KR20030026993A - 주파수 불안정 신호의 고감도 트래킹 및 동기화 기능을가진 주파수 호핑 확산 스펙트럼 시스템 - Google Patents

Abstract

데이터를 전송하는 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템은 복수의 종단점 송신기와 적어도 하나의 수신기를 포함한다. 종단점 송신기는 주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호를 통해 데이터를 전송하며 전송 신호는 주파수 동기화없이 송신되고 있다. 수신기는 주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호에 응답하며 상관기 및 신호 처리기를 포함하고 있다. 상관기는 신호의 프리앰블의 적어도 제1 부분을 샘플링하며 상관 확률을 결정하도록 상기 프리앰블의 적어도 제1 부분을 기지(旣知)의 프리앰블 패턴과 상관한다. 신호 처리기는 프리앰블의 적어도 제2 부분에 기초해서 상기 신호의 협대역을 트래킹하고 프리앰블에 이어지는 상기 신호에서 데이터를 디코딩하기 위해 상관 확률에 응답하여 고속 푸리에 변환 알고리즘을 상기 신호에 적용한다.

Description

주파수 불안정 신호의 고감도 트래킹 및 동기화 기능을 가진 주파수 호핑 확산 스펙트럼 시스템{FREQUENCY HOPPING SPREAD SPECTRUM SYSTEM WITH HIGH SENSITIVITY TRACKING AND SYNCHRONIZATION FOR FREQUENCY UNSTABLE SIGNALS}

무선 자동 검침 시스템은 잘 알려져 있다. 통상, 유틸리티 계량기 각각에는 검침값을 수집하여 그 검침값을 무선 네트워크를 통해 중앙 스테이션에 주기적으로 전송하는 배터리 구동 방식의 인코더가 설치되어 있다. 인코더를 배터리로 구동시키기 위해 부과되며 라디오 전송을 통제하는 규제 사항에 의해 부과되는 전력 제한 (power limitation)들은 중앙 스테이션으로의 직접적인 라디오 전송을 효율적으로 보호한다. 대신에 무선 검침 시스템은, 예컨대 미국 특허 제5,056,107호에 기재되어 있는 바와 같이 통상 계량기 인코더 그룹으로부터 전송 메시지를 수신하고 그 메시지를 네트워크의 다음 상위 계층에 전달하는 중간 수신 스테이션들을 중복하는계층형 네트워크를 이용한다. 이러한 형태의 계층형 무선 전송 네트워크에서는 대도시 지역의 유틸리티 검침 시스템의 일부로서 배치되어야 만 하는 수천개의 인코더 송신기에서 저전력의 면허 불필요 무선 송신기들의 사용이 가능하다.

1985년도에 무선 네트워크 제품의 생산 및 이용을 시뮬레이션하기 위한 시도로서 FCC(미연방 통신 위원회)는 면허 불필요 장치를 통제하는 라디오 스펙트럼 규제와 관련된 파트 15를 개정하였다. 개정 승인된 무선 네트워크 제품은 확산 스펙트럼 변조를 이용하여 산업, 과학 및 의료용(ISM) 대역에서 운영된다. 사용될 수 있는 ISM 주파수대는 902 내지 908 MHz, 2.4 내지 2.4835 GHz 및 5.725 내지 5.850 GHz를 포함한다. FCC는 사용자로 하여금 유틸리티 검침 시스템과 같은 확산 스펙트럼 무선 제품이 소정의 요건에 부합하면 FCC 라이센스를 얻지 않고도 무선 제품을 운영 가능하게 한다. 주파수 스펙트럼의 이러한 규제 철폐는 기존의 라디오 시스템과의 간섭을 피하게 하는 라디오 설비들을 조정하기 위해 유저 조직체가 비용과 시간 소모적인 주파수 계획을 수행할 필요성을 배제한다.

확산 스펙트럼 변조기는 광범위한 지역에 걸쳐 신호를 확산시키기 위해 2가지 방법 가운데 한가지 방법을 이용한다. 첫번째 방법은 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 방법이며, 두번째 방법은 주파수 호핑 확산 스펙트럼(FHSS) 방법이다. DSSS는 송신국의 데이터 신호를 대부분 치핑 코드(chiping code)(또는 확산 이득이라고 알려짐)라고 부르는 고속의 데이터율 비트 시퀀스와 결합하는 방법이다. 확산 이득이 크면 간섭에 대한 신호의 내성이 증가된다. 한편, FHSS는 간섭을 피하도록 다수의 정해진 주파수 채널을 통해 랜덤하게 호핑된 데이터 신호의 분산에 의존한다.

FHSS는 그 데이터 신호를 받아서, 그 신호를 광대역의 주파수에 걸쳐서 시간 함수로서 주파수에서 주파수로 호핑하는 캐리어 신호로 변조하여 동작한다. FHSS에서, 캐리어 주파수는 주기적으로 변한다. 주파수 호핑 기술에서는 협대역 시스템으로부터의 간섭을 일으키는 신호와 확산 스펙트럼 신호 모두가 동일한 주파수와 동일한 시간에 전송되고 있다면 상기 협대역 시스템으로부터의 간섭 신호가 확산 스펙트럼 신호에만 영향을 미치기 때문에 간섭이 줄어든다. 그러므로, 전체 간섭이 매우 낮아져서 비트 에러는 거의 없거나 전혀 없게 된다.

호핑 코드는 FHSS 송신기가 전송할 주파수와 어떤 순서를 전송할지를 결정한다. 신호를 적절하게 수신하기 위해서 FHSS 수신기는 동일한 호핑 코드로 설정되어야 하며 정확한 시간과 주파수로 입력되는 신호에 따라야 한다. 그러나 이러한 접근 방법을 실행하기 위해서 FHSS 송신기 및 FHSS 수신기는 동일한 호핑 코드 패턴으로 서로 동기되어야 하며 동일 주파수로 트래킹되어야 만 한다.

동기화는, 예컨대 미국 특허 제5,386,435호에 기술된 바와 같이 FHSS 송신기 및 수신기를 시간에 따라 동기시킴으로써 달성될 수 있으나, 이것은 FHSS 송신기 및 수신기 둘다에서 극히 정확한 클록을 필요로 하거나 그 클록을 동기화시키기 위해 사용되는 일부 외부 채널을 필요로 한다. 통상, 각각의 전송 시작 시 인코드된 프리앰블을 이용하여 FHSS 송신기와 수신기를 동기시킨다. 미국 특허 제6,052,406호는 일단 페이징 배열(phasing arrangement)이 샘플링된 데이터열을 제1 및 제2 샘플링된 시퀀스로 분할한 다음에, 기지의 동기 패턴에 입력 샘플링된 데이터열을동기시키기 위해 상관기(correlator)를 이용하는 FHSS 시스템을 기술하고 있다. 미국 특허 제6,052,407호는 시간에 따라 전송 스펙트럼 에너지의 테이블을 구축하고 이 테이블을 이용하여 주파수 호핑 패턴에 대한 동기화를 결정하기 위해 추가 입력 신호를 상관하는 코드리스 전화 시스템에 대한 FHSS 시스템을 기술하고 있다. 미국 특허 제6,178,193호는 양호한 동기화를 달성하도록 FHSS 송신기의 전송 전력 레벨을 조정하기 위해 페이딩 주기의 상관 전력 계산을 이용하는 장치를 기술하고 있다.

