JP2001506811A

JP2001506811A - テールバイティングコードの復号技術

Info

Publication number: JP2001506811A
Application number: JP51371898A
Authority: JP
Inventors: クハイララ，アリ，エス．; ハッサン，アメル
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-09-16
Filing date: 1997-09-08
Publication date: 2001-05-22
Also published as: CN1185822C; CN1238084A; AU4094697A; TW396697B; EP0925661B1; DE69731755D1; KR20000036147A; US5920597A; EP0925661A1; WO1998011688A1

Abstract

(57)【要約】符号化ディジタルデータを復号する方法。デコーダは複製デコーディングトレリスを生成し、複製トレリスを用いてＤ^max回のデコーディングを行なう。各デコーディングパスはそれぞれδずつオフセットされた状態で実行される。各パスの結果は記憶され、以前の結果と比較することにより、最終出力情報が生成される。

Description

【発明の詳細な説明】テールバイティングコードの復号技術発明の分野本発明は符号化ディジタル情報の復号、特にテールバイティングコードで変調されたディジタル情報を復号する技術に関するものである。発明の背景地上セルラーシステムの移動電話は出力よりも同一チャンネル干渉（遠隔セルにおいて同一搬送周波数を使用する他の電話からの干渉）によって大きな影響を受ける。したがって、ビット当りの所要送信エネルギーの減衰が０．５あるいは１ｄＢ程度あっても音声（またはデータ）の品質に顕著な低下は現れない。基地局から電話への送信電力、また電話から基地局への送信電力を増強することは可能である。したがって、地上システムはエラー制御コーディングで生じる総合損失を比較的容易に吸収することができる。一方、移動衛星通信システムは電力消費に厳しい制約が伴い、ビット当りの所要送信エネルギーの節約が大いに望まれる。ＧＳＭはディジタル通話送信用として現在最も普及している無線セルラー電話規格である。この規格は静止円軌道衛星無線通信と共に、通常の地上セルラー網にも採用されている。ＧＳＭ互換移動衛星システムの性能を維持しつつ、エラー制御コーディングの費用を減らすことが望ましい。背景を通して、以下にＧＳＭの原理について簡単に説明する。典型的なＧＳＭスーパーフレーム構造は図１Ａに示すように４×２６フレームで構成される。図１Ａの各列には２６個のＴＤＭＡフレームが含まれる。各列のフレーム１〜１２、１４〜２５はそれぞれ８個のトラフィックタイムスロットを持っている。ＴＤＭＡフレーム１３（アイドルフレーム）は送信用としては使用されないが、移動受信機が隣接基地局からブロードキャスト制御チャンネル（ＢＣＣＨ）信号バーストを受信して、それを復号するために使用する。ＧＳＭでは、隣接基地間の同期は不要であるため、隣接基地間のタイムオフセットとは無関係に移動機がＢＣＣＨを捕捉することが、アイドルフレームによって保証される。スーパーフレーム構造の２６番フレーム（図１Ａの最終列）はそれぞれ、ＳＡＣＣＨ（低速適応制御チャンネル）情報を含んでいる。各ＳＡＣＣＨメッセージは各スーパーフレームの４つのＳＡＣＣＨバースト上にインターリーブされる。各ＳＡＣＣＨフレームには８個のタイムスロット（各フレームの１トラフィックスロットに対して１個）が含まれ、それにより、１移動リンクに対して１個の固有ＳＡＣＣＨチャンネルが得られる。各移動機は各フレーム（チャンネル）に含まれる８タイムスロットの内の１つに割り当てられる。移動機用ディジタル符号化音声データフレームは連続する８フレーム上でインターリーブされ、各フレームにおいて同一タイムスロットを維持する。