CN1389018A - 体声波器件 - Google Patents

Abstract

一种具有若干共振器元件(14)的体声波器件,这些元件被横向间隔开,因此当处于该器件共振频率的信号(26)被施加在共振器元件(14₁)时,该信号通过共振器元件(14)压电层之间的声耦合被偶合到其他的共振器元件(14₂、14₃、14₄)。该器件有两个外共振器元件(14₁、14₅)和至少一个内共振器元件(14₂、14₃、14₄)。各内共振器元件的端子相互为电连接。该连接提供一种交流短路,该交流短路消除了内共振器元件的寄生电容的影响,并且通过减少上电极的输入与输出间的寄生电容,提供了器件的输入与输出之间的电磁屏蔽。

Description

体声波器件

本发明涉及体声波(BAW)器件及其制造，尤其是涉及包括可靠安装有BAW体声波共振器的滤波器。本发明还涉及含有这种滤波器的通讯设备(例如：射频接收机/或发射机)。

对移动通信产品地要求是小而轻，诸如蜂窝式手提电话。人们预期将来可应用甚至更小的，例如集成在手表以及衣服上的通讯装置。所有这些产品要求射频(RF)滤波器大致覆盖范围是0.5吉赫至10吉赫，以使所接收的信号免受干扰，这些干扰来自同样手机中的发送器或者来自外部产生的不需要的信号。这些滤波器必须具有低的通带插入损耗(典型的小于2分贝)以便获得足够的信噪比。为达到此目的，作为各滤波器基本组件的共振器必须具有高的品质因数Q。Q的定义为：处于共振频率的共振器每一周期的储能除以处于相同频率的共振器的每一周期的能耗。通常情况下，Q值超过500是需要的并且是可实现的。

在腔内共振器通常采用驻波形式。

分立式和分布式二种反射都可以采用。常规的体声波和表面声波(SAW)共振器是基于这两种选择的共振器实例。为使尺寸为最小值，分立反射是优选的，因为腔的长度通常只是所用共振频率模式波长的1/2。因而体声波共振器有可能比SAW共振器小得多，因为一个SAW共振器可能要求100个波长左右的腔长度，由于这缘故，体声波共振器是优选的。

可以获得基于声波或电磁波的共振器。由于二个主要原因，令那些利用电磁波的装置优选声波共振器。首先，声波在材料中的传播速度通常低于电磁波速度4到5个数量级，因而对任何给定的频率存在相当大的缩减空间。其次，可实现的机械品质因数通常比相同材料的电气品质因数更大。

已经研究了两种通用类型的用于射频的体声波共振器。第一种共振器采用薄膜构成共振腔。这种方案不吸引人是因为该薄膜是脆性的并且易受应力作用弯曲。如图1所示，第二种共振器采用了所谓的SMR(稳固安装的共振器)。这些器件中，在基板4上安装一层或多层声学失配层2，起反射声波的作用。用压电层10将上电极6和下电极8由分开，并在基板4上形成。因为反射器层是沉积在一个固体基板上，故SMR结构坚固。

在图1所示的体声波共振器中，通过设在两个金属层之间的压电材料层10来实现所要求的电能和机械能之间转化，在这两个金属层中形成电极6₁、6₂和8。虽然SMR采用了较多的分布反射，但共振器尺寸比薄膜共振器并无显著的增加，这是因为在二种情形下，厚度主要由基板厚度决定。每一个上电极6₁和6₂限定一个在其下的具有压电层的单独共振器以及下电极8。这两个共振器与公共的下电极8，在它们之间的交叉处有效地进行串联，共振器是一种一端器件。在图1所示的结构中，它的两个端子由电极6₁和6₂构成。

迄今为止报导过的射频滤波器通过阶梯结构或者点阵结构电连接至SMR。这些滤波器的阶梯结构显示出良好性能，其插入损耗小于2db并且乱真响应电平非常低。然而，这样的结构也有不少缺点。例如，在偏离声共振的频率处，每个共振器表现象一个电容器，所以整个滤波器阻带响应基本上是电容器网络的响应。这导致仅仅为了减小阻带却需要额外的共振器。因此，在通带中，增加了占用的面积和插入损耗但是并没有改善选择性。即使适中的阻带电平仍然需要很多共振器(例如，大约45分贝的阻带电平最少要有9个共振器)。这对在射频应用方面推进滤波器的小型化，是一个严重的问题。

