KR20010033237A - 스위칭 조정기에서 사용하기 위한 데이터의 이산-시간샘플링 - Google Patents

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KR20010033237A
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안쏘니 제이. 스트래태코스
데이비드 비. 리드스카이
윌리암 에이. 클라크
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볼테라 세미컨덕터 코포레이션
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Abstract

본 발명은 가변 듀티 사이클에 따라 출력 단자에 입력 단자를 교번적으로 접속 및 비접속시키기 위한 스위치 및 출력 단자에 실질적으로 DC 전압을 제공하기 위해 입력 단자와 출력 단자사이에 배치된 필터를 갖는 전압조정기에 관한 것이다. 샘플링 회로는 스위치의 개방 및 폐쇄전과 같은 이산 순시 시간에 전압 조정기의 전기적 특성의 측정치를 형성한다. 피드백 회로는 샘플링 회로 및 상기 스위치에 접속되고, DC 전압을 실질적으로 일정하게 유지하기 위해 상기 측정치를 사용하여 듀티 사이클을 제어하도록 구성되어 있다. 상기 피드백 회로는 전압 조정기를 통과하는 전류를 측정하기 위해 저항 요소와 같은 스위치를 사용한다.

Description

스위칭 조정기에서 사용하기 위한 데이터의 이산-시간 샘플링{DISCRETE-TIME SAMPLING OF DATA FOR USE IN SWITCHING REGULATORS}
DC-DC 컨버터와 같은 전압 조정기는 안정 전원을 전자 시스템에 제공하는데 사용된다. DC-DC 컨버터는 랩탑(laptop) 노트북 및 셀룰러 폰과 같은 저파워 장치에서 배터리 관리에 특히 필요하다. 스위칭 전압 조정기(또는 간단히 "스위칭 조정기")는 DC-DC 컨버터의 효율적인 형태로 공지되어 있다. 스위칭 조정기는 입력 DC 전압을 고주파수 전압으로 변환하고, 출력 DC 전압을 발생시키도록 고주파수 입력 전압을 필터링하여 출력 전압을 발생시킨다. 특히, 스위칭 조정기는 배터리와 같은 불안정한 입력 DC 전원을 집적 회로와 같은 부하에 교번적으로 접속 및 비접속시키는 스위치를 포함한다. 일반적으로 인덕터와 캐패시터를 포함하는 출력 필터는 스위치의 출력을 필터한 후 출력 DC 전압을 제공하도록 입력 전원과 부하사이에 접속되어 있다. 상기 스위치는 스위치를 제어하는 펄스 진폭 변조기 또는 펄스 주파수 변조기와 같은 펄스 변조기에 의해 일반적으로 제어된다. 피드백 회로는 실질적으로 일정한 레벨로 출력 전압을 유지하기 위해 펄스 변조기의 듀티 사이클(duty cycle)을 제어하는 제어 신호를 발생한다.
일반적인 스위칭 조정기에서, 피드백 제어기는 지속적으로 출력 전압을 측정하고 펄스 변조기에 대해 제어 신호를 지속적으로 발생하도록 이 측정치를 사용한다. 그러한 지속적인 피드백 제어기는 저항, 캐패시터 및 연산 증폭기와 같은 아날로그 회로를 사용하여 작동한다. 불행히도, 이들 아날로그 회로는 집적 회로로 제조하기에는 고가이고/또는 어렵다. 특히, 특정 기술은 반도체 장치안에 저항을 제조하는 것이 필요하다. 또한, 이들 아날로그 회로는 동일한 반도체 장치안에 제조되는 디지털 회로와 접속하는 것이 쉽지 않다.
발명의 요약
한가지 관점에서, 본 발명은 입력 전원에 접속되는 입력 단자와 부하에 접속되는 출력 단자를 구비하는 전압 조정기에 관한 것이다. 전압 조정기는 입력 단자를 가변 듀티 사이클에 따라 출력 단자에 교번적으로 접속 및 비접속시키는 파워 스위치와, 출력 단자에 실질적인 DC 전압을 제공하도록 입력 단자와 출력 단자사이에 배치된 필터와, 이산 순시 시간에 전압 조정기의 전기적 특성을 측정하는 샘플링 회로, 및 샘플링 회로와 파워 스위치를 접속시키는 피드백 회로를 포함하며, 상기 피드백 회로는 DC 전압을 실질적으로 일정하게 유지하도록 상기 측정치를 사용하여 듀티 사이클을 제어하도록 구성되어 있다.
