KR20020029927A - 벌크 음파 디바이스 및 그 설계 방법, 무선 주파수 대역통과 필터, 무선 주파수 수신기 및/또는 송신기 - Google Patents

Abstract

벌크 음파 디바이스는 디바이스의 공진 주파수에서 하나의 공진기 소자(14₁)에 인가되는 신호(26)가 공진기 소자(14)의 압전층 사이를 음향적으로 결합시킴으로서 다른 공진기 소자(14₂, 14₃, 14₄)에 결합되도록 횡방향으로 이격된 다수의 공진 소자(14)를 갖는다. 두 개의 외부 공진기 소자(14₁, 14₅)와 적어도 하나의 내부 공진기 소자(14₂, 14₃, 14₄)가 존재한다. 내부 공진기 소자의 단자는 전기적으로 함께 접속된다. 이러한 접속은 입력과 출력 상부 전극 사이의 기생 캐패시턴스를 줄임으로써 내부 공진기 소자의 기생 캐패시턴스의 효과를 제거하는 AC 단락을 제공하고, 디바이스의 입력과 출력 사이에 전자기 차폐를 제공한다.

Description

벌크 음파 디바이스 및 그 설계 방법, 무선 주파수 대역 통과 필터, 무선 주파수 수신기 및/또는 송신기{A BULK ACOUSTIC WAVE DEVICE}

셀룰러 전화 송수신기(cellular phone handsets)와 같은 이동 통신 제품은 작고 가벼울 것이 요구된다. 미래에는 예컨대, 손목 시계나 옷 속에 통합된 더욱 소형의 통신 장치가 이용가능할 것으로 예상된다. 그러한 모든 제품은 간섭, 즉 동일한 핸드셋(handset) 내의 송신기 및/또는 원치 않는 외부 생성 신호로부터 수신 신호를 보호하기 위해 대략 0.5 GHz 내지 10 GHz의 범위를 포함하는 무선 주파수(RF) 필터를 필요로 한다. 이들 필터는 적절한 신호 대 잡음 비(signal-to-noise ratio)를 달성하기 위해 저역 통과 삽입 손실(low pass-band insertion loss)(전형적으로 < 2 dB)을 가져야 한다. 이를 달성하기 위해서, 필터의 기본 구성 블록(basic building block)인 공진기는 높은 양호 계수 Q를 가져야 한다. 이는 동일 주파수에서 공진기에 의해 주기 당 손실된 에너지에 의해 분할되는 공진 주파수에서의 공진기 내에 주기 당 저장되는 에너지로 정의된다. 전형적으로, 500을 초과한 Q의 값이 바람직하고 달성가능하다.

공진기는 보통 공동 내에서 소정의 정상파(standing wave)의 형태를 취한다. 이산적 반사 및 분산형 반사(discrete and distributed reflections) 모두가 사용될 수 있다. 통상의 벌크 음파 및 표면 음파(surface acoustic wave : SAW) 공진기는 이들 두 개의 옵션에 의존하는 공진기의 예이다. 공동(cavity)의 길이는 전형적으로 공진 주파수에서 사용되는 모드의 꼭 1/2 파장이기 때문에 크기를 최소로 유지하기 위해서는 이산적 반사가 바람직하다. 따라서, BAW 공진기는 잠재적으로는 100 파장의 오더(order)의 공동 길이(cavity length)가 요구될 수 있는 SAW 공진기보다 훨씬 더 작을 수 있고, 이런 이유로 바람직하다.

음파 또는 전자기파에 의존하는 공진기가 이용가능하다. 음파 공진기는 2 가지의 원리적 이유로 전자기파를 사용하는 사람들에게 선호된다. 먼저, 재료 내에서 진행하는 음파의 속도는 전자기파의 속도보다 낮은 전형적으로 4 내지 5 오더(order)의 크기이므로, 실질적인 크기 감소는 임의의 주파수에 대해 가능하다. 두 번째로, 달성가능한 역학적 양호 계수는 전형적으로 동일한 재료에 대해 달성가능한 전기적 양호 계수보다 더 크다.

