JP2003520457A - 無線ローカル・エリア・ネットワーク・スペクトル拡散方式トランシーバー - Google Patents

無線ローカル・エリア・ネットワーク・スペクトル拡散方式トランシーバー

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Abstract

(57)【要約】 スペクトル拡散方式無線トランシーバー用のベースバンドプロセッサに使用される復調器は、無線回路から受信された情報信号をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング（PSK）復調する復調回路を含む。この情報信号は、スペクトル拡散情報信号を形成する複数の高レートモードのチップから生成されたデータシンボルを含む。少なくとも一つの所定の符号関数相関器は、信号入力と直線に並べられ、所定の符号に従って情報信号を復号化する。搬送波ループ回路は、情報信号の位相及び周波数をトラッキングする。チップ決定回路は、搬送波ループと協動して、高レートモードチップをトラッキングする。フィードバック有限インパルス応答フィルタから形成された決定フィードバック等化器は、チップ決定回路及び搬送波ループ回路と協動し、複数のフィードバックタップを有する。少なくとも１個のフィードバックタップは、信号エコーをキャンセルする際に使用される加算／減算演算のため選択される。フィードフォワード有限インパルス応答フィルタは、符号関数相関器及び信号入力と直線的に配置され、多重路信号エコーを低減する際に使用される論理的乗算演算のため選択される複数のフィードフォワードタップを有する。本発明の方法の面についても開示される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 ［関連出願］ 本出願は、1998年1月16日に出願された同時係属中の米国仮特許出願第60/071,
659号に基づく出願である。
【０００２】 ［発明の分野］ 本発明は、通信電子機器の分野に係り、特に、無線通信ネットワークで使用さ
れるスペクトル拡散方式通信における多重路軽減に関する。
【０００３】 ［発明の背景］ 別々の電子装置間のワイヤレス若しくは無線通信は普及している。たとえば、
ワイヤレス・ローカル・エリア・ネットワーク（WLAN）は、建物内やキャンパス内
の有線LANに対する拡張、若しくは、有線LANの代替となるフレキシブルなデータ
通信システムである。WLANは、空中でデータを送受信するため無線電信（ラジオ
）技術を使用するので、配線接続の必要量が削減され、若しくは、最小限に抑え
られる。したがって、WLANは、データの接続性とユーザの移動性を結合し、簡単
化された構造を通じて、携帯型LANを実現する。
【０００４】 過去数年間に亘って、WLANは、たとえば、健康管理、小売業、製造業、卸売業
、並びに、学問的な領域を含む多数のユーザの間で受け入れられている。これら
の集団は、たとえば、実時間情報を処理用の集中ホストに送信するためハンドヘ
ルド型端末及びノートブック型コンピュータを使用する生産性の向上による恩恵
を受ける。近年、WLANは、さらに広範に認められるようになり、より広い範囲の
ユーザに対し汎用的な接続のための代替として使用されている。その上、WLANは
、実装上のフレキシビリティがあり、かつ、配線技術が実際的ではない状況での
コンピュータネットワークの使用を可能にする。
【０００５】 典型的なWLANにおいて、アクセスポイントはトランシーバーによって与えられ
、すなわち、送信器と受信器の組合せは、固定位置から有線ネットワークに接続
する。したがって、アクセストランシーバーは、WLANと有線ネットワークの間で
データを受信し、一時記憶し、送信する。１台のアクセストランシーバーは、約
数百フィート（すなわち、数百メートルから１キロメートル程度）の範囲内に収
まるユーザの小集団を支援することができる。エンドユーザは、典型的にノート
ブック型コンピュータにPCカードとして実装されたトランシーバー、又は、デス
クトップ型コンピュータ用のISA若しくはPCIカードを介してWLANに接続する。勿
論、トランシーバーは、ハンドヘルド型コンピュータのような装置と一体化され
ても構わない。
【０００６】 スペクトル拡散方式通信は、たとえば、Dalekotzinに発行された米国特許第5,
515,396号に記載されるようなジャミングに対する頑強さ、優れた干渉及び多重
路の阻止、並びに、本質的に盗聴に対する機密性のある通信を行うため、通信セ
ルラ電話通信のような種々のアプリケーションのため使用されている。Dalekotz
inの特許は、送信器ハードウェアを実質的に重複させることなく、高次情報レー
トの伝送を許容するため４個のウォルシュ拡散符号を使用する符号分割多元接続
（多重アクセス）CDMA方式セルラ通信システムを開示する。また、Padovani他に
発行された米国特許第5,535,239号、Gilhousen他に発行された米国特許第5,416,
797号、Gilhousen他に発行された米国特許第5,309,474号、及び、Gilhousen他に
発行された米国特許第5,103,459号は、ウォルシュ関数拡散符号を使用するCDMA
スペクトル拡散方式セルラ電話通信システムを開示する。上記の特許に開示され
た内容は、すべて参考のため引用する。
【０００７】 多重路は、特に、WLANシステムを使用する限りでは、スペクトル拡散方式通信
における一つの重要な課題である。典型的にWLANが整備される建物環境は、壁、
扉、及び、家具調度品がスペクトル拡散信号を異なる時刻で受信器に到達させる
ので、反響室として作用する。これらの信号は加算され、減算され、困難な多重
路の問題を生ずる。アンテナダイバーシチは多重路を軽減するため屡々使用され
るが、アンテナが選択された後、ベースバンドプロセッサ自体の内部で多重路の
影響を軽減する必要がある。
【０００８】 ［発明の概要］ したがって、本発明の目的は、従来技術に対し改良されるようにベースバンド
プロセッサ内で多重路を軽減することである。
【０００９】 本発明によれば、スペクトル拡散方式無線トランシーバー用の復調器は、多重
路軽減を実現し、無線回路から受信された情報信号をスペクトル拡散方式位相シ
フトキーイング（PSK）復調する復調回路を含む。この情報信号は、スペクトル
拡散情報信号を形成する複数の高レートモードのチップから生成されたデータシ
ンボルを含む。復調回路は、情報信号を受信する信号入力と、上記信号入力と直
線に並べられた協働して所定の符号に従って上記情報信号を復号化する少なくと
も一つの所定の符号関数相関器とを含む。搬送波ループ回路は、上記情報信号の
位相及び周波数の追跡（トラッキング）を行う。チップ決定回路は、上記搬送波
ループと共に動作し、高レートモードチップを追跡する。
【００１０】 本発明によれば、等化器が組み込まれ、等化器は、上記符号関数相関器及び上
記信号入力と直線に配置され、複数のフィードフォワードタップを有するフィー
ドフォワード有限インパルス応答フィルタを含む。少なくとも１個のフィードフ
ォワードタップは、多重路信号エコーを低減する際に使用される論理的乗算演算
のため選択される。
【００１１】 本発明の他の面によれば、フィードバック有限インパルス応答フィルタは、上
記フィードフォワードインパルス応答フィルタと共に、又は、単独で使用される
。フィードバック有限インパルス応答フィルタは、上記チップ決定回路及び上記
搬送波ループ回路と共に動作し、複数のフィードバックタップを有する。少なく
とも１個のフィードバックタップは、信号エコーをキャンセルする際に使用され
る加算／減算演算のため選択される。
【００１２】 本発明の一面によれば、少なくとも２個のフィードフォワードタップが選択さ
れ、本発明の別の面によれば、少なくとも３個のフィードフォワードタップが選
択される。上記復調器は、フィードバックタップを選択する前に上記フィードフ
ォワードタップを選択する手段を更に有する。少なくとも１個のフィードバック
タップはチャネルインパルス応答に基づいて選択され得る。フィードバックタッ
プは、１チップ当たり１サンプルのチャネルインパルス応答と実質的に一致する
ように設定され得る。本発明のさらに別の面によれば、符号関数相関器は、ウォ
ルシュ符号相関器を含む。上記搬送波ループ回路は、搬送波数値制御型発振器(N
CO)と、上記搬送波ループ回路上の搬送波位相に基づいて上記搬送波数値制御型
発振器を選択的に動作させる搬送波数値制御型発振器制御手段とを有する。
【００１３】 本発明のさらに別の面によれば、本発明のスペクトル拡散方式無線トランシー
バーは、ベースバンドプロセッサと、上記ベースバンドプロセッサに接続された
無線回路とを有する。ベースバンドプロセッサは、無線回路から受信された情報
信号をスペクトル拡散位相方式シフトキーイング（PSK）復調する復調器を含む
。この情報信号は、スペクトル拡散情報信号を形成する複数の高レートモードチ
ップから生成されたデータシンボルを含む。復調器は、情報信号を受信する信号
入力と、上記信号入力と直線に並べられた協働して所定の符号に従って上記情報
信号を復号化する少なくとも一つの所定の符号関数相関器とを含む。
【００１４】 搬送波ループ回路は、上記情報信号の位相及び周波数の追跡を行う。チップ決
定回路は、上記搬送波ループと共に動作し、高レートモードチップを追跡する。
等化器は、上記符号関数相関器及び上記信号入力と直線に配置され、複数のフィ
ードフォワードタップを有するフィードフォワード有限インパルス応答フィルタ
を含む。少なくとも１個のフィードフォワードタップは、多重路信号エコーを低
減する際に使用される論理的乗算演算のため選択される。フィードバック有限イ
ンパルス応答フィルタは、上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と共に
動作し、複数のフィードバックタップを有する。少なくとも１個のフィードバッ
クタップは、信号エコーをキャンセルする際に使用される加算／減算演算のため
選択される。復調器は、無線回路を介した伝送用の情報をスペクトル拡散方式PS
K復調する。上記復調器は、符号シーケンスに従って情報を符号化する少なくと
も一つの符号関数符号器を有する。
【００１５】 本発明の方法の面についても開示される。本発明によれば、スペクトル拡散信
号を復調する方法は、スペクトル拡散方式受信器の復調器にスペクトル拡散方式
位相シフトキーイング（PSK）変調された信号を受信するステップを含む。上記
方法は、多重路信号エコーをキャンセルする際に使用される論理的加算／減算演
算のための少なくとも一つのフィードバックタップを選択することにより、チッ
プ決定回路及び搬送波ループ回路に動作的に接続された有限インパルス応答フィ
ルタを用いて信号を等化する。上記方法は、選択性フィードフォワードタップを
有し、乗算論理演算のため符号関数相関器と直線に並べられたフィードフォワー
ド有限インパルス応答を用いて上記信号を等化するステップを更に含む。上記方
法は、少なくとも２個のフィードフォワードタップと、少なくとも３個のフィー
ドフォワードタップとを選択するステップを更に有する。フィードフォワードタ
ップは典型的に、フィードバックタップの前に選択される。
【００１６】 本発明のその他の目的、特徴及び効果は、以下の本発明の詳細な説明を添付図
面を参照して読むことにより明らかになるであろう。
【００１７】 図１Ａ乃至１Ｆは、本発明に使用され得るように変更が加えられる部品を含む
スペクトル拡散方式トランシーバーの構成図である。
【００１８】 ［好ましい実施例の詳細な説明］ 以下、本発明の好ましい実施例が示された添付図面を参照して、本発明を完全
に説明する。しかし、本発明は、多数の異なる形態で実現することが可能であり
、実施例に記載された事項によって制限されるものではない。むしろ、これらの
実施例は、発明の開示を貫徹し、完成し、本発明の範囲を当業者に充分に伝える
ために与えられている。尚、同じ参照番号は全体を通じて同じ構成要素を示すた
め使用される。
【００１９】 ［一般的な技術背景］ 本発明の技術的背景についての説明と理解のため基本スペクトル拡散方式無線
受信器が以下に詳述される。図１Ａ〜１Ｈに関して説明されたスペクトル拡散方
式トランシーバーと関連情報は、無線ローカル・エリア・ネットワークで使用され
る高レート能力を備えた基本スペクトル拡散無線トランシーバーに関係する。当
然、本発明はこのようなトランシーバーに制限されず、このようなトランシーバ
ーは技術的な理解の目的のため例示、説明されている。かかるトランシーバーは
、本出願人により1997年3月17日に出願された米国特許出願第08/819,846号明細
書に記載され、この文献は参考のためすべてここに引用される。
【００２０】 図１Ａを参照するに、本発明に従って変更を加えることができる基本無線トラ
ンシーバー３０が示されている。トランシーバー３０は、IEEE勧告802.11規格に
準拠した２．４GHzのISMバンドにおけるWLANアプリケーションのため容易に使用
される。トランシーバー３０は、Harris品番HFA3925によって得られるような無
線パワー増幅器及び送受信スイッチ３２に接続されたセレクタブルアンテナ３１
を含む。当業者には容易に理解できるように空間ダイバーシチ受信のため多数の
アンテナが設けられる。
【００２１】 Harris品番HFA3424により与えられるような低ノイズ増幅器３８は、アンテナ
に動作的に接続される。例示されたアップ／ダウンコンバータ３３は、当業者に
は容易にわかるように、低ノイズ増幅器３８とＲＦパワーアンプ及び送受信スイ
ッチ３２の両方に接続される。アップ／ダウンコンバータ３３は、たとえば、Ha
rris品番HFA3624により入手できる。アップ／ダウンコンバータ３３は、デュア
ル周波数シンセサイザ３４と直交ＩＦ変調器／復調器３５に接続される。デュア
ルシンセサイザ３４はHarris品番HFA3524でもよく、直交ＩＦ変調器３５はHarri
s品番HFA3724でもよい。ここまでに説明した全ての部品は、PRISM 1という名称
でHarris Corporationによって製造された２．４GHz直接シーケンススペクトル
拡散方式無線トランシーバチップセットに含まれる。当業者に容易にわかるよう
に、また、1996年3月発行のアプリケーションノートNo.AN9614のようなHarris P
RISM 1チップセットの文献に記載されているように、多数のフィルタ３６及び例
示された電圧制御型発振器３７が設けられる。この文献は参考のため全体が引用
される。
