KR20000036147A - 테일 바이팅 코드에 대한 디코딩 기술 - Google Patents

테일 바이팅 코드에 대한 디코딩 기술 Download PDF

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알리 에스. 카이랄라
에이머 핫산
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도날드 디. 먼둘
에릭슨 인크.
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Abstract

인코드된 디지탈 신호를 디코딩하는 방법이 제공된다. 디코더는 복제된 디코딩 격자를 발생하고 복제된 격자를 사용하여 얼마의 수 DMAX의 디코딩 동작을 수행한다. 각 디코딩 패스는 약간의 양 δ만큼 옵셋되고, 각 패스의 결과는 저장되고, 최종 출력 정보 시퀀스를 발생하기 위하여 이전 결과와 비교된다.

Description

테일 바이팅 코드에 대한 디코딩 기술{A DECODING TECHNIQUE FOR TAIL BITING CODES}
지상 셀룰러 시스템의 이동 전화는 전력면에서 보다 동일 채널 간섭(즉, 멀리 떨어진 셀에서 동일한 캐리어 주파수를 사용하는 다른 전화들로부터의 간섭)으로 인해 더욱 제한된다. 따라서, 일반적으로 비트당 요구된 전송 에너지의 0.5dB 또는 1dB에서의 손실은 음성(또는 데이타) 특성의 현저한 저하를 야기하진 못한다. 기지국은 더 큰 전력을 전화에 전송할 수 있고, 전화는 기지국에 대해 전력을 증가시킬 수 있다. 따라서, 지상 시스템은 에러 제어 코딩내에서 초래된 오버헤드 손실을 비교적 쉽게 조정할 수 있다.
반대로, 이동 위성 통신 시스템은 여러면에서 전력이 제한되고, 요구된 전송 비트 에너지를 저장하는 것은 매우 바람직하다. GSM은 디지탈 음성 전송으로 대표되는 무선 셀룰러 전화로서 현재 매우 광범위하게 개발되고 있다. GSM은 정상적인 지상 셀룰러 네트워크를 통해서 뿐만 아니라 정지 순환 오비트 위성에 대해 무선 통신을 제공하도록 개조되었다. GSM-호환 이동 위성 시스템에서 양호한 성능을 유지하는 동안 에러 제어 코딩에서 오버 헤드를 줄이는 것이 바람직할 것이다.
배경으로서, GSM 원리에 대해 짧게 설명할 것이다.
예시적인 GSM 슈퍼프레임 구조는 도 1A에 도시된 바와 같이 4×26개의 프레임으로 구성된다. 도 1A에서 각 열은 26개의 TDMA 프레임들을 포함한다. 모든 열에서, 프레임(1-12 및 14-25)은 각각 8개의 트래픽 타임 슬롯들을 포함한다. TDMA 프레임(13)(IDLE 프레임)은 전송을 위해 사용되지 않지만, 이동 수신기가 이웃하는 기지국으로부터 방송 제어 채널(BCCH) 신호 버스트를 캡쳐하고 디코딩하도록한다. GSM내의 이웃하는 기지국들이 동기화되도록 요구되지 않기 때문에, 이동국이 이웃하는 기지국들 사이에서 타임 옵셋과 관계없이 BCCH를 캡쳐할 수 있는 것을 유휴 프레임은 인정한다.
슈퍼프레임 구조(도 1A에서 마지막 행)내의 모든 26번째 프레임은 슬로우 어쏘시에이티드 컨트롤 채널(SACCH) 정보를 포함한다. 각 SACCH 메세지는 각 슈퍼프레임 내의 4개의 SACCH 버스트들을 걸쳐 인터리브된다. 각 SACCH 프레임은 이동 링크 당 1개의 유일한 SACCH 채널을 허용하는 8개의 타임 슬롯(각 프레임 내의 트래픽 슬롯 당 1개)을 포함한다.
각 이동 유닛은 각 프레임(그것의 "채널")의 8개에서 1개를 빼고 할당된다. 이동 유닛에 대해 디지탈로 코드된 음성 데이타 프레임들은 모든 프레임에서 동일한 타임 슬롯을 유지하면서, 8개의 후속적인 프레임들을 걸쳐 인터리브된다. 블럭 대각 인터리빙은 지연을 줄이기 위해 사용될 수 있기 때문에, 제1 4개의 타임 슬롯들(각 8개의 프레임 인터리빙 패턴)은 각각 현재의 음성 프레임 및 이전 음성 프레임으로부터 절반 비트를 포함한다. 최종 4개의 타임 슬롯들(각 8개의 프레임 인터리빙 패턴에서)은 현재의 음성 프레임에서 절반 그리고 다음 음성 프레임으로부터 절반 비트를 포함한다.
음성 프레임들은 예를 들어, 음성 코더에 의해 매 20mS씩 생성된다. 이러한 13Kbps의 음성 코딩율은 20mS 음성 프레임 당 260비트와 같다. 음성 비트는 456비트까지 코드된다. GSM에서, 이들 456비트는 각각 57비트의 8개 그룹으로 분할된다. 1개의 음성 프레임의 57비트는 다른 음성 프레임(블럭 대각 인터리빙에 대해 상기 기술된 바와 같이)의 57비트로 인터리브된다. 업/다운 램핑을 조절하기 위하여 이들 114비트로 26비트 Sync 워드, 2개의 비트 FACCH(빠른 관련된 제어 채널) 플래그, 2세트의 3 테일 비트(변조에 대해), 및 8.25비트가 추가되고, 156.25비트된다. 이들 비트는 270.833KB/s(=13MHz/48)의 비트율에서 전송된다.
