KR20010071734A

KR20010071734A - 임피던스 변환 필터링을 제공하는 회로 장치

Info

Publication number: KR20010071734A
Application number: KR1020017000100A
Authority: KR
Inventors: 크리스토퍼 베. 마샬; 브리안 요트. 미니스
Original assignee: 요트.게.아. 롤페즈; 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1999-05-07
Filing date: 2000-04-18
Publication date: 2001-07-31
Also published as: US6597900B1; TW477106B; CN1316128A; WO2000069064A1; EP1095447A1; GB9910454D0; JP2002544695A

Abstract

임피던스 변환 필터링을 제공하기 위한 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함한다. 기본 대역 변형에서, 제 1 경로는, 제 1 및 제 2 직렬 연결된 트랜스컨덕턴스 이득 단(10,12)을 포함하는 피드 포워드(feed forward) 경로이며, 제 2 경로는, 각각 반전 출력을 갖는 제 3 및 제 4 트랜스컨덕턴스 이득 단(18, 20)을 포함하는 피드백 경로이다. 상기 제 1 이득 단의 출력은 상기 제 4 이득 단의 입력에 연결된다. 동작시, 회로 장치의 입력에 제공된 임피던스(z_in)는 회로 장치의 출력에 제공된 임피던스(z₂)에 의해 결정된다. 주파수 이동 변형에서, 상기 제 1 및 제 4 이득 단은 트랜스컨덕턴스 혼합기로 교체된다. 이러한 회로 장치는 송신기 및 수신기의 고주파수 단(i.f. 또는 r.f.)에 응용될 수 있다.

Description

임피던스 변환 필터링을 제공하는 회로 장치{CIRCUIT ARRANGEMENT PROVIDING IMPEDANCE TRANSLATION FILTERING}

전화 시스템의 가입자 라인 인터페이스 회로에서 사용하기 위한 임피던스 제어 회로는, 예를 들면 영국 특허 명세서(제 2,100,949A호)로부터 알 수 있다. 언급한 명세서는, 신호를 전달하는 제 1 및 제 2 회로를 갖는 이상화된 송신 시스템을 개시한다. 제 1 회로에서, 전류-제어된 피드백 루프는 단일 요소를 통해 상기 제 1 회로의 임피던스를 제어하는데 사용되어서, 피드백을 갖는 회로가 상기 제 1 회로를 나타내는 임피던스를 갖는 이상화된 회로를 초기화하게 한다. 따라서, 전류-제어된 피드백 루프는 회로의 임피던스를 설정한다. 이러한 언급된 명세서는 고주파 필터링을 실현하기 위한 임피던스 변환을 사용하는 것을 개시하지 않는다.

본 발명은 임피던스 변환 필터링을 제공하는 회로 장치에 관한 것이다. 본 발명의 응용은 수신기 및 송신기에서의 고주파(i.f. 또는 r.f.) 필터링을 실현하는 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 회로 장치의 기저대역 모델에 대한 배선도.

도 2는 본 발명에 따라 이뤄진 회로 장치의 이상적인 기저대역 직교 모델에 대한 배선도.

도 3은 직교 주파수-이동 모델에 대한 배선도.

도 4는 임피던스 변환을 도시하는, 도 3의 버전(version).

도 5는 직교 수신기의 배선도.

도 6은 직교 송신기의 배선도.

도 7은 상반 관계의(reciprocal) 임피던스 변환 단에 대한 배선도.

본 발명의 제 1 양상에 따라, 제 1 주파수 변환 단을 포함하는 제 1 경로와, 제 2 주파수 변환 단을 포함하는 제 2 경로와, 여기서 상기 제 2 경로의 출력에는상기 제 1 경로의 입력이 연결되며, 상기 제 2 경로의 입력에는 상기 제 1 경로의 출력이 연결되며, 국부 발진기 신호의 소스를 상기 제 1 주파수 변환 단 및 제 2 주파수 변환 단에 연결하기 위한 수단을 포함하는 회로 장치가 제공되며, 이 회로장치에서 입력 신호의 주파수는 상기 국부 발진기 신호를 통해 더 낮은 주파수로 변환되며, 상기 회로 장치의 더 높은 주파수 종단으로부터 바라본 임피던스는 상기 회로 장치의 더 낮은 주파수 종단에 제공된 임피던스에 의해 결정된다.

