KR20010062290A - 수신기 동기화 방법 및 수신기 - Google Patents

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KR20010062290A
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콘톨라일카
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다니엘 태그리아페리, 라이조 캐르키, 모링 헬레나
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Abstract

본 발명은 수신기(1)를 전송된 코드 변조 확산 스펙트럼 신호와 동기시키기 위한 방법에 관한 것이다. 그 방법은 변조에 이용된 코드에 대응하는 적어도 하나의 기준 코드(r(x))를 이용한다. 방법에서 전송 신호의 주파수 쉬프트 및 변조에 이용된 코드의 코드 위상이 결정된다. 그 방법은 또한 적어도 다음 단계들: 샘플들(101)이 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))을 형성하기 위해 수신 신호로부터 얻어지는 샘플 벡터 형성 단계, 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 근거하여 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 상관 단계(102,103,104,105), 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치에 근거하여 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 분석 단계(106,107) 및 주파수 쉬프트 및 코드 위상이 상기 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 값들을 이용함으로써 결정되는 결정 단계(110)를 포함한다.

Description

수신기 동기화 방법 및 수신기{Method for synchronizing a receiver, and a receiver}
본 발명은 수신기를 동기화하기 위한 특허청구범위 제1항의 전제부에 따른 방법, 제17항의 전제부에 따른 수신기 및 제32항의 전제부에 따른 전자 디바이스에 관한 것이다.
광역 위치결정 시스템(GPS:Global Positing System)은 공지된 위치결정 시스템으로서, 30개 이상의 위성들을 구비하고, 그 최대 12개의 위성들이 수신기로 동시에 볼 수 있다. 이들 위성들은 위성 클럭 및 그 GPS 시간에 대한 그 관계를 설명하는 추산 위치표(Ephemeris) 데이터 및 클럭 데이터 매개변수들과 같은 다양한 정보를 전송한다. 정상적으로, 위치결정에 사용된 수신기는 위치결정 시스템의 몇 개의 위성들로부터 수신기로 동시에 전송된 신호들의 통과 시간을 계산함으로써 그 위치를 결정한다. 그 위치를 결정하기 위해, 수신기는 위치를 계산할 수 있도록 전형적으로 적어도 네 개의 가시 위성들의 신호를 수신해야 한다.
GPS 시스템의 각각의 동작 위성은 1575.42MHz의 반송 주파수로 소위 L1 신호를 전송한다. 이 주파수는 또한 154f0로 표시되고, 여기서, f0=10.23MHz이다. 부가적으로, 위성은 1227.6MHz 즉, 120f0의 반송 주파수로 L2 신호를 전송한다. 위성에서, 이들 신호들은 적어도 하나의 의사 랜덤 시퀀스로 변조된다. 변조의 결과로서, 코드 변조 광대역 신호가 형성된다. 이러한 변조 기법은 전송에 이용된 반송 주파수가 본질적으로 동일하다는 사실에도 불구하고, 수신기가 다른 위성들에 의해 전송된 신호들을 구별할 수 있도록 한다. 이러한 변조 기법은 코드 분할 다중 액세스(CDMA)라 불리운다. L1 신호의 변조를 위해 각각의 위성에 이용된 의사 랜덤 시퀀스들중 하나는 소위 골드 코드인 C/A 코드(거친/포착 코드)이다. 각각의 GPS 위성은 고유한 C/A 코드를 이용하여 신호를 전송한다. 코드들은 두 개의 1023비트 이진 시퀀스들의 모듈로 2 합으로 형성된다. 제1 이진 시퀀스(G1)는 각각의 위성이 다른 지연을 갖도록 다항식 X10+X9+X8+X6+X3+X2+1을 지연시킴으로써 형성된다. 이러한 구성은 유사한 코드 생성기를 갖는 다른 C/A 코드들의 생성을 가능케한다. C/A 코드들은 이진 코드들이며, GPS 시스템에서 그 칩핑 레이트는 1.023MHz이다. C/A 코드는 코드의 반복 시간이 1ms임을 의미하는 1023 칩들을 구비한다. L1 신호의 반송파는 50bit/s의 비트 레이트의 네비게이션 정보로 더 변조된다. 네비게이션 정보는 위성의 "헬쓰(health)", 그 궤도 및 클럭 데이터 매개변수들 등에 대한 정보를 포함한다. GPS 시스템의 각각의 위성은 예컨대, 원자 클럭만큼 국부 시간을 유지한다.
동작 동안, 위성들은 동작중의 그들 장비의 상태를 감시한다. 예컨대, 위성들은 장비의 결함들을 검출하고, 그들에 대한 통지를 제공하기 위해 소위 감시 기능들을 이용할 수 있다. 헬쓰 정보에 근거하여, 일부 에러들이 가능하게 보상될 수 있거나, 고장난 위성에 의해 전송된 정보가 완전히 무시될 수 있다. 부가적으로, 4개 이상의 위성들의 신호들이 수신될 수 있는 상황에서, 다른 위성들로부터 수신된 정보는 헬쓰 정보에 근거하여 다른 방식들로 가중될 수 있다. 따라서, 신뢰할 수 없음직한 위성들이 측정에서 일으킬 수 있는 에러들을 최소화하는 것이 가능하다.
위성 신호들을 검출하고, 위성들을 식별하기 위해서, 수신기는 동기화 동작을 수행해야 하며, 수신기는 신호로 전송된 데이터가 수신되고 복조될 수 있도록, 각각의 위성들의 신호를 검색하고, 신호와 동기화를 시도한다.
종래 기술의 수신기들에서, 이러한 동기화 동작을 위해 요구된 시간은 특히, 수신 신호의 세기에 의존한다. 전형적으로, 수신될 신호가 약할수록, 검색 공간(상관/주파수)의 각각의 구성요소는 가능한 신호를 검출하기 위해 더 길게 적합되어야 한다. 전형적으로 옥외용으로 설계된 종래 기술의 GPS 수신기들에서, 수신 신호가 예컨대, -120 내지 -130dBm의 범위에서 비교적 강하다면, 위성 신호들과의 동기화는 수십 초 또는 몇분 정도 걸린다. 그러나, 옥내 또는 수신 신호가 빌딩 또는 지역내 다른 방해물들에 의해 감쇠되는 장소에서 위치결정이 발생할 것이라면, 동기화 시간은 실질적으로 증가한다. 옥내에서 신호 세기는 전형적으로 대략 -150dBm이며, 그로인해 순차 검색을 이용한 동기화를 위해 요구된 시간은 몇시간이다. 이러한 시간은 합당한 위치결정을 수행하는데 명백히 너무 길다. 도 2a는 실례로서 위성으로부터 전송된 CDMA 신호를 예시하고, 대응하게 도 2b는 수신기에 도달할 때의 그 전송 신호를 예시한다. 수신될 신호는 전송 링크상에서 실질적으로 감쇠되어졌고, 누산된 잡음을 포함한다.
