종래 기술 플라이백 변환기(100)의 일 단점은 CCM 모드에서 동작시, 플라이백 변환기(100)가 고 대역폭 피드백 루프들과 함께 사용될 때 잠재적으로 불안정한 동작을 나타낼 수 있다는 것이다. 즉, 변환기(100)는 고 대역폭 피드백 루프들이 사용될 때 발진할 수 있다. 이 회로 기술의 다른 단점은 다이오드(D1)가 하드 스위칭 된다는 것이다. 즉, CCM 모드에서, 다이오드(D1)가 여전히 도전상태인 동안 전류가 반전된다.
도 2는 다이오드(D1)가 스위치(S1)로 대체되는 것을 제외하면 도 1에 예시된 것과 그 형상이 유사한 다른 종래의 플라이백 DC-DC 변환기를 예시한다. 도 2의 회로에서, MOSFET 스위치(S1)의 바디 다이오드(BD1)는 도 1의 회로의 다이오드(D1)와 동일한 기능성을 제공한다. 도 2의 회로는 스위치(S1)가 오프상태로 유지될 때 도 1의 회로와 동일한 방식으로 기능한다. 그러나, 스위치(S1)가 "온" 상태로 전환될 때, 양방향 전류 흐름이 가능하다. 즉, 전류는 역방향(즉, 1차 권선(nS1)을 통해필터 커패시터(C1)의 외측으로)으로 흐를 수 있다.
도 3A는 다중 출력 회로들(311, 313)을 가지는 다른 종래 기술 플라이백 변환기(310)의 예시도이다. 종래 기술 플라이백 변환기(310)는 변압기(T)의 1차 권선(nP)과 1차측 스위치(SM)의 주 전류 경로의 직렬 배열을 포함하며, 이 직렬 배열은 입력 DC 전압(VSRC)을 수신한다. 변압기(T)의 2차 권선(nS1)은 2차측 양방향 스위치(S1)의 주 전류 경로 및 2차측 양방향 스위치(S2)의 주 전류 경로 양자 모두에 접속된다. 다이오드(D1)의 애노드는 2차측 양방향 스위치(S1)의 정지 자유 단부에 접속된다. 다이오드(D2)의 애노드는 2차측 양방향 스위치(S2)의 정지 자유 단부에 접속된다. 평활화 커패시터(C1)는 다이오드(D1)의 캐소드와 2차 권선(nS1)의 정지 자유 단부 사이에 배열된다. 평활화 커패시터(C2)는 다이오드(D2)의 캐소드와 2차 권선(nS1)의 정지 자유 단부 사이에 배열된다. 부하(R1)는 출력 전압(V1)을 수신하도록 커패시터(C1)와 병렬로 배열되고, 부하(R2)는 출력 전압(V2)을 수신하도록 커패시터(C2)와 병렬로 배열된다. 2차측 양방향 스위치(S1)는 통합(바디) 다이오드(BD1)를 가지며, 이는 다이오드(D1)에 관하여 반대로 폴링되며, 그 주 전류 경로와 병렬로 존재한다. 2차측 양방향 스위치(S2)는 통합(바디) 다이오드(BD2)를 가지며, 이는 다이오드(D2)에 관하여 반대로 폴링되며, 그 주 전류 경로와 병렬로존재한다. 양방향 스위치들(S1및 S2)에 관련하여, 달리 선언하지 않는 한, 그 각 주 전류 경로 및 바디 다이오드(BD1 및 BD2)의 병렬 배열을 의미한다.
각 출력 회로들(311, 313) 각각은 차단 다이오드(D1및 D2)와 양방향 스위치(S1및 S2)를 포함한다. 차단 다이오드들(D1및 D2)은 부하들(R1내지 R2)로부터 2차 권선(nS1)을 향한 전류 흐름을 차단한다. 양방향 스위치(S1)가 "오프" 상태에 있는 경우, 이때, 전류는 출력부로 흐르는 것이 차단된다. 따라서, 스위치(S1)의 "온" 시간은 회로(311)의 출력부로의 전류 흐름을 제어한다.
회로(310)의 단점은 회로가 불연속 도전 모드에서 동작할 때, 각 사이클의 에너지를 변압기(T)로부터 배출할 필요가 있다는 것이다. 이는 전류가 부하에 공급되는 스위칭 사이클에서 마지막 또는 최종 출력 회로와 연관된 양방향 스위치(예로서, 스위치(S2))가 각 스위칭 사이클중에 변압기(T)로부터의 완전한 드레인에 충분히 긴 시간 동안 "온" 상태로 유지되어야만 한다는 것이 문제가 될 수 있다. 실제 실시시, 이것이 이루어지는 것을 보증하기 위해, 스위치(S2)가 종종 제거된다.
도 3B는 회로 스위치(S2)를 제거한 도 3A의 회로의 예시도이다. 상술한 바와 같이, 이는 변압기(T)가 각 사이클 중에 완전히 드레인되는 것을 보증한다. 스위치(S2)의 제거는 출력(V2)이 단지 1차 스위치(SM)의 "온" 시간에 의해서만 제어되게 한다.
도 3A 및 도 3B는 두 개의 출력 회로들을 가지는 회로들을 예시한다. 그러나, 출력 회로들의 수에 무관하게, 최종 출력 회로의 1차측 제어가 발생한다. 각 경우에, DCM 모드에서, 최종 출력 회로는 1차 스위치(SM)의 "온" 시간에 의해 제어되어야 한다. 특정 경우들에서, 출력이 1차 스위치의 "온" 시간에 의해 효과적으로 제어되어야 하더라도, 최종 출력 회로의 출력 회로 스위치를 보유하는 것이 적합할 수 있다. 이는 이 스위치를 보유하는 것이 동기성 정류(synchronous rectification) 및 1차 소프트 스위칭의 이행을 가능하게 하기 때문에 그렇다.
