KR20010040342A - 무선랜의 확산 스펙트럼에서 안테나 다이버시티 실행방법 - Google Patents

무선랜의 확산 스펙트럼에서 안테나 다이버시티 실행방법 Download PDF

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파카트셀리스존
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스콧 티. 마이쿠엔
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Abstract

무선 확산 스텍트럼 통신시스템에서 안테나 확산을 실행하는 방법이 개시되어 있다. 고비율 모드 칩으로부터 형성된 데이터 심볼을 갖는 확산 스펙트럼 위상 시프트 키잉(PSK) 패킷 신호가 확산 스펙트럼 수신기의 각각 이격된 두개의 안테나 각각에서 수신된다. 비트 동기 피크 샘플은 각 안테나에 대해 패킷신호내에서 결정된다. 미리 결정된 비트 동기 샘플은 각 안테나에 대한 피크로부터의 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 측면상에 있는 미리 결정된 많은 수의 칩에서 감산된다. 각 안테나에 대해 실행된 감산단계에서 보다 높은 값을 갖는 안테나가 선택된다.

Description

무선랜의 확산 스펙트럼에서 안테나 다이버시티 실행방법{Method Of Performing Antenna Diversity In Spread Spectrum In Wireless Local Area Network}
분리된 전자 구성요소사이의 무선 또는 전파 통신이 널리 이용되고 있다. 예를 들어, 무선 근거리 통신망(Wireless Local Area Network)은 건물이나 캠퍼스내에 유선 LAN에 대한 확장 또는 대안일 수 있는 유연한 데이터 통신 시스템이다. WLAN은 데이터를 공중으로 송수신하는 전파 기술을 이용하는데, 이로 인해 유선 연결에 대한 필요성을 줄이거나 최소화시킨다. 따라서, WLAN은 데이터 접속성을 사용자 이동성과 결합하고, 간소화된 구성을 통해 또한 이동성 LAN을 허용한다.
지난 몇 년 동안, WLAN은, 예를 들어 보건, 소매, 제조업, 창고업, 그리고 학원 분야를 포함하여, 많은 유저(user)들 사이에서 용인을 얻어 왔다. 이러한 그룹들은, 예를 들어 실시간 정보를 중앙처리 호스트로 전송하기 위해, 손바닥 크기의 단말기 및 노트북 컴퓨터를 이용하는 생산성 이득으로부터 혜택을 누려왔다. 오늘날, WLAN은 심지어 보다 더 넓은 범위의 사용자들을 위한 일반 목적 접속성 대안으로서 더욱 널리 알려져 이용되고 있다. 게다가, WLAN은 설치의 유연성을 제공하고, 유선기술이 실용적이지 못한 상황에서 컴퓨터 네트워크가 이용될 수 있게 해 준다.
통상적인 WLAN에 있어서, 엑세스 포이트는 트랜시버(즉, 송신기와 수신기의 결합)에 설치되고, 고정된 위치에서 유선 네트워크에 연결한다. 따라서, 엑세스 트랜시버는 WLAN과 유선 네트워크사이에 데이터를 송신, 완충, 및 수신한다. 싱글 엑세스 트랜시버는 약 백에서 수 백 피트미만의 범위내에 한자리에 모인 소 그룹의 사용자를 지원할 수 있다. 최종 사용자는 노트북 컴퓨터에 있는 PC 카드, 또는 데스크탑용 ISA나 PCI 카드처럼 통상적으로 이용되는 트랜시버를 통해 WLAN에 접속한다. 물론, 트랜시버는 손바닥 크기의 컴퓨터와 같은 임의의 구성요소에 집적된다.
스펙트럼 확산 통신은 셀룰러폰 통신과 같은 다양한 응용에 이용되는데, 예를 들어 미국 특허 제 5,515,396호에(달레코진) 기술된 바와 같이, 제밍에 강함, 양호한 간섭 및 다중경로 저지, 그리고 도청자로 부터 본래 안전한 통신을 제공하기 위한 것이다. 본 발명은 실질적인 전송기 하드웨어의 복제없이 더 높은 정보 전송율을 허용하기 위해 4개의 Walsh 확산 코드를 이용하는 코드분할 다중접속 (CDMA) 셀룰러 통신 시스템을 개시한다. 미국 특허 제 5,535,239호(파도바니 등), 미국 특허 제 5,416,797호(길하우젠 등), 미국 특허 제 5,309,474호(길하우젠 등) 그리고 미국 특허 제 5,103,459호(길하우젠 등)는 또한 Walsh 함수 확산 코드를 이용하는 CDMA 스펙트럼 확산 셀룰러 폰 통신 시스템을 개시한다. 이러한 각각의 특허의 개시는 그 전체를 참조로 여기에 결합된다.
서로 다른 두 곳에서 동일한 전송이 수신되었을 때, 둘 또는 그 이상의 안테나가 스위치되는 안테나 다이버시티는 통신공학에서 잘 알려져 있다.
안테나 다이버시티 시스템과 방법의 일예가 미국특허 제 5,216,434호; 제 5,369,801호; 제 5,748,676호에 개시되어 있다. 소정의 안테나가 선택된다. 예상되는 것은 수신된 신호가 벽에 반사되고 문을 통과하는 것과 같은 서로 다른 두 경로를 취할 것이고, 따라서 한 안테나는 복조 및 심지어 전송에도 보다 좋은 신호를 갖고 수신하게 될 것이다. 그러나, 많은 선행기술들은 강한 신호가 더 좋은 신호라는 시각에서 접근하였다. 그러나, 종종 보다 약한 신호가 덜 손상된 신호이고 복조에 잇점이 있다.
본 발명은 통신 전자공학에 관한 것으로, 보다 상세하게는 확산 스펙트럼 트랜시버를 이용하여 무선랜의 확산 스펙트럼에서 안테나 다이버시티 실행방법에 관한 것이다.
본 발명의 다른 목적, 특징, 및 이점들이 다음에 수반하는 도면에 비추어 볼 때 다음에 본 발명의 자세한 설명으로 부터 명확해 질 것이다.
도 1A-1F는 변경을 가하여 본 발명에 이용되는 관련 구성요소를 갖는 스펙트럼 확산 트랜시버를 도시한다.
도 1A는 스펙트럼 확산 트랜시버의 기본 회로 구성요소를 나타낸다.
도 1B는 변경을 가하여 본 발명에 이용되는 높은 데이터율 베이스밴드 처리기의 복조기 부분의 개략적인 회로도이다.
도 1C는 도 1A 및 1B에 나타난 회로에 의해 발생되는 신호의 타이밍 도이다.
도 1D는 도 1A 및 1B의 회로에 의해 발생되는 추가 신호의 타이밍 도이다.
도 1E는 도 1A에 나타난 베이스 밴드 처리기의 복조기 부분의 개략적인 회로도이다.
도 1F는 도 1A의 복조기의 상관기 부분의 개략적인 회로도이다.
도 1G는 M-진 직교 키잉(MOK)에 대한 파형이 발생되는 방법을 도시하는 구성요소의 블럭도이다.
도 1H는 확장된 변조 패키지의 4개의 변조 모드를 도시한다.
도 2-5는 10, 25, 20 및 100 ns RMS에 대해 나타낸 Walsh 거리를 갖는 본 발명의 비-간섭성 비트 동기 메트릭의 상관을 도시한다.
도 6A는 순수하게 파형의 Barker부분을 근거로 하지 않음으로써 의사결정 회로가 개선되도록 메시지내에 코드 세트 다이버시티 고 비율 프레임 형식을 포함한다.
도 6B는 실행구성이 그 의사결정이 메시지의 Walsh/cck 부분으로 부터 어떠한 피드백도 없이 순수하게 Barker/cck 코드상에 만들어진다고 생각하는 또 다른 코드 세트 고 비율 필드 형식을 도시한다.
도 6C는 비트 동기 피크 샘플을 결정하고 이미 결정된 많은 비트 동기 샘플을 감산하는 도 1A에 있는 복조기 회로의 한 부분의 블럭 회로도이다.
도 7은 종단간 선형 왜곡을 유도하는 주요 시스템 구성요소를 나타내는 블럭도를 도시한다.
도 8은 송수신 필터에 대한 선형 왜곡을 나타내는 블럭도이다.
도 9A 및 9B는 실제 SAW 필터 특성에 대한 각각의 주파수 응답 및 임펄스 응답을 도시하고 제 3 중계 에코우를 도시한다.
도 10A 및 10B는 종단 통과모뎀 및 필터 응답을 도시한다.
도 11은 지수적으로 감쇠하는 이산 레일리(Raleigh) 페이딩 채널 모델을 나타내는 그래프이다.
도 12A 및 12B는 100ns RMS 지연-확산 경우에 대한 확률 실현(realization)에 대한 지수함수적인 페이딩 예를 도시한다.
도 13A, 13B, 및 13C는 100ns RMS 지연-확산에 대한 각각 임펄스 응답, 주파수 응답, 및 나이퀘스트 대역폭, 그리고 확률 실현에 대한 모뎀/채널 캐스케이드 예에 대한 상응하는 배콘스털레이션(constellation)을 도시한다.
도 14A 및 14B는 200ns RMS 지연-확산의 확률 실현에 대한 각각의 임펄스 응답 및 주파수 응답을 나타낸다.
도 15는 포스트 커서 구성요소의 그래프를 도시한다.
도 16은 스펙트럼 확산 수신기에서 신호 전력이 통신 연결에 의해 어떻게 영향을 받는가를 도시한다.
도 17은 이상적인 AGC 설치 위치를 도시한다.
도 18은 고비율 802.11 시그널링을 지배하는 다양한 관점을 기술한다.
도 19는 10-5심볼 에러율에서 디지털 변조 수용력 비교를 도시하는 그래프이다.
도 20은 셀룰라/PCS 신호 전형을 기술하는 표이다.
도 21은 컨벌루션 오점이 적은 심볼의 비율이 되도록 심볼 지속을 증가시킴으로써 ISI가 어떻게 최소화되는 가를 기술하는 그래픽 표이다.
도 22는 대역폭을 소비하는 양호한 상관 특성을 도시하는 그래프이다.
도 23은 칩-레벨 등화를 이용하는 주요 이점을 기술한다.
도 24는 심볼 레벨 대 칩 레벨 처리에 대한 심볼 에러율의 비교를 기술하는 그래프이다.
도 25는 등화기 성능 비교를 기술한 표이다.
도 26은 도 1A-1F에 일반적으로 나타낸 복조기 구성에 대한 간소화된 블럭도이다.
도 27은 도 26에 나타낸 구성에 대한 다중경로 성능을 나타내는 그래프이다.
도 28은 본 발명에서 이용되는 의사결정 피드백 등화기 그리고 피드 포워드 섹션 및 피드백 섹션을 도시하는 회로 블럭도이다.
도 29는 100 ns RMS에서 전형적인 종단간 임펄스 응답을 도시하는 그래프이다.
도 30은 도 29에 나타난 임펄스 응답에 대한 채널 제로를 도시하는 그래프이다.
도 31은 전형적인 다중경로의 특성을 강조하는 채널도이다.
도 32는 두개의 탭 피드 포워드 DFE ZF 비중 계산을 도시한다.
도 33은 스펙트럼 확산 복조기의 복조 구성에 대해서만 피드백 탭을 나타내는 개략적인 블럭도이다.
도 34는 다양한 피드백 탭 양에 대해 다중경로에서 패킷 에러율 성능을 도시하는 그래프이다.
도 35는 피드 포워드 DFE 탭을 포함하는 복조기 구성의 개략적인 블럭도이다.
도 36은 두개의 피드 포워드 탭 및 다양한 피드백 탭 양에 대해 다중경로에서 패킷 에러율 성능을 도시하는 그래프이다.
도 37은 세개의 피드 포워드 탭 및 다양한 피드백 탭 양에 대해 다중경로에서 패킷 에러율 성능을 도시하는 그래프이다.
도 38A는 FSM을 형성하는 채널 임펄스 응답에 대한 상태 기계 채널 관점을 도시한다. 도 38B는 대표적인 트렐리스를 나타낸다.
도 39는 FSM의 복잡성이 의사결정 피드백을 통해 어떻게 줄어드는 가를 도시한다.
도 40은 의사결정 피드백 단계를 공급하기 위해 이용된 부분적인 트레이스백을 도시하는 트렐리스 도이다.
도 41은 부분적인 트레이스백 지연을 증가시키면서 비터비 DFE 성능 변화를 도시하는 그래프이다.
도 42는 비터비 DFE에 대한 복조기 구성을 도시하는 개략적인 블럭도이다.
도 43은 4상태 비터비/DFE에 대한 다중경로-확산 성능 곡선을 나타내는 그래프이다.
도 44는 16상태 비터비/DFE에 대한 다중경로-확산 성능 곡선을 나타내는 그래프이다.
도 45는 서로 다른 탭을 갖고 있는 다양한 RMS 다중경로 확산에 대한 패캣 에러율 성능을 도시하는 그래프이다.
도 46은 수학 연산/칩을 갖는 기본 DFE 구조이다.
도 47은 2개의 피드 포워드 탭 및 6개의 피드백 탭 DFE에 대한 게이트 카운트 복잡성을 도시한다.
도 48은 증폭 및 위상 정보를 나타내는 채널 임펄스 응답을 도시한다.
(도면의 주요부분에 대한 부호의 설명)
30:무선 트랜시버 68:신호 정정 회로
33:상/하 컨버터 72:칩 위상 에러 검출기
40:DSS 베이스밴드 처리기 75:타이밍 루프 필터
57:다중 전송기 105:전송 필터
60:변조기 107:수신 필터
62:반송파 루프 필터 124:칩 의사결정
65:상관기 126:Walsh 상관기
66:심볼 의사결정 회로 128:심볼 의사결정
따라서 본 발명의 목적은 확산 스펙트럼 트랜시버에서 안테나 다이버시티를 실행하는 방법과 안테나를 선택하는데 더 좋은 메트릭(Metric)을 허용하는 관련 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 안테나 다이버시티 실행방법은 각각 이격된 두개의 확산 스펙트럼 수신기의 안테나상에 고비율 모드의 칩들로부터 형성된 데이터 심볼을 갖는 확산 스펙트럼 PSK(Phase Shift Keyed) 패킷 신호를 수신하는 단계를 포함한다. 이 방법은 또한 각 안테나에 대해 상기 패킷 신호내의 비트 동기 피크 샘플를 결정하는 단계 및 각 안테나에 대한 상기 피크로부터의 상기 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 측면상의 이미 결정된 많은 수의 칩의 이미 결정된 비트 동기 샘플을 감산하는 단계를 포함한다. 이 방법은 또한 각 안테나에 대해 실행된 상기 감산단계로부터 얻어진 보다 높은 값을 갖는 안테나를 선택하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 관점에 따르면, 상기 패킷신호는 제 1 안테나 다이버시티주기를 갖는 헤더를 포함하고, 안테나 다이버시티를 재실행하기 위한 상기 패킷신호에서 상기 헤더와 고데이터율 스타트 사이에 제 2 안테나 다이버시티 주기를 삽입하는 단계를 더 포함한다. 현재 선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격(예를 들어 Walsh); 안테나 스위칭을 위한 보호시간 간격; 나머지 미선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 미선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격; 안테나 스위칭과 감쇠시간에 대한 보호 시간 간격; 및 선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 을 포함하여 안테나 다이버시티를 재시도하기 위해 시간 간격은 또한 제 2 안테나 다이버시티내에 덧붙여질 수 있다.
