KR20040019377A

KR20040019377A - 다중 경로 전파에 의해 야기된 리플을 검출하고 및 수신안테나 및 튜너를 제어하기 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR20040019377A
Application number: KR10-2004-7001323A
Authority: KR
Inventors: 맥스 워드 머터스포우
Original assignee: 톰슨 라이센싱 소시에떼 아노님
Priority date: 2001-08-02
Filing date: 2001-08-02
Publication date: 2004-03-05
Also published as: WO2003013021A1; KR100820932B1; DE60116502D1; CN1550073A; US20040192209A1; JP2004537913A; CN100512041C; US7215939B2; EP1413067A1; DE60116502T2; MXPA04000971A; EP1413067B1

Abstract

개선된 신호 수신이 복조 및 등화 이전에 다중경로 신호 효과를 식별하고 완화함으로써 디지털 텔레비전 신호 수신기에서 제공된다. 예시적인 실시예에 따라, 수신된 신호에서 복수의 리플을 야기하는 다중경로 신호 효과를 갖는 디지털 텔레비전 신호가 수신된다. 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과, 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격이 검출된다. 안테나 및 튜너 중 적어도 하나가 검출에 따라서 제어된다. 신호 복조 및 등화 동작이 안테나 및 튜너 중 적어도 하나가 제어된 이후 수행될 수 있다.

Description

다중 경로 전파에 의해 야기된 리플을 검출하고 및 수신 안테나 및 튜너를 제어하기 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR DETECTING RIPPLES CAUSED BY MULTIPATH PROPAGATION AND CONTROLLING RECEIVING ANTENNA AND TUNER}

다중경로 신호 효과, 즉 간단히 다중경로는 무선 통신 시스템에서 중요한 문제일 수 있다. 둘 이상의 전파 경로가 송신 측과 수신 측 사이에 존재할 때 다중경로가 발생한다. 송신된 신호는 다양한 양의 지연 및 감쇄를 보이는 다중경로로부터 수신 측에서 도달할 수 있다. 다중경로는 인공 또는 자연 구조물로부터의 반사, 중계기 또는 다수의 송신기 사용으로부터 야기될 수 있다.

미국 텔레비전 시스템 위원회(NTSC) 텔레비전 신호와 같은 종래의 아날로그 신호 상이 다중경로 효과는, 반사된 신호 지연에 비례한 양만큼 메인 이미지로부터 수평 방향으로 변위된 고스트 유형 이미지를 야기한다. 다중경로 저하는 임계치에 도달할 때까지는 디지털 방식으로 변조된 화상에서 볼 수 없으며, 복조동기(demodulation lock)의 손실을 야기한다. 디지털 텔레비전 신호 수신기에서, 정정되지 않은 다중경로는 디코딩 에러 위험을 증가시키는 심벌간 간섭(ISI)을 초래한다. 수신기에서 적응형 등화기(equalizer)를 사용하면, 다중경로 효과를 줄일 수 있고, 시스템 성능을 개선할 수 있다. 그러나, 적응형 등화기의 시간 범위 바깥의 다중경로는 추가적인 잡음으로 감지되고, 수신된 신호대잡음(S/N) 비에 저하를 야기한다.

디지털 텔레비전 수신기에서 다중경로 효과를 줄이기 위한 종래의 기술은 일반적으로 디지털 신호가 복조되고 디지털 비트스트림으로 변환된 이후 이 신호에 대해 동작하고자 시도한다. 그러나, 이러한 유형의 기술은 몇 가지 문제를 갖는다. 먼저, 만약 다중경로 효과가 상당히 심각하다면, 캐리어 및 타이밍 신호가 복구될 수 없으므로 복조 동기를 얻을 수 없을 것이다. 예컨대, 잔류측파대(VSB) 복조를 사용하는 디지털 텔레비전 신호 수신기에서, 다중경로 효과는 파일럿 캐리어가 복구될 수 없게 할 수 있다. 게다가, 만약 파일럿 캐리어 반대 측 상에 널(null)이 있다면, 타이밍 복구는 가능하지 않을 것이다.

심지어 캐리어 및 타이밍 신호가 복구될 수 있는 경우에서조차, 이러한 프로세스는 다중경로가 존재할 때 불가피하게 더 오래 걸린다. 그에 따라, 복조 동기를 얻고, 신호 등화(equalization)를 수행하는데 필요한 시간은 다중경로가 존재할 때 더 오래 걸린다. 이들 결점에 비추어서, 복조 및 등화 이전에 다중경로 신호 효과를 식별하고 정류하는 것이 바람직하다는 점이 여기서 인식된다. 본 발명은 이들 및 다른 문제를 해결한다.

본 발명은 일반적으로 디지털 텔레비전 수신기와 같은 텔레비전 신호 수신기에서 신호 수신을 제어하는 것에 관한 것이며, 좀더 상세하게는 개선된 신호 수신을 제공하기 위한 다중경로 신호 효과를 검출하기 위한 장치 및 방법에 관한 것이다.