도 4는 도 3B의 회로 형상의 변형인 다른 종래 기술 회로 형상의 예시도이다. 도 4의 회로는 도 3B의 회로의 차단 다이오드(D2) 대신 스위치(S2)를 포함한다. 스위치(S2)는 바디 다이오드(BD2)가 부하(R2)를 향해 전류를 도전할 수 있도록 폴링된다. 도 4의 회로 형상은 양방향 스위치(S2)가 동기성 정류를 허용하고, 추가로, 1차 스위치(SM)의 양방향 소프트 스위칭을 허용한다는 점에서 도 3B의 형상 보다 장점들을 제공한다. 그러나, 도 4의 예시적 종래 기술 형상이 동기성 정류 및 소프트 스위칭을 가능하게 한다 하더라도, 이는 특정 출력(예로서, 도 4의 출력(V2))이 각 에너지 사이클에서 마지막에 사이클되어야 한다는 점에서 예시된 모든 종래 기술 회로들에 공통적인 단점 또는 제약을 공유하고 있다. 제어 또는 회로의 관점으로부터 이 제약은 항상 바람직하지는 않을 수 있다.
본 발명의 목적은 제약 없이, 소정의 순서로 출력들을 순서매김할 수 있는개선된 다중 출력 전력 변환기를 제공하는 것이다. 순서매김에서, 출력들은 전력이 출력들에 공급되는 순서를 의미한다.
본 발명의 제 1 측면은 청구항 1의 다중 출력 플라이백 변환기를 제공한다. 본 발명의 제 2 측면은 청구항 7의 디스플레이 장치를 제공한다. 본 발명의 제 3 측면은 청구항 8의 다중 출력 플라이백 변환기에서 출력 사이클링 시퀀스를 제어하는 방법을 제공한다. 양호한 실시예들이 종속항들에 정의된다.
본 발명은 다중 출력 플라이백 변환기, 상기 플라이백 변환기를 포함하는 디스플레이 장치 및 다중 출력 플라이백 변환기에서 출력 사이클링 시퀀스를 제어하는 방법에 관련한다.
도 1은 종래 기술 플라이백 변환기의 회로도.
도 2는 다른 종래 기술 플라이백 변환기의 회로도.
도 3A는 다중 출력 회로들을 가지는 다른 종래 기술 플라이백 변환기의 회로도.
도 3B는 도 3A의 변형된 회로도.
도 4는 도 3B의 회로 형상의 엘리먼트들을 조합하는 종래 기술 플라이백 변환기의 회로도.
도 5는 본 발명에 따른 소프트 스위칭 다중 출력 플라이백 변환기의 회로도.
도 6A 내지 도 6E는 도 5의 소프트 스위치식 다중 출력 플라이백 변환기의 스위칭 주기 동안의 이상화된 파형들을 예시하는 도면.
도 7A 내지 도 7C는 도 5의 소프트 스위치식 다중 출력 플라이백 변환기의 스위칭 주기 동안의 이상화된 파형들을 예시하는 도면.
도 8은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 다중 출력 플라이백 변환기의 회로도의 제 2 실시예를 예시하는 도면.
도 9는 다중 출력 플라이백 변환기를 구비한 디스플레이 장치를 도시하는 도면.
본 발명의 목적은 출력 사이클링 시퀀스의 유연한 재구성을 제공하는 양방향 스위치를 각각 가지는 다수의 출력 회로들을 포함하는 다중 출력 플라이백 변환기에서 달성된다. 이 유연한 재구성은 양방향 스위치들이 양 방향들로 전류를 도전 또는 전류를 차단할 수 있기 때문에 가능하다. 따라서, 양방향 스위치들은 2차 권선으로부터 부하로, 그리고, 주변의 다른 경로로 전류가 흐를 수 있게 한다.
또한, 신규한 회로는 1차 스위칭 사이클보다 긴 시간 주기 동안 개별 출력들 또는 소정의 그 조합이 독립적으로 "오프"(즉, 사이클링 시퀀스로부터 제거) 상태가 될 수 있게 하고, 필요시 추후 시기에 재도입(즉, 다시 "온" 상태로 전환)될 수 있게 한다. 이는 전력 변환기가 장치의 회로들의 일부가 가능한 낮은 전력을 소비하여야 하는 대기 모드를 가지는 장치에 적용되는 경우에 중요하다.
본 발명에 따른 플라이백 변환기 회로는 전력 변압기(T1), 1차 측 스위치 및 다수의 출력 채널들 또는 회로들을 포함하고, 각 출력 회로는 독립적으로 각 출력채널이 구동될 수 있게 하는 전압 제어식 양방향 스위치를 포함하고, 따라서, 1차측 스위치가 "오프" 상태로 전환되어 있는 시간 동안 소정 순서로 사이클될 수 있다. 각 출력 채널의 양방향 스위치를 제공함으로써, 각 출력 채널들의 순서매김의 소정의 재약들이 제거된다. 즉, 각 출력 채널은 양방향 작용으로 얻을 수 있는 여전히 동기성 정류 및 소프트 스위칭을 유지하면서 제한된 제약들을 가진 소정 순서로 사이클될 수 있다. 하나 이상의 출력 회로가 부하로부터 2차 권선으로의 전류 흐름을 허용하는 양방향 스위치를 포함하기 때문에, 이들 출력 회로들 모드는 시퀀스에서 스위칭되는 마지막 것이 될 수 있다. 특정 시퀀스에서 스위칭 오프되는 마지막 것인 양방향 스위치는 부하로부터 2차 권선으로의 전류가 1차측 스위치를 가로지른 충분히 낮은 전압에 도달하기에 충분히 큰 순간에 스위치 오프될 수 있으며, 결과적으로 소프트 스위칭된다.