본 발명의 제 2 양상에 따라, 제 1 경로와 제 2 경로를 포함하는 회로 장치로서, 상기 제 1 경로는 제 1 및 제 2 직렬 연결된 트랜스컨덕턴스(transconductance) 이득 단들을 포함하고, 상기 제 2 경로는 각각 반전 출력을 갖는 제 3 및 제 4 트랜스컨덕턴스 이득 단들을 포함하되, 제 3 이득 단의 출력은 제 2 이득 단의 출력에 연결되고, 제 4 이득 단의 출력은 제 1 이득 단의 입력에 연결되고 그리고 제 1 이득 단의 출력은 제 4 이득 단의 입력에 연결되는, 회로 장치가 제공되며, 이 회로 장치에서 상기 제 2 이득 단의 출력에 제공된 임피던스는 상기 제 1 이득 단의 입력에 제공된 입력 임피던스를 결정한다.

본 발명의 제 3 양상에 따라,

- 신호 소스에 연결하기 위한 입력 수단과,

- 상기 입력 수단에 연결되고 제 1 및 제 2 출력을 갖는 입력 신호 분할 수단과,

- 상기 제 1 및 제 2 출력에 각각 연결된 제 1 및 제 2 회로 장치로서,

상기 제 1 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하되, 상기 제 1경로는 출력을 갖는 제 1 트랜스컨덕턴스 혼합기와 상기 제 1 혼합기의 출력에 연결된 제 1 이득 단을 포함하고, 상기 제 2 경로는 반전 출력을 갖는 제 2 트랜스컨덕턴스 이득 단과, 이러한 제 2 이득 단의 출력에 연결된 제 2 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하며, 상기 제 2 혼합기는 상기 제 1 혼합기의 입력에 연결된 반전 출력을 가지며, 상기 제 1 이득 단의 출력은 상기 제 2 이득 단의 입력에 연결되고, 상기 제 2 혼합기의 출력은 상기 제 1 혼합기의 입력에 연결되고 그리고 상기 제 1 혼합기의 출력은 상기 제 2 혼합기의 입력에 연결되며,

상기 제 2 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하며, 상기 제 1 경로는 출력을 갖는 제 3 트랜스컨덕턴스 혼합기와, 상기 제 3 혼합기의 출력에 연결된 제 3 이득 단을 포함하며, 상기 제 2 경로는 반전 출력을 갖는 제 4 트랜스컨덕턴스 이득 단과 상기 제 4 이득 단의 출력에 연결된 제 4 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하되, 상기 제 4 혼합기는 상기 제 3 혼합기의 입력에 연결된 반전 출력을 가지며, 상기 제 3 이득 단의 출력은 상기 제 4 이득 단의 입력에 연결되고, 상기 제 4 혼합기의 출력은 상기 제 3 혼합기의 입력에 연결되고, 그리고 상기 제 3 혼합기의 출력은 상기 제 4 혼합기의 입력에 연결되는, 제 1 및 제 2 회로 장치와,

- 제 1 및 제 2 직교 관련 출력(quadrature related outputs)을 갖는 국부 발진기 신호 소스로서, 상기 제 1 출력은 상기 제 1 및 제 2 혼합기에 연결되며, 상기 제 2 출력은 상기 제 3 및 제 4 혼합기에 연결되는, 국부 발진기 신호 소스를 포함하는 직교(quadrature) 수신기가 제공된다.

본 발명의 제 4 양상에 따라,

- 제 1 및 제 2 신호 소스에 각각 연결하기 위한 제 1 및 제 2 수단과,

- 상기 제 1 및 제 2 신호 소스에 연결하기 위한 상기 각 수단에 연결된 제 1 및 제 2 회로 장치로서,

상기 제 1 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하되, 상기 제 1 경로는 반전 출력을 갖는 제 1 트랜스컨덕턴스 이득 단과, 상기 제 1 이득 단의 출력에 연결되고 반전 출력을 갖는 제 1 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하며, 상기 제 2 경로는 출력을 갖는 제 2 트랜스컨덕턴스 혼합기와 상기 제 2 혼합기의 출력에 연결된 제 2 이득 단을 포함하되, 상기 제 2 혼합기의 출력은 상기 제 1 혼합기의 입력에 연결되고, 상기 제 2 이득 단의 출력은 상기 제 1 이득 단의 입력에 연결되고, 상기 제 1 혼합기의 출력은 상기 제 2 혼합기의 입력과 신호 결합 수단에 연결되며,

상기 제 2 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하되, 상기 제 1 경로는 반전 출력을 갖는 제 3 트랜스컨덕턴스 이득 단과, 상기 제 3 이득 단의 출력에 연결되고 반전 출력을 갖는 제 3 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하며, 상기 제 2 경로는 출력을 갖는 제 4 트랜스컨덕턴스 혼합기와 상기 제 4 혼합기의 출력에 연결된 제 4 트랜스컨덕턴스 이득 단을 포함하되, 상기 제 4 혼합기의 출력은 상기 제 3 혼합기의 입력에 연결되고, 상기 제 4 이득 단의 출력은 상기 제 3 이득 단의 입력에 연결되며, 그리고 상기 제 3 혼합기의 출력은 상기 제 4 혼합기의 입력과 상기 신호 결합 수단에 연결되는, 제 1 및 제 2 회로 장치를 포함하는 송신기가 제공된다.