FHSS 전송의 트래킹은 통상 전송된 주파수의 안정도에 의존하고 있다. 일반적으로, 송신기는 온도 또는 전압의 에이징 또는 변화로 인해 시간에 따라 주파수가 드리프트(표류)할 것이다. 주파수 안정화 회로는 통상 어느 주파수 드리프트를 제어하고 조정하기 위해 FHSS 송신기 레벨에서 구현된다. 위상 동기 루프(PLL) 등의 합성기를 이용하여, 예컨대 미국 특허 제5,940,428호에 기술된 바와 같이 송신기의 출력 주파수를 제어하거나 안정화시킨다. 변조된 각각의 신호는 전송전 이러한 회로를 통과한다. 불행히도 이러한 PLL 회로는 전력에서 원하지 않는 드레인을 야기하고 FHSS 송신기에 현저한 비용을 추가시킨다. 무선 검침 시스템에서, 예컨대 비용 및 배터리 전원이 주관심사인 경우, 안정화 회로의 이러한 바람직하지 않은 결과는 제조 및 시스템 설계에 있어서 현저한 장애물이 될 수가 있다.

FHSS 송신기 레벨에서 합성기 회로를 제거하는 것이 가능하다. 종래의 기술은 주파수 드리프트를 수용하도록 FHSS 수신기의 중간주파수(IF) 대역폭을 증가시켜 송신기 신호의 주파수 드리프트를 조정한다. 그러나 이러한 해결 방법은 FHSS수신기 IF 대역폭이 증가함에 따라 FHSS 수신기 감도를 떨어뜨린다. FHSS 시스템의 저전력 전송에 있어, 배경 잡음으로부터 미약한 FHSS 신호를 추출하는 것이 가능하도록 수신기 감도를 높이는 것이 필수적이다.

미국 특허 제6,188,715호는 매우 짧은 상태 메시지를 간헐적으로 전송하는 다중 센서 송신기의 FHSS 시스템을 기술하고 있다. FHSS 수신기는 고속 푸리에 변환(FET)을 이용하여 동기화 및 신호 포착을 향상시키기 위해 수개의 상이한 주파수로 전송된 캐리어 전력을 검출한다. 일단 어느 주파수가 광대역 FHSS 신호로부터 관심 신호를 포함하고 있는 지를 FFT가 판단한 다음, FHSS 수신기는 주파수 호핑 코드를 나타내는 주파수 레지스터와 시간 상태 및 FFT의 출력에 응답하여 디지탈 프로그래머블 유한 임펄스 응답(FIR)을 이용하여 하나 이상의 협대역 주파수 수신기에 동조한다. 이러한 구성은 동기화를 향상시킬 수 있지만, 여전히 별개의 협대역 주파수 수신기를 이용하는 구성은 충분한 주파수 트래킹을 제공하도록 FHSS 송신기는 주파수 안정화 회로를 이용하는 것을 필요로 한다.

종래의 검침 시스템에서 주파수 안정화 회로의 이용과 관련된 이러한 바람직하지 않은 장애물의 결과로서, 주파수 안정화 회로를 이용하지 않는 송신기로부터 수신된 FHSS 신호를 식별하고, 위치를 파악하며, 추적할 수 있는 저렴한 저전력의 수신기에 대한 필요성이 존재한다. 부가적으로, 수신기는 있을 수 있는 불안정 신호를 수용할 수 있어야 하고 동시에 수신기 감도를 높게 유지하여야 한다.

본 발명은 주파수 호핑 확산 스펙트럼(대역 확산) 라디오 시스템에 관한 것으로서, 특히 예컨대 무선 원격 검침 시스템(wireless automatic meter reading system) 에서 사용되는 저가(低價)의 복수 종단점 송신기로부터 주파수 불안정한 주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호를 트래킹하고 동기화하는 수신기를 이용하는 확산 스펙트럼(대역 확산) 라디오 시스템에 관한 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 주파수 호핑 확산 스펙트럼(FHSS) 시스템의 전반적인개략도이다.

도 2는 본 발명에 따라 수신되는 인코딩된 FHSS 패킷의 일실시예의 도면이다.

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 핸드핼드 검침 라디오 송수신기의 블록도이다.

도 4는 도 4에 도시한 바와 같은 송수신기의 회로도이다.

도 5는 본 발명에 따른 FFT 알고리즘 연산의 양호한 실시예를 도시하는 개략도이다.

데이터를 전송하기 위한 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템은 복수의 종단점송신기와 적어도 하나의 수신기를 포함한다. 종단점 송신기는 주파수 호핑된 확산 스펙트럼 신호를 통해 데이터를 전송하고 전송 신호는 주파수 안정화없이 송신된다. 수신기는 주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호에 응답하며 상관기와 신호 처리기를 포함한다. 상관기는 주파수 신호의 프리앰블의 적어도 제1 부분을 샘플링하며 기지의 프리앰블 패턴과 프리앰블의 제1 부분을 상관하여 상관 확률을 결정한다. 신호 처리기는 프리앰블의 적어도 제2 부분에 의거해서 신호의 협대역 주파수를 트래킹하고 프리앰블에 연속하는 신호내에서 인코딩된 데이터를 디코딩하는 상관 확률에 응답하여 고속 푸리에 변환(FFT) 알고리즘을 주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호에 적용한다.

양호한 실시예에서, FFT 알고리즘은 다중빈(multiple bin)을 발생하도록 샘플링된 데이터에 대해서 동작하며, 각각의 빈은 신호내의 상이한 협대역 주파수에 대응한다. FFT 알고리즘은 인코딩된 데이터 신호를 포함하는 협대역 주파수처럼 최상위값을 갖는 빈을 결정하도록 프리앰블의 제2 부분에 대한 예상된 칩값에 대해 각각의 빈에서 복수의 칩값을 양호하게 합산한다.

본 발명에 따른 양호한 실시예에서, 수신기는 믹서를 포함하며, 믹서는 신호를 수신하고 그 신호를 베이스 신호와 혼합하여 상관기 및 신호 처리기에 그 신호로서 공급되는 중간 주파수를 발생한다. 상관기에 공급된 신호의 세기를 평가하고 상관기에 공급된 신호의 세기가 프리앰블 다음의 신호내에 인코딩된 데이터의 디코딩을 수행하기 충분히 강하다면, 신호 처리기는 프리앰블 다음에 이어지는 신호내에 인코딩된 데이터를 디코딩하도록 FFT 알고리즘을 사용하지 않는다.

디지탈 신호 처리기는 2 개의 샘플링된 입력이 양호하게 공급되는데, A/D 변환기로부터의 제1 샘플링된 입력은 제1 속도로 동작하고, A/D 변환기로부터의 제2 샘플링된 입력은 제2 속도로 동작하며, 제2 속도는 제1 속도 보다 느리다. 수신된 신호 세기 인디케이터(RSSI) 검출 회로는 상관기의 신호 세기가 디코딩을 수행하기 충분히 강하다면 인코딩된 데이터를 디코딩하도록 신호 처리기가 이용되는 제2 D/A 변환기의 한 입력에 동작 가능하게 접속된다. 그 신호가 강한 신호인지 여부의 테스트가 패킷을 디코딩하여 양호한 CRC를 계산하기 위한 능력이다. 일실시예에서, 스위칭 가능한 전단 증폭기는 동작 가능하게 신호를 수신하여 신호 세기에 의거해서 그 신호를 선택적으로 감쇠한다. 선형 검출기는 전단 증폭기의 출력과 상관기의 입력에 동작가능하게 접속되어 향상된 동적 범위와 대역내 간섭에 대한 저감도를 제공한다.

본 발명의 FHSS 시스템은 시간에 따라 드리프트 가능하게 되는 자주(自走) 국부 발진기를 구비한 종단점 송신기의 배치를 고려한다. 종단점 송신기에 의해서 송신된 메시지들 사이에서 주파수가 가변할 수 있고, 본 발명은 단일 메시지의 전송 중에도 드리프트를 허용할 수 있는 수신기에 대한 강건한 설계를 제공한다. 최종적으로 전반적인 시스템 성능이 향상되고 시스템의 일부로서 배치되는 수백 또는 수천개의 종단점 송신기 가격을 현저히 떨어뜨릴 수 있는 강건한 수신기가 제공된다.