본 발명의 다른 장점들은 다이오드들 대신 출력 회로들에 양방향 스위치들을 사용한 결과로서, 특히 저 전압 고 전류 응용 용도들에서의 보다 낮은 회로 손실들을 초래하는 보다 높은 회로 효율 및 1차측 및 2차측 스위치들의 동시 소프트 스위칭을 포함한다.
종래 기술에서, 도 4에 관하여 설명된 바와 같은 사이클링 제약이 존재하며, 그 이유는 출력 회로(413)의 스위치(S2)가 어떠한 순방향 차단 기능도 갖지 않기 때문이다. 순방향 차단 기능의 결여의 결과로서, 출력 회로(413)의 전압(V2)은 순방향 차단 기능을 보상하기 위해 스위치(S2)의 바디 다이오드(BD2)를 역방향 바이어스하도록 V1보다 높은 전압으로 유지되어야만 한다. 대조적으로, 출력 회로(411)가 순방향 차단 기능을 제공하고, 따라서, 사이클링 시퀀스의 소정의 지점에서 사이클될 수 있다. 순방향 차단 기능은 스위치(S1)의 내부 바디 다이오드(BD1)에 의해 제공된다.
청구항 3에 청구된 바와 같은 실시예는 1차측 스위치의 소프트 스위칭을 가능하게 한다. 출력 사이클링 시퀀스에서 가장 늦게 도전상태가 되는 2차측 양방향 스위치는 1차측 스위치를 가로지른 전압이 0 또는 거의 0이 되도록 이 2차 권선을 향한 연관된 부하로부터의 전류 흐름을 얻기 위해 필요한 한 도전성을 유지한다. 결과적으로, 1차측 스위치는 그를 가로지른 매우 낮은 전압에서 스위칭될 수 있다.
청구항 5에 청구된 실시예에서, 2차측 양방향 스위치는 그 스위치 오프와 연관된 출력 회로를 제거하기 위해 출력 사이클링으로부터 양방향 스위치를 스위치 오프하고, 연관된 부하는 전류를 수신하지 않는다. 이는 저 전력 소비가 관련되는 시스템에서 중요할 수 있다. (일시적으로) 사용하지 않는 회로는 전력 공급 전압을 수신하지 않는다. 예로서, 디스플레이 장치의 대기 모드에서, 디스플레이 디바이스에 공급되는 전력 공급 전압들은 스위치 오프될 수 있다. 양방향 스위치가 1차측 스위치의 스위칭 사이클 보다 실질적으로 긴 시간 주기 동안 스위치 오프될 때, 양방향 스위치의 스위치 오프와 연관된 출력 회로는 출력 사이클링으로부터 제거된다.
여기에 설명된 본 발명의 실시예들 각각은 단일 출력 권선상의 다중 출력들을 가지는 단일 출력 권선을 사용하지만, 대안적으로 본 발명의 회로들의 동작/제어를 변경하지 않고, 별개의 전용 출력 권선상에 각 출력이 배치될 수 있다는 것을 인지하여야 한다.
다중 출력 권선들을 사용하는 것이 보다 적합한 경우들에서(예로서, 전기적 격리 요구조건들), 반영된 전압(즉, 권선비로 승산된 출력 전압)은 가장 적합한 사이클링 시퀀스를 결정한다는 것을 인지하여야 한다. 단일 출력 권선의 경우에, 출력 스위치들의 소프트 스위칭을 유지하기 위해서, 선택된 출력 스위칭 또는 사이클링 시퀀스는 일반적으로 가장 낮은 전압 출력으로부터 가장 높은 것으로이다. 그러나, 다중 출력 권선들의 경우에, 소프트 스위칭을 유지하기 위해서, 최저 내지 최고 전압 시퀀스는 반영된 전압들(즉, 특정 출력 권선의 각 권선비에 의해 승산된 출력 전압들)에 의해 결정된다. 도 5를 참조하면, 본 발명에 따른 예시적 플라이백 변환기 회로(500)가 도시되어 있다.
본 발명에 따른 플라이백 변환기의 본 실시예는 다중 출력 회로들(511, 513)을 가진다. 변압기(T1)의 1차 권선(nP)과 1차측 스위치(SM)의 주 전류 경로의 직렬 배열은 입력 DC 전압(VSRC)을 수신하도록 배열된다.
2차측 양방향 스위치(S1)와 부하(R1)의 주 전류 경로의 직렬 배열은 변압기(T1)의 2차 권선(nS1)에 걸려 배열된다. 평활화 커패시터(C1)는 부하(R1)와 병렬로 배열된다. 출력 전압(V1)은 부하(R1)에 걸려 존재한다.
2차측 양방향 스위치(S2)와 부하(R2)의 주 전류 경로의 직렬 배열은 변압기(T1)의 2차 권선(nS1)에 걸려 배열된다. 평활화 커패시터(C2)는 부하(R2)와 병렬로 배열된다. 출력 전압(V2)은 부하(R2)에 걸려 존재한다.
양방향 스위치들(S1및 S2)에 결합된 2차 권선(nS1)의 단자에서의 전압은 Vsec로 표시된다.