고비율 M-진 코드 세트 부분(예를 들어 Walsh)은 상기 제 2안테나 다이버시티 주기내에 삽입되어질 수 있다. 상기 패킷신호는 각 안테나상에 복수의 코드 세트 벡터를 수신하는 코드 세트 벡터들을 포함할 수 있다. 예를 들어, 각 안테나 상에 8개의 Walsh 기본 벡터들이 수신될 수 있다. 코드 세트 거리는 상기 선택된 안테나 상의 복조된 심볼에서 에러를 결정하여 측정될 수 있다. 코드 세트 거리는 상기 I 또는 Q 채널중 어느 하나상에 순차적으로 전송되어진 코드 세트 벡터의 최소 상관값을 결정함으로써 측정될 수 있다. I 및 Q 채널 양쪽상에 코드 세트 벡터의 상호-상관의 최대 절대값은 상기 결정된 최소 상관값의 상관값 피크없이 결정되어질 수 있다. 최대 절대값의 결과는 코드 세트 거리를 얻기 위한 결정된 최소 상관값으로부터 감산된다. Walsh 기본벡터가 사용될 때, 8 Walsh 벡터가 사용될 수 있다.
무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 안테나 다이버시티를 실행하는 확산 스펙트럼 트랜시버는 고비율 모드 칩로부터 형성된 데이터 심볼을 갖는 확산 스펙트럼 PSK(Phase Shift Keyed) 패킷 신호를 각각 수신하는 각각 이격된 두개의 안테나로 구성될 수 있다. 트랜시버는 또한 각 안테나에 대해 상기 패킷 신호내의 비트 동기 피크 샘플을 결정하는 수단을 포함할 수 있다. 트랜시버는 또한 각 안테나에 대해 상기 피크로부터의 상기 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 측면상의 이미 결정된 많은 수의 칩의 이미 결정된 비트 동기 샘플을 감산하는 수단 및 상기 감산단계로부터 얻어진 보다 높은 값을 갖는 안테나를 선택하는 수단을 포함한다. 상기 방법과 관련된 회로는 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 알려진 상관기와 동 떨어진 탭을 사용할 수 있다. 예를 들어, 각 샘플 간격에서 22 샘플의 탭이 될 수 있다.
WLAN에서 사용되는 무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 사용하기 위한 고비율 데이터 프레임 또한 개시되고 프리앰블 부분, 헤더부분; 및 두 안테나의 안테나 다이버시티에 사용되고 그리고 상기 헤더부분 후에 위치하는 코드 세트 고비율 부분을 포함한다. 코드 세트 고비율 부분은 현재 선택된 안테나에 대해 코드 세트 거리 시간 간격; 안테나 스위칭을 위한 보호시간 간격; 나머지 미선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 미선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격; 안테나 스위칭과 감쇠시간에 대한 보호 시간 간격; 및 선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 을 포함한다.
본 발명은 이하 수반하는 도면을 참조로하여 이제 보다 완벽하게 기술될 것이며, 거기에는 본 발명의 바람직한 실시예가 나타난다. 그러나, 본 발명은 서로 다른 많은 형태로 구체화되고, 여기에 공개된 실시예에 한정된 것처럼 해석되어서는 안된다. 오히려, 명세서가 완전히 공개되고 본 발명의 범위를 그 기술분야에서 통상의 지식을 가진자들에게 완벽하게 전달하도록 본 실시예가 제공된다. 명세서를 통해 같은 번호는 같은 요소를 언급한다.
설명 및 이해를 목적으로, 본 발명의 기술적인 배경을 주기 위해 기본 스펙트럼 확산 전파 트랜시버가 아래 자세하게 기술된다. 각각의 도 1A-1H에 도시된 바와 같이, 그 스펙트럼 확산 트랜시버 및 관련 정보는 WLAN에 이용된 고 비율 수용력을 갖는 기본 스펙트럼 확산 전파 트랜시버에 관계가 있다. 자연적으로, 본 발명은 그런 트랜시버에 유한되지 않지만, 단지 기술적인 이해를 목적으로 도시 및 기술된다. 그런 트랜시버는 추가로 현 양수인에 의해 1997년 3월 17일에 출원된 미국 특허 출원 일련번호 제 08/819,846호에 기술되며, 그 공개된 전체를 참고로 하여 여기에 포함된다.
도 1A에 있어서, 기본 무선 트랜시버(30)는 보는 바와 같이 본 발명에 따라 변형되어 나타난다. 트랜시버(30)는 제안된 IEEE 802.11 표준에 따라 2.4㎓ ISM에서 WLAN 응용에 쉽게 이용될 수 있다. 트랜시버(30)는 전파 전력 증폭기에 연결된 선택가능한 안테나(31) 및 해리스 부품 번호 HFA3929에 의해 제공된 바와 같은 TX/RX 스위치(32)를 포함한다. 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에 의해 쉽게 이해가 되는 바, 공간 다이버시티 수신을 위한 다중 안테나가 설치된다.
해리스 부품 번호(part number) HFA3424에 의해 제공된 바와 같이 저 잡음 증폭기(38)는 또한 그 안테나에 작동 연결된다. 도시된 상/하 컨버터(33)는, 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에 의해 쉽게 이해가 되는 바와 같이, 두 저 잡음 증폭기(38) 및 RF 전력 증폭기ㆍTX/RX 스위치(32)에 연결된다. 상/하 컨버터 (33)는, 예를 들어, 해리스 부품 번호 HFA3624에 의해 제공된다. 상/하 컨버터 (33)는 교대로 도시된 이중 주파수 합성기(34) 및 그 직교 IF 변/복조(35)에 연결된다. 이중 합성기(34)는 해리스 부품 번호 HFA3624일 수 있고 그 직교 IF 변/복조(35)는 해리스 부품 번호 HFA3724일 수 있다. 지금까지 기술된 모든 구성요소는 명칭 PRISM 1 하에 해리스 회사에 의해 제조된 2.4㎓ 직접 시퀀스 스펙트럼 확산 무선 트랜시버 세트에 포함된다. 본 기술분야에서 통상의 기술을 가진 자들에 의해 쉽게 이해가 되는 바, 그리고 또한 가령 1996년 3월에 참고로 여기에 포함된 전부 공개된 출원 노트 제 AN9614호와 같은 해리스 PRISM 1 칩 세트 문헌에 추가로 도시된 바와 같이, 다양한 필터(36) 및 도시된 전압 제어 발진기(37)가 설치된다.
이제 특히 도 1A의 오른쪽으로 가보면, 고 데이터율 DSS(Direct Sequence Spread Spectrum) 베이스밴드 처리기(40)가 이제 기술된다. 종래 해리스 PRISM 1 칩 세트는 명칭 HSP3824하에 이용가능한 저 데이터율 DSS 베이스밴드 처리기를 포함한다. 이 종래 베이스밴드 처리기는 1996년, 파일 번호 4064.4호, 여기에 참고로 포함된 전부 공개된 "직접확산(Direct Sequence Spread Spectrum) 베이스밴드 처리기"라고 붙여진 공개서에서 자세하게 기술된다.
HSP3824 베이스밴드 처리기처럼, 본 발명의 고 데이터율 베이스밴드 처리기(40)는 전 또는 반 이중 패킷 베이스밴드 트랜시버에 필요한 모든 기능들을 포함한다. 처리기(40)는 직교 IF 변조(35)으로부터 수신 I 및 Q 신호를 수신하기 위한 보드상에 3-비트 A/D 컨버터(41)를 갖는다. 또한 HSP3824처럼, 고 데이터율 처리기(40)는 보드상에 6-비트 A/D 컨버터를 갖는 기능을 모니터하는 수신 신호 강도 지수(RSSI)를 포함하고, 본 기술분야에서 통상의 기술을 가진 자들에 의해 쉽게 이해되는 바 데이터 충돌을 막고 네트워크 처리량을 최적화시키기 위해 CCA 회로 블럭(44)은 CCA(Clear Channel Assessment)를 제공한다.
PRISM 1 제품을 1Mbps BPSK 및 2Mbps QPSK에서 5.5Mbps BPSK 및 11Mbps QPSK까지 확장된다. 이것은 칩 비율 상수를 11M cps에 유지함으로써 이루어진다. 이것은 같은 RF 회로가 더 높은 데이터율에 이용되게 한다. 고 비율 모드의 심볼 비율은 11㎒/8 = 1.375 M심볼/s이다.
실시예처럼, 5.5Mbps 모드에 대한 비트는 스크램블되고 나서, 4비트 니블에서 8 칩 변형된 Walsh 함수로 부호화된다. 이 사상은 BPSK만 보다 더 나은 비트 에러율(BER)을 갖는 배-직교 코드를 초래한다. 결과적인 11M cps 데이터 스트림은 변조된 BPSK이다. 그 복조기는 아래 더욱 자세하게 기술된 바와 같이 변형된 Walsh 상관기 및 관련 칩 트래킹, 캐리어 트래킹, 그리고 재구성 구성요소를 포함한다.
5.5Mbps 모드에 대한 비트는 스크램블되고 나서, 독립적으로 각 I 및 Q 레일상에 4비트 니블에서 8 칩 변형 Walsh 함수로 부호화된다. 2 변형 Walsh 함수로 사상된 8개의 정보 비트/심볼이 존재한다. 이 사상은 QPSK만 보다 더 나은 BER 성능을 갖는 배-직교 코드를 초래한다. 결과적인 11M cps 데이터 스트림은 변조된 QPSK이다.
이런 타입의 변조의 이론적인 BER 성능은 평형 BPSK 또는 QPSK에대한 8dB 대 9.6dB의 Eb/No에서 대략 10-5이다. 이 코딩 이득은 배-직교 코딩때문이다. 다중경로를 대처하고 간섭 효과를 줄이는데 일조하기 위해 모든 변조에 대한 대역폭 확장이 있다.
게다가 도 1B에 있어서, BPSK/QPSK 변조기 및 스크램블러 회로(51)의 출력은 먼저 LSB(Least Significant 비트)를 갖으면서 4비트 신호-크기의 니블(Nibble)로 분할된다. QPSK에 대해, 2개의 니블 － 제 1 니블은 B 직렬-입력/병렬-출력 SIPO 회로 블럭(52b)및 제 2 니블은 A SIPO(52b)로 부터 － 이 변형된 Walsh 발생기(53a, 53b)에 병렬로 나타난다. 2개의 니블은 데이터의 심볼을 형성한다. 비트율은 도시된 바와 같이 11Mbps일 수 있다. 그러므로, 그 심볼 비율은 1.375Mbps(11/8=1.375)이다. BPSK에 대해, 니블은 단지 A SIPO(52a)로 부터 나타난다. B SIPO(52b)는 불능된다. 니블은 데이터 심볼을 형성한다. 이 순간에 비트율은 5.5Mbps이고 심볼 비율은 여전히 1.375Mbps(5.5/4=1.375)이다. SIPO 출력의 크기 부분은 기본 Walsh 시퀀스와 비교하여 아래 표에 나타낸 변형된 Walsh 시퀀스중의 하나를 가리킨다.
크기 기본 WALSH 변형된 WALSH
0 0 3
1 0F 0C
2 33 30
3 3C 3F
4 55 56
5 5A 59
6 66 65
7 69 6A
클록(clock)으로 부터 Sel Walsh A 및 Sel Walsh B 비트는 논리 회로(54)가 선택된 Walsh 시퀀스가 출력으로 다중송신을 할 수 있게 해주고, LSB는 먼저 출력하는 것을 특징으로 한다. A 신호 및 B 신호 비트는 각각의 변형된 Walsh 발생기(53a, 53b)를 우회하고, 시퀀스에 XOR'd이다.
본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에 의해 쉽게 이해되는 바, 비트를 Walsh 심볼로 다른 사상이 가능하다. 게다가, 변형된 Walsh 코드는 모듈로modulo) 두개가 고정 16진수 코드를 기본 또는 표준 Walsh 코드에 산입함으로써 발생되고, 이로인해 평균 DC 신호 구성요소를 줄이고 전반적인 성능을 강화시킨다.
헤더 CRC의 마지막 심볼의 차동(Diff) 출력은 고 비율 데이터에 대한 기준이다. 헤더는 항상 BPSK일 수 있다. 출력전에 기준은 I 및 Q 신호에 XOR' d이다. 이것은, 아래 더욱 자세하게 기술된 바와 같이, 복조기(60)는 Diff가 고 비율 데이터를 복호할 필요없이 위상 모호함에 대해 보상하게 해 준다. 비록 다른 실시예에 있어서 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에 의해 쉽게 이해되는 바 플립 플롭은 다운스트림에 위치하지만, 데이터 플립 플롭(55a, 55b)은 다중전송기에 연결 된다. 그 출력 칩 비율은 11M cps이다. BPSK에 대해, 같은 칩 시퀀스는 다중 전송기(57)을 경유하여 각각의 I 및 Q 레일상에 출력이다. 출력 다중전송기(58)은 적절한 데이터율 및 포맷의 선택을 제공한다.
도 1C에 있어서, 인터페이스(80)에 대한 타이밍과 신호 포맷이 더 자세하게 기술된다. 그 왼쪽 부분에 있어서, 동기는 모두 1'이고, SFD는 PLCP 프리앰블 (90)에 대한 F3AOh이다. PlCP 헤더(91)에 관련하여, 신호는:
OAh 1 Mbps BPSK,
14h 2 Mbps QPSK,
37h 5.5 Mbps BPSK, 및
6Eh 11 Mbps QPSK.
서비스는 OOh, 길이는 ㎲를 단위로 하는 XXXXh, 그리고 CRC는 신호, 서비스, 그리고 길이를 근거로 계산된 XXXXh이다. MPDU는 많은 옥테트(바이트)와 함께 가변한다.
PLCP 프리앰블 및 PLCP 헤더는 1 Mbps에서 Diff 부호화, 스크램블, 그리고 11개의 칩 Barker와 함께 확산된다. 동기 및 SFD는 내부적으로 발생된다. 신호, 서비스, 그리고 길이 필드는 제어 포트를 경유하여 인터페이스(80)에 의해 공급된다. 신호는 2개의 제어 비트씩 나타나고, 그리고 나서 기술된 바와 같이 포맷된다. 인터페이스(80)은 ㎲단위로 길이를 공급한다. PLCP 헤더에서 CRC는 신호, 서비스, 그리고 길이 필드상에 수행된다.
MPDU는 인터페이스(80)에 의해 연속적으로 제공되고, 보통 연산에 대해 스크램블된 가변 데이터이다. MPDU의 제 1 심볼에 대한 기준 위상은 Diff 부호화에 대한 헤더의 마지막 심볼의 출력 위상이다. 스크램블러(51)로 들어간 헤더의 마지막 위상에 MPDU의 제 1 비트가 이어진다. 가변 데이터는 헤더 부분보다 서로 다른 포맷으로 변복조되어 데이터율을 증가시키고, 도 1C에서 스위치오버 포인트가 가리키는 바와 같이 스위치오버는 그 가장자리상에 일어난다.
도 1D에 있어서, 고 데이터율 변조기(50)의 타이밍은 더욱 이해가 될 수 있다. 도시된 타이밍과 더불어, TX_RDY에서 제 1 Hi 비율 출력 칩까지의 지연은10개의 11㎒ 클록 주기 또는 909.1 ns이다. 나머지 기술된 양은 상기 설명의 관점에서 쉽게 이해될 것이다.