위치결정 수신기는 예컨대, 수신기가 스위치 온될 경우에, 또한 수신기가 장시간 동안 임의의 위성의 신호를 수신할 수 없게 된 상황에서 동기화를 수행해야 한다. 이와 같은 상황은 예컨대, 디바이스가 움직이고, 디바이스의 안테나가 항상 위성들에 관련하여 최적 위치에 있지 않기 때문에, 이동 디바이스들에서 용이하게 발생할 수 있고, 수신기에 도달하는 신호의 세기를 약하게 한다. 도시 지역들에서, 빌딩들은 또한 수신 신호에 영향을 미치고, 부가적으로, 전송 신호가 예컨대, 위성으로부터 일직선인(시선), 또한 빌딩들로부터 반사된 몇 개의 다른 루트들을 통해 수신기에 도달하는 소위 다중경로 전파를 일으킬 수 있다. 이러한 다중경로 전파의 결과로서, 동일한 신호는 다른 위상들을 갖는 몇 개의 신호들로서 수신된다.
위치결정 시스템은 두 개의 주요 기능들을 갖는다:
1. 다른 GPS 위성들에 대한 수신기의 의사 범위를 계산하는 기능 및
2. 계산된 의사 범위들과 위성 위치 정보를 이용한 수신기의 위치를 결정하는 기능. 임의의 주어진 시간에서, 위성 위치 정보는 위성들로부터 수신된 추산 위치표 데이터 및 시간 정정 정보에 근거하여 계산될 수 있다.
위성들에 대한 거리는 시간이 수신기에서 정확히 알려져 있지 않기 때문에 의사 범위들이라 불리운다. 그 경우에, 위치 및 시간의 결정은 시간의 충분한 정확성 및 위치의 충분한 정확성이 이뤄졌을 때까지 반복된다. 시간이 완전히 정확하게 알려져 있지 않기 때문에, 위치 및 시간은 각각의 새로운 반복을 위한 등식 집합을 선형화함으로써 결정되어야 한다.
의사 범위의 계산은 다른 위성 신호들의 평균 명백한 통과 시간들을 측정함으로써 수행될 수 있다. 수신기가 수신 신호와 동기화한 후에, 신호로 전송된 정보는 복조된다.
거의 모두 알려진 GPS 수신기들은 범위들을 계산하기 위해 상관 방법들을 이용한다. 다른 위성들의 의사 랜덤 시퀀스들은 위치결정 수신기에서 국부적으로 저장되거나, 생성된다. 다운 변환이 수신 신호에 대해 수행되고, 그 후에 수신기는 수신 신호를 저장된(또는 국부적으로 생성된) 의사 랜덤 시퀀스와 승산한다. 승산의 결과로서 형성된 신호는 적분되거나 저역통과되며, 그로인해 결과는 수신 신호가 위성에 의해 전송된 신호를 포함하는지를 표시한다. 수신기에서 실행된 승산은 매 시간 수신기에 저장된 의사 랜덤 시퀀스의 위상이 쉬프팅되도록 반복된다. 정확한 위상은 상관 결과가 가장 높을 경우에, 정확한 위상이 발견되어지는 방식으로 바람직하게 상관 결과로부터 추정된다. 이러한 방식에서, 수신기는 수신 신호와 정확하게 동기화된다.
코드와의 동기화가 수행되어진 후에, 주파수는 미세 조정되고, 위상 동기가 실행된다. 상관 결과는 또한 GPS 신호로 전송된 정보를 나타내며, 복조 신호임을 의미한다.
전술된 동기화 및 주파수 조정 처리는 수신기에 수신된 각각의 위성 신호에 대해 반복되어야 한다. 따라서, 이러한 처리는 수신 신호들이 약한 상황에서 특히 많은 시간을 소모한다. 일부 종래 기술의 수신기들에서, 몇 개의 상관기들이 이러한 처리를 가속화시키기 위해 이용되며, 그로인해 더 많은 상관 피크들이 동시에검색될 수 있다. 특정한 응용들에서, 상관기들의 수가 무한하게 증가될 수 없기 때문에, 상관기들의 수를 단순히 증가시킴으로써 동기화 및 주파수 조정 처리를 보다 많이 가속화시킬 수는 없다.
일부 종래 기술의 GPS 수신기들은 정규 상관기들과 관련하여 수신 GPS 신호의 도플러 쉬프트를 결정하는데 FFT 기법을 이용한다. 이들 수신기들에서, 상관은 수신 신호의 대역폭을 10kHz-30kHz로 감소시키는데 이용된다. 이러한 협대역 신호는 반송 주파수를 결정하는데 FFT 알고리즘들을 이용하여 분석된다.
GPS 수신기 및 GPS 신호들을 처리하기 위한 방법은 국제 특허 출원 WO 97/14057에 제시되어 있다. 원리적으로, 이 공개에 제시된 수신기는 두 개의 개별 수신기들을 구비하며, 그중에서 제1 수신기는 충분하고, 제2 수신기는 수신 신호 세기가 제1 수신기를 이용하여 위치의 충분히 정확한 결정을 수행하는데 불충분한 상황에서의 이용을 위해 의도된다. 제2 수신기에서, 수신 신호는 디지털화되고, 메모리 수단에 저장되며, 그로인해 이들 저장된 신호들은 이후에 디지털 신호 처리 유닛에서 처리된다. 디지털 신호 처리 유닛은 수신된 디지털화 신호에 대해 콘볼루션을 수행한다. 이들 콘볼루션 연산들의 목적은 의사 범위들을 계산하는 것이다. 메모리 수단에 저장된 코드 시퀀스들(PM 프레임들)의 수는 전형적으로 100ms 내지 1s의 길이를 갖는 신호에 대응하는 일백개에서 일천개의 범위에 있다. 이 후에, 검사될 위성의 코드에 대응하는 저장된 코드는 수신 신호의 분석에 이용될 수신기의 메모리로부터 검색된다.
도플러 쉬프트는 또한 수신기에서 제거된다. 도플러 쉬프트의 양은 제1 수신기를 이용하여, 또는 GPS 시스템의 기지국으로부터 수신된 정보에 근거하여 결정된다. 이 후에, 연속 프레임들은 코히어런트하게 합해진다. 고속 푸리에 변환이 이러한 가산의 결과로서 생성된 데이터 집합에 대해 수행된다. 메모리 수단에 저장된 기준 신호의 푸리에 변환의 복소 콘쥬게이트를 이용하여, 승산이 고속 푸리에 변환에 대해 수행된다. 역 고속 푸리에 변환이 이러한 승산의 결과에 대해 더 수행되며, 그로인해 다수의 상관 결과들이 수신된다. 따라서, 이러한 공개에서 상관은 푸리에 변환에 의해 교체되며, 그로인해 계산의 수가 감소된다. 명세서에 따라서, 방법은 출원할 시에 알려진 해결과 비교하여 10 내지 100의 계수만큼 위치결정을 가속화시킨다.
본 발명의 목적은 신호들이 약할지라도, 전송 신호와의 동기화가 종래 기술의 수신기들에서 보다 실질적으로 더 빠르게 수행될 수 있는 수신기를 제공하는데 있다. 본 발명은 특히 위치결정 수신기들 및 다른 수신기들에서, 효과적으로 수신기가 확산 스펙트럼 신호와 동기화해야 하는 CDMA 수신기들에서의 이용에 적합된다. 본 발명은 콘볼루션의 주파수 분석 속성 및 고속 푸리에 변환 등의 시간-주파수 변환이 더욱 효율적으로 이용되는 개념에 바탕을 두며, 그로인해 푸리에 변환을 이용하는 종래 기술의 해결에서 보다 더 많은 양의 정보를 동시에 검사할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 방법이 적용될 수 있는 수신기의 간소화된 블록도이다.