【００２２】 図１Ａの右半分をより詳細にみると、高データレート直接シーケンススペクト
ル拡散(DSS)方式ベースバンドプロセッサ４０が記載されている。従来のHarris PRISM 1チップセットは、HSP3824という品名で入手可能な低データレートDSS
ベースバンドプロセッサを含む。この従来のベースバンドプロセッサは、参考の
ためすべての内容が引用された文献："Direct Sequence Spectrum Baseband Pro
cessor", March 1996, File No. 4064.4に記載されている。
【００２３】 HSP3824ベースバンドプロセッサと同様に、本発明の高データレートベースバ
ンドプロセッサ４０は、全二重若しくは半二重パケットベースバンドトランシー
バーに要求される全ての機能を備える。プロセッサ４０は、直交ＩＦ変調器３５
から受信Ｉ信号及びＱ信号を受信するオンボード・デュアル３ビットＡＤ変換器
４１を含む。HSP3824と同様に、高データレートプロセッサ４０は、オンボード
・６ビットＡＤ変換器を用いる受信信号強度インジケータ（RSSI）監視機能を備
え、クリア・チャネル・アセスメント(CCA)回路ブロック４４は、当業者が容易
に理解できるようにデータ衝突を回避し、ネットワークスループットを最適化す
るため、空きチャネル評価を行う。
【００２４】 １Mbit/s及び２Mbit/sのQPSKから５．５Mbit/sのBPSK及び１１Mbit/sのQPSKへ
のPRISM 1製品の拡張が行なわれる。これは、チップレートを一定の１１Mチップ
/sに維持することにより実現される。これにより、同じRF回路をより高ビットレ
ートに対しても使用できる。高ビットレートモードのシンボルレートは１１MHx/
8=1.375Mシンボル/sである。
【００２５】 一例として、５．５Mbit/sモードの場合、ビットはスクランブルされ、4ビッ
トニブルから８チップ修正ウォルシュ関数にエンコードされる。このマッピング
の結果として、BPSK単独の場合よりも優れたビット誤り率(BER)性能をもつ陪直
交符号が得られる。得られた１１Mチップ/sのデータストリームはBPSK変調され
る。復調器は、以下に詳述するように、修正ウォルシュ相関器と、関連したチッ
プ追跡、搬送波追跡、及び、再フォーマッティング装置とを含む。
【００２６】 １１Mbit/sモードの場合に、ビットは、同相Ｉ側路と直角位相Ｑ側路とで別々
にスクランブルされ、４ビットニブルから８チップ修正ウォルシュ関数にエンコ
ードされる。１シンボル当たり８個の情報ビットが２つの修正ウォルシュ関数に
割り当てられる。このマッピングによって、QPSK単独よりも優れたBER性能をも
つ陪直交符号が得られる。得られた二つの１１Mチップ/sのデータストリームはQ
PSK変調される。
【００２７】 このタイプの変調の理論的なBER性能は、純粋なBPSK若しくはQPSKの場合に、
８dB対９．６dBのEb/Noで約１０-5である。この符号化利得は陪直交符号化に起
因するものである。多重路の抑制と干渉の影響の除去とを助けるため、変調のす
べてに対し帯域幅拡張が行なわれる。
【００２８】 図１Ｂを参照するに、QPSK/BPSK変調器及びスクランブラ回路５１の出力は、
最下位ビット(LSB)から順番に４ビットのサイン−振幅のニブルに分割される。Q
PSKの場合に、２個のニブル、すなわち、Ｂ側直列入力／並列出力SIPO回路ブロ
ック５２ｂからの第１ニブルと、Ａ側SIPO回路ブロック５２ａからの第２ニブル
が修正ウォルシュ発生器５３ａ、５３ｂ、．．．に並列に与えられる。２個のニ
ブルはデータのシンボルを形成する。ビットレートは、例示されるように１１Mb
it/sである。したがって、シンボルレートは１．３７５Mbit/s（すなわち、１１
／８＝１．３７５）である。BPSKの場合に、ニブルはＡ側SIPO回路ブロック５２
ａだけから与えられる。Ｂ側SIPO回路ブロック５２ｂは禁止状態にされる。ニブ
ルはデータのシンボルを形成する。この例におけるビットレートは５．５Mbit/s
であり、シンボルレートは１．３７５Mbit/s（５．５／４＝１．３７５）を維持
する。
【００２９】 SIPO出力の振幅部は、以下の表に掲載された修正ウォルシュシーケンスの中の
一つを指定する。表には、比較のため基本ウォルシュシーケンスも掲載される。
【００３０】 ［表］ 振 幅 基本ウォルシュ 修正ウォルシュ ０ ００ ０３ １ ０Ｆ ０C ２ ３３ ３０ ３ ３Ｃ ３Ｆ ４ ５５ ５６ ５ ５Ａ ５９ ６ ６６ ６５ ７ ６９ ６Ａ クロックイネーブルロジック回路５４からのビットSel Walsh A及びビットSel
Walsh Bは、選択されたウォルシュシーケンスを出力に多重化し、最下位ビット
LSBが先に出力される。ビットA SIGN及びビットB SIGNは、それぞれの修正ウォ
ルシュ発生器５３ａ、５３ｂを迂回して、シーケンスとＸＯＲ演算される。
【００３１】 当業者が容易に認めるように、ビットをウォルシュシンボルにマッピングする
方法は他にもある。また、修正ウォルシュ符号は、モジュロー２で、固定１６進
コードを基本若しくは標準ウォルシュ符号に加算することにより生成され、平均
ＤＣ信号成分が減少し、全体的な性能が向上する。
【００３２】 ヘッダCRCの最後のシンボルの差分エンコーダDiffの出力は高レートデータの
基準である。ヘッダは常にBPSKでも構わない。この基準は、出力の前でＩ信号及
びＱ信号にＸＯＲ演算される。これにより、後で詳細に説明される復調器６０は
、高レートデータを復号化するエンコーダDiffを用いること無く、位相の不確実
性を補償することができる。データフリップフロップ(DFF)５５ａ及び５５ｂは
、マルチプレクサMUXに接続されるが、他の実施例の場合、フリップフロップは
当業者によって容易に認められるように更に下流側に配置しても構わない。出力
チップレートは１１Mchip/sである。BPSKの場合に、同じチップシーケンスがマ
ルチプレクサ５７を介してＩ側経路及びＱ側経路に出力される。出力マルチプレ
クサMUX５８は、適切なデータレート及びフォーマットを選択する。
【００３３】 図１Ｃを参照するに、インタフェース８０のタイミング及び信号フォーマット
が詳細に記載されている。同図の左側のPLCPプレアンブル９０に関して、SYNCは
すべて１であり、SFDは１６進数表記でＦ３Ａ０ｈである。PLCPヘッダ９１に関
して、SIGNALは以下の通りである。
【００３４】 ０Ａｈのとき、１Mbit/s BPSK １４ｈのとき、２Mbit/s QPSK ３７ｈのとき、５．５Mbit/s BPSK ６Ｅｈのとき、１１Mbit/s QPSK SEEVICEは００ｈであり、LENGTHはμｓ単位でｘｘｘｘｈであり、CRCはSIGNAL、
SERVICE及びLENGTHに基づいて計算される。MPDUは多数のオクテット(バイト)を
有する変数である。
【００３５】 PLCPプレアンブル及びPLCPヘッダは、常に１Mbit/sで、差分エンコードされ、
スクランブルされ、１１チップバーカーを用いて拡散される。SYNC及びSFDは内
部的に生成される。SIGNAL、SERVICE及びLENGTHのフィールドは、コントロール
ポートを介してインタフェース８０によって与えられる。SIGNALは、２個のコン
トロールビットによって指定され、上述の通りフォーマットされる。インタフェ
ース８０はμｓ単位でLENGTHを与える。PLCPヘッダ内のCRCは、SIGNAL、SERVICE
及びLENGTHフィールドについて計算される。
【００３６】 MPDUは、インタフェース８０によって直列に供給され、通常動作のためスクラ
ンブルされた変数データである。MPDUの第１シンボルの基準位相は、差分エンコ
ーディングのためのヘッダの最後のシンボルの出力位相である。スクランブラ５
１へのヘッダの最後のシンボルの後に、MPDUの第１ビットが続く。変数データは
、ヘッダ部とは異なるフォーマットで変調、復調されるので、データレートが増
加し、図１Ｃに示された切替ポイントで、切替が途中で行なわれる。
【００３７】 次に、図１Ｄを参照するに、高データレート変調器５０のタイミングがよりよ
く理解される。例示されたタイミングの場合、TX_RDYから第１の高レート出力チ
ップまでの遅延は、１１MHzクロック周期若しくは９０９．１nsである。他の例
示された量は上記の説明と同じ見方により理解される。
【００３８】 図１Ｅを参照して高データレート復調器６０をさらに説明する。高レート回路
は、信号フィールドが５．５若しくは１１Mbit/s動作を指定した後に作動される
。搬送波ループ回路は破線１２２で示され、チップ検出回路は破線１２４で示さ
れる。ある時点で、スタート位相は搬送波NCO６１内でジャミングされ、スター
ト周波数オフセットは搬送波ループフィルタ６２内でジャミングされる。信号は
、C/SＲＯＭ６３及び複素乗算器６４によって周波数変換され、ウォルシュ相関
器６５に伝達される。相関器６５の出力は、図示されるようにシンボル決定回路
６６を駆動する。シンボル決定回路６６の出力は、ヘッダの最後のシンボルに基
づくサイン訂正回路６８を通過後、並列入力／直列出力SIPOブロック６７によっ
て、PSK復調器及びスクランブラ回路７０のデスクランブラ部分へ順番にシフト
される。切替のタイミングは、望ましくは、シンボル決定を正しい時点で準備さ
せる。
【００３９】 信号は、複素乗算器６４、搬送波NCO６１及び搬送波ループフィルタ６２によ
って位相並びに周波数が追跡される。複素乗算器６４の出力は、搬送波位相誤り
検出器７２にも供給される。決定指向チップ位相誤り検出器７２は、例示された
タイミングループフィルタ７５に接続され、タイミングループフィルタ７５はク
ロックイネーブルロジック７７に接続される。チップ位相誤り検出器７２による
決定は、ＳＮ比が高いので、チップ追跡のための早期−遅延相関の代わりに使用
される。これにより、高レート動作のため要求される付加的な回路は著しく削減
される。クロックコントローラ７４への４４MHzのマスタークロック入力は、高
レートモードチップを±１／８チップステップでトラッキングできるようにする
。ステッパーだけは、４４MHzで動作することを要求されるが、残りの殆どの回
路は１１MHzで動作する。回路は、長いヘッダ及びsync（同期）で動作すること
だけが要求される。
【００４０】 図１Ｆを参照して１対のウォルシュ相関器６５ａ及び６５ｂについて説明する
。チップトラッキングループからの入力I_END及びQ_ENDは、１１MHzで入力され
る。修正ウォルシュ発生器８１は、８個のウォルシュ符号（W0〜W7）を１６台（
I_END用の８台と、Q_END用の８台）の並列相関器に順番に生成する。１６台の相
関器は、１．３７５MHzで利用可能である。ウォルシュ符号（W0〜W7）は、高デ
ータレート変調器用の上記テーブルに列挙されたものと同じである。１１Mbit/s
モードの場合に、Ｉシンボル(I SYM)を形成するため、ピック最大振幅回路８１
を用いてＩ側のW0からW7の中で最大振幅が選択される。Ｉシンボルはサイン−振
幅の形にフォーマットされる。振幅Magnitudeビットは、最大の修正ウォルシュ
インデックス（０〜７）である。相関及びサインビットCorrelation and Signは
、勝者である相関の入力である。Qチャネルは同様に並列に処理される。５．５M
bit/sモードの場合に、ＩシンボルIsymを形成するためＩ側W0からＩ側W7までの
最大振幅が選択される。この場合、Ｉシンボルだけが出力される。タイミング及
びコントロール回路によって供給されるAccEn信号は、相関器のタイミングを制
御する。
【００４１】 搬送波トラッキングループのその他の細部（搬送波ループ回路としても知られ
ている）と、チップトラッキングループは、参考のため引用された米国特許出願
第08/819,846号の第７及び８図に示されている。
【００４２】 上述の通り、直交キーイングについて説明した。Ｍ−ａｒｙ（M項）陪直交キ
ーイングは、２．４GHzのISMバンドにおける高レート用の一つの変調方式の選択
である。この技術は、既にレート変更メカニズムを有する同じプレアンブル及び
ヘッダを組み込むことによって、既存の802.11ネットワークと簡単に相互運用さ
せ得る。Ｍ−ａｒｙ陪直交キーイング（MBOK）は当業者に周知である。
【００４３】 当業者に周知の如く、MBOKは、全拡散帯域幅を既存の802.11標準と一致した状
態に保つことによってISMバンドでマルチチャネル動作を可能にさせる。拡散は
実際上、802.11バーカー語よりも一様であるが、同じチッピングレートと同じ基
本スペクトル形状を有する。スペクトルは１７MHzまでは３dBのポイントにフィ
ルタリングされ、２２MHzを超えると３５dBにフィルタリングされる。これによ
り、三つの干渉しないチャネルをISMバンド（２．４０GHzから２．４８３GHzの
範囲）に配置することができ、バンドの端におけるスペクトルエネルギーの減少
は許容範囲内に収まる。より積極的なフィルタリングを用いる場合、４チャネル
をこのバンドに押し込むことができる。
【００４４】 MBOKは、パワー効率が優れた変調方式であり、より高いデータレートに関する
優れたレンジが得られる。MBOKは頑強であり、干渉及び多重路に対する許容範囲
が優れている。Ｍ−ａｒｙ直交キーイング（MOK）は、FSKのような多数の標準的
な波形の一般形を表わし得る。
【００４５】 図１Ｇには波形の作成法が示される。データは、スクランブラ９２ａ及びマル
チプレクサ９２ｂ（ウォルシュ関数用）に入る。ウォルシュ関数選択回路９２ｃ
は、８個のウォルシュ関数の中から１個のウォルシュ関数を選択する。この構成
では、拡散関数がデータ語によってＭ個の直交ベクトルの組からピックされる（
取り上げられる）。Ｉチャネル及びＱチャネルは、コヒーレント的に処理される
とき、無関係であると考えられるので、両方のチャネルはこのように変調され得
る。陪直交キーイングは、拡散関数と、その拡散関数の反転型とを使用して変調
方式を拡張する。これにより、回路は１シンボル当たり８ビットを詰め込むこと
ができる。
【００４６】 一例として、周知の直交ベクトルの組はウォルシュ関数の組である。この組は
、８チップ（２のべき乗）のベクトルに対し有効であり、完全な直交性を有する
。基本の組に対する変形は、別の固定ビットパターンを基本の組に加えることに
よって行なわれる。これは、たとえば、基本の組の中のすべて０を回避するため
行なわれ得る。
【００４７】 図１Ｈには、拡張された変調パッケージの４通りの変調モードが示される。80