另外，由于个别的共振器的布置，要求阶梯结构中串联和并联的共振器的中心处于不同的频率。这意味着，例如，必须将额外的具有极精确厚度的质量负荷层沉积在并联共振器上，以使它们的反共振频率(极小导纳)减少到串联共振器的共振频率(极小阻抗)相同的频率。

图2示出了用于如图1所示的共振器的常规BAW的等效电路模型的示意图。C_o是该共振器的静态电容，C_m与L_m分别是动态电容和电感，R_m是动态电阻，动态电阻描述共振器的机械损失。共振频率由f₀＝1/[2π√(C_mL_m)]与无载品质因数是由Q_u＝(2πf₀L_m)/R_m给出。

关于薄膜体声波共振器的制造工艺由本技术领域熟练人员处可知，例如国际专利申请WO98/16957公开了一种薄膜体声波共振器及其制造方法，其内容结合于此以供参考。

如上所述，在一种滤波器内，通常布置多于一个的共振器，按阶梯或点阵结构彼此进行电连接，以便获得最佳滤波器特性。由于每个共振器内存在静态电容C_o，连接若干如图1所示的滤波器会引起本身缺乏设计灵活性，接近标准的理想滤波器类型诸如巴特沃恩或契比雪卡是不易实现的。在阶梯结构内共振器的电连接，同样导致要求串联与并联共振器的中心位于不同的共振频率。

根据本发明，提供一种体声波器件包括：

在基板上形成一或多个声反射器层；

在上述的一个声反射器层或各声反射器层上形成下电极；

在上述的下电极上形成一种压电层；并且，

至少三个上电极成形在上述的压电层的上方，每个上电极至少部分地覆盖下电极，并同放置于其下的压电层部分及下电极一起限定一个共振器元件，其中上述的上电极被横向地间隔开，使得当信号作用在上述的处在器件共振频率的下电极与上电极之间时，通过压电层部分之间的声耦合该信号被耦合到另一个共振器元件，并且其中上电极被安排为至少有一个内上电极和两个外上电极，而且其中该上电极或者每个内上电极都电连接到下电极。

本发明提供一种采用SMR的器件，该器件不是电耦合，而是声耦合的。这种声耦合允许该器件趋向于更小型并且导致更灵活的滤波器设计。在电极之间的电连接提供了内上电极与下电极之间的固定电位。该电位最好为零，并且最好接地。这种接地通过减少上电极之间的寄生电容提供该器件输出与输入间的电磁屏蔽。

那些内上电极和下电极之间通常通过一个或多个通孔进行连接。

最好，每个共振器的中心频率位于相同的共振频率。这使得一种更简单的层结构而且是可能的，因为所有共振器构成旁路桥臂，等效的串联桥臂无疑由相邻共振器间的声耦合提供。因此，有可能增加器件中的共振器数目以便获得一种更高阶的滤波器，而不是像现有设计那样，仅仅降低阻带电平。因此，有可能不用常规阶梯结构，而完成一种滤波器设计。在常规阶梯结构中，将并联共振器的反共振频率设成与串联共振器的共振频率相同。本发明改善了制造的简单性，从而降低了制造器件的成本。

最好，横向间隔开的上电极间距在0.5与2.0微米之间，最好为0.7和1.3微米。可以实现1微米左右的间距以确保相邻上电极与相关共振器之间实现声耦合。

最好，该压电层被选择具有一个厚度，该厚度基本上等于共振频率主模波长的1/2。

根据本发明第二方面，提供了一种设计体声波器件的方法，该体声波器件有两个外共振器和至少一个内共振器，这些共振器中的每一个相对于相邻的共振器或各共振器被横向间隔开，每个共振器有一个上电极、一个下电极与一个介于二者之间的压电层，该方法包括步骤：