도 2a는 위성으로부터 전송된 신호를 간소화된 도면으로 나타낸다.
도 2b는 수신기에서 도 2a의 간소화된 신호의 일 예를 나타낸다.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법의 상관 단계를 간소화된 도면으로 나타낸다.
도 4는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법의 분석 단계를 간소화된 도면으로 나타낸다.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법의 가산 단계를 간소화된 도면으로 나타낸다.
도 6은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법의 결정 단계를 간소화된 도면으로 나타낸다.
도 7은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 전자 디바이스를 간소화된 도면으로 나타낸다.
도 8은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법과 관련하여 사용될 수 있는종래 기술의 상관기를 나타낸다.
본 발명에 따른 방법은 특허청구범위 제1항의 특징부에 개시된 바에 의해 특징지워진다. 본 발명에 따른 수신기는 특허청구범위 제17항의 특징부에 개시된 바에 의해 특징지워진다. 본 발명에 따른 전자 디바이스는 특허청구범위 제32항의 특징부에 개시된 바에 의해 특징지워진다.
다음에, 본 발명은 첨부 도면들을 참조하여 더욱 상세히 설명될 것이다.
도 1에 도시된 수신기(1)에서, 수신 신호는 변환기 블록(2)에서 중간 주파수로 바람직하게 변환된다. 공지된 바와 같이, 이 단계에서, 신호는 두 개의 성분들, I 및 Q를 구비하며, 그들간에 90°의 위상차가 있다. 이들 중간 주파수로 변환된 아날로그 신호 성분들은 디지타이징 블록(3)에서 디지털화되고, 승산기 블록(4)으로 진행된다. 승산기 블록(4)에서, 디지털화된 신호의 I 및 Q 성분들은 수치 제어 발진기(NCO:Numerically Controlled Oscillator)(5)에 의해 발생된 신호와 승산된다. 수치 제어 발진기 신호는 수신기(1)의 국부 발진기(미도시)의 주파수 차 및 도플러 쉬프트에 의해 발생된 주파수 차를 정정하게 된다. 수치 제어 발진기(5)는 본 설명에서 이후에 설명될 바와 같이, 또한 본 발명에 따른 방법과 관련하여 이용될 수 있다. 승산기 블록(4)에 의해 형성된 신호는 본 발명에 따른 방법이 적용되는 동기화 블록(6)으로 진행된다. 동기화 블록(6)은 동기화 후에 수행되는 동작들에 이용될 위성의 코드 위상 및 주파수 편차를 찾으려고 한다. 이것은 또한 본 설명에서 이후에 설명될 것이다. 동기화 동안에, 제어 블록(7)은 요구된 바와 같이 수치 제어 발진기(5)의 주파수를 조정하는 스캐닝 블록(8)을 제어한다. 제어 블록(7)은 제1 스위치(9)가 동기화 동안에 스캐닝 블록(8)에 의해 형성된 신호를 수치 제어 발진기(5)에 연결하거나, 동기화가 이뤄졌을 경우에 코드 추적 블록(11)에 의해 형성된 제어 신호를 수치 제어 발진기(5)에 연결하도록 한다. 코드추적 블록(11)은 그 자체로 알려진 코드 위상 동기 루프 및 반송파 위상 동기 루프(미도시)의 일부를 형성한다.
동작 전압을 스위치 온한 후에, 또는 수신기(1)가 장시간 동안에 GPS 위성 신호들을 수신할 수 없어진 상황에서, 2차원 검색 단계가 수신된 각각의 위성 신호에 대해 수신기(1)에서 실행된다. 2차원 검색의 목적은 각각의 위성의 반송 주파수 및 코드 위상을 결정하는데 있다. 반송 주파수는 위성의 이동 및 수신기의 국부 발진기의 부정확성을 초래하는 도플러 쉬프트에 의해 영향을 받는다. 주파수 부정확성은 ±6kHz만큼 오히려 클 수 있으며, 그 경우에 수신기는 실제 전송 주파수(L1=1575.42MHz)에 대해 대략 12kHz의 주파수 범위를 검색해야 한다. 수신기(1)는 또한 정확한 코드 위상을 알지 못하며, 그로인해 수신기가 또한 1023개의 가능한 코드 위상들로부터 코드 위상을 결정해야한다. 이것은 2차원 검색 처리를 발생시키며, 그 처리에서 12kHz의 범위에서의 주파수 편차 및 1023개의 다른 코드 위상들중의 코드 위상이 선택된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법에서, 한번에 대략 500Hz의 주파수 범위를 검사할 수 있으며, 그로인해 그 방법은 필요할 경우에, 검사될 12kHz의 전체 주파수 범위를 커버하기 위해 24번 반복된다. 명백하게, 본 명세서에 사용된 값들은 단지 발명을 명백히 하는 실례로서 역할을 할 뿐, 그 제한을 구성하지 않는다. 본 발명은 또한 GPS 시스템이 아닌 시스템에 적용될 수 있으며, 그 경우에 주파수 값들, 코드 위상들 및 코드 수가 변화할 수 있다.
다음에, 도 1에 따른 수신기(1)에서 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 방법의 동작이 설명될 것이다. 동기화를 시작하기 위해서, 스캐닝 블록(8)은 수신기가본 실례에서 1575.414MHz~1575.4145MHz인 주파수 범위의 최저 주파수들을 효과적으로 수신하도록, 수치 제어 발진기(5)의 주파수를 설정한다. 수신기는 또한 이전에 결정된 위치 정보 및/또는 달력 정보를 이용하는 방식으로 시작 주파수를 명시할 수 있으며, 그로인해 위치결정은 더욱 가속화될 수 있다. 수신 신호의 샘플들은 복소 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))로서 바람직하게 샘플 벡터 형성 블록(12)에 저장되며, 그 각각은 바람직한 실시예에서 1023개의 샘플들을 구비한다. 본 바람직한 실시예에서, 샘플들이 샘플 벡터 형성 블록(12)에 저장되는 레이트는 본질적으로 대략 일초에 1023000개의 샘플들인 칩들의 칩핑 레이트와 동일하다. 샘플 벡터들은 하나의 샘플 벡터가 다른 샘플 벡터에 이어 일시적으로 지속하도록 연속한다. 즉, 이전 샘플 벡터의 마지막 샘플과 다음 샘플 벡터의 처음 샘플간의 시간 차는 샘플 벡터의 연속 샘플들간의 시간 차와 본질적으로 동일하다. 따라서, 1023개의 샘플들은 그 일부가 이용될 수 있는 1kHz의 주파수 범위에 대응하는 1ms의 신호에 대응한다. 샘플 벡터 형성 단계는 첨부된 도 3에서 참조 번호 101로 표시된다.
샘플 벡터들의 수는 바람직하게 N이며, N은 효과적으로 2의 제곱이다. 부가적으로, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 샘플 벡터들의 형성은 본 명세서에서 이후에 설명될 바와 같이 K번 반복된다. 다음에, 아래첨자 k는 다른 반복들을 표시하는데 사용된다. 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 수(N)를 정의할 경우에, GPS 시스템에서 신호가 이진 위상 변조로서 50bits/s의 비트 레이트로 정보로 변조되는 것이 고려되어야 한다. 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 수(N)를 제한하는 다른 요소는 수신기의 국부 발진기의 주파수 안정성이다.