도 1E에 있어서, 고 데이터율 복조기(60)가 추가로 기술된다. 고 비율 회로는 신호 필드가 5.5 또는 11 Mbps 연산을 가리킨 후에 활성화된다. 반송파 루프 회로는 점선(122)에 의해 나타나고, 칩 검출 회로는 점선(124)에 의해 나타난다. 어떤 시간에서는 시작 위상이 재밍되어 반송파 NCO(61)로 들어가고, 시작 주파수 편차는 재밍되어 반송파 루프 필터(62)로 들어간다. 신호는 cps ROM(63) 및 복소 배율기(64)에 의해 복호되고 Walsh 상관기(65)로 통과된 주파수이다. 상관기(65) 출력은 도시된 바와 같이 심볼 의사결정 회로(66)를 구동시킨다. 심볼 의사결정 회로(66)의 출력은 헤더의 마지막 심볼을 근거로 한 신호 정정 회로(68)를 통과한 다음, 병렬-입력/직렬-출력 SIPO 블럭(67)에 의해 DPSK 복조기의 디스크램블러 및 스크램블러 회로(70)로 연속적으로 천이된다.
그 신호는 복소 배율기(64), 반송파 NCO(61), 그리고 반송파 루프 필터(75)를 경유하여 트랙된 위상 및 주파수이다. 복소 배율기(64)의 출력은 또한 반송파 위상 에러 검출기(76)로 이동한다. 의사결정 지향 칩 위상 에러 검출기(72)는 교대로 클록 인에이블(enable) 논리(77)에 연결되어 있는 도시된 타이밍 루프 필터(75)로 이동한다. 칩 위상 에러 검출기(72)로 부터의 의사결정은 SNR이 높기 때문에 칩 트래킹을 위한 초기-후기(early-late) 상관대신에 이용된다. 이것은 고 비율 작동에 필요한 추가적인 회로를 크게 줄인다. 클록 제어(74)에로의 44㎒ 마스터 클록 입력은 ±1/8 칩 스텝으로 고 비율 모드 칩을 트랙킹하는 것을 허용한다. 스텝퍼만 44㎒에서 작동할 필요가 있고, 대부분의 남은 회로는 11㎒에서 작동한다. 회로는 긴 헤더 및 동기와 함께 작동해야만 한다.
도 1F에 있어서, 한쌍의 Walsh 상관기(65a, 65b)는 추가로 도시된다. 칩 트래킹 루프로 부터의 I_END 및 Q_END 입력은 11㎒에서의 입력이다. 변형된 Walsh 발생기(81)는 8 Walsh 코드(W0에서 W7까지)를 연속적으로 16개의 병렬 상관기 (I_END에 대해 8개 그리고 Q_END에 대해 8개)로 발생시킨다. 16개의 상관은 1.375㎒율에서 이용가능하다. 11Mbps 모드에 대해, I W0에서 I W7까지중 가장 큰 크기가 I sym을 형성하기 위해 선택 라지스트 크기 회로(pick largest Magnitude)(81a)에 의해 선택된다. I sym은 신호-크기로 포맷된다. 그 크기는 가장 큰 크기의 변형된 Walsh 인덱스(0에서 7까지)이다. 상관 및 신호는 위닝(winning) 상관의 입력의 신호 비트이다. Q 채널은 똑같은 식으로 병렬로 처리된다. 5.5Mbps 모드에 대해, I W0에서 I W7까지중 가장 큰 크기가 I sym을 형성하기 위해 선택된다. 이 경우에, I sym만이 출력이다. AccEn는 상관기 타이밍을 제어하고, 타이밍 및 제어 회로에 의해 공급된다.
반송파 트래킹 루프(또한 반송파 루프 회로로 알려짐) 및 칩 트래킹 루프의 다른 세부적인 것들은 특허 출원 제 08/819,846호를 참조로 포함된 것의 도 7 및 8에 나타난다.
위에서 기재한 바와 같이, 직교 키잉이 기술되어 왔다. M-진 배-직교 키잉은 2.4㎓ ISM 대역에서 고 비율을 위한 하나의 변조 선택이다. 이 기술은 이미 비율 변화 메카니즘을 갖는 똑같은 프리앰블 및 헤더를 결합함으로써 현존 802.11 네트워크와 함께 쉽게 공동조작이 가능하게 된다. M-진 배-직교 키잉 (MBOK) 변조는 본 기술분야에서 통상의 지식을 갖는 자들에게 널리 알려저 있다.
본 기술분야에서 통상의 지식을 갖는 자들에게 널리 알려저 있는 바와 같이, MBOK는 현존 802.11 기준과 같은 전체 확산 대역폭을 유지함으로써 ISM 대역에서 다중-채널 작동을 허용한다. 확산은 실제로 802.11 Barker 워드보다 더 일괄적이지만, 같은 칩 비율 및 같은 기본 스펙트럼 모양을 갖는다. 스팩트럼은 3dB 포인트에서 17㎒로, 35dB에서는 22㎒이상으로 필터된다. 이것은 ISM 대역 에지에서 스펙트럼 에너지 감소를 허용함과 아울러 ISM 대역(2.04에서 2.483㎓)에서 3개의 비-간섭 채널을 두는 것을 허용한다. 보다 과감한 필터링으로, 4개의 채널이 그 대역으로 압착된다.
MBOK는 전력 효율 변조이고 더 높은 데이터율에 대한 양호한 범위를 제공한다. 간섭 및 다중경로에 대해 양호한 허용오차를 갖는 것은 건전하다. M-진 직교 키잉(MOK)은 FSK와 같은 많은 기준 파형의 일반화임을 나타낸다.
도 1G는 그 파형이 어떻게 만들어지는 가를 나타낸다. 데이터는 스크램블러 (92a)에 들어가고 나서 1:8 다중전송기(Walsh 함수에 대해)에 들어간다. Walsh 함수 선택(pick) 회로(92c)는 8개의 Walsh 함수중 하나를 선택한다. 이 구조에서, 확산 함수가 데이터 워드에 의해 M 직교 벡터의 세트로 부터 가려진다. 간섭적으로 처리될 때 I 및 Q 채널은 독립한 것으로 간주하기 때문에, 둘 다 이런식으로 변조될 수 있다. 배-직교 키잉은 확산 함수의 두 참(true) 및 역(inverse) 버전을 이용함으로써 이것을 확대시킨다. 이것은 회로가 8 비트를 하나의 심볼로 묶게 해 준다.
하나의 예로서, 널리 알려진 직교 벡터 세트는 Walsh 함수 세트이다. 그것은 8 칩(2 전력) 벡터에 대해 이용가능하고, 참 직교성을 갖는다. 또 하나의 고정된 비트 패턴을 기본 세트에 가산으로써 기본 세트의 변경이 이루어 진다. 예를 들어, 이것은 기본 세트의 모든 0의 항을 피하기 위해서 행해질 수 있다.
도 1H는 확대된 변조 패키지의 4개의 변조 모드를 도시한다. 2개의 802.11 1 및 2 Mbps 모드가 기본적으로 I 및/또는 Q 채널 확산 함수의 극성을 세팅함으로써 나타난다. 5.5 Mbps 모드에 대해, 들어오는 데이터는 4 비트(3 비트는 8 세트에서 확산 함수를 선택하고, 4번째 비트는 극성을 세트함) 니블로 그룹이 된다. 확산 시퀀스가 선택되고 나서 BPSK는 I 및 Q 변조기를 병렬로 구동시킴으로써 반송파를 변조시킨다. 11 Mbps 변조를 하기 위해, 입력 데이터는 2개의 니블로 그룹되고, I 및 Q 채널을 독립적으로 변조시키는데 이용된다.
변조가 현존 802.11 DS 변조처럼 같은 대역폭을 갖게 하기 위해서, 칩 비율이 11Mcps에서 유지되고 동시에 심볼 비율이 1.375Msps로 증가된다. 이것은 전반적인 비트율을 11Mbps로 만든다. 이것은 또한 그 시스템이 802.11 프리앰블 및 헤더와 공동 조작이 쉽게 되게 한다. 확산 비율은 일정하므로, 헤더에서 데이터로 천이시킬 때 변하는 유일한 것은 데이터 클록 율이다.
MOK 변조는 끼워진 코딩 특성으로 인해 BPSK보다 약간 더 나은 Es/NO 성능을 갖는 것을 보여왔다. 이것은 변조가 다른 파형보다 더 많은 간섭의 허용 오차를 허용한다. 이런 변조에는 더 많은 심볼 당 비트가 있기 때문에, 자연적으로 BPSK보다 더 많은 Es/NO를 필요로 하지만, 그 증가는 최소화된다.
이 파형의 스펙트럼은 802.11 파형과 같은 sinx/x이다.
다중경로 성능은 파형의 SNR 및 위상 왜곡 허용오차에 달렸다.
안테나 다이버시티는 신뢰성있는 11 Mbps 링크를 보증하는데 필요하다. 고 비율 변조는 더 낮은 비율 변조가 필요한 더 높은 SNR로 인한 것보다 다중경로 간섭 및 필터 왜곡에 더 민감하다. MBOK가 BPSK 패션에서 이용될 때 5.5 Mbps를 달성한다. 독립한 두 직교 I 및 Q 채널상의 MBOK 구조를 이용함으로써, 기본 데이터율은 11Mbps로 배가된다. 이것은 또한 스트레스 받은 링크에 대한 후퇴율 (fallback)을 주며 보다 건전한 더 낮은 비율에 대한 선택을 허용한다. M-진 배-직교 키잉 변조가 달성하는 우수한 범위는 MBOK가 BPSK 성능보다 더 나은 성능을 갖는다는 사실 때문이다.
안테나 다이버시티는, 가령 2개의 안테나가 회로 보드에 위치할 때, 어떤 것이 최상의 안테나인지를 결정하는데 있어서 중요하다. 본 기술분야에서 통상의 지식을 갖는 자들에게 잘 알려진 바와 같이, 통상적으로 회로 보드상에 위치한 두개의 안테나로 부터 데이터를 복조시킬 수 있는 것으로 알려져 왔다. 그리고 나서, 스펙트럼 확산 트랜시버 회로는 어떤 안테나가 "클리너" 데이터 세트와 함께 나왔지를 결정한다. 그러나, 종래의 여러 시스템에서, 이것은 2개의 수신기를 필요로 했다. 따라서, 양호한 다이버시티 선택 메트릭을 얻을 필요가 있다.
통상적으로, WLAN 구성에 이용된 랩탑 컴퓨터는, 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 널리 알려진 바와 같이, 고무 코팅된 안테나로서 형성된 2개의 안테나를 갖는다. 이런 안테나는 그 보드로 부터 밖으로 튀어나와 있을 수 있다. 가령 잡아 당겨서 옆으로 돌리거나 영구적으로 튀어나와 있는 안테나와 같이, 안테나 다이버시티에 대한 다양한 디자인들이 있어 왔다. 두 안테나 중에서, 어떤 안테나를 선택할 것인지를 결정할 필요가 있다. 소정의 안테나를 선택하기 위해서는 하나 알려진 방법은 SNR을 이용하는 것이다.
그러나, 많은 문과 벽이 있는 큰 사무 환경에서는 에코우 챔버와 유사하다. 수신기에 대한 최상의 신호는 가장 큰 신호가 아니고, 가장 큰 신호는 신호를 복조하는데 있어서 최상의 신호요소는 아니다. 모든 신호는 다중경로에 의해 손상될 수 있다. 따라서, 신호는 감산되어 더 약해지므로, SNR을 이용하는 이전의 알고리즘이 더 적절할 것이다. 그러나, 다중경로가 더욱 강력하고 손상된 신호를 만들고 나면, 최고의 신호를 얻기 위해 SNR을 이용하는 그 알고리즘은 최상이 되지 않을 것이다. 심지어 훨씬 더한 에너지를 갖는다 하더라도, 실제 복조된 신호는 더욱 손상된 신호가 될지도 모른다.
최고의 전력 신호가 아니라, 최저의 손상 신호를 찾는 것이 바람직하다. 종래 기술처럼 가장 큰 전력 신호만을 찾는 것 대신에, 복조하기 위해서는 무엇이 최고, 최저의 손상 신호인가를 결정하기 위해, 본 발명은 상관 기술을 이용한다.
상관기로 부터, 스펙트럼 확산 기술에 있어서 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 알려진 바와 같이 반복되는 이런 특별한 타입의 스펙트럼 확산을 이용할 때 잡음 신호 및 임펄스 신호를 얻는다. 에코우를 얻고, 그 중에 하나가 강하다면 그 에코우는 소정의 신호로 이용될 수 있다. 예를 들어, 신호가 벽을 통과하고 있기 때문에 신호가 약할 수 있다. 그러나 벽에서 떨어져 문으로 부터 튀어나가는 하나의 신호는 더 강한 신호일 수 있다. 그 신호에 이어 진행해 나가는 그런 각각의 신호 및 손상된 신호는 트랙될 수 있다. 벽을 통과하는 신호는, 비록 그것이 더 약한 신호일 지라도, 복조할 소정의 신호일 수 있다.
본 발명은 더 나은 신호를 결정하기 위해 상관기에서 탭을 이용하는 방법 및 관련 회로를 포함한다. 에를 들어, 각각의 22 샘플 간격에는 탭이 있을 수 있다. 복조에 이용되는 샘플은 시간에 있어서 상관 피크에 발생하는 샘플이다. 알고리즘은 피크 전후에 샘플을 취하고, 그것들을 모두 합산한다(피크로 부터 그것들을 비교 감산해서, 서로 다른 안테나로 측정이 행해진다). 그리고 나서 클리너가 선택된다.
기본적으로, 그 시스템은 기준의 오른쪽 및 왼쪽으로 향하고 클리너 신호를 얻기 위해 감산을 행한다. 그 다음 신호를 수신하기 위해 두개의 안테나중 어떤 것이 더 나은가를 결정하는 것은 다이버시티 구조이다. 그것은 또한 그 다음 신호를 전송하기 위해 이뤄질 수 있는데, 왜냐하면 수신이 양호하다면 비록 항상 확실한 보증이 않을 지라도 경로 백(back)은 일반적으로 양호하기 때문이다. 그 메트릭은 다중경로 손상 환경에 이점을 준다.
측정에 관해서는 Barker 코드상에 이뤄져 왔다. 단 Barker 코드를 근거로 하지 않은 Walsh 또는 다른 유사한 신호가 양호한 지를 결정할 수 있다. 무엇이 더 나은 신호인 지에 대한 평가를 정련하기 위해 추가 제 2 안테나 다이버시티를 이용하는 것이 가능하다. 따라서, 다이버시티 구조의 성능을 개선할 수 있다.
안테나 다이버시티의 이점은 2개의 충분히 물리적으로 분리된 안테나는 보통 완벽하지 않은 상관 채널을 만든다는 사실로 부터 나온다. 비록 대부분의 가까운 텀(term) 응용에 대해 단지 엑세스 포인트 및 아마 데스크탑 PC는 비용을 최소화하기 위한 다이버시티를 갖는다 하더라도, 랩탑의 크기(12")는 상당한 안테나 다이버시티 성능 이득에 대해 충분하고 물리적인 분리를 제공한다. 랩탑에 들어가는 다가오는 무선 네트워크 하드웨어의 집적은 사용자가 안테나 배선으로 부터 자유롭게 해준다.