도 1에 있어서, 동 도면에는 본 발명에 따른 무선 주파수 호핑 확산 스펙트럼(FHSS) 시스템(10)의 양호한 실시예의 전반적인 개략도가 도시되고 있다. FHSS 시스템(10)은 복수의 종단점 송신기(12)와 적어도 하나의 수신기를 구비한 적어도 하나의 라디오(14)를 구비하고 있다. 양호한 실시예에서, 종단점 송신기(12)는 유틸리티 계량기(utility meter)에 동작 가능하게 접속되는 배터리 구동 검침 인코더 송신기이다. 이 실시예에서, 수백 내지 수천의 종단점 송신기(12)는, 예컨대 대도시 지역 어딘가에 설치된 FHSS 시스템(10)의 일부로서 배치될 것이라고 예상된다. 이와는 달리 종단점 송신기(12)는 FHSS 신호(20)를 이용하여 인코딩된 데이터를 전송하는 다른 데이터 인코더, 검출기 또는 저전력 센서일 수 있다. 종단점 송신기(12)는 유효범위 지역 전체에 걸쳐서 복수의 고정 위치에 양호하게 배치된다. 이와 달리 종단점 송신기(12)는 페이저(pager) 또는 포터블트랜스폰더(portable transponder) 등의 하나 이상의 유효범위 지역 내에서 동작하는 모바일 송신기일 수 있다.

일실시예에서, 라디오는 복수의 종단점 송신기(12)로부터 FHSS 신호(20)의 형태로 인코딩된 데이터를 수신하고 유저가 복수의 종단점 송신기(12) 종단점과 관련된 지역을 횡단할 때 나중에 다운로드하거나 재전송하기 위해 데이터를 기억하는 모바일 라디오(14)를 포함한다. 모바일 라디오(14)는 검침 경로를 걷고 있는 오퍼레이터가 휴대하는 핸드핼드 라디오이다. 이와 달리, 모바일 라디오(14)는 검침 데이터를 수집하기 위해 거리를 질주하는 차량에 장착된 하나 이상의 라디오를 포함할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 수신기는 종단점 송신기(12)로부터 인코딩된 데이터를 수신하여 중앙 스테이션(18)으로 재전송시켜 데이터를 전송하는 유효범위의 중첩 지역의 계층적 네트워크에 배치된 복수의 고정된 중간 라디오(16)를 포함한다. 고정된 중간 라디오(16)와 중앙 스테이션(20)의 네트워크의 상세에 대해서는 여기서 참조문헌으로 인용되고 있는 동시 계류중인 발명의 명칭이 "저속/고전력 주파수 호핑을 이용한 확산 스펙트럼 검침 시스템(Spread Spectrum Meter Reading System Utilizing Low-Speed/High Power Frequency Hopping)"인 문헌을 참조하면 된다. 라디오(14,16)는 반이중 라디오(half-duplex radio)(송신 또는 수신하는 그러나 동시에 이들이 행해지지는 않음)로서 설계될 수 있다. 그러나 이러한 구조는 일부 제한 사항을 갖고 있는 것으로 알려져 있다. 라디오(14,16)는 전이중 설계(동시에 송신 및 수신하는 라디오)로서 양호하게 구현된다. 이와 달리 라디오(14,16)는 수신기 만을 포함할 수 있다.

일실시예에서, 라디오(14,16)는 중앙 스테이션(18)으로 데이터(22)를 무선 재전송할 수 있다. 이와 달리, 라디오(14,16)는 데이터가 중앙 스테이션(18)으로 수동 또는 자동으로 다운로드될 때까지 데이터를 저장하거나 혹은 하나 이상의 종단점 송신기(12)와 관련된 검침 기능을 생성하기 위해 시간에 따라서 요약되거나 대형 블록으로 결합되거나 개별적으로 종단점 송신기(12)로부터 수신된 모드 데이터를 즉각적으로 전송하거나 저장 및 전송 모드로 전송하도록 전화선, 전력선, 위성, 셀룰러 전화 등의 다른 통신 채널(24)이 라디오에 장치될 수 있다.

종단점 송신기(12)는 버블업(bubble-up)의 변형일 수 있으며 인코딩된 데이터는 송신기(12)에 의해 주기적으로 자동 전송되거나(사전 정의된 타이밍 패턴에 따라 혹은 의사 랜덤하게), 송신기(12)는 모바일 라디오(14) 또는 고정 라디오(16)로 전송된 경보음(wake-up tone)에 응답하도록 폴링되거나 질의될 수 있고 다음에 폴링(polling) 또는 질의 신호에 응답하여 인코딩된 데이터로 FHSS 신호(20)를 전송할 수 있다.

도 2에 도시한 바와 같은 양호한 실시예에서, FHSS 신호(20)는 FCC 파트 15.249(500 mW 미만의 송신기 전력) 혹은 FCC 파트 15.247(5 W 미만의 송신기 전력)에 따라서 동작하는 면허 불필요 주파수 호핑 확산 스펙트럼 송신기로서 910 내지 920 MHz 사이의 대역에서 전송된 주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호처럼 전송된 데이터(30)의 인코딩된 패킷으로서 송신된다. 본 발명의 목적을 위해 이러한 두 규제하에서 동작하는 송신기(12)는 저전력 송신기로서 고려된다. 인코딩된 패킷(30)은 사전 정의된 프로토콜에 따라서 송신된다. 하나의 이러한 프로토콜이 FCC 면허내용에 기술된 바와 같이 본 발명의 양수인인 이트론 인코포레이티드가 제조한 검침 인코더 송신기를 위한 ERT 프로토콜이다. 또 다른 이러한 프로토콜은 "저속/고전력 주파수 호핑을 이용한 확산 스펙트럼 검침 시스템(Spread Spectrum Meter Reading System Utilizing Low-Speed/High Power Frequency Hopping)"이라고 명명된 전술한 동시 계류중인 출원에서 정의된 바와 같은 PET 프로토콜이다. 양호한 실시예에서, 패킷(30)의 인코딩된 데이터는 온-오프 키(OOK) 변조된다. 다른 진폭 변조(AM) 기술 또한 사용 가능하다. 당업자라면 알 수 있는 바와 같이 이러한 기술을 구현하기 위해서는 추가 회로를 필요로 할 수 있지만 주파수 변조(FM) 또는 주파수 시프트 키(fsk) 변조 등의 다른 변조 기술을 이용하여 인코딩된 데이터를 변조시킬 수가 있다.

예컨대 ERT 패킷을 디코딩하는 기존의 방법과는 달리, 본 발명은 ERT 패킷을 디코딩하는데 있어서 근본적으로 다른 방법을 취한다. 종단점 송신기(12)에 의해 송신된 표준 전력 소모 메시지 패킷(30)은 3 개의 주요한 요소로 구성된다. 프리앰블(32)은 메시지 패킷(30)을 시작하는 항상 동일한 일련의 비트이다. 프리앰블(32)을 사용하여 라디오(14,16)는 입력 패킷과 동기화될 수 있다. 메시지(30)의 본문(34)은 시간에 따른 특정 점에서 특정 종단점 송신기(12)에 대한 전력 소모, ID, 탬퍼 및 타입 정보를 담고 있다. 메시지(30)의 종단 코드(36)는 패킷(30)이 정확하게 디코딩되었음을 입증하기 위해 사용되는 정보를 담고 있는 CRC(순환 용장 검사) 코드가 바람직하다.