두 개의 일반 유형의 BAW 공진기가 RF 애플리케이션을 위해 연구되어 왔다. 이들 중 제 1 애플리케이션에서, 박막 멤브레인(a thin membranes)은 공진공동(resonating cavity)을 형성한다. 이러한 방법은 박막이 부서지기 쉽고 스트레스에 의해 야기된 비틀림을 받기가 쉽기 때문에 매력적이지 못하다. 두 번째 애플리케이션에서는 도 1에 도시된 바와 같은 소위 SMR(solidly-mounted resonance)이 사용된다. 이러한 것과 같은 디바이스 내에서, 하나 이상의 음향 부정합층(acoustically mis-matched layer)(2)은 기판(4) 상에 실장되고 음파를 반사시키는 역할을 한다. 상부 전극(6) 및 하부 전극(8)은 압전층(a piezoelectric layer)(10)에 의해 분리된 기판(4) 상에 형성된다. 반사기층(들)은 고체 기판 상에 형성되고, SMR의 구조는 튼튼하게 된다.

도 1에 도시된 BAW 공진기에서, 전기적 에너지 및 역학적 에너지 사이에 필요한 전환은 전극(6₁, 6₂, 8)이 형성되는 두 금속층 사이에 배치되는 압전 재료층(10)에 의해 달성된다. SMR은 박막 공진기보다 더욱 분산된 반사를 사용하지만, 양 경우에서 두께는 기판에 의해 지배적으로 결정되기 때문에 공진기 크기가 엄청나게 증가하지는 않는다. 각각의 상부 전극(6₁, 6₂)은 하부 압전층 및 하부 전극을 갖는 개개의 공진기를 규정한다. 이들 두 개의 공진기는 두 개의 공진기 사이에서 공통 하부 전극(8)과 유효하게 직렬 접속된다. 공진기는 단일 포트 디바이스이다. 도 1에 도시된 구조물에서, 두 개의 단자는 전극(6₁,6₂)에 의해 형성된다.

최근에 보고된 RF 필터는 사다리형 또는 격자형 구조(a ladder or lattice configuration) 중 하나로 SMR을 전기적으로 접속시킴으로써 구성된다. 필터의 사다리형 구조는 적어도 2 dB보다 작은 통과 대역 삽입 손실(pass band insertionloss)과 매우 낮은 레벨의 의사 응답(spurious response)으로 우수한 성능을 증명하였다. 그러나, 그러한 구성에는 많은 단점이 존재한다. 예컨대, 음향 공진으로부터 제거된 주파수에서 각각의 공진기는 캐패시터로서 나타나고, 전체 필터 정지 대역 응답은 본질적으로 캐패시터 네트워크의 정지 대역 응답이 된다. 이는 단지 정지 대역을 줄이기 위한 부가적인 공진기에 대한 필요를 초래한다. 결과적으로, 점유된 면적과 통과 대역의 삽입 손실 모두는 선택도(selectivity)를 개선시킴이 없이 증가된다. 적절한 정지 대역 레벨을 위해서는 많은 수의 공진기(가령, 대략 45 dB 정지 대역에 대해 최소 9 개의 공진기)가 필요하다. RF 애플리케이션 내의 필터를 최소화하려는 추세에 따르면, 이는 심각한 문제이다.

게다가, 사다리형 구조의 직렬 및 병렬 공진기는 각 공진기의 배치로 인해 상이한 주파수 상에 초점을 두어질 것이 요구된다. 예컨대, 이는 매우 정확한 두 개의 부가적인 매스 부하 층(mass-loading layer)이 직렬 공진기의 공진 (최소 임피던스) 주파수에 대한 그들의 반 공진(anti-resonance) (최소 어드미턴스) 주파수를 줄이기 위해 병렬 공진기 상에 증착되어야 함을 의미한다.

도 2는 도 1에 도시된 것과 같은 통상의 BAW 공진기에 대한 전기적 등가 회로 모델의 개략도를 도시한다. C_o는 공진기의 정적 캐패시턴스(static capacitance)이고, C_m, L_m은 각각 운동 캐패시턴스 및 인덕턴스(motional capacitance and inductance)이며, R_m은 공진기의 역학적 손실(mechanical losses)을 특징짓는 운동 저항(motional resistance)이다. 공진 주파수는 f_o=1[2π(C_mL_m)^1/2]로 주어지고, 비부하(unloaded) 양호 계수는 Q_u=(2πf_oL_m)/R_m에 의해 주어진다.