회로 장치의 출력에 제공된 임피던스를 사용하여, 다운-혼합(down-mixing) 및 업-혼합(up-mixing)을 수행하는 직교 혼합기 쌍을 갖는 회로 장치의 입력 임피던스를 결정할 수 있는 성능을 결합하면, 기저대역(baseband)에서 충분히 제어된 임피던스 변동이 고주파수에서의 임피던스 변동 및 이에 따른 필터링 효과를 야기할 수 있게 된다.

이제, 본 발명은, 예를 통해서, 수반하는 도면을 참조로 기술될 것이다.

도면에서, 동일한 참조 번호는 유사한 특징을 나타내는데 사용되었다.

도 1을 참조하면, 기본 회로 블록이 점선 내에 도시되며, 이 회로 블록은, 이득(G₁및 G₂)을 각각 갖는 제 1 및 제 2 직렬 연결된 트랜스컨덕턴스 증폭기(10,12)를 포함하는 제 1, 피드 포워드(feed forward) 경로를 포함한다. 제 2, 피드백 경로가 기본 회로 블록의 출력(14)과 기본 회로 블록의 입력(16) 사이에 연결된다. 제 2 경로는 음의 이득(G₂', G₁') 및 반전 출력을 갖는 제 3 및 제 4 직렬 연결된 트랜스컨덕턴스 증폭기(18, 20)를 포함한다. 제 1 증폭기(10)의 출력과 제 4 증폭기(20)의 입력은 전도성 링크(21)에 의해 상호 연결된다. 제 1 내지 제 4 증폭기(10, 12, 18 및 20)는 다른 증폭기일 수 있으며, 제 3 및 제 4 증폭기(18, 20)의 반전된 출력은 이들의 출력을 스와핑(swapping)함으로써 얻어질 수 있다. 제 2 증폭기(12)에 대한 입력 임피던스는 임피던스(z₁)로 나타나지만, RC 필터로 구현되는 것이 적당할 것이다. z₁의 임피던스값은 높은 것이 바람직하다. 트랜스컨덕턴스 증폭기는 입력 전압에 비례하는 출력 전류를 제공한다. 다음의 수학적인 분석을 통해서 증명되는 바와 같이, 회로 장치의 입력(16)에서 볼 수 있는 임피던스(z_S)는 회로 블록의 출력(14)에 제공된 임피던스(z₂)에 의해서 결정된다.

참조의 편의를 위해서, 소스 전압(V_S)은 입력 임피던스(z_S)에 의해 입력(16)에 연결되는 것으로 도시된다. 증폭기(10)의 입력에서의 전압(V₀)은 증폭되어 증폭기(10)의 출력 상에 전류(I₀')로 나타난다. 증폭기(12)의 입력에서의 전압(V₁)은 증폭되어 전류(I₂")로 나타난다. 전류(I₂)가 임피던스(z₂)로 흘러서 전압(V₂)을 생성한다. 증폭기(18)의 입력 상의 전압(V₂)은 전류(I₂')로 트랜스컨덕팅(transconducting)된다. 결국, 증폭기(20)의 입력 상의 전압(V₁)은 전류(I₀")로 트랜스컨덕팅된다.

중심 부근의 조건들(the conditions at the centre)로부터 시작하면,

이며, 여기서,

I₀' = G₁V₀

및

I₂' = G₂'V₂

이어서,

I₀' + I₂' = G₁V₀+ G₂'V₂가 되어, 결국

가 된다. 이때 출력전류는,

I₂= G₂V₁

이며, 여기서, V₁을 수학식 2로 대체하면, 출력 전류는

가 되며, 입력으로 유도된 전류는,

I₀= -G₁'V₁

이며, 여기서, V₁을 수학식 2로 대체하면, 입력 전류는

가 된다.

이러한 두 수학식은 출력 및 입력에서의 전류를 출력 및 입력에서의 전압의 함수로써 정의한다.

이제, 출력에서의 전류는 제공된 부하 임피던스에 의해 결정되며

따라서, 수학식 3의 출력 전류에 대해서 관계식,

을 사용하면,

I₂= G₁G₂V₀z₁+ G₂G₂'I₂z₁z₂

⇒ I₂(1 - G₂G₂'z₁z₂) = G₁G₂V₀z₁이며, 결국

이 되며, 수학식 4로부터의 입력 전류에 대해

I₀= -G₁G₁'V₀z₁- G₁'G₂'I₂z₁z₂

이며, 그 후 수학식 6을 사용하면,

I₀= -G₁G₁'V₀z₁-

⇒ I₀=이며, 결국

이 된다.