본 발명의 실시예는 다음과 같다. 전기적 특성은 출력 단자에서의 전압 또는 필터를 통과하는 전류이다. 샘플링 회로는 캐패시터, 상기 캐패시터와 출력 단자를 접속하는 제 1 샘플링 스위치, 및 상기 캐패시터와 피드백 회로를 접속하는 제 2 샘플링 스위치를 포함하므로써, 상기 측정치는 제 1 샘플링 스위치가 개방될 때 형성되어 캐패시터에 전하로써 저장되고, 제 2 샘플링 스위치가 폐쇄될 때 피드백 회로에 제공된다. 교번적으로, 샘플링 회로는 캐패시터, 상기 캐패시터의 제 1 플레이트를 파워 스위치의 제 1 단자에 접속하는 제 1 샘플링 스위치와, 상기 캐패시터의 제 2 플레이트를 파워 스위치의 제 2 단자에 접속하는 제 2 샘플링 스위치, 및 상기 캐패시터를 피드백 회로에 접속하는 제 3 샘플링 스위치를 포함하므로서, 상기 측정치는 제 1 및 제 2 샘플링 스위치가 개방될 때 형성되어 캐패시터에 전하로써 저장되고, 제 3 샘플링 스위치가 폐쇄될 때 피드백 회로에 제공된다. 상기 샘플링 회로는 파워 스위치를 개방 그리고/또는 폐쇄하기 이전에 측정치를 형성한다. 상기 샘플링 회로는 파워 스위치가 폐쇄될 때 전기적 특성의 제 1 측정치를 형성하고 파워 스위치가 개방될 때 전기적 특성의 제 2 측정치를 형성한다. 상기 샘플링 회로는 캐패시터, 상기 캐패시터를 입력 단자와 출력 단자사이의 전기적 경로에 접속시키는 제 1 샘플링 스위치와, 상기 캐패시터를 피드백 회로에 접속시키는 제 2 샘플링 스위치를 포함한다. 제 2 샘플링 스위치는 제 1 샘플링 스위치가 개방될 때 폐쇄되도록 구성되며, 제 1 샘플링 스위치는 파워 스위치가 개방 그리고/또는 폐쇄되기 바로 전에 개방되도록 구성된다. 상기 파워 스위치는 스위칭 전압 파형에 의해 구동되며 샘플링 스위치는 샘플링 전압 파형에 의해 구동된다, 그리고 상기 전압 조정기는 예를 들어 대략 샘플링 회로의 시상수 지연(time constant delay)만큼 샘플링 전압 파형에 대해 스위칭 전압 파형을 지연시키는 타이밍 회로를 더 포함한다. 상기 피드백 회로는 제어 신호를 발생시키고, 상기 전압 조정기는 상기 제어 신호에 응답하여 듀티 사이클을 설정하는 피드백 회로 및 파워 스위치에 접속된 펄스 변조기를 더 포함한다. 상기 피드백 회로는 상기 측정치를 전하로 변환하고 상기 전하에서 제어 신호를 발생시키는 샘플링 회로에 접속된 하나 이상의 스위치-캐패시터(swithced-capacitor) 회로를 포함한다. 샘플링 회로는 상기 측정치를 디지털 신호로 변환시키는 샘플링 회로에 접속된 아날로그-디지털 컨버터(ADC)와, ADC에 접속되어 디지털 신호에서 제어 신호를 발생시키는 프로세서를 포함한다. 상기 파워 스위치는 입력 단자를 중간 단자와 정류기에 접속하는 제 1 스위치와 중간 단자를 접지에 접속하는 제 2 스위치를 포함하며, 상기 출력 필터는 중간 단자와 출력 단자사이에 접속되어 있다.
또 다른 관점에서, 상기 발명은 입력 전원에 접속된 입력 단자와 부하에 접속된 출력 단자를 구비하는 전압 조정기에 관한 것이다. 상기 전압 조정기는 입력 단자를 가변 듀티 사이클에 따라 출력 단자에 교번적으로 접속 및 비접속시키는 파워 스위치와, 출력 단자에 실질적인 DC 전압을 제공하기 우해 스위치와 출력 단자 사이에 배치된 필터와, 상기 출력 필터를 통과하는 전류를 측정하는 샘플링 회로, 및 DC 전압을 실질적으로 일정한 레벨로 유지하기 위해 상기 측정치를 사용하여 듀티 사이클을 제어하도록 구성되는 샘플링 단자와 파워 스위치에 접속된 피드백 회로를 포함한다. 상기 샘플링 회로는 캐패시터, 상기 캐패시터의 제 1 플레이트를 상기 파워 스위치의 제 1 단자에 접속시키는 제 1 샘플링 스위치와, 상기 캐패시터의 제 2 플레이트를 상기 파워 스위치의 제 2 단자에 접속시키는 제 2 샘플링 스위치, 및 상기 캐패시터를 샘플링 단자에 접속시키는 제 3 샘플링 스위치를 포함한다.
본 발명의 장점은 다음과 같다. 상기 전압 조정기의 피드백 제어기는 펄스 변조기를 제어하도록 이산-시간 데이터 샘플링 시스템을 사용한다. 그러한 피드백 제어기는 디지털 그리고/또는 스위치-캐패시터 기반 회로를 사용하여 실시되며, 보상형 금속 산화막 반도체(CMOS) 제조 기술에 바람직한 공지된 처리를 사용하여 제조된다. 이것은 상기 제어기에서 개별(오프-칩) 부품의 수를 감소시킨다. 본 발명은 상기 피드백 회로가 아날로그-디지털 컨버터 및 마이크로-프로세서를 사용하여 실행되게 하므로 상기 스위치의 듀티 사이클은 소프트웨어 실행 알고리즘에 의해 제어될 수 있다. 또한, 디지털 설계 및 일반적인 CMOS 제조 기술의 사용은 전압 조정기를 더 저렴하게 제조가능 하게 한다. 게다가, 전압 및 전류가 샘플 되는 이산 시간은 높은 정밀도 및 스위칭 잡음의 최소량을 제공하도록 선택될 수 있다.
본 발명은 일반적으로 전압 조정기에 관한 것이며, 더 상세하게는 전압 조정기를 스위칭 하는 제어 시스템에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 스위칭 조정기의 블럭도.
도 2는 도 1의 스위칭 조정기의 일 실시예의 개략적인 회로도.
도 3은 도 2의 스위칭 조정기의 펄스 변조기에서 스위칭 전압을 나타내는 타이밍도.
도 4는 도 2의 스위칭 조정기의 중간 단자에서 중간 전압을 나타내는 타이밍도.
도 5는 도 2의 스위칭 조정기의 출력 단자에서 출력 전압을 나타내는 타이밍도.
도 6은 도 2의 스위칭 조정기의 출력 필터를 경유하는 전류를 나타내는 타이밍도.
도 7은 도 2의 스위칭 조정기의 샘플링 회로를 구동시키는 샘플링 전압을 나타내는 타이밍도.
도 8은 도 2의 스위칭 조정기의 피드백 제어기에서 이산-시간 전류-샘플러를 나타내는 개략적인 회로도.
도 9는 도 2의 스위칭 조정기의 피드백 제어기에서 피드백 제어 신호 제너레이터를 나타내는 개략적인 회로도.
도 10은 도 2의 스위칭 조정기의 펄스 변조기에 대한 램프(ramp) 전압 및 제어 전압 입력의 타이밍도.
도 11A 및 도 11B는 이산-시간 전압 샘플러의 다른 실시예를 나타내는 개략적인 회로도.
도 12는 피드백 제어기의 다른 실시예를 나타내는 개략도.
도 13은 피드백 제어기의 또 다른 실시예를 나타내는 개략도.
도 14는 도 1의 스위칭 조정기의 다른 실시예의 개략도.