변환기(500)는 각 출력 회로들(511, 513) 각각에 양방향 스위치(S1, S2)를 포함한다. 양방향 스위치(S1, S2)는 어느 한 방향으로 전류 흐름을 도전할 수 있고, 또한, 어느 한 방향으로부터 전류 흐름을 차단할 수 있는 스위치(또는 스위치들의 쌍(S1a, S1b; S2a, S2b))이다. 본 발명에 따른 플라이백 변환기(500)에서, 이들 양방향 스위치들(S1, S2)은 이들이 2차 권선(nS1)으로부터 부하들(R1, R2)로, 그리고, 반대 방향으로, 양자 모두로 전류를 흐를 수 있게 하도록 배열된다.
예시적 실시예에서, 단지 2개의 출력 회로들(511, 513)만이 도시되어 있지만, 다른 실시예들은 보다 큰 수의 출력 회로들(511, 513)을 포함할 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 양방향 스위치들(S1및 S2)은 각각 서브 스위치들(S1a, S1b; S2a, S2b)의 각 직렬 배열들로 각각 구성되어 있다. 각 서브 스위치(S1a, S1b, S2a, S2b)는 종래 기술 회로 구조들에서 가용하지 않은 회로 재구성 기능을 제공하도록 적절한 제어 로직(미도시)을 적용함으로써 독립적으로 제어될 수있다. 두 직렬 배열들의 서브 스위치들(S1a, S1b및 S2a, S2b) 각각은 통합(바디) 다이오드들(D1A, D1B; D2A, D2B)이 반대로 폴링되도록 폴링된다.
전류가 연관된 부하(R1, R2)내로 흐를 수 있도록 각 출력 회로내에 양방향 스위치(S1, S2)를 사용함으로써, 회로(500)는 두 양태들로 재구성할 수 있다. 첫 번째로, 출력 회로들(예로서, 511, 513) 중 소정의 것이 독립적으로 "온" 또는 "오프" 상태로 전환될 수 있다. 특정 출력 회로(511, 513)를 "오프" 상태로 전환시킴으로써, 이는 다시 "온" 상태로 전환되는 시기까지 회로(500)로부터 효과적으로 제거된다. 그러나, 이 기능에서, 본 발명의 회로(500)는 모든 출력 회로들이 동시에 "오프" 상태로 전환되는 상황을 허용한다는 것을 이해하여야 한다. 이는 쉽게 달성될 수 있지만, 플라이백 구성을 위해 부적절한 상황이다. 두 번째로, 출력 사이클링 시퀀스는 각 양방향 스위치들(S1, S2)에 적절한 제어 로직을 적용함으로써, 쉽게 재구성될 수 있다(예로서, 511, 513 또는 513, 511). 이들 특징들은 하기에 보다 상세히 설명된다.
도 5의 회로(500)의 각 출력 회로들(511, 513)에 양방향 스위치들(S1, S2)을 사용함으로써, 특정 출력 회로(511, 513)가 최후에 사이클링되어야하는 필요성의 제한이 제거된다. 이는 예로서, 각 출력 회로들(411, 413) 각각에 순방향 차단 기능을 제공하지 않는 도 4의 회로 형상과는 달리, 본 발명의 회로(500)는 이런 기능을 각 출력 회로(511, 513)에 제공하고 이는 소정의 원하는 사이클링 순서를 허용하게 하기 때문에 그러하다. 또한, 특정 사이클링 순서가 선택되고 나면, 각 출력 회로들(511, 513)내의 양방향 스위치들(S1, S2)을 제어하는 게이트들의 제어 로직을 단순히 변경함으로써 다른 종래 기술 회로 구성들을 모방하도록 다른 사이클링으로 쉽게 변경될 수 있다.
본 발명의 회로(500)가 사이클링 순서 제한을 제거하면서, 종래 기술 회로 구성들을 모방하도록 사용될 수 있는 방식의 몇몇 대표적 예들이 하기에 제공된다.
제 1 실시예
본 발명의 회로(500)가 종래 기술 회로를 모방하도록 쉽게 재구성될 수 있는 방식의 실시예가 이제 도 4의 회로를 참조로 설명된다. 회로(500)는 종래 기술 회로 구조, 즉, 회로(400)를 모방할 수 있을 뿐만 아니라, 또한, 특정 사이클링 순서를 필요로 하는 상술된 제한이 발생하지 않는다는 것을 인지하여야 한다.
종래 기술 회로(400)의 모방은 일반적으로, 종래 기술 회로(400)의 각 출력 회로들의 각 콤포넌트를 모방함으로써 본 발명의 회로(500)에 의해 달성된다. 보다 특정하게, 출력 회로(511)는 종래 기술 회로(411)를 모방하는 방식으로 구성되어야만 한다. 유사하게, 출력 회로(513)는 종래 기술 출력 회로(413)를 모방하는 방식으로 구성되어야만 한다.
종래 기술 출력 회로(411)는 하기의 방식으로 출력 회로(511)에 의해 모방된다. 회로(511)의 양방향 스위치(S1b)를 영구적으로 "오프" 상태가 되도록 유지하는 것은 출력 회로(411)의 스위치(S1)를 모방한다. 회로(511)의 양방향 스위치(S2a)를영구적으로 "온" 상태가 되도록 유지하는 것은 출력 회로(411)의 다이오드(D1)를 모방한다.