양호한 실시예에서, 종단점 송신기(12), 즉 버블업 형태로 정상적으로 동작하는 종단점 송신기는 프로그램된 경보음으로 변조된 적당한 주파수 반송파인 경보음에 응답한다. 경보음에 의해 종단점 송신기(12)는 동일 메시지 카피의 일부 버스트(프로그램 가능한)를 발생 가능하게 한다. 종단점 송신기(12) 응답은 비동기 응답이다. 즉, 메시지 패킷(30)은 유효 경보음의 약 3/4 초 후에 송신 가능하다. 전형적인 종단점 송신기(12)는 다소 상이한 주파수(주파수 호핑 테이블에 따른)로 송신될 8 개의 패킷(30)을 가진 유효 경보에 응답할 것이다. 이 실시예에 있어서, 종단점 송신기(12)는 광범위한 경보 주파수(952-956 MHz) 및 경보음(28-62 Hz) 필드를 선택하기 위한 기능을 제공한다.

도 3에 도시한 바와 같이, 라디오(14)에는 원하는 경보음을 내보낼 수 있는 송신기 보드(40)가 설치된다. 수신기 보드(42)를 이용하여 FHSS 신호를 수신한다. 다이플렉서(48)를 거쳐 공용 안테나(44)를 통해서 양호하게 전송 및 수신이 경로 지정된다. 라디오(14)에는 인터페이스(46)를 통해 전력 및 유저 인터페이스 데이터가 제공된다. 라디오(14)의 주요 부분은 8051 마이크로컨트롤러 등의 마이크로제어기(50), 신호 처리기(52), 양호하게는 디지탈 신호 처리기(DSP)(52), PIC 제어기(54), 수신기 RF 회로부(56), 송신기 RF 회로부(58) 및 다이플렉서(48)를 포함한다. 8051 제어기(50)는 라디오(14)의 교통 경찰로서 기능한다. 제어기(50)는 DSP(52) 및 PIC 처리기(54)로 데이터 및 명령을 지시하고 이들 칩으로부터 되돌아온 상태 및 데이터를 인터페이스(46)로 송신한다. DSP(52)는 텍사스 인스투르먼트사의 DSP칩이며 이후 설명될 상관기, 디코더 및 FFT 엔진의 수학적인 계산기이다. DSP(52)는 또한 수신기 중심 주파수를 설정하고 전단 증폭기의 감쇠 범위 내외에서전환한다. 수신기 RF 회로부(56)는 감지 증폭기, 믹서 및 각종 필터로 구현되어 입력 ERT 패킷을 디코더로 가져온다. 송신기 보드(50)의 PIC 제어기(54)는 전송 주파수를 프로그램하고, 전력 증폭기를 활성화하며, 적절한 경보음과 함께 RF 반송파를 변조한다. 송신기 RF 회로부(58)는 출력 RF 반송파를 생성하는 전압 제어 발진기(VCO)와 고전력 경보 신호를 발생하는 전력 증폭부(60)를 포함한다. 다이플렉서(48)는 송신기(40) 및 수신기(42)의 동시 동작이 가능하도록 설계된 일련의 필터이다. 거의 모든 전이중 라디오는 송신기 주파수가 수신기 주파수와 크게 다르지 않는 한, 활성화된 송신기와 더불어 수신기 감도에 있어 일부 손실을 보인다. 라디오(14)는 아이솔레이션을 위해 매우 크고 고가인 다이플렉서를 사용하는 수신기를 제외하곤 통상의 FHSS 수신기 보다 훨씬 감도가 떨어지는 특성의 수신기이다.

양수인인 이트론 인코포레이티드의 이전 FHSS 검침 시스템에 있어서, 수신기는 ERT 패킷(30)을 찾기 위해 검출기 출력으로부터 비트 슬라이스된 데이터를 샘플링하도록 설계되었다. 이러한 시스템은 말하자면 패킷(30)이 ERT 패킷인 것 같고, ERT 패킷의 낌새가 있으면, 틀림없이 ERT 패킷이라는 접근 방법을 이용하였다. 즉, 수신기는 ERT 패킷(30)의 프리앰블(32)을 찾기 위해 에어(air)를 샘플링하였고 수신기가 프리앰블(32)의 특정 비트 시퀀스를 인식하면, 수신기는 프리앰블(32)의 비트 타이밍(때때로 본문(34)의 제1 결합 비트)에 동기하고, 다음에 타임 비트를 이용하여 패킷(30)의 나머지 비트를 디코딩한다.

본 발명에 따른 라디오(14,16)의 수신기(42)는 추가 단계를 진행한다. 수신기(42)는 데이터를 비트 슬라이스하지 않고 검출기의 출력을 샘플링한다. 패킷(30)의 프리앰블(32)은 항상 동일하다. 즉, 수신기(42)는 패킷(30)의 시작점을 알기 위해 무엇을 찾아야 할 지를 안다. 이것은 수신기(42)로 하여금 상관기에 의해서 양호하게 구현된 상관이라고 알려진 일부 선호 매치를 이용 가능하게 한다. 본 발명에 따르면, 상관기는 메시지로 설계된 바와 같이 기지값과 비트의 입력 스트림을 비교하도록 프로그램된 처리기 또는 제어기 또는 회로이다. 도 3에 도시한 바와 같은 실시예에서, 상관기는 DSP(52)로 구현된다. 상관기는 진행(양호하게는 20 비트 이상) 매치(ongoing math)가 인식될 때까지 낮은 상관값을 부여한다. 이 경우, 상관기 출력은 매우 높게 된다. 따라서 본 발명에 의하면, 패킷(30)이 유효 ERT 패킷인지 여부를 추측할 필요가 없으며, 상관기에 의해 라디오(14,16)는 패킷(30)이 유효 ERT 패킷인지를 알 수 있다(허위 매치의 통계적 확률 내에서). 수신기(42)가 패킷 비트 스트림의 정확한 타이밍을 가지므로, 라디오(14,16)는 클린 디코딩된 패킷의 수를 증가하는 각 비트의 중심에서 패킷(30)의 나머지 부분을 디코딩할 수 있다.

이전의 이트론 수신기에 있어서, 입력 ERT 패킷(30)이 미약하면(수신기에서 노이즈의 베이스 레벨 부근에서), 노이즈와 ERT 패킷을 구별할 수 없게 된다. 본 발명에 따라 구현된 상관기에 의하면, 수신기(42)는 노이즈의 베이스 레벨 이하의 유효 패킷의 존재(통상, 노이즈를 찾는 것으로서 지칭되는 것)를 실제로 검출할 수 있다. 상관기의 양호한 실시예는 기존의 이트론 수신기에 비해 적어도 12 dB의 감도를 증가시킬 수 있다. 이후 기술되는 바와 같이, 미약한 신호에 대해서 DSP(52)는 FFT 엔진을 이용하여 패킷(30)을 포함하는 협대역 주파수를 결정하도록 프리앰블의 최종 부분을 해석하는 경우, 감도를 추가로 9 dB 향상시킬 수 있다.

양호한 실시예에서, 종단점 송신기(12)는 910 내지 920 MHz 사이의 대역에서 패킷(30)을 송신한다. 다수의 기존의 종단점 송신기(12)는 913 내지 918 MHz 사이의 대역에서 일부 또는 모든 패킷(30)을 송신한다. 기존의 수신기 설계에 있어서, 수신기의 원하는 감도를 달성하기 위해 적어도 1.4 MHz에서 한번에 찾을 수 있는 에어의 크기를 제한할 필요가 있었다. 본 발명의 수신기(42)에서 사용되는 개선된 디지탈 신호 처리 기술에 의하면, 이전 라디오와 동일 감도가 달성되나, 수신기(42)는 광대역 주파수에 걸쳐서 7 MHz 윈도우를 확인할 수 있다. 이전 설계에 있어서, 종단점 송신기(12)가 패킷(30)을 전송할 때 종단점 송신기(12)가 전송 중인 위치에 수신기 윈도우가 없는 것이 가능하였다. 이전 수신기는 패킷(30)을 찾는 ERT 전송 대역(실제로 완전 10 MHz 대역 보다 작은 대역에서 스캔된, 통상 약 1.4 MHz에서 한번에 스캔된 이전 수신기)에 걸쳐서 스캔할 것이나 때때로 스캔되지 않은 대역의 일부에서 패킷이 전송되면 패킷을 미스할 것이다. 본 발명의 수신기(42)에서 적어도 약 66 %의 광대역이, 바람직하게는 유용한 전체 광대역이 동시에 모니터된다. ERT 패킷(30)이 전송되면, 그 패킷의 FHSS 신호는 수신기(42)에서 적절히 강해지고, 수신기(42)는 그 패킷을 인식할 것이다.