도1을 참고하면, 스위칭 조정기(10)가 입력 단자(20)에 의해 배터리 같은 비조정된 DC 입력 전원(12)에 결합된다. 스위칭 조정기(10)는 출력 단자(24)에 의해 집적회로 같은 부하(14)에 또한 결합된다. 스위칭 조정기(10)는 입력 단자(20)와 출력 단자(24) 사이에서 DC-DC 컨버터로 작동한다. 스위칭 조정기(10)는 입력단자(20)를 중간 단자(22)에 교번적으로 접속 및 비접속시키기 위한 파워 스위치로 작동하는 스위칭 회로(16)를 포함한다. 스위칭 회로(16)는 중간 단자(22)를 접지에 연결시키는 스위치 또는 다이오드 같은 정류기를 포함한다. 스위칭 조정기는 스위칭 회로의 동작을 제어하기 위한 펄스 변조기(18)도 또한 포함한다. 펄스 변조기(18)는 스위칭 회로(16)가 중간 단자(22)에서 구형파를 갖는 중간 전압을 발생시키도록 한다. 펄스 변조기(18) 및 스위칭 회로(16)가 펄스 폭 변조기로서 이하에 예시되고 기술되지만, 본 발명은 다양한 펄스 주파수 변조 기법에도 또한 적용가능하다.
중간 단자(22)는 출력 필터(26)에 의해 출력 단자(24)에 접속된다. 출력 필터(26)는 중간 단자(22)에서의 중간 전압의 구형파를 출력 단자(24)에서 실질적으로 DC 출력 전압으로 변환시킨다. 스위칭 회로(16) 및 출력 필터(26)가 강압형 컨버터 토폴로지(buck converter topology)를 위해 이하에서 예시되고 기술되지만, 본 발명은 승압형 컨버터 또는 승강압형 컨버터 토폴로지 같은 다른 전압 조정기 토폴로지들에도 또한 적용가능하다.
출력 전압은 피드백 회로(28)에 의해 조정되고, 즉, 실질적으로 일정한 레벨로 유지된다. 피드백 회로(28)는 스위칭 회로(16)의 각각의 사이클 동안 이산 시간들에서의 출력 단자를 통과하는 출력 전압 및 전류를 측정하는 샘플링 회로(30)를 포함한다. 측정된 전압 및 전류는 피드백 제어 신호 발생기(32)에 입력된다. 피드백 제어 신호 발생기(32)는 펄스 변조기(18)를 제어하기 위해 듀티 사이클 제어 라인(34)상에 차례로 제어 전압을 발생 시킨다. 샘플링 회로(30) 및 피드백 제어 신호 발생기(32)는 전적으로 디지털 및 스위치-캐패시터(switched-capacitor) 기반 소자들을 사용하여 구성될 수 있다. 그러므로, 스위칭 회로(16), 펄스 변조기(18) 및 피드백 회로(28)를 포함하는, 스위칭 조정기(10)의 대부분은 통상적인 CMOS 기술을 사용하여 단일 칩 상에서 구현되거나 또는 제조될 수 있다. 스위칭 조정기(10)내 각각의 요소들, 즉, 스위칭 회로(16), 펄스 변조기(18), 출력 필터(26), 샘플링 회로(30) 및 피드백 제어 신호 발생기(32)는 이하에 보다 상세히 기술된다.
도2를 참고하면,스위칭 회로(16) 및 출력 필터(26)가 강압형 컨버터 토폴로지로 구성되어 있다. 상세하게는, 스위칭 회로(16)가 입력 단자(20)에 연결되는 소스 및 중간 단자(22)에 연결된 드레인을 갖는 제1트랜지스터(40) 같은 스위치, 접지에 연결된 소스 및 중간 단자(22)에 연결된 드레인을 갖는 제2트랜지스터(42) 같은 정류기를 포함한다. 제1트랜지스터(40)는 P-형 MOS(PMOS) 디바이스일 수 있는데 반해, 제2트랜지스터(42)는 N-형 MOS(NMOS) 디바이스일 수 있다. 변형적으로, 제2트랜지스터(42)는 정류를 제공하기 위해 다이오드로 교체되거나 또는 보충될 수 있다. 또한, 두 트랜지스터들 모두 NMOS 디바이스일 수 있다. 제1 및 제2 트랜지스터(40,42)들은 스위칭 라인(48a,48b)상의 스위칭 전압(Vs)에 의해 구동될 수 있다.
도3을 참고하면, 펄스 변조기는 구형파를 갖는 스위칭 전압(Vs)을 발생시킨다. 스위칭 전압(Vs)은 1/Ts의 주파수, FS및 피드백 제어 신호 발생기에 의해 제어되는 가변 듀티 사이클, d를 갖는다. 듀티 사이클(d)은 스위칭 전압이 온 상태, 즉, 로우인 각각의 주기 TS의 백분율이다. 스위칭 전압의 주파수(FS)는 약 10KHz 내지 수MHz의 범위에 있다. 스위칭 전압(VS)이 로우일 때, 제1트랜지스터는 폐쇄되고 제2트랜지스터는 개방(PMOS 통전주기(50))되는데 반해, 스위칭 전압(Vs)이 하이인 경우는, 제1트랜지스터가 개방되고 제2트랜지스터는 폐쇄(NMOS 통전주기(52))된다. 그러므로, PMOS 통전주기(50)동안, 중간 단자가 입력단자에 연결되는 데 반해, NMOS 통전주기(52) 동안, 중간 단자는 접지된다. 비록 도시되지는 않았지만, 스위칭 라인(48a,48b)상의 스위칭 전압은 PMOS 및 NMOS 통전 주기(50,52)들이 두 스위치들이 동시에 개방되지 않는 것을 보장하기 위해 데드 타임(dead time)으로 분리되도록 통상적인 기술들에 의해 트리거될 수 있다.
도4를 참고하면, 중간 단자에서의 결과 발생된 중간 전압(VX)은 가변 듀티 사이클(d)(중간 단자가 입력 단자에 연결되는 사이클의 백분율) 및 일정한 주파수(FS)를 갖는 구형파이다.