달성된 실제 성능 이득은 작동 환경의 세부적인 것들에 따라 크게 좌우된다. 한계에 있어서, 채널이 상관되지 않고 최상의 안테나가 정확하게 선택된다면, 혼합된 메시지 비율이 독립한 경로들의 수의 전력까지 오르게 된다. 예를 들어, 50%의 실종된 메시지 비율은 이중 수신 다이버시티의 경우에 25%까지 줄어들고, 이중 송수신 다이버시티의 경우에 6.25%까지 줄어든다. 안테나 다이버시티는 사용장에게 매우 성가시게 하는 "데드 스폿(dead spot)"의 확률을 줄인다.
안테나 다이버시티 복잡성 및 성능은 모뎀의 나머지 성능을 트랙한다. 다양한 공동조작이 가능한 비용/성능 옵선을 제공함으로써 수행가능한 사용자들의 폭을 넓히고(가정, 사무실, 공업 및 관세 제품), 제품 품질을 향상시킴으로써 비용을 줄인다. 예들은, 사용자의 가격 민감도에 따라, 안테나 다이버시티, 등화기 ,및 추가 처리가 추가될 수 있는 저 비용 비-다이버스 IF 제한 수신기를 포함한다. 본 발명이 응용되는 또 다른 예는 도 1A-1F에 나타난 트랜시버이다.
저 엔드(end) 세로에서 시작하는, IF 유한 신호를 갖는 SNR 신호(1 및 2 Mbps 명세)를 최적화시키는 현재 안테나 다이버시티 메트릭은 유용한 IF 유한 지연 확산에 대해 다중경로 성능을 최적화시키기 위해 쉽게 변형된다. 유한된 수신기의 유용한 범위를 훨씬 능가하여, 매우 큰 지연 확산에서 길이의 정확한 성능은 필요하지 않다.
1 및 11 Mbps에서 성능을 최적화시키기 위해서는 다중경로 효과에 민감도가 굉장히 다르기 때문에 서로 다른 길이가 필요하다. 안테나 다이버시티 의사결정 시간에서는 데이터율은 알려지지 않기 때문에, 데이터의 헤더 및 11Mbps 스타트사이에 안테나 다이버시티를 재설치하는 것은, 특정 데이터율에 최적화된 매우 건전하고 정확한 하드웨어 효율 길이를 제공하면서, 1 또는 2 Mbps 명세 변화를 요하지 않는다. 매우 건전하고 정확한 하드웨어 효율 길이는 그 구조가 각 안테나상에 수신된 코드 워드 벡터(8 Walsh 기본 벡터의 실시예에 있어서)를 이용할 때 이용되고, 최상의 상관을 의사결정하기 위해 상관이 행해진다.
다중경로에 대해 정정을 하는 고 성능 수신기는 처리된 심볼 에러율을 반드시 최소화시켜야 할 것이다. 이것이 달성되는 방법은 특별한 수신 처리와 함께 다양하다. 통상적인 예는 등화기으로 부터의 RMS 잔여 에러를 포함하고, 최대 가능 알고리즘으로 부터 정보를 트레이스백한다.
하드웨어 충격없이 상당한 개선을 하기 위해, 다이버시티를 수신하기 위해 추가될 수 있는 간단한 AP 전송 안테나 다이버시티 구조는 또한 아래에 기술된다.
IF 유한 저 엔드 수신기는 소형 하드웨어를 갖는 25에서 50 ns RMS 지연 확산에 대해 양호한 다중경로 다이버시티 성능을 요한다. 이 저 엔드 수신기는 더 큰 지연 확산와 더불어 상당한 처리량을 잃을 것이다. 그러나, 이용가능하다면, 저 지연 확산 안테나를 선택하기 위해 다이버시티 구조는 더 높은 지연 확산과 더불어 작동을 한다.
본 다이버시티 구조는 현재 IEEE 802.11 명세서에 완전히 준수한다. 본 발명의 다이버시티 선택 구성은 IEEE 802.11 고 비율 파형에 가장 적합하다.
본 발명의 일 면에 있어서 그 다이버시티는 현재 이뤄지는 Barker 프리앰블시에 행해진다. 데이터율은 다이버시티 의사결정 시간에 수신기에 알려지지 않기 때문에, 그 성능은 반드시 절충안이 될 것이다. 100 ns RMS에서 성능이 받아들여 질 수 있기 때문에 이것이 달성될 수 있고, 유용한 작동 RMS 지연 확산을 능가한다.
다이버시티 구조는 IF 유한기와 함께 작동하고, 모든 유용한 지연 확산에서 우수한 성능을 얻는다. 1 및 11 Mbps에서 성능을 최적화시키는데는 서로 다른 메트릭을 요한다. 데이터율이 안테나 다이버시티 의사결정 시간에 알려지지 않기 때문에, 11 Mbps 데이터의 헤더 및 스타트 사이에 안테나 다이버시티를 재설치하는 것은 합당하다. 그 목적은 복잡성 및 추가 게이트 카운트(1,000게이트)를 최소화하는 것이다.
본 발명의 코드 워드 벡터 다이버시티는 고 비율이 선택되는 헤더 및 고 데이터율의 스타트사이에 제 2 안테나 다이버시티 주기를 삽입한다. 한 예로서, 제 2 안테나 다이버시티 주기는 Walsh 기본 벡터일 수 있다. 비율 필드를 제외하고 현재 802.11 명세에 어떠한 변화도 필요하지 않기 때문에, 이것은 다수의 코드 워드 벡터가 각 안테나상에 수신되는 것을 허용한다. 예로서 본 발명의 일 면에 있어서, 코드 워드 벡터는 8 Walsh 기본 벡터일 수 있다.
수신 유한기는 AGC 함수를 소거함으로써 비용을 줄일 수 있다. 다이버시티 구조는 차동적으로 검출된 비-간섭성 비트 동기 샘플과 더불어 작동한다. 이 정보는 이미 존재하고 있고 그 변화를 줄이기 위해 비-간섭적으로 결합되어 있다.
본 발명은 복잡성 및 추가 게이트 카운트를 최소화할 수 있다. 다중경로 다이버시티 메트릭에 대해 겨우 약 500의 추가 게이트가 필요로 되므로, 이것이 이뤄질 수 있었다.
IF 유한기 다이버시티 비트 동기 메트릭의 예를 다음에 두었다.
메트릭 = -S-2칩-S-1칩+S0-S+1칩-S+2칩또는 작은 손실을 갖음
메트릭 = -S-1칩+S0-S+1칩-S+2칩(S0= 비트 동기 피크 샘플)
본 발명에 따라 IF 유한기 다이버시티 비트 동기 메트릭은 그 피크(가령 1 및 2 비트)로 부터 비트 동기 피크의 어느 한 쪽에 미리 결정된 많은 칩으로 부터 미리 결정된 비트 동기 샘플(가령 4 비트 동기 샘플)을 감산함으로써 계산된다. 더 높은 결과를 갖는 안테나가 선택된 안테나가 된다. 미리 결정된 칩의 수로부터그 샘플을 감산하지 않는 것은 초기에 단지 작은 성능 손실을 초래한다.
복조된 신호가 에러를 내는데 얼마나 근접한가에 건전한 측정에 대한 측정, 코드워드 거리는 다음에 의해 계산된다:
1. 순차적으로 한 채널(I 또는 Q)상에 전송된 코드 워드 벡터의 최소 상관을 찾음.
2. 상관 피크를 포함하지 않는 양 채널상에 코드 워드 벡터의 상호-상관의 절대값의 최대를 찾음.
3. 상기 #1에서 얻어진 결과로 부터 #2로 부터 얻어진 결과를 감산함. 만약 Walsh 벡터가 이용된다면, 그리고 나서 8개의 Walsh 기본 벡터가 이용된다.
코드 워드 거리가 메시지 에러율의 표시라고 가정하면, 안테나 다이버시티 정밀도의 신속한 표시로서 이용될 수 있다.
전에 설명한 바와 같이, 이 IF 유한기 다이버시티 메트릭 성능에 관하여,
10(도 2), 50(도 3), 50(도 4), 그리고 100(도 5) ns RMS에 대해 Walsh 거리를 갖는 이 비-간섭성 비트 동기 메트릭의 상관을 나타낸다. 각 도는 1,000 시험이 행해진다. 흥미로운 지연 확산 및 IF 유한기 다이버시티 메트릭 성능에 대해, 이 메트릭은 심볼 에러율 높은 상관을 보인다.
코드 워드 벡터 다이버시티 가정에 관하여, 더 고성능 수신기는 100 ns보다 더 큰 지연 확산에서 향상된 성능을 갖는 안테나 다이버시티 메트릭을 필요로 한다. 이 메트릭은 두 더 고성능 유한 및 선형 수신기에 의해 이용된다. 그것은 모든 지연 확산에서 우수한 성능을 갖는 IF 유한 수신기와 함께 작동한다.
1 및 11 Mbps에서 성능을 최적화시키는데는 서로 다른 메트릭을 필요로 한다. 데이터율은 안테나 다이버시티 의사결정 시간에 알려지지 않기 때문에, 11Mbps 데이터의 헤더 및 스타트 사이에 안테나 다이버시티를 재설치하는 것은 바람직한 접근 방법이다. 다시, 그 목적은 복잡성 및 부가 게이트 카운트를 최소화하는 것이다.
코드 워드 벡터 다이버시티 개념(구상, 발상)은 고 비율이 선택되는 헤더 및 고 비율 데이터의 스타트 사이에 제 2 안테나 다이버시티 주기에 삽입한다. 고 비율 데이터 필드의 포맷을 상술하지 않았듯이 현재 IEEE 802.11 명세(비율 필드 제외)에 어떠한 변화가 필요하지 않고, 상술되지 않은 데이터율의 수신은 현재의 명세에 의해 다뤄진다.
그 개념은 코드 워드 벡터가 각 안테나상에 수신되게 해 주는 (만약 Walsh 벡터가 이용되면, 8 Walsh 벡터) 코드 워드 벡터를 두배로 전송하는 것이다. 이 접근 방법에 의해, 복잡성 및 성능 사이에 절충이 이뤄진다. 코드 워드 벡터는 실질적으로 채널에 통과되기 때문에, 정밀한 성능 평가에 대한 디-컨절루션이 필요하다.
데이터 복조에 대한 상관기가 이미 존재하듯이 코드 워드 거리는 하드웨어 효과이다. 최소 및 최대 처리를 실행하는데는 대략 1,000 게이트를 필요로 한다.
도 6A에 나타난 바와 같이, 제안된 고 비율 프레임 포맷은 수신 안테나 다이버시티를 재설치하는 새로운 필드를 포함한다. 이 변화는 그 메시지내에 고 비율 부분을 포함하므로, 순수하게 파형의 Barker 부분에 근거하지 않고 의사결정이 개선된다. 이 점에서, 다음 데이터율이 알려진다. 그러므로 안테나 다이버시티는 그 비율에 대해 최적화 된다. 필드의 길이를 계산할 때 MAC는 이 필드는 고려하지 않는다. 헤더에서 이용되지 않는 비트를 이용함으로써, BBP는 이 필드가 포함되든지 않되든지 복호할 수 있고, 따라서 짧은 11Mbps 메시지가 이 대략 15 마이크로세컨드 필드를 소거하는 것을 허용한다.
도 6B에 나타난 바와 같이, 고 비율 필드 포맷은 수신 안테나 다이버시티를 재설치하는데 필요한 6개의 새 부-필드를 포함한다. 이 실행 구조는 여러분이 메시지의 Walsh/CCK 부분으로 부터 어떠한 피드백없이 순수하게 Barker 코드에 대해 의사결정하는 것이라고 생각한다. 이런 부-필드는 다음을 포함한다:
1. 최적의 1 Mbps 작동을 위한 선택된 현재 안테나에 대한 코드 워드 거리(Walsh 거리일 수 있음).
2. 안테나 스위칭 및 필터 감쇠 시간에 대한 보호 시간.
3. 그 나머지 안테나에 대한 타이밍 및 반송파 위상 포착. 11 Mbps 동작에 대한 SNR은 1 Mbps 동작과 비교하여 상대적으로 높아야 하기 때문에, 1에서 38 칩 심볼이면 충분해야 한다.
4. 같은 8 심볼 시퀀스를 이용하는 그 나머지 안테나에 대한 코드 워드 거리(Walsh 거리일 수 있음).
5. 안테나 스위칭 및 필터 감쇠 시간에 대한 보호 시간. 원래의 안테나가 선택되지 않는다면 수신기는 이것을 필요로 하지 않지만, 포함되어야 한다.
6. 선택된 안테나에 대한 타이밍 및 반송파 위상 포착. 이것은 짤아질 수 있지만, 보존하기 위해선 포함되어야 한다.
AP 프로토콜 전송 다이버시티 가정에 관하여, 전송 안테나 다이버시티는 수신 다이버시티보다 적은 비용에 상당한 처리량 개선을 제공한다. 간소화된 AP 전송 안테나 다이버시티 구조는 처리량에 있어서 저 비용 개선을 허용한다.
그 구성은 IEEE 802.11 프로토콜에 따라 집적된다. 그 네트워크는 AP 및 하나 또는 그 이상의 스테이션을 갖는 "바퀴살(hub-spoke)"이다. 모든 통행은 AP를 통과한다. AP는 이중 안테나 다이버시티를 갖고, 스테이션은 그렇지 않다(중요한 시나리오에 있어서). 그 구조는 스테이션에 의한 종래 지식이 없이도 다이버스 및 비-다이버스 AP에 대한 작용을 한다. 노드는 그것이 AP인지를 안다. AP는 그것이 이중 다이버시티인지 아닌지를 안다. 그 채널은 여러 개의 메시지(다중경로 spec은 이것을 떠맡음)를 위해 상주한다. 긍정응답(ACK)을 갖는 싱글 및 다중의 고립된 메시지를 가정해 보자. 1 Mbps 헤더 손실 확율은 상대적으로 낮다. AP MAC(Media Acess Controller)은 선택된 안테나에 대해 스테이션 당 1 비트를 저장 및 처리할수 있다. 하나의 이용되지 않는 헤더 비트는 ACK/NAK 비트로 이용된다. 재심이 가능한 빨리 일어난다. 상호적인 채널은 필요하지 않지만, 이용될 수 있다. NAK는 다른 스테이션들이 CCA를 경유하여 전송하는 것을 막는데만 이용된다.
AP 프로토콜 전송 다이버시티에 관하여, 다음 설명은 기본 시퀀스를 설명한다.
1. AP는 Rx 스테이션에 전송할 정보를 갖는다. Rx 스테이션의 이전에 선택된 Tx 안테나가 이용된다.
2. ACK가 수신된다면, Tx 안테나는 먼저 그 스테이션의 다음 Tx를 위해 이용될 것이다. 헤더에서 robust ACK 비트는 이것이 작동하게 만든다. 그 Tx 안테나는 Rx 스테이션으로 부터 후 수신에 의해 변형될 수 있다.
3. 만약 ACK가 수신되지 않는다면, 그 메시지는 그 나머지 안테나상에 신속히 재전송된다.
4. #2를 보시오.
5. 만약 ACK가 수신되지 않으면, 둘 중 어느 Tx 안테나도 작동하지 않는다. 이것은 실종 메시지로 시스템에 나타난다. Rx 스테이션의 선택된 안테나는, 이전에도 가장 그렇듯이, 변하지 않은채 있다.