부하 임피던스가 제공된다면, 이 수학식은 출력 및 입력 회로에서 흐르는 전류를 정의하게 된다. 수학식 7의 (-) 부호는 전류 흐름의 정의 및 G₁'가 음일 가능성을 통해서 설명된다.

입력에서의 전류를 유도하였으므로, 블록에 의해 제공된 입력 임피던스(z_in)는 간단히,

으로 계산될 수 있다.

피드백 루프 이득이 높을 때 회로의 동작을 보기 위해서,만약이라면,

z_in 가 되어, 결국

이 된다.

따라서, 입력에서의 임피던스가 회로 블록의 출력에 제공된 임피던스와 관련된다는(일반적으로 비례함), 회로 블록의 중요한 속성이 증명된다.

그러나, 설명을 완료하는 동안에, 출력에서의 신호 전압은 부하 임피던스에서 흐르는 출력 전류에 의해 간단하게 얻어진다.

수학식 5에 수학식 6을 대입하면 ⇒

이다.

표현식이 출력 및 내부 회로에 의해 형성된 피드백 루프에 대한 폐쇄 루프 응답{(1 - 루프 이득)^-1}에 의해 곱해진 포워드 이득일 때, 이러한 표현식은 의미가 있게 된다. 물론, 입력 회로 주위에 형성된 루프는 주어진 전압 입력(V₀)에 대해 영향을 미치지 않는다. 다시, 피드백 루프 이득이 높을 때 회로의 동작을 보기 위해서, 만약이라면, 전압 이득(10)은 간단히

가 된다.

직관적으로, 이것은 포워드 이득(G₁z₁) 다음에 피드백(G₂'z₁)이 이어진 것이고, 이 식에서 내부 임피던스(z₁)는 상쇄되며, (-) 부호는 G₂'가 음이됨을 통해서 설명 가능하다.

전류 이득, 즉 입력과 출력에서 흐르는 전류비가 또한 관심 사항이며,

수학식 6 및 수학식 7을 통해서, 전류 이득은

이 되며, 이러한 결과는 당연하며, 이는 전압(V₁)이 트랜스컨덕터 증폭기(12, 20) 모두에 대한 공통 입력이 되어, 전류비가 이득의 비가 되기 때문이다. (-) 부호는 전류가 도 1에서 반대 방향으로 흐르는 것으로 정의되며, 따라서 G₁'가 음이 된다는 사실을 반영한다. 이러한 결과는 또한 입력과 출력(11) 사이의 전압 크기 조정(scaling) 및 임피던스 관계식(9)과 일치한다.

이제, 전압 소스(V_S)와 소스 임피던스(z_S)를 갖는, 소스 회로를 함께 구비한회로 블록의 응용이 설명될 것이다. 이때, 블록의 입력에서의 전압은 소스 임피던스에 흐르는 전류로 인해 강하된 전압에 의해 결정된다:

이 식에 전류 흐름 결과식(7)을 대입하면, 강하된 전압은

⇒되어, 결국

가 된다.

이러한 결과는, 회로 장치에 두 개의 네스트된(nested) 피드백 루프가 존재하며, 이때 루프 이득(G₁G₁'z₁z_S)을 갖는 제 1 루프는 루프 이득(G₂G₂'z₁z₂)을 갖는 제 2 루프에 의해 변경(modified)된 자신의 루프 이득을 갖는 것으로 의미가 통한다.

수학식 14를 추가로 재배치하면, 좀 더 다루기 쉬운 표현식

을 얻는다.

기본적인 효과, 즉 회로 블록의 입력에서 생성된 전압이, 피드백의 결과로 회로 블록의 출력에서 제공된 임피던스(z₂)에 의해 결정되고 있다는 것을 주지하는 것이 중요하다. 이것은, 만약 주파수-의존형 입력 임피던스를 제공하는 필터가 출력에 제공된다면, 이러한 필터의 효과가 또한 회로 블록의 입력에서 감지될 수 있을 것임을 의미한다.

만약 강력한 피드백,이 존재한다면,

을 얻는다.

여기서, 내부 임피던스(z₁)가 수학식에서 생략되어서, 이 수학식이 내부 임피던스 레벨과 피드백 루프 이득이 입력과 출력 사이의 전달함수에 간접적으로만 영향을 미침을 결정한다는 것을 주지하기 바란다. 만약 z₂가 작은 경우에서처럼, 대역외 신호에 대해라면,

가 되며, 만약 G₁, G₁', G₂, G₂', z_S가 주파수와 거의 무관하다면,

가 되며, 블록의 입력에서의 신호 레벨은 블록의 기저대역 출력에서의 부하 임피던스(z₂)에 단지 비례한다.