박막 벌크 음파 공진기에 대한 제조 공정은 당업자에 의해 알려질 것이다. 예컨대, 국제 특허 출원 번호 제 98/16957 호는 박막 벌크 음파 공진기와 그 제조 방법을 개시하는데, 그 내용은 본 명세서에 참조로 인용된다.

전술한 바와 같이, 필터에서, 최적의 필터 특성을 얻기 위해 하나 이상의 공진기를 서로 전기적으로 접속된 격자 또는 사다리형 구조로 배치하는 것이 통상적이다. 도 1에 도시된 것과 같은 많은 필터를 접속시키는 것은 각각의 공진기 내의 정적 캐패시턴스 C_o의 존재로 인해 설계 유연성(design flexibility)의 고유한 부족을 야기한다. 그 결과, 버터워스 혹은 체비셰프(Butterworth or Chebyshev)와 같은 표준 이상적 필터 유형과 유사하게 구현하는 것은 쉽지 않다. 사다리형 구조인 공진기의 전기적 접속은 상이한 주파수에 초점이 맞추어진 직렬 및 병렬 공진기에 대한 필요성도 야기한다.

발명의 개요

본 발명에 따르면, 기판 상에 형성된 하나 이상의 음향 반사기 층(acoustic reflector layers)과, 전술한 음향 반사기 층 또는 층들 상에 형성된 하부 전극(a lower electrode layer)과, 전술한 하부 전극 상에 형성된 압전 층(piezoelectric layer)과, 전술한 압전층 상에 형성된 적어도 3 개의 상부 전극층 - 각각의 상부전극은 하부 전극과 적어도 부분적으로 겹치고 하부 압전 층의 일부 및 하부 전극과 함께 공진 소자를 규정함 - 을 포함하되, 전술한 상부 전극은 디바이스의 공진 주파수에서 전술한 상부 전극과 전술한 하부 전극 사이에 인가된 신호가 압전 층 일부 사이의 음향 결합에 의해 다른 공진기에 결합되고, 전술한 상부 전극들은 두 개의 외부 상부 전극 및 적어도 하나의 내부 상부 전극이 존재하도록 배치되고, 각각의 내부 전극은 전기적으로 하부 전극에 접속된다.

본 발명은 SMR을 사용하는 장치를 제공하는데, 이는 전기적으로 결합되기보다는 오히려 음향적으로 결합된다. 이 음향 결합은 디바이스가 더 작아지게 하고 더 유연한 필터 디자인을 이끌어낸다. 전극 사이의 전기적 접속은 내부의 상부 전극 및 하부 전극 사이에 고정 전위를 제공할 만큼 강하다. 이러한 전위는 바람직하게 0이고, 그들은 바람직하게 접지된다(earthed). 이 접지는 입력 및 출력 상부 전극 사이의 기생 캐패시턴스를 줄임으로써 디바이스의 입력 및 출력 사이에 전자기 차폐(shielding)를 제공한다.

내부 상부 전극 및 하부 전극 사이의 접속은 전형적으로 하나 이상의 비아에 의한다.

바람직하게, 각각의 공진기는 동일한 공진 주파수에 초점이 맞추어진다. 이는 더 단순한 층 구조를 가능하게 하고, 모든 공진기가 병렬 암(arms)을 형성하기 때문에 가능한데, 직렬 암의 등가물은 인접 공진기 사이의 음향 결합에 의해 반드시 제공된다. 따라서, 고차 필터를 달성하기 위해 기존 설계처럼 정지 대역 레벨만을 줄이기 위해서라기 보다는 디바이스 내에 공진기의 수를 증가시키는 것이 가능하다. 따라서, 통상의 사다리형 구조에 의존하지 않고 직렬 공진기의 공진 주파수와 동일한 주파수에서 병렬 공진기가 반 공진 주파수 설정을 갖는 필터 설계를 사용하는 것이 가능하다. 본 발명은 제조의 단순함을 개선하여 디바이스 제조 비용을 절감한다.