确定最佳的上电极宽度用于在电极处进行振荡单模的能量吸收；

确定归一化的低通原型值用于所选滤波器类型及由这些值确定外共振器的加载品质因数；

根据外共振器的加载品质因数，确定滤波器外上电极所需面积；

根据这些面积和单模能量吸收的最佳电极宽度，计算各外电极长度；

从这些归一化低通原型值，确定内共振器偶合系数，然后根据前面确定的偶合系数和内共振器间距之间关系，确定这些共振器之间的间隙宽度。

参照附图对本发明实例进行详细描述，其中：

图1a和1b分别示出常规的牢固安装的BAW体声波共振器的截面图和俯视图，该共振器由两个串联连接的共振器形成。

图2示出常规BAW共振器的等效电路图；

图3和4分别示出根据本发明设计的一种过滤器实例的平面图和截面图；

图5示出图3和4所示滤波器的等效电路；

图6示出一种根据本发明的五阶滤波器的响应特性，它由图5所示等效线路的该器件输入输出间三个不同寄生电容数值估算出；以及，

图7示出图6所示滤波器的三个不同Q值的通带响应变化。

图3和4分别示出按照本发明的针对五阶滤波器的可一种能结构的平面图和截面图。图1a基本上展示出这种薄膜层状结构，并参照图4进行描述。该结构表现出适合共模连接。

参照图3和4，滤波器12有一组由金属层18构成的上电极14₁至14₅。上电极14₄和14₅起器件输入和输出电极的作用，并且与电极14₂至14₄电隔离。若干接触点20用于将电极14₂至14₄连接到地。接触点20指明了弹抛芯片(flip-chip)或导线连接引线的可能位置。在本实例中，金属底层32由二个通孔22通过连接到电极14₂至14₄而被接地。压电层30用来隔离上与下金属层，并将施加在该器件电极14₁和14₂间的电信号转换为声振动。图3的布局具有等于滤波器阶数的共振器数目，在目前情况下，该数目为5。如图1所示，在基板25上安装一个或多个声学失配层24以反射由压电层30产生的声波。

使用过程中，电信号由连接电极14₁的输入26接收，从而在压电层30中产生声波。如下文所述，声学失配层24反射声波，而且将处于器件共振频率上的电波声耦合到电极14₂。该过程在连续的电极对之间重复直到信号从电极14₅通过输出28被输出。

层状结构所支持的声模不同于出现在单晶中的声模。图3和4所示的共振器与滤波器，采用特有的振荡模式即厚度模式，它的共振频率主要由共振器的厚度决定(即压电层和电极层组合厚度)而非其他尺度。该滤波器采用基于能量吸收概念的声耦合共振器，这是将声振动限制在共振器电极区域，它是由于不同的波导性质和共振器的电极与非电极区的截止频率导致发生。相关波导被要求是该非电极区的一个截止模式，所以储能随电极边缘的距离而急剧地衰减。电极的宽度决定有多少模式被能量吸收，同时该易失能量的空间衰减率和相邻共振器之间间隙的宽度决定它们之间的耦合度。相邻共振器的边缘间隔大约在0.5到2.0微米，最好为0.7到1.3微米，可提供令人满意的声耦合量。

SMR通常依靠被称为TE1的最低厚度延伸变形模，对于TE1，质点的运动垂直于表面(至少一维近似)。这种具体模式的激发是压电材料的薄膜沉积取向的结果。所推荐用作压电层的材料是任何自然地凝成c-轴垂直层的材料诸如氧化锌、AIN、PZT和PLZT。

在一维SMR模型中，共振模在所有频率上表现为一种纯厚度延伸变形(TE)模，所以不考虑与其他模式的耦合。对于所建议的结构必须考虑场变动和沿平行层表面方向和垂直层表面方向的质点运动分量。必须求解这些场方程以便获得作为频率对每个模式和每个区域的函数(即色散关系)的波数。这些解表明哪个层结构和厚度可以支持要求的振荡模和哪个很可能支持能量吸收模式。电极和间隙宽度与内共振器耦合之间关系也可从色散关系得出。