유사하게, 종래 기술 출력 회로(413)는 회로(513)의 양방향 스위치(S2a)를 영구적으로 "온" 상태가 되도록 유지함으로써 모방된다. 따라서, 본 발명의 회로(500)의 각 양방향 스위치들을 적절히 구성함으로써, 도 4의 종래 기술 출력 회로 구성이 모방된다는 것을 알 수 있다. 또한, 종래기술 구조 회로(400)의 고유한 한계는 종래 기술의 종래 회로 콤포넌트들 대신, 양방향 스위치들(S1, S2)을 사용하여, 제약 없이 소정의 원하는 사이클링 순서를 허용하는 순방향 차단 기능을 각 출력 회로에 제공함으로써 극복된다.
제 2 실시예
사이클링 순서가 변경 또는 변화될 수 있는 용이성의 예로서, 본 실시예는 이전 실시예의 사이클링 순서의 반전을 위해 무엇이 필요한지를 예시한다. 즉, 출력 회로(513)를 먼저 사이클링하고, 그후 출력 회로(511)가 이어진다. 이는 하기와 같이 달성된다.
종래 기술 출력 회로(411)는 출력 회로(513)의 스위치(S2b)를 영구적으로 "온" 상태로 유지함으로써 출력 회로(511)에 의해 모방된다. 종래 기술 출력 회로(413)는 출력 회로(513)의 스위치(S2a)를 영구적으로 "온" 상태로 유지함으로써 모방된다.
소프트 스위칭
본 발명의 다른 특징은 1차 및 2차측 스위치들(SM, S1, S2)의 동시 소프트 스위칭이 유지되는 것이다. 도 5에 예시된 2차 스위치들(s1a, S1b및 S2a, S2b)은 두 개의 도전 경로를 가지며, 하나는 주 채널이고, 이는 게이트 전압에 의해 제어된다. 게이트 전압이 "온" 일 때(예로서, 소스에 관하여 12V 정도) 채널은 "온"이며, 전류는 주 스위치 채널을 통해 어느 한 방향으로 흐른다. 채널이 "온"인 동안의 스위치들(s1a, S1b및 S2a, S2b)에 걸친 전압 강하(어느 한 방향으로)는 RDSon 저항과 전류의 곱이 된다. 게이트가 "오프"일 때, 채널은 더 이상 도전하지 않는다. 그러나, 기생(바디) 다이오드들(D1A, D1B; D2A, D2B)은 다이오드 순방향(즉, 소스-대-드레인)의 전압이 0.7V 정도를 초과하는 경우에 도전한다. 바디 다이오드 강하는 항상 이 0.7V가 된다. RDSon 강하는 단순히 보다 큰(보다 낮은 RDSon) 스위치를 사용함으로써 임의적으로 작게 형성될 수 있다. 그러나, 보다 큰 스위치(s1a, S1b및 S2a, S2b)를 사용하는 것은 연관된 보다 높은 비용을 유발한다.
도 6A 내지 도 6E는 소프트 스위칭이 본 발명의 회로(500)에 의해 달성되는 방식을 예시하기 위한 이상적인 회로 파형들이다.
도 6B 및 6C는 시간 주기(tA내지 tE)로서 표시된 일 인덕터 충전/방전 사이클 동안 스위치들(S1및 S2)의 개방 및 폐쇄 상태들을 예시한다. 도 6A에서, 1차측 스위치(SM)가 폐쇄되어 있는 동안 격리 변압기(T1)는 시간 주기(tA내지 tB)로 도시된 충전 위상에 있다. 시간 주기(tB내지 tE) 동안, 1차 스위치(SM)는 개방되고, 격리 변압기(T1)는 방전 위상에 있다.
방전 위상의 시작인 순간(tB)에, 스위치(SM)는 개방 상태(도 6A 참조)로 변화하고, 스위치(S1)는 폐쇄 상태로 변화한다.
시간 주기(tB내지 tC) 동안, 스위치(S1)는 폐쇄 상태로 남아 있는다(도 6B 참조). 스위치 전류(IS1)(도 6D 참조)는 스위치(S1)에서 흐르고 사전결정된(즉, 피드백 제어) 시간의 양 동안 V1을 출력하며, 이는 부하(R1)에 전달되는 전력을 초래한다.
시간 주기(tC내지 tD) 동안, 스위치(S2)는 폐쇄 상태(도 6C 참조)로 있고, 스위치(S1)는 개방 상태(도 6B 참조)로 있는다. 이 시간 동안, 전류(IS2)(도 6D 참조)가 S2의 채널을 통해 흐르고 V2를 출력하며, 이는 부하(R2)에 전달되는 전력을 초래한다.
도 6E는 시간(tD)에 스위치(S2)의 상태에 관련한 두 가지 대안적 상황들을 예시한다. 첫 번째 상황에서, 스위치(S2)는 시간(tD)에 "오프" 상태로 전환되고("A" 참조) 두 번째 상황에서, 스위치(S2)는 순간(tE)까지 "온" 상태로 유지된다. 양 상황들은 하기에 설명된다.
첫 번째 상황에서, 스위치(S2)의 바디 다이오드(BD2)가 시간(tD)에 역방향 바이어스되었을 때, 스위치(S2)는 "오프"("A" 참조) 상태로 전환되어 전류 흐름을 중단한다.
시간(tD)에서, 1차 스위치 드레인 전압(Vdrain)이 강하하지만, 다음 스위칭 사이클(도 6E의 지점 C 참조) 이전에 0V에 도달하지는 않는다. 1차 스위치(SM)는 순간(tE) 보다 다소 늦은 다음 에너지 사이클의 시작시에 다시 "온" 상태로 전환되며, 여기서, 대부분의 경우들에서, 하드 스위칭이 스위치 그 자체를 통한 SM의 기생 용량의 방전으로부터 초래하는 1차 스위치(SM)를 가로지른 일부 잔류 전압이 존재한다. 기생 용량은 1차 스위치 용량, 반영된 2차 스위치 용량 및 변압기(T1), 배선 등내의 소정의 부유 용량들의 합을 나타낸다.