바람직하게, 횡방향으로 배치된 상부 전극들 사이의 분리는 0.5와 2.0 ㎛ 사이이고, 더욱 바람직하게는 0.7과 1.3 ㎛ 사이이다. 1 ㎛의 오더(order)의 분리를 갖는 것은 인접 상부 전극과 관련 공진기 사이의 음향 결합이 달성되도록 보장한다.

바람직하게, 압전 층은 실질적으로 공진 주파수에서 우세한 음향 모드의 1/2 파장과 같은 두께를 갖도록 선택된다.

본 발명의 제 2 특징에 따르면, 2 개의 외부 공진기와 하나의 내부 공진기를 갖는 벌크 음파 디바이스를 설계하는 방법이 제공되는데, 그 공진기 각각은 인접 공진기 또는 공진기들에 대해 횡방향으로 이격되고, 각각의 공진기는 상부 전극, 하부 전극 및 그 사이의 압전층을 갖고, 전술한 방법은 상기 전극의 위치 내에서 단일 발진 모드를 에너지 트래핑(energy-trapping)하기 위한 최적의 상부 전극 폭을 결정하는 단계와, 선택된 필터 유형에 대해 정규화된 저역 통과 표준 값(lowpass prototype values)을 결정하고 이들로부터 외부 공진기의 부하 양호 계수를 결정하는 단계와, 외부 공진기의 부하 양호 계수에 따라, 필터의 외부 상부 전극에 필요한 면적을 결정하는 단계와, 이들 면적과 단일 모드를 에너지 트래핑하는 최적의 전극 폭에 따라, 외부 전극 각각의 길이를 계산하는 단계와, 결합계수(coupling coefficient)와 공진기간 간격(inter-resonance spacing) 사이의 사전결정된 관계에 따라, 정규화된 저역 통과 표준 값으로부터 공진기간 결합 계수를 결정하고, 그런 다음 공진기들 사이의 갭(gap)의 폭을 결정하는 단계를 포함한다.

본 발명은 벌크 음파(a bulk acoustic wave : BAW) 디바이스 및 그 제조에 관한 것이고, 구체적으로는 솔리드 실장 BAW 공진기(solidly mounted BAW resonator)를 포함하는 필터에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 그러한 필터를 포함하는 통신 장비(예컨대, 무선 주파수 수신기 및/또는 송신기)에 관한 것이다.

본 발명의 예는 이제 첨부한 도면을 참조하여 상세히 기술될 것이다.

도 1a 및 1b는 각각 2 개의 직렬 접속 공진기로서 형성된 통상의 솔리드 실장형 BAW 공진기에 대한 단면도 및 평면도,

도 2는 통상의 BAW 공진기에 대한 전기적 등가 회로,

도 3 및 4는 각각 본 발명에 따른 필터의 예의 평면도 및 단면도,

도 5는 도 3 및 도 4의 필터에 대한 전기적 등가 회로,

도 6은 디바이스의 입력 및 출력 사이의 기생 캐패시턴스의 3 개의 상이한 값에 대해 도 5의 회로에 의해 예시된 본 발명에 따른 5차 필터의 응답 특성,

도 7은 Q의 3 개의 상이한 값에 대한 도 6의 필터의 통과 대역 응답의 변화를 도시한 도면.

도 3 및 4는 본 발명에 따른 5 차 필터에 대해 가능한 구성을 각각 평면도 및 단면도로 도시한다. 박막 층 구조는 본질적으로 도 1에 도시된 것이고 이하 도 4를 참조하여 기술된다. 도시된 구성은 공통 모드 접속에 적합하다.