각 GSM 버스트의 예시적인 포맷은 도 1B에 도시된다. 8.25-비트 가드 및 업/다운 램핑 시간은 각 버스트 사이에 제공된다. 1개의 버스트의 업/다운 램핑은 인접한 버스트의 업/다운 램핑으로 오버랩될 수 있지만 다른 비트로 오버랩될 수 없다. 업링크(이동) 전송상의 업/다운 램핑은 기지국에서 수신된 바와 같이 상이한 이동 버스트사이에서 시간 동기 에러에 대해 4비트 주기 이득을 남기는 통상적으로 4.25 비트 주기이다. 기지국은 이러한 기능을 달성하기 위하여 미리 또는 지연된 이동 유닛 전송 시간에 SACCH 명령을 송신한다. GSM 시스템내의 기지국은 고정된 전송 타이밍을 가지고 그리고 업/다운 램핑으로 전체 8.25비트 주기를 원칙적으로 사용할 수 있다.
3t(테일) 비트는 채널 및 변조 필터의 임펄스 반응이 버스트내에서 종료하도록 한다. 단 비트들이 버스트의 중간에서 비트들로서 동일한 에러 가능성을 가지고 복조되도록 단 비트들의 종지를 수신하는 것을 중요하다.
sync 워드의 한측 상의 플래그 비트(1f + 1f)는 이전 또는 현재 20mS 음성 프레임이 음성 정보 또는 FACCH 제어 정보를 포함하는지의 여부를 표시한다. 일반적으로 1개의 완전한 20mS 음성 프레임은 전체 8개의 관련 플래그 비트를 갖고, 프레임이 음성인지 FACCH인지의 여부를 신뢰할 수 있는 주요 결정으로 결정한다.
26비트의 sync워드는 이격된 심볼의 계수, 성분 채널 임펄스 반응(전송 및 수신 필터링 및 물리적 채널을 포함하는)의 5-텝 모델이 22개의 수학식으로서 결정되도록 한다. 따라서, 각 버스트는 이전 버스트로부터 추가적인 정보없이도 복조될 수 있다. 주파수 호핑을 조절하기 위하여, GSM은 하나의 버스트의 5개 채널 탭 과 다음 버스트의 탭 사이에 상관이 없다고 추정한다. 577μS의 짧은 버스트 길이는 채널 탭들이 버스트, 즉 위상을 걸쳐 정지되고 중앙 sync 워드로부터 결정된 바와 같이 각 탭의 크기가 900MHz에서 250km의 속도이거나 2GHz에서 100km/hour의 속도의 최대 버스트에서 아직 0인것으로 추정할 수 있다.
전체율 GSM 프레임은 동일한 캐리어 상에 다중화된 상기 기술된 포맷의 8개의 트래픽 버스트로 구성된다. 대안적으로, 각 프레임(셀 당 단지 1개의 고정 캐리어)의 제1 슬롯은 방송 제어 채널(BCCH)로 주어질 수 있다. BCCH 슬롯은 주파수 홉할 수 없지만, 트래픽을 포함하는 프레임 내의 다른 슬롯들은 주파수 홉될 수 있다. 따라서, BCCH와 동일한 캐리어 상의 트래픽 슬롯들은 프레임에서 프레임으로 상이한 프레임으로부터 데이타를 포함할 수 있다. BCCH 캐리어는 트래픽 슬롯들이 능동 트래픽을 포함하는지의 여부에 따라 모든 타임 슬롯내의 최대 전력으로 남겨진다. 트래픽 슬롯들이 만일 유휴 상태라면 더미 트래픽으로 채워진다. 이러한 것은 먼저 충전될 때 BCCH 캐리어를 검출하여 이동을 지원한다.
일단 검출되면, BCCH 슬롯 포맷은 충전시 이동이 네트워크 sync를 습득하도록 지원하기 위한 기능을 포함한다. 후속적인 프레임 내의 BCCH 슬롯들은 반복하는 51-프레임 패턴을 형성한다. 이러한 프레임 내의 각 슬롯은 한정된 목적을 갖는다. 51개의 슬롯들에서 2개를 제한 것은 "비 변조된" 버스트인 FCH(주파수 정정 버스트)를 포함한다. 특히, FCH 버스트는 GSM 변조후에 1/4의 비트율(즉, FSK 용어에서 후속적인 MARK 심볼)에 의해 캐리어 주파수로부터 옵셋되는 단일 스펙트럼 라인을 생성하는 대체적 "1010...." 비트 패턴이다. 이러한 것은 신뢰할 수 있는 순시 검출을 허용하고 조악한 시간 sync를 BCCH 슬롯 구조로 제공하여 신호 대 잡음 비를 10-15dB로 향상시키기 위하여 모빌내에서 협대역 필터에 의해 검출될 수 있다. 동기 채널(SCH) 버스트는 FCH로부터 떨어진 고정된 수의 슬롯들이고, 한편 일단 FCH 버스트가 로케이트되면, 모빌은 SCH 버스트를 찾을 수 있다. SCH 버스트는 확장된 sync 워드 플러스 기지국 및 네트워크 ID를 포함한다. SCH를 갖는 상관은 양호한 sync를 비트 레벨에 제공한다. 다중 채널 탭 변조기들을 사용할 때 비트 레벨보다 더 양호한 sync는 필요하지 않다.