이제 출력에서의 신호 레벨을 살펴보면, 수학식 10과 수학식 14을 결합하여,

를 얻어서, 결국

를 얻으며, 부하 임피던스에 의해 곱해진 트랜스컨덕턴스인, 각 단의 포워드 이득 전압 이득은 피드백 루프 이득에 의해 변경된다.

만약 강력한 피드백,또는이 존재한다면,

가 되며, 결국

또는

이 되며, 이러한 결과식은 다음과 같은 재변형식,

을 통해 볼 수 있는 바와 같이 임피던스 크기 조정 결과식과 일치하며, 수학식 9를 사용하여 블록에 의해 제공된 입력 임피던스(z_in)로 이 식을 다시 표현하면,

이 된다.

이것은 만족스러운 결과이며, 전위 분배기(divider)가 z_in및 z_S에 의해 형성되며, 전압은 수학식 11에 따라 이득(-G₁/G₂')을 갖는 출력으로 증폭된다.

G₂'가 음임을 기억하기 바란다.

만약, 대역외 신호의 경우에서처럼, 임피던스가

라면, 수학식 20은 추가로 간략화되어,

가 되며, 만약 G₁, G₁', G₂, G₂', z_S가 모두 주파수와 무관하다면,

가 된다.

예상한 대로 만약 G1' 및 G2'가 음이라면, 모든 부호들은 아마도 정확할 것이다.

이것은 피드백 루프들의 안정도

를 보장한다(여기서, beta 는 음이어야 한다).

성능은, I₀' = I₂'를 더 엄격히 만듦으로써, 즉 트랜스컨덕터 증폭기에 대한 전류 가산 접합점(the current summing junction) 및 구동점(the drive) 사이에 버퍼링 회로를 통해서 직접 또는 간접적으로 z₁을 증가시킴으로써, 개선될 수 있다.

이상적인 직교 모델을 도시한 도 2를 참조하자. 도 1과 도 2를 비교하면, 트랜스컨덕턴스 증폭기의 참조번호에 "I"와 "Q"가 추가되며, 아래첨자 "i"와 "q"가 여러 전압과 전류를 참조하는데 사용되었다는 점을 제외하면, 동위상(in-phase)(I) 및 직교 위상(Q)회로는 동일한 배치(layout)를 갖는 다는 것이 명백하다. 간결하게 하기 위해서, 각 I 및 Q 회로에 대한 설명이 도 1에 대한 참조로 충분히 가득차 있으므로, 도 2에 대한 상세한 설명은 제시되지 않을 것이다.

도 3은 도 2의 변형이며, 여기서 트랜스컨덕턴스 증폭기(10I, 20I, 10Q 및 20Q)는 각각 트랜스컨덕턴스 혼합기(22I, 24I, 22Q 및 24Q)로 교체되었다. 혼합기(22I 및 22Q)의 이득은 혼합기(24I 및 24Q)의 이득의 두 배이다. 또한 혼합기(24I 및 24Q)는 반전 출력을 갖는다.

신호 소스(26)는 신호 분할기(28)를 통해서 각 회로 블록의 입력(16I 및 16Q)에 연결된다. 직교 관련 국부 발진기 신호들은 혼합기(22I, 24I 및 22Q, 24Q) 각각에 공급된다.

일반적인 용어들로 도 3의 동작을 설명하기 위해서, 이득의 경로들이 동일하며, 이득의 경로들 사이에 완전 90°위상 이동이 존재함이 간략화를 위해 가정될 것이다. 혼합기(22I 및 22Q)에서의 주파수 다운 변환(frequency down conversion) 및 혼합기(24I 및 24Q)에서의 주파수 업 변환(frequency up conversion)이 존재한다. 따라서, 다음의 수학적 분석에서 이들 두 주파수 변환에 대한 효과를 고려할 필요가 있다.

-f_OSC에 의해 주파수 다운 변환되는 경우:

혼합기(22I)로의 입력 전압은,

이며,

이며, 두 개의 주파수 항은 필터링을 통해서 제거되어, 결국

가 되며, 이와 유사하게,

이며, 여기서 두 개의 주파수 항이 제거되어,

가 되며, 이 수학식에서 각 I 및 Q 경로에 대한 이득은 G₁이며, 주파수는 -f_OSC에 의해 다운 변환된다.

+f_OSC에 의해 주파수 업 변환되는 경우:

혼합기(24I)로의 입력 전압은,

이며

혼합기(24Q)로의 입력 전압은,

이고,

가 되며, 결국 표준 삼각법에 의해,

가 되며, 결국

이 되며, 결국 G₁'의 이득과 +f_OSC의 주파수 업 변환이 발생한다.