도 1은 본 발명을 구현하는데 적합한 예시적인 장치의 개략도.

도 2는 정상 신호와 다중경로 왜곡을 갖는 신호 사이의 비교를 예시하는 개략도.

도 3은 본 발명의 원리에 따라 구성된 다중경로 검출 유닛의 제 1 실시예의 상세한 사항을 예시한 개략도.

도 4는 본 발명의 원리에 따라 구성된 다중경로 검출 유닛의 제 2 실시예의 상세한 사항을 예시한 개략도.

도 5는 본 발명을 실현하기 위한 예시적인 단계를 예시하는 흐름도.

본 발명의 일 양상에 따라, 장치는 RF 신호 소스로부터 RF 신호를 수신하기 위한 튜닝 수단을 포함하며, 상기 RF 신호는 수신된 신호에서 복수의 리플을 야기하는 다중경로 신호 효과를 갖는다. 본 장치는 상기 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과, 상기 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출하기 위한 다중경로 검출 수단을 포함하며, 상기 다중경로 검출 수단은 상기 진폭과 상기 주파수 간격의 검출에 응답하여 상기 튜닝 수단과 상기 RF 신호 소스 중 적어도 하나를 제어한다.

본 발명의 또 다른 양상에 따라, 신호 수신을 제어하기 위한 방법은 RF 신호 소스로부터 신호를 수신하는 단계로서, 상기 RF 신호는 다중경로 신호 효과에 의해 야기되는 복수의 리플을 갖는, 신호 수신 단계와, 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과 상기 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출하는 단계와, 상기 진폭과 상기 주파수 간격의 검출에 응답하여 튜닝 수단 및 RF 신호 소스 중 적어도 하나를 제어하는 단계를 포함한다.

여기서 제시된 예시는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하며, 이러한 예시는 어떠한 방식으로도 본 발명의 범주를 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

본 출원은 종래의 기술에 비해 장점을 제공하는 신호 수신을 제공하기 위한 장치 및 방법을 개시한다. 본 발명은 특히 아래에서 상세하게 기술된 바와 같이 디지털 텔레비전 신호 수신기와 같은 디지털 텔레비전 신호를 수신하는 장치에 응용될 수 있다. 그러나, 본 발명은 또한 종래의 아날로그 텔레비전 신호 수신기에 응용될 수 있다. 게다가, 여기에 개시된 본 발명의 해법은 또한 디지털 무선 신호 수신기와 관련된 다중경로 문제를 해결하는데 사용될 수 있다.

바람직한 예시적인 실시예에 따라, 신호 수신을 제어하기 위한 장치는 RF 신호 소스로부터 디지털 텔레비전 신호와 같은 디지털 방송 신호를 수신하기 위한 튜닝 수단을 포함한다. 이러한 디지털 방송 신호가 원치 않는 다중경로 신호 효과에 의해 영향을 받을 때, 복수의 리플이 수신된 신호에서 발생한다. 장치는 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출하기 위한 다중경로 검출 수단을 포함한다. 아날로그 텔레비전 신호를 수신하는 경우, 다중경로 검출 수단은 화상 캐리어 신호의 진폭과 사운드 캐리어 신호의 진폭 사이의 차이를 검출한다. 안테나와 같은 RF 신호 소스와 튜너와 같은 튜닝 수단 중 적어도 하나는 전술된 검출에 응답하여 다중경로 검출 수단에 의해 제어된다. 본 장치는 다중경로 검출 수단 이후 튜닝 수단의 출력 신호를 복조하기 위한 복조 수단을 더 포함하며, RF 신호 소스와 튜닝 수단 중 적어도 하나를 제어한다.

이제 도면을 참조하고, 좀더 상세하게는 도 1을 참조하면, 본 발명을 구현하는데 적합한 예시적인 텔레비전 신호 수신기(20)의 개략도가 도시되어 있다. 도 1은 텔레비전 신호를 송신하는 방송 안테나(10)를 도시한다. 텔레비전 신호 수신기(20)는 방송 안테나(10)에 의해 송신된 텔레비전 신호를 수신하고, 오디오 및/또는 비디오(A/V) 출력을 제공하기 위해 텔레비전 신호에 대해 동작한다.

좀더 상세하게, 안테나(30)는 방송 안테나(10)에 의해 송신된 텔레비전 신호를 수신하고, 수신된 신호를 텔레비전 수신기(20)에 제공한다. 도 1에 표시된 바와 같이, 방송 안테나(10)에 의해 송신된 신호 중 일부는 안테나(30)에 의해 바로 수신되는 반면, 다른 신호는 빌딩이나 다른 대상과 같은 구조물(15)로부터 반사된 이후 안테나(30)에 의해 수신된다. 이들 반사된 신호는 직접 수신된 신호에 비해 시간 지연되므로, 이를 통해 원치 않는 다중경로 신호 효과(즉, 왜곡)를 생성한다.