양호한 실시예의 수신기(42)는 에어에 패킷이 있음이 표시하는 상관 출력 신호를 즉시 찾는 광대역의 전체 유용한 부분을 양호하게 검사한다. 이 실시예에서, 대부분의 ERT 송신기(12)가 913 MHz와 918 MHz 사이의 주파수에서 전송함으로써 수신기(44)는 7 MHz 대역을 조사하여 상관을 찾는다. ERT 패킷(30)의 프리앰블이 무엇과 같고 무엇과 매치되는 지를 상관기가 알기 때문에 상관의 이점이 실현된다. 수신기(42)는 ERT 패킷(30)의 나머지를 검출하거나 디코딩하기 위해 상관 기술을 이용하고 있지 않은데 이는 프리앰블(32) 다음에 본문(34)의 비트 패턴과 종단 코드(36)가 ID, 전력 소모, CRC 또는 다른 변수 데이터 정보 등의 인코딩된 데이터의 내용에 따라 랜덤하게 가변하기 때문이다. 본 발명은 프리앰블(32)의 존재를 검출하기 위해 광대역 FHSS 신호(20)의 대부분에서 상관기로서 DSP(52)를 실행한다. 일단 패킷(30)이 프리앰블(32)이라고 검출된 다음, 수신기(42)는 신호 처리기(52)에 의해 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행한다. FFT로부터 송신기(12)에 의해서 패킷(30)이 전송되는 협대역 주파수가 효율적으로 결정된다.

광대역 신호 처리 알고리즘을 이용하는 기존의 기술과는 달리, 본 발명은 광대역 신호 처리 알고리즘을 이용하여 패킷(30)의 나머지 부분에 포함되는 FFT로부터 도출된 데이터로부터 디코딩한다. 데이터 샘플이 FFT 디코딩을 위해 수집될 때, 광대역 신호도 또한 도 4에 도시한 바와 같이 12 비트 A/D 변환기(64)에 접속된 수신 신호 세기 인디케이터(RSSI) 증폭기(62)의 형태로 광대역 회로에 의해서 샘플링되고 디코드된다. 데이터가 광대역 회로에 의한 광대역 모드에서 양호한 신호 세기때문에 디코딩될 수 있다면, FFT 디코딩은 중지된다. 이것은 시간 소비를 절약하고 수신기(42)로 하여금 또 다른 전송을 찾도록 상관기(46)를 시작하게 할 수 있다.

수신기(42)의 DSP(52)는 고속 푸리에 변환(FFT) 또는 광대역 신호를 처리하기 위한 다른 개선된 디지탈 신호 프로세스라고 알려진 기술을 이용한다. 기본적으로 DSP에 의해서 코딩되고 실행되는 FFT 엔진은 7 MHz 대역을 약 250 KHz의 32 개의 동일한 채널로 분할한다. FFT는 이러한 채널들 중 하나에서 ERT 전송 전력의 존재를 보여준다. ERT 패킷이 랜덤 노이즈의 중간에 들어오면 FFT 데이터의 스트림을 찾기란 매우 어렵게 될 것이다. 그러나, ERT 데이터가 파이프를 통해 들어올 때 상관기는 거의 정확하게 FFT 엔진을 구별하는 것이 가능함을 상기하라. 이 때 FFT 엔진은 모든 32 개의 채널을 볼 수 있고 변화하는 데이터 패턴 어느 곳에 ERT 데이터가 있는 지를 결정할 수 있다. 이것은 프리앰블(32)의 40 비트 중에서 34 비트를 상관시켜 행해진다. 최종 6 비트를 이용하여 타겟 채널빈을 찾는다. 비트들의 예측된 상태가 프리앰블(32)의 일부로서 알려져 있기 때문에, 프리앰블(32)의 예측된 비트 패턴의 가장 강한 표시를 담고 있는 빈을 찾는 FFT 채널빈이 스캔된다. FFT 엔진은 경쟁할 노이즈량이 좁은 채널에서 훨씬 작기 때문에 수신기의 이전 버전 보다 훨씬 민감하다.

수신기(42)의 양호한 실시예의 또 다른 특징은 FHSS 신호(20)가 주파수 드리프트되면 ERT 패킷(30)을 트래킹할 수 있다는 것이다. 이것은 ERT 패킷(30)의 가장 강한 신호를 가진 채널인 타겟 채널을 디코딩함으로써 달성된다. FHSS 신호(20)가 주파수 드리프트되고 타겟 채널에 더 이상 존재하지 않으면, 디코딩은 CRC 검사를 행하지 못할 것이다. 수신기(42)는 디코딩 처리 동안 모든 FFT 정보를 세이브하고 다음 인접 채널과 함께 평균화된 타겟 채널에서 디코딩 동작을 재개할 것이다. 이것은 타겟 채널의 주파수 보다 고주파 또는 저주파에서 드리프트하는 ERT와 트래킹 기능을 수신기(42)에 부여하는 각 인접 채널에서 수행된다. 그러므로, 본 발명의 수신기(42)에서, FFT는 저전력 송신기 인코더(12)의 기존 FHSS 수신기 보다 감도가양호하다.

FFT가 미약한 신호에 대해서 최상으로 동작하고 FFT를 실행하기 위한 매치에는 시간이 더 걸리므로 수신기(42)는 2 개의 상이한 동작 단계를 양호하게 가진다. 수신기(42)는 강한 FHSS 신호(20)에 대해 RSSI(수신 신호 세기 인디케이터)라 불리는 신호를 실제로 샘플링하고 미약한 FHSS 신호(20)에 대해 FFT 모드로 전환한다. 이러한 듀얼 모드 기능은 자동적이며(수신기는 동작 중에 전력을 결정하고 조정한다), FHSS 신호(20)의 모든 레벨에 대해 우수한 수신을 가능하게 한다.

다시 도 4로 돌아가서, 라디오(14)의 회로도에 대해서 상세히 설명하기로 한다. 도 4의 수신기 보드(42)의 주요 부분은 선형 검출 회로(62), IF 주파수 발생기(72), 믹서(74), IF 증폭기(76) 및 필터(78), A/D 변환기(ADC)(64,66) 및 DSP(52)이다. 안테나(44)로부터 수신된 RF 신호는 910 내지 920 MHz 범위에서 수신된다. IF 주파수 발생기(72)는 840 내지 850 MHz 범위의 주파수를 발생한다. IF 신호(80)를 생성하기 위해, IF 주파수 발생기(72) 신호는 믹서(74)에 주입된 로우측(low side) 신호이다. 믹서(74)를 이용한 다음에, IF 증폭기(76) 및 IF 필터(78)를 이용하여 70 MHz IF 신호를 생성한다. 이 신호는 다음에 고속 A/D 변환기(ADC)(64)와 저속 A/D 변환기(66)를 통과한 후 DSP(52)로 공급된다. 고속 A/D 변환기(ADC)(64)는 70 MHz 신호를 샘플링한다. 이것은 믹서의 디지탈 등가인 신호를 언더샘플링하는 것이다.언더샘플링은 70 MHz IF 신호를 기저대 신호로 변환한다. 이 샘플은 DSP(52)로 공급되고, DSP는 이후 설명하는 64 포인트 FFT를 실행한다. 64 포인트 FFT는 32 주파수빈을 생성하며, 각각의 빈은 256 KHz 폭이다.