도 3에서와 같은 주파수 변환을 포함하는 임피던스 결합 배열을 만들기 위해 두 부분을 결합한다. 먼저, 입력 신호를 설정한다:

그리고, 수학식 15로부터 z_S, z₁, z₂를 각각 주파수 함수{z_S(f), z₁(f), z₂(f)}로 만들면,

이 되며, 블록 입력에서 나타나는 전압(V_O)은 f_S에서 인가하는 입력 임피던스와, 혼합하여 다운된 신호(the mixed down signal)의 주파수(f_S-f_OSC)에서 인가하는 기저대역 임피던스에 영향을 받기 쉬운 입력 신호이다.

앞에서 사용된 근사법은 여전히 적용되며, 만약 강력한 피드백,이 존재한다면,

이 되며, 만약 소스회로 주위의 루프 이득이 부하회로 주위의 루프 이득보다 더 크다면, 즉이라면,

이 되며, 수학식 19로부터 그리고 수학식 24를 고려하여, 이제 출력 전압을보면, 주파수 이동되고, 루프 이득과 임피던스 효과에 영향을 받기 쉬운 신호가 생성된다.

I 채널의 경우:

이고, 만약 강력한 피드백, 즉나중 하나가 존재한다면, 수학식 20에서처럼, 이러한 수학식은

으로 축약되며, (-) 부호는 G₁'와 G₂'가 음이기 때문이다.

유사하게 Q 채널의 경우:

이며, 만약 강력한 피드백, 즉나중 하나가 존재한다면,

이 되며, 주파수(f_S)와 진폭(a_S)을 갖는 입력 신호로부터, 주파수(f_S-f_OSC)와, 대략를 갖는 진폭(a₂)을 갖는 직교 신호 쌍이 출력에서 생성된다.

따라서, 이득은 r.f. 입력에서 보았던 소스 임피던스와 함께, 회로의 기저대역 부에서 감지된 임피던스에 의해서 결정된다.

더 나아가, 수학식 30 내지 수학식 32에 의해 증명된 바와 같이, 블록에 대한 입력에서의 신호 레벨은 기저대역 임피던스 효과{z₂(f_S- f_OSC)}에 의해 변경된다. 따라서, 고주파수에서 고품질로 튜닝된 회로를 구현할 필요 없이 협대역(narrow-band) 필터 효과가 생성된다.

진폭(a₂)에 대한 앞의 대략적인 표현식은 다음의 이득

을 제공하도록 의미 있게 추가로 재배치될 수 있다.

그리하여, r.f. 입력과 기저대역 출력 사이의 이득은, 양단에서 신호가 생성되는 임피던스에 의해 변경되는 내부 공통점 상에서 작용하는 이득(G₁/G₂')과, 기저대역 출력에서 효과가 있도록 변환되고, 이득의 비에 의해 크기가 조정된(scaled) r.f. 소스 임피던스,

에 의해 공급된 기저대역 부하 임피던스{z₂(f_S-f_OSC)}의 비가 된다.

완벽하게 하기 위해서, 도 4는 도 3에 대한 임피던스 변환 표현을 도시한다. 참조기호(z_rf및 z_bb)는 각각 무선 주파수 임피던스와 기저대역 임피던스를 의미한다. 나머지 참조기호들은 도 3에 사용된 바와 동일한 의미를 갖는다.

도 5는 도 3 및 도 4에 도시된 주파수 이동 모델에 기초한 무선 수신기를 예시한다. 수신기의 경우에 신호 소스는 신호 분할기(28)에 연결된 안테나(30)이다. 그러나, 신호 소스는 r.f. 전단의 출력으로부터 유도된 i.f. 신호일 수 있다. 각 I 및 Q 회로 블록으로부터의 출력은 저역 통과 필터(32, 34)에 인가되며, 이러한 저역 통과 필터(32, 34)는 주파수 변환을 통해 원하는 생성 신호(products)를 선택한다. 국부 발진기(36)는 위상 이동기(38)에 연결된 것으로 도시되며, 이러한 직교 관련된 국부 발진기는 혼합기(22I, 24I 및 22Q, 24Q) 각각에 신호{및}를 보낸다. 회로 블록에 의한 주파수 변환 및 필터링은 이미 앞에서 기술하였으며, 간략하게 하기 위해 다시 반복되지는 않을 것이다.

도 6은 도 3 및 도 4에 도시된 주파수 이동 모델에 기초한 송신기를 예시한다. 동작시, 신호 소스(40, 42)에 의해 제공된 직교 관련된 변조 신호(V_i, V_q)가 저역 통과 필터(32, 34)를 통해서 회로 블록(I 및 Q)에 인가된다. 이러한 신호들은 혼합기(24I, 24Q)에서 주파수 업-변환되어, 신호 분할기에 상반관계(reciprocal)인 신호 결합기(44)에 공급되며, 이러한 신호 결합기(44)의 출력은 안테나(30)에 연결된다. 혼합기(24I, 24Q)로부터의 신호들은 혼합기(22I, 22Q)에서 각각 주파수 다운 변환된다.