在本发明器件中的声耦合一般地由厚度延伸(TE)和厚度切变(TS)  两种模式引起。然而，其他的模式可以被激励到一个产生不可接受的乱真响应电平上，除非所建议的结构被优化设计。

图5示出图3共振器的等效电路。该电路包括若干如图2所示的并联耦合电路。共振器间的声耦合意味着内共振器(即全部的且不说输入输出共振器)由于它们的电终端并不传输信号、这允许那些终端电连接成，例如双方都连接到地线，此类终端连接消除那些共振器静态电容的影响。

如图5所示，在等效电路模型里，声耦合可用邻近共振器间的互感M描述。互感器M_j，j+1被包括在每一对邻近共振器的动电感L_m，j和L_m，j+1之间。因为在本设计中这些共振器的二个电极都接地，从每一个内振器排除了该静态电容，因此短路C_o，从而增加了滤波器设计的灵活性。C_p是上电极输入和输出之间的寄生电容，它可利用静电分析确定。由该共振器的一维声场模型可以获得对C_o(对每一个末端共振器)和C_m、L_m与R_m(对所有的共振器)的近似值。

M_j，j+1的确定要求(至少)一个二维声场模型，额外的量纲包括平行于图3和4中共振器的短边方向(沿X方向)。该共振频率的匹配给出这些元件的近似值，由线路模型和两个间隔很小的共振器的二维声场模型预计该共振频率。每个间隙宽度和互感值还对应于一个如下所述的滤波器设计过程中所需要的偶合系数值。更高的互感值和偶合系数值对应于更紧密的内共振器间隔。

现在将对根据本发明的体声波器件的设计进行更详细地描述。假定已经确定了层结构，该结构适合于位于各该滤波器的中心频率fo的各独立共振器，而且该一维模型已被用于确定归一化单共振器等效电路元件值(即：单位面积的值)。下文描述了一种适合于图3和4布局可能的滤波器设计步骤：

利用二维模型确定最佳共振器宽度用于对单模的能量吸收。然后，由该滤波器的指标，选择滤波器类型，例如：巴特沃恩或任何其他具有适当的3db带宽、滤波器阶数、通带纹波的想要的设计类型。

然后，计算或从已发表的查询表获得相应的所谓″归一化低通原型″值。由这些值，计算出滤波器输入输出的加载品质因数Q_L和去归一化的单共振器等效电路的元件值。采用去归一化的静态电容决定这些为二个共振器所需的面积。

从这些面积，以及以前计算的能量吸收单模的最佳宽度，计算共振器输入和输出中的每一个的长度。最初，可以将该宽度和共振器长度设置成相同值。然后，由该归一化低通原型值计算和去规格化共振器偶合系数，该偶合系数被用来定量分析相邻共振器之间偶合效率，然后利用以前确定的偶合系数与内共振器间距之间的关系来确定共振器之间间隙宽度的第一次估算，以及计算等效电路模型的互感。

最后，完全二维声场模型可用于优化该共振器和间隙宽度，从而使响应尽可能接近到那些指定指标，并且确保充分抑制那些耦合不必要振荡模的响应。

通过采用图3和4所述的滤波器结构获得许多优势。首先，对于任何滤波器结构，通过输入输出之间的电磁(主要是电容性的)耦合降低了最终阻带电平。如图3所示，通过通孔及其他连接使除输入输出外的全部电极被短路接地，获得了最大屏蔽。其次，如上所述，在没有改变有用的运动元件的条件下，有效地消除了不需要的内共振器的寄生静态电容，该静态电容限制了滤波器设计灵活性。最后，应当指出，自从全部共振器可被集中于相同频率因此可使用相同的层状结构以来，按照本发明制作的滤波器、采用声学上耦合共振腔比电耦合类型更简单。