遅延を減少させるため、ブロックダイアゴナルインターリービングを使用することが可能である。最初の４タイムスロット（各８フレームインターリーブパターンの中で）がそれぞれ、現在の通話フレーム内ビットの半数と、前回の通話フレーム内ビットの半数とで形成される。通話フレームは通話デコーダによって例えば２０ｍＳ間隔で形成される。これは、通話符号化率１３Ｋｂｐｓの場合、１つの２０ｍＳ通話フレーム当り２６０ビットに相当する。通話ビットは４５６ビットに符号化される。ＧＳＭの場合、この４５６ビットが５７ビットずつの８グループに分割される。１通話フレームの５７ビットは別の通話フレームの５７ビットとインターリーブされる（前述のブロックダイアゴナルインターリービングと同様）。この１１４ビットに２６ビット同期語を１つ、１ビットＦＡＣＣＨ（高速適応制御チャンネル）を２つ、３個単位のテールビット（変調用）を２組、アップダウンランピング／ガード・タイム用として８．２５ビットを加えて、１５６．２５ビットのＴＤＭＡスロット（５７７μＳ）が形成される。これらのビットはビットレート２７０．８３３ＫＢ／ｓ（＝１３ＭＨｚ）で送信される。各ＧＳＭバーストの典型的なフォーマットを図１Ｂに示す。各バースト間に８．２５ビットのガード／アップダウンランピング・タイムが設けられている。隣接バースト間でアップダウンランピングのインターリーブを行なうことが可能であるが、必ずしも必要ではない。アップリンク（移動）通信におけるアップダウンランピングは、基地局で受信した相異なる移動通信バースト間にタイムアライメントエラー用の４ビット周期マージンを残して、通常４．２５ビット周期である。この動作を行なうため、移動機の送信タイミングを先行または遅延させるＳＡＣＣＨ命令が基地局から送信される。ＧＳＭシステムにおける基地局の送信タイミングは固定されているので、原則としてアップダウンランピング用の８．２５ビット周期全体が利用される。３ｔ（テール）ビットは、チャンネルおよび変調フィルタのインパルス応答をバースト期間内で終了させるに使用される。エンドビットのテールの受信は、バーストのエンドビットと中間ビットが同じエラー確率で復調されることを保証するために重要である。同期語の両側には、前回または現在の２０ｍＳ通話フレームが通話情報またはＦＡＣＣＨ制御情報を含んでいるか否かを示すフラグビット（１ｆ＋１ｆ）が付加される。完全な２０ｍＳ通話フレームは通常、そのフレームが通話、ＦＡＣＣＨのいずれであるかを多数決で決定するために合計８個の関連フラグビットを含んでいる。２６ビット同期語を使用すれば、複合チャンネルインパルス応答の記号分離５タップモデル（送受信フィルタおよび物理チャンネルを含む）の係数を２２の方程式を使って求めることができる。したがって、各バーストは追加情報なしで前回バーストから復調することができる。周波数ホッピングを考慮して、ＧＳＭでは前後２バーストの各５チャンネル間の相関を無視する。５７７μＳの短バースト長の場合は、チャンネルタップが全バースト範囲で定常的、すなわち中央の同期語から決定された各タップの位相および振幅が９００ＭＨｚで時速５０ｋｍあるいは２ＧＨｚで時速１００ｋｍのバースト両端でも有効であると考えてよい。フルレートＧＳＭフレームは同一搬送波上で多重化された上記フォーマットの８つのトラフィックバーストで形成される。あるいは、ブロードキャスト制御チャンネル（ＢＣＣＨ）に各フレームの第１スロット（１セル当り１固定搬送波のみ）を付けることもできる。ＢＣＣＨスロットは周波数ホッピングを伴わないが、トラフィックを含むフレーム内の他のスロットは周波数ホッピングの可能性がある。したがって、ＢＣＣＨのような同一搬送波上のトラフィックスロットには、移動機からのデータをフレーム単位で挿入することができる。ＢＣＣＨ搬送波は、トラフィックスロットが有効トラフィックを含むか否かを問わず、全タイムスロット中において最大パワーに保たれる。