도2를 참고하면, 중간 전압(VX)이 출력 필터(26)에 의해 필터링되어 출력 단자(24)에서 출력 전압(Vout)을 발생시킨다. 출력 필터(26)는 중간 단자(24)와 출력단자(24) 사이에 연결된 인덕터(44) 및 부하(14)와 병렬로 연결된 캐패시터(46)를 포함한다. PMOS통전주기 동안, 전원(12)은 제1트랜지스터(40)를 통해 부하(14) 및 인덕터(44)에 전원을 공급한다. 다른 한편, NMOS통전주기 동안은, 전윈이 인덕터(44)에 의해 공급된다. 결과 출력 전압(Vout)은 실질적으로 DC전압이다. 출력전압(Vout)의 평균전압(Vo)는 입력 전압(Vin)과 듀티사이클(d)의 곱, 즉 Vo= d ×Vin으로 주어진다. 출력 단자(24)를 통과하는 평균 출력 전류(I0)는 부하의 유효저항(R0)로 나누어진 평균 전압(V0), 즉, I0= V0/R0로 주어진다.
불행하게도, 실제 출력 전압(Vout)은 평균전압(V0)과 정확하게 등가이지는 않다. 도6을 참고하면, 출력전압(Vout)은 이하 등식으로 주어지는 리플(V)을 포함할 것이다.
여기에서, d는 듀티 비율이고, Lf는 인덕터(44)의 인덕턴스이며, Cf는 캐패시터(46)의 캐패시턴스이고, fs는 스위칭 주파수이다.
유사하게, 실제 출력 전류(Iout)는 평균전류(I0)와 정확하게 일치하지는 않는다. 도6을 참고하면, 출력 전류(Iout)가 주기(Ts) 및 평균 부하 전류(I0)로부터 등거리의 최대 및 최소 피크를 갖는 피크-대-피크 리플(I)를 갖는 삼각파일 것이다. 피크-대-피크 리플(I)이 이하 등식으로 주어진다
여기에서, d는 듀티 비율이고, Lf는 인덕터(44)의 인덕턴스이며, fs는 스위칭 주파수이다.
상기된 바와 같이, 스위칭 조정기는 출력 전압(Vout) 및 출력전류(Iout)를 측정하기 위해 샘플링 회로를 포함한다. 샘플링 회로는 스위칭 회로의 각각의 사이클 동안 하나 이상의 이산 시간들에서 출력전압을 측정한다. 샘플링 회로는 스위칭 회로의 각각의 사이클 동안 하나 이상의 이산 시간들에서 출력전류를 또한 측정한다. 그러나, 출력전류가 직접 측정될 수 없기 때문에, 샘플링 회로는 실제로는 출력 전류를 나타내는 전압의 차이를 측정할 수 있다. 그렇지만, 마치 전류가 직접 측정된 것처럼 이하에서 기술된다.
피드백 제어신호 발생기는 측정된 전압과 전류를 사용하여 평균 출력전압(V0) 및 평균출력전류(I0)를 결정한다. 평균출력전압(V0) 및 평균출력전류(I0)는 파워 스위치의 듀티 사이클을 제어하기 위해 사용된다. 피드백회로가 전압 및 전류 측정에 사용되어 평균값들을 결정하는 중간 단계 없이도 파워 스위치를 제어할 수 있는 것이 인지되어야 한다. 평균값들은 인지된 것처럼 이것이 반드시 그 경우는 아닐지라도 분리된 신호로서 계산되고 제공되는 것처럼 이하에서 기술된다.
도4,5 및 6을 참고하면, 최대 출력 전류(Iout)는 PMOS 통전주기(50)의 종단에 도달되고 최소 출력 전류(Iout)는 NMOS통전주기(52)의 종단에 도달된다. 게다가, 출력 전압(Vout)은 PMOS 및 NMOS 통전 주기(50,52)의 종단에서 그 평균값을 지난다. 그러므로, 평균 출력전압(V0)을 평가하기 위해서, 제1전압 측정값(V1)은 PMOS 통전주기(50)의 종단에서 이루어지고 제2전압 측정값(V2)은 NMOS통전주기(52)의 종단에서 이루어지며 두 측정값들은 평균화 된다. 유사하게, 평균 출력전류(I0)를 평가하기 위해서, 전류(I1)의 제1 대표 측정값(VI1)은 PMOS 통전주기(50)의 종단에서 이루어지고 전류(I2)를 나타내는 제2전류 측정값(VI2)은 NMOS통전주기(52)의 종단에서 이루어지며 두 측정값들은 평균화 된다. 트랜지스터들이 스위치 온 또는 오프될 때 스위칭 잡음이 발생하기 때문에, 측정값들이 스위칭 전압(Vs)이 변하기 이전에 만들어 진다면, 평균 전류 및 전압의 최소량의 스위칭 잡음이 존재한다.
도2를 참고하면, 상당히 단순화된 전압 샘플러가 도시되어 있다. 전류 샘플링은 도2에 명백하게 도시되지 않았지만 그것은 도8을 참고로 설명될 것이다. 샘플링 회로(30)는 두 전압 샘플링 스위치(62a,62b)들에 의해 각각 출력 단자(24)에 연결되는 두 전압 샘플링 캐패시터(60a,60b)들을 포함한다. 전압 샘플링 캐패시터(60a,60b)들은 전압 샘플링 단자(58a,58b)를 경유하여 추가적인 샘플링 스위치(64a,64b)들에 의해 피트백 제어 신호 발생기(32)에 연결될 수 있다. 샘플링 스위치들은 스위치(62a,62b)들이 개방될 때, 스위치(64a,62b)들이 폐쇄되고 역으로도 성립되도록 구성될 수 있다. 스위치(62a)가 폐쇄되고 스위치(64a)가 개방되는 동안, 전류는 출력 단자(24)에서 전압 샘플링 캐패시터(60a)로 흐른다. 그러나, 스위치(62a)가 개방되고 스위치(64b)가 개방되는 경우, 전하의 형태로 전압 샘플링 캐패시터(60a)에 저장된 출력 전압이 전압 샘플링 단자(58a)상에 전달되어 제1전압 측정값(V1)을 제공한다. 유사하게, 스위치(62b)가 폐쇄되고 스위치(64b)가 개방된 동안, 전류가 전압 샘플링 캐패시터(60b)로 흐르지만, 스위치(62b)가 개방되고 스위치(64b)가 폐쇄되는 경우, 전압 샘플링 캐패시터(60b)에 저장된 출력 전압이 전압 샘플링 단자(58b)상에 전달되어 제2전압 측정값(V2)을 제공한다. 샘플링 스위치(62a,62b,64a,64b)들은 샘플링 제어 라인(66a,66b)상의 샘플링 전압(Vsample)에 의해 구동된다.