본 발명의 양호한 실시예의 도 4의 수신기 보드(42)의 구성요소는 또한 30 dB 이득과 1.2 dB NF를 생성하도록 표면 탄성파(SAW) 필터와 2 개의 선형 증폭기(LNA)로 양호하게 구성된 RF 증폭기(70)를 포함한다. 두 LNA 중 하나가 0.9 db의 NF, -22dBm의 P1dB, -10dBm의 IP3를 가진다. 다른 하나의 LNA는 1.6 db의 NF, 17dB의 이득, +12dBm의 P1dB, 0dBm의 IP3를 가진다. 믹서(74)는 양호하게 +9dB의 CG, -7dBm의 P1dB, -8dBm의 IP3를 가진다. IF 증폭기(76)는 양호하게 9.5dBm의 P1dB와 5.5dB의 NF를 가진다. IF 필터(78)는 양호하게 9dB의 IL과 7 MHz의 대역폭을 가진다. 고속 A/D 변환기는 16.384 MSPS의 레이트로 동작하는 12 비트 변환기인 것이 좋으며, 저속 A/D 변환기(66)는 262.144 KSPS의 레이트로 동작하는 12 비트 변환기인 것이 좋다.

본 발명의 상관기가 기지의 데이터 패턴을 샘플링된 데이터와 비교하면, 양호한 샘플링율은 262.144 KHz의 경우 데이터율의 8 배이다. 이러한 샘플링은 IF의 RSSI(62)에 접속되는 저속의 12 비트 A/D 변환기(66)에 의해서 행해진다. 상관이 있으면, 상관기 출력은 1 비트의 1/8 내에서 동기된다. 이것은 이로부터 패킷(30)의 나머지를 디코딩하기 위한 타이밍을 시작한다. 패킷(30)의 디코딩은 각 비트의 중심의 3/4을 이용하고 각 비트의 처음 1/8과 나중 1/8은 불확실성으로 인해 버려진다. 이 실시예의 특징은 다음과 같다. 본 발명은 나이퀴스트 이론(즉, 샘플링은 유효 데이터 전송율 2 배 이상에서 발생하여야 한다.)에 의해 지시된 샘플링율 보다 작은 비율로 유효 데이터 샘플링을 달성하는 것이 가능하다. 어떤 의미에서 상관기는 디코더로 하여금 광대역 신호에 대한 동기형 전력 검출기로서 동작 가능하게 한다.

패킷(30)의 프리앰블(32)은 20 비트 플러스 1 싱크 비트로 구성되어 있다. 이 데이터는 맨체스터 인코딩되어 상관하기 위한 가능한 42 칩(즉, 전이 상태)을 가진다. 처음의 34 칩을 이용하여 상관하고 최종 6칩을 이용하여 데이터 디코딩을 위한 최상의 빈을 결정한다. 프로세서 설정을 가능하게 하는 상관 및 디코딩 사이에는 2 칩의 지연이 있다. 최종의 6 칩은 1010 패턴으로 되어 있고 일단 상관이 검출된 다음 고속 A/D 변환기(64)는 70 MHz IF 신호를 샘플링할 수 있다. 70 MHz IF 신호는 실제로 언더샘플링된다. 그러나 주파수는 변환한다.

이 실시예에서, IF 신호(80)의 샘플링율은 16.384 MHz이다. 이 데이터는 고속 A/D 변환기(64)에 의해서 DSP(52)로 공급되며, A/D 변환기에 의해 DSP(52)는 데이터율의 2배의 데이터율, 즉 65.536 KHz에서 FFT 동작을 수행 가능하다. 도 5에 개략적으로 도시한 바와 같이 32 주파수빈(82)을 발생하는 64 포인트 FFT가 수행된다. 샘플의 12 세트가 FFT 엔진에 의해 변환된 다음에, 최종 6 칩의 패턴을 매칭하는 에너지에 대해 각각의 주파수빈(82)이 평가된다. 각각의 빈(82)에 대해, 값 1으로 예상되는 모든 샘플이 가산되며(84로 개략 도시됨), 0으로 예상되는 모든 값의 합산(86으로 개략 도시됨)은 각각의 빈(82)에 대해 에너지값(88)을 산출하도록 합산(84)으로부터 감산된다. 빈(82)이 랜덤 노이즈를 포함하고 있으면, 그 빈의 총에너지값(88)은 6 노이즈값 마이너스 6 노이즈값의 합이 낮은 노이즈값이기 때문에 매우 낮게 될 것이다. 상관된 프리앰블을 매치하기 위한 정확한 타이밍의 데이터가 존재하면, 존재하는 평균 에너지를 6 배까지 데이터가 합산하면 잡음은 6 배 감산될 것이다. 실제로 1 값(84)의 합은 신호 플러스 노이즈가 되며 0 값(86)의 합은 신호값의 합만을 남기고 노이즈로서 감산될 것이다. 종단에서 에너지값(88)에 대해 최상위 신호합을 갖는 빈(82)을 신호를 포함하는 빈으로 고려한다. 일단 최상의 빈이 알려진 다음, 그 빈(82)은 플래그되고 샘플링 및 FFT 변환 프로세스가 계속해서 데이터열의 나머지를 거친다.

DSP(52)는 데이터를 2 회 오버샘플링할 때 모든 샘플을 얻기 위한 충분한 계산 능력을 양호하게 갖는다. 그러나 양호한 DSP는 비트 타임 당 1 FFT 만을 수행할 수 있다. 이 실시예에서, 데이터는 버퍼되고 FFT의 제2 세트는 후처리 동작에서 수행된다. 이것은 라디오(14,16)의 기능에서 다소의 지연을 야기시켜 새로운 패킷을 다시 디코딩함으로써 RSSI 라인에 연결된 저속 A/D 변환기로부터 샘플링이 제거된다. 이것은 상관기의 8 회 오버샘플링율에서 실행한다. 그 값을 사용하여 데이터를 디코딩한다. 그 신호가 충분히 강한 신호이면, 데이터는 RSSI 단독으로부터 디코딩될 수 있다. 디코딩이 성공적이면, DSP는 FFT 데이터를 덤프하고 또 다른 데이터 패킷을 다시 찾기 위해 상관기를 스타트한다. RSSI 디코딩이 실패이면 DSP(52)는 FFT의 제2 세트를 수행하고 최상의 빈에서 디코딩을 시도한다. 이것이 실패이면, DSP(52)는 최상의 빈과 다음의 상위빈을 평균화하여 또 다른 디코딩을 수행한다. 이것이 실패이면, 최상의 빈과 하위빈을 다시 평균화한다. 한 시도가 성공하자마자, 데이터는 덤프되고 상관기는 스타트한다. 모든 시도가 실패이면, 패킷은 불량 데이터로서 표시된다. 인접빈과 최상의 빈을 평균화함으로써, 라디오는 하나의 빈에서 다른 빈으로 드리프트하는 신호를 트래킹할 수 있다.