2.11方式で１Mbpsのモードと、802.11方式で２Mbpsのモードの２通りのモードは
、基本的にＩチャネル及び／又はＱチャネルの拡散関数の極性を設定する。５．
５Mbpsモードの場合に、入来データは４ビットのニブルに分類され、４ビット中
の３ビットは８個の拡散関数の中から１個の拡散関数を選択し、第４ビットは極
性を設定する。選択された拡散シーケンスは、Ｉ側変調器及びＱ側変調器を並列
に駆動することによって搬送波をBPSK変調する。１１Mbpsの変調を行うため、入
力データは２個のニブルに分類され、Ｉチャネル及びＱチャネルを別々に変調す
るため使用される。
【００４８】 既存の802.11DS変調方式と同じ帯域幅を有する変調を行うため、チッピングレ
ートは１１Mcpsに維持され、シンボルレートは１．３７５MSpsまで増大され得る
。これにより、全体的なビットレートは１１MBpsになる。このため、802.11規格
のプレアンブル及びヘッダと相互運用されるシステムを容易に構築することがで
きる。拡散レートは一定に保たれるので、ヘッダからデータに移行するときに変
化する唯一の事項はデータクロックレートである。
【００４９】 MOK変調は、BPSKよりも僅かに優れた（１．６db）Eb／NO性能を有することが
わかった。そのため、MOK変調は他の変調方式よりも干渉（妨害）に対する許容
度が大きい。MOK変調の場合に、１シンボル当たりのビット数は増加するので、
当然にBPSKよりも大きいEs/NOを必要とするが、その増加量は最小限に抑えられ
る。
【００５０】 この波形のスペクトルは、ｓｉｎｘ／ｘの形であり、802.11規格の波形と同じ
である。
【００５１】 多重路性能は、ＳＮ比と、波形の位相歪み許容度とに依存する。
【００５２】 アンテナダイバーシチは、高信頼性１１Mbpsリンクを保証することが望ましい
。高レート変調は、より高いＳＮ比が要求される低レート変調よりも多重路干渉
及びフィルタ歪みの影響をより受け易い。
【００５３】 BPSK形式で使用されたMBOK変調は、５．５Mbpsを実現する。直交した（独立の
）ＩチャネルとＱチャネルにMBOK方式を使用することによって、基本データレー
トは２倍されて１１MBpsに達する。これにより、リンクにストレスが生じた場合
に代替レートとして用いられるより頑強な低レートを選択することも可能になる
。Ｍ−ａｒｙ陪直交キーイング変調方式が達成する優れたレンジは、MBOKがBPSK
よりも優れた性能を有することに起因する。
【００５４】 ［アンテナダイバーシチの利点］ アンテナダイバーシチは、二つのアンテナが回路基板に設けられているときに
最良のアンテナを決定するため重要である。当業者には周知の如く、典型的に回
路基板上に配置された二つのアンテナから離れたデータを復調することが可能で
ある。スペクトル拡散方式トランシーバーの回路は、より明瞭なデータの組を発
生したアンテナを決定する。しかし、殆どの従来技術のシステムの場合に、その
ために二つの受信器が必要とされる。そのため、優れたダイバーシチ選択メトリ
ック（規準）を獲得することが必要である。
【００５５】 典型的に、WLAN形態で使用されるラップトップコンピュータは、当業者に公知
の如く、ラバーコートアンテナとして作製された２本のアンテナを備える。これ
らのアンテナは基板から突き出る。アンテナダイバーシチには多数の設計法があ
り、たとえば、引き出されて横に倒されるアンテナや、常に突き出ているアンテ
ナなどがある。２本のアンテナを使用する場合、ピックすべきアンテナを決める
ことが必要である。そのための従来の一方法は、要求されたアンテナをピックす
るため、ＳＮ比を使用することである。
【００５６】 しかし、多数の扉や壁が存在する大型オフィスの環境では、この環境は反響室
と類似している。受信器に対して最良の信号は必ずしも最大信号ではなく、最大
信号は信号を復調する観点からは最良の信号要素であるとは限らない。全てのサ
インは、多重路による悪影響を受けるおそれがある。かくして、信号が損なわれ
、信号が減衰し、ＳＮ比を使用する先行のアルゴリズムが適当である。しかし、
多重路がより強く劣化した信号を生じる場合、最大信号を得るためＳＮ比を使用
するアルゴリズムは最良ではなくなる。実際の復調された信号は、エネルギーが
大きいとしても、非常に誤りの多い信号である。
【００５７】 できるだけ劣化が少なく、かつ、最大パワーではない信号を見つけることが望
ましい。本発明は、従来技術のように最大パワーの信号だけを探すのではなく、
復調するために最良であり、かつ、最も劣化の少ない信号を決定するため相関技
術を使用する。
【００５８】 スペクトル拡散技術において、当業者に公知の如く、特定のタイプの繰り返さ
れるスペクトル拡散波形を使用するときに、相関器から、ノイズ信号とインパル
ス信号が獲得される。エコーが獲得され、一つのエコーが強い場合には、そのエ
コーは所望の信号として使用することができる。たとえば、信号は壁を通過する
ので減衰する。しかし、壁から離れて扉から放出された信号は、より強い信号で
ある。これらの信号と、これらの信号に前後する悪影響を受けた信号は、追跡さ
れる。壁を通過する信号は、減衰した信号であっても、復調するために望ましい
信号である。
【００５９】 本発明は、より優れた信号を決定するため相関器からのタップを使用する方法
及びその方法を実現する回路を提供する。たとえば、各サンプル間隔中には２２
サンプルのタップが存在し得る。復調のため使用されるサンプルは、時間的に相
関ピークを与えたサンプルである。このアルゴリズムは、ピークの前にサンプル
を獲得し、ピークの後にサンプルを獲得し、両方のサンプルを合計する（比較と
、ピークからの減算とがなされ、異なるアンテナを用いて測定が行われる）。よ
り明瞭なアンテナが選択される。
【００６０】 基本的に、システムは、基準の周囲を探し、より明瞭な信号を獲得するため減
算を行う。ダイバーシチ方式は、２本のアンテナの中で次の信号を受信するため
より優れたアンテナを決定する。受信路が良好な場合、逆の送信路は、常に保証
はされないが、一般的に良好であるので、より優れたアンテナの決定は、次の信
号を送信するためにも行なわれる。この測定規準（メトリック）は、多重路によ
る信号劣化環境に効果を奏する。
【００６１】 測定はバーカー符号に基づいて行なわれた。ウォルシュ、又は、他の類似した
信号のどちらが優れているかは、バーカー符号だけに基づかなくても決定するこ
とができる。いずれの信号がより優れているかについての評価をさらに正確にす
るため付加的な第２アンテナダイバーシチを使用することが可能である。かくし
て、ダイバーシチ方式の性能を改良することができる。
【００６２】 アンテナダイバーシチの効果は、２本の充分に物理的に離間したアンテナによ
って、通常、不完全に相関したチャネルが生じるということから得られる。ラッ
プトップの寸法（たとえば、１２インチ）は、アクセスポイントと、おそらくは
デスクトップＰＣだけが、コストを最低限に抑えるためダイバーシチを有するよ
うな近い将来の殆どのアプリケーションの場合でも、有意なアンテナダイバーシ
チ性能を得るために充分な物理的間隔を与える。将来、無線ネットワークハード
ウェアをラップトップに集積するならば、ユーザはアンテナ配線から解放される
。
【００６３】 実際に達成される性能の向上は、動作的な環境の細部に非常に依存する。限界
の場合として、チャネルが相関されず、最良のアンテナが正確に選択されるとき
、混合されたメッセージレートは、独立した経路の数のべき乗まで増大する。た
とえば、５０％損失したメッセージレートは、二重受信ダイバーシチを用いた場
合、理論的に２５％まで低下し、二重送信及び受信ダイバーシチを用いる場合、
６．２５％まで低下する。アンテナダイバーシチは、ユーザにとって非常に煩わ
しいデッドスポットの確率を低下させる。
【００６４】 アンテナダイバーシチの複雑さ及び性能は、残りのモデムの性能に従うべきで
ある。種々の相互運用コスト／性能オプションを与えることは、製品の質を高め
ることによって、実現可能な用途（家庭、オフィス、工業製品、カスタム品）の
幅を拡大し、コストを下げる。たとえば、低コストの非ダイバーシチＩＦ制限受
信器は、ユーザの価格に対する敏感度に応じて、アンテナダイバーシチ、等化器
、及び、付加的処理が付け加えられる。本発明が適用される別の例は、図１Ａ〜
１Ｆに示されたトランシーバーである。
【００６５】 ローエンドから始めると、IF制限信号を用いてＳＮ比を最適化する（１MBPS及
び２MBPSの仕様）現在のアンテナダイバーシチメトリックは、有効なIF制限遅延
拡散に対し多重路性能を最適化するため容易に修正される。非常に大きい遅延拡
散におけるメトリックの精度性能は、制限受信器の有効レンジ外では不要である
。
【００６６】 １MBps及び１１MBpsで性能を最適化するには、多重路効果によって受ける影響
が非常に異なるので、異なるメトリックが必要とされる。データレートは、アン
テナダイバーシチ決定時に不明であるので、ヘッダと１１Mbpsデータの先頭との
間でアンテナダイバーシチを再実行する場合に、特定のデータレートに対し最適
化された非常にロバスト性のある精確なハードウェア効率メトリックを得る間に
、１又は２Mbpsの仕様変更を行う必要はない。非常にロバスト性のある精確なハ
ードウェア効率メトリックは、その方式が各アンテナで受信された符号語ベクト
ル（一実施例では、８個のウォルシュ基準ベクトル）を使用し、相関が最良の相
関を決めるために行なわれるときに利用され得る。
【００６７】 多重路を補正する高性能受信器は、処理されたシンボル誤り率を最低限に抑え
る必要がある。これを実現する方法は、具体的な受信処理に応じて変化する。典
型的な例には、等化器からのRMS残留誤差と、最尤アルゴリズムからのトレース
バック情報とが含まれる。
【００６８】 以下に説明する単なアクセスポイント（AP）送信アンテナダイバーシチ方式は
、ハードウェア上の不利を伴うこと無く有意な改良を行うため、受信ダイバーシ
チ方式に付け加えることが可能である。
【００６９】 低価格のIF制限受信器は、最低限のハードウェアを用いて２５〜５０nsのRMS
遅延拡散に対し優れた多重路ダイバーシチ性能を必要とする。この低価格受信器
は、遅延拡散が大きい場合に著しくスループットを失う。しかし、ダイバーシチ
方式は、利用可能であるならば、低遅延拡散アンテナを選択するためより高い遅
延拡散によって動作する。
【００７０】 ダイバーシチ方式は現在のIEEE802.11仕様に完全に準拠する。本発明のダイバ
ーシチ選択処理はIEEE802.11仕様の高レート波形に最適である。
【００７１】 本発明の一面におけるダイバーシチは、現在行なわれているバーカープレアン
ブル中に行なわれる。データレートは、ダイバーシチ決定時の受信器には不明で
あるため、性能には妥協が必要とされる。妥協は、性能が有効動作RMS遅延拡散
を上回る１００nsのRMSで許容できるときに行なわれる。
【００７２】 ダイバーシチ方式は、IF制限器と共に動作し、すべての有効遅延拡散で優れた
性能を得ることができる。１MBps及び１１MBpsでの性能の最適化は異なるメトリ
ックを必要とする。データレートはアンテナダイバーシチ決定時には不明である
ので、ヘッダと１１MBpsデータの先頭の間でアンテナダイバーシチをやり直すこ
とは合理的である。目標は、複雑さと、付加的なゲート数（１０００ゲート）を
最小限に抑えることである。
【００７３】 本発明の符号語ベクトルダイバーシチは、高レートが選択されたヘッダと高レ
ートデータとの間に第２アンテナダイバーシチ期間を挿入する。一例として、第
２アンテナダイバーシチ期間はウォルシュ基準ベクトルでも構わない。レートフ
ィールドを除いて、現行の802.11仕様に変更を加える必要が無いので、複数の符
号語ベクトルをアンテナ毎に受信できるようになる。本発明の一面によれば、一
例として、符号語ベクトルは８個のウォルシュ基準である。
【００７４】 受信制限器はAGC機能を削除することによってコストを削減できる。ダイバー
シチ方式は、差分的に検出された非コヒーレントビット同期サンプルを用いて動
作する。この情報は、既に存在し、その分散を減少させるため、非コヒーレント
的に組み合わされる。
【００７５】 本発明は、複雑さ及び付加的ゲート数を最小限に抑えることが可能である。こ
れは、約５００個の付加的ゲートだけが多重路ダイバーシチメトリックのため必
要とされるときに実現された。
【００７６】 IF制限器ダイバーシチビット同期メトリック一例は以下の通りである。
【００７７】 メトリック＝−S-2chips−S-1chips＋S0−S+1chips−S+2chips 又は、損失が少ない場合、 メトリック＝−S-1chips＋S0−S+1chips−S+2chips 但し、 S０＝ビット同期ピークサンプル を表わす。
【００７８】 本発明によるIF制限器ダイバーシチビット同期メトリックは、所定のビット同
期サンプル（たとえば、４ビット同期サンプル）、ビット同期ピークのいずれか
の側の所定数のチップをピーク（１ビット及び２ビット）から減算することによ
って計算される。より高い結果を含むアンテナが選択される。サンプルを減算し
ない場合、所定数のチップは初期に少ない性能損失しか生じない。
【００７９】 符号語距離、すなわち、復調されたシンボルが誤りを生じる程度に関するロバ
スト性のある測定量は、以下の手順により計算される。 １．一方のチャネル（Ｉ又はＱチャネル）で順番に送信された符号語ベクトルの
最小相関を検出する。 ２．相関ピークを含まない両方のチャネルで相互相関の絶対値の最大値を検出す
る。 ３．手順２で獲得された結果を手順１で獲得された結果から減算する。ウォルシ
ュベクトルが使用される場合、８個のウォルシュ基準ベクトルが使用される。
【００８０】 符号語距離がメッセージ誤り率を表わしている場合、符号語距離はアンテナダ
イバーシチ精度の簡易指標として使用される。
【００８１】 上記IF制限器のメトリック性能に関して、非コヒーレントビット同期メトリッ
クとウォルシュ距離との相関は、１０nsのRMS（図２）、２５nsのRMS（図３）、
５０nsのRMS（図４）及び１００nsのRMS（図５）に対し示される。各図中、試行
回数は１０００回である。着目中の遅延拡散及びIF制限受信器に関して、このメ
トリックはシンボル誤り率と非常に高い相関のあることがわかる。
【００８２】 符号語ベクトルダイバーシチの仮定に関して、より高性能の受信器は、１００
nsを超える遅延拡散で性能が改良されたアンテナダイバーシチメトリックを必要
とする。このメトリックは、高性能IF制限受信器及び線形受信器の両方で使用さ