샘플 벡터 형성 단계에 부가하여, 본 발명에 따른 동기화 방법은 또한 상관 함수 행렬이 형성되는 상관 단계를 구비한다.
상관 단계는 샘플링 동안에, 또는 N개의 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))이 형성되어진 후에 이미 부분적으로 수행될 수 있다. 상관 단계가 예컨대, 고속 푸리에 변환(FFT) 등의 시간-주파수 변환이 저장되어진 후에 각각의 샘플 벡터에 대해 계산되는 방식으로 수행된다면, 동일한 시간-주파수 변환기는 모두 N개의 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 대해 이용될 수 있다. 반면, 상관 단계가 N개의 샘플 벡터들이 저장되어진 후에 수행된다면, 개별 시간-주파수 변환기는 각각의 샘플 벡터에 대해 이용되어야 하거나, 시간-주파수 변환들이 동일한 시간-주파수 변환기를 이용하여 연속적으로 다른 샘플 벡터들에 대해 수행된다. 도 3은 방법의 상관 단계를 나타내며, 그 단계에서 상관 함수 행렬(Cx,k)은 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))로부터 형성된다. 푸리에 변환이 본 명세서 전체에 걸쳐 시간-주파수 변환의 일 예로서 주로 이용되고, 역 푸리에 변환이 역 변환 즉, 주파수-시간 변환의 일 예로서 이용될지라도, 본 발명이 이들 예들에만 제한되지 않는 것은 명백하다.
이산 푸리에 변환(102), 가장 바람직하게 고속 푸리에 변환, FFT는 각각의샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 대해 수행된다.
이것은 도 3에서 블록들(FFT1,FFT2,...,FFTN)에 의해 예시된다. 실제로, 이산 푸리에 변환은 1023개의 값들이 이용될 경우에서 보다 훨씬 더욱 효율적으로(FFT 알고리즘에 따라) 실제 응용들에서 구현될 수 있기 때문에, 계산에 이용된 값들의 수는 바람직하게 1024이다. 이를 수행하는 한가지 방식은 1024번째 구성요소로서 여분의 제로를 추가하는 것이다. 이것은 변환 결과에 중요치 않은 영향을 미친다.
바람직하게, GPS 시스템의 위성들 모두의 C/A 코드들에 대응하는 기준 코드들(r(x))이 수신기에 저장되며, 여기서 x는 위성 식별자를 참조하고, 예컨대 1-36 범위에 있다. 반드시 기준 코드들을 저장할 필요는 없지만, 또한 수신기에서 생성될 수 있다. 상관 단계에서, 수신기가 특정 시간에 동기화되고 있는 신호를 전송하는 위성의 기준 코드가 선택되거나 생성된다. 기준 코드는 일시적으로 반전된다. 이산 푸리에 변환(103), 가장 바람직하게 고속 푸리에 변환(FFT)은 반전 기준 코드에 대해 수행되며, 도 3에서로 표시된다.
반전 기준 코드() 및/또는 그 FFT 변환은 미리 수신기의 메모리 수단에저장되어지거나, 동기화 처리와 관련하여 기준 코드(r(x))로부터 형성된다.
상관 단계의 다음 단계에서, 승산(104)이 각각의 샘플 벡터(pk(i))에 대한 푸리에 변환 결과(Pk(i))와 반전 기준 코드()의 푸리에 변환() 사이에 수행된다.
역 푸리에 변환(105)이 이들 승산 결과에 대해 수행되며, 그로인해 결과는 모든 가능한 정수 지연들(1023)에 따른 기준 코드(r(x))와 수신 신호의 교차 상관이다.
이 결과는 시간 도메인 신호들의 콘볼루션의 푸리에 변환이 푸리에 변환 신호들 즉, 주파수 도메인으로 변환된 시간 도메인 신호들의 승산에 대응한다는 사실에 바탕을 둔다. 반전 기준 코드가 또한 이용될 경우에, 고속 이산 시간 상관이 푸리에 변환을 이용하여 수행될 수 있다. 따라서, 본 바람직한 실례에서, 교차 상관 결과는 1023개의 구성요소들을 구비한다. 다양한 샘플 벡터들(pk(i))로부터 형성된 교차 상관 결과들(mx,k(i))은 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하는데 이용되며, 그 행렬에서 행들의 수는 샘플 벡터들의 수(N)다.
기준 코드의 일시 반전에 대신하여, 샘플 벡터들(pk(i))로부터 반전 샘플 벡터들()을 형성하는 가능하며, 그 경우에 기준 코드(r(x))가 직접 이용되고, 반전 샘플 벡터들은 상기에 제시된 계산들에서 이용된다. 바람직한 실시예에서, 반드시 전술된 반전들중 어느것을 수행할 필요는 없지만, 기준 코드(r(x)) 및 샘플 벡터들(pk(i))은 그 자체로 이용될 수 있다. 이것은 두 개의 시간 이산 함수들(z1,z2)간의 교차 상관(corr(z1,z2))이 주파수 도메인 변환된 함수들의 주파수-시간 변환에 의해 수행될 수 있음을 나타내는 상관 원리의 속성을 이용하는데 바탕을 둔다. 이것은 다음 표현으로 제시될 수 있다.
따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서, 샘플 벡터(pk(i))의 푸리에 변환(Pk(i)) 및 기준 코드(r(x))의 푸리에 변환(R(x))을 형성하기 위해 푸리에 변환(가장 적합하게는 고속 푸리에 변환(FFT))을 샘플 벡터들(pk(i)) 및 기준 코드(r(x))에 대해 수행하고, 샘플 벡터의 푸리에 변환(Pk(i))의 복소 콘쥬게이트(P* k(i))를 형성하고, 형성된 복소 콘쥬게이트(P* k(i))를 기준 코드의 푸리에 변환(R(x))과 승산하고, 승산 결과에 대해 역 푸레이 변환을 수행함으로써, 샘플 벡터들(pk(i))과 기준 코드(r(x))간의 교차 상관을 형성할 수 있다. 대안적으로, 복소 콘쥬게이트(R*(x))는 기준 코드의 푸리에 변환(R(x))로부터 형성될 수 있으며, 그 경우에 샘플 벡터의 푸리에 변환(Pk(i))과 승산되고, 그 후에 역 푸리에 변환은 승산 결과에 대해 수행된다.
그 점에 대하여, 이전 문단에 제시된 샘플 벡터들과 기준 코드(r(x))간의 교차 상관을 계산하기 위한 방법은 상관 및 콘볼루션의 기본 속성들 및 그들간의 밀접한 종속의 결과임이 강조되어야 하며, 그로인해 시간 도메인에서의 함수의 반전은 주파수 도메인에서의 복소 콘쥬게이트의 형성과 실제로 동등하다. 이것은 그 점에 대해 참조되는 예컨대, 공개: "디지털 신호 처리- 실 접근", Emmanuel C. Ifeachor 및 Barrie W. Jervis, Addison-Wesley Publishing Company 1993, IBSN 0-201-54413-X, 4절:"상관 및 콘볼루션"에서 더욱 상세히 다뤄진다. 또한, 일반적으로 어떤 방법이 교차 상관 결과를 얻는데 사용되는가는 본 발명의 응용에 중요하지 않은 것으로 언급되어야 한다.