トラフィックスロットはアイドル中の場合、ダミートラフィックで埋められる。これにより、移動機は電源投入時にＢＣＣＨを検出することができる。電源投入時にＢＣＣＨを検出すると、移動機の網同期を支援する機能がＢＣＣＨスロットフォーマットに含まれている。連続フレームのＢＣＣＨスロットは反復５１フレームパターンを形成する。このフレームの各スロットは規定された目的を持っている。５１スロット中の２つには「非変調バースト」であるＦＣＨ（周波数訂正バースト）が含まれる。具体的には、ＦＣＨバーストは交互ビットパターン「１０１０…」であって、これはＧＳＭ変調後、搬送波周波数から１／４ビットレート（すなわちＦＳＫ用語でいう連続ＭＡＲＫ記号）だけオフセットした単一スペクトル線を生成する。これは移動機の狭帯域フィルタで検出され、１０〜１５ｄＢのＳ／Ｎ比改善が得られるため、確実な瞬時検出およびＢＣＣＨスロット構成との粗同期を可能にする。同期チャンネル（ＳＣＨ）バーストはＦＣＨとは別の一定数のスロットであるから、移動機はＦＣＨバースト検出の後、直ちにＳＣＨバーストを検出することができる。ＳＣＨバーストには、拡張同期語に加えて基地局および網のＩＤが含まれる。ＳＣＨバーストとの相関を求めることにより、ビットレベルまでの微細同期が得られる。多重チャンネルタップ復調器を使用する場合、ビットレベル以下の同期は不要である。５１ＢＣＣＨフレームの周期は１０４フレーム（４×２６）のトラフィックチャンネルスーパーフレーム周期との関連で重要である。５１フレーム周期の場合、ＢＣＣＨスロットが５１×５２ＴＤＭＡフレームにずれ込み、ＦＣＨ（同様にＳＣＨも）がアイドル（ＩＤＬＥ）フレームに現れることが保証される。その結果、トラフィックスーパーフレームと通話中の移動機がアイドルフレームのみで隣接基地局をスキャンして、ゆっくり通常の同期手順に入ることができる。在圏基地局と隣接基地局の間のタイミングオフセットは、以後のスキャニングおよびその結果としてのハンドオーバーを迅速に行なうために記憶される。また、５１ ×５２拡張フレームパターン長は、暗号化プロセスで用いられるフレーム番号付与スキームを定義するために、その他のブロードキャスト情報と共に利用される。衛星通信の場合、基本的なスーパーフレームフォーマットはＧＳＭ「ハーフレート」フォーマットと同様であって、特定の移動機はＴＤＭＡフレーム（８スロット）を１つおきにしか使用せず、２倍長（９．２３ｍＳ）の１６スロットフレームを効果的に使用する。これをフルレート衛星モードと呼ぶ。ハーフレート衛星モードはＴＤＭＡフレーム（８スロット）を３つおきに使用して、３２スロット長フレーム（１８．４６ｍｓ）を効果的に使用する。３２スロットモード、１６スロットモードのいずれを使用するかは、トラフィック分布およびチャンネル状態に依存する。フルフレート衛星モード用スーパーフレーム構造を図２Ａに示す。図２Ａにおいて、最初の１２フレームＦ１〜Ｆ１２には、それぞれ１６のトラフィックスロットが含まれ、１３番フレームには１６のＳＡＣＣＨスロットが含まれる。各ＳＡＣＣＨスロットは対応のトラフィックスロットと関連づけられる。各トラフィックスロットごとに１つのＳＡＣＣＨを確保するため、ＳＡＣＣＨフレームはアイドルフレームと結合して１６スロットＳＡＣＣＨフレームにすることが可能である。ＳＡＣＣＨメッセージはＧＳＭの場合と同様に、４つの連続ＳＡＣＣＨフレーム上にインターリーブすることができる。２０ｍｓ通話データはダイアゴナルインターリービングによって４フレームのみに対して（同一インターリーブ遅延で）インターリーブすることが可能である。あるいは、４０ｍｓ通話データをダイアゴナルに８つのトラフィックフレームに対してインターリーブしてもよい。衛星通信システムには消費電力およびバンド幅に関する厳しい制約があって、ディジタルセルラーと比較して１／２〜１／３のビットレートで音声コーディングを行なう必要がある。