れ得る。これは、全ての遅延拡散で優れた性能を備えたIF制限受信器で動作し得
る。
【００８３】 １MBps及び１１MBpsの性能を最適化するためには、異なるメトリックすが必要
とされる。データレートはアンテナダイバーシチ決定時には不明であるため、ヘ
ッダと１１MBpsデータの先頭との間でアンテナダイバーシチを再度行うことは好
ましい方法である。さらに、目標は複雑さ及び付加的なゲート数を最小限に抑え
ることである。
【００８４】 符号語ベクトルダイバーシチの概念は、第２アンテナダイバーシチ期間を、高
レートが選択されたヘッダと、高レートデータの先頭との間に挿入する。高レー
トデータフィールドのフォーマットは無指定であり、無指定データレートの受信
は現行の仕様で処理されるので、現行のIEEE802.11仕様（レートフィールドを除
いて）に対する変更は必要ではない。
【００８５】 この概念は、符号語ベクトル（ウォルシュベクトルが使用される場合、８個の
ウォルシュベクトル）を２回送信し、アンテナ毎に符号語ベクトルを受信できる
ようにすることである。この方法を用いると、複雑さと性能の間で妥協点が見出
される。符号語ベクトルは実際にチャネルを通過するので、精密な性能評価のた
めに逆コンボリューションを行う必要がない。
【００８６】 相関器は既にデータ復調用に存在しているので、符号語距離はハードウェア上
の効率がよい。最小処理及び最大処理を実現するため約１０００ゲートが必要と
される。
【００８７】 図６Ａに示されるような提案された高レートフレームフォーマットは、受信ア
ンテナダイバーシチをやり直すための新しいフィールドを含む。この変形例には
、メッセージ中に高レート部分が含まれるので、決定は波形のバーカー部分だけ
に基づくこと無く改良される。この時点で、後続のデータレートは既知である。
アンテナダイバーシチはそのレートに対し最適化され得る。MACは、フィールド
の長さを計算するとき、このフィールドを考慮する必要が無い。ヘッダ中の未使
用ビットを使用することにより、BBPはこのフィールドが格納されているかどう
かを復号化し、短い１１MBpsのメッセージはこの約１５ミリ秒のフィールドを選
択的に削除できるようになる。
【００８８】 図６Bに示されるような高レートフィールドフォーマットは、受信アンテナダ
イバーシチを再実行するため要求される６個の新しいサブフィールドを含む。こ
の実現方式は、メッセージのウォルシュ／CCK部からのフィードバックを用いる
こと無くバーカー符号だけに基づいて決定がなされることを仮定している。これ
らのサブフィールドは以下の通りである。 １．最適な１MBps動作のため選択された現在のアンテナに対する符号語距離（ウ
ォルシュ距離でも構わない） ２．アンテナ切替及びフィルタ減衰時間のためのガード時間 ３．他のアンテナに関するタイミング及び搬送波位相の取得。１１Mbps動作に対
するＳＮ比は、１Mbps動作のときよりも高くしなければならないので、１〜３８
チップシンボルが十分な量である。 ４．同じ８シンボルシーケンスを使用する他のアンテナ用の符号語距離（ウォル
シュ距離でも構わない） ５．アンテナ切替及びフィルタ減衰時間のためのガード時間。受信器は、元のア
ンテナが選択されない限りこのガード時間を必要としないが、ガード時間は収容
されるべきである。 ６．選択されたアンテナに対するタイミング及び搬送波位相の取得。これは短縮
してもよいが、保護のため収容されるべきである。
【００８９】 APプロトコル送信ダイバーシチの前提条件に関して、送信アンテナダイバーシ
チは、僅かなコストで受信ダイバーシチを上回る有意なスループットの改良を行
う。簡単化されたアクセスポイント（AP）送信アンテナダイバーシチ方式は、ス
ループットを低コストで改良することができる。
【００９０】 この方式は、IEEE802.11プロトコルと一体化される。ネットワークは、APと１
台以上の局を有する「ハブ−スポーク」である。全てのトラヒックはAPを通過す
る。APは二重アンテナダイバーシチを有し、（重要なシナリオとして）局はもた
ない。この方式は、局に事前の知識が無い場合でも、ダイバーシチと非ダイバー
シチの両方で動作する。ノードはAPであるかどうかを知っている。APは二重ダイ
バーシチであるかどうかがわかる。チャネルは幾つかのメッセージに対し安定で
ある（多重路の仕様はこれを前提としている）。単一及び多数の別々のメッセー
ジは肯定応答（ACK）を伴うと仮定する。１MBpsのヘッダ損失の確率は、かなり
低い。APメディアアクセスコントローラ（MAC）は、選択されたアンテナに対し
、１局当たり１ビットを記憶し、処理することができる。１ビットの未使用ヘッ
ダビットは、ACK/NAKビットとして使用され得る。リトライはできる限り早く行
なわれる。往復チャネルは必要ではないが、使用しても構わない。NAKは、他の
局がCCAを介して送信することを阻止する。
【００９１】 APプロトコル送信ダイバーシチに関して、以下に基本シーケンスを時間的に説
明する。 １．APは受信Rx局に送信する情報を有する。受信局のあらかじめ選択した送信Tx
アンテナが使用される。 ２．ACKが受信された場合、送信アンテナはその局への次の送信のため最初に使
用される。ヘッダ内のロバストACKビットがその役割を果たす。送信アンテナは
受信局からの後の受信によって変更され得る。 ３．ACKが受信されない場合、メッセージは他のアンテナに直ちに再送信される
。 ４．手順２を参照せよ。 ５．ACKが受信されなかった場合、いずれの送信アンテナも作動しない。この場
合、システムからはメッセージが失われたように見える。受信局の選択したアン
テナは、過去において最良であった状態のまま保たれる。 ６．局はAPに送信すべき情報を保持する。APの現在のハードウェアダイバーシチ
は受信アンテナを選択するため使用される。 ７．データが確認された場合、受信アンテナは、その局へのACKと次の送信のた
め使用される。ヘッダ内のロバストACKビットはこの働きを担う。送信アンテナ
は受信局からの後の受信によって変更される。 ８．データが確認されなかった場合、NAKが受信アンテナに送られ、メッセージ
は、他のアンテナ上での受信のため直ちに再送される。受信アンテナは、他の通
信が無いため、NAKのため使用される。NAKは他の局が送信することを阻止する。
９．手順７を参照せよ。 １０．データが確認されない場合、いずれの受信アンテナも動作しない。これは
、システム側には、メッセージの損失のように見える。NAKが制御状態の数を減
少させるため再送される。
【００９２】 以下の説明は別のシーケンシャル処理を示す。 １．局はAPに送信すべき情報を保持する。 ２．ACKが受信されたとき、メッセージが受信される。ヘッダ内のロバストACKビ
ットがこの機能を果たす ３．ACKが受信されないとき、メッセージは直ちに再送される。 ４．手順２を参照せよ。 ５．ACKが受信されないとき、AP側の受信アンテナは動作しない。これは、シス
テム側からはメッセージの損失としてみなされる。 ６．APは局に送信すべき情報を保持する。 ７．データが確認されたとき、ACKがAPに送信される。ヘッダ内のロバストACKビ
ットがこの役割を果たす。 ８．データが確認されないとき、NAKが送信され、メッセージは直ちに再送され
る。NAKは他の局が送信することを阻止する。 ９．手順７を参照せよ。 １０．データが確認されないとき、AP側の送信アンテナは動作しない。これはシ
ステム側からは、メッセージの損失としてみなされる。NAKは制御状態の個数を
削減するため再送される。
【００９３】 この方式は、AP側の送信アンテナダイバーシチを追加することにより、APから
局へのメッセージを補助し、短いプローブメッセージが使用されない限り、局か
らAPへのメッセージのスループットのために役立たない。多数の現実的な仮定に
基づいて改良することができる。たとえば、局からAPに受信に基づいて使用すべ
き受信アンテナを通知させ、往復チャネルを仮定する。このためには、プレアン
ブルの変更、または、メッセージ間のギャップタイミングの変更が必要である。
【００９４】 図６Ｃには、パケットシンボル内でビット同期ピークサンプルを判定し、ビッ
ト同期ピークサンプルの一方側の所定のチップ数で所定数のビット同期サンプル
を減算する図１Ａの高データレート復調器６０の回路部が示されている。図６Ｃ
に示されるように、Ｉチャネル及びＱチャネルの入力は３ビットアナログ・ディ
ジタル変換器４１に供給され、時不変整合フィルタ相関器９４ａ、９４ｂに供給
される。相関信号は、振幅判定回路９４ｃに供給され、次に、シンボルを累積す
るアキュムレータ９４ｄに送られる。この処理は実時間で行われ、同期した波形
が実時間で現れる。減算器は、当業者に周知の如く、最先からピークを経由して
最新までの適当な減算素子９４ｅと、適切な加算及び減算素子９４ｆ、９４ｇを
含む。これらの素子はDPSK復調器及びデスクランブラの一部となり得る。
【００９５】 ［多重路軽減］ 本発明は、さらに、５．５MBps及び１１MBpsの高データレートで多重路を軽減
する高性能で、複雑さの少ない技術を提供する。本発明の以下の説明は、１１MB
psに関して行なわれる。しかし、５．５MBpsにダウンスケールするために必要と
される変更は明白である。
【００９６】 上記の多重路は、スペクトル拡散方式通信、特に、WLANシステムを使用する場
合に繰り返し生ずる問題である。別の決定メトリックは、チャネルインパルス応
答を使用して多重路を軽減するため使用される。かくして、上記の決定メトリッ
クのようにアンテナが選択された後、信号は依然として一掃されている可能性が
ある。本発明によれば、上述のタイプのベースバンドプロセッサと共に等化器段
が使用される。
【００９７】 本発明の局面における一つの問題は、一つのタイプの波形に（１）プレアンブ
ル部と（２）より長いデータ部の二つの部分が存在することである。プレアンブ
ル部は、バーカー符号を形成する１１チップ符号の部分と、直交符号シーケンス
を形成する８チップ符号であるウォルシュ符号を形成し得る部分とを含む。ここ
に説明したアーキテクチャは、多重路問題を最低限に抑えるため、任意の符号化
部内で使用される。しかし、本発明の方法及びアーキテクチャは、例示の目的の
ためウォルシュ符号相関器と共に詳細に説明される。勿論、本発明は、ウォルシ
ュ符号相関器に限定されるものではない。
【００９８】 上述の通り、プレアンブルは同期とアンテナ選択を行うため使用される。プロ
セッサが最終的にデータ部を獲得し、図１Ａ乃至１Ｆに示されたベースバンドプ
ロセッサを用いて上記の処理を開始したとき、波形は、上記のNCO及びC/SＲＯＭ
を使用する搬送波トラッキングループ（搬送波ループ回路とも称される）によっ
て復調され得る。スペクトル拡散方式波形に現れた各チップ毎に、そのチップに
関する決定が行われ、搬送波再生ループは、本発明の用途のため変更することが
できるベースバンドプロセッサの例を示す図１Ａ乃至１Ｆを参照して説明された
ように実行される。
【００９９】 上述の通り、送信器は、同時に１符号語ずつを送信し、受信器は上記の最大相
関を判定するため相関処理を行う必要がある。多重路歪みに伴う問題は、相関器
に到達するチップが受信器に到達する多重路（エコー）によって歪むことである
。本発明は、多重路歪みを均等化するため等化器を使用するので有利である。本
発明の特定のタイプの等化器は、FIRフィルタを使用する決定フィードバック等
化器である。チャネルインパルス応答は推定可能であり、多重路が判定された後
、システムは、タップのあるべきを解析的に計算する。タップは初期化され得る
。
【０１００】 本発明の一局面によれば、完全な等化器は使用されず、インパルス応答フィル
タのフィードバック構造だけが使用される。このフィードバック構造は、加算と
減算だけを必要とし、決定は、±１として得られる。チップ決定回路は搬送波再
生と共に動作的であり、チップ決定がなされたとき、基本広帯域プロセッサのた
め使用されたチップ決定は、搬送波再生を用いて作られた等化器のためにも使用
される。有限インパルス応答フィルタは、加重タップを有するシフトレジスタと
して本来的に当業者に公知である。FIRは、エコーを局部的に複製し、再合成し
、取り除き、エコーキャンセラとして機能する。かくして、図３１に示された後
尾部は打ち消される。フィードバックタップはキャンセルされる対象を変更する
ため変えられる。
【０１０１】 本発明の他の局面によれば、全乗算器を必要とするフィードフォワード段を追
加してもよい。フィードフォワード段はループ内には付加されないが、先頭部を
除波する。
【０１０２】 信号処理技術は、最大２００nsecのRMSまでの多重路拡散で１０％未満のパケ
ット誤り率の理論的性能を与える。本発明は、従来の方法が無視している多重路
チャネルのある特性、すなわち、統計的に、インパルス応答ピークの後に続く支
配的なチャネルインパルス応答エネルギーを調べる点で独特である。また、本発
明は、信号に他の制約のある波形特性が負わされたときに、データレート容量の
損失を回避する。
【０１０３】 これらの戦略は、低い複雑さレベルで高いビット／Hzのスペクトル効率を実現
しようとするときに有利であることがわかる。本発明は、既存のプレアンブル又
は新しい短いプレアンブルを用いて機能する。精確なチャネルインパルス応答推
定だけがデータモードトラッキング用の復調器を構成するため必要とされる。
【０１０４】 背景として、受信器が処置すべき線形歪みの量及びタイプが示される。良好な
性能のため、歪みは補償されるべきである。補償技術は複雑さを著しく増大させ
る可能性がある。図７に示された線形歪みを含む主要なシステムコンポーネント
は、送信器フィルタ１００と、多重路フェージング１０２と、受信器１０４であ
る。
【０１０５】 図８は、本発明で使用可能な変調器／復調器フィルタを示す。送信フィルタ１
０５は、スペクトルマスクを充たし、TX SAWフィルタ１０６を含むべきである。
制限帯域幅の消費量は、マルチユーザ用途の場合に重要である。受信フィルタ１
０７はノイズ、干渉、及び、制御周波数変換歪みを制限し、RX SAWフィルタ１０
８を含む。コスト効率のよいフィルタが選択される。これらのフィルタのモデル
は性能解析に使用される。
【０１０６】 図９Ａ及び９Ｂは、ＳＡＷフィルタの実験室測定特性を示す。図９Ａは周波数
応答を示し、図９Ｂはインパルス応答を示す。３次推移エコーの存在、すなわち
、ＳＡＷフィルタの特性が図示される。
【０１０７】 得られた変調器／復調器インパルスは、エンド・ツー・エンドモデムフィルタ
応答に関して図１０に示される。フィルタは、多数のチップ間隔歪みを生じさせ