상관 단계에서 형성된 상관 함수 행렬(Cx,k)의 행들은 수신 신호 및 1ms의 간격으로 다른 위상 차들을 갖는 기준 코드의 교차 상관을 나타낸다. 수학식으로서, 상관 함수 행렬이 다음과 같이 표현될 수 있다.
다음 단계은 분석 단계이며, 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치(106)가 이용되며, 행들은 종래 기술의 상관기와 동일한 방식으로 시간 도메인에서 신호 샘플들을 나타낸다. 각각의 행은 수신 신호와 기준 코드간의 임의의 코드 위상 차에 대응한다. 푸리에 변환(107)은 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위해 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 각각의 행에 대해 수행되며, 그로인해 주파수 분석이 실제 주파수 쉬프트를 결정하는데 수행될 수 있다. 이것은 도 4에 의해 예시된다.
실제 응용에서, 개별 단계에서 상관 함수 행렬로부터 전치된 행렬을 형성할 필요는 없지만, 저장된 상관 함수 행렬(Cx,k)의 구성요소들은 다른 방향으로 바람직하게, 열단위로 메모리(16)(도 7)로부터 독출된다.
상관 함수 행렬(Cx,k)은 또한 예컨대, 그 자체로 알려진 방식으로 정합 필터들을 이용함으로써 수행될 수 있다. 예컨대, 특허 명세서 US-5,373,531은 정합 필터들(도 8)을 이용하여 구현된 상관기(25)를 개시하며, 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하도록 적합될 수 있다. 정합 필터는 수신 신호의 I 성분이 제1 쉬프트 레지스터(26)로 보내지고, 수신 신호의 Q 성분이 제2 쉬프트 레지스터(27)로 보내지고, 위성의 코드에 대응하는 기준 코드가 제3 쉬프트 레지스터(28)로 보내지도록 3개의 쉬프트 레지스터들로부터 형성된다. 쉬프트 레지스터들(26,27,28)의 길이는바람직하게 샘플 벡터의 길이와 동일하며, GPS 시스템에서 1023비트이다. 하나의 샘플 벡터가 쉬프트 레지스터(26,27)로 전송되어질 경우에, 상관은 다음과 같이 수행된다. 배타적 NOR 연산이 I 성분을 포함한 쉬프트 레지스터(26)의 비트들과 제1 기준 블록(29)에서의 기준 코드를 포함한 쉬프트 레지스터(28)의 비트들간에 수행되며, 배타적 NOR 연산이 Q 성분을 포함한 쉬프트 레지스터(27)의 비트들과 제2 기준 블록(30)에서의 기준 코드를 포함한 쉬프트 레지스터(28)의 비트들간에 수행된다. 연산 결과는 비트 특정 상관 정보이다. 수신 신호의 비트(I 및 Q 성분들에서 검사된) 및 기준 코드의 대응 비트가 정합한다면, 결과는 이진값 1이고, 그렇지 않으면 결과는 이진값 0이다. 신호가 기준 코드와 완전히 상관한다면, 모든 비트들은 값 1을 갖는다. 어느 비트들도 상관하지 않는다면, 모든 비트들은 값 0을 갖는다. 상관의 결과로서 생성된 값들은 제1 가산 블록(31)(I 값들) 및 제2 가산 블록(32)(Q 값들)에서 가산되며, 그로인해 결과는 임의의 시간에 임의의 코드 지연을 갖는 상관값(Mx,k)이다. 한번의 비교후에, 기준 코드는 하니씩 쉬프팅되며, 그 후에 새로운 상관 결과가 형성된다. 전술된 방법에 따라 형성된 각각의 상관 결과는 상관 함수 행렬(Cx,k)(전체 1023)의 행의 한 구성요소에 대응한다. 전술된 단계들은 요구된 바와 같이 각각의 샘플 벡터에 대해 반복되며, 그로인해 상관 함수 행렬(Cx,k)의 한 행은 계산의 각각의 반복에서 얻어진다.
그러나, 전술된 바와 같이, GPS 시스템에서 신호는 50bit/s의 신호로 변조되며, 실제 응용에서 수(N)의 값을 제한한다. 이 경우에, 수(N)는 변조가 분석에 실질적인 영향을 갖지 않도록 바람직하게 선택되어야 한다. 더욱이 N의 최적 값은 푸리에 변환에 이용된 윈도우 함수에 따른다. 예컨대, N이 32로 선택되면, 잡음 대역폭은 대략 30Hz이며, 수신기에서 대략 -150dB의 세기를 갖는 신호들을 검출하는데 다소 너무 크다. 이런 이유로, 신호 대 잡음비가 개선되는 최적의 비 코히어런트 가산 단계는 동기화 블록(6)에서 수행된다.
비 코히어런트 가산 단계를 구현하기 위해서, 전술된 샘플 벡터 형성 단계, 상관 단계 및 분석 단계가 K번 반복된다(108)(도 5). 반복 수(K)는 신호 대 잡음비가 적당한 시간에 충분히 개선될 수 있도록 바람직하게 선택된다. 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)은 분석 단계가 수행되는 매 시간 형성되고, 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)을 형성하기 위해 비 코히어런트 가산 연산이 수행된다. 바람직하게, 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)은 다음과 같이 형성된다. 효과적으로, 크기 값 또는 크기 값의 제곱 등의 다른 절대값이 각각의 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 각각의 복소 구성요소들(ax,k(i,j))에 대해 계산된다. 각각의 비 코히어런트 검색 행렬의 대응 구성요소들로부터 계산된 수치 값들이 합해지고, 즉 행렬들의 가산이 수행되고, 다음 수학식으로 표현될 수 있다.
실제 응용에서, 비 코히어런트 검색 행렬은 적어도 두가지 방식으로 형성될 수 있다. 제1 대안적인 구현에서, 각각의 반복시에 형성된 코히어런트 검색 행렬은 저장된다. 요구된 수의 반복 후에, 비 코히어런트 검색 행렬은 수학식 8에 따른 등가의 구성요소들을 가산함으로써 형성된다. 이 대안적인 구현에서, 메모리가 모든 코히어런트 검색 행렬들의 구성요소들을 저장하는데 요구된다. 다른 대안적인 구현에 따라, 하나의 코히어런트 검색 행렬은 초기에 계산되고, 이 행렬의 값들은 비 코히어런트 합 행렬의 구성요소들로서 복사된다. 각각의 반복시에 코히어런트 검색 행렬이 형성되고, 그 행렬의 값들은 비 코히어런트 검색 행렬의 대응 구성요소들과 가산된다. 이러한 대안에서, 따라서 등가의 구성요소들의 가산이 각 반복 시간에서 수행된다. 따라서, 하나의 코히어런트 검색 행렬만이 저장되며, 그로인해 메모리가 제1 대안에서 보다 덜 요구된다.