51개의 BCCH 프레임 주기는 104개 프레임(4×26)의 트래픽 채널 슈퍼프레임 주기에 대해서 의도적인 프레임이다. 51개의 프레임 주기(다중 프레임)는 51×52 TDMA 프레임을 통해 슬라이딩하는 BCCH 슬롯을 야기하며, FCH(마찬가지로 SCH)가 IDLE 프레임에서 때때로 나타날 것이라고 인정한다. 이러한 것은 트래픽 슈퍼프레임 포맷으로 대화시 로크인된 대화가 단지 유휴 프레임들을 사용하여 인접하는 기지국들을 스캔하고 정상 sync 습득 처리를 통해 진행하도록 한다. 현 베이스들과 이웃하는 베이스들 간의 타이밍 옵셋은 미래 스캐닝 및 최후의 핸드 오버를 가속화시키기 위하여 저장된다. 또한, 51×52개로 확장된 프레임 패턴, 플러스 다른 방송 정보는 칩퍼링 처리에서 사용된 프레임 넘버링 계획을 한정하기 위하여 사용된다.
위성 통신에 대해서, 기본 슈퍼프레임 포맷은 특정 이동이 단지 모든 대체 TDMA를 사용하는 GSM "절반-율 (half-rate)"과 유사하여, 2배 길이(9.23mS)의 효과적인 16-슬롯 프레임을 만는다. 우리는 이것을 전체율 위성 모드로 간주한다. 절반율 위성 모드가 한정될 수 있어 이동은 단지 길이(18.46mS)의 32-슬롯 프레임을 효과적으로 만들어 모든 4번째 TDMA 프레임(8슬롯)만을 사용한다.
32-슬롯 모드 또는 16-슬롯 모드의 사용은 트래픽 배분 및 채널 상태에 따른다.
전체율 위성 모드에 대한 슈퍼프레임 구조는 도 2A에 도시된다. 도 2A에서, 제1 12개의 프레임(F1 내지 F12)은 각각 16개의 트래픽 슬롯들을 포함하고 13번째 프레임은 16개의 SACCH 슬롯들을 포함한다. 각 SACCH 슬롯은 대응하는 트래픽 슬롯과 관련된다. 각 트래픽 슬롯(지금 16) 당 하나의 SACCH를 보존하기 위하여, SACCH 프레임은 16-슬롯 SACCH 프레임을 만들기 위하여 IDLE 프레임으로 조합될 수 있다.
GSM내에서 처럼 SACCH 메세지들은 4개의 후속적인 SACCH 프레임을 걸쳐 인터리브될 수 있다. 20mS의 음성 데이타는 대각 인터리빙을 사용하여 인터리브될 수 있지만, 단지 4개의 프레임들(동일한 인터리빙 지연) 만을 초과할 수 있다. 대안적으로, 40mS 음성 프레임들은 8개의 트래픽 프레임을 초과하여 대각적으로 인터리브될 수 있다.
위성 통신 시스템은 심하게 전력 및 대역폭이 제한되어, 디지탈 셀룰러에 사용된 1/2 내지 1/3의 비트율에서 음성 코딩을 요구한다. 반면, 동일 채널 간섭이 제한된 상황보다 오히려 잡음이 제한된 상황이 지상 셀룰러 시스템보다 더 에러 보정 코딩을 잘 나타내고 있어, 전송된 비트율을 증가시킨다. 따라서, 위성 통신 시스템에 대한 16-슬롯 포맷은 형식적으로 지상 셀룰러 시스템에 비교된 사용자 당 전송된 비트의 보정 스캘링을 제공한다.
그러나, 특정 위성 시스템은 제한된 전력 또는 대역폭이거나 제한된 잡음 또는 자기 간섭일 수 있다. 이러한 것은 시스템에서 시스템으로 변하고 심지어는 동일한 시스템내의 셀에서 셀로 변한다. 따라서, 32-슬롯 모드는 사용자 당 절반의 전송 비트율을 제공하도록 제한될 수 있다. 이러한 모드는 에러 보정 코딩과 같은 절반의 16-슬롯 모드로서, 또는 심지어 더 낮은 음성 에러 보정 코딩율 또는 정보율로서 동일한 음성 코딩을 사용한다. 설명을 위하여, 32-슬롯 모드가 동일한 음성 코딩율 및 동일한 에러 보정 코딩을 사용한다고 가정한다. 또한, 그것은 도 2A에서 제한된 16-슬롯 구조와 동일한 슬롯 및 슈퍼프레임 구조를 사용하지만, 단지 모든 대체 프레임이 전송된다. 미사용된 프레임들은 다른 사용자들에게 할당될 수 있어, 주변 셀들로부터 공동 채널 간섭에 의해 제한되지 않는 셀의 대역폭 이용을 2배로 할 수 있다.
이러한 실시예에서 사용된 코딩 및 인터리빙은 이동 또는 그라운드 수신기들로 완전하게 투명한 16 또는 32-슬롯 포맷을 사용하게 함으로써, 레이어(3)에서 메세지 교환을 설계함으로써 한 모드에서 다른 모드로 스위칭하기에 앞서 알려질 필요가 없다.
음성은 4kB/sec로 코드화되고, 그런 다음 레이트 1/3 코드를 사용하여 코드화된 에러 보정은 동일한 성능의 2개의 레이트 2/3 코드들로 구성된다. 레이트 2/3 코드된 정보 스트림(6kB/sec) 중 하나는 짝수 프레임(또는 그런 경우가 아닐 수 있는)상에 전송되고, 다른 스트림은 다른 레이트 2/3 코드를 사용하여 코드된 동일한 정보를 수행하여 홀수 프레임(또는 그런 경우가 아닐 수 있는) 상에 전송된다. 수신기는 항상 모든 프레임을 수신하고, 프레임이 의도된 버스트이거나 그렇지 않은 버스트를 포함한다면 sync 보정으로부터 결정한다. 다른 이동이 버스트로 할당된다면, 사용된 sync 코드는 용이하게 식별되도록 제1 이동과 직교할 것이다. 만약, 짝수 및 홀수 프레임들이 의도된 데이타를 포함한다면, 레이트 2/3 코드들로부터 조합된 비트는 2배의 전력뿐만 아니라 향상된 성능을 가진 레이트 1/3 코드를 형성한다. 만약, 홀수 프레임 만이 의도된 데이타를 포함한다면, 짝수 프레임은 제거되어 디코더에서 웨이트(weight)를 가질 수 없고, 그런 다음 단일 레이트 2/3 에러 보정 코드의 성능을 준다. 만약, 짝수 프레임이 때론 의도된 데이타를 포함하고, 디코터로 입력 스트림에 나타나는 비트들을 디인터리빙한 후에 의존하여 때론 그렇지 않다면, 성능은 레이트 2/3 코드와 레이트 1/3코드 사이일 것이다.