텔레비전 신호 수신기(20)는 튜너(21)를 포함하며, 이 튜너(21)는 안테나(30)로부터 신호를 수신하고, 수신된 신호에 대한 신호 튜닝 동작을 수행한다. 특히, 튜너(21)는, 일 실시예에 따라 44MHz의 중심을 갖는 중간 주파수(IF) 신호를 생성하기 위해 신호 필터링 및 주파수 변환 동작을 수행한다. 표면 음파(SAW: Surface Acoustic Wave) 필터(22)는 튜너(21)로부터 IF 신호를 수신하고, 필터링된 IF 신호를 생성하기 위해 IF 신호에 대한 필터링 동작을 수행한다. IF 증폭기(23)는 SAW 필터(22)로부터 필터링된 IF 신호를 수신하고, 증폭된 IF 신호를 생성하기 위해 필터링된 IF 신호를 증폭한다.

텔레비전 신호 수신기(20)는 다중경로 검출 유닛(24)을 포함하며, 상기 유닛(24)은 IF 증폭기(23)로부터 증폭된 IF 신호 샘플을 수신하고, 여기서 다중경로 신호 효과를 검출하여, 검출에 기초한 제어 기능을 가능케 한다. 디지털 텔레비전 신호의 수신에 대하여, 다중경로 검출 유닛(24)은 신호에서 복수의 리플을 야기하는 다중경로 신호 효과를 갖는 증폭된 IF 신호를 수신하며, 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출한다. 아날로그 텔레비전 신호의 수신에 관해, 다중경로 검출 유닛(24)은 화상 캐리어 신호의 진폭과 사운드 캐리어 신호의 진폭 사이의 차이를 검출한다. 이러한 검출에 기초하여, 다중경로 검출 유닛(24)은 안테나 제어기(31)를 통한 안테나(30) 및 튜너(21)의 필터링 동작 중 적어도 하나를 제어한다. 다중경로 검출 유닛(24)의 동작에 관한 추가적인 상세한 사항은 여기서 이후에 제공될 것이다.

텔레비전 신호 수신기(20)는 또한 신호 복조 및 처리(예컨대, 등화) 동작을 수행하는 복조 및 처리 유닛(25)을 포함한다. 비디오 및 오디오 처리 유닛(26)과 같은 처리 수단은 또한 비디오 및 오디오 처리 동작을 수행하기 위해 제공된다. 본 발명에 따른 원리에 따라, 복조 및 처리 유닛(25)과 비디오 및 오디오 처리 유닛(26)은 다중경로 검출 유닛(24)에 의해 다중경로 신호 효과가 검출되어 보상되기 전에는 신호에 대해 동작하지 않는다. 복조이전에 다중경로 신호 효과를 식별하고, 완화함으로써, 본 발명은 디지털 텔레비전 신호의 수신 시에 수신된 신호 상의복조 동기를 손실할 가능성을 줄이는 것과 같은 장점을 제공한다.

이제 도 2를 참조하면, 도면은 정상 디지털 텔레비전 신호(27)와 다중경로 왜곡을 갖는 디지털 텔레비전 신호(28) 사이의 비교를 예시한다. 설명 및 예를 위해, 신호(27 및 28)는 파일럿 캐리어를 갖는 VSB 디지털 텔레비전 신호로 표시된다. 도 2는 IF 샘플링 지점에서 정상 디지털 텔레비전 신호(27)를 도시한다. 표시된 바와 같이, 정상 신호(27)는 다중경로 왜곡이 없는 IF 신호이다. 이에 반해, 신호(28)는 정상 신호(27)에 다중경로 왜곡을 추가한 것을 예시한다. 도 2에 도시된 바와 같이, 신호(28)는 주파수에 따라 변하는 구조적이고 해로운(constructive and destructive) 다중경로 신호 첨가물에 의해 야기된 그 포락선에서의 리플을 포함한다. 각 리플의 주파수 간격은 다중경로 신호 지연 시간 분의 1에 대응한다. 각 리플의 진폭은 다중경로 신호의 진폭에 비례한다.