요구된 수의 반복이 수행되어진 후에, 선행 문턱값을 초과하고, 다른 값들보다 명백히 더 큰 값을 찾으려는 시도(110)에서, 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)의 구성요소들(Sx(i,j))의 값들이 결정 단계에서 검사된다. 이와 같은 값이 발견되면, 위성에 의해 전송된 신호이기 때문에, 코드 위상 차 및 주파수 편차를 나타낸다. 신호가 위성에 의해 전송되지 않지만, 잡음 또는 다른 부수적인 간섭 신호들을 구성한다면, 주목할만한 상관 피크들이 발생하지 않는다. 코드 위상 차는 최고 값의 행 인덱스로부터 명백하며, 대응하게 주파수 편차는 열 인덱스에 의해 표현된다. 도 6의 실례는 다른 값들보다 명백히 큰 값이 발견되어진 상황을 예시한다. 반면,그러한 값이 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)에서 발견되지 않으면, 즉, 위성에 대해 검색된 것에 의해 전송된 신호가 검사된 주파수 범위에서 수신되지 않았으면, 검사될 주파수 범위는 변화되고, 전술된 단계들은 새로운 비 코히어런트 검색 행렬을 형성하도록 실행된다. 이러한 방법에 의해, 6kHz의 전체 범위는 전술된 단계들을 요구된 많은 시간만큼 반복함으로써 검사될 수 있다.
요구될 경우에, 전술된 단계들은 검사될 전체 주파수 범위에 대해 반복될 수 있고, 다른 반복들에 대해, 또는 가능한 피크들을 포함한 범위들만에 대해 형성된 비 코히어런트 검색 행렬들은 최고 상관 피크를 검색하기 전에 저장될 수 있다. 이러한 방식에서, 잘못한 해석의 가능성이 예컨대, 문턱값이 너무 낮게 설정되어 의사 신호가 잘못된 해석을 일으킬 수 있는 상황에서 감소될 수 있다.
-150dBm의 범위에서 세기를 갖는 신호들의 코드 위상 및 주파수 편차를 식별하는 디바이스들이 이용가능하다면, 위상 및 주파수 편차를 결정하도록 시도조차 될 수 있기 전에, 주파수 범위는 수십의 헤르쯔 범위의 폭으로 스캐닝되어야 한다. 본 발명을 이용하여, 주파수 범위를 수백 헤르쯔 범위의 폭으로 즉, 종래 기술의 수신기들을 이용하는 것보다 훨씬 빨리 스캐닝할 수 있다.
정확한 주파수 편차 및 코드 위상이 결정되어지면, 수신기는 추적 모드로 설졍될 수 있다. 데이터의 수신은 매우 약한 신호들에 대해 성공적이지 않으며, 이 경우에 그 자체로 알려진 방식으로, 예컨대 이동 전화망을 통해 수신된 데이터에 의존하는 것이 필수적일 수 있다. 이 경우에, 거리 측정이 여전히 가능하지만, 감소된 정확성을 갖는다. 추적 모드는 스위치들(도 1)을 제2 위치로 변환시킴으로써 설정되며, 그로인해 수신 정보는 코드 추적 블록(11)으로 보내지고, 그 블록에서 수치 제어 발진기(5)의 주파수의 미세 조정을 가능케하도록 피드백 연결이 또한 제공된다.
위치를 계산하기 위해, 수신기는 적어도 4개의 위성들로부터 수신된 신호들에 근거하여 신호 수신을 바람직하게 수행한다. 이 경우에, 전술된 동기화 처리는 각각의 위성 신호에 근거하여 요구된 바와 같이 반복되며, 그 후에 동기화가 수행되는 위성의 코드가 기준 시퀀스(r(x))로서 선택된다.
방법의 구현을 위해 요구된 대부분의 블록들은 예컨대, 디지털 신호 처리기(미도시)에서 구현될 수 있다. 디지털 신호 처리기의 하드웨어식 해결 또는 소프트웨어 구현은 FFT 변환을 수행하는데 이용될 수 있다. 부가적으로, 제어 요소, 바람직하게 마이크로프로세서 또는 그 동등물은 수신기의 동작을 제어하는데 이용될 수 있다.
이동국 및 위치결정 수신기를 구비한 본 발명의 바람직한 실시예에 다른 전자 디바이스(24)는 도 7에 도시되어 있다. 제1 안테나(13)는 위치결정 위성들에 의해 전송된 신호의 수신을 위해 이용된다. 수신 신호는 제1 무선부(14)로 인가되며, 신호가 다운 변환되고 디지털화된다. 제1 무선부는 특히, 도 1에 도시된 수신기의 변환 블록(2), 디지타이징 블록(3) 및 승산기 블록(4)을 구비한다. 이 단계에서 바람직하게 I 및 Q 성분들을 구비한 디지털화된 신호는 디지털 신호 처리 유닛(15)에 인가되며, 특히, 샘플 벡터들이 샘플 벡터 형성 블록(12)에서 형성된다.샘플들이 예컨대, 디지털 신호 처리 유닛(15)의 프로그램 코드를 저장하기 위한 독출/기록 메모리 및 바람직하게 또한 판독 전용 메모리 및/또는 비휘발성 독출/기록 메모리를 구비하는 제1 메모리 수단(16)에 저장된다. 본 실시예에서, 특히, 예컨대, 푸리에 변환기들(FFT1,FFT2,...,FFTN) 및/또는 정합 필터들을 이용한 상관 함수 행렬(Cx,k)의 형성과 같은 동기화 블록(6)의 기능들은 신호 처리 유닛(15)에서 구현된다. 바람직하게, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 형성 및 비 코히어런트 가산 단계는 또한 디지털 신호 처리 유닛(15)에서 수행된다. 디지털 신호 처리 유닛(15)은 계산된 위상 차 및 주파수 편차에 대한 정보를 예컨대, 마이크로프로세서 및 I/O 로직을 구비한 처리기 블록(17)으로 전송한다. 처리기 블록(17)은 스캐닝 블록(8) 및 제1 스위치(9)를 제어한다. 바람직하게, 코드 추적 블록(11)은 적어도 부분적으로 처리기 블록의 프로그램 명령들로서 구현된다. 제2 메모리 수단(18)은 처리기 블록(17)의 데이터 및 프로그램 메모리로서 이용된다. 제1 메모리 수단(16) 및 제2 메모리 수단(18)이 또한 공통 메모리를 구비할 수 있음이 명백하다. 위치결정 정보는 디스플레이(19)상에서 사용자에게 보여질 수 있다.
이동국의 동작들은 또한 처리기 블록(17)의 응용 소프트웨어로 구현된다. 따라서, 디스플레이(19)는 그 자체로 알려진 방식으로 전화기 호출 정보를 제시하는데 이용될 수 있다. 사용자는 키보드(20)를 이용하여 위치결정 수신기 및 이동국을 제어할 수 있다. 음성 신호들의 부호 및 복호는 코덱(21)에 의해 수행된다. 이동국의 무선부(22) 및 제2 안테나(23)는 또한 도 7에 도시되어 있다.
본 발명은 전술된 실시예들에 제한되지 않을 뿐만 아니라, 첨부된 특허청구범위에 의해 한정된 영역을 벗어나지 않고 변형될 수 있다.