SACCH에 할당된 단지 1개의 16-슬롯 프레임만이 있어 이동 링크와 상이한 32-슬롯 모드에서 동작한다면, SACCH 프레임은 메세지의 홀수/짝수 비트로 인해 홀수-프레임 또는 짝수-프레임으로 추가된다.
위성 다운 링크는 TDMA 오버헤드를 축소하는 이점을 갖는다. FACCH 플래그 비트가 삭제되는 동안 sync비트의 수는 26에서 22로 감소된다. 감소된 오버헤드 다운 링크 위성-모드 슬롯 포맷은 도 2b에 도시된다. GSM의 8-슬롯 포맷과 비교된 16-슬롯 포맷으로 인해, 전화의 신호 처리 로드는 적어도 반으로 되고, FACCH 디코더 및 음성 프레임 디코더가 모든 프레임에서 작동하도록 한다. 전류 생성물 구현으로부터 결정된 바와 같이, 더욱 더 신뢰할 수 있는 음성 FACCH 결정을 제공한다. 음성 디코더 알고리즘은 제일 먼저 실행되고, 그런 다음 FACCH 디코더는 GSM이 다음 음성 프레임에서 정상적으로 처리될 시간에 동작한다. CRC는 디코드된 출력이 음성으로서 해석되거나 FACCH 정보로서 해석되는 지를 표시한다.
방송 제어 채널(BCCH)을 포함하는 캐리어 상에, SACCH 프레임들을 포함하는 모든 16-슬롯 프레임의 제1 슬롯은 BCCH 채널로 주어진다. GSM 경우에서 처럼 BCCH 구조는 FCH, SCH, 방송 제어 채널(BCCH) 및 패깅 채널(PCH)을 포함하는 51-프레임 반복 패턴으로 구성된다. 트래픽 슈퍼프레임 구조의 프레임수(0-51)로 조합된 이러한 구조(0-50)에서 프레임수는 목적을 암호화하기 위한 프레임 넘버링 계획의 최하위 부분을 정의한다.
GSM BCCH와 예시적인 위성 모드 BCCH 사이에서의 중대한 차이점이 기술될 것이다. 첫째, 전송된 위성-모드 BCCH 상의 캐리어는 모든 타임 슬롯에 반드시 활성화되지 는 않는다. 만약, 현재 특정 빔과 캐리어 상에 설정된 대화가 없다면, 단지 BCCH 슬롯만이 에너지를 포함할 수 있다. 둘째, 비록 능동 트래픽 슬롯이 위성 모드 BCCH와 동일한 프레임에 포함될 때, 다이나믹 전력 제어 알고리즘으로 인해, 동일한 전력 레벨에서 반드시 모두 필요하지는 않는다. 위성 BCCH 슬롯은 트래픽 버스트의 수단보다 더 높은 전력에서 전송될 수 있다. 셋째, FCH는 비변조된 버스트는 아니지만, 고 이득 단 메세지 서비스(HM-SMS)로서 다시 한정될 수 있다. 본원에 참조로서 포함된 "High Power Short Message Service Using Broadcast Control Channel"라는 명칭의 계류중이고 양도된 출원에 쇼트 메세지 서비스에 대한 상세한 설명이 제공되어 있다. SCH는 HM-SMS에 대해 사용될 수 있다. 그러한 구현은 HM-SMS 용량의 51개 프레임 당 4개의 메세지 버스트를 제공한다. HM-SMS 신호 구조는 이상적,자유 공간, AWGN 채널 이상의 30dB 이득보다 더 많은 제공하여 높은 불리한 위치에서 모빙 유닛들로 얻어질 수 있다. 각 HM-SMS 버스트는 긴 sync 워드와 유사한 선결된 비트 패턴들의 한정된 수중 하나를 포함하고, 다른 47개의 BCCH 버스트들보다 더 높은 전력에서 전송된다. 따라서, HM-SMS 버스트는 정상적인 상황에서 모빌에 의해 빠른 초기 시스템 습득하기에 이상적이고, FCH 및 SCH 기능을 수행한다. 넷째, 위성 BCCH 상의 방송 정보의 메세지 내용은 동일한 공통 파라미터들을 포함한다 할지라도, GSM의 메세지 내용과 상이하다. 위성 BCCH는 이동이 위성 신호들로부터 그 위치를 결정하도록 하기에 충분한 모든 위성들에 대한 방송 위성-시스템 관련 파라미터들일 것이다.
이동 전화는 배터리로부터의 전류 드레인으로 인해 제한된 피크 전력이다. QMSK 및 π/QPSK는 3-4dB 사이에서 엔벌로프 변동 범위를 평균하기 위한 피크를 갖는다. 또한, QMSK 및 πQPSK는 일정한 엔벌로프 변조로 가지고 사용될 수 있는 Class-C 또는 quasi Class-C 전력 증폭기보다 최소 50%정도 덜 효과적인 선형 전력 증폭기를 요구한다. 따라서, 업링크 상에서 GMSK와 같은 일정한 엔벌로프 변조가 더 효과적인 전력이다. GMSK는 매우 근접한 채널 간섭 보호를 갖지 않으므로 위성 복조기에서 추가적인 신호 처리를 요구한다. 다운링크 상에서, 스페이스크래프트가 선형 매트릭스 전력 증폭기를 가지기 때문에, 전화에 추가적인 처리를 하지 않고도 매우 근접한 채널 간섭 보호를 제공하도록 선형 변조가 사용될 수 있다. 옵셋 쿼드러쳐 위상 이동키(OQPSK)는 GSM에서와 같은 GMSK 호환 수신기로 복조를 하도록 사용될 수 있다.