전술한 바와 같이, IF 단 필터(78)로부터의 RSSI 전압은 A/D 변환기(66)로 샘플링되어 DSP(52)로 입력된다. 샘플은 DSP(52) 내부에서 샘플들의 스택으로 놓여지며, 가장 오래된 샘플은 최신의 샘플이 시프트될 때 샘플의 스택으로부터 시프트된다. 스택은 34 샘플 길이이며, 프리앰블(42)의 비트들 중 하나의 비트를 나타내는 각 샘플은 상관된다. 스택의 길이는 본 발명의 성능에 중요한 요소가 아님에 주목해야 한다. 양호한 상관은 이러한 샘플수의 서브세트를 이용하여 나타난다. 샘플수(34)는 전송되는 전체 ERT 프리앰블(32)의 실제 서브세트이다. 새로운 샘플이 취해져 세이브된 후, 스택의 각 샘플은 기지의 예상 프리앰블을 나타내는 값과 비교된다. 양호한 실시예에서, 프리앰블(32) 비트의 기지값이 2진수 1 이라고 예상되면, 그 비트는 1의 값으로 할당되고, 기지의 값이 2진수 0 이라고 예상되면, 비트는 마이너스 1의 값으로 할당된다. 포지션 1로부터 미지의 값을 포지션 1의 기지값에 곱해서 기지값을 비교한다. 다음에, 포지션 2의 미지의 값에는 모든 34 미지의 값에 대응하는 기지의 값이 곱해질 때까지 포지션 2의 미지의 값 등이 곱해진다. 다음에 모든 곱셈 결과가 합산된다. 이것은 샘플의 현재 세트에 상관값을 부여한다. 적절한 시기에 또 다른 샘플이 취해지고 전체 프로세스가 다시 실행된다. ERT 메시지의 데이터율에 의해서 적절한 시기가 결정된다. 전술한 바와 같이, 양호한 구현예에서 신호는 8 회 오버샘플링되어 그 리스트는 기지의 비트 리스트 보다 8 배 길어진다. 샘플링 레이트는 데이터 레이트 보다 8 배 고속이다. 이것에 의해 양호한 실시예에서는 데이터에 대한 보다 정확한 동기화가 가능하다.

상관 동작은 콘볼루션의 디지탈 구현이 바람직하며, 여기서 프리앰블(32)의기지의 함수는 미지의 함수, 즉 데이터 샘플과 비교된다. 34 데이터칩에 대한 상관은 34 비트에 걸쳐서 데이터 샘플을 평균화함으로써 라디오 감도가 효율적으로 증가된다. 실용상 이것은 디코딩될 수 있는 것 보다 6 내지 12 dB 양호한 감도로 프리앰블(32)의 검출을 고려한다. 상관기의 출력은 임계값과 비교된다. 그 임계는 256 개의 원(raw)입력 샘플까지 평균을 취하여 결정된다. 이 평균은 입력 신호 세기의 양호한 척도이며 상관기는 프리앰블의 확률 척도이다. 강한 신호가 있다면, 상관기값과 상관기 임계는 증가한다. 마찬가지로, 두 값은 낮은 신호값으로 감소한다. 조사되는 것은 두 값 사이의 관계이다. 실제 임계는 경험적으로 도출되며 신호 평균의 1 퍼센트이다. 상관기가 이 값을 초과하면, 본 발명은 프리앰블(32)이 존재한다고 추정한다. 검출 확률은 임계 레벨을 조정함으로써 조정 가능하다. 레벨이 낮으면 낮을수록 프리앰블을 찾을 확률은 높아지고 허위 검출의 가능성도 높아진다.

일단 프리앰블이 검출된 다음, 아직 판독되지 않은 프리앰블(32)에는 8 칩이 남아 있다. 이 때 고속 A/D 변환기(64)가 활성화된다. A/D 변환기(66)가 내내 실행되고 있지만 A/D 변환기(66)는 전력을 절감하도록 오프되는 것이 좋다. 고속 A/D 변환기(66)는 IF 신호(70)를 샘플링한다. 다음에 그 샘플은 DSP(52)로 공급되고 DSP는 64 포인트 FFT를 실행하여 32 주파수빈(82)을 생성하며 각각의 빈은 전술한 바와 같이 256 KHz의 폭을 가진다. 각 주파수빈(82)은 실수부와 허수부를 제곱하여 그들을 함께 가산함으로써 멱(power)으로 변환되는 복소수로 양호하게 표현된다. 이러한 프로세스를 시작하는 데 다소 시간이 걸리므로, 입력 프리앰블의 다음 두데이터 샘플은 양호하게 버려진다. 이것에 의해 예상 상태가 기지인 입력 프리앰블의 6 비트가 남겨진다. DSP가 찾고자 하는 것을 알기 때문에, DSP(52)는 기지의 패턴에 대한 다음의 6 비트 샘플의 주파수빈(82)을 조사한다. 예상된 프리앰블을 갖는 시간에 따른 101010 패턴(12 기지의 칩을 나타내는)을 포함하는 빈(82)이 있는 경우, 그 빈은 도 5의 설명과 관련하여 기술된 최상의 빈과 같은 레이블이다. 이것은 필수적으로 초기 "주파수 조정"이 달성되는 방법이다. 그것은 실제로 주파수를 조정하는 것이 아니라 전송이 일어나는 주파수를 결정하는 것이다. 일단 최상의 빈이 결정되면, DSP는 FFT 알고리즘을 사용하여 그 채널에 대해 ERT 메시지(30)의 본문(34)을 디코딩한다. ERT 메시지(30)가 CRC 에러 검출 바이트(36)를 포함하고 있기 때문에, 디코딩이 CRC 검사를 통과하면 성공적인 디코딩을 결정하는 것이 가능하다.

디코딩이 행해지는 동안 FFT 처리로부터 모든 데이터가 양호하게 세이브된다. 디코딩이 양호한 CRC 검사를 찾는데 실패하면, 수신기는 ERT 메시지(30)를 미싱할 수 있는데 이는 FHSS 신호(20)가 주파수 드리프트되고 두 빈(82) 사이의 경계 우측에 있기 때문이다. 이 예에서, 디코딩의 FFT 프로세스는 다음의 상위 인접빈으로 평균된 최상의 빈을 나타내는 데이터에서 반복된다. 메시지가 고주파수로 드리프트되면, 그의 에너지의 일부를 다음 상위빈(82)으로 이동할 것이다. 메시지가 저주파수로 드리프트되면, 그의 에너지의 일부를 다음 하위빈(82)으로 이동할 것이다. 양호한 실시예가 인접빈의 단순 평균화를 이용하고 있지만, 이러한 프로세스를 달성하기 위해 다른 조합의 방법이 이용 가능하다. 최상의 빈과 관련된 주파수에인접한 빈으로부터 데이터를 이용함으로써 본 발명의 양호한 실시예에서는 ERT 메시지(30)를 주파수 트래킹 가능하다. CRC가 인접 상위빈에서 평균화함으로써 실패하면, 디코드는 최상의 빈과 인접 하위빈의 평균화를 실행함으로써 메시지를 저주파수 트래킹한다. 이러한 디코딩 프로세스를 통해 라디오에서 발진기가 조정되지 않는다. 트래킹은 FFT 주파수빈의 출력의 결과이고 그 신호는 빈을 가로질러 트래킹된다.

본 발명에 따른 수신기(42)의 양호한 실시예와 FHSS 수신기의 이전 변형 사이의 또 다른 차이는 레거시 라디오(legacy radio)가 항상 로그 응답과 함께 ERT 신호 검출기를 사용한다는 것이다. 이것은 신호 검출기가 큰 "동적 범위"를 갖는 것으로서 알려진 미약한 ERT 신호와 강한 ERT 신호를 찾는 것을 의미한다. 로그 검출기의 문제점은 검출기가 간섭 신호의 존재에 영향을 받기 쉽고, 간섭 신호는 기본적으로 검출기를 한 사이드로 고정하여 검출기로 하여금 ERT 신호를 효율적으로 찾을 수 없다는 것이다. 이러한 문제점의 영향은 수신기(42) 고유의 검출에 대해 훨씬 넓은 윈도우에 의해 복잡해질 것이다. 이러한 문제점을 해결하기 위해 수신기(42)는 대역내 다른 간섭 에너지가 존재하지 않는 소(小) ERT 신호와 다른 간섭 에너지가 존재하는 소 ERT 신호를 찾을 수 있는 선형 검출기(62)를 이용한다. 선형 검출기가 직면하는 문제는 검출기가 통상 작은 동적 범위를 나타낸다는 것이다. 본 발명의 양호한 실시예의 수신기(42)는 미약한 신호에 대해 매우 민감한 전단 증폭기(71)를 이용하여 이를 보상하고 대(大) ERT 신호를 가라앉히기 위해 감쇠 스위치한다. 이것은 필수적으로 최상의 두 세계, 즉 광범위한 동적 범위 및 대역내간섭에 대한 저감도를 제공한다.