도 3을 참조하면, 도면은 본 발명의 원리에 따라 구성된 디지털 텔레비전 신호를 위한 다중경로 검출 유닛(24)의 제 1 실시예의 상세한 사항을 예시한다. 도 3에서, 혼합기(51)는 도 1의 IF 증폭기(23)에 의해 제공된 IF 신호의 샘플을 수신한다. 혼합기(51)는 수신된 IF 신호를 더 낮은 주파수로 변환하기 위해 수신된 IF 신호를 전압-제어 발진기(VCO)(52)에 의해 제공된 신호와 혼합한다. 예시적인 실시예에 따라, 100Hz 삼각파가 47.25MHz와 53.25MHz 사이에서 VCO(52)를 스위핑하기 위해 사용된다. 대역통과 필터(53)는 6.25MHz 범위에서 주파수 이동된 IF 신호의 일부를 분리하기 위해 혼합기(51)에 의해 제공된 주파수 변환된 IF 신호를 수신하고 필터링한다. 대역통과 필터(53)의 동작에 관한 상세한 사항이 도 3에 그래프로 도시되어 있다. 특히, 대역통과 필터(53)는 6.25MHz에 중심이 있으며, 50KHz의 대역폭(BW)을 갖는 필터링된 출력 신호를 생성한다. 5㎲의 다중경로 지연의 경우, 주파수 피크는 200KHz만큼 서로 분리되어 있다. 따라서, 대역통과 필터(53)에 대한 50KHz의 필터 대역폭은 피크 및 널을 분리하는데 충분하다. 다이오드(D1), 커패시터(C1) 및 저항(R1)을 포함하는 포락선 검출기(54)는 대역통과 필터(53)로부터 필터링된 출력을 수신하고, 직류(DC) 전압(V1)을 생성한다. 커패시터(C1) 및 저항(R1)에 대한 바람직한 값은 각각 330pf 및 47㏀이다. VCO(52)가 주파수 스위핑되므로, 포락선 검출기(54)에 의해 제공된 매우 느리게 변하는 DC 전압(V1)은 다중경로 상태에 의해 야기된 신호의 리플에 비례하여 변한다. 따라서, 리플 사이의 주파수 간격은 DC 전압(V1)에서의 변동을 관찰함으로써 결정될 수 있다. 예컨대, 200KHz에 의해 분리된 피크를 갖는 5㎲ 다중경로 지연을 고려해보자. 100Hz 삼각파를 통해, VCO(52)의 6MHz 구간은 주기의 절반 즉 5ms로 스위핑된다. 이것은 결국 (6MHz)/[(5ms)x(200KHz)]=6000Hz라는 리플 주파수 간격을 야기한다.

만약 VCO(52) 제어 전압이 삼각파에 대해 하나 이상의 DC 전압으로 스위칭된다면, IF 신호의 특정 주파수가 V1에서 측정될 수 있다. VSB 복조를 사용하는 시스템에서, 포락선 검출기(54)에 의해 생성된 DC 전압(V1)은 또한 파일럿 캐리어 주파수의 상태를 결정하기 위해 관찰될 수 있다. 특히, 파일럿 캐리어 주파수에서의 전압은 잠재적인 복조 문제를 검출하기 위해 통과 대역에 걸친 평균 전압에 비교될 수 있다. 여기서 이전에 지시된 바와 같이, 파일럿 캐리어의 복구는 복조 동기를 얻기 위해서 이러한 시스템에서 중요하다.

버퍼 증폭기(55)는 포락선 검출기(54)로부터 리플을 수신하여, 이것에 대한 신호 버퍼링 및 증폭 동작을 수행한다. 커패시터(C2) 및 저항(R2 및 R3)을 포함하는 RF 필터(56)는 버퍼 증폭기(55)로부터 출력을 수신한다. 커패시터(C2) 및 저항(R2 및 R3)에 대한 바람직한 값은 각각 1500pf, 47㏀ 및 47㏀이다. RC 필터(56)는 더 오랜 시간 지연을 갖는 다중경로 성분에 대응하는 리플의 고주파수 성분(예컨대, 2120MHz 이상의 주파수)을 증가시키기 위해 필터링 동작을 수행한다. 이들 더 오랜 시간 지연 성분은 일반적으로 좀더 심각한 신호 수신 문제를 야기한다.

버퍼 증폭기(57)는 RC 필터(56)로부터의 필터링된 리플 출력을 수신하고, 이것에 대한 신호 버퍼링 및 증폭 동작을 수행한다. 다이오드(D2), 커패시터(C3) 및 저항(R4)을 포함하는 포락선 검출기(58)는 버퍼 증폭기(57)로부터 출력을 수신한다. 커패시터(C3) 및 저항(R4)에 대한 바람직한 값은 각각 0.068및 220㏀이다. 포락선 검출기(58)는 리플의 피크간 진폭에 비례하는 DC 전압(V2)을 생성한다.

다중경로 검출 유닛(24)은 리플의 주파수 간격 및 DC 전압(V1 및 V2)에 의해 표시된 리플의 피크간 진폭에 각각 응답하여 제어 기능을 가능케 한다. 다시 말해, 본 발명은 V1으로 표시된 리플의 주파수 간격 및 V2로 표시된 리플의 피크간 진폭의 표기를 사용하며, 이것에 의해 다중경로 상태에 액세스하고, 정정된 동작을 제공하게 한다. 이러한 제어 기능은 여러 방식으로 수행될 수 있다.