る。この歪みは現実的な解析に含まれる。モデムフィルタのインパルス応答は、
多重路チャネルの数値と畳み込まれる。これにより、チャネル数値の有意なスミ
アが生じる。
【０１０８】 フィルタは、散乱プロットに有意な量のアイクロージャーを生じる。多重路と
争う技術は、モデムフィルタによって誘起された歪みの軽減に寄与する。
【０１０９】 性能を評価するため使用される指数減衰レイリーフェージング多重路モデムに
ついて説明する。図１１には、離散型指数減衰レイリーフェージングチャネルモ
デルの特性が示される。確率論的実現例は、各離散時点での複素ガウシアンRVに
より構成される。このモデルは多重路コンポーネントを使用する。これらは精細
に離間される。本発明は、後尾部に含まれるエネルギーが３０dB以上低下するま
で全てのエネルギーを維持する。
【０１１０】 図１２に示された１００nsecＲＭＳ多重路に対する確率論的実現例は、指数減
衰フェージングの例である。本発明は１チップ当たり８サンプルを使用する。チ
ップレートは１１MHzである。インパルス応答は、１００nsecＲＭＳ拡散チャネ
ルの場合に、典型的に６乃至８チップに及ぶ。コヒーレント帯域幅は約０．５MH
zである。
【０１１１】 次に、エンド・ツー・エンドに広がる線形フィルタリング効果を検査するエン
ド・ツー・エンド効果について説明する。図１３は、１００nsecＲＭＳ多重路拡
散の場合の確率論的実現例を示す。信号は、インパルス応答ピークの回りで１サ
ンプル／チップまで間引き（デシメーション）される。１００nsecＲＭＳ遅延チ
ャネルは、典型的に６乃至８チップに亘ってエネルギーを拡散する。
【０１１２】 図１３Ａはインパルス応答を示す。図１３Ｂはナイキスト帯域幅における周波
数応答を示す。図１３Ｃは対応した信号点配置図である。
【０１１３】 図１４には、２００nsecのRMS多重路拡散の場合の確率論的実現例が示されて
いる。図１４Ａはインパルス応答を示し、図１４Ｂはナイキスト帯域幅での周波
数応答を示す。エネルギーは、典型的に１２〜１６チップに亘って拡散される。
バーカー符号は、この長さに亘るチャネルインパルス応答を推定するためには性
能が制限される。
【０１１４】 図１５には、支配的なチャネル特性としてのポストカーソルコンポーネントが
示される。エンド・ツー・エンドエネルギーは、RMS遅延拡散の約６倍に広がる。
受信器は、この影響によって複雑化する。典型的に、チャネルは、インパルス応
答ピークに先行して少量のプレカーソルエネルギーを有し、そのピークに後続し
て多量のポストカーソルエネルギーを有する。
【０１１５】 熱雑音は別の重要な問題である。熱雑音は、大部分が受信器フロントエンドで
発生され、ノイズ指数によって測定される。伝播損失は、ノイズ下限に対する信
号の大きさとして定義される。ｒが送信TX／受信RXの隔離距離を表わすとき、一
部の環境では、１／ｒeであり、別の環境では、１／ｒ4である。
【０１１６】 線形処理のため、AGCセットアップは、図１６に示されるように重要な問題で
あり、同図によれば、受信器内の信号パワーは通信リンクの影響を受ける。
【０１１７】 重要な問題は、多重路効果に対し重要なノイズの程度を評価することである。
ある種の設計の場合、多重路に対する頑強性（ロバスト性）は高いが、ノイズに
対する頑強性が低い。実世界の状況では、性能に関する重み付けの重要性に関す
る問題が生じる。
【０１１８】 本発明によれば、信号設計は、高データレートWLAN伝送用の波形を選択するた
め説明される。波形を選択するための明確な方針はない。この技術に習熟したエ
ンジニアの直観によって、できる限りコスト及び拡張性に基づいて、最終的な選
択が行われる。しかし、挟帯域等化シグナリングは、その著しい利点を明らかに
するまでには解析されていない。
【０１１９】 高レート802.11シグナリングの視点を支配する２通りの従来の通信パラグラム
は、帯域幅制限され、パワー制限されるシナリオである。これは、図１８に示さ
れている。付加的な要因には、多重路及びマルチユーザ容量が含まれる。加法的
白色ガウシアン雑音（AGWN）におけるシグナリングの容量（キャパシティ）方程
式を用いることにより、一般的な結論が導き出される。残念ながら、現状は他の
要因によって複雑になる。多重路は、AGWNと共に主要な性能制限障害である。ま
た、共用されるスペクトル源が存在するので、関心のある帯域（２．４GHz〜５G
Hz）内で高いマルチユーザ容量をもつことが望ましい。これらの付加的な要因に
よって、当業者に知られる一般的な経験則が通用しなくなる。
【０１２０】 それにもかかわらず、一般的に大多数の人は、媒体を通じてより高いデータレ
ートを実現しようとする。一人のユーザは、性能が良好である限り、データレー
トの増加には関心がない。単独の分離型送信／受信モデムのペアの場合、シンボ
ル誤り率性能が優れた高データレートは、パワーを節約するか、若しくは、帯域
幅を節約することによって獲得され得る。これは、図１９に、シンボル誤り率１
０-5のディジタル変調容量圧縮として示されている。帯域幅を維持する信号（QP
SK、８QPSK、１６QAM）は、通信に成功するようにEb/Noが増大されるべきである
。低いEb/Noで動作することにより送信パワーを節約する信号は、必ず帯域幅を
無駄に使用する。802.11委員会に提案された波形は、これらの領域内に収まる。
RAKEベース技術は、帯域幅を浪費するグループに含まれるが、等化ベース技術は
パワーを消費するグループに含まれる傾向がある。ビット／周波数軸を調べると
、等化器ベース通信は、単独ユーザレベルで帯域幅を節約することがわかる。
【０１２１】 システム設計者は、全てのユーザが複合したときの性能に関心があるので、こ
れらの問題を検討する。今日の殆どの通信は、米国のFCCのような政府機関によ
って割り当たられた不足したスペクトル資源で行なわれる。多数のユーザは同時
に正しく利用できなければならない。その結果として、システム設計者は、スペ
クトル帯域の複合容量に関心がある。以下の説明で、ビット／Hzのメトリックは
全てのユーザを含む。
【０１２２】 帯域容量を最適化するため、２通りの対策がある。第１の解決法では、単独ユ
ーザレベルで帯域幅を節約し、多数の単独ユーザが干渉のない形式で帯域内に同
時に詰め込まれる。第２の解決法によれば、帯域幅をたくさん使用してユーザが
頻繁に干渉することを許容し、高い信号・干渉比（SIR）を拒絶し、対処する処
理が使用される。第２の干渉システムが巧く動作するためには、適応パワー制御
が非常に重要である。これらの２通りの観点は、標準１１４、帯域幅１１６及び
処理１１８の欄と、TDMA標準及びCDMA標準の行とにより構成された図２０に示さ
れるようにセルラ／PCSの環境に適用される。
【０１２３】 広帯域手法でユーザをコーディネートすることによって帯域容量を最大限に活
かすことは困難であるため、第一に挟帯域容量最適化手法が好ましい。広帯域手
法の場合、必要か否かとはかかわりなく、ユーザの範囲が拡大する。802.11帯域
で生ずるCDMAは、低すぎるので適切な処理の利点が得られない。多重アクセス（
多次元接続）を実現するため必要とされる適応パワー制御は困難である。WLANシ
ステムは、当業者にはよく知られた理由によって、セルラ／PCSシステムほどに
は調整されない傾向がある。
【０１２４】 挟帯域セルラ／PCSシステムは等化器を使用する傾向があるが、広帯域システ
ムはRAKEを使用する。本発明は、帯域幅を確保しながら多重路歪みを抑えるため
等化器を使用する。
【０１２５】 波形特徴のオーバーヘッドによる容量損失に関するセクションに記載されたあ
る種の提案された波形は、帯域幅を消費しデータレートを制限する特徴をもち、
容量性能を制限する傾向がある。本発明は、これらの制約によって拘束されずに
、シングルユーザ容量及びマルチユーザ容量を最大限にさせる波形を提案する。
【０１２６】 IEEE委員会よりも前の多数の提案は、単純な情報ビットローディング以外のあ
る種の特徴を含む。その中の第１の波形特徴は、シンボル間干渉を制限する。 これは、OFDM及びRAKE（相関ベース処理）の場合には明らかな特徴である。両方
のシステムにおいて、通常のシグナリングシンボルは、多重路拡散よりも間隔を
長くする必要がある。図２１にはそのための目標が示され、シンボル間隔を増加
することによってISIが最小限に抑えられ、その結果として、コンボリューショ
ンスミアがシンボルの僅かな割合になる。
【０１２７】 チャネル多重路拡散は、隣接したシンボルを互いに不鮮明にさせる。このシン
ボル間干渉（ISI）は重大であり、性能損失を軽減するため等化を必要とする場
合がある。OFDMシステムは、その影響を最小限に抑えるため、波形サイクリック
拡張部（バッファリング）内で、遅いIFFT/FFTシグナリングレートを使用する。
RAKE受信器は、従来、同じ理由から長い持続期間のシンボルに対し大きいチップ
／シンボルの値を有する。
【０１２８】 残念ながら、多重路拡散は、実際のRAKEシンボル期間よりも非常に長い。した
がって、重大な多重路拡散の下で、802.11で提案されたRAKE技術は、ISIによる
重大な損失を被る。これは、RAKEシンボルがかなり良好な相関特性を有する場合
でも当てはまる。
【０１２９】 頻繁に求められる第２の波形特徴は優れた相関特性である。RAKE受信器は、シ
ンボルがインパルス自己相関特性及び略ゼロの相互相関特性とを有するように設
計された場合に最良の性能を生ずる。その理由には、RAKE組合せによるシンボル
検出が含まれる。RAKE合成器は、先行相関段が特定の伝送シンボルとは無関係に
チャネルインパルス応答と一致した相関出力を発生しない限り、巧く動作しない
。この特徴が真ではない場合、シンボル距離が減少する。
【０１３０】 この欠点は、優れた相関特性を有するシンボルの設計が図２２に示されるよう
に帯域幅をたくさん使用することである。非常に広い帯域幅が必要である。これ
は、波形が既にCDMA、または、コヒーレント帯域幅を超える帯域幅拡散によるダ
イバーシチ改良のいずれかに対し多量の帯域幅を使用している場合には問題にな
らない。これは、パワー制限変調設計と互換性がある。
【０１３１】 相関特性を獲得するため帯域幅を無駄に使用することは、帯域幅が情報ビット
を送信するために使用されないことを意味する。これは、単独ユーザの容量を制
限し、帯域内のマルチユーザ容量を制限する。
【０１３２】 良好な自己相関特性を備えた信号の用途を著しく狭くする別の状況が起こる。
これは、より高いデータレートがベース波形を用いて試みられた場合に生ずる。
この主要な例は、１１ビットのバーカー符号を使用するLucent Technology社のP
PM変調である。１１ビットのバーカー語は、その自己相関特性が維持されるので
、低データレートで巧く作用する。しかし、多数の情報ビットを１１ビットバー
カー語にロードさせようとすることによって、全体の良好な特性が失われる。多
数のビットがロードされたとき、カーネルパルス上で、距離はシンボル間で容易
に失われる。さらに、多重路の歪みが問題になり始める。インパルス自己相関カ
ーネルの便宜性は大部分失われる。複雑なチャネルインパルス応答は、潜在的な
送信シンボルをまとめてスミアする。直交シグナリングは、虚部チャネルタップ
によって相互にクロストークを生し、同相シンボルは歪む。
【０１３３】 最尤相関の大きい組を最適処理のため併せて検査する必要がある。候補同相シ
ンボル及び候補直交シンボルを併せて検索し、６４シンボルの組を形成する。こ
れは非常に複雑であり、準最適の簡単な手順を行うべきである。また、ISIは大
きく、PPMによってさらに増大されるので、MLSEビタビ等化器を用いて抑えられ
るべきである。
【０１３４】 １MBps及び２MBpsの標準の開発後、802.11は、１０及び１１MBpsまでのより高
いデータレートにアップグレードする問題に直面した。その通常のパターンを歴
史的にたどると、１０Mbps標準が存在するとき、新しい標準への要求は２０MBps
乃至３０MBpsに上昇する。殆どの提案内容は、基本的にデータに制限がある。し
かし、本発明は、マイクロ波リンク及び音声帯域モデムが固定帯域幅を維持した
ままより高いデータレートに進む場合と同じような形で、２０乃至３０MBpsまで
拡張可能な波形を与える。本発明は、レートを高くするため基盤設備に多大な変
更を加える必要が無いので、ユーザから非常に高い評価を受け、ユーザを拡大す
る。
【０１３５】 本発明は、図２３の動機の要約に示されるような動機付けによってチップレベ
ル等化を使用する。上述した他の波形に対する問題点は回避される。以下の説明
からわかるように、本発明は、あまり複雑ではなく、高性能のアーキテクチャを
実現する。さらに、ＳＮ比が十分に優れている場合、チップレベル等化が有効で
ある（TDMA標準、マイクロ波リンク）。帯域幅は良好な相関特性を得るために無
駄に使用されない。ISIが除去されるので、シンボル期間は多重路拡散において
考慮しなくてもよく、処理が簡単化される。
【０１３６】 一つの問題は、「チップレベルSN比が十分に高く、チップレベル処理が許容さ
れるか、あるいは、多数チップシンボルの処理利益が適切な性能を実現するため
に必要か」ということである。この質問に答えるため、図２４を参照する。同図
には、Ｉチャネル上の８チップ及びＱチャネル上の８チップウォルシュのシンボ
ル誤り率(SER)性能対QPSKチップ誤り率が示される。２dB未満でSN比性能差１０- 5 が観察される。この差は、多数の情報ビットを僅かな個数のチップに詰め込も
うとするために生じる。このデータパッキングは、制限帯域幅に多数のデータビ
ットを押し込むことによって生ずる。パワー制限及び帯域制限容量曲線に示した
ように、高いビット／Hzを達成するためには、高いEb/Noを使用する必要がある
。
【０１３７】 同様の分析結果は、Lucent TechnologyのPPM波形についても観察される。この
種の例の場合、多数のビットが１１ビットバーカー符号にパックされる。非常に
大きい距離が失われるので、QPSKチップがQPSKシンボル及びQPSKでそのまま送ら
れた情報ビットに変換された場合と同程度の性能になる。
【０１３８】 本発明の等化は、Ｍ−ａｒｙ直交波形を使用できないということを意味するも
のではない。Ｍ−ａｒｙ直交波形は、熱雑音における直交処理の利益を得るため
使用される。あるいは、PPM波形がチップレベル等化と共に使用され得る。チッ
プレベルISIを除去することは、RCV処理アーキテクチャが非常に簡単化されるこ
とを意味する。