잔류 전압은 주 또는 입력 전압과 2차권선들로부터의 반영된 전압 양자 모두의 함수로서 지점 C에서 발생한다. 즉, 주 전압들 및 반영 전압들의 특정 조합들(즉, 나머지로부터 하나를 차감)은 0 또는 거의 0 전압을 초래하고, 다른 조합들은 비-제로 "잔류" 전압을 초래한다. 본 기술에 널리 알려진, 양방향 플라이백 작용은 주 입력 전압 및 2차 반영 전압의 소정의 조합을 위해 소프트 스위칭(즉, 1차권선에서의 0 또는 거의 0 전압)이 달성되는 것을 보증한다.
두 번째 상황에서, 1차 스위치(SM)의 소프트 스위칭은 양방향 스위치(S2)를"온" 상태("B" 참조)로 유지하여 시간 주기(tD내지 tE) 동안 스위치(S2)를 통해 역방향 전류(Irev)가 흐를 수 있게 함으로써 달성된다. 즉, 양방향 스위치인 스위치(S2)는 그 정상 ON 시간(즉, tC내지 tD)을 초과하여 연장된 시간(즉, 시간 tD내지 tE) 동안 "온" 상태로 잔류함으로써 역방향 전류를 도전할 수 있다. 시간 주기(tD내지 tE) 동안, 일부 전류는 커패시터(C2) 외측으로 2차 권선(nS1)으로 복귀 유동한다. 이 시간 동안, 스위치(S2)의 기생 용량은 방전되고, 그에 의해, 2차측 스위치(S2)의 소프트 스위칭이 가능하다. S2가 시간(tE)에 "오프" 상태로 전환될 때, 1차 전력 스위치(SM)의 기생 용량은 역방향 플라이백 작용을 통해 방전되고, 그에 의해, SM의 드레인 전압이 실질적으로 0V가 되며, 따라서, 1차 스위치(SM)의 소프트 스위칭이 가능하다.
본 발명의 회로(500)의 각 출력 회로들(511 및 513) 각각에 양방향 스위치들을 사용함으로써, 1차 스위치(SM) 및 2차 양방향 스위치들(예로서, S1및 S2) 양자 모두의 소프트 스위칭이 달성된다. 각 출력은 1차권선의 단일 스트로크로 각 출력을 순차적으로 순서매김함으로써 소프트 스위칭된다. 즉, 1차 스위치(SM)는 각 개별 출력 동안 1회 사이클될 수 있다.
회로 동작
도 5의 본 발명의 회로(500)의 동작은 도 7의 이상화된 스위칭 회로 v형들을참조로 보다 쉽게 이해될 수 있다. 도 7A 내지 C는 일 인덕터 충전/방전 사이클 동안 스위치들{SM, S1a, S1b, S2a, S2b}의 개방 및 폐쇄 상태들을 예시한다. 도 7에서, V1< V2인 것으로 가정된다.
도 7A 및 도 7B를 먼저 참조하면, 시간(t0)에서, 1차측 스위치(SM)는 "온" 상태로 전환된다. 시간(t1)에서 스위치(SM)가 "오프" 상태로 전환하기 이전 소정시간에, 스위치(S1a)는 시간(t0')에서 "온" 상태로 전환된다. SM이 온인 동안 VSEC가 음이기 때문에, 스위치(S1b)의 바디 다이오드(D1B)는 역방향으로 바이어스되고, 스위치(S1b) 방향으로의 출력(V1)으로부터 소정의 전류 흐름을 차단한다. SM이 시간(t1)에서 "오프" 상태로 전환할 때, 전압(VSEC)은 시간(t1A) 동안 바디 다이오드(D1B)가 도전할 때까지 상승한다. 이 시기 이후 소정시간에, 시간(t2)에서, 스위치(S1b)는 "온" 상태로 전환되고, 그래서, 두 RDSON(예로서, S1A, S1B) 사이의 전압 강하를 달성한다. 전체 시간(t1AB)(도 7B 참조) 동안, 전류는 V1출력부로 도전된다.
유사한 형태의, 도 7A 및 도 7C를 이제 참조하면, 순간(t4)에서 S1a및 S1b를 "오프" 상태로 전환하기 이전 소정시간에, S2b의 바디 다이오드(D2B)는 역방향 바이어스되고, V2로부터 V1로의 전류 흐름이 차단된다. S1a및 S1b가 "오프" 상태로 전환될 때, 전압(VSEC)은 상승하고, S2b의 바디 다이오드(D2B)는 시간(t2A) 동안 도전한다. 이전과 같이, S2b는 이제 "온 상태로 전환될 수 있다. 이 순서매김은 각 연속 출력을 위해 계속될 수 있다.
도시된 바와 같이, 순서매김은 출력 스위치들(S1및 S2)의 턴 온 소프트 스위칭을 허용한다. V1> V2를 대안적으로 가정하면, 이때, 턴 온 시간들 및 스위치 중첩은 변경될 수 있다. 이 경우에, 턴 오프 소프트 스위칭이 가능하고, 바디 다이오드 반전 회복 손실들이 증가한다.