발진기(36) 및 위상 이동기(38)는 적절하게 업 변환 및 다운 변환하기 위한 발진기 신호들을 제공한다.

주파수 이동 모델을 위해 앞에서 제공된 수학적인 분석은 송신기에서도 유효하다.

도 7은 도 4에 도시된 임피던스 변환 장치의 간략화된 도면이다. 이러한 간략화는 트랜스컨덕턴스 증폭기(12I, 12Q, 18I, 18Q), 전도성 링크(21) 및 임피던스(z₁)를 생략하는 것을 포함한다. 이러한 간략화된 장치에서, 회로 블록의 한 쪽에서 바라본 임피던스는 또 다른 쪽 출력에서 제공된 임피던스(z₂)와 상반관계(에 비례한다)이다.

회로 블록의 실제적인 응용에서, 임피던스(z₂)는 대역외 기저대역 신호에 대해 높은 임피던스를 제공한다. 이러한 임피던스가 r.f.로 상반적으로 변환될 때, 이러한 회로 블록을 바라본 임피던스는 이러한 신호에 대해서 낮아서, 이러한 신호의 진폭을 감소시키며, 이를 통해서 이러한 신호의 필터링을 용이하게 한다.

본 명세서 및 청구항에서, 요소의 앞에 붙은 "a" 또는 "an"은 복수의 이러한 요소들의 존재를 배제하지 않는다. 나아가, "포함한다(comprising)"는 말은 나열된 요소 또는 단계 이외의 다른 요소들 또는 단계들의 존재를 배제하지 않는다.

본 설명을 읽음으로써, 다른 변형들이 당업자에게 명백해질 것이다. 이러한 변형들은 송신기 및 수신기와 이들의 구성요소들의 설계, 제조 및 사용에서 이미 알려진 다른 특징들을 포함할 수 있으며, 이러한 변형들은 본 명세서에서 이미 기술된 특징 대신에 또는 이러한 특징에 덧붙여 사용될 수 있다. 본 발명은 송신기 및 수신기를 위한 고주파 필터에 응용 가능하다.

Claims

제 1 주파수 변환 단(frequency translation stage)을 포함하는 제 1 경로와, 제 2 주파수 변환 단을 포함하는 제 2 경로와, 여기서 상기 제 2 경로의 출력에는 상기 제 1 경로의 입력이 연결되며, 상기 제 2 경로의 입력에는 상기 제 1 경로의 출력이 연결되며, 그리고 국부 발진기 신호의 소스를 상기 제 1 및 제 2 주파수 변환 단에 연결하기 위한 수단을 포함하는 회로 장치로서, 입력 신호의 상기 주파수는 상기 국부 발진기 신호에 의해 더 낮은 주파수로 변환되고, 상기 회로 장치의 더 높은 주파수 종단으로부터 바라본 임피던스는 상기 회로 장치의 더 낮은 주파수 종단에 제공된 임피던스에 의해 결정되는, 회로 장치.
제 1항에 있어서, 상기 결정된 임피던스의 관계는 상반관계(reciprocal)인 것을 특징으로 하는, 회로 장치.
제 1 경로와 제 2 경로를 포함하는 회로 장치로서, 상기 제 1 경로는 제 1 및 제 2 직렬 연결된 트랜스컨덕턴스 이득 단(transconductance gain stages)을 포함하고, 상기 제 2 경로는 각각 반전 출력을 갖는 제 3 및 제 4 트랜스컨덕턴스 이득 단을 포함하며, 상기 제 3 이득 단의 입력은 상기 제 2 이득 단의 출력에 연결되며, 상기 제 4 이득 단의 출력은 상기 제 1 이득 단의 입력에 연결되며 그리고 상기 제 1 이득 단의 출력은 상기 제 4 이득 단의 입력에 연결되며, 그리하여 상기제 2 이득 단의 출력에 제공된 임피던스는 상기 제 1 이득 단의 입력에 제공된 상기 입력 임피던스를 결정하는, 회로 장치.
제 3항에 있어서, 임피던스 장치가 상기 제 2 이득 단의 입력에 연결되는 것을 특징으로 하는, 회로 장치.
제 3 또는 제 4항에 있어서, 상기 제 3 이득 단 및 제 4 이득 단은 음(negative)의 이득을 갖는 것을 특징으로 하는, 회로 장치.
제 3항에 있어서, 상기 제 1 이득 단은 제 1 트랜스컨덕턴스 혼합기(mixer)를 포함하며, 상기 제 4 이득 단은 반전 출력을 갖는 제 2 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하고, 국부 발진기 신호의 소스는 상기 제 1 혼합기 및 제 2 혼합기의 입력에 연결되는 것을 특징으로 하는, 회로 장치.
신호 소스에 연결하기 위한 입력 수단과,