6. 스테이션은 AP로 전송할 정보를 갖는다. AP의 현재 HW 다이버시티는 Rx 안테나를 선택하기 위해 이용된다.
7. 만약 데이터가 확인된다면, Rx 안테나는 ACK 및 그 스테이션의 다음 Tx
를 위해 이용될 것이다. 헤더에서 robust ACK 비트는 이것이 작동하게 만든다. 그 Tx 안테나는 Rx 스테이션으로 부터 후 수신에 의해 변형될 수 있다.
8. 데이터가 확인되지 않으면, NAK은 Rx 안테나상에 보내지고, 메시지는 신속하게 그 나머지 안테나상에 재전송될 것이다. 그 나머지 안테나가 통신을 하지 못 하기 때문에, Rx 안테나는 NAK에 이용된다. NAK는 다른 스테이션이 전송하는 것을 막는다.
9. #7을 보시오.
10. 만약 데이터가 확인되지 않으면, 둘 중 어떠한 안테나도 작동하지 않는다. 이것은 실종 메시지로 시스템에 나타난다. NAK는 제어 상태의 수를 줄이기 위해 재전송될 수 있다.
다음 설명은 또 하나의 연속적인 처리를 나타낸다.
1. 스테이션은 AP에 전송할 정보를 갖는다.
2. ACK가 수신된다면, 메시지는 수신된다. 헤더에서 건강한(robust) ACK 비트는 이것이 작동하게 만든다.
3. 만약 ACK가 수신지 않으면, 그 메시지는 신속히 재전송된다.
4. #2를 보시오.
5. 만약 ACK가 수신되지 않으면, 둘중 어느 AP Tx 안테나도 작동하지 않는다. 이것은 실종 메시지로 시스템에 나타난다.
6. AP는 스테이션에 전송할 정보를 갖는다.
7. 만약 데이터가 확인된다면, ACK는 AP에 전송된다. 헤더에서 robust ACK 비트는 이것이 작동하게 만든다.
8. 데이터가 확인되지 않으면, NAK가 보내지고, 메시지는 신속하게 재전송될 것이다. NAK는 다른 스테이션이 전송하는 것을 막는다.
9. #7을 보시오.
10. 만약 데이터가 확인되지 않으면, 둘 중 어떠한 AP Tx 안테나도 작동하지 않는다. 이것은 실종 메시지로 시스템에 나타난다. NAK는 제어 상태의 수를 줄이기 위해 재전송될 수 있다.
이 구성은 AP Tx 안테나 다이버시티를 추가함으로써 AP는 스테이션 메시지에 도움이 되지만, 짧은 탐색 메시지가 이용되지 않으면 스테이션이 AP 처리량에 대해서는 거의 도움이 되지 않는다. 다양한 실제적인 가정을 근거한 개선이 이뤄질 수 있다: 예를 들어, 스테이션을 갖는다는 것은 AP에 수신 및 상호적인 채널 가정을 근거로 어떤 Rx 안테나가 이용될 것인가를 이야기해 준다. 이 경우는 프리앰블에서의 변화 또는 중간-메시지 갭 타이밍에서의 변화를 필요로 할 것이다.
도 6C는 패킷 심볼내에 비트 동기 피크 샘플을 결정하고 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 쪽에 이미 결정된 많은 칩으로 부터 이미 결정된 많은 비트 동기 샘플을 감산하는 도 1A의 고 데이터 비율 복조기(60)의 회로부분을 도시한다. 도 6C에 나타난 바와 같이, I 및 Q 채널 입력은 3 비트 AD 컨버터(41)를 통과하고, 그리고 나서 시불변 정합 필터 상관기(94a, 94b)를 통과한다. 그리고 나서, 상관 신호가 크기 의사결정 회로(94c)를 통과하고, 심볼을 축적하는 축적기(94d)를 통과한다. 이 처리는 실시간으로 발생하고, 시간 파형도 실시간으로 나올 것이다. 감산기는, 본 기술분야에서 통상의 지식을 갖는 자들에게 잘 알려진 바와 같이, 초기 피크에서 최후 피크까지의 적절한 감산기 요소(94e) 및 적절한 가/감 요소(94f, 94g)를 포함한다. 이런 요소는 DPSK 복조기 및 디스크램블의 일부이다.
본 발명은 또한 5.5 및 11 Mbps의 고 데이터 비율에서 다중경로를 완화시키는 고-성능, 저-복잡성 기술을 지향한다. 본 발명의 다음 설명은 11 Mbps를 중점으로 한다. 그러나, 5.5 Mbps의 저-규모에 필요한 변형은 간단하다.
상기 기술된 바와 같이, 다중경로는 스펙트럼 확산 통신에 있어서 특히 WLAN 시스템을 이용할 때 재발하는 문제이다. 또 하나의 의사결정 메트릭은 채널 임펄스 응답을 이용하는 다중경로를 완화시키는데 이용된다. 따라서, 의사결정 메트릭에서 상기 기술된 바와 같이, 일단 안테나가 선택되면, 그 신호는 여전히 "일소될" 수 있다. 본 발명에 따라, 등화 단계는, 상기 기술된 바와 같이, 가령 그 타입의 베이스밴드 처리기와 함께 이용된다.
본 과학 기술의 일면에 있어서 하나의 문제는 한 종류의 파형의 두 부분이 있다는 것이다: (1) 프리앰을 부분 및 (2) 더 긴 데이터 부분. 프리앰블 부분은 8 Barter 코드를 형성하는 11개의 칩 코드의 일부를 포함하는 반면에 나머지 부분은 직교 코드 시퀀스를 형성하는 칩 코드인 Walsh 코드를 형성할 수 있다. 기술될 구성은 다중경로 문제를 최소화하기 위해 임의의 코드화한 부분내에 이용된다. 그러나, 본 발명의 방법 및 구성은 설명할 목적으로 Walsh 코드 상관기와 함께 자세하게 기술된다. 본 발명은 Walsh 코드 상관기에 제한되지 않는다.
상기 기술한 바와 같이, 프리앰블은 동기화시키고 안테나 선택을 하는데 이용된다. 처리기가 도 1A-1F에 나타난 베이스밴드 처리기를 갖는 상기 기술된 바와 같이 최종적으로 데이터 부분을 얻고 처리를 시작할 때, 파형은 상기 기술된 바와 같이 NCO 및 C/S ROM을 이용하는 반송파 트래킹 루프(반송파 루프 회로로 또한 알려짐)에 의해 복조된다. 스펙트럼 확산 파형이 되는 각각의 칩에 대해, 또한 그 칩에 대한 의사결정이 있고, 본 발명의 이용에 있어서 변형될 수 있는 베이스밴드 처리기의 예를 도시하는 도 1A-1F를 참조로 상기 기술된 바와 같이 반송파 복구 루프가 실행된다.
상기 기술된 바와 같이, 전송기는 한번에 한개의 코드 워드를 보내고, 수신기는 상기 기술된 바와 같이 가장 큰 상관을 결정하기 위해 상관해야 한다. 다중경로 왜곡의 문제는 상관기에 들어오는 칩이 수신기에 들어오는 다중경로(에코우)에 의해 왜곡된다. 본 발명은 다중경로 왜곡을 등화시키는 등화를 이용하기 때문에 이점이 있다. 본 발명의 특별한 타입의 등화기는 FIR 필터를 이용하는 의사결정 피드백 등화기이다. 채널 임펄스 응답이 판단되고, 일단 다중경로가 결정되면, 시스템은 탭이 어떻게 될 지 분석적으로 계산한다. 탭은 초기화된다.
본 발명의 일면에 있어서, 완전한 등화기는 이용되지 않지만, 임펄스 응답 필터의 피드백 구조는 이용될 수 밖에 없다. 이 피드백 구조는 단지 가감만을 필요로하고, 의사결정은 ±1로 들어온다. 칩 의사결정 회로는 반송파 복구와 함께 작동하고, 칩 의사결정이 될 때, 기본 광 대역 처리기에 또한 이용되는 칩 의사결정은 또한 반송파 복구와 만들어진 등화기에 이용된다. 유한 임펄스 응답 필터는 중량이 있는 탭을 갖는 천이 레지스터로서 본 기술분야에서 통상의 지식을 갖는 자들에게 주로 알려졌다. FIR은 국부 카피를 만들어 내고 에코우를 재합성하고 그것을 감산하여 에코우 제거기로서 역할을 한다. 따라서, 도 31에 나타난 꼬리 부분은 제거되어 왔다. 피드백 탭은 제거되어야 할 것을 변화시키기 위해 변화된다.
본 발명의 여전히 일면에 있어서, 완전한 곱셈기를 필요로 하는 피드 포워드 단계가 추가된다. 루프내에는 추가되지 않지만, 헤드를 여과한다.
신호 처리 기술은 다중경로 확산에서 200 ns RMS까지 10%미만의 패킷-에러율의 이론적인 성능을 제공한다. 본 발명은 다른 접근방법이 무시하는 다중경로 채널의 어떤 특성을 이용하는데 있어서 독특하다 - 통계적으로, 지배적인 채널-임펄스-응답 에너지가 임펄스 응답 피크를 이어간다. 또한, 신호는 다른 구속 파형 특성의 부담이 있을 때 본 발명은 자연적으로 발생하는 데이터-율 수용력 손실을 피한다.
이런 방법은 저 복잡성에서 고 비트/헤르쯔 스펙트럼 효율을 달성하고자 할 때 이점이 있는 것으로 나타낸다. 본 발명은 현존 프리앰블 또는 새로운 짧은 프리앰블과 함께 작동한다. 단지 정밀한 채널 임펄스 응답 판단이 데이터 -모드 트래킹을 위한 복조기를 형성하기 위해 필요로 된다.
배경으로서, 수신기가 대처해야 하는 선형 왜곡의 양 및 종류가 제시된다. 양호한 성능을 위해 왜곡이 보상되어야 한다. 보상 기술은 복잡성을 대단히 증가시킨다. 선형 왜곡을 포함하는 주요 시스템 구성요소는 전송기 필터(100), 다중경로 페이딩(102) 및 수신기(104)를 나타내는 도 7에 도시된다.
도 8은 본 발명에 이용되는 변/복조기 필터를 나타낸다. 전송 필터(105)는 스펙트럼 마스크와 마주해야 하고, TX SAW 필터(106)를 포함한다. 대역폭 소비를 제한하는 것은 많은 사용자 확보를 위해 중요하다. 수신 필터(107)은 잡음, 간섭 및 제어 주파수 번역 왜곡을 제한하고, RX SAW 필터(108)를 포함한다. 선택되어 왔던 비용 효과 필터의 모델은 성능 분석에 이용되어 왔다.
도 9A 및 9B는 실험실에서 측정한 SAW 필터의 특성을 나타낸다. 도 9A는 주파수 응답을 나타내고, 도 9B는 임펄스 응답을 나타낸다. 제 3 중계 에코우의 존재, 즉 SAW 필터의 특성이 도시된다.
종단간 모뎀 필터 응답에 대한 결과 변/복조기 응답이 도 10에 나타난다. 그 필터는 다중-칩-지속 왜곡을 일으킨다. 실질적인 분석을 위해 이 왜곡도 포함된다. 모뎀 필터의 임펄스 응답은 다중경로 채널 수와 연관이 된다. 이것은 그 채널 수의 중대한 오점을 일으킨다.
그 필터는 산란도에서 상당한 양의 눈 감음를 일으킨다. 다중경로에 대처하는 기술은 모뎀 필터에 의해 발생한 왜곡을 완화시키는데 일조한다.
성능을 판단하기 위해 이용되는 지수적으로 감쇠하는 레일리 페이딩 다중경로 모델은 이제 논의된다. 도 11은 지수적으로 감쇠하는 이산 레일리 페이딩 채널 모델의 특성을 나타낸다. 확율 실현은 각각의 이산 순간에 복잡한 가우시안 RV's를 구성한다. 이 모델은 많은 다중경로 구성요소를 이용한다. 그것들은 정교하게 공간이 정해진다. 본 발명은 꼬리 부분이 30dB 이상에서 아래로 단지 에너지를 함유했을 때까지 모든 에너지를 보유했다.
100 ns RMS에 대한 확율 실현이 지수 감쇠 페이딩 실시예를 도시하는 도 12에 나타난다. 본 발명은 칩 당 8 샘플을 이용했다. 칩 비율은 11MHz이다. 그 임펄스 응답은 통상적으로 100 ns RMS 확산 채널에 대한 6에서 8 칩으로 확대한다. 간섭성 대역폭은 약 0.5 MHz이다.
종단간 효과는 이제 논의되고, 종단간을 연장하는 선형 필터 효과를 검사한다. 도 13은 100 ns RMS 다중경로 확산 경우에 대한 확율 실현을 나타낸다. 신호는 임펄스 응답 피크에 관하여 1 샘플/칩에 분할되어 왔다. 100 ns RMS 지연 채널은 통상적으로 6-8 칩을 통과하여 에너지를 확산시킨다.
도 13A는 임펄스 응답을 나타낸다. 도 13B은 나이퀘스트 대역폭에 있어서 주파수 응답을 나타낸다. 도 13C는 이에 상응하는 콘스털레이션을 나타낸다.
도 14는 200 ns RMS 다중경로 확산 경우에 대한 확율 실현을 나타낸다. 도 14A는 임펄스 응답을 나타내고 도 14B는 나이퀘스트 대역폭에 있어서 주파수 응답을 나타낸다. 여기서 에너지는 통상적으로 12-16 칩을 통과하여 확산된다. Barker 워드는 채널 임펄스 응답을 이렇게 길게 판단할 수 있는 능력에서 제한된다.
도 15는 지배적인 채널 특성으로서 포스트 커서 구성요소를 도시한다. 종단간 에너지는 RMS 지연 확산을 약 6배로 확대시킨다. 수신기 복잡성이 이런 효과에 의해 구동된다. 통상적으로 채널은 임펄스 응답 피크에 이르게 하는 적은 양의 프리커서 에너지 및 피크에 이어 많은 포스트-커서 에너지를 갖는다.
열 잡음은 또 하나의 중요한 문제이다. 열 잡음은 수신기의 앞-끝에서 압도적으로 발생되고 잡음 지수에 의해 측정된다. 전파 손실은 신호가 잡음 바닥에 비례하는 곳으로 정의한다. 일부 환경은 1/re, 반면에 다른것들은 1/r4이고, 여기서 r은 TX/RX 분리이다.
선형 처리에 대해, AGC 설치는 수신기에서 신호 전력이 통신 연결에 의해 영향을 받는 도 16에 나타난 바와 같이 중요한 문제이다.
중요한 문제는 다중경로 효과대 잡음 정도가 얼마나 중요한가를 평가하는 것이다. 일부 설계는 더 많은 잡음 로버스트(robust)일 수 있지만 더 적은 잡음 로버스트일 수있다. 다른 설계는 더 많은 다중경로 로버스트일 수 있지만 더 적은 잡음 로버스트일 수 있다. 실제 상황에서 성능에 대한 비중의 중요성에 관하여 문제가 생긴다.