본 발명은 종래 기술의 방법들 및 수신기들과 비교하여 상당한 효과들을 제공한다. 특히 위치결정 수신기들에서, 본 발명에 따른 방법은 수신기가 수신 신호와 더 빨리 동기화되도록 할 수 있다. 이러한 방식에서 위치결정은 수신 신호가 약한 상황, 예컨대 신호의 전자 경로를 실질적으로 감쇠시키는 장애물들이 있는 옥내 또는 도시 지역들에서조차, 훨씬 더 빨리 수행될 수 있다. 본 발명에 따른 방법은 종래 기술의 방법들과 비교될 경우에 동기화 속도에서 실질적인 개선을 제공한다. 본 발명에 따른 수신기는 비교적 적은 수의 구성요소들을 이용하여 구현될 수 있고, 전체 에너지 소비는 적당한 레벨로 유지될 수 있으며, 그로인해 본 발명은 특히 휴대용 디바이스들에서의 이용에 적합하다. 따라서, 위치결정 수신기는 또한 이동국과 관련하여 구현될 수 있다.

Claims (35)

  1. 적어도 하나의 기준 코드(r(x))가 사용되며, 변조에 사용된 코드에 대응하는 기준 코드, 전송된 신호의 주파수 쉬프트 및 변조에 사용된 코드의 코드 위상이 결정되는, 수신기(1)를 전송된 코드 변조 확산 스펙트럼 신호와 동기화시키기 위한 방법에 있어서,
    샘플들(101)이 수신 신호로부터 얻어져 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))을 형성하는 샘플 벡터 형성 단계;
    샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 근거하여 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 상관 단계(102,103,104,105);
    상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치에 근거하여 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 분석 단계(106,107); 및
    주파수 쉬프트 및 코드 위상이 상기 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들의 값들(ax,k(i,j))을 이용하여 결정되는 결정 단계(110)를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 검사될 주파수 범위가 지정되고, 지정된 주파수 범위는 두 개 이상의 부분들로 분할되며, 상기 샘플 벡터 형성 단계, 상관 단계 및 분석 단계는 각각의 부분에 대해 수행되고, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 값들은 저장되며, 여기서 결정 단계가 수행되고, 주파수 쉬프트 및 코드 위상이 가장 큰 값에 근거하여 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서, 문턱값이 지정되며, 상기 문턱값을 초과하는 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 값들은 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위한 결정 단계에서 이용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항, 제2항 또는 제3항에 있어서, 상기 샘플 벡터 형성 단계, 상관 단계 및 분석 단계는 적어도 두 개의 코히어런트 검색 행렬들(Ax,k)을 형성하도록 반복되고(108), 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)이 각각의 반복시에 형성된 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 대응하는 구성요소들의 값들(ax,k(i,j))을 비 코히어런트하게 가산함으로써 형성되는 가산 단계(109)가 또한 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 검사될 주파수 범위가 지정되고, 지정된 주파수 범위는 두 개 이상의 부분들로 분할되며, 그로인해 상기 샘플 벡터 형성 단계, 상관 단계, 분석 단계 및 가산 단계는 각각의 부분에 대해 수행되고, 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)의 구성요소들의 값들은 저장되며, 여기서 결정 단계가 수행되고, 주파수쉬프트 및 코드 위상이 가장 큰 값에 근거하여 결정되는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제4항 또는 제5항에 있어서, 문턱값이 결정되며, 그로인해 상기 문턱값을 초과하는 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)의 구성요소들의 크기 값들은 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위한 결정 단계에서 이용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제1항 내지 제6항중 어느 한항에 있어서, 상관 함수 행렬(Cx,k)은 정합 필터들(26,27,28)을 이용하여 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제1항 내지 제7항중 어느 한항에 있어서,
    상관 단계에서, 상기 기준 코드(r(x))에 대응하는 반전 코드의 시간-주파수 변환() 및 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))이 수행되고, 상기 반전 코드의 시간-주파수 변환()과 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 승산이 수행되고, 주파수-시간 변환은 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 수행되고, 상관 함수 행렬(Cx,k)은 승산 결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 형성되며,
    분석 단계에서, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제1항 내지 제7항중 어느 한항에 있어서,
    상관 단계에서, 상기 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x)) 및 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 대응하는 반전 벡터의 시간-주파수 변환()이 수행되고, 상기 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))과 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 반전 벡터의 시간-주파수 변환()의 승산이 수행되고, 주파수-시간 변환은 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 수행되고, 상관 함수 행렬(Cx,k)은 승산 결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 형성되며,
    분석 단계에서, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제1항 내지 제7항중 어느 한항에 있어서,
    상관 단계에서, 상기 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x)) 및 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))이 형성되고, 복소 콘쥬게이트(R* k(x))가 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))으로부터 형성되고, 상기 복소 콘쥬게이트와 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))의 승산이 수행되고, 주파수-시간 변환은 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 수행되고, 상관 함수 행렬(Cx,k)은 승산 결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 형성되고,
    분석 단계에서 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제1항 내지 제7항중 어느 한항에 있어서,
    상관 단계에서, 상기 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x)) 및 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))이 형성되고, 복소 콘쥬게이트(P* k(i))는 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))으로부터 형성되고, 각각의 상기 복소 콘쥬게이트와 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))의 승산이 수행되고, 주파수-시간 변환은 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 수행되고, 상관 함수 행렬(Cx,k)은 승산 결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 형성되고,
    분석 단계에서, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제8항 내지 제11항중 어느 한항에 있어서, 상기 시간-주파수 변환은 푸리에 변환이고, 상기 주파수-시간 변환은 역 푸리에 변환인 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제1항 내지 제12항중 어느 한항에 있어서, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 크기 값들은 상기 결정 단계(110)에서 이용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제13항에 있어서, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 제곱된 크기 값들은 상기 결정 단계(110)에서 이용되는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제1항 내지 제14항중 어느 한항에 있어서, 수신기(1)의 위치가 결정되고, 위치 정보가 저장되며, 검사될 주파수 범위가 지정되고, 주파수 쉬프트의 검사를 시작하기 위한 초기 주파수는 수신기(1)에 저장된 위치 정보를 이용함으로써 상기 주파수 범위로부터 선택되는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제1항 내지 제15항 어느 한항에 있어서, 두 개 이상의 위성들에 의해 전송된 확산 스펙트럼 변조 신호들은 수신기(1)에서 수신되고, 상기 샘플 벡터 형성 단계, 상관 단계, 분석 단계 및 결정 단계는 각각의 상기 위성들에 의해 전송된 신호에 대해 수행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 적어도 수신기(1)를 전송된 코드 변조 확산 스펙트럼 신호와 동기시키기 위한 동기화 수단을 구비하며, 변조에 이용된 코드에 대응하는 적어도 하나의 기준 코드(r(x))를 동기화에 관련하여 이용하기 위한 수단(16) 및 주파수 쉬프트 및 변조에 이용된 코드의 코드 위상을 결정하기 위한 수단(15)을 갖는 수신기(1)에 있어서,
    수신 신호로부터 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))을 형성하기 위한 샘플 벡터 형성 수단(12,16);
    샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 근거하여 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 상관 수단(6,FFT1,FFT2,...,FFTN);
    상관 함수 행렬(Cx,k)에 근거하여 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 분석 수단(6,12); 및