도 1에 도시된 바람직한 실시예에 따라, 다중경로 검출 유닛(24)은 안테나(30)의 지향성, 이득 및/또는 편향성의 변화를 실현하기 위해 안테나제어기(31)를 통해 안테나(30)를 제어한다. 두 안테나로부터의 신호가 또한 이러한 효과를 마찬가지로 얻기 위해 선택되거나 결합될 수 있다. 디지털 텔레비전 신호를 수신하기 위해, 다중경로 검출 유닛(24)은 DC 전압(V1 및 V2)을 안테나 제어기(31)에 제공한다. 안테나 제어기(31)는 다중경로 상태에 액세스하기 위해 DC 전압(V2)을 통과 대역에 걸쳐서 DC 전압(V1)의 평균값에 비교한다. 이 경우, 0.3 미만의 V2를 V1(통과 대역에 걸친 평균)으로 나눈 값이 일반적으로 허용 가능함이 인식되었다. 이 실시예의 또 다른 변형에 따라, 안테나 제어기(31)는 다중경로 상태에 액세스하기 위해 단순히 DC 전압(V2)을 사전에 결정된 값으로 비교할 수 있다. 물론, DC 전압(V1 및 V2)을 추정하는 다른 방법도 본 발명의 원리에 따라 사용될 수 있다. 일반적으로, 그러나, DC 전압(V2)을 최소화하는 것이 바람직하다. 안테나 제어기(31)에 의해 이뤄진 비교는 바람직하게는 안테나(30)의 전체 지향성 범위를 집합적으로 커버하는 350°에 걸쳐 균일하게 분포된 적어도 8개의 서로 다른 안테나 위치에 대해 이뤄진다. 즉, 안테나 제어기(31)는 어떠한 위치가 최소한의 다중경로 왜곡을 야기하는지를 결정하기 위해 개별 안테나 위치 각각에서 비교를 수행해야 한다.

일단 안테나(30)에 대한 원하는 위치가 얻어지면, 다중경로 검출 유닛(24)은 튜너(21)에서 아날로그 필터의 튜닝을 제어할 수 있다. 이러한 동작은 상대적으로 짧은 다중경로 신호에 의해 야기된 통과 대역 경사도(tilt)(즉, 대역의 더 낮은 주파수 측이 대역의 더 높은 주파수 측보다 더 높다, 또는 그 반대)를 완화시키는데 사용될 수 있다. 이 제어 방식에서, 다중경로 검출 유닛(24)은 DC 전압(V1 및 V2)을 튜너(21)에 제공하며, 튜너(21)는 어떠한 아날로그 필터 설정이 최소한의 다중경로 왜곡을 야기하는지를 결정하기 위해 안테나 제어기(31)와 동일한 또는 유사한 방식으로 비교를 수행한다. 즉, 튜너(21)는 어떤 필터 설정이 최상인지를 결정하기 위해 튜너의 필터 설정을 반복해서 조정하고, 전술된 방식으로 비교를 수행한다. 물론, 텔레비전 신호 수신기(20) 및/또는 안테나(30)의 다른 파라미터가 또한 본 발명의 원리에 따라 다중경로 효과를 줄이기 위해 조정될 수 있다.

또 다른 바람직한 실시예에 따라, DC 전압(V1 및 V2)은 아날로그-디지털 컨버터(미도시)에 의해 디지털화되고, 그 후 다중경로 상태에 액세스하기 위해 마이크로프로세서(미도시)에 의해 처리된다. 이 실시예에서, 마이크로프로세서는 최소한의 다중경로 왜곡을 야기하는 텔레비전 신호 수신기(20) 및/또는 안테나(30)의 설정을 선택하기 위해 여기서 설명된 것과 같은 제어 기능을 수행하도록 프로그램될 수 있다.

도 4를 참조하면, 도면은 본 발명의 원리에 따라 구성된 다중경로 검출 유닛(24)의 제 2 실시예의 상세한 사항을 예시한다. 이 제 2 실시예는 더 오랜 시간 지연을 갖는 다중경로 신호를 검출하도록 설계된다. 특히, 10㎲를 초과하는 지연 시간을 갖는 다중경로 신호에 대해, 리플 주파수는 100KHz 이하이다. 실제로, 도 3의 대역통과 필터(53)와 같은 6.25MHz 필터는 50KHz 미만의 대역폭에 대해 물리적으로 실현하기 어렵게 된다. 만약 필터의 대역폭이 리플 간격을 초과한다면, 리플은 검출되지 않는다. 그에 따라, 도 4에 도시된 제 2 실시예는 500KHz로의 주파수 변환을 포함하며, 이를 통해 훨씬 더 좁은 대역폭으로 사용될 상기 주파수에중심이 있는 제 2 필터를 가능케 한다. 이러한 제 2 실시예의 상세한 설명이 이제 도 4를 참조하여 제공될 것이다.