에러 제어 코딩은 통상적으로 디지탈 정보의 전송에서 사용되고, 특히 이동 전파 시스템에서 사용된다. 예를 들어, 5에서 7까지의 구속 길이를 갖는 컨벌루셔널 코딩 기술은 미국 디지탈 셀룰러 및 GSM에서 통상적으로 사용된다.
종래의 이동 전파 시스템에서, 컨벌루셔널 엔코딩은 시프트 레지스터 인코더가 공지된 상태(모두 제로)에서 시작하고 종료하도록 요구함으로써 종료된다. 시프트 레지스트는 m 제로스의 제1 시퀀스에 의해 먼저 개시된다. 여기에서 m은 정보 시퀀스에 의해 수반된 인코더 내의 메모리 소자들의 수이다. 전송의 끝에서, m 제로스의 제2 시퀀스는 정보 시퀀스의 끝에 추가된다. 제2 시퀀스에서 m 제로스는 테일 비트라 불려진다. 테일 비트는 L/(L+m)의 전력 손실을 야기한다. 여기에서 L은 정보 시퀀스의 블럭 길이이다. 지상 이동 시스템에서, 그런 시스템들의 전력이 제한되지 않기 때문에 이러한 전력 손실은 문제로 나타나지 않는다.
계획된 미래 글로벌 및 지역 위성 시스템은 컨벌루셔널 코딩의 사용을 제안한다. 위성들의 전력 제한으로 인해, 테일 비트 손실(대략, 0.5dB)은 시스템 링크 이득에서 실제적인 등급 인하를 야기한다.
비트 손실을 막기 위하여, 테일 바이팅 엔코딩은 시프트 레지스터 인코더가 정보 시퀀스에 의해 수반된 최종 m 정보에 의해 개시되는 곳에서 사용될 수 있다. 이러한 경우에, 초기 태 및 최종 상태는 종래의 컨벌루셔널 코딩과 거의 동일하다. 그런 코드들의 디코딩이 문제점로 남는다. 2m상태 이상의 탐색이 코드를 종료하기 위하여 요구되기 때문에 최대 가능한 디코딩은 컨벌루셔널 또는 테일 바이팅 코드에 대해 매우 복잡하다.
종래의 컨벌루셔널 인코더가 격자 다이아그램에 의해 기술될 수 있다는 것이 본 기술 분야의 통상의 자에 의해 명백해질 것이다. 격자 L의 길이는 컨벌루셔널 코드가 완료되기 위해서 요구되는 시간에 의존한다. 그런 다음, 통상적으로 잘 알려진 비터비(Viterbi) 알고리즘을 사용하여 디코딩은 격자를 통해 경로를 찾음으로써 실행된다. 경로는 전송된 시퀀스에 의해 추적된 경로로서 선택된 양호한 매트릭스를 갖는다. 컨벌루셔널 및 테일 바이팅 코드를 디코딩하기 위한 신뢰할 수 있고 비교적 간단한 방법을 제공하는 것이 바람직할 것이다. 상기 방법이 위성 또는 다른 전력 제한 원격 통신 시스템에서 유리하게 사용될 수 있도록 전력 소모가 감소되는 디코딩 방법을 제공하는 것이 더 바람직할 것이다.
본 발명은 일반적으로 인코드된 디지탈 정보의 디코딩에 관한 것으로, 특히 테일 바이팅 코드를 갖고 인코드된 디지탈 정보를 디코딩하기 위한 기술에 관한 것이다.
도 1A-B는 본 발명이 구현될 수 있는 지상 원격 통신 시스템에 대한 각각의 GSM 슈퍼프레임 및 예시적인 GSM 버스트의 도면이다.
도 2A-B는 본 발명이 구현될 수 있는 위성 원격 통신 시스템에 대한 각각의 슈퍼프레임 구조 및 축소된 오버헤드 다운 링크 슬롯 포맷의 도면이다.
도 3은 본 발명에 따라 디코더 및 방법이 구현될 수 있는 예시적인 통신 시스템 소자의 블럭도이다.
도 4는 본 발명에 따른 예시적인 방법을 기술하는 흐름도이다.
도 5A 내지 도 5D는 본 발명에 따른 예시적인 디코딩 처리를 도시하는 격자 도면이다.
본 발명의 방법을 사용하는 디코더에서, 디코딩 격자는 복제되고 오리지날 격자에 연결된다. 예시적인 실시예에 따라, 격자가 다른 다중에 대해 수정될 수 있을 지라도 디코딩 격자는 길이 2L의 격자를 생성하기 위하여 복사된다.
예시적인 실시예에 따라, 본 발명의 방법을 사용하는 디코더는 인코드된 디지탈 데이타를 수신하고, 복제되어 연결된 디코딩 격자를 생성하고, 지수점에서 시작하여 디코딩 격자의 제1 디코딩을 수행하고, 지수점에서 가장 양호한 상태를 결정하고, 그리고 가장 양호한 경로를 역 추적하고, 순환을 보상하는 것이 필요하다면 디코딩 결과를 재명령하고, 적절한 메모리에 제1 디코딩의 결과를 저장하고, 하나 또는 그 이상의 추가적 디코딩을 실행하고, 메모리에 각 추가적인 디코딩의 결과를 저장하고, 그리고 공통 정보 비트 또는 심볼을 결정하기 위하여 저장된 결과를 이전 디코딩의 결과와 비교한다. 본 발명의 또 다른 양상에 따라, 다수의 논리가 사용될 수 있고, 그리고/또는 임의의 디코딩 결과는 미해결된 비트로 선택될 수 있다.