도 3 및 4를 참조하면, 필터(12)는 금속(18)의 상부 층으로부터 형성된 상부 전극(14₁내지 14₅)의 세트를 갖는다. 상부 전극(14₁, 14₅)은 디바이스의 입력 및 출력 전극으로서 기능하고, 전극(14₂내지 14₄)과 전기적으로 격리된다. 전극(14₂내지 14₄)을 접지로 접속시키는 많은 접지 접촉부(earthing contacts)(20)가 제공된다. 접촉(20)는 플립 칩 접속 또는 와이어 본드 접속(flip-chip or wire-bond connections)이 가능한 위치를 나타낸다. 금속(32)의 하부 층이 제공되고 이 예에서 금속 하부 층은 두 개의 비아(22)에 의해 전극(14₂내지 14₄)의 접속에 의해 접지된다. 금속의 상부 층과 하부 층을 분리시키는 압전층(30)이 제공되고 상부 전극(14₁, 14₂) 사이의 디바이스에 인가된 전기 신호를 음향 진동으로 전환시키는 역할을 한다. 도 3의 레이아웃(layout)은 필터의 차수와 동일한 수, 즉 이 예에서는 5 개의 공진기를 갖는다. 도 1에 도시된 바와 같이, 하나 이상의 음향 부정합층(24)은 기판(25) 상에 실장되고 압전층(30)에 의해 생성된 음파를 반사하는 역할을 한다.

사용 중에, 전기 신호는 전극(14₁)에 접속된 입력(26)에 의해 수신되어, 압전 재료층(30) 내에서 음파를 생성한다. 이하 상세히 설명되겠지만, 음파는 음향 부정합 층(24)에서 반사되고 디바이스의 공진 주파수에서의 파는 음향적으로 전극(14₂)에 결합된다. 이러한 과정은 신호가 출력(28)을 통해 전극(14₅)로부터 출력될 때까지 연속 쌍의 전극 사이에서 반복된다.

층 구조에 의해 지원된 음향 모드는 단일 결정 내에 존재하는 것과 상당히 다르다. 도 3 및 도 4에 도시된 공진기 및 필터는 특정 모드의 발진을 사용하는데, 즉 공진 주파수가 다른 치수보다는 공진기의 두께(즉 압전층과 전극층의 결합된 두께)에 의해 대부분 결정되는 두께 모드(thickness modes)를 사용한다. 필터는 "에너지 트래핑"에 의존하는 음향 결합 공진기를 사용한다. 이는 음향 진동을 공진기의 전극 영역에 국한하는 것이고, 공진기의 전극 및 비전극 영역(unelectroded area)의 상이한 도파 특성 및 차단 주파수 때문에 발생한다. 관련 유도 파는 비전극 영역의 컷오프 모드(cutoff mode)일 것이 요구되어, 저장된 에너지는 전극 에지(edge)의 거리에 따라 빠르게 사라지게 된다. 전극의 폭은 에너지 트래핑되는 모드의 수를 결정하지만, 사라지는 에너지의 소멸의 공간적 비와 인접 공진기 사이의 갭의 폭은 그들 사이의 결합의 정도를 결정한다. 0.5 내지 2.0 ㎛이고 바람직하게는 0.7 내지 1.3 ㎛인 영역 내에 인접한 공진기의 에지 사이의 분리는 만족할 만한 양의 음향 결합을 제공한다.

일반적으로 SMR은 TE1으로 알려진 최하 두께 확장 모드(lowest thickness extensional mode)에 의존하는데, 이를 위해 입자 모드는 표면(적어도 1차 근사법)에 수직이다. 이러한 특정 모드의 여기(excitation)는 압전 재료의 증착된 박막의 배향의 결과이다. 압전층으로서 사용하기 위한 추천 재료는 자연스럽게 ZnO, AIN, PZT 및 PLZT와 같은 c 축 정규 층(c-axis normal layers)을 형성하는 임의의 재료일 수 있다.

1차 SMR 모델에서, 공진 모드는 모든 주파수에서 순수한 두께 확장(TE) 모드인 것처럼 나타나서, 다른 모드로의 결합이 고려되지 않게 된다. 제시된 구조에 대해, 전계 변화와 층 표면과 평행할 뿐만 아니라 수직 방향인 입자 운동의 구성 성분을 고려하는 것이 필요하다. 전계 등식은 각각의 모드와 각각의 영역에 대해 주파수의 함수(즉, 분산 관계)인 파수(wavenumber)를 얻기 위해 해결되어야 한다. 이들 해결책은 어느 층 구조 및 두께가 발진을 지원할 수 있고, 에너지 트래핑 모드를 지원할 것 같은지를 나타낸다. 전극, 갭 폭 및 내부 공진기 사이의 관계도 분산 관계로부터 유도된다.