본 발명에 따라, 고 데이터율 WLAN 전송에 대한 파형을 선택하기 위해 신호 설계가 기술된다. 파형을 선택하기 위한 어떠한 깨끗한 차단 그림(cut picture)이 존재하지 않는다. 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들의 공학적 직감으로 인해 최종선택, 비용을 근거로한 가능성 및 확장 가능 문제가 생겨난다. 그러나, 협대역-등화된 시그널링(signaling)은 강점을 유리하게 드러내기에는 이전에 충분히 분석되지 않았다.
고 비율 802.11 시그널링 관점을 지배하는 종래 두개의 통신 패러다임은 대역폭-제한 및 전력-제한 시나리오이었다. 이것은 도 18에 도시된다. 추가 요인은 다중경로 및 멀티유저 수용력을 포함한다. 가산성 백색 가우시안 잡음(AWGN)에서 시그널링에 대한 수용 방정식을 이용하여, 일반적인 결론이 도출된다. 불행히도, 현 상황은 다른 요인에 의해 복잡해 있다. 다중경로는 AWGN과 함께 주요 성능 제한 손상요인이다. 또한, 흥미로운 대역(2.4㎓ 및 5㎓)내에 높은 멀티-유저 수용력을 갖는 것이 바람직한데, 왜냐하면 이런 대역은 할당된 스펙트럼의 자원이기 때문인다. 이런 추가 요인은 본 기술분야에서 통상의 지식을 갖는 자들에게 알려진 보통 "엄지 법칙"의 침식을 초래한다.
그럼에도 불구하고, 민주적인 대다수는 매질을 통해 더 높은 데이터율을 올리려고 한다. 단 싱글유저도 성능이 양호한 이상 데이터율이 어떻게 증가했는지 관심이 없다. 단 하나의 격리된 TX/RX 모뎀 쌍에 대해, 양호한 심볼 에러율 성능을 갖는 고 데이터율은 전력을 보존하거나 대역폭을 보존함으로써 얻어지게 된다. 이것은 10-5심볼 에러율에서디지털 변조 수용력 비교를 나타내는 도 19에 도시된다. 성공적으로 통신하기 위해선 Eb/No가 증가하도록 대역폭을 유지하는 신호(QPSK, 8QPSK, 16 QAM)가 제공되어야 한다. 저 Eb/No's에서 작동하여 TX 전력을 보존하는 신호는 반드시 대역폭을 소비해야 한다. 802.11 위원회에 제안된 파형은 이런 영역내에 떨어진다. Rake-근거한 기술은 BW 소비 캠프에 떨어지는 경향이 있는 반면에, 등화-근거한 기술은 전력 소비 캠프에 떨어지는 경향이 있다. 비트/헤르쯔 축을 보아서, 등화기-근거한 통신은 싱글유저 레벨에서 BW를 보존하는 것이 분명하다.
시스템 디자이너는 모든 사용자의 접속 성능에 흥미를 갖기 때문에, 그 디자이너는 이런 문제를 본다. 대부분의 통신은 오늘날 예를들어 미국의 FCC와 같이 정부가 할당한 부족한 스펙트럼 자원에서 일어난다. 멀티유저들은 동시에 잘 조작할 수 있어야 한다. 결과적으로, 시스템 디자이너는 스펙트럼 대역의 접속 용량에 관심이 있다. 여기에, 비트/헤르쯔 메트릭은 모든 사용자를 포함한다.
대역 용량을 최적화시키기 위해서, 두 개의 개시(attack) 선이 있다. 한가지 접근 방법은 싱글 유저 레벨에서 대역폭을 보존하는 것이고, 그래서 많은 싱글 유저들은 비-간섭 패션에 있어서 동시에 대역내에서 묶인다. 제 2 접근방법은 사용자들이 자주 간섭하는 것을 허용하면서 대역폭을 소비하는 것이고, 고 신호 대 간섭(SIR) 비를 거부 및 대처하기 위해 처리 이득을 이용하는 것이다. 제 2 간섭 시스템이 잘 작동하기 위해선, 적응 전력 제어가 결정적임을 알게 되었다. 이런 두 관점은 TDMA 및 CDMA 기준으로 기준(114), 대역폭(116), 및 처리 칼럼(118)을 나타내는 도 20에서 나타난 바와 같이 셀룰라/PCS 분야에서는 구식이 됐다.
협대역 대역-수용-최적 접근 방법이 주로 선호되는데 이유는 광대역 접근에 있어서 사용자를 조정함으로써 대역-수용을 최대화시키는데 어려움이 있기 때문이다. 광대역 접근 방법으로, 사용자들은 그것이 필요로 하는지 아닌지를 확산시킨다. 802.11 대역에서 나오는 CDMA는 적당한 처리 이득을 제공하는데는 너무 낮다. 다중접속을 실현하기 위해 필요로 하는 적응 전력 제어는 어렵다. WLAN 시스템은 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게는 명확한 이유이기 때문에 셀룰라/PCS 시스템보다 더욱 조정이 안되는 경향이 있다.
협대역 셀룰라/PCS 시스템은 등화기를 이용하는 경향이 있는 반면에, 광대역 시스템은 RAKE를 이용한다. 본 발명은 대역폭을 보존하면서 다중경로 왜곡을 대처하기 위해 등화기를 이용한다.
파형 특징을 통한 수용 손실에 대한 부분은 대역 소비, 즉 어떤 제안된 파형은 수용 성능을 제한하는 경향이 있는 데이터율 제한 특징을 나타낸다. 본 발명은, 싱글-사용자 및 다중-사용자 수용력을 최대화시키면서 이런 구속에 묶이지 않는 파형을 제안한다.
IEEE 위원회 전 많은 제안들은 간단한 정보 비트 로딩을 넘어서는 어떤 특징을 포함하는 파형을 기술한다. 기술된 제 1 파형 특징은 인터심볼 간섭을 제한한다. 이것은 두 OFDM 및 RAKE(상관 기본 처리)에서 분명하다. 이런 두 시스템에서 , 인습적으로 시그널링 심볼은 다중경로 확산보다 지속에 있어서 훨씬 더 길어야 한다. 이것에 대한 모티브는 컨버루션 오점이 작은 심볼 퍼센트가 되도록 심볼 지속을 증가시킴으로써 ISI를 최소화시키는 것을 도시하는 도 21에 나타난다.
채널 다중경로 확산은 인접한 심볼을 서로간에 오점이 남게 한다. 이 인터심볼 간섭(ISI)은 성능 손실을 완화시키기 위한 등화를 필요로 하는데 중요하다. OFDM 시스템은 효과를 최소화시키기 위해 파형 주기 확장(버퍼링)내에 느린 IFFT/FFT 시그널링 비율을 이용한다. RAKE 수신기는 같은 이유로 긴 지속 심볼을 갖으며, 통상적으로 많은 칩/심볼을 갖는다.
불행하게도, 다중경로 확산은 실용적인 RAKE 심볼 지속과 비교하여 매우 길다. 따라서, 많은 다중경로 확산하에 802.11 제안 RAKE 기술은 ISI로 부터 중대한 손실을 받는다. RAKE 심볼이 꽤 양호한 상관 특성을 갖는다 할 지라도 이것은 사실이다.
제 2 파형 특징은 양호한 상관 특성과 관련이 있다. 만약 심볼이 임펄스 자기상관 특성 및 거의 제로의 상호상관 특성을 갖도록 설게된다면, RAKE 수신기는 최상의 성능을 갖는다. 그 모티브는 RAKE 조합을 통해 심볼 검파와 관련이 있다. RAKE 조합기는 진행하는 상관 단계가 특정 전송 심볼에 독립한 채널 임펄스 응답과 같은 상관 출력을 발생하지 않는다면 잘 작동하지 않는다. 만약 이런 특징이 사실이 아니라면, 심볼 거리 부식이 일어난다.
그 결점은 양호한 상관 특성을 갖는 심볼의 디자인이 도 22에 나타난 바와 같이 대역폭을 소비하는 것이다. 훨씬 더 넓은 대역폭이 필요하다. 만약 파형이 CDMA 또는 간섭성 BW를 능가하는 BW 확산을 통해 다이버시티 강화에 대해 이미 상당한 대역폭을 소비한다면, 이것은 문제가 아니다. 이것은 다시 전력-제한 변조 설계 개념과 호환가능하다.
상관 특성을 획득하기 위해 대역폭을 소비하는것은 대역폭이 정보 비트를 보내는데 소비되지 않는 것을 의미한다. 이것은 싱글 사용자의 수용력을 제한하고, 이로인해 대역내에 다중-사용자 수용을 제한한다.
양호한 자기상관 특성을 갖는 신호의 이용을 크게 약화시키는 또 다른 상황이 발생한다. 이것은 베이스 파형을 갖는 더 높은 데이터율을 시도할 때 일어난다. 여기서 주요 예는 11-비트 Barker 워드를 이용하는 루슨트 테크놀로지의 PPM 변조와 관련이 있다. 11-비트 Barker 워드는 저 데이터율에서 잘 작동하는데, 이유는 자기상관 특성이 유지되기 때문이다. 그러나, 많은 정보 비트를 11 비트 Barker 워드상에 로드를 시도함으로써, 전반적인 양호한 특성이 손실된다. 핵심 펄스상에 많은 비트가 로드될 때, 심볼사이의 거리가 급속히 손실된다. 게다가, 다중경로의 왜곡이 문제가 된다. 임펄스 자기상관 핵심의 편리성이 주로 손실된다. 복잡한 채널 임펄스 응답은 잠재적인 Tx 심볼에 오점을 남긴다. 직교 시그널링은 이미지 채널 탭에 의해 서로 간에 혼선이 생기고, 인-채널 심볼은 또한 왜곡된다.
최대 가능 상관의 큰 세트가 최적의 처리에 대해 접속 검사되어야 한다. 후보 인-위상 및 직교 심볼은 64 심볼 세트를 형성하고 접속 조사되어야 한다. 이 복잡성는 너무 높아서, 부-최적의 단-차단이 되어야 한다. 또한, 심지어 PPM에 의해 과대하게 되지만 ISI는 높고, 그래서 그것은 MLSE 비터비 등화기에 대처해야 한다.
1 및 2 Mbps 기준의 개발이후, 802.11은 10 및 11 Mbps까지의 더 높은 데이터율로 업그레이드하는 것에 직면해 왔다. 역사가 그 보통 패턴을 따른다면, 일단 10 Mbps 기준이 존재한다면, 새 기준에 대한 유도가 20 Mbps 또는 30 Mbps대해 일어날 것이다. 제시된 대부분의 제안은 기본적으로 데이터에 제한된다. 그러나, 본 발명은 20 또는 30 Mbps까지 확장할 수 있는 파형을 허용하는데, 마이크로파 연결 및 음성대역 모뎀이 고정 대역폭을 유지하면서 더 높은 데이터율로 높여 왔던 방식과 유사하다. 기본 구조가 더 높은 비율에 대해 급속하게 변화할 필요가 없으므로, 본 발명은 크게 보강된 사용자 용인 및 확산을 제공한다.
본 발명은 도 23의 유도 요약에 의해 나타난 바와 같이 유도된 칩-레벨 등화를 이용한다. 다른 파형에 대해 상기 기술한 많은 문제는 피한다. 다음 섹션에 나타나게 될 것처럼, 이것은 저-복잡성 고-성능 구성을 허용한다. 게다가, SNR은 충분히 양호하다면, 칩-레벨 등화는 힘이세다(TDMA 기준, 마이크로파 연결). 대역폭은 양호한 상관 특성을 달성하려고 하는데 소모되지 않는다. ISI는 제거되어서, 심볼 지속은 다중경로-확산 고려에서는 자유롭고, 처리는 더 단순하다.
하나의 문제는 "칩 레벨 SNR은 칩-레벨 처리를 허용하기에 충분히 높거나, 많은-칩 심볼의 처리 이득이 적절한 성능을 실현시키기에 필요한가?". 이 질문에 대한 답을 구하기 위해, 도 24에 언급한다. 이 도는 QPSK 칩 에러율 대 I-채널상에 8-칩 및 Q-채널상에 8-칩 심볼-에러율(SER) 성능을 나타낸다. 10-5에서 2dB미만의 SNR 성능 차이가 있다. 이 데이터 팩킹은 많은 데이터 비트를 제한된 대역폭에 통과시키려고 하는 것으로 부터 발생한다. 일찌기 전력-제한 및 대역-제한 수용 곡선에 나타난 바와 같이, 고 비트/헤르쯔를 달성함으로써 더 높은 Eb/No's 가 이용된다.
루슨트 테크놀로지 PPM 파형에 대해 유사한 분석이 나타날 수 있다. 이런 타입의 예에 의해, 많은 비트가 11-비트 Barker 워드상에 묶여진다. 너무 많은 거리가 손실되어서, QPSK 칩이 QPSK 심볼 및 그 QPSK상에 곧바로 보내진 정보 비트로 변환되면 성능은 거의 양호 할 것이다.
본 발명의 등화는 M-진 직교 파형이 이용될 수 없는 것을 의미하지 않는다. M-진 직교 파형은 여전히 열 잡음에 있어서 직교 파형 처리 이득을 제공하기 위해 이용될 수 있다. 선택적으로, PPM 파형은 또한 칩 레벨 등화에 함께 이용될 수 있다. 칩 레벨 ISI를 제거하는 것은 RCV 처리 구성이 훨씬 더 쉬워지는 것을 의미한다.
다양한 등화기 기술이 존재하기 때문에, 어떤 타입의 등화기 기술이 이용되는 가를 고려할 필요가 있었다. 도 25는 가장 흔한 기술의 성능 순위를 나타낸다. 정합 필터 바운드는 등화 기술이 아니라, 오히려 모든 것을 비교할 수 있는 척도이다. 본 발명은 수신기의 욕구를 충족시키기 위해 두 MLSE 및 DFE(Decision Feedback Equalizer) 등화기를 이용한다.
본 발명에 따라 등화기를 손질하는 것은 802.11에 대해 중요한 장애물이 아니다. DFE 및 MLSE 손질은 같은 식으로 셀룰라/PCS TDMA 시스템에 대해 큰 장애가 아니다.
본 발명은 고 비트/헤르쯔 효율에 대해 효율적이고 간단한 트레킹 구성을 제공한다. 본 발명은 종래 기술 접근 방법이 무시해 왔던 채널 특성을 개발한다. 그 채널은 압도적으로 최소인 위상이다. 본 발명에 따라, 최소의 위상 왜곡은 의사결정 피드백 등화기에 있는 피드백 탭을 이용하는 가/감산으로 제거될 수 있다.
본 발명은 높은 해결 구성 비례축소가능성(scalability)을 제공한다. 디자인 실행이 성능 또는 전력-드로우(power-draw) 욕구에 대처하기 위해 고도로 처리된다. 디자이너는 모든 시나리오에 대해 하나의 특정 구성을 이용할 수 없다. 한 쌍의 디자인이 모두 같은 파형으로, 특별한 특징을 최적화시켜, 잠정적으로 만들어 질 수 있다. 최저의 복잡성은 양호한 환경에서 제공된다. 중간의 복잡성는 양호한 다중경로 환경에서 제공된다. 최고의 복잡성는 심각한 다중경로 환경에 대해서도 보존된다.
본 발명의 파형은 RAKE 파형 구속에 의해 구속되지 않는다. 그 파형의 거리 특성은 같은 비트/헤르쯔 스펙트럼의 효율을 올리는 다른 시스템과 동등하다. 그 신호는 두 2.4㎓ 및 5㎓ 에 응용될 수 있다. 등화기 포착은 채널 임펄스 응답의 판단을 필요로 할 뿐이기 때문에, 짧은 프리앰블은 설비될 수 있다. 용이한 확장은 20 또는 30 Mbps까지 데이터율을 제공한다.