一方、同一チャンネル干渉よりもノイズに関する制約を受けやすい環境では、地上セルラーシステムよりも厳しいエラー訂正コーディングが必要であり、送信ビットレートが増加する。したがって、衛星通信システム用の１６スロットフォーマットでは通常、地上セルラーシステムに比べて１ユーザ当りの送信ビットのスケーリングが正確に行なわれる。しかし、特定の衛星システムが電力あるいはバンド幅、ノイズ、自己干渉に関する制約を持つことがある。それはシステムによって異なり、また同一システムにおいてもセルによって異なる。したがって、１ユーザ当りの送信ビットレートを半分にした３２スロットモードを規定することが可能である。このモードは１６スロットモードと同じ通話コーディングを採用するが、エラー訂正コーディングを半分にするか、あるいはそれ以下のエラー訂正コーディングレートまたは情報レートを使用する。ここで説明の便宜上、３２スロットモードは同一の通話コーディングレートと同一のエラー訂正コーディングを採用するものとする。また、スロットおよびスーパフレーム構造も図ＩＡの１６スロット構造と同一であるが、フレームの送信は１つおきと仮定する。未使用のフレームは他のユーザに割り当てることが可能であるので、周辺セルからの同一チャンネル干渉に関する制約のないセルにおいてバンド幅を２倍に拡張することができる。この例で採用されたコーディングおよびインターリービングは１６スロットまたは３２スロットフォーマットを移動機または地上受信機に対して完全にトランスペアレントにするので、モード切り換え前にレイヤー３で複雑なメッセージ交換を介して行なわれる通知が不要になる。通話は４ｋＢ/ｓｅｃに符号化され、エラー訂正は同性能の２つの２／３コードから成るレート１／３コードを用いて符号化される。レート２／３で符号化された情報ストリーム（６ｋＢ／ｓｅｃ）の一方は偶数フレームで送信され（状況によって送信されないこともある）、他方のレート２／３で符号化された同一情報を搬送する他方のストリームは奇数フレームで送信される（状況によって送信されないこともある）。受信機は常にすべてのフレームを受信し、予期したバーストがフレームに含まれるか否かを同期相関から判断する。そのバーストが他の移動機に割り当てられている場合、その移動機と最初の移動機の使用同期コードは互いに直交関係になるから、判別が容易である。偶数および奇数フレームに共に予期したデータが含まれる場合、両方のレート２／３コードからの組合せビットによって、能力倍増のレート１／３コードが形成される。予期したデータが奇数フレームのみに含まれていれば、偶数フレームは消去され、デコーダにはウエイトを付与せずに、レート２／３エラー訂正コードが単独で機能する。期待したデータが偶数フレームに含まれるか否かが、デコーダへの入力ストリームのビット出現位置に依存する場合、状況に応じてレート１／３コード乃至レート２／３コードで動作する。ＳＡＣＣＨに割り当てられているのは１つの１６スロットフレームのみであるので、３２の異なる移動リンクを持つ３２スロットモード動作の場合、ＳＡＣＣＨフレームはメッセージの偶数／奇数ビットに応じて偶数フレーム、奇数フレームのいずれかに送られる。衛星ダウンリンクはＴＤＭＡに関わる経費の節減によって恩恵を受けることができる。同期ビット数は２６から２２に減少し、ＦＡＣＣＨフラグビットは除外される。経費節減可能なダウンリンク衛星モードのスロットフォーマットを図２Ｂに示す。ＧＳＭの８スロットフォーマットに代えて１６スロットフォーマットを使用するため、信号処理負荷が半分以下に軽減され、ＦＡＣＣＨデコーダおよび通話デコーダを全フレームにわたって動作させることができる。また、現状の設備のままでも、更に信頼性の高い通話／ＦＡＣＣＨデシジョンが可能になる。最初に通話デコーダアルゴリズムが実行され、続いてＦＡＣＣＨデコーダが動作するのであるが、このＦＡＣＣＨデコーダの動作時間は通常のＧＭＳによる次の通話フレームに対する処理時間に対応する。復号出力を通話、ＦＡＣＣＨ情報のいずれに翻訳すべきかは、ＣＲＣによって指示される。