따라서, 본 발명은 위성 원격 통신 시스템에서 전송용 테일 바이팅 코드로 인코드된 정보를 특히 유리하게 디코딩하기 위한 간단하고, 신뢰할 수 있는 그리고 효과적인 디코딩 방법을 제공한다.
첨부된 도면들과 함께 양호한 실시예의 다음의 상세한 설명을 읽음으로써 본 발명에 대해 좀더 완전하게 이해할 수 있으며 유사한 참조 표시는 유사한 소자들을 나타낸다.
도 3을 참조하면, 본 발명을 구현하기에 적당한 예시적인 통신 시스템이 도시된다. 도 1을 참조하면, 본 발명의 방법이 구현될 수 있는 인코드된 디지탈 통신 신호를 전송하기 위한 예시적인 통시 시스템이 도시된다. 시스템은 전송될 디지탈 데이타 비트 및 심볼들을 인코딩하기 위한 채널 인코더(10), 인코드된 데이타 심볼을 변조하고 전송 채널(14)을 통해 수신기로 심볼을 전송하기 위한 변조기(12), 수신기에서 전송된 심볼들을 검출/복조하기 위한 변조기(16), 및 검출된 데이타 심볼들을 디코딩하기 위한 디코더(18)를 포함한다. 인코드되고 변조된 심볼들은 심볼들이 프레임에 전송되고, 각 프레임이 다중 타임 슬롯들을 포함하는 시분할 다중 액세스(TDMA)를 사용하여 양호하게 전송된다. TDMA 시스템에서, 통신 채널은 통신 전송기 및 수신기에 의해 사용하도록 할당되는 각 프레임에서 하나 또는 그 이상의 타임 슬롯으로 한정된다. 각 타임 슬롯은 수 많은 인코드된 비트 또는 심볼들을 포함한다. 본 발명이 다른 통신 방법에서와 마찬가지로 응용될 수 있다고 여겨질 것이다.
본 발명의 제1 실시예에 따라, 디코더는 예비 디코드된 정보 시퀀스를 발생하기 위하여 복제된 디코딩 격자를 통해 얼마의 수 D≤DMAX의 패스를 실행한다. 그런 다음, 디코더는 최종 출력 정보 시퀀스를 결정하기 위하여 디코드된 정보 비트의 패턴 매칭을 수행한다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 예시적인 실시예를 설명하는 흐름도가 도시된다. 단계 100에서, 디코더는 예시적인 블럭에서 인코드된 데이타를 수신한다. 양호하게, 인코드된 데이타는 테일 바이팅을 갖는 컨벌루셔널 코드로 인코드된다. 단계 102에서, 디코더는 얼마의 합리적인 수의 시간 동안 초기 디코딩 격자를 복사하고 연결하여 디코딩 격자를 발생한다. 본 발명의 양호한 실시예에 따라, 초기 격자는 2L 길이의 격자를 형성하기 위하여 복제된다. 단계 104에서, 제1 패스 D1은 제1 지수점 2L-x에서 시작한다. 디코더는 제1 지수점에서 양호한 상태를 선택하고, 길이 L의 양호한 경로를 역 추적한다. 대응하는 정보 비트는,, ....,로 표시된다. 여기에서, 각는 k 연속 비트를 나타낸다. 단계 106에서, 디코더는 앞으로의 사용을 위해 적당한 메모리에서 이러한 예비 디코드된 정보 시퀀스를 저장한다.
디코더는 단계 104를 반복하고, 예를 들어 2L-x-δ의 제2 지수점에서 시작하여 제2 패스 D2를 실행한다. 그런 다음, 디코더는 제2 지수점에서 양호한 상태를 선택하고 길이 L의 양호한 경로를 역추적한다. 디코더는 순환을 계산하기 위하여 대응하는 정보를 재명령하고,,,....로서 재명령된 비트를 나타낸다. 이들 결과는 적당한 메모리에 저장되고, 이전 디코딩의 결과와 비교된다. D1및 D2에서 제1 및 제2 정보 시퀀스가 동의하는 것은 매우 가능하다. 이들 공통 비트는 공지되고 옳게 디코드될 것으로 가정될 수 있고, 격자는 적절하게 "제거될 수 있다". 그러한 제거는 도 5A 내지 도 5D에 도시된다. 여기에서 간단하게 x=1이고 δ=1이다. 설명을 위하여,,, 및로 가정한다.
디코더는 예를 들어, 2L-x-δ의 제3 지수점에서 D2와 유사하게 제1 패스 D3를 수행할 수 있다. 제3 패스에서, "공지된" 위치(이러한 실시예에서 위치 3, 4, 및 8)는 스킵된다. 이러한 실시예에서,및로 이들 비트가 고정된다. 따라서, 제4 패스에 대해, 위치 5, 6, 및 7에서의 비트만이 알려지지 않은 채 남겨진다. 다음 테이블은 이러한 예시적인 구현의 결과를 요약한다.