본 발명의 여러 면에 있어서, 세개의 서로 다른 구성이 제시된다. 자연히, 본 발명은 그런 구성에 제한되지 않는다. 다른 예들은 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들도 알게 될 것이다. 이런 구성은 같은 전송 변조와 함께 작동한다. 11Mbps에 대한 변조는 QMBOK이다. QMBOK는 직교 M-진 배직교 키잉을 구성한다. 8 비트가 심볼에 할당된다. 4 비트는 각각의 I 채널 및 Q 채널에 대해 8개중 1개의 Walsh 심볼상에 신호를 선택한다. 그 Walsh 심볼은 8개의 칩을 갖는 것처럼 보인다. 그 quadrature 시그널링은 QPSK칩을 형성한다. 다음은 QPSK 칩을 갖는 11 Mbps QMBOK 파형에 대해 중점적으로 다룬다. 1-채널상에 기준 MBOK를 이용함으로써 5.5 Mbps로의 후퇴가 이뤄질 것이며, 그래서 Walsh 칩은 BPSK이다. 칩 비율은 11 MHz이다.
가장 간단한 구성이 도 26에 나타나고, 저-비용, 양호한 다중경로 환경을 목표로 한다. 이 블럭도는 도 1A-1F 및 도 1E에 나타난 스펙트럼 확산 복조기 회로부분의 기본적인 간소화된 도이다. 설명 및 간소성의 목적으로, 기본 블럭 구성요소는 앞의 도 1A-1F를 참조하지 않으면서 기술된다. 이 구성은 30 ns 지연 확산 또는 그 미만에 대해 작동한다. 어떠한 등화도 이용되지 않는다. 저-비용, 비선형, 제한 IF가 이용된다. 그 도는 I/Q 입력(120), 반송파 루프 회로(122), 칩 의사결정 회로(124), 도시된 실시예에서는 Walsh 상관기(126)인 코드 워드 상관기, 그리고 심볼 의사결정 회로(128)을 포함한다. 이런 요소는 또한 일반적으로 점선으로 나타낸 반송파 루프 회로(122) 및 칩 의사결정 회로(124)를 갖는 도 1E에 나타난다. 시뮬레이션된 다중경로 성능의 도가 도 27에 나타난다.
본 발명에 따라, 등화를 이용하는 본 발명의 서로 다른 면들이 성능-복잡성 특성을 증가시키는 것과 함께 도시된다. 10%의 패킷 에러율(PER) 다중경로 성능은 이론적으로 100 ns RMS 지연 성능을 초과할 수 있다. 순간적인 등화기 손질은 단지 채널 임펄스 응답의 판단을 이용하여 이뤄질 수 있다. 2 샘플/칩과 함께 임펄스 응답 판단을 한다고 생각하고, 그래서 바람직한 분할 위상이 선택된다. 이것은 DFE에 있는 피드 포워드 탭에 의해 잡음 증폭을 최소화시킨다.
의사결정 피드백 등화기는 개략적으로 도 28에 나타난다. 다중경로 환경에서, DFE(그리고 후에 기술되는 비터비처럼) 등화기는 선형 등화기보다 성능이 우수하다. 피드백 단게에서 잡음 증폭 부재에 의해 DFE 성능이 제공된다.
이론적으로, DFE는 두 가지 타입의 채널 정보를 서로 다르게 처리한다. 최소 위상 채널 구성요소들은 피드백(FB) 단계에 의해 처리되는데, 이 단계는 블럭(130)에 도시되고, 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 알려진 바와 같이 유한 임펄스 응답 필터로서 형성되며, 피드백을 갖는, 즉 비중있는 탭을 갖는 천이 레지스터로서 형성된다. 최대 위상 채널 구상요소는 블럭(132)에 나타난 피드 포워드(FF) 부분에 의해 처리된다. 100 ns 지연 확산에 대한 통상적인 임펄스 응답은 도 29에 나타난다. 임펄스 응답의 피크는 보통 최소-위상 및 최대-위상 채널 구성요소 사이의 분할을 정의한다. 피크앞의 에너지(프리커서)는 최대 위상인 반면에, 피크에 이어오는 에너지(포스트커서)는 최소 위상이다.
FIR 채널에 대해, 최소-위상 제로는 Z-평면에서 단위 원의 안쪽에 떨어진다. 최대-위상 제로는 단위 원의 밖에 떨어진다. 이것은 도 31에 나타난 채널 및 도 30에 나타난 제로-도에 대해 증명된다. 단위 원의 밖에 두 개의 제로는 도 29에 나타난 두개의 프리커서 탭에 상응한다. 단위 원에 곧바로 떨어지는 제로는 피드백 탭에 의해 다뤄진다.
의사결정 피드백 등화기는, 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 알려진 바와 같이, 제로-강제 메트릭(ZF) 또는 최소 제곱-평균-에러 메트릭(MMSE)을 이용하여 보통 손질된다. 대부분의 교과서는 느린 순환 알고리즘(LMS) 또는 빠른 순환 알고리즘(RLS)으로 손질 시퀀스의 이용을 기술한다. 선택적으로, 무선 분야에 있어서, 채널 임펄스 응답의 판단을 이용하는 순간적인 손질에 대한 기술이 개발되어 왔다. 채널 판단을 수행하기 위해 임펄스 자기상관 특성을 갖는 프리앰블(IS-54) 또는 미드앰블(GSM)이 이용된다. 채널 임펄스 응답은 DFE 탭을 계산하기 위해 이용된다.
가장 흔하게도, 802.11 다중경로는 도 31의 두 실시예에 나타난 바와 같이 나타난다. 제 1 실시예에 있어서, 어떠한 프리커서(최대-위상) 구성요소도 있지 않다. 실시예 1에서, 이상적인 등화기 비중은 단지 피드백(FB) 탭만을 포함하고 어떠한 피드 포워드(FF) 탭도 포함하지 않는다. FB 탭은 채널 임펄스 응답(1 샘플/칩)과 같게 설치된다.
도 31의 실시예 2는 FB 비중이 계산되기 전에 FF 비중 계산을 필요로 한다. 제로-강제 기준을 이용하는 두 개의 FF 비중은 도 32에 나타난 행렬을 이용하여 풀이된다. 일단 채널 임펄스 응답을 알게되면, 계수 행렬을 알게 된다. 간단한 변환으로 그 결과를 얻는다. 두 FF 비중 그리고 w1및 w0풀이는 간단히 같은 복소 상수(계수)에 의해 계산된 h1및 h0이다. 3 FF 탭을 푸는 것은 비슷하다.
일단 FF 비중이 계산됐다면, FB 탭은 채널 임펄스 응답을 FF 비중과 연결(길쌈)시킴으로서 유도된다. 출력 컨벌루션에서 트레일링(하강,뒷부분) 탭은 FB 탭이된다.
복잡성을 변화하기 위해, 디자이너는 소정의 성능 레벨을 얻기 위해 얼마나 많은 탭이 필요한 지를 결정한다. 이런 선택은 단지 FB 탭, 단지 2 FF 탭, 및 3 FF 탭을 이용함으로써 도시된다. FB 탭의 수는 각 경우에 따라 변화된다.
단지 FB 탭만을 이용하는 DFE에 대한 구성 및 성능은 도 33에 나타난다. QPSK 시그널링 요소에 대해, FB FIR 출력 계산은 매우 간단한데, 이유는 어떠한 곱셈도 필요하지 않고 단지 가산 및 감산만이 필요하기 때문이다. QPSK 요소 의사결정은 ±1±j이다. 도 26에 도시된 기본 회로 구성요소는 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 알려진 바와 같이 탭을 갖는 피드백 FIR 필터(130)의 추가와 함께 존재한다.
그 연관된 다중경로 성능은 본 발명에 의해 보수적으로 판단되어 왔다. 확율 채널 실현이 QPSK 칩 레벨에서 눈감은를 갖을 때마다 패킷 에러가 가정된다. 이것은 빠른 Walsh 변형의 상관 이득이 무시되기 때문에 보수적(가장 나쁜-베이스 바운드)이다. 64 바이트 및 1000 바이트 패킷 사이에 구분이 되지 않는다. 이것은 눈 감음를 실현하기 위해 필요한 데이터 패턴이 작은 가능 사건일 수 있기 때문에 보수적이다.
다중경로에서 성능이 도 34에 나타난다. FB 탭의 수는 0, 1, 2, 4, 6, 8 및 10으로 변화한다.
단지 6 FB 탭은 RMS 다중경로의 60 ns에서 〈10% 패킷 에러율을 내고, 110 ns에서 〈20% 패킷 에러율을 낸다. 이것은 간소성에 주어진 매우 양호한 성능이다. 이 경우에 대해, 칩 당 단지 6개의 복소 가산(또는 감산)이 필요하다. 이 구성은 많은 목표 환경에 대해 충분히 양호할 수 있다.
FB-탭-만의 경우는 프리커서 다중경로 구성요소에 대처하려는 시도를 하지 않기 때문에, 이 섹션은, 피드 포워드 FIR 필터(132)가 Walsh 상관기에 일렬로 삽입되는 도 35에 나타난 바와 같이 두 개의 FF 탭을 이용하여, 조금 더 복잡성를 부가한다.
확율 채널 실현이 QPSK 칩 레벨에서 눈감은를 갖을 때마다 패킷 에러가 가정된다. 이것은 빠른 Walsh 변형의 상관 이득이 무시되기 때문에 보수적(가장 나쁜-베이스 바운드)이다. 64 바이트 및 1000 바이트 패킷 사이에 구분이 되지 않는다. 이것은 눈 감음를 실현하기 위해 필요한 데이터 패턴이 작은 확율 사건일 수 있기 때문에 보수적이다.
도 35의 구조에 대한 다중경로에서의 성능은 2 FF 탭 및 여러가지 FB 탭에 대해 도 36에 나타난다. FB 탭의 수는 0, 1, 2, 4, 6, 8 및 10으로 변화한다. 그래프상에 나타난 바와 같이, 단지 2 FF 탭 및 6 FB 탭은 RMS 다중경로의 80 ns에서 〈10% 패킷 에러를 내고 120 ns에서 〈20% 패킷 에러를 낸다. 이것은 간소성에 주어진 매우 양호한 성능이다. 칩 당 한개의 여분의 곱셈이 필요하다.
3 FF 탭을 이용할 수도 있다. 그 구성은 도 35에 나타난 바와 같이 그대로 존재한다. 도 36은 2 FF 탭 및 다양한 FB탭 양에 대한 다중경로에서 패킷 에러율 성능을 나타낸다.
이 그래프에서 나타난 바와 같이, 단지 3 FF 탭 및 6 FB 탭은 RMS 다중경로의 100 ns에서 〈10% 패킷 에러를 내고 140 ns에서 〈20% 패킷 에러를 낸다. 이것은 간소성에 주어진 매우 양호한 성능이다. 칩 당 두개의 여분의 곱셈이 필요하다.
본 발명은 또한 스펙트럼 확산 심볼을 결정하기 위해 소프트 의사결정 정보가 코드 워드 상관기(예를 들어, Walsh 상관기)로 공급되는 비터비/의사결정-피드백 등화기의 이용을 허용한다. PSK 칩을 처리할 때 비터비 알고리즘이 이용되어 왔다. 본 발명의 양도인에 의해 1998년 11월 17일에 출원한 미국 특허 출원 일련 번호 제 09/193,256호는 비터비 알고리즘 및 회로를 개시한다. 비터비 등화기는 등화된 신호 소프트 의사결정을 상호 상관에서 천이시키고, 그래서 그 상관기는 더 좋게 작동한다. 이것은 본 발명 및 상기 '256 특허 출원 사이의 주요 차이이다.
본 발명의 스펙트럼 확산 시스템은 스펙트럼 확산 신호가 칩 자체를 거의 인식할 수 있는 충분한 저 처리 이득을 갖는다. 비터비 에러 상관 코드는 트렐리스에 있는 다중경로를 처리한다. 수신기 회로는 전송기가 신호상에 배치해 온 메모리 또는 다중경로를 감지한다. 트렐리스는 가장 그럴듯한 것을 결정한다. 에러 상관 코드는 비터비 시스템에 이용된다. 따라서, 다중경로는 사실상 에러 상관 코드를 신호상에 배치하고, 신호가 전송기로 부터 나와서 벽에서 및 WLAN 환경 전체에 튀기 시작할 때, 수신기는 프리앰블을 수신하고 신호 및 코딩을 분석하고 결정한다. 그 회로는 다중경로에 의해 암호화된 전송파형이 무엇인가를 결정하기 위해 트렐리스를 이용한다.
또한 비터비/의사결정-피드백 등화기를 이용하는 것도 가능하다. 이 구성은 성능-복잡성 특성을 증가시키면서 다양화된다. 비터비-DFE를 이용하는 주요 모티브는 다중경로 채널에서 프리커서 왜곡을 강하게 대처하는 것이다. DFE에서 피드-포워드 탭은 그 수용력에서 제한된다.
10% 패킷-에러율(PER) 다중경로 성능은 이론적으로 200 ns RMS 지연 확산에 도달한다. 단지 채널 임펄스 응답의 판단을 이용하여 순간적인 등화기 손질이 이뤄진다.
가산성 백색 가우시안 잡음, 인터심볼-간섭 환경에 있어서, 최적의 수신기는 최대 가능 수신기이다. 이 수신기는 본 기술분야에서 통상의 지식을 가진자들에게 알려진 MLSE를 실행하기 위해 복잡성 제한 비터비 알고리즘을 이용하여 실행된다. 비터비 MLSE 수신기는 GSM 셀 폰에서 이용되어 왔다. 불행히도 이번엔, 802.11 고 데이터율 수신기에 대해 MLSE를 적용하는 것은 너무 복잡하다.
그러나, 비터비-근거한 MLSE 수신기의 복잡성은 크게 줄이면서 의사결정 피드백 기술을 이용함으로써 양호한 성능을 유지한다. MLSE 판단은 채널의 프리커서 부분상에 이용되고, 피드백 등화는 채널의 포스트커서 부분상에 이용된다.
채널은 도 38에 나타난 바와 같이 유한 상태 기계를 형성한다. 지연 요소에서 심볼은 그 상태를 형성한다. 새 심볼의 입력은 상태 천이를 일으킨다. 상태 천이는 트렐리스에 의해 대표된다. 그러므로, 수신된 신호는 메모리를 함유한다. 최적의 검파기는 수신된 신호 및 알려질 수 있는 전송 천이사이의 거리를 비교한다. 최소 거리 시퀀스는 최적의 수신된 신호 판단이다.
트렐리스에서 상태의 수는 L-탭 채널을 갖는 M-진 변조에 대한 ML-1과 같다. QPSK에 대한, M은 4이다. 100 ns RMS 지연 확산 채널에 대해, L의 범위는 8까지이다. 이것은 16K 상태를 수립한다. QPSK 요소에 대해, 4개의 브렌치가 트렐리스에 있는 각 상태로 들어가고 나간다.
도 39는 의사결정 피드백이 복잡성을 수용가능한 레벨로 어떻게 줄이는가를 도시한다. 채널 FSM이 의사결정 피드백 단계와 직렬된다면, 전반적인 복잡성은 단지 프리커서 탭의 복잡성으로 줄어들게 된다. 이것은 수신기에서 이용된다.