제 2 실시예
도 8은 본 발명의 소프트 스위칭 플라이백 변환기의 제 2의 예시적 실시예의 개략도이다. 본 실시예는 본 발명의 회로(500)가 종래 기술의 통상적 회로(즉, 도 4)의 일부(즉, 일 출력부)와 조합될 수 있는 방식을 예시하는 회로를 예시한다. 특히, 본 발명의 회로(800)는 출력 회로들(811 및 813)을 포함하는 것으로 도시되어 있다. 출력 회로(805)는 종래 기술에 따른 출력 회로를 예시한다. 출력 회로(805)는 단일 종래의 스위치(S3)를 포함하는 표준 출력 회로 구조를 예시한다.
회로(800)는 출력 회로(511)가 이제 811로 표시되고, 출력 회로(513)가 813으로 표시되어 있는 회로(500)이며, 여기서는 제 3 출력 회로(805)가 추가되어 있다. 제 3 출력 회로(805)는 출력 전압(V3)을 공급하는 출력부와 2차 권선(nS1) 사이에 배열된 주 전류 경로를 가지는 스위치(S3)를 포함한다. 평활화 커패시터(C3)는 출력 전압(V3)을 평활화한다. 다이오드(D3A)는 스위치(S3)의 주 전류 경로와 병렬로배열된다. 다이오드(D3A)는 평활화 커패시터(C3)를 향해 전류를 도전하도록 폴링된다. 다이오드(D3A)는 MOSFET 스위치(S3)의 내부 바디 다이오드일 수 있다.
도 4를 참조로 이전에 설명된 바와 같이, 그 종래의 구성에 의해, 종래 기술 출력 회로(805)는 사이클링 순서에서 반드시 최종 출력으로 순서매김 또는 사이클링되어야만 한다. 대조적으로, 본 발명의 회로(800)와 연관된 이들 출력 회로들(즉, 811, 813)은 본 발명의 원리들에 따라 소정 순서로 순서매김 또는 사이클링될 수 있다.
요약하면, 본 실시예는 본 발명의 회로 형상과 종래 기술 회로 형상의 조합을 포함하는 혼합 회로를 예시하기 위해 제공된다.
응용 용도들
도 5의 본 발명의 회로(500)의 재구성기능은 모니터들 및 CRT 텔레비전들에 사용되는 CRT 전력 공급기들의 경우에 특히 유용하다. 이들 CRT 전력 공급기들은 일반적으로, 몇몇 출력들(예로서, 12V, 80V 및 180V)을 포함한다. 정상적 총 전력 동작하에서, 모든 이들 전압들이 활성화된다. 정상적 순서매김은 아마도 보다 쉽게 소프트 스위칭을 달성하기 위해 로우로부터 하이로(예로서, 12V가 가장 먼저이고, 그에 80V가 이어지고, 그후, 180V가 이어짐) 이루어질 수 있다. 스위치 동작에 소정의 중첩이 존재할 수 있다. 최종 출력, 본 실시예의 180V는 1차권선의 소프트 스위칭을 달성하기 위해 양방향 모드로 동작한다. 파워-다운 또는 슬립 모드들 동안, 단지 저 전압만이 ON으로 유지될 필요가 있을 수 있다. 즉, 12V 출력이 "온" 상태로 남아있고, 80V 및 180V 출력들은 꺼진다. 각 출력이 양방향 스위치를 채용하는 것을 인지하면, 따라서, 2차측 콘트롤러에 대해, 양방향 작용(즉, 1차 소프트 스위칭)을 12V 출력으로 전환하는 것이 가능하다.
또한, 출력 전압들이 주기적으로 변경되는 것이 필요한 응용 용도를 위해, 출력 순서매김은 가동중(on-the-fly) 변경될 수 있다는 것도 인지하여야 한다. 이 동일 기능은 보다 낮은 전압, 보다 높은 전류 전력 공급기들(예로서, LCD 모니터들 및 퍼스널 컴퓨터들을 위한 전력 공급기들)에 사용할 수 있다. 응용 용도에 따라서, 양방향 스위치들의 2X Rdson은 실제로 종래 기술에 사용되는 대응 스위치 및 저 전압 Shottky 정류기 조합에서 볼 수 있는 것 보다 낮은 손실들(즉, 보다 낮은 순방향 전압 강하)을 초래한다.
도 9는 다중 출력 플라이백 변환기를 구비한 디스플레이 장치를 도시한다. 디스플레이 장치는 신호 처리 회로(SP), 디스플레이 디바이스(DD) 및 다중 출력 플라이백 변환기(500)를 포함한다. 신호 처리 회로(SP)는 입력 신호(IS)를 수신하고, 디스플레이 신호(DS)를 디스플레이 디바이스(DD)에 공급한다. 다중 출력 플라이백 변환기(500)는 전력 공급 전압(V1)을 신호 처리 회로(SP)에 공급하고, 전력 공급 전압(V2)을 디스플레이 디바이스(DD)에 공급한다. 실용적 실시예에서, 다중 출력 플라이백 변환기(500)는 둘 이상의 출력 전압들을 공급할 수 있다.
본 기술의 숙련자들은 본 발명의 개념 및 범주로부터 벗어나지 않고, 여기에 예시 및 기술된 예시적 응용 용도들에 엄격히 따르지 않으면서 본 발명에 이들 및다양한 다른 변경들, 배열들 및 방법들이 이루어질 수 있다는 것을 쉽게 인지할 것이다.
1차측 스위치(SM) 및 2차측 스위치들(S1및 S2)(그리고, 그 서브 스위치들)은 통합(바디) 다이오드 및/또는 외부 역방향 다이오드를 가지는 MOSFET이거나, 통합 또는 외부 역방향 다이오드를 가지는 바이폴라 접합 트랜지스터들일 수 있다.