본 발명의 디바이스 내의 음향 결합은 전형적으로 모든 두께 확장(TE) 및 두께 전단 변형(TS) 모드로부터 기인한다. 그러나, 다른 모드는 제시된 구조가 최적으로 디자인되지 않았다면 수용할 수 없는 의사 응답을 일으키는 레벨에서 여기될 수 있다.

도 5는 도 3의 공진기에 대한 전기적 등가 회로를 도시한다. 회로는 도 2에 도시된 것과 같이 평행으로 접속된 많은 회로를 포함한다. 공진기 사이의 음향 결합은 내부 공진기(즉, 모두 입력과 출력 공진기로부터 떨어져 있음)가 공진기의 전기 단자에 의해 신호를 전송하지 않음을 의미한다. 이는 이들 단자가 전기적으로 예를 들어, 모두 접지되게 하는데, 이는 이들 공진기의 정적 캐패시턴스의 효과를 제거한다.

도 5에 도시된 바와 같이, 음향 결합은 인덕터 등가 전기 회로 모델 내의 인접 공진기 사이의 상호 인덕턴스 M을 특징으로 한다. 상호 인덕터 M_j,j+1는 인접 공진기 각 쌍의 운동 인덕턴스 L_m,j및 L_m,j+1사이에 포함된다. 정적 커패시턴스는 이러한 특정 디자인에서 이들 공진기의 전극 모두가 접지되기 때문에 내부 공진기 각각으로부터 배제되고, 따라서 출력 C_o를 단락시켜 필터 디자인 유연성을 증가시킨다. C_p는 정전기 분석을 사용하여 결정될 수 있는 입력 및 출력 상부 전극 사이의 기생 캐패시턴스이다. (각각의 단부 공진기에 대한) C_o와 (모든 공진기에 대한) C_m, L_m및 R_m은 공진기의 1차 음향 전계 모델로부터 얻을 수 있다.

M_j,j+1의 결정은 (적어도) 2차 음향 전계 모델을 필요로 하고, 포함된 그 외의 차수는 도 3 및 4의 공진기의 짧은 면과 평행한 방향(x 방향)이다. 이들 구성 성분의 대략적 값은 두 개의 인접한 공진기에 대한 회로 모델과 2차 모델에 의해 예정된 공진 주파수를 정합시킴으로써 주어진다. 또한, 각각의 갭 폭 및 상호 인덕턴스 값은 이하 기술될 필터 설계 프로시쥬어에 필요한 결합 계수에 대응한다. 상호 인덕턴스 및 결합 계수의 보다 높은 값은 공진기간(inter-resonator) 간격에 대응한다.

본 발명에 따른 BAW 디바이스의 설계는 이제 더 상세히 기술될 것이다. 필터의 원하는 중앙 주파수 f_o에서 독립형 공진기에 적합한 층 구조가 결정되고 1차 모델이 정규 단일 공진 등가 회로 구성 성분 값(즉, 유닛 영역에 대한 값)을 결정하는 데 사용된다고 가정된다. 그 다음, 도 3 및 도 4의 레이아웃에 대해 가능한 필터 설계 프로시쥬어는 다음과 같다.

단일 모드를 에너지 트래핑하기 위한 최적의 공진기 주파수를 결정하는 데 2차 모델을 사용하자. 그런 다음, 필터 종류로부터 버터워드 또는 3 dB 대역 폭, 필터 차수 및 대역 통과 리플을 갖는 소정의 원하는 유형과 같은 필터 유형이 선택된다.

그런 다음, 대응하는 소위 "정규화된 저역 통과 표준(normalized low-pass prototype)" 값은 간행된 검색 표로부터 계산되고 얻을 수 있다. 이들 값으로부터, 입력 및 출력 공진기, 즉 필터의 입력 및 출력에서의 공진기의 부하 양호 계수 Q_L과 역정규화된 단일 공진기 등가 회로 구성 성분 값이 계산된다. 멱정규화된 정적 캐패시턴스는 이들 2 개의 공진기에 필요한 면적을 결정하기 위해 사용된다.