FFT 엔진에 의한 미약한 신호의 처리가 기억된 데이터에 대해서 반복될 수 있는 디지탈 신호 처리이기 때문에 본 발명은 샘플링율과 DSP의 처리 능력에 따라서 복수 DSP 또는 단일 DSP에서 세그먼트된 쓰레드로서 구현될 수 있는 복수 FFT 엔진에 디지탈 샘플열을 다중화하여 복수 메시지 패킷(30)을 동시에 처리하기 위한 능력을 갖게 한다.

본 발명이 양호한 실시예와 관련하여 기술되었지만 본 발명의 형태에 대한 많은 변화 및 변형이 행해질 수 있고 본 발명의 범위가 청구 범위 내에 있음이 자명하다.

본 발명에 의하면 본 발명의 FHSS 시스템은 시간에 따라 드리프트 가능하게 되는 자주(自走) 국부 발진기를 구비한 종단점 송신기의 배치를 고려하며, 종단점 송신기에 의해서 송신된 메시지들 사이에서 주파수가 가변할 수 있고, 단일 메시지의 전송 중에도 드리프트를 허용할 수 있는 수신기에 대한 강건한 설계를 제공한다. 본 발명에 따르면 전반적인 시스템 성능이 향상되고 시스템의 일부로서 배치되는 수백 또는 수천개의 종단점 송신기 가격을 현저히 떨어뜨릴 수 있는 강건한 수신기를 제공할 수 있다.

Claims (20)

1. 데이터를 전송하기 위한 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템(무선 대역 확산 통신 시스템)(a wireless spread spectrum communication system)으로,

   주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호를 통해 데이터를 전송하는 복수의 종단점 송신기(a plurality of end point transmitters)에서, 상기 전송 신호(데이터)는 주파수 안정화없이 송신되는 복수의 종단점 송신기와,

   상기 주파수 호핑 확산 스펙트럼 신호에 응답하는 적어도 하나의 수신기를 포함하며, 상기 수신기는

   상기 확산 스펙트럼 신호의 프리앰블의 적어도 제1 부분을 샘플링하고 상관 확률(a probability of correlation)을 결정하도록 기지의 프리앰블 패턴(a known preamble pattern)과 상기 프리앰블의 적어도 제1 부분을 상관하는 상관기(correlator)와,

   상기 상관 확률에 따라 알고리즘을 상기 확산 스펙트럼 신호에 적용하여 상기 프리앰블의 적어도 제2 부분에 의거하여 상기 확산 스펙트럼 신호의 협대역 주파수를 트래킹하고 상기 프리앰블 다음에 이어지는 상기 확산 스펙트럼 신호 내에서 인코드된 데이터를 디코딩하는 신호 처리기를 포함하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 신호 처리기는 디지탈 신호 처리기(DSP)인 것인 무선확산 스펙트럼 통신 시스템.
3. 제1항에 있어서, 상기 확산 스펙트럼 신호의 협대역 주파수를 식별하고 상기 신호 내에서 데이터를 디코딩하기 위해 사용되는 알고리즘은 고속 푸리에 변환(FFT) 알고리즘인 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
4. 제3항에 있어서, 상기 FFT 알고리즘은 복수빈(bin)을 발생하도록 샘플링된 데이터에 대해서 연산하고 각 빈은 상기 신호 내의 상이한 협대역 주파수에 대응하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
5. 제4항에 있어서, 상기 FFT 알고리즘은 인코딩된 데이터 신호를 포함하는 협대역 주파수로서 최상위 값을 가진 빈을 결정하도록 예상된 칩값에 대해 각빈에서 복수의 칩값을 가산하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
6. 제3항에 있어서, 상기 상관기에 공급된 신호의 세기를 평가하고 상기 상관기에 공급된 신호의 세기가 상기 프리앰블에 이어지는 상기 신호 내에서 인코딩된 데이터의 디코딩을 수행하기 충분히 강한 신호이면, 상기 신호 처리기는 상기 프리앰블에 이어지는 상기 신호 내에서 인코딩된 데이터를 디코딩하기 위해 FFT 알고리즘을 이용하지 않는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
7. 제1항에 있어서, 상기 상관기는 수신 신호 세기 인디케이터(RSSI)에 접속된 12 비트 A/D(아날로그-디지탈) 변환기를 이용하여 데이터를 샘플링하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
8. 제7항에 있어서, 상기 확산 스펙트럼 신호를 수신하여 그 신호를 베이스 신호와 혼합해서 중간 주파수를 발생하며 상기 상관기 및 신호 처리기에 중간 주파수 신호로서 공급하는 믹서를 더 포함하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
9. 제1항에 있어서, 상기 상관기는 상기 확산 스펙트럼 신호의 광대역 주파수의 적어도 66 퍼센트 이상 샘플링하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
10. 제1항에 있어서, 상기 상관기는 상기 디지탈 신호 처리기를 이용하여 구현되는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
11. 제10항에 있어서, 상기 디지탈 처리기에는 2 개의 샘플링된 입력이 공급되며, 제1 샘플링된 입력은 제1 속도로 동작하는 제1 A/D 변환기로부터 입력되며, 제2 샘플링된 입력은 제2 속도로 동작하는 제2 A/D 변환기로부터 입력되고, 상기 제2 속도는 상기 제1 속도 보다 느린 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
12. 제11항에 있어서, 상기 제 2 A/D 변환기의 입력에 동작 가능하게 접속된 수신 신호 세기 인디케이터(RSSI) 검출기를 더 포함하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
13. 제1항에 있어서, 상기 수신기는

    상기 신호를 동작 가능하게 수신하며 신호 세기에 따라서 상기 신호를 선택적으로 감쇠하는 스위칭 가능한 전단 증폭기(a switchable front-end amplifier)와,

    상기 전단 증폭기의 출력과 상기 상관기의 입력에 동작 가능하게 접속된 선형 검출기를 더 포함하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
14. 제1항에 있어서, 상기 신호는 인코딩된 데이터의 데이터율 보다 2배 느린 데이터율로 상기 인코딩된 데이터의 디코딩 동안에 샘플링되는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
15. 제1항에 있어서, 상기 신호는 상기 인코딩된 데이터의 디코딩 동안 동일하지 않은 간격으로 샘플링되는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
16. 제1항에 있어서, 상기 신호는 비트 주기의 엣지 부분에서 샘플링없이 상기 비트 주기의 중간 부분에서 인코딩된 데이터의 디코딩 동안 샘플링되는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
17. 제16항에 있어서, 상기 중간 부분은 상기 비트 주기의 75 퍼센트 이하를 나타내는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
18. 제1항에 있어서, 상기 상관기는 상기 신호에서 인코딩된 데이터에 대한 프레임 동기화 및 비트 동기화를 수립하도록 동작하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
19. 제1항에 있어서, 상기 신호 처리기는 상관 확률이 임계치 보다 큰 경우에 만 알고리즘을 초기화하는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.
20. 제19항에 있어서, 상기 임계치는 소정수의 원입력 비트의 평균에 기초해서 수립되는 것인 무선 확산 스펙트럼 통신 시스템.