【０１３９】 多数の等化器技術が存在するので、いずれのタイプの等化器を使用するかを考
慮することが不可欠である。図２５には、最も一般的な技術の性能ランキングが
示されている。整合フィルタ限界は等化器技術ではないが、他の全ての技術を比
較するためのベンチマークである。本発明は、受信器の要求を満たすため、MLSE
とDFE（決定フィードバック等化器）の両方の等化器を使用することができる。
【０１４０】 等化器の学習は、本発明による802.11に対する重大な障害ではない。DFE及びM
LSEの学習は、同様にセルラ／PCS TDMAシステムの重大な障害ではない。
【０１４１】 本発明は、高いビット／Hz効率のため有効かつ簡単なトラッキングアーキテク
チャを提供する。本発明は、従来技術の方式では無視されていたチャネル特性を
活用する。チャネルは、殆どの場合に最小位相である。本発明によれば、最小位
相歪みは、決定フィードバック等化器内でフィードバックタップを使用する加算
及び減算を用いで低減され得る。
【０１４２】 本発明は、高分解能アーキテクチャスケーラビリティを提供する。設計の実現
は、性能若しくはパワードローのニーズに非常に適合する。設計者は全てのシナ
リオに対し一つの特別なアーキテクチャを使用するようには強制されない。設計
の組は、同じ波形に関して特定の特徴を最適化することが可能である。最低の複
雑さは良好な環境で得られる。中間の複雑さは適当な多重路環境で得られる。最
高の複雑さは、厳しい多重路環境に対し確保される。
【０１４３】 本発明の波形は、RAKE波形制約によって制限されない。波形の距離特性は他の
システムと等価であり、同じビット／Hzスペクトル効率を要求する。信号は、２
．４GHzと５GHzの両方に適用可能である。等化器による獲得は、チャネルインパ
ルス応答の推定しか必要としないので、短いプレアンブルが収容され得る。容易
な拡張によって、最大２０乃至３０MBpsまでのデータレートが得られる。
【０１４４】 本発明の幾つかの面によれば、３通りの異なるアーキテクチャが提案される。
当然、本発明はこれらのアーキテクチャに制限されない。当業者はその他の例を
想到し得る。これらのアーキテクチャは同一の送信側変調で動作する。１１MBps
の場合に、変調はQMBOKである。QMBOKは、直角Ｍ−ａｒｙ陪直交キーイングによ
り構成される。８ビットが１シンボルに割り当てられる。４ビットは、Ｉチャネ
ル及びＱチャネルのチャネル毎に８個のウォルシュシンボルの中の１個のウォル
シュシンボル上でサインを選択する。ウォルシュシンボルは８チップを有すると
みなすことができる。直角シグナリングはQPSKチップを形成する。以下では、QP
SKチップを用いる１１MBpsのQMBOK波形について説明する。５．５MBpsへの代替
は、１チャネルだけで標準的なMBOKを用いることにより実現されるので、ウォル
シュチップはBPSKである。チップレートは１１MHzである。
【０１４５】 図２６に示された最も簡単なアーキテクチャは、低コスト、良好な多重路環境
を目標とする。このブロック図は、図１Ａ乃至１Ｆ、特に、図１Ｅに示されたス
ペクトル拡散方式復調器回路の一部分の基本的な概略図である。説明の簡単化の
ため、基本ブロックコンポーネントは上述の図１Ａ乃至１Ｆを参照することなく
説明される。このアーキテクチャは３０nsec以下の遅延拡散に対し動作する。等
化器は使用されない。低コストかつ非線形の制限IFが使用される。同図には、Ｉ
／O入力１２０と、搬送波ループ回路１２２と、チップ決定回路１２４と、本例
ではウォルシュ相関器１２６である符号語相関器と、シンボル決定回路１２８と
が示されている。これらの構成要素は図１Ｅにも示され、搬送波ループ回路１２
２及びチップ決定回路１２４は破線で概略的に示されている。これらの構成要素
は、図１Ｅでは一般的に表わされている。多重路性能をシミュレーションするグ
ラフは図２７に示される。
【０１４６】 本発明によれば、等化器を使用する本発明の種々の局面において例示されるよ
うに性能・複雑さの特性が向上する。パケット誤り率(PER) １０％の多重路性能
は、理論的に、１００nsecRMS遅延拡散を上回る。瞬間的な等化器学習は、チャ
ネルインパルス応答の推定量だけを用いて実現される。インパルス応答推定量は
、１チップ当たり２サンプル（２チップ／サンプル）ずつ存在するので、好まし
い決定位相を選択することができると考えられる。これは、DFE内のフィードフ
ォワードタップを用いてノイズ増幅を最小限に抑える。
【０１４７】 決定フィードバック等化器は図２８に概略的に示される。多重路環境において
、DFE（並びに、後述されるビタビ）等化器は線形等化器よりも性能が優れてい
る。DFE性能は、フィードバック段にノイズ増幅が無い場合に得られる。
【０１４８】 理論的に、DFEは、２種類のチャネル情報を別々に処理する。最小位相チャネ
ル成分は、フィードバックFB段１３０によって処理される。フィードバック段１
３０は、当業者に公知のように、フィードバックタップを有する有限インパルス
応答フィルタによって構成され、すなわち、重み付きタップを備えたシフトレジ
スタとして構成される。最大位相チャネル成分は、フィードフォワードFF部１３
２によって処理される。１００nsec遅延拡散に対する典型的なインパルス応答は
図２９に示される。インパルス応答のピークは、一般的に、最小位相チャネル成
分と最大位相チャネル成分の間の分割を定義する。ピーク前方（プレカーソル）
内のエネルギーは最大位相であり、一方、ピーク後方（ポストカーソル）のエネ
ルギーは最小位相である。
【０１４９】 FIR（有限インパルス応答）チャネルに対し、最小位相ゼロは、ｚ平面の単位
円内に入る。最大位相ゼロは単位円の外側にある。これは、図３１に示されたチ
ャネルのための図３０に示されたゼロプロットに表わされている。単位円の外側
にある２個のゼロは、図２９に示された２個のプレカーソルタップに対応する。
単位円に収まるゼロはフィードバックタップによって処理される。
【０１５０】 決定フィードバック等化器は、一般的に、当業者には公知のように、ゼロ・フ
ォーシング（ゼロ強制）メトリックZF、又は、最小平均２乗誤差メトリックMMSE
を用いて学習される。殆どの文献は、低速再帰アルゴリズム（LMS）又は高速再
帰アルゴリズム（RMS）と共に学習シーケンスを使用する。あるいは、無線環境
のため、チャネルインパルス応答の推定量を用いて直ちに学習する技術が開発さ
れた。プレアンブル（IS-54）又はミッドアンブル（GSM）は、チャネル推定を行
うためインパルス性自己相関特性と共に使用される。チャネルインパルス応答は
DFEタップを計算するため使用され得る。
【０１５１】 最も一般的には、802.11多重路は、図３１の二つの例に示されるように現れる
。第１の例では、プレカーソル（最大位相）成分は存在しない。第１の例におい
て、理想的な等化器は、内容をフィードバックFBタップだけで重み付けし、フィ
ードフォワードFFタップでは重み付けしない。FBタップはチャネルインパルス応
答に対し等しく設定される（１サンプル／チップ）。
【０１５２】 図３１の第２の例は、FB重みが計算される前に、FF重み計算を必要とする。ゼ
ロ強制ZF規準を用いることにより、２個のFF重みは図３２に示されたマトリック
スを使用して決められる。チャネルインパルス応答がわかった後、係数マトリッ
クスがわかる。単純な逆変換によって結果が得られる。２個のFF重みｗ1及びｗ0 の解法は簡単であり、同じ複素定数を用いてｈ1及びｈ0だけスケーリングされる
。３個のFFタップに対する解法は同じである。
【０１５３】 FF重みが計算された後、FBタップは、チャネルインパルス応答をFF重みでコン
ボリューション演算することによって導出される。出力コンボリューション内の
後続のタップはFBタップである。
【０１５４】 複雑さを変えるため、設計者は、所望の性能レベルを得るために必要なタップ
数を決定する。このオプションは、FBタップだけを使用する場合、２個のFFタッ
プだけを使用する場合、並びに、３個のFFタップを使用する場合について説明さ
れる。FBタップの数は場合に応じて変化する。
【０１５５】 FBタップだけを使用するDFEに対するアーキテクチャ及び性能は図３３に示さ
れる。QPSKシグナリング素子として、フィードバックFIR出力の計算は、乗算を
必要とせず、加算及び減算だけで行なわれるので非常に簡単である。QPSK素子の
決定は±１±ｊである。図２６に示された基本回路コンポーネントが設けられ、
その他に、当業者に知られるようにタップを有するフィードバックFIR（有限イ
ンパルス応答）フィルタ１３０が追加される。
【０１５６】 関連した多重路性能は、本発明によって控えめに評価される。パケット誤りは
、確率論的チャネル実現がQPSKチップレベルでクローズドアイを有するときに常
に存在することが仮定される。これは、高速ウォルシュ変換の相関の利点を無視
するので控えめな評価（最悪のケースの限度）である。６４バイトと１０００バ
イトのパケットは区別されない。これは、アイクロージャを実現するため必要と
されるデータパターンが小さい確率のイベントであるので控えめである。
【０１５７】 多重路内の性能は図３４に示される。FBタップの数は、０、１、２、４、６、
８及び１０の間で変化する。
【０１５８】 ６個のFBタップは、６０nsecのRMS多重路に対し１０％未満のパケット誤りを
発生し、１１０nsecのRMS多重路に対しては２０％未満のパケット誤りを生ずる
。これは、単純な構成にも係らず非常に優れた性能を示す。この場合、１チップ
毎に６回の複素加算（若しくは減算）だけが必要とされる。このアーキテクチャ
は、多数のターゲット環境に対し十分に良好である。
【０１５９】 FBタップだけのケースは、プレカーソル多重路成分を抑制しようとしないので
、フィードフォワードFIRフィルタ１３２がウォルシュ相関器と直列に挿入され
ている図３５に示されるような２個のFFタップを用いることによる僅かな複雑さ
しか付加しない。
【０１６０】 パケット誤りは、確率論的チャネル実現がQPSKチップレベルでクローズドアイ
を有するときに生じると仮定する。これは、高速ウォルシュ変換の相関の利点を
無視するので控えめな評価（最悪のケースの限度）である。６４バイトと１００
０バイトのパケットは区別されない。これは、アイクロージャを実現するため必
要とされるデータパターンが小さい確率のイベントであるので控えめである。
【０１６１】 図３５の構造に対する多重路内の性能は図３６に示される。同図において、FF
タップは２個であり、FBタップは多数個である。FBタップの数は、１、２、４、
６、８及び１０の間で変化する。グラフからわかるように、２個のFFタップと６
個のFBタップだけを使用するとき、８０nsecのRMS多重路に対し１０％未満のパ
ケット誤りを発生し、１２０nsecのRMS多重路に対しては２０％未満のパケット
誤りを生ずる。これは、単純な構成にも係らず非常に優れた性能である。この場
合、付加的な乗算が１チップ毎に要求される。
【０１６２】 ３個のFFタップを使用することも可能である。そのとき、図３５に示されたア
ーキテクチャが保たれる。図３６には、２個のFFタップと種々の個数のFBタップ
に対する多重路におけるパケット誤り率性能が示される。図３７には、３個のFF
タップと種々の個数のFBタップの場合の多重路におけるパケット誤り率性能が示
される。
【０１６３】 このグラフからわかるように、３個のFFタップと６個のFBタップだけを使用す
るとき、１００nsecのRMS多重路に対し１０％未満のパケット誤りを発生し、１
４０nsecのRMS多重路に対しては２０％未満のパケット誤りを生ずる。これは、
単純な構成にも係らず非常に優れた性能である。この場合、付加的な２回の乗算
が１チップ毎に要求される。
【０１６４】 ［ビタビ／決定フィードバック等化器］ 本発明は、ソフト決定情報がスペクトル拡散シンボル決定を行うため、符号語
相関器（たとえば、ウォルシュ相関器）に送出される場合にビタビ／決定フィー
ドバック等化器を使用することができる。ビタビアルゴリズムは、PSKチップを
処理するときに使用された。本発明の出願人により1998年11月17日に出願された
米国特許出願第09/193,256号は、ビタビアルゴリズム及び回路を開示する。ビタ
ビ等化器は、相関器がより良く動作するように、等化信号ソフト決定を相互相関
器からシフトする。これは、本発明と、参考のため全体が引用された米国特許出
願第09/193,256号の間の主要な相違点である。
【０１６５】 本発明のスペクトル拡散システムは、スペクトル拡散信号がチップ自体を殆ど
認識できる場合には十分に低い処理効果を有する。ビタビ誤り訂正符号はトレリ
スで多重路を取り扱う。受信回路は、メモリ若しくは送信器が信号に与えた多重
路を検知する。トレリスは最も確からしいものを判定する。誤り訂正符号はビタ
ビシステムと共に使用される。かくして、多重路は、実際に誤り訂正符号を信号
に配置し、信号が送信器から現われ、壁から反射し、WLAN環境を通るとき、受信
器はプレアンブルを受信し、信号及び符号化を解析、決定する。回路は、多重路
によって符号化された送信波形を判定するためトレリスを使用する。
【０１６６】 さらに、ビタビ／決定フィードバック等化器を使用することが可能である。こ
のアーキテクチャは、性能・複雑さの特性が増加すると共に変化し得る。
【０１６７】 ビタビDFEを使用する主要な動機は、多重路チャネル内のプレカーソル歪みを
強く抑えることである。DFEのフィードフォワードタップはその容量が制限され
る。
【０１６８】 １０％のパケット誤り率(PER)多重路性能は、理論的に２００nsecのRMS遅延拡
散に達し得る。瞬時的な等化器学習はチャネルインパルス応答の推定だけを使用
して実現される。
【０１６９】 加法的白色ガウシアンノイズ、シンボル間干渉環境の場合に、最適な受信器は
最尤受信器である。この受信器は、当業者には公知の最尤シーケンス評価（MLSE
）を行う複雑さ制限ビタビアルゴリズムを用いて実現され得る。ビタビMLSE受信
器はGSMセル電話に使用されている。残念ながら、現時点で、MLSEを802.11 高
データレート受信器に適用することは非常に複雑である。
【０１７０】 しかし、ビタビベースのMLSE受信器の複雑さは、決定フィードバック技術を利
用することによって良好な性能を維持したまま著しく軽減することができる。MS
LE評価は、チャネルのプレカーソル部で使用され、フィードバック等化はチャネ
ルのポストカーソル部で使用される。
【０１７１】 チャネルは図３８に示された有限状態機械（FSM）を形成する。遅延素子のシ