도7을 참고하면, 샘플링 전압파형(Vsample)은 PMOS 통전 사이클 및 NMOS통전 사이클의 종단 바로 이전의 하이 상태와 로우 상태 사이에서 스위칭된다. 명확하게 도시되지는 않았지만, 제어라인(66a,66b)들 상의 샘플링 전압은 스위치(62a,62b) 및 스위치(64a,64b)들이 동시에 개방되지 않도록 오프셋될 수 있다.
도2를 참고하면, 스위칭 라인(48a,48b) 및 샘플링 제어라인(66a,66b)이 타이밍 회로(68)에 연결될 수 있다. 타이밍 회로(68)는 트랜지스터(40,42)들이 잡음을 최소화하기 위해 플립하기 바로 이전에 샘플링이 발생하는 것을 보장하기 위해 샘플링 전압 파형(Vsample)에 대해 스위칭 전압 파형(Vs)을 지연시킨다. 그러므로, 전압 샘플링 단자(58a)는 PMOS 통전 주기의 종단에서 측정된 제1전압(V1)을 제공하고 전압 샘플링 단자(58b)는 NMOS 통전 주기의 종단에서 측정된 제2전압(V2)을 제공한다. 샘플링 전압 파형(Vsample)은 샘플링 회로의 시간이 일정한 지연과 거의 등가인, 즉, 전압 및 전류 측정값을 얻기 위해 샘플링 회로(30)에 의해 요구되는 시간 정도의 지연(TD)만큼 스위칭 전압 파형(Vs)으로부터 오프셋될 수 있다. 지연(TD)은 수 나노초 정도일 수 있다. 바람직하게, 지연(TD)은 전압 및 전류를 샘플링하기 위해 요구되는 시간보다 길다.
상기된 바와 같이, 샘플링 회로(30)는 PMOS 통전 주기의 종단 및 NMOS 통전 주기의 종단에서의 출력 전류(Iout)를 또한 측정한다. 출력 단자(24)를 통과하는 전류는 인덕터(44)를 통과하는 인덕터 전류(ILF)와 동일하다. 그러나, 인덕터 전류(ILF)는 직접 측정될 수 없지만; 그것은 전류가 통과하는 저항 소자를 통해 취해진 전압 측정값으로부터 추정되어야 한다.
샘플링 회로(30)는 도8에 도시되는 하나의 구현인, 전류 샘플러를 포함한다. 이런 구현에 있어, 전류 샘플러는 제1 및 제2 트랜지스터(40,42)들을 인덕터 또는 출력 전류의 측정을 위한 저항 요소들로 사용한다. 각각의 트랜지스터(40,42)에 대해, 샘플링 회로는 네개의 전류 샘플링 스위치(70,72,74,76)들 및 전류 샘플링 캐패시터(78)를 포함한다. 전류 샘플링 캐패시터(78)의 상단 플레이트는 제1전류 샘플링 스위치(70)에 의해 트랜지스터의 소스에 연결된다(즉, 제1트랜지스터(40)에 대해 입력단자(24) 그리고 제2트랜지스터(42)에 대해 접지). 유사하게, 전류 샘플링 캐패시터(78)의 하단 플레이트는 제2전류 샘플링 스위치(72)에 의해 트랜지스터의 드레인에 연결된다(즉, 제1 및 제2트랜지스터(40,42)에 대해 중간 단자(22)). 전류 샘플링 캐패시터(78)의 상단 플레이트는 제3전류 샘플링 스위치(74)에 의해 전류 샘플링 단자(80)에 연결되고, 전류 샘플링 캐패시터(78)의 하단 플레이트는 제4전류 샘플링 스위치(76)에 의해 기준전압(VREF)에 연결된다. 제1 및 제2 스위치(70,72)들은 이들이 부착되거나 또는 연결되는 트랜지스터의 통전 주기의 종단에서 동시에 개방되는데 반해, 제3 및 제4스위치(74,76)들은 제1 및 제2 스위치(70,72)들이 개방될 때 폐쇄된다. 스위치(70,72,74,76)들을 구동하기 위한 제어 신호들은 샘플링 스위치들에 대한 제어신호들과 유사한 방식으로 타이밍 회로(68)에 의해 타이밍 라인(82a,82b)상에서 발생될 수 있다. 그러므로, 전류 샘플러가 연결되는 통전주기의 종단에서, 인덕터 전류를 나타내는 전압이 전류 샘플링 단자(80)에 공급된다. 두 전류 샘플링 회로들은 전류(I1, I2)를 각각 나타내는 전압 측정값(VI1, VI2)들을 제공한다.
전압 및 전류 측정은 다양한 이산 시간들에서 이루어질 수 있다. 실예로, 단일 전류 측정은 NMOS 통전 주기의 중간에서 이루어질 수 있다. 그러나, 제1트랜지스터(40) 및 제2트랜지스터(42)의 통전 주기들의 종단에 바로 선행하여 전압 및 전류를 샘플링하므로써, 샘플링된 신호들은 스위칭 잡음이 최소일 때 인덕터 전류 및 캐패시터 전압의 평균 값들에 대한 최상의 평가치를 제공하며 취해진다.
도9를 참고하면, 샘플링 단자(58a,58b,80a,80b)들상의 샘플링된 데이터(V1,V2,VI1,VI2)들이 피드백 제어 신호 발생기(32)에 공급된다. 피드백 제어 신호 발생기는 이들 신호를 사용하여 제어 전압(Vcontrol)을 듀티 사이클 제어 라인(34)상에 발생시킨다. 이런 제어 전압은 스위칭 회로(16)의 듀티 사이클을 조정하기 위해 펄스 발생기(18)에 의해 사용되어 출력단자에서 평균전압(V0)을 실질적으로 일정한 레벨로 유지시킨다.