Claims (8)
1차 및 2차측을 가지는 다중 출력 플라이백 변환기(multiple output flyback converter:500)에 있어서,
적어도 1차 권선(nP) 및 2차 권선(nS1)을 가지는 전력 변압기(T1),
1차측 스위치(SM)를 포함하고, 상기 전력 변압기 1차 권선(nP)에 입력 DC 전압(Vsrc)을 결합하기 위해 상기 1차 권선(nP)에 결합되는 상기 1차측상의 입력 회로,
상기 전력 변압기 2차 권선(nS1)에 결합되고, 복수의 2차측 양방향 스위치들(S1, S2)을 포함하는, 상기 2차측상의 복수의 출력 회로들(511, 513)로서, 상기 복수의 출력 회로들 각각이, 상기 전력 변압기 2차 권선(nS1)과 연관된 출력 부하(R1, R2) 사이에서 어느 한 방향으로 전류를 도전 또는 차단을 허용하도록 상기 2차측 양방향 스위치들(S1, S2) 중 연관된 하나를 포함하는, 상기 복수의 출력 회로들(511, 513), 및
상기 복수의 출력 회로들(511, 513)의 출력 사이클링 시퀀스를 얻도록 상기 2차측 양방향 스위치들(S1, S2)의 도전 주기들의 시퀀스를 결정하기 위해 상기 2차측 양방향 스위치들(S1, S2)을 제어하기 위한 콘트롤러를 포함하는, 다중 출력 플라이백 변환기(500).
제 1 항에 있어서,
상기 플라이백 변환기는 소프트 스위칭 플라이백 변환기인 플라이백 변환기(500).
제 2 항에 있어서,
상기 제어 회로는 상기 2차 권선(nS1)을 향한 상기 연관된 부하(R1, R2)로부터의 전류가 상기 1차측 스위치(SM)에 걸린 0 또는 거의 0 전압을 얻기 위한 값을 가질 때까지, 상기 출력 사이클링 시퀀스에서 최후에 도전상태가 되는 상기 2차측 양방향 스위치(S1, S2)를 도전상태로 유지하는, 다중 출력 플라이백 변환기(500).
제 1 항에 있어서,
상기 2차측 양방향 스위치(S1, S2)는 통합 역방향 다이오드(integral reverse diode:D1A, D1B, D2A, D2B)를 갖는 MOSFET 트랜지스터인, 다중 출력 플라이백 변환기(500).
제 1 항에 있어서,
상기 2차측 양방향 스위치(S1, S2)는,
직렬로 배열된 주 전류 경로들을 가지는 제 1 및 제 2 스위치(S1a, S1b; S2a, S2b),
상기 제 1 스위치(S1a; S2a)의 상기 주 전류 경로에 걸려 배열된 제 1 다이오드(D1A; D2A), 및
상기 제 2 스위치(S1b; S2b)의 상기 주 전류 경로에 걸려 배열된 제 2 다이오드(D1B, D2B)를 포함하고,
상기 제 1 및 제 2 다이오드(D1A, D1B; D2A, D2B)는 반대의 극인, 다중 출력 플라이백 변환기(500).
제 1 항에 있어서,
상기 제어 회로는 상기 2차측 양방향 스위치들(S1, S2) 중 적어도 하나를 턴오프 하고, 이에 의해 상기 출력 사이클링 시퀀스로부터 상기 2차측 양방향 스위치(S1, S2)를 포함하는 연관된 출력 회로(511, 513)를 제거하는, 다중 출력 플라이백 변환기(500).
디스플레이 장치에 있어서,
디스플레이 디바이스(DD),
입력 신호(IS)를 상기 디스플레이 디바이스(DD)상에 디스플레이될 디스플레이 신호(DS)로 처리하기 위한 신호 처리 회로(SP), 및
제 1 항에 청구된 다중 출력 플라이백 변환기를 포함하고,
상기 신호 처리 회로(SP) 및 상기 디스플레이 디바이스(DD)는 연관된 출력 부하들(R1, R2)인, 디스플레이 장치.
1차측 및 2차측을 갖는 다중 출력 플라이백 변환기(500)에서 출력 사이클링 시퀀스를 제어하는 방법으로서,
적어도 1차 권선(nP)과 2차 권선(nS1)을 가지는 전력 변압기(T1);
상기 전력 변압기 1차 권선(nP)에 입력 DC 전압(Vsrc)을 결합하기 위해 상기 1차 권선(nP)에 결합되며, 1차측 스위치(SM)를 포함하는 상기 1차측상의 입력 회로; 및
상기 전력 변압기 2차 권선(nS1)에 결합되고, 복수의 2차측 양방향 스위치들(S1, S2)을 포함하는 상기 2차측상의 복수의 출력 회로들(511, 513)로서, 상기 복수의 출력 회로들 각각은, 상기 전력 변압기 2차 권선(nS1)과 연관된 출력 부하(R1, R2) 사이에서 어느 한 방향으로 전류를 도전 또는 차단을 허용하도록 상기 2차측 양방향 스위치들(S1, S2) 중 연관된 하나를 포함하는, 상기 복수의 출력 회로들(511, 513)을 포함하는 상기 다중 출력 플라이백 변환기(500)의 출력 사이클링 시퀀스를 제어하는 방법에 있어서,
상기 복수의 출력 회로들(511, 513)의 출력 사이클링 시퀀스를 얻도록 상기2차측 양방향 스위치들(S1, S2)의 도전 기간들의 시퀀스를 결정하기 위해 상기 2차측 양방향 스위치들(S1, S2)을 제어하는 단계를 포함하는, 출력 사이클링 시퀀스 제어 방법.
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