도 4에서, 혼합기(61)는 도 1의 IF 증폭기(23)에 의해 제공된 IF 신호의 샘플을 수신한다. 혼합기(61)는 수신된 IF 신호를 더 낮은 주파수로 변환하기 위해 수신된 IF 신호를 전압-제어된 발진기(VCO)(62)에 의해 제공된 신호와 혼합한다. 예시적인 실시예에 따라, 20Hz 삼각파는 47.25MHz와 53.25MHz 사이에서 VCO(62)를 스위핑하는데 사용된다. 이 실시예를 위해, 삼각파의 주파수는 더 좁은 필터가 진폭 변형에 따라가게 하도록 감소된다. 대역 통과 필터(63)는 6.25MHz 범위에서 IF 신호의 일부를 분리하기 위해 혼합기(61)에 의해 제공된 주파수 변환된 IF 신호를 수신하고 필터링한다. 대역통과 필터(63)의 동작에 관한 상세한 사항은 도 4에 그래프로 도시되어 있다. 특히, 대역통과 필터(63)는 6.25MHz에 중심이 있고, 200KHz의 대역폭(BW)을 갖는 필터링된 출력 신호를 생성한다.

혼합기(64)는 대역 통과 필터(63)에 의해 제공된 필터링된 출력 신호를 수신하고, 필터링된 신호를 더 낮은 주파수로 변환하기 위해 필터링된 출력을 국부 발진기(65)에 의해 제공된 6.75MHz 신호와 혼합한다. 또 다른 대역통과 필터(66)는 500KHz 범위에서 신호의 일부를 분리하기 위해 혼합기(64)에 의해 제공된 주파수 변환된 신호를 수신하고 필터링한다. 대역통과 필터(66)의 동작에 관한 상세한 사항이 또한 도 4에 그래프로 도시되어 있다. 특히, 대역통과 필터(66)는 500KHz에서 중심을 있고, 5KHz의 대역폭(BW)을 갖는 필터링된 출력 신호를 생성한다.

다이오드(D3), 커패시터(C4) 및 저항(R5)을 포함하는 포락선 검출기(67)는대역통과 필터(66)로부터 필터링된 출력을 수신하고, 신호 포락선에 대응하는 직류(DC) 전압을 생성한다. 커패시터(C4) 및 저항(R5)에 대한 바람직한 값은 각각 680pf 및 47㏀이다. 국부 발진기(65)가 주파수 스위핑되므로, 포락선 검출기(67)에 의해 측정된 DC 전압은 다중경로 상태에 의해 야기된 신호에서의 리플에 비례하여 변한다. 따라서, 리플 사이의 주파수 간격은 DC 전압(V1)을 관찰함으로써 결정될 수 있다. 예컨대 100KHz만큼 분리된 피크를 갖는 10㎲의 다중경로 지연을 고려해보자. 20HZ 삼각파를 통해, VCO(62)의 6MHz 구간은 주기의 절반 즉 25ms로 스위핑된다. 이것은 결국 (6MHz)/[(25ms)x(100KHz)]=2400Hz의 리플 주파수 간격을 야기한다.

버퍼 증폭기(68)는 리플을 수신하고, 이것에 대한 신호 버퍼링 및 증폭 동작을 수행한다. 커패시터(C5) 및 저항(R6 및 R7)을 포함하는 RC 필터(69)는 버퍼 증폭기(68)로부터 출력을 수신한다. 커패시터(C5) 및 저항(R6 및 R7)에 대한 바람직한 값은 각각 2200pf, 47㏀ 및 47㏀이다. RC 필터(69)는 리플의 특정한 주파수 성분(예컨대 1500Hz 이상의 주파수)을 증가시키기 위한 필터링 동작을 수행한다. 많은 현재의 등화기 설계에 있어서, 10㎲보다 더 큰 다중경로 지연은 정정될 수 없다. 그러므로, 1500Hz보다 더 큰 주파수를 감쇄시킴으로써, 본 발명은 안테나 및 수신기 설정이 수립되게 하며, 현재의 디지털 등화기의 성능을 초과하는 것을 피하게 한다.

버퍼 증폭기(70)는 RC 필터(69)로부터 필터링된 리플 출력을 수신하고, 이것에 대한 신호 버퍼링 및 증폭 동작을 수행한다. 다이오드(D4), 커패시터(C6) 및 저항(R8)을 포함하는 포락선 검출기(71)는 버퍼 증폭기(70)로부터의 출력을 수신한다. 커패시터(C6) 및 저항(R8)에 대한 바람직한 값은 각각 0.18및 220㏀이다. 포락선 검출기(71)는 리플의 피크간 진폭에 비례하는 DC 전압을 생성한다. 도 4의 실시예는 도 3의 실시예와 동일한 방식으로 안테나(30) 및/또는 튜너(21)의 제어를 가능케 한다.