ンボルは状態を形成する。新しいシンボルの入力は状態遷移を生じさせる。状態
遷移はトレリスにより表わされる。受信信号はメモリを含む。最適検出器は、受
信信号と既知の起こり得る送信遷移との間の距離を比較する。最小距離シーケン
スは最適受信信号推定である。
【０１７２】 トレリス内の状態数は、Ｌタップチャネルを有するＭ−ａｒｙ変調の場合に、
ＭL-1に一致する。QPSKチップの場合、Mは４である。１００nsecのRMS遅延拡散
チャネルの場合に、Ｌは８に達し得る。これは、１６ｋ個の状態を確定する。こ
の複雑さの程度は容易に取り扱えない。QPSK素子の場合に、４本の分岐がトレリ
スの各状態を出入りする。
【０１７３】 図３９は、決定フィードバックが複雑さを許容可能なレベルまで低下させ得る
ことを説明する図である。チャネルFSMが決定フィードバック段とカスケード接
続された場合、全体的な複雑さは、プレカーソルタップの複雑さの程度まで低減
される。これは受信器で利用される。
【０１７４】 フィードバック段用受信器内の決定は、図４０に示されるようにトレリスの部
分トレースバックから得られる。完全トレースバックはデータ決定を行うため使
用されるが、FBタップに供給される部分トレースバックは、屡々、送信シンボル
の優れた推定である。トレースバックの各ステップは、１個の余分なメモリを送
信シンボルキューに後退させることと等価である。推定の信頼性はトレースバッ
クステップ毎に増加する。
【０１７５】 この信頼性は図４１に示される。信頼性増加の欠点は、トレリス内の状態数が
余分な遅延毎にＭ−ａｒｙ倍ずつ増加することである。
【０１７６】 ビタビアルゴリズムの複雑さは、分岐メトリックを計算し、分岐生き残りを判
定し、最良の状態を識別し、トレースバックを行うことにより得られる。メモリ
は実時間演算を考慮して決まる。
【０１７７】 ビタビDFE用のアーキテクチャは図４２に示される。この図は定性的な詳細を
示す。Ｉ／Ｑ入力はMLSEビタビ回路１４０に進められる。搬送波ループ回路１２
２、チップ決定回路１２４、及び、フィードバックFIR１３０は、一つの分岐回
路ループ内でMLSEビタビ回路１４０と協働する。トレースバックSD信号は、MLSE
ビタビ回路１４０からウォルシュ相関器１２６に送られる。
【０１７８】 ４状態トレリスビタビDFEは図４３に示される。これらの曲線はDFEに対し使用
されたものと類似した控えめな限界設定技術を用いて生成される。アイクロージ
ャメトリックは、MLSE/DFEの複合演算が与えられた場合に計測される。実際上、
ビタビはトレースバックを通じて瞬間的なアイクロージャを屡々解決する。
【０１７９】 １６状態トレリスビタビDFEの性能は図４４に示される。これらの曲線はDFEに
対し使用されたものと類似した控えめな限界設定技術を用いて生成される。アイ
クロージャメトリックは、MLSE/DFEの複合演算が与えられた場合に計測される。
実際上、ビタビはトレースバックを通じて瞬間的なアイクロージャを屡々解決す
る。
【０１８０】 一つの性能の要約が図４５の表に記載される。多重路性能は、２５nsecから２
００nsecの範囲に２５nsecのRMS増分量で示される。１０％のパケット誤り率を
実現するため必要とされる最小アーキテクチャが示される。
【０１８１】 多数の時点で、非常に厳しい環境において、２０％パケット誤り率が満たされ
る。これが許容できるならば、FFタップを含まず、FBタップだけを含むゼロ強制
（ZF）DFEは、７５nsecまで使用され得る。２個のフィードフォワードタップを
有するZF DFEは、１５０nsecのRMS拡散までの至る所で使用可能である。また、
４状態ビタビDFEは、１７５乃至２００nsecのRMS拡散まで達し得る。これは、条
件が厳しいときに１０％の好ましいパケット誤り率が２０％まで徐々に劣化する
ことを許容することによって、コスト及びパワードローを著しく低減させること
ができる。
【０１８２】 次に、図４６に示されるようなDFEだけの場合の複雑さを説明する。４状態ア
ーキテクチャは非常に合理的であることがわかる。
【０１８３】 DFEの複雑さは、図４７の表に示される。FFタップは、それぞれ複素乗算を必
要とする。複素乗算は、４回の実部乗算と、２回の実部加算である。決定がQPSK
であるため、FBタップは、加算／減算だけで動作する。
【０１８４】 ２個のFFタップ及び６個のFBタップの場合に、ゲート推定はDEEトラッキング
構造の場合に１０ｋゲートであり、重み学習計算の場合に２０ｋゲートであり、
チャネルインパルス応答推定の場合に５ｋゲートである。１MBps及び２MBpsシリ
コン上にはゲートデルタがある。おそらく、６ビットA／D変換器が必要とされる
。これが優勢になる傾向がある。
【０１８５】 多重路の軽減は、図４８に示されるようにチャネルインパルス応答の推定を必
要とする。本発明は、チャネルインパルス応答推定が十分に正確である場合、短
いプレアンブルを使用することができる。１１ビットのバーカー符号はより大き
い多重路拡散に対し十分に正確ではない。
【０１８６】 本願は、本願発明と同一発明者により本願と同日に出願され、本願と同一出願
人に譲受された同時係属中の特許出願の"METHOD OF PERFORMING ANTENA DIVERSI
TY IN SPREAD SPECTRUM IN WIRELESS LOCAL AREA NETWORK" 及び "SPEREAD SP
ECTRUM TRANSCEIVER FOR USE IN WIRELESS LOCAL AREA NETWORK AND HAVING MUL
TIPATH MITIGATION"に関連している。
【０１８７】 上記の説明で及び添付図面に開示された技術の利点を有する本発明の多数の変
形並びにその他の実施例は、当業者が容易に想到し得るものである。したがって
、本発明は、開示された特定の実施例に限定されるものではなく、本発明の種々
の変形及び実施例は従属請求項に係る発明の範囲に含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１Ａ】 スペクトル拡散トランシーバーの基本回路部品図である。
【図１Ｂ】 本発明による変更と共に使用することができる高データレートベースバンドプ
ロセッサの復調器部分の回路図である。
【図１Ｃ】 図１Ａ及び１Ｂに示された回路により生成される信号のタイミングチャートで
ある。
【図１Ｄ】 図１Ａ及び１Ｂの回路によって生成される更なる信号のタイミングチャートで
ある。
【図１Ｅ】 図１Ａに示されたベースバンドプロセッサの復調器部分の回路図である。
【図１Ｆ】 図１Ａの復調器の相関器部分の回路図である。
【図１Ｇ】 Ｍ−ａｒｙ直交キーイング(MOK)に対する波形が発生される様子を説明する部
品図である。
【図１Ｈ】 拡張された変調パッケージの４通りの変調モードを示す図である。
【図２】 １０ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレントビ
ット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図３】 ２５ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレントビ
ット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図４】 ５０ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレントビ
ット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図５】 １００ｎｓＲＭＳの場合に、ウォルシュ距離を用いる本発明の非コヒーレント
ビット同期メトリックの相関を説明する図である。
【図６Ａ】 波形のバーカー部分以外にも基づくことにより決定が改良されるように、メッ
セージ内に符号セット高レート部分を含む符号セットダイバーシチ高レートフレ
ームフォーマットを示す図である。
【図６Ｂ】 決定がメッセージのウォルシュ／CCK部からのフィードバックを用いることな
くバーカー符号だけに基づいて行われることを前提とする実装方式における別の
符号セット高レートフィールドフォーマットを示す図である。
【図６Ｃ】 ビット同期ピークサンプルを決定し、所定数のビット同期サンプルを減算する
図１Ａの復調器回路部分のブロック回路図である。
【図７】 エンド・ツー・エンド線形歪みを生じさせる主要なシステムコンポーネントを
示すブロック図である。
【図８】 送信フィルタ及び受信フィルタに関する線形歪みを示すブロック図である。
【図９】 ９Ａ及び９Ｂは、実部ＳＡＷフィルタ特性に関する周波数応答及びインパルス
応答と、３次推移エコーとを示す図である。
【図１０】 １０Ａ及び１０Ｂはエンド・ツー・エンドモデムフィルタ応答を示す図である
。
【図１１】 離散型指数減衰レイリーフェージングチャネルモデルを示すグラフである。
【図１２】 １２Ａ及び１２Ｂは、１０nsecのRMS遅延拡散の場合の確率論的実現に対する
指数フェージングの例を示すグラフである。
【図１３】 １３Ａ、１３Ｂ及び１３Ｃは、１００nsecのRMS遅延拡散の確率論的実現のた
めのモデム／チャネルカスケード接続例に関するインパルス応答、周波数応答及
びナイキスト帯域幅、並びに、対応した信号点配置を示すグラフである。
【図１４】 １４Ａ及び１４Ｂは、２００nsecのRMS遅延拡散の確率論的実現のためのイン
パルス応答及び周波数応答を示すグラフである。
【図１５】 ポストカーソルコンポーネントを説明するグラフである。
【図１６】 スペクトル拡散方式受信器内の信号パワーが通信リンクによる影響を受ける様
子を説明する図である。
【図１７】 理想的なＡＧＣ（自動利得制御）のセットアップ位置を示す図である。
【図１８】 高レート802.11シグナリングを支配する種々の視点を説明する図である。
【図１９】 シンボル誤り率１０-5のディジタル変調の容量比較を説明するグラフである。
【図２０】 セルラ／ＰＣＳシグナリングパラダイムを説明する図表である。
【図２１】 ＩＳＩがシンボル期間を増大することによって最小限に抑えられ、コンボリュ
ーションスミアがシンボルの僅かな割合を占める理由を説明するチャートである
。
【図２２】 帯域幅を多量に使用する良好な相関特性を示すグラフである。
【図２３】 チップレベル等化を使用する主要な利点を説明する図である。
【図２４】 シンボルレベル処理とチップレベル処理とでシンボル誤り率を比較するグラフ
である。
【図２５】 等化器の性能を比較するチャートである。
【図２６】 図１Ａ−１Ｆに総体的に示された復調器アーキテクチャのための簡略化された
ブロック図である。
【図２７】 図２６に示されたアーキテクチャの多重路性能を示すグラフである。
【図２８】 本発明で使用され得るフィードフォワード部とフィードバック部が示された決
定フィードバック等化器の回路図である。
【図２９】 １００nsecRMSでの典型的なエンド・ツー・エンドインパルス応答を示すグラ
フである。
【図３０】 図２９に示されたインパルス応答に対するチャネルゼロを示すグラフである。
【図３１】 典型的な多重路特性を強調するチャネルグラフである。
【図３２】 ２タップフィードフォワードＤＦＥ ＺＦ重み計算を説明する図である。
【図３３】 スペクトル拡散方式復調器のフィードバックタップだけを含む復調アーキテク
チャの略ブロック図である。
【図３４】 種々のフィードバックタップ量に関して多重路のパケット誤り率性能を示すグ
ラフである。
【図３５】 フィードフォワードＤＦＥタップを含む復調器アーキテクチャの略ブロック図
である。
【図３６】 ２個のフィードフォワードタップと種々のフィードバックタップ量に関するパ
ケット誤り率性能及び多重路を示すグラフである。
【図３７】 ３個のフィードフォワードタップと種々のフィードバックタップ量に関するパ
ケット誤り率性能及び多重路を示すグラフである。
【図３８】 ３８ＡはＦＳＭを構成するチャネルインパルス応答に関する有限状態機械チャ
ネルの視点を示し、３８Ｂは代表的なトレリスを表す図である。
【図３９】 有限状態機械の複雑さが決定フィードバックを通じて軽減される様子を説明す
る図である。
【図４０】 決定フィードバック段への供給用に使用される部分トレースバックを説明する
トレリス図である。
【図４１】 部分トレースバック遅延の増加に伴うビタビＤＦＥ性能変動を示すグラフであ
る。
【図４２】 ビタビ／ＤＦＥのための復調器アーキテクチャを示す略ブロック図である。
【図４３】 ４状態ビタビ／ＤＦＥのための多重路拡散性能曲線を示すグラフである。
【図４４】 １６状態ビタビ／ＤＦＥのための多重路拡散性能曲線を示すグラフである。
【図４５】 異なるタップを有する種々のＲＭＳ多重路拡散に対するパケット誤り率を説明
するチャートである。
【図４６】 マップ演算／チップを有する基本ＤＦＥ構造を示す図である。
【図４７】 ２個のフィードフォワードタップ及び６個のフィードバックタップを含むＤＦ
Ｅのゲート数の複雑さを示す図表である。
【図４８】 振幅及び位相情報を表すチャネルインパルス応答の説明図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ， ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，Ｄ Ｋ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ， ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，Ｌ Ｖ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ， ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，Ｕ Ｓ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ Ｆターム(参考） 5K004 AA01 AA05 BC00 BD01 FE00 FG00 FH03 FH08 5K022 EE02 EE22 EE32 EE36 5K029 AA03 HH05 HH26 5K033 CB15 DA01 DA19 DB08 DB11 【要約の続き】 に使用される論理的乗算演算のため選択される複数のフ ィードフォワードタップを有する。本発明の方法の面に ついても開示される。