ブロードキャスト制御チャンネル（ＢＣＣＨ）を含んだ搬送波上では、ＳＡＣＣＨフレームを含む各１６スロットフレームの第１スロットはＢＣＣＨチャンネルに与えられる。ＢＣＣＨ構造はＧＳＭの場合と同様に、５１フレームの反復パターンであって、ＦＣＨ、ＳＣＨ、ブロードキャスト制御チャンネル、ページングチャンネル（ＰＣＨ）が含まれる。この構造（０〜５０）のフレーム番号はトラフィックスーパーフレーム構造のフレーム番号（０〜５１）との組合せによって、暗号化用フレームナンバリングスキームの最下位ビットを定義する。ＧＳＭのＢＣＣＨと典型的な衛星モードＢＣＣＨとの相違について重要な点を以下に説明する。第１に、衛星モードＢＣＣＨの搬送波は必ずしも全スロットにわたってアクティブになっているとは限らない。特定のビームまたは搬送波で通話が設定されていない場合、ＢＣＣＨスロットのみが付勢される。第２に、衛星モードＢＣＣＨと同じフレームにアクティブなトラフィックスロットが含まれるときでも、動的電力制御アルゴリズムの効果によってそれら全スロットの電力レベルは必ずしも同一にはならない。衛星ＢＣＣＨスロットはトラフィックバーストの場合よりも大電力の送信が可能である。第３に、ＦＣＨは非変調バーストではないが、ＨＭ−ＳＭＳ（ＨｉｇｈＭａｒｇｉｎＳｈｏｒｔＭｅｓｓａｇｅＳｅｒｖｉｃｅ）として再定義が可能である。なお、ショートメッセージサービスについては、引用することによりここに包含される「ＨｉｇｈＭａｒｇｉｎＳｈｏｒｔＭｅｓｓａｇｅＳｅｒｖｉｃｅＵｓｉｎｇＢｒｏａｄｃａｓｔＣｏｎｔｒｏｌＣｈａｎｎｅｌ」と題する同時係属共通譲受出願に詳しく説明されている。ＳＣＨはＨＭ−ＳＭＳ用にも使用可能である。この構成によれば、５１フレームのＨＭ−ＳＭＳに対して４つのメッセージバーストが得られる。ＨＭ−ＳＭＳ信号構造によれば、かなり条件的に不利な地域でも移動機による検出が可能であって、理想的な自由空間ＡＷＧＮチャンネル上で３０ｄＢ以上のマージンが得られる。各ＨＭ−ＳＭＳバーストには、長い同期語に似た一定数の所定ビットパターンの１つが含まれ、他の４７のＢＣＣＨバーストよりも大電力で送信される。したがって、ＨＭ−ＳＭＳバーストは通常の状況で移動機による初期システム検出を迅速にするために理想的であり、また、ＦＣＨおよびＳＣＨの機能をも満足する。第４に、衛星ＢＣＣＨ上のブロードキャスト情報のメッセージ内容は一部の共通パラメータを除いてＧＳＭの場合のメッセージ内容とは異なる。衛星ＢＣＣＨは、衛星信号によって移動機が自己位置を求めるために十分なすべての衛星に関する衛星システム関連パラメータを送信する。移動電話はバッテリの電流流出があるため、ピーク電力に制限がある。ＱＭＳＫおよびπ／ＱＰＳＫの場合は、３〜４ｄＢの平均包絡線変動範囲にピークがある。この場合、定包絡線変調用のＣ級または準Ｃ級電力増幅器に比べて能率が５０％以下の線形電力増幅器が必要である。したがって、アップリンクでは、ＧＭＳＫのような定包絡線変調が電力面で効率的である。ＧＭＳＫでは高度な隣接チャンネル干渉対策を施していないので、衛星復調器で追加的信号処理を行なう必要がある。ダウンリンクでは、その宇宙構造物が線形マトリックス電力増幅器を備えているため、電話機で追加的信号処理を行なうことなく線形変調によって高度な隣接チャンネル干渉対策を講じることができる。ＧＳＭで使用されるようなＧＭＳＫ互換受信機による復調を行なうためにＯＱＰＳＫ（ＯｆｆｓｅｔＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）の使用も可能である。ディジタル情報の送信、特に移動無線システムにはエラー制御コーディングを用いるのが一般的である。例えば、米国ディジタルセルラーおよびＧＳＭでは、拘束長を５〜７とする畳み込みコーディングが一般に使用されている。従来の移動無線システムにおいては、シフトレジスタエンコーダ動作の開始および終了を既知状態（例えばゼロ）にすることにより、畳み込みエンコーディングを終わらせる。