도 3 및 도 4의 실시예는 성능 파라미터의 변형을 도시한다. 도 3의 실시예가 덜 복잡한 반면, 이것은 적당하게 오랜 다중경로 성분을 검출하고, 입력 신호의 인가로부터 거의 시간 지연을 갖지 않는 출력 표시를 생성한다. 도 4의 실시예는 좀더 복잡하고, 약간 더 오랜 측정 시간을 필요로 하지만, 시스템, 특히 디지털 등화기에 특히 해로운 다중경로 성분을 검출할 수 있다. 더나아가, 도 4의 실시예는 신호의 일부만(예컨대, 1MHz)을 스위핑하는데 사용될 수 있다. 더 오랜 다중경로 성분을 위한 대역 부분만을 측정함으로써, 측정은 좀더 신속하게 이뤄질 수 있다. 그에 따라, 텔레비전 신호 수신기에서 두 실시예 모두의 사용은 바람직할 수 있다.

도 5를 참조하면, 본 발명을 실현하기 위한 예시적인 단계를 예시한 흐름도가 도시되어 있다. 설명 및 예를 위해, 도 5의 흐름도는 도 1에 도시된 텔레비전 신호 수신기와 관련하여 기술될 것이다. 단계(81)에서, 텔레비전 신호 수신기(20)는 수신된 신호에서 복수의 리플에 의해 표시되는 다중경로 신호 효과를 갖는 VSB 변조된 디지털 텔레비전 신호와 같은 신호를 수신한다. 단계(82)에서, 다중경로 검출 유닛(24)은 리플 중 적어도 한 리플의 진폭을 검출하고, 또한 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출한다. 다음으로, 단계(83)에서, 다중경로 검출유닛(24)은 검출에 응답하여 안테나(30) 및 튜너(21) 중 적어도 하나를 제어한다. 그 후, 적어도 하나의 신호 수신 요소가 제어된 이후, 복조 및 처리 유닛(25)은 단계(84)에서 수신된 신호에 대한 복조 및 처리(예컨대, 등화) 동작을 수행한다.

여기서 기술된 바와 같이, 본 발명은 복조 및 등화 이전에 다중경로 신호 효과를 줄임으로서 신호 수신을 개선한다. 그렇게 함으로써, 본 발명은 유리하게는 디지털 텔레비전 신호의 수신에서 복조 동기를 얻는데 실패할 가능성을 줄인다. 여기서 사용된 문구 "텔레비전 신호 수신기"는 텔레비전 신호를 수신할 수 있는, 디스플레이가 있거나 없는 임의의 장치를 포함하고자 한다. 예컨대, 텔레비전 신호 수신기는 텔레비전 세트, 비디오 테이프 레코더(VTR), 셋톱 박스 및 디지털 다용도 디스크(DVD)를 포함하며, 이것으로 제한되지 않는다. 이 원리는 또한 직교 진폭 변조(QAM)와 같은 디지털 변조의 다른 형태에 대해서도 응용될 수 있다.

본 발명은 바람직한 설계를 갖는 것으로 기술되었지만, 본 발명은 본 개시의 사상과 범주 내에서 더 변형될 수 있다. 예컨대, 본 발명은 디지털 텔레비전 신호 수신기로 특히 응용될 수 있지만, 또한 NTSC 또는 다른 아날로그 포맷을 사용하는 텔레비전 신호 수신기에 응용될 수 있다. 특히, 여기서 기술된 기법은 비디오 및 오디오 캐리어 레벨을 측정하는데 사용될 수 있다. 안테나 및/또는 다른 수신기 파라미터는 현재의 방송 실현에 대응하는 이들 캐리어 사이에 10dB의 공칭비를 얻도록 조정될 수 있다. 더나아가, 만약 NTSC 또는 다른 아날로그 신호로부터의 디지털 신호에 대한 간섭이 초래된다면, 결과적인 교차-변조 또는 신호 누설은 다중경로 효과에 유사한 표시를 생성할 것이며, 본 발명의 원리는 이러한 간섭을 최소화하는데 사용될 수 있다. 본 출원은 그러므로 이러한 원리를 사용하는 본 발명의 임의의 변형, 사용 또는 적응을 커버하고자 한다. 더나아가, 본 출원은 본 발명이 속해 있고 첨부된 청구항의 범위 내에 있는 종래기술에서 알려진 또는 관례화된 실현 내에 있는 것과 같은 본 개시내용에 포함되지 않은 사항도 커버하고자 한다. 예컨대, 본 발명의 원리는 디지털 무선 방송 수신기와 관련된 다중경로 문제를 해결하는데 사용될 수 있다.

상술한 바와 같이, 본 발명은 일반적으로 디지털 텔레비전 수신기와 같은 텔레비전 신호 수신기에서 신호 수신을 제어하는 것에, 좀더 상세하게는 개선된 신호 수신을 제공하기 위한 다중경로 신호 효과를 검출하기 위한 장치 및 방법에 이용된다.