피드백 제어 신호 발생기는 다양한 알고리즘에 따라 Vcontrol을 결정할 수 있다. 실예로, 샘플링 단자(58a,58b,80a,80b)들은 샘플링된 전압(V1,V2,VI1,VI2)들을 유효하게 조합하고 평균화하여 평균값(V0,VI0)들을 각각 발생시키기 위해 각각 캐패시터 회로(170a,170b)들을 스위칭하도록 연결될 수 있다. 평균화된 값(VI0)은 증폭기(172b)에 의해 상수(K1) 만큼 스케일링된다. 평균화된 전압(V0)은 제1 합산(summing) 회로(174)에 의해 기준 전압(Vref)과 비교된다. 평균화된 전압(V0)과 기준 전압(Vref) 사이의 차이는 증폭기(178a)에 의해 상수(Kv) 만큼 스케일링된다. 게다가, 평균화된 전압(V0)과 기준 전압(Vref) 사이의 차이는 적분기(176)에 의해 적분되어 적분 전압(Vint)을 발생시킨다. 최종적으로, 세 입력(KVV0, KII0, Vint)들이 제2합산회로(178)에 의해 조합되어 제어신호(Vcontrol)을 발생시킨다.
도2를 참고하면, 상당히 간략화된 펄스 변조기(18)가 도시되어 있다. 펄스 변조기(18)는 듀티 사이클 제어 라인(34)상의 제어전압(Vcontrol)을 타이밍 라인(104) 상의 타이밍 전압 파형으로 변환시킨다. 펄스 변조기(18)는 램프 발생기(100) 및 비교기(102)를 포함한다. 도10을 참고하면, 램프 발생기의 출력은 1/Ts의 주파수, Vmin의 최소전압 및 Vmax의 최대전압을 갖는 톱니파이다. 비교기는 제어전압(Vcontrol)을 램프전압(Vramp)과 비교하여 Vcontrol이 Vramp보다 크다면 타이밍 라인상에 하이 전압을 출력하고 Vcontrol이 Vramp이하라면 타이밍 라인상에 로우 전압을 출력시킨다. 도2를 참고하면, 타이밍 라인(104) 상의 타이밍 전압 파형이 타이밍 회로(68)에 전송된다. 타이밍 회로(68)는 타이밍 전압 파형 샘플링 전압(Vsample)을 샘플링 제어 라인(66a,66b) 상에 출력할 수 있다. 타이밍 회로(68)는 작은 지연(TD)만큼 샘플링 전압파형(Vsample)으로부터 오프셋되는 스위칭 라인(48a,48b)들 상에 스위칭 전압(Vs)을 발생시킬 수 있다. 그러므로, 샘플링 스위치들(실예로, 62a,62b,64a,64b)은 스위칭 회로(16)의 트랜지스터(40,42)들 바로 전에서 트리거된다.
Vcontrol이 증가된다면, 스위칭 전압(Vs)의 듀티 사이클(D)가 감소된다. 다른 한편, 제어전압(Vcontrol)이 감소된다면, 듀티 사이클(D)은 증가된다. 그러므로 피드백 회로(28)는 출력 전압(Vout) 및 인덕터 전류(ILF)를 이산 시간에 측정하며, 이런 데이터를 사용하여 평균 전압(V0) 및 평균 전류(I0)을 계산하고, 평균 전류 및 전압을 사용하여 스위칭 전압(Vs)의 듀티 사이클을 조정하므로써, 출력 전압이 실질적으로 일정하게 유지되는 것을 보장할 수 있다. 피드백 제어기의 모든 요소들이 스위치들 및 캐패시터들을 사용하여 디자인될 수 있기 때문에, 대부분의 스위칭 조정기가 통상적인 CMOS 기술을 사용하여 제조될 수 있다. 게다가, 전압 및 전류가 이산 시간들에서 샘플링되기 때문에, 시스템은 디지털 타이밍 회로들 같은 통상적인 디지털 설계와 보다 호환될 수 있다.
도11A를 참고하면, 다른 실시예에 있어, 전압 샘플링 캐패시터(60')는 접지 보다는 오히려 기준 전압(VREF)에 연결된다. 이것은 캐패시터에 저장된 전하량을 감소시킨다.
도11B를 참고하면, 다른 실시예에 있어, 샘플링 회로(30″)가 하단 플레이트 샘플링 토폴로지로 구성된다. 전압 샘플링 캐패시터(60″)의 하단 플레이트는 제1샘플링 스위치(112)에 의해 출력단자(24)에 그리고 제2 샘플링 스위치(114)에 의해 기준전압(Vref)에 연결된다. 전압 샘플링 캐패시터(60″)의 상단 플레이트는 제3샘플링 스위치(116)에 의해 동일한 기준 전압(Vref)에 그리고 제4샘플링 스위치(118)에 의해 전압 샘플링 단자(58″)에 연결된다. 제1스위치(112) 및 제3스위치(116)는 전압측정 이전의 통전 주기동안 폐쇄되는데 반해, 제2스위치(114) 및 제4스위치(118)는 전압측정 이전의 통전 주기동안 개방된다. 하단 플레이트 샘플링은 기생 캐패시턴스 및 스위치로부터의 전하 주입에 의해 발생된 샘플링 오류를 감소시킨다.