각 후속적인 디코딩은 시프트값 δ만큼 이전 지수점을 형성하기 위하여 지수점 옵셋에서 시작한다고 여겨질 수 있다. 각 디코딩의 결과는 격자내의 각 위치에서 비트를 결정하기 위하여 이전 결과와 비교된다. 따라서, 디코더는 단계 104 및 106을 반복한다. 디코더는 모든 비트들이 결정되거나 또는 선결된 최대수 DMAX의 패스가 결정된 후에 정지한다. 만약, DMAX가 통과한 후에, 얼마의 비트들이 아직 해결되지 않았다면, 디코더는 하나의 패스(예를 들어, 제1 패스)를 선택하고, 미해결된 비트로서 그 정보 비트를 결정한다. 그런 다음, 디코더는 단계 108에서 최종 출력 정보 시퀀스를 출력한다.
대안적 실시예에 따라, 디코더는 인코드된 정보를 디코드하기 위하여 다수결 논리를 사용한다. 이전 실시예에서와 같이, 디코더는 복제된 격자 내의 이동값 δ만큼 각각 이동된 DMAX패스를 수행한다. 각 패스의 정보 비트는 순환을 보상하기 위하여 필요할 때 적당하게 재명령되고, 적당한 메모리에 저장된다. 디코더가 DMAX패스를 완성한 후에, 다수결 논리 규칙은 디코드된 정보 비트를 출력하기 위하여 조금씩 기초하여 저장된 결과에 응용된다. DMAX가 짝수라면, 타이(tie)가 가능해질 것이라고 여겨질 것이다. 디코더는 패스들(예를 들어, 제1 한개) 중 하나의 미해결된 비트를 임의로 선택함으로써 그런 타이들을 브레이크할 수 있다. 만약, DMAX가 홀수라면, 모호성은 없다.
상술한 구체적인 실시예들은 어디까지나 본 발명의 기술 내용을 명확히 하기 위한 것인바, 본원 발명은 그와 같은 구체예에만 한정하여 협의적으로 해석되어서는 안되며, 본 발명의 사상과 다음에 기재하는 특허 청구 범위 내에서 여러가지로 변경하여 실시할 수 있다.

Claims (25)

  1. 인코드된 디지탈 통신 신호를 수신하는 단계;
    제1 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 수신된 디지탈 통신 신호들로부터 생성된 디코딩 격자(trellis)의 제1 디코딩을 수행하는 단계;
    제2 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 디코딩 격자의 제2 디코딩을 수행하는 단계;
    상기 제1 및 제2 디코드된 정보 시퀀스들 사이에서 공통 정보를 결정하기 위하여 상기 제2 디코드된 정보 시퀀스를 상기 제1 디코드된 정보 시퀀스와 비교하는 단계;
    하나 또는 그 이상의 후속 디코드된 정보 시퀀스들을 생성하기 위하여 상기 디코딩 격자의 하나 또는 그 이상의 후속적 디코딩을 수행하는 단계 - 각 후속적 디코딩은 공통 정보를 포함하는 격자 위치를 무시함 -;
    각 후속적 디코드된 정보 시퀀스를 공통 정보를 포함하지 않는 이전 디코드된 정보 시퀀스의 부분과 비교하는 단계; 및
    모든 디코딩으로부터 생성된 공통 정보를 포함하는 최종 디코드된 정보 시퀀스를 출력하는 단계
    를 포함하는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 최종 디코드된 정보는 디코드된 정보 시퀀스들 중 선택된 하나의 부분을 포함하는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 선택된 디코드된 정보 시퀀스는 상기 제1 디코드된 정보 시퀀스인 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 디코딩 격자는 길이가 nL - 여기에서 n은 유리수임 - 이고, 길이 L의 제1 디코딩 격자를 복제하고 연결함으로써 생성되는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  5. 제4항에 있어서, 상기 제1 디코딩은 상기 디코딩 격자내의 제1 지수점 2L-x에서 시작하고, 상기 제1 지수점 2L-x에서 가장 양호한 상태를 선택하고, 그리고 상기 제1 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 디코딩 격자에서 길이 L의 가장 양호한 경로를 역추적함으로써 수행되는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 제2 디코딩은 제2 지수점 2L-x-δ에서 시작하고, 상기 제2 지수점 2L-x-δ에서 가장 양호한 상태를 선택하고, 상기 디코딩 격자에서 길이 L의 가장 양호한 경로를 역추적하고, 그리고 상기 제2 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 제2 지수점에서의 상기 역추적으로부터 유도된 정보를 기록함으로써 수행되는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  7. 제1항에 있어서, 상기 인코드된 디지탈 통신 신호는 에러 제어 코딩으로 인코드되는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  8. 제1항에 있어서, 각 후속적 디코딩은 이전 지수점으로부터 δ만큼 옵셋된 후속적 지수점에서 시작하여 수행되는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  9. 제1항에 있어서, 상기 최종 디코드된 정보 시퀀스는 공통 정보를 포함하지 않는 상기 디코딩 격자의 모든 부분의 다수결 논리 연산으로부터 유도된 정보를 더 포함하는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 최종 디코드된 정보 시퀀스는 디코드된 정보 시퀀스들 중 선택된 하나의 부분을 더 포함하는 인코드된 디지탈 통신 신호들을 디코딩하는 방법.
  11. 에러 제어 코딩으로 정보 신호들을 인코딩하기 위한 인코더;
    인코드된 정보 신호를 변조하고 전송하기 위한 변조기; 및
    상기 인코드된 정보 신호들을 수신하고 디코딩하기 위한 수신기 - 상기 수신기는 서브셋이 대체 디코드된 시퀀스 중 하나 이상에서 발생한다면, 다수의 대체 디코드된 시퀀스들을 발생하고 올바른 시퀀스로서 대체 디코드된 시퀀스들의 서브셋을 출력하는 디코더를 포함함 -
    를 포함하는 통신 시스템.
  12. 제11항에 있어서, 상기 에러 제어 코딩은 테일 바이팅(tail biting)을 가진 컨벌루셔널 코드인 통신 시스템.