이들 면적과 단일 모드를 에너지 트래핑하기 위한 사전계산된 최적 폭으로부터, 입력 및 출력 공진기의 각각의 길이가 계산된다. 초기에 내부 공진기의 폭 및 길이는 동일한 값으로 설정될 수 있다. 정규화된 저역 통과 표준 값으로부터, 인접 공진기 사이의 결합 계수를 정량화하는 데 사용되는 공진기간 결합 계수를 계산하고 역정규화한 다음, 공진기 사이의 갭의 폭 및 등가 회로 모델에 대한 상호 인덕턴스의 제 1 추정치를 결정하는 데, 결합 계수와 공진기간 간격 사이의 사전결정된 관계를 사용하는 것이 필요하다.

마지막으로 응답이 가능한 한 특정 응답에 가깝게 되도록 공진기 및 갭 폭을 최적화하고 원하지 않는 모드에 대한 결합으로 인한 응답이 적절하게 차단되는 것을 보장하기 위해 완전 2차 음향 전계 모델이 사용될 수 있다.

도 3 및 4를 참조하여 기술된 필터 구조를 적용함으로써 수많은 이점을 얻는다. 우선, 필터의 소정의 구성에 대해, 극 정지 대역 레벨(ultimate stop-band level)은 입력과 출력 사이의 전자기 (주로 용랭성) 결합에 의해 열화된다. 도 3과 같이, 입력과 출력을 제외하고 모든 전극을 접지시키기 위해 비아 및 다른 접속을 사용함으로써, 최대 차폐가 획득된다. 두 번째로, 전술한 바와 같이, 설계 유연성을 제한하는 내부 공진기의 원하지 않는 기생 정적 캐패시턴스가 유용한 운동 성분을 변경하지 않고 효율적으로 제거된다. 마지막으로, 모든 공진기는 동일한 주파수에 초점이 맞춰져서 동일한 층 구조를 사용할 수 있기 때문에 음향 결합 공진기를 사용하는 본 발명에 따른 필터의 제조가 전기적 결합 유형보다 더 단순하다는 점을 유의해야 한다.

도 5의 등가 회로를 사용하는 것이 예시된 5차 체비셰프 필터(압전 재료 층 내에 PZT-4를 사용함)의 응답이 도 6 및 도 7에 도시된다. 도 3의 레이아웃 내에 최소화된, 입력과 출력 사이의 기생 캐패시턴스로 인한 정지 대역의 전위 열화는 도 6에 도시된다. 1000의 공진기 Q가 가정된다. 그래프는 입력과 출력 전극 사이의 기생 결합 캐패시터 C_p의 상이한 값을 가정하는 필터의 응답을 도시한다. C_p=0(하부 곡선), C_p=0.01C_o(가운데 곡선), C_p=0.05C_o(상부 곡선).

도 7은 양호 계수 Q의 상이한 값에 대한 대역 통과의 효과를 도시한다. 이는 2 dB 삽입 손실이 기술의 능력 내에 존재하는 값인 500의 Q로 가능하다는 것을 제시한다. 이는 필터의 영역은 접속을 위한 패드를 포함하는 약 50㎛ 평방미터일것이다. 이는 소정의 알려진 기술 및 설계 방법을 사용하는 비슷한 성능을 갖는 필터보다 훨씬 더 작다. 그러한 치수의 필터는 (예를 들어) 실리콘 상의 다른 구성 요소 또는 작은 MCM(다수 칩 모듈)의 기판 상에 실장된 플립 칩과 통합될 수 있다. 크기는 예를 들어, 다중 모드 다중 대역 UMTS/GSM 핸드셋 내에 전단(front-end) 선택도를 제공하도록 RF 필터의 뱅크를 설계하는 것을 고려하기에 충분히 작다.

도 3은 본 발명의 디바이스 내의 공진기에 대한 하나의 구체적 구성을 도시하지만, 또 다른 대안도 가능하다. 예를 들어, 공진기의 제 1 및 제 2 로우가 상이한 모드 종단 사이에서 평행하게 배치되게 하는 한편, 그 두 개의 로우 내의 각각 대응하는 공진기 쌍이 직렬로 접속되게 하는 것이 가능하다. 여러 가지 다른 변경도 당업자에게는 자명할 것이다.