샘플링 회로 및 피드백 제어 신호 발생기를 포함하는 피드백 회로(28')의 한가지 가능한 구현이 도12에 도시되어 있다. 피드백 회로(28')는 출력 전압(Vout)을 측정하기 위한 전압 샘플링 셀(130), 인덕터를 통과하는 전류를 나타내는 전압(VDS)을 측정하기 위한 전류 샘플링 셀(132), 및 측정된 출력 전압과 소정의 출력 전압 사이의 차이의 적분치를 발생시키기 위해 전압 샘플링 셀(136)들과 결합되는 적분기(134)를 포함한다. 전압 샘플링 셀(130), 전류 샘플링 셀(132), 적분기(134) 및 램프 발생기(138)로부터의 전압은 주 합산 증폭기(140)에 의해 조합된다. 주 합산 증폭기(140)의 출력은 샘플링 전압을 발생시키는 비교기(142)에 전송된다. 피드백 회로의 요소들은 이하 신호들을 발생시키는 타이밍 신호 발생기(144)에 의해 구동되는데: NMOS트랜지스터가 온일 때 nmos_on/phi_nmos는 하이이며; PMOS 트랜지스터가 온일때 pmos_on/phi_pmos는 하이이고; PMOS트랜지스터가 오프일 때 not_pmos_on이 하이이며; NMOS트랜지스터가 온인 매 다른 시간마다 nmos_even이 하이이고; NMOS트랜지스터가 온인 매 다른 시간마다 nmos_odd가 하이이지만, nmos_even 신호를 갖는 구상(quadrature)이다. 모든 이런 신호들은 이들의 각각의 트랜지터들을 위한 게이트 구동 버퍼들이 스위칭을 시작하기 바로 이전에 로우로 스위치한다. 전압 샘플링 셀들은 NMOS 통전 주기의 종단에서 전압을 측정하기 위한 두 샘플 셀들을 포함한다. 하나의 샘플링 셀은 다른 샘플링 셀이 샘플링하는 동안 주 합산 증폭기에 연결된다. 그러므로, 주 합산 증폭기는 전류 주기에 사용될 듀티 사이클을 계산하기 위해 선행 주기에서 취해진 NMOS 샘플을 사용할 수 있다. 스위치들이 JFET트랜지스터로서 예시되지만, 이들은 NMOS 및 PMOS 트랜지스터로 구현될 수 있다.
간략하게, 피드백 회로(28')는 이하 등식에 따라 듀티 사이클을 계산한다:
여기에서,f는 샘플링 주파수이며, IPWM은 램프 발생기의 각 측면으로부터의 전류이고, CV는 전압 샘플링 캐패시터의 캐패시턴스(실예로, 2.8pF)이며, CPMOS는 PMOS 트랜지스터에 대한 전류 샘플링 캐패시터의 캐패시턴스(실예로,4pF)이고, CNMOS는 NMOS 트랜지스터에 대한 전류 샘플링 캐패시터의 캐패시턴스(실예로,8pF)이며, CI는 적분기의 출력 샘플링 캐패시터의 캐패시턴스(실예로,0.8pF)이고, Cs는 샘플링 캐패시터의 캐패시턴스(실예로, 1pF)이며, CF는 집적 캐패시터의 캐패시턴스(실예로,3.5pF)이고, VDS PMOS는 PMOS통전 주기 동안 출력 전류를 나타내는 전압 측정치이며, VERROR PMOS는 PMOS통전 주기 동안의 출력 전압 측정치이고, VERROR NMOS는 NMOS통전 주기 동안의 출력 전압 측정치이며, VDS NMOS는 PMOS통전 주기 동안 출력 전류를 나타내는 전압 측정치이다.
도13을 참고하면, 또 다른 실시예에 있어서, 피드백 제어 신호 발생기(32)의 아날로그 성분들은 마이크로프로세서(120)로 교체된다. 특히, 샘플링 단자(58a,58b,80a,80b)들은 아날로그-디지털 컨버터(ADC)(122)에 각각 연결되어 샘플링된 전압 또는 전류를 마이크로프로세서(120)에 전송되는 디지털 신호로 변환시킨다. 마이크로프로세서(120)는 하드웨어, 소프트웨어 및 펌웨어의 조합체일 수 있다. 마이크로프로세서(120)는 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(124)에 의해 제어 전압(Vcontrol)으로 변환되는 듀티 사이클 신호를 계산한다. 마이크로프로세서(120)는 샘플링된 측정치(V1,V2,VI1,VI2)들로부터 평균 전압(V0) 및 평균 전류(VI0)를 계산하도록 프로그램될 수 있다. 그 다음, 마이크로프로세서(120)는 평균전압(V0) 및 평균 전류(VI0)로부터 새 제어전압을 계산할 수 있다. 실예로, 마이크로프로세서는 선행 사이클, Vold로부터 사용된 제어 전압을 저장하고 미리설정한 등식에 따라 새로운 제어 전압(Vnew)을 계산한다.
도14를 참고하면, 또 다른 실시예에 있어, 신호 제어 발생기 및 펄스 변조기 함수들은 마이크로프로세서(120')에 의해 직접 결합되고 구현된다. 마이크로프로세서(120')는 스위칭 라인(48)에 직접 연결된다. 마이크로프로세서는 평균 전압(V0) 및 평균 전류(I0)로부터 듀티 사이클을 계산하기 위해 구성될 수 있다.