Claims

RF 신호 소스(30, 31)에 결합되고, 상기 소스(30, 31)로부터 디지털 RF 신호를 수신하기 위한 튜닝 수단(21)으로서, 상기 디지털 RF 신호는 다중경로 신호 효과에 의해 야기된 복수의 리플(ripple)을 갖는, 튜닝 수단(21)과;

상기 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과, 상기 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출하기 위한 다중경로 검출 수단(24)으로서, 상기 진폭 및 상기 주파수 간격의 상기 검출에 응답하여 상기 튜닝 수단(21)과 상기 소스(30, 31) 중 적어도 하나를 제어하는 다중경로 검출 수단(24)을,

포함하는 장치.
제 1항에 있어서, 상기 소스는 안테나(30)를 포함하는, 장치.
제 1항에 있어서, 상기 튜닝 수단(21)은 튜너 모듈 내부의 회로를 포함하는, 장치.
제 1항에 있어서, 상기 다중경로 검출 수단(24)이 상기 튜닝 수단(21) 및 상기 소스(30, 31) 중 적어도 하나를 제어한 이후 상기 튜닝 수단(21)의 출력을 복조하기 위한 복조 수단(25)을 더 포함하는, 장치
제 1항에 기재된 RF 신호 수신기로서, 상기 디지털 RF 신호는 잔류측파대(VSB) 변조된 텔레비전 신호를 포함하는, RF 신호 수신기.
RF 신호 소스(30, 31)에 결합되고, 상기 소스(30, 31)로부터 RF 신호를 수신하기 위한 튜닝 수단(21)으로서, 상기 RF 신호는 다중경로(multipath) 신호 효과를 갖는, 튜닝 수단(21)과;

화상 캐리어 신호의 진폭과 사운드 캐리어 신호의 진폭을 검출하기 위한 다중경로 검출 수단(24)으로서, 상기 각 화상 및 사운드 캐리어의 진폭의 상기 검출에 응답하여 상기 튜닝 수단(21)과 상기 소스(30 31) 중 적어도 하나를 제어하는, 다중경로 검출 수단(24)을,

포함하는 장치.
제 6항에 있어서, 상기 소스는 안테나(30)를 포함하는, 장치.
제 6항에 있어서, 상기 튜닝 수단(21)은 튜너 모듈 내부의 회로를 포함하는, 장치.
제 6항에 있어서, 상기 다중경로 검출 수단(24)이 상기 튜닝 수단(21)과 상기 소스(30, 31) 중 적어도 하나를 제어한 이후 상기 튜닝 수단(21)의 출력을 복조하기 위한 복조 수단(25)을 더 포함하는, 장치.
RF 신호 소스(30, 31)에 결합되고, 다중경로 신호 효과에 의해 야기된 복수의 리플을 갖는 디지털 RF 신호를 상기 소스(30, 31)로부터 수신하기 위한 튜너(21)와;

상기 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과, 상기 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출하기 위한 다중경로 검출기(24)로서, 상기 진폭과 상기 주파수 간격의 상기 검출에 응답하여 상기 튜너(21)와 상기 소스(30, 31) 중 적어도 하나를 제어하는, 다중경로 검출기(24)를,

포함하는 장치.
제 10항에 있어서, 상기 소스는 안테나(30)를 포함하는, 장치.
제 10항에 있어서, 상기 다중경로 검출기(24)는 상기 튜너(21)와 상기 소스(30, 31) 중 적어도 하나를 제어한 이후 상기 튜너(21)의 출력을 복조하기 위한 복조기(25)를 더 포함하는, 장치.
제 10항에 있어서, 상기 디지털 RF 신호는 잔류측파대(VSB) 변조된 텔레비전 신호를 포함하는, 장치.
신호 수신을 제어하기 위한 방법으로서,

다중경로 신호 효과에 의해 야기된 복수의 리플을 갖는 디지털 RF 신호를 RF 신호 소스(30, 31)로부터 수신하는 단계와;

상기 리플 중 적어도 한 리플의 진폭과, 상기 리플 중 적어도 두 리플 사이의 주파수 간격을 검출하는 단계와;

상기 진폭 및 상기 주파수 간격의 상기 검출에 응답하여 튜닝 수단(21)과 상기 소스(30, 31) 중 적어도 하나를 제어하는 단계를,

포함하는 신호 수신 제어 방법.
제 14항에 있어서, 상기 소스는 안테나(30)를 포함하는, 신호 수신 제어 방법.
제 14항에 있어서, 상기 튜닝 수단(21)은 튜너 모듈 내부의 회로를 포함하는, 신호 수신 제어 방법.
제 14항에 있어서,

상기 튜닝 수단(21)과 상기 소스(30, 31) 중 적어도 하나를 제어한 이후 상기 튜닝 수단(21)의 출력을 복조하는 단계를 더 포함하는, 신호 수신 제어 방법.
제 12항에 있어서, 상기 디지털 RF 신호는 잔류측파대(VSB) 변조된 텔레비전 신호인, 신호 수신 제어 방법.