在图6和7中示出利用图5的第五阶契比雪夫滤波器(压电层中采用PZT-4)等效电路预计的响应。图6示出了由输入与输出间寄生电容造成的阻带的电位降低，该寄生电容在图3的布局中被减少到最小。假设一个Q为1000的共振器。该图示出假设输入与输出电极之间不同的寄生耦合电容C_p值的滤波器响应：C_p＝0(底部曲线)，C_p＝0.01C_o(中间曲线)，C_p＝0.05C_o(顶端曲线)。

图7示出不同的品质因数Q值对该器件通带的影响。该图表明：Q＝500时的值在技术能力范围之内，此时2分贝插入损耗是可能的。不包括连接衰减器，该滤波器的面积大约是50平方微米左右。这比采用任何已知技术和设计方法的具有可比性能的滤波器面积小得多。如此尺寸的滤波器是可和其他的元件一起集成在(例如)硅，或弹抛芯片，该芯片安装在一个小的MCM(多芯片模块)的基板上。对于设计考虑来说，例如，一组在多模多带UMTS/GSM手机中提供前端选择性的射频滤波器，其尺寸是充分小的。

图3示出一个具体的用于本发明器件的可能结构，虽然替换方案也是可能的。例如，有可能将第一和第二行共振器并联布置在不同类型终端之间，这二行中对应共振器的每一对串联连接。对本技术领域的熟练人员来说，各种其他的改变将是明显的。

Claims (13)

1.一种体声波器件，该器件包括：

一层或多层形成在基板上的声反射器层；

在所述声反射器层或各声反射器层上形成的下电极；

在所述下电极上形成的压电层；和

在所述的压电层上方形成至少三个上电极，每一个上电极至少部分地覆盖下电极，并由位于其下的压电层部分及下电极定出共振器元件，其中所述上电极横向地被间隔，使得施加在所述上电极和所述下电极间的处于该器件共振频率的电信号，通过压电层部分之间的声偶合而被偶合到其他的共振器元件，并且其中这些上电极被布置成有两个外上电极和至少一个内上电极，其中该内上电极或每一个内上电极与下电极电连接。

2.按照权利要求1的器件，其中每一个共振器的中心频率位于相同的共振频率。

3.按照权利要求1或2的器件，其中该内上电极或每一个内上电极和该下电极被连接到一个公共的电位。

4.按照权利要求3的器件，其中该公共电位是地电位。

5.按照上述任何一项权利要求的器件，其中该横向分隔开的上电极的间隔在0.5与2.0微米之间。

6.按照上述任何一项权利要求的器件，其中所选压电层的厚度为二分之一声波波长，该声波频率为该器件的共振频率。

7.按照上述任何一项权利要求的器件，其中压电层是从ZnO、AIN、PZT、和PLZT的一组材料中选出的一种材料制成。

8.按照上述任何一项权利要求的器件，其面积为100至10,000平方微米之间。

9.按照上述任何一项权利要求的器件，其中该一个声反射器层或更多声反射器层是或由多孔二氧化硅制成。

10.一种射频带通滤波器，该带通滤波器包括如上述任何权利要求所要求的器件。

11.一种射频接收机/或发射机，该接收机/或发射机包括如权利要求10所要求的带通滤波器。

12.一种设计体声波器件的方法，该体声波器件有两个外共振器和至少一个内共振器，每一个共振器相对于一个相邻共振器或那些相邻共振器被横向间隔开，每一个共振器有上电极、下电极和插入其中的压电层，该方法包括步骤：

确定最佳的上电极宽度，用于对处于该电极范围内振荡的单模进行能量吸收；

确定所选滤波器类型的归一化低通原型值，并由此确定该外共振器的加载品质因数；

根据外共振器的加载品质因数确定滤波器外上电极所需面积；

根据这些面积和用于对单模进行能量吸收的最佳电极宽度，计算每一个外电极的长度；

从归一化低通原型值，根据前面所确定的偶合系数和内共振器间隔之间关系，确定内共振器偶合系数，然后确定这些共振器之间的间隙宽度。

13.按照权利要求12的方法，该方法还包括步骤：

采用该滤波器的完全二维场模型调整该共振器和间隙宽度使得该滤波器的响应得以优化。

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