Claims (13)

1. 벌크 음파 디바이스에 있어서,

   기판 상에 형성된 하나 이상의 음향 반사기 층(acoustic reflector layers)과,

   상기 음향 반사기 층 상에 형성된 하부 전극(a lower electrode layer)과,

   상기 하부 전극 상에 형성된 압전 층(piezoelectric layer)과,

   상기 압전층 상에 형성된 적어도 3 개의 상부 전극층 - 각각의 상부 전극은 하부 전극과 적어도 부분적으로 겹치고 하부 압전 층의 일부 및 상기 하부 전극과 함께 공진 소자를 규정함 - 을 포함하며,

   상기 상부 전극은 상기 디바이스의 공진 주파수에서 상기 상부 전극들 중 어느 하나와 상기 하부 전극 사이에 인가된 신호가 압전 층 일부 사이의 음향 결합에 의해 다른 공진기에 결합되고,

   상기 상부 전극들은 두 개의 외부 상부 전극 및 적어도 하나의 내부 상부 전극이 존재하도록 배치되며,

   각각의 상기 내부 상부 전극은 전기적으로 상기 하부 전극에 접속되는

   벌크 음파 디바이스.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 공진기 각각은 동일한 공진 주파수에 초점을 둔

   벌크 음파 디바이스.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

   상기 내부 상부 전극 및 하부 전극은 공통 전위에 접속되는

   벌크 음파 디바이스.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 공통 전위는 접지 전위인

   벌크 음파 디바이스.
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

   횡방향으로 이격된 상부 전극 사이의 분리는 0.5 내지 2.0㎛ 사이인

   벌크 음파 디바이스.
6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 압전 층은 상기 디바이스의 공진 주파수에서 음파의 1/2 파장과 같은 두께를 갖도록 선택되는

   벌크 음파 디바이스.
7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 압전 층은 ZnO, AIN, PZT 및 PLZT로 이루어진 그룹으로부터 선택된 재료로 이루어지는

   벌크 음파 디바이스.
8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서,

   100 및 10,000㎛²사이의 면적을 갖는

   벌크 음파 디바이스.
9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 하나 이상의 음향 반사기 층은 다공성 실리콘 산화물(porous silicon oxide)로 이루어진

   벌크 음파 디바이스.
10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 따른 디바이스를 포함하는 무선 주파수 대역 통과 필터.
11. 제 10 항에 따른 대역 통과 필터를 포함하는 무선 주파수 수신기 및/또는 송신기.
12. 2 개의 외부 공진기와 적어도 하나의 내부 공진기를 갖는 벌크 음파 디바이스를 설계하는 방법에 있어서,

    상기 각각의 공진기는 인접 공진기에 대해 횡방향으로 이격되어 있고, 상부 전극, 하부 전극 및 그 사이의 압전층을 구비하며,

    상기 전극의 위치 내에서 단일 발진 모드를 에너지 트래핑(energy-trapping)하기 위한 최적의 상부 전극 폭을 결정하는 단계와,

    선택된 필터 유형에 대해 정규화된 저역 통과 표준 값(lowpass prototype values)을 결정하고 이들로부터 외부 공진기의 부하 양호 계수(loaded quality factor)를 결정하는 단계와,

    상기 외부 공진기의 부하 양호 계수에 따라, 상기 필터의 외부 상부 전극에 대해 필요한 면적을 결정하는 단계와,

    상기 면적과 단일 모드를 에너지 트래핑하는 상기 최적의 전극 폭에 따라, 상기 외부 전극 각각의 길이를 계산하는 단계와,

    결합 계수(coupling coefficient)와 공진기간 간격 사이의 사전결정된 관계에 따라, 정규화된 저역 통과 표준 값으로부터 공진기간 결합 계수를 결정하고, 그 다음에, 상기 공진기들 사이의 갭(gap)의 폭을 결정하는 단계

    를 포함하는 벌크 음파 디바이스 설계 방법.
13. 제 12 항에 있어서,

    상기 필터의 응답이 최적화되도록 상기 공진기 및 갭 폭을 조정하는 데 필터에 대한 완전 2차 전계 모델(a full 2D field mode)을 사용하는 단계 더 포함하는

    벌크 음파 디바이스 설계 방법.