    상기 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 값들을 이용하여주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위한 결정 수단(7,17)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  18. 제17항에 있어서, 검사될 주파수 범위를 지정하기 위한 수단(17), 지정된 주파수 범위를 두 개 이상의 부분들로 분할하기 위한 수단(5,8,9)을 구비하며, 샘플 벡터들의 형성, 상관 함수 행렬(Cx,k)의 형성 및 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 형성은 각각의 부분에 대해 수행되도록 구성되며, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 값들을 저장하기 위한 수단(16) 및 가장 큰 값에 근거하여 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  19. 제17항 또는 제18항에 있어서, 문턱값을 지정하기 위한 수단(15) 및 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위해 상기 문턱값과 상기 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 값들을 비교하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  20. 제17항, 제18항 또는 제19항에 있어서, 샘플 벡터들의 형성, 상관 함수 행렬(Cx,k)의 형성 및 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 형성은 적어도 두 개의 코히어런트 검색 행렬들(Ax,k)을 형성하기 위해 반복되도록 구성되며, 수신기(1)는 또한 각각의 반복시에 형성된 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 대응하는 구성요소들의 값들(ax,k(i,j))을 비 코히어런트하게 가산함으로써 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)을 형성하기 위한 가산 수단을 구비하며, 수신기(1)는 상기 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)을 사용함으로써 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위한 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  21. 제17항에 있어서, 검사될 주파수 범위를 지정하기 위한 수단(17), 지정된 주파수 범위를 두 개 이상의 부분들로 분할하기 위한 수단(5,8,9)을 구비하며, 상기 샘플 벡터들의 형성, 상관 함수 행렬(Cx,k)의 형성 및 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 형성 및 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)과의 가산은 각각의 부분에 대해 수행되도록 구성되며, 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)의 구성요소들의 값들을 저장하기 위한 수단(16) 및 가장 큰 값에 근거하여 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  22. 제21항에 있어서, 문턱값을 지정하기 위한 수단(15) 및 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위해 상기 문턱값과 상기 비 코히어런트 검색 행렬(Sx)의 값들을 비교하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  23. 제17항 내지 제22항중 어느 한항에 있어서, 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 적어도 하나의 정합 필터(26,27,28)를 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  24. 제17항 내지 제23항중 어느 한항에 있어서,
    상관 수단은 상기 기준 코드(r(x))에 대응하는 반전 코드의 시간-주파수 변환()을 형성하기 위한 수단(16), 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))을 형성하기 위한 수단, 상기 반전 코드의 시간-주파수 변환()과 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))의 승산을 수행하기 위한 수단(15), 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 주파수-시간 변환을 수행하기 위한 수단(15) 및 승산 결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하며,
    분석 수단은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  25. 제17항 내지 제23항중 어느 한항에 있어서,
    상관 수단은 상기 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))을 형성하기 위한 수단(16), 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 대응하는 반전 벡터의 시간-주파수 변환()을 형성하기 위한 수단, 상기 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))과 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 반전 벡터의 시간-주파수 변환()의 승산을 수행하기 위한 수단(15), 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 주파수-시간 변환을 수행하기 위한 수단(15) 및 승산 결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하며,
    분석 수단은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  26. 제17항 내지 제23항중 어느 한항에 있어서,
    상관 수단은 상기 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))의 복소 콘쥬게이트(R*(x))를 형성하기 위한 수단(16), 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))을 형성하기 위한 수단, 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환의 복소 콘쥬게이트(R*(x))와 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))의 승산을 수행하기 위한 수단(15), 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 주파수-시간 변환을 수행하기 위한 수단(15) 및 승산 결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하며,
    분석 수단은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  27. 제17항 내지 제23항중 어느 한항에 있어서,
    상관 수단은 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환(Pk(i))의 복소 콘쥬게이트(P* k(i))를 형성하기 위한 수단(16), 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))을 형성하기 위한 수단, 기준 코드(r(x))의 시간-주파수 변환(R(x))과 각각의 샘플 벡터(pk(1),pk(2),...,pk(N))의 시간-주파수 변환의 복소 콘쥬게이트(P* k(i))의 승산을 수행하기 위한 수단(15), 각각의 승산 결과(Mx,k(i))에 대해 주파수-시간 변환을 수행하기 위한 수단(15) 및 승산결과들(Mx,k(i))의 주파수-시간 변환들(mx,k(i))로부터 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하며,
    분석 수단은 상기 상관 함수 행렬(Cx,k)의 전치의 행들에 대해 시간-주파수 변환을 수행함으로써 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 수단(15)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  28. 제24항 내지 제27항중 어느 한항에 있어서, 상기 시간-주파수 변환은 푸리에 변환이고, 상기 주파수-시간 변환은 역 푸리에 변환인 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  29. 제17항 내지 제28항중 어느 한항에 있어서, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들의 크기 값들이 결정 수단에서 이용되는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  30. 제17항 내지 제29항중 어느 한항에 있어서, 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들의 제곱 크기 값들이 결정 수단에서 이용되는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  31. 제17항 내지 제30항중 어느 한항에 있어서, 수신기(1)의 위치를 결정하기 위한 수단(14,15,17) 및 위치 정보를 저장하기 위한 수단(18)을 구비하며, 수신기(1)는 또한 검사될 주파수 범위를 지정하기 위한 수단(17) 및 수신기(1)에 저장된 위치 정보에 근거하여, 주파수 쉬프트의 검사를 시작하기 위한 상기 주파수 범위의 초기 주파수를 선택하기 위한 수단(17,22,23)을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신기(1).
  32. 적어도 위치결정 수신기(1), 위치결정 수신기(1)를 전송된 코드 변조 확산 스펙트럼 신호에 동기시키기 위한 동기화 수단, 위치결정 수신기(1)에 포함되며 변조에 이용된 코드에 대응하는 적어도 하나의 기준 코드(r(x))를 동기화와 관련하여 이용하기 위한 수단(16) 및 전송 신호의 주파수 쉬프트 및 변조에 이용된 코드의 코드 위상을 결정하기 위한 수단(15)을 구비하는 전자 디바이스(24)에 있어서,
    수신 신호로부터 샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))을 형성하기 위한 샘플 벡터 형성 수단(12,16);
    샘플 벡터들(pk(1),pk(2),...,pk(N))에 근거하여 상관 함수 행렬(Cx,k)을 형성하기 위한 상관 수단(6,FFT1,FFT2,...,FFTN);
    상관 함수 행렬(Cx,k)에 근거하여 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)을 형성하기 위한 분석 수단(6,12); 및
    상기 코히어런트 검색 행렬(Ax,k)의 구성요소들(ax,k(i,j))의 값들을 이용하여 주파수 쉬프트 및 코드 위상을 결정하기 위한 결정 수단(7,17)을 구비하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스(24).
  33. 제32항에 있어서, 전자 디바이스(24)의 위치를 결정하기 위한 수단(14,15,17) 및 위치 정보를 저장하기 위한 수단(18)을 구비하며, 전자 디바이스(24)는 검사될 주파수 범위를 지정하기 위한 수단(17) 및 수신기(1)에 저장된 위치 정보에 근거하여, 주파수 쉬프트의 검사를 시작하기 위한 상기 주파수 범위의 초기 주파수를 선택하기 위한 수단(17,22,23)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스(24).
  34. 제32항 또는 제33항에 있어서, 이동 전화기 동작들을 수행하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스(24).
  35. 제34항에 있어서, 이동 통신망으로의 데이터 전송 연결을 설정하기 위한 수단(22,23)을 구비하며, 전자 디바이스(24)의 위치를 결정하기 위한 수단은 이동 통신망으로부터의 위치 결정에 이용하기 위한 정보를 검색하기 위한 수단(22,23)을 구비하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스(24).
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