  13. 제11항에 있어서, 상기 디코더는, 상기 인코드된 정보 신호로부터 디코딩 격자를 형성하고;
    제1 디코드된 정보 시퀀스를 발생하기 위하여 상기 디코딩 격자의 제1 디코딩을 수행하고;
    제2 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 디코딩 격자의 제2 디코딩을 수행하고;
    상기 제1 디코드된 정보 시퀀스와 상기 제2 디코드된 정보 시퀀스 사이에서 공통 서브셋을 결정하기 위하여 상기 제2 디코드된 정보 시퀀스를 상기 제1 디코드된 정보 시퀀스와 비교하고;
    하나 또는 그 이상의 후속적 디코드된 정보 시퀀스를 발생하기 위하여 상기 디코딩 격자의 하나 또는 그 이상의 후속적 디코딩을 수행하고;
    추가적인 공통 서브셋을 결정하기 위하여 각 후속적 디코드된 정보 시퀀스를 하나 또는 그 이상의 이전 디코드된 정보 시퀀스들의 부분과 비교하고; 그리고
    모든 디코딩으로부터 발생된 상기 공통 서브셋을 포함하는 최종 디코드된 정보 시퀀스를 출력함으로써 대체 시퀀스를 발생하는 통신 시스템.
  14. 제11항에 있어서, 상기 디코딩 격자는 길이가 nL이고 - 여기에서 n은 유리수임 - 이고, 길이 L의 제1 디코딩 격자를 복제하고 연결함으로써 생성되는 통신 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 상기 제1 디코딩은 상기 디코딩 격자내의 제1 지수점 2L-x에서 시작하고, 상기 제1 지수점 2L-x에서 가장 양호한 상태를 선택하고, 그리고 상기 제1 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 디코딩 격자에서 길이 L의 가장 양호한 경로를 역추적함으로써 수행되는 통신 시스템.
  16. 제15항에 있어서, 상기 제2 디코딩은 제2 지수점 2L-x-δ에서 시작하고, 상기 제2 지수점 2L-x-δ에서 가장 양호한 상태를 선택하고, 상기 디코딩 격자에서 길이 L의 가장 양호한 경로를 역추적하고, 그리고 상기 제2 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 제2 지수점에서의 상기 역추적으로부터 유도된 정보를 재정리함으로써 수행되는 통신 시스템.
  17. 제14항에 있어서, 상기 후속적 디코딩은 이전 지수점 δ만큼 옵셋된 후속적 지수점으로부터 시작하여 수행되는 통신 시스템.
  18. 제11항에 있어서, 각각의 상기 서브셋은 선정된 길이로 되어 있는 통신 시스템.
  19. 제13항에 있어서, 상기 디코더는 상기 대체 디코드된 시퀀스들 중 선택된 하나의 부분을 출력하는 통신 시스템.
  20. 제19항에 있어서, 상기 선택된 하나는 상기 제1 디코드된 정보 시퀀스인 통신 시스템.
  21. 인코드된 디지탈 통신 신호들을 수신하기 위한 수단;
    제1 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 수신된 디지탈 통신 신호들로부터 생성된 디코딩 격자의 제1 디코딩을 수행하기 위한 수단;
    제2 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 디코딩 격자의 제2 디코딩을 수행하기 위한 수단;
    상기 제1 및 제2 디코드된 정보 시퀀스들 사이에서 공통 정보를 결정하기 위하여 상기 제2 디코드된 정보 시퀀스를 상기 제1 디코드된 정보 시퀀스와 비교하기 위한 수단;
    하나 또는 그 이상의 후속적 디코드된 정보 시퀀스들을 생성하기 위하여 상기 디코딩 격자의 하나 또는 그 이상의 후속적 디코딩을 수행하기 위한 수단 - 각 후속적 디코딩은 공통 정보를 포함하는 격자 위치를 무시함;
    각 후속적 디코드된 정보 시퀀스를 공통 정보를 포함하지 않는 이전 디코드된 정보 시퀀스의 부분과 비교하기 위한 수단; 및
    모든 디코딩으로부터 생성된 공통 정보를 포함하는 최종 디코드된 정보 시퀀스를 출력하기 위한 수단
    을 포함하는 인코드된 정보 신호들을 디코딩하기 위한 디코더.
  22. 인코드된 디지탈 통신 신호를 수신하는 단계;
    선정된 수의 디코드된 정보 시퀀스를 생성하기 위하여 상기 수신된 디지탈 통신 신호들로부터 생성된 디코딩 격자의 선정된 수의 디코딩을 수행하는 단계; 및
    상기 선정된 수의 디코드된 정보 시퀀스들의 각 시퀀스 부분에 대해 수행된 다수결 논리 계산으로부터 출력 디코드된 정보 시퀀스를 결정하는 단계
    를 포함하는 인코드된 정보 신호들을 디코딩하는 방법.
  23. 제22항에 있어서, 상기 출력 디코드된 정보 시퀀스는 상기 다수결 논리 계산이 실패한 각 시퀀스 위치에 대해, 상기 선정된 수의 디코드된 정보 시퀀스 중의 선택된 하나로부터의 아이템을 더 포함하는 인코드된 정보 신호들을 디코딩하는 방법.
  24. 제22항에 있어서, 상기 디코딩 격자는 길이가 nL이고, 그리고 길이 L의 제1 디코딩 격자들의 유리수 n을 연결함으로써 형성되는 인코드된 정보 신호들을 디코딩하는 방법.
  25. 제22항에 있어서, 상기 인코드된 디지탈 통신 신호들은 블럭내에서 수신되는 인코드된 정보 신호들을 디코딩하는 방법.
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