피드백 단계에 대한 수신기에서의 의사결정은 도 40에 나타난 바와 같이 트렐리스의 부분적인 트레이스백에서 나온다. 완전한 트레이스백은 데이터 의사결정을 하기 위해 이용되지만, FB 탭에 공급되는 부분적인 트레이스백은 흔히 전송 심볼의 양호한 판단이다. 트레이스백에서 각 단계는 전송 심볼 큐에서 하나의 여분의 메모리를 뒤로 물러나게 하는 것과 동등하다. 그 판단의 신뢰도는 각 트레이스백 단계와 함께 증가한다.
비터비 알고리즘에서 복잡성은 브렌치 메트릭을 계산하고, 브렌치 서바이버를 결정하며, 최상의 상태를 확인하고, 그리고 트레이스백을 실행하는 것으로 부터 나온다. 메모리는 실시간 연산에 맞서 이용된다.
비터비-DFE에 대한 구성은 도 42에 나타난다. 그 도는 질적인 세부사항들을 나타낸다. I/Q 입력은 MLSE 비터비 회로(140)로 진행한다. 반송파 루프 회로(122), 칩 의사결정 회로(124) 및 피드백 FIR(130)은 하나의 브렌치 회로 루프에서 MLSE 비터비 회로(140)와 함께 동작한다. 트레이스백 SD 신호는 MLSE 비터비 회로(140)에서 Walsh 상관기(126)로 이동한다.
4-상태 트렐리스 비터비-DFE의 성능은 도 43에 나타난다. 이런 곡선은 DFE에 대해 이용된 것과 유사한 종래의 바운딩 기술을 이용함으로써 발생하게 됐다. 눈 감음 메트릭은 MLSE/DFE의 접속 작동이 주어진 상태에서 측정됐다. 사실상, 그 비터비는 트레이스백을 통해 순간적인 눈 감음를 자주 해결했다.
16-상태 트렐리스 비터비-DFE에 대한 성능은 도 44에 나타난다. 이런 곡선은 DFE에 대해 이용된 것과 유사한 종래의 바운딩 기술을 이용함으로써 발생하게 됐다. 눈 감음 메트릭은 MLSE/DFE의 접속 작동이 주어진 상태에서 측정됐다. 그 비터비는 트레이스백을 통해 순간적인 눈 감음를 자주 해결했다.
하나의 성능 요약이 도 45의 표에 나타난다. 다중경로 성능의 범위가 25 ns에서 200 ns까지이면서, 그 성능 25 ns 증가에서 나타낸다. 10% 패킷 에러율을 달성하기 위해 필요한 최소 구성 복잡성이 나타난다.
많은 예들은 매우 심한 환경에서도 20% 패킷 에러율에 만족할 수 있다. 이것이 받아들일 수 있다면, 어떠한 FF 탭 및 FB 탭도 없이 ZF DFE는 항상 150 ns RMS 확산까지 이용될 수 있다. 또한, 4-상태 비터비-DFE는 175 및 200 ns RMS 확산정도로 도달한다. 이것은 상황이 심할 때 선호되는 10%의 패킷 에러율이 20%까지 부드럽게 하강하게 함으로써 비용 및 파워 드로우를 줄인다.
도 46에 나타난 바와 같이 단지 DFE만의 복잡성가 기술될 것이다. 4-상태 구성은 꽤 합리적일 것이라고 생각된다.
DFE 복잡성는 도 47의 표에 나타난다. FF 탭은 각각 복소 곱을 필요로 한다. 복소 곱은 4개의 실제 곱 및 2개의 실제 가산이다. 그 의사결정은 QPSK이기 때문에 FB 탭은 단지 가산/감산과 함께 작동한다.
2 FF 탭 및 6 FB 탭에 대해, 게이트 판단은 DFE 트래킹 구조에 대해서는 10K 게이트이고, 비중 손질 계산에 대해서는 20K이며, 채널 임펄스 응답판단에 대해서는 5K이다. 이런 것들은 1 및 2 Mbps 실리콘상에 게이트 델타이다. 아마 6 비트 A/D's가 필요할 것이다. 이것은 탁월할 것이다.
다중경로 완화는 도 48에 나타난 바와 같이 채널 임펄스 임펄스 응답의 판단을 필요로 한다. 본 발명은 채널 임펄스 응답 판단이 충분히 정밀하다면 짧은 프리앰블을 이용할 수 있다. 11 비트 Baker는 큰 다중경로 확산에 대해 충분히 정밀하지 않을 수 있다.
이 특허 출원은 같은 발명자들에 의해 본 발명의 같은 날짜에 출원된 "WLAN에서 스펙트럼 확산에서의 안테나 다이버시티를 실행하는 방법" 및 "WLAN에서 이용 및 다중경로 완화를 갖는 스펙트럼 확산 트랜시버"라고 명명된 양도된 공동-출원중인 특허 출원에 관한 것이다.
본 발명의 많은 변형 및 다른 실시예는 선행하는 기술 및 관련 도면에서 제시된 가르침의 혜택이 되는 본 기술분야에서 통상의 기술을 가진 자의 마음에 다가올 것이다. 그러므로, 본 발명은 개시된 특정 실시예에 한정되지 않고, 변형 및 실시예는 종속항의 범위내에 포함될 예정으로 이해해야 한다.
본 발명에 따라, 무선 통신 네트워크에서 이용된 스펙트럼 확산 통신에서 다중경로 완화시키는 것이 가능해진다.

Claims (22)

  1. 두개의 각 공간 확산 스펙트럼 수신기의 안테나상에 고비율 모드의 칩들로부터 형성된 데이터 심볼을 갖는 확산 스펙트럼 PSK(Phase Shift Keyed) 패킷 신호를 수신하는 단계;
    각 안테나에 대해 상기 패킷 신호내의 비트 동기 피크 샘플를 결정하는 단계;
    각 안테나에 대한 상기 피크로부터의 상기 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 측면상의 이미 결정된 많은 수의 칩에서 이미 결정된 비트 동기 샘플수를 감산하는 단계;
    각 안테나에 대해 실행된 상기 감산단계로부터 얻어진 보다 높은 값을 갖는 안테나를 선택하는 단계; 로 구성된 무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 안테나 다이버시티 실행방법.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 패킷신호는 제 1 안테나 다이버시티주기를 갖는 헤더를 포함하고, 안테나 다이버시티를 재실행하기 위한 상기 패킷신호에서 상기 헤더와 고데이터율 스타트 사이에 제 2 안테나 다이버시티주기를 삽입하는 단계를 더 포함하는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    현재 선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격;
    안테나 스위칭을 위한 보호시간 간격;
    나머지 미선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격;
    미선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격;
    안테나 스위칭과 감쇠시간에 대한 보호 시간 간격; 및
    선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 을 포함하는 안테나 다이버시티를 재시도하기 위한 시간 간격 형성단계를 더 포함하는 방법.
  4. 제 2항에 있어서, 상기 제 2안테나 다이버시티주기를 형성하기 위하여 고비율 M-진 코드 세트 부분을 삽입하는 단계를 더 포함하는 방법.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 패킷신호는 확산 코드 세트 벡터를 포함하고, 각 안테나상에 복수의 확산 코드 세트 벡터를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
  6. 제 5항에 있어서, 상기 확산 코드 세트 벡터는 Walse 기본 벡터를 포함하고, 상기 방법은 각 안테나 상에 8개의 Walsh 기본 벡터를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
  7. 제 5항에 있어서, 상기 선택된 안테나 상의 복조된 심볼에서 에러를 결정하기 위하여 코드 세트 거리를 측정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  8. 두개의 확산 스펙트럼 수신기의 각 공간 안테나상에 고비율 모드의 칩들로부터 형성된 데이터 심볼 및 복수의 코드 세트 벡터를 갖는 I 및 Q 채널을 갖는 확산 스펙트럼 PSK(Phase Shift Keyed) 패킷 신호를 수신하는 단계;
    각 안테나에 대해 상기 패킷 신호내의 비트 동기 피크 샘플를 결정하는 단계;
    각 안테나에 대해 상기 피크로부터의 상기 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 측면상의 이미 결정된 많은 수의 칩에서 이미 결정된 비트 동기 샘플을 감산하는 단계;
    각 안테나에 대해 실행된 상기 감산단계로부터 얻어진 보다 높은 값을 갖는 안테나를 선택하는 단계; 및
    a) 상기 I 또는 Q 채널중 어느 하나상에 순차적으로 전송되어진 코드 세트 벡터의 최소 상관값을 결정하고,
    b) 상기 결정된 최소 상관값의 8개 상관값 피크없이 I 및 Q 채널 양쪽상에 코드 세트 벡터의 상호-상관의 최대 절대값을 결정하고.
    c) 상기 결정된 최소 상관값으로부터 상기 최대 절대값의 결과를 감산하여,
    복조된 신호에서 에러를 결정하기 위해 코드 세트 거리를 측정하는 단계; 로 구성된 무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 안테나 다이버시티 실행방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 패킷신호는 제 1 안테나 다이버시티주기를 갖는 헤더를 포함하고, 안테나 다이버시티를 재실행하기 위한 상기 패킷신호에서 상기 헤더와 고데이터율 스타트 사이에 제 2 안테나 다이버시티주기를 삽입하는 단계를 더 포함하는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    현재 선택된 안테나에 대해 코드 세트 거리 시간 간격;
    안테나 스위칭을 위한 보호시간 간격;
    나머지 미선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격;
    미선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격;
    안테나 스위칭과 감쇠시간에 대한 보호 시간 간격; 및
    선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 을 포함하는 안테나 다이버시티를 재시도하기 위한 시간 간격 형성단계를 더 포함하는 방법.
  11. 제 9항에 있어서, 상기 제 2안테나 다이버시티주기를 형성하기 위하여 고비율 M-진 코드 세트 부분을 삽입하는 단계를 더 포함하는 방법.
  12. 각각 이격된 두개의 확산 스펙트럼 수신기의 안테나상에 고비율 모드의 칩들로부터 형성된 데이터 심볼을 갖는 확산 스펙트럼 PSK(Phase Shift Keyed) 패킷 신호를 수신하는 단계이고, 여기서 상기 패킷 신호는 제 1 안테나 다이버시티 주기를 갖는 헤더 및 상기 헤더와 고비율 데이터의 스타트 사이에 삽입된 제 2 다이버시티주기를 포함하고, 상기 제 2 다이버시티 주기는 고비율 M-ray 코드 세트 부분으로 구성되고;
    각 안테나에 대해 상기 패킷 신호내의 비트 동기 피크 샘플를 결정하는 단계;
    각 안테나에 대해 상기 피크로부터 상기 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 측면상의 이미 결정된 많은 수의 칩의 이미 결정된 비트 동기 샘플수를 감산하는 단계;
    각 안테나에 대해 실행된 상기 감산단계로부터 얻어진 보다 높은 값을 갖는 안테나를 선택하는 단계; 로 구성된 무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 안테나 다이버시티 실행방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    현재 선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격;
    안테나 스위칭을 위한 보호시간 간격;
    나머지 미선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 필드;
    미선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격;
    안테나 스위칭과 감쇠시간에 대한 보호 시간 간격; 및
    선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 을 포함하는 안테나 다이버시티를 재시도하기 위한 시간 간격 형성단계를 더 포함하는 방법.
  14. 제 12 항에 있어서, 상기 패킷신호는 확산 코드 세트 벡터를 포함하고, 각 안테나상에 코드 세트 벡터를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
  15. 제 14항에 있어서, 상기 확산 코드 세트 벡터는 Walse 기본 벡터를 포함하고, 상기 방법은 각 안테나 상에 8개의 Walsh 기본 벡터를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
  16. 제 14항에 있어서, 상기 선택된 안테나 상의 복조된 심볼에서 에러를 결정하기 위하여 코드 세트 거리를 측정하는 단계를 더 포함하는 방법.
  17. 고비율 모드 칩로부터 형성된 데이터 심볼을 갖는 확산 스펙트럼 PSK(Phase Shift Keyed) 패킷 신호를 각각 수신하는 두개의 안테나;
    전파 회로를 포함하고, 상기 전파 회로는,
    각 안테나에 대해 상기 패킷 신호내의 비트 동기 피크 샘플을 결정하는 수단;
    각 안테나에 대해 상기 피크로부터의 상기 비트 동기 피크 샘플의 어느 한 측면상의 이미 결정된 많은 수의 칩에서 이미 결정된 비트 동기 샘플을 감산하는 수단;
    각 안테나에 대해 실행된 상기 감산단계로부터 얻어진 보다 높은 값을 갖는 안테나를 선택하는 수단;
    베이스밴드 처리기와 이에 연결된 전파 회로를 포함하며,
    상기 베이스밴드 처리기는,
    상기 전파 회로로부터 수신된 정보를 복조하는 확산 스펙트럼 PSK에 대한 복조기;
    상기 복조기는 미리 결정된 코드에 따라 정보를 복조화하기 위해 적어도 하나의 미리 결정된 코드 함수를 포함하고; 그리고
    전송을 위한 정보를 확산 스펙트럼 PSK 변조하기 위한 변조기, 상기 변조기는 미리 결정된 코드에 따라 정보를 부호화하기 위한 적어도 하나의 미리 결정된 코드 함수 부호기를 포함하는 것;
    으로 구성된 무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 안테나 다이버시티를 실행하는 확산 스펙트럼 트랜시버.
  18. 제 17항에 있어서, 상기 패킷신호는 제 1 안테나 다이버시티 주기를 갖는 헤더를 포함하고, 상기 헤더와 고비율 데이터의 스타트 사이에 위치한 제 2 안테나 다이버시티 주기를 갖는 헤더를 포함하는 확산 스펙트럼 트랜시버.
  19. 제 18항에 있어서, 상기 제 2 안테나 다이버시티 주기는,
    현재 선택된 안테나에 대해 코드 세트 거리 시간 간격;
    안테나 스위칭을 위한 보호시간 간격;
    나머지 미선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격;
    미선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격 ;
    안테나 스위칭과 감쇠시간에 대한 보호 시간 간격; 및
    선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 을 포함하는 확산 스펙트럼 트랜시버.
  20. 제 18항에 있어서, 상기 제 2 안테나 다이버시티 주기는 고비율 M-진 코드 세트부분을 포함하는 확산 스펙트럼 트랜시버.
  21. 제 20항에 있어서, 상기 패킷 신호는 각 안테나상에 수신된 Walsh 기본벡터를 포함하는 확산 스펙트럼 트랜시버.
  22. 프리앰블 부분;
    헤더부분; 및
    두 안테나의 안테나 다이버시티에 사용되고 그리고 상기 헤더부분 후에 위치하는 코드 세트 고비율 부분을 포함하고, 상기 코드 세트 고비율 부분은,
    현재 선택된 안테나에 대해 코드 세트 거리 시간 간격 ;
    안테나 스위칭을 위한 보호시간 간격;
    나머지 미선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격;
    미선택된 안테나에 대한 코드 세트 거리 시간 간격 ;
    안테나 스위칭과 감쇠시간에 대한 보호 시간 간격; 및
    선택된 안테나에 대한 타이밍과 반송파 위상 포착 시간 간격; 을 포함하여 WLAN에서 사용되는 무선 확산 스펙트럼 통신시스템에서 사용하기 위한 고비율 데이터 프레임.
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