Claims (35)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ベースバンドプロセッサ及び上記ベースバンドプロセッサに
    接続された無線回路を有するスペクトル拡散方式無線トランシーバーであって、 上記ベースバンドプロセッサは、 スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高レートモードチップから形成され
    たデータシンボルを含み、上記無線回路から受信される情報信号をスペクトル拡
    散方式位相シフトキーイング復調する復調器と、 上記無線回路を介して送信する情報をスペクトル拡散方式位相シフトキーイン
    グ変調する変調器とを具備し、 上記復調器は、 上記情報信号を受信する信号入力と、 上記信号入力と直線的に並べられ、所定の符号方式に従って上記情報信号を復
    号化する少なくとも一つの所定の符号関数相関器と、 上記情報信号の位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路と、 上記搬送波ループ回路と協働し、高レートモードチップをトラッキングするチ
    ップ決定回路と、 等化器とを具備し、 上記等化器は、 上記符号関数相関器及び上記信号入力と直線的に並べられ、複数のフィードフ
    ォワードタップを有し、少なくとも１個のフィードフォワードタップが多重路に
    よって生じるような多重路信号エコーを低減させるための論理的乗算用に選択さ
    れるフィードフォワード有限インパルス応答フィルタと、 上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と協動し、複数のフィードバッ
    クタップを有し、少なくとも１個のフィードバックタップが多重路信号エコーを
    打ち消すための論理的加減算用に選択されるフィードバック有限インパルス応答
    フィルタとを具備し、 上記変調器は、直交符号シーケンスに従って情報を符号化する少なくとも一つ
    の符号関数符号器を具備することを特徴とするスペクトル拡散方式無線トランシ
    ーバー。
  2. 【請求項２】 少なくとも２個のフィードフォワードタップが選択される請
    求項１記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  3. 【請求項３】 少なくとも３個のフィードフォワードタップが選択される請
    求項１記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  4. 【請求項４】 フィードバックタップを選択する前に上記フィードフォワー
    ドタップを選択する手段を更に有する請求項１記載のスペクトル拡散方式無線ト
    ランシーバー。
  5. 【請求項５】 チャネルインパルス応答に基づいて選択された上記少なくと
    も１個のフィードバックタップの値を決定する手段を更に有する請求項１記載の
    スペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  6. 【請求項６】 上記フィードバックタップは１チップ当たり１サンプルのチ
    ャネルインパルス応答に実質的に一致させて設定される請求項１記載のスペクト
    ル拡散方式無線トランシーバー。
  7. 【請求項７】 上記符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成され
    る請求項１記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  8. 【請求項８】 上記搬送波ループ回路は、 搬送波数値制御型発振器と、 搬送波をトラッキングするループ上の搬送波位相に基づいて上記搬送波数値制
    御型発振器を選択的に動作させるループ搬送波数値制御型発振器制御手段とによ
    り構成される請求項１記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  9. 【請求項９】 ベースバンドプロセッサ及び上記ベースバンドプロセッサに
    接続された無線回路を有するスペクトル拡散方式無線トランシーバーであって、 上記ベースバンドプロセッサは、スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高
    レートモードチップから形成されたデータシンボルを含み、上記無線回路から受
    信される情報信号をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング復調する復調器を
    具備し、 上記復調器は、 所定の符号方式に従って上記情報信号を復号化する少なくとも一つの所定の符
    号関数相関器と、 上記情報信号の位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路と、 上記搬送波ループ回路と協働し、高レートモードチップをトラッキングするチ
    ップ決定回路と、 上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と協動し、複数のフィードバッ
    クタップを有し、少なくとも１個のフィードバックタップが多重路信号エコーを
    打ち消すための論理的加減算用に選択される決定フィードバック等化器とを具備
    することを特徴とするスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  10. 【請求項１０】 チャネルインパルス応答に基づいて選択された上記少なく
    とも１個のフィードバックタップの値を決定する手段を更に有する請求項９記載
    のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  11. 【請求項１１】 上記フィードバックタップは１チップ当たり１サンプルの
    チャネルインパルス応答に実質的に一致させて設定される請求項９記載のスペク
    トル拡散方式無線トランシーバー。
  12. 【請求項１２】 上記符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成さ
    れる請求項９記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  13. 【請求項１３】 上記搬送波ループ回路は、 搬送波数値制御型発振器と、 搬送波をトラッキングするループ上の搬送波位相に基づいて上記搬送波数値制
    御型発振器を選択的に動作させるループ搬送波数値制御型発振器制御手段とによ
    り構成される請求項１記載のスペクトル拡散方式無線トランシーバー。
  14. 【請求項１４】 スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高レートモード
    チップから形成されたデータシンボルを含み、無線回路から受信された情報信号
    をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング復調する復調器回路を有するスペク
    トル拡散方式トランシーバー用復調器であって、 上記復調器回路は、 上記情報信号を受信する信号入力と、 上記信号入力と直線的に並べられ、所定の符号方式に従って上記情報信号を復
    号化する少なくとも一つの所定の符号関数相関器と、 上記情報信号の位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路と、 上記搬送波ループ回路と協働し、高レートモードチップをトラッキングするチ
    ップ決定回路と、 等化器とを具備し、 上記等化器は、 上記符号関数相関器及び上記信号入力と直線的に並べられ、複数のフィードフ
    ォワードタップを有し、少なくとも１個のフィードフォワードタップが多重路に
    よって生じるような多重路信号エコーを低減させるための論理的乗算用に選択さ
    れるフィードフォワード有限インパルス応答フィルタと、 上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と協動し、複数のフィードバッ
    クタップを有し、少なくとも１個のフィードバックタップが多重路信号エコーを
    打ち消すための論理的加減算用に選択されるフィードバック有限インパルス応答
    フィルタとを具備することを特徴とする復調器。
  15. 【請求項１５】 少なくとも２個のフィードフォワードタップが選択される
    請求項１４記載の復調器。
  16. 【請求項１６】 少なくとも３個のフィードフォワードタップが選択される
    請求項１４記載の復調器。
  17. 【請求項１７】 フィードバックタップを選択する前に上記フィードフォワ
    ードタップを選択する手段を更に有する請求項１４記載の復調器。
  18. 【請求項１８】 チャネルインパルス応答に基づいて選択された上記少なく
    とも１個のフィードバックタップの値を決定する手段を更に有する請求項１４記
    載の復調器。
  19. 【請求項１９】 上記フィードバックタップは１チップ当たり１サンプルの
    チャネルインパルス応答に実質的に一致させて設定される請求項１４記載の復調
    器。
  20. 【請求項２０】 上記符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成さ
    れる請求項１４記載の復調器。
  21. 【請求項２１】 上記搬送波ループ回路は、 搬送波数値制御型発振器と、 搬送波をトラッキングするループ上の搬送波位相に基づいて上記搬送波数値制
    御型発振器を選択的に動作させるループ搬送波数値制御型発振器制御手段とによ
    り構成される請求項１４記載の復調器。
  22. 【請求項２２】 スペクトル拡散情報信号を構成する複数の高レートモード
    チップから形成されたデータシンボルを含み、無線回路から受信された情報信号
    をスペクトル拡散方式位相シフトキーイング復調する復調器回路を有するスペク
    トル拡散方式無線トランシーバー用復調器であって、 上記復調器回路は、 所定の符号方式に従って上記情報信号を復号化する少なくとも一つの所定の符
    号関数相関器と、 上記情報信号の位相及び周波数をトラッキングする搬送波ループ回路と、 上記搬送波ループ回路と協働し、高レートモードチップをトラッキングするチ
    ップ決定回路と、 上記チップ決定回路及び上記搬送波ループ回路と協動し、複数のフィードバッ
    クタップを有し、少なくとも１個のフィードバックタップが多重路信号エコーを
    打ち消すための論理的加減算用に選択される決定フィードバック等化器とを具備
    することを特徴とする復調器。
  23. 【請求項２３】 チャネルインパルス応答に基づいて選択された上記少なく
    とも１個のフィードバックタップの値を決定する手段を更に有する請求項２２記
    載の復調器。
  24. 【請求項２４】 上記フィードバックタップは１チップ当たり１サンプルの
    チャネルインパルス応答に実質的に一致させて設定される請求項２２記載の復調
    器。
  25. 【請求項２５】 上記符号関数相関器はウォルシュ符号相関器により構成さ
    れる請求項２２記載の復調器。
  26. 【請求項２６】 上記搬送波ループ回路は、 搬送波数値制御型発振器と、 搬送波をトラッキングするループ上の搬送波位相に基づいて上記搬送波数値制
    御型発振器を選択的に動作させるループ搬送波数値制御型発振器制御手段とによ
    り構成される請求項２２記載の復調器。
  27. 【請求項２７】 スペクトル拡散信号を復調する方法であって、 スペクトル拡散方式受信器の復調器内にスペクトル拡散方式位相シフトキーイ
    ング変調された信号を受信するステップと、 チップ決定回路及び搬送波ループ回路に動作的に接続された有限インパルス応
    答フィルタを用いて、多重路信号エコーを打ち消すため論理的加減算用に少なく
    とも１個のフィードバックタップを選択することにより、上記信号を等化するス
    テップとを有する方法。
  28. 【請求項２８】 チャネルインパルス応答を測定し、上記チャネルインパル
    ス応答に基づいて上記少なくとも１個のフィードバックタップを決定するステッ
    プを更に有する請求項２７記載の方法。
  29. 【請求項２９】 １チップ当たり１サンプルの上記チャネルインパルス応答
    に略一致するフィードバックタップを設定するステップを更に有する請求項２７
    記載の方法。
  30. 【請求項３０】 スペクトル拡散信号を復調する方法であって、 スペクトル拡散方式受信器の復調器内にスペクトル拡散方式位相シフトキーイ
    ング変調された信号を受信するステップと、 選択されたフィードフォワードタップを有し、乗算論理演算のため符号関数相
    関器と直線的に並べられたフィードフォワード有限インパルス応答フィルタを用
    いて上記信号を等化するステップと、 チップ決定回路及び搬送波ループ回路に動作的に接続されたフィードバック有
    限インパルス応答フィルタを用いて、多重路信号エコーを打ち消すため論理的加
    減算用に少なくとも１個のフィードバックタップを選択することにより、上記信
    号を等化するステップとを有する方法。
  31. 【請求項３１】 少なくとも２個のフィードフォワードタップを選択するス
    テップを更に有する請求項３０記載の方法。
  32. 【請求項３２】 少なくとも３個のフィードフォワードタップを選択するス
    テップを更に有する請求項３０記載の方法。
  33. 【請求項３３】 フィードバックタップを選択する前に上記フィードフォワ
    ードタップを選択するステップを更に有する請求項３０記載の方法。
  34. 【請求項３４】 チャネルインパルス応答を測定し、上記チャネルインパル
    ス応答に基づいて上記少なくとも１個のフィードバックタップの値を決定するス
    テップを更に有する請求項３０記載の方法。
  35. 【請求項３５】 １チップ当たり１サンプルの上記チャネルインパルス応答
    に略実質的に一致するフィードバックタップを設定するステップを更に有する請
    求項３０記載の方法。
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