Claims (22)

  1. 입력 전원에 접속된 입력 단자 및 부하에 접속된 출력 단자를 구비하는 전압 조정기에 있어서,
    입력 단자를 가변 듀티 사이클에 따라 출력 단자에 교번적으로 접속 및 비접속시키기 위한 파워 스위치;
    출력 단자에서 실질적인 DC 전압을 제공하도록 입력 단자와 출력 단자사이에 배치된 필터;
    이산 순시 시간에 전압 조정기의 전기적 특성의 측정치를 생성하기 위한 샘플링 회로; 및
    샘플링 회로 및 파워 스위치에 접속되며, DC 전압을 실질적으로 일정하게 유지하기 위해 상기 측정치를 사용하여 듀티 사이클을 제어하도록 구성되는 피드백 회로;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 전기적 특성은 상기 출력 단자에서의 전압인 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 샘플링 회로는 캐패시터, 상기 캐패시터를 출력 단자에 접속하는 제 1 샘플링 스위치, 및 상기 캐패시터를 상기 피드백 회로에 접속하는 제 2 샘플링 스위치를 포함하므로써, 상기 측정치는 상기 제 1 샘플링 스위치가 개방될 때 생성되어 캐패시터에 전하로서 저장되고, 제 2 샘플링 스위치가 폐쇄될 때 피드백 회로에 제공되도록 하는 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 전기적 특성은 상기 필터를 통과하는 전류인 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 샘플링 회로는 캐패시터와, 상기 캐패시터의 제 1 플레이트를 상기 파워 스위치의 제 1 단자에 접속하는 제 1 샘플링 스위치와, 상기 캐패시터의 제 2 플레이트를 상기 파워 스위치의 제 2 단자에 접속하는 제 2 샘플링 스위치, 및 상기 캐패시터를 피드백 회로에 접속하는 제 3 샘플링 스위치를 포함하므로써, 상기 측정치는 제 1 및 제 2 샘플링 스위치가 개방될 때 생성되어 상기 캐패시터에 전하로서 저장되고, 제 3 샘플링 스위치가 폐쇄될 때 피드백 회로에 제공되도록 하는 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 샘플링 회로는 상기 파워 스위치가 폐쇄되기 바로 이전에 측정치를 생성시키는 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 샘플링 회로는 상기 파워 스위치가 개방되기 바로 이전에 측정치를 생성시키는 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 샘플링 회로는 상기 파워 스위치가 폐쇄될 때 전기적 특성의 제 1 측정치를 생성하고 상기 파워 스위치가 개방될 때 전기적 특성의 제 2 측정치를 생성하는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 제 1 및 제 2 측정치의 평균을 사용하여 상기 듀티 사이클을 제어하는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 샘플링 회로는 캐패시터, 상기 캐패시터를 입력 단자와 출력 단자사이의 전기적 경로에 접속하는 제 1 샘플링 스위치, 및 상기 캐패시터를 피드백 회로에 접속하는 제 2 샘플링 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제 2 샘플링 스위치는 상기 제 1 샘플링 스위치가 개방될 때 폐쇄되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 제 1 샘플링 스위치는 상기 파워 스위치가 폐쇄되기 바로 전에 개방되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 제 1 샘플링 스위치는 상기 파워 스위치가 개방되기 바로 전에 개방되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  14. 제 10 항에 있어서, 상기 파워 스위치는 스위칭 전압 파형에 의해 구동되고 상기 샘플링 스위치는 샘플링 전압 파형에 의해 구동되며, 상기 전압 조정기는 상기 샘플링 전압 파형에 대해 상기 스위칭 전압 파형을 지연시키도록 타이밍 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 스위칭 전압 파형은 대략 샘플링 회로의 시상수 지연만큼 샘플링 전압 파형에 대해 지연되는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  16. 제 1 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 제어 신호를 발생하고, 상기 전압 조정기는 상기 제어 신호에 응답하여 듀티 사이클을 설정하기 위해 피드백 회로 및 파워 스위치에 접속된 펄스 변조기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 측정치를 전하로 변환시키고 상기 전하에서 제어 신호를 발생시키기 위해 샘플링 회로에 접속된 하나 이상의 스위치-캐패시터(switch-capacitor) 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  18. 제 16 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 측정치를 디지털 신호로 변환시키기 위해 샘플링 회로에 접속된 아날로그-디지털 컨버터(ADC)와 디지털 신호에서 제어 신호를 발생시키기 위해 ADC에 접속된 프로세서를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압조정기.
  19. 제 1 항에 있어서, 상기 파워 스위치는 입력 단자를 중간 단자에 접속하는 제 1 스위치 및 상기 중간 단자를 접지에 접속하는 정류기를 포함하고, 상기 출력 필터는 중간 단자와 출력 단자사이에 접속되는 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  20. 제 19 항에 있어서, 상기 정류기는 상기 중간 단자를 접지에 접속하는 제 2 스위치인 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  21. 입력 전원에 접속된 입력 단자 및 부하에 접속된 출력 단자를 구비하는 전압 조정기에 있어서,
    상기 입력 단자를 가변 듀티 사이클에 따라 출력 단자에 교번적으로 접속 및 비접속시키는 파워 스위치;
    상기 출력 단자에서 실질적인 DC 전압을 제공하기 위해 상기 스위치와 출력 단자사이에 배치된 필터;
    상기 출력 필터를 통과하는 전류의 측정치를 생성하며, 캐패시터, 상기 캐패시터의 제 1 플레이트를 파워 스위치의 제 1 단자에 접속하는 제 1 샘플링 스위치와, 상기 캐패시터의 제 2 플레이트를 파워 스위치의 제 2 단자에 접속하는 제 2 샘플링 스위치, 및 상기 캐패시터를 샘플링 단자에 접속하는 제 3 샘플링 스위치를 포함하는 샘플링 회로; 및
    상기 샘플링 단자와 상기 파워 스위치에 접속되고, DC 전압을 실질적으로 일정한 레벨로 유지하기 위해 상기 측정치를 사용하여 상기 듀티 사이클을 제어하도록 구성되는 피드백 회로;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 전압 조정기.
  22. 입력 전원에 접속된 입력 단자와 부하에 접속된 출력 단자를 구비하는 DC-DC 컨버터에 있어서,
    상기 입력 단자를 가변 듀티 사이클에 따라 출력 단자에 교번적으로 접속 및 비접속시키는 파워 스위치;
    제어 신호에 응답하여 상기 듀티 사이클을 설정하도록 파워 스위치에 접속된 펄스 변조기;
    출력 단자에 실질적인 DC 전압을 제공하기 위해 파워 스위치 및 출력 단자사이에 배치된 필터;
    파워 스위치가 입력 단자를 출력 단자에 접속하기 바로 이전에 제 1 이산 순시 시간에 출력 단자에서 제 1 전압을 측정하는 제 1 전압 샘플링 회로;
    파워 스위치가 입력 단자를 출력 단자에서 비접속하기 바로 이전에 제 2 이산 순시 시간에 출력 단자에서 제 2 전압을 측정하는 제 2 전압 샘플링 회로;
    제 1 이산 순시 시간에 필터를 통과하는 제 1 전류를 측정하는 제 1 전류 샘플링 회로;
    제 2 이산 순시 시간에 필터를 통과하는 제 2 전류를 측정하는 제 2 전류 샘플링 회로; 및
    샘플링 회로와 펄스 변조기에 접속되며, 제어 신호를 발생하고 실질적으로 일정한 레벨로 DC 전압을 유지하기 위해 측정된 전압 및 전류를 사용하도록 구성되는 피드백 회로;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
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