상기 입력 수단에 연결되고 제 1 및 제 2 출력을 갖는 입력 신호 분할 수단과,

상기 제 1 및 제 2 출력에 각각 연결된 제 1 및 제 2 회로 장치로서,

상기 제 1 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하고, 상기 제 1 경로는 출력을 갖는 제 1 트랜스컨덕턴스 혼합기와 상기 제 1 혼합기의 출력에 연결된 제 1 이득 단을 포함하고, 상기 제 2 경로는 반전 출력을 갖는 제 2 트랜스컨덕턴스 이득 단과, 이러한 제 2 이득 단의 출력에 연결된 제 2 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하며, 상기 제 2 혼합기는 상기 제 1 혼합기의 입력에 연결된 반전 출력을 가지며, 상기 제 1 이득 단의 출력은 상기 제 2 이득 단의 입력에 연결되고, 상기 제 2 혼합기의 출력은 상기 제 1 혼합기의 입력에 연결되고, 상기 제 1 혼합기의 출력은 상기 제 2 혼합기의 입력에 연결되며,

상기 제 2 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하며, 상기 제 1 경로는 출력을 갖는 제 3 트랜스컨덕턴스 혼합기와, 상기 제 3 혼합기의 출력에 연결된 제 3 이득 단을 포함하며, 상기 제 2 경로는 반전 출력을 갖는 제 4 트랜스컨덕턴스 이득 단과 상기 제 4 이득 단의 출력에 연결된 제 4 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하고, 상기 제 4 혼합기는 상기 제 3 혼합기의 입력에 연결된 반전 출력을 가지며, 상기 제 3 이득 단의 출력은 상기 제 4 이득 단의 입력에 연결되고, 상기 제 4 혼합기의 출력은 상기 제 3 혼합기의 입력에 연결되고, 그리고 상기 제 3 혼합기의 출력은 상기 제 4 혼합기의 입력에 연결되는,

제 1 및 제 2 회로 장치와,

제 1 및 제 2 직교 관련 출력(quadrature related outputs)을 갖는 국부 발진기 신호 소스로서, 상기 제 1 출력은 상기 제 1 및 제 2 혼합기에 연결되며, 상기 제 2 출력은 상기 제 3 및 제 4 혼합기에 연결되는, 국부 발진기 신호 소스를 포함하는 직교(quadrature) 수신기.
제 7항에 있어서, 제 1 임피던스 장치가 상기 제 1 이득 단의 입력에 연결되고, 제 2 임피던스 장치가 상기 제 3 이득 단의 입력에 연결되는 것을 특징으로 하는, 직교 수신기.
제 1 및 제 2 신호 소스에 각각 연결하기 위한 제 1 및 제 2 수단과,

상기 제 1 및 제 2 신호 소스에 연결하기 위한 상기 각 수단에 연결된 제 1 및 제 2 회로 장치로서,

상기 제 1 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하고, 상기 제 1 경로는 반전 출력을 갖는 제 1 트랜스컨덕턴스 이득 단과, 상기 제 1 이득 단의 출력에 연결되고 반전 출력을 갖는 제 1 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하며, 상기 제 2 경로는 출력을 갖는 제 2 트랜스컨덕턴스 혼합기와 상기 제 2 혼합기의 출력에 연결된 제 2 이득 단을 포함하고, 상기 제 2 혼합기의 출력은 상기 제 1 혼합기의 입력에 연결되고, 상기 제 2 이득 단의 출력은 상기 제 1 이득 단의 입력에 연결되고, 상기 제 1 혼합기의 출력은 상기 제 2 혼합기의 입력과 신호 결합 수단에 연결되며,

상기 제 2 회로 장치는 제 1 경로 및 제 2 경로를 포함하며, 상기 제 1 경로는 반전 출력을 갖는 제 3 트랜스컨덕턴스 이득 단과, 상기 제 3 이득 단의 출력에 연결되고 반전 출력을 갖는 제 3 트랜스컨덕턴스 혼합기를 포함하고, 상기 제 2 경로는 출력을 갖는 제 4 트랜스컨덕턴스 혼합기와 상기 제 4 혼합기의 출력에 연결된 제 4 트랜스컨덕턴스 이득 단을 포함하며, 상기 제 4 혼합기의 출력은 상기제 3 혼합기의 입력에 연결되고, 상기 제 4 이득 단의 출력은 상기 제 3 이득 단의 입력에 연결되며, 상기 제 3 혼합기의 출력은 상기 제 4 혼합기의 입력과 상기 신호 결합 수단에 연결되는,

제 1 및 제 2 회로 장치를 포함하는 송신기.
제 1항 내지 제 6항 중 어느 한 항에서 기재된 상기 회로 장치를 포함하는 집적 회로.