エンコーダのメモリ素子数をｍとすると、シフトレジスタはまず、情報シーケンスに先立つｍ個のゼロからなる第１シーケンスによってイニシャライズされる。送信の最後には、ｍ個のゼロからなる第２シーケンスが情報シーケンスの後端に付加される。第２シーケンスのｍ個のゼロはテールビットと呼ばれる。情報シーケンスのブロック長をＬとすると、テールビットによってＬ／（Ｌ＋ｍ）の電力損失が生じる。地上移動システムにおいては、消費電力による制約がないので、この電力損失は問題にならない。計画中の地球規模および小規模の衛星システムでも、畳み込みコーディングが提案されている。衛星の電力消費に制限があるため、テールビット損失（０．５ｄＢ程度）は大幅なシステムリンクマージン縮小の原因となる。テールビット損失を避けるため、情報シーケンスに先立つ最後部ｍ個の情報ビットによってシフトレジスタエンコーダをイニシャライズするテールバイティングエンコーディングを使用することができる。この場合、従来の畳み込みコーディングと同様に初期状態と最終状態は同一である。しかし、このコードを復号する際の問題が残っている。畳み込みコードあるいはテールバイティングコード用として、最大尤度デコーディングはコードを終端させるまでに２^m状態以上のサーチが必要になるので複雑過ぎる。当業者には明らかなように、従来の畳み込みエンコーダは格子図で説明することができる。格子長Ｌは畳み込みコードの終端までに要する時間に依存する。デコーディングは通常、周知のビタビアルゴリズムを用いて格子経由の最大尤度経路を求めることによって実行される。最良のメトリックを持つ経路が、送信シーケンスの通過経路として選択される。畳み込みテールバイティングコードを復号するために、比較的単純で信頼性のある方法が望まれる。また、衛星や、その他の省電力通信システム用に好ましい方法として消費電力の少ないデコーディング法が望まれる。発明の概要本発明の方法を採用したデコーダにおいて、デコーディングトレリス（ｔｒｅｌｌｉｓ）は複製され、元トレリスに連結される。代表的実施例によれば、デコーディングトレリスを２重複製して２Ｌ長のトレリスを生成する。この倍率は変更可能である。代表的実施例において、本発明の方法を採用したデコーダは符号化ディジタルデータを取り込み、デコーディングトレリスの複製および結合を行ない、デコーディングトレリスに対する第１デコーディングを指標点から開始し、指標点で最良状態を求め、最良経路にそって後方トレースを行ない、必要があれば重複を補償するために復号結果の再配列を行ない、第１デコーディングの結果を適切なメモリに記憶し、１回以上の追加デコーディングを行ない、各追加デコーディングの結果をメモリに記憶し、共通情報ビットまたは記号を得るために記憶内容と前回のデコーディング結果を比較する。また、本発明によれば多数決論理の採用と、未決ビットとして任意のデコーディングビットの選択とを併用、あるいはいずれか一方を適用することも可能である。本発明はテールバイティングコードによって符号化された衛星通信システム用送信情報を復号するために特に有用な単純で信頼性のある能率的な復号方法を提供する。図面の簡単な説明本発明を更に深く理解するため、好ましい実施例を付図にしたがって詳細に説明する。なお、付図において同一部材は同一参照符号で表す。図１は本発明を適用し得る地上通信システムに関する図であって、ＡはＧＳＭスーパーフレームを示す図、Ｂは代表的なＧＳＭバーストを示す図。図２は本発明を適用し得る衛星通信システムに関する図であって、Ａはスーパーフレーム構造を示す図、Ｂは経費節減型ダウンリンクスロットフォーマットを示す図。図３は本発明のデコーダおよび方法を適用し得る代表的通信システムの構成要素を示すブロック図。図４は本発明による代表的な方法を記述する流れ図。図５Ａ〜図５Ｄは本発明による代表的な復号手順を示すトレリス図。好ましい実施例の詳細な説明本発明の実施に適する代表的通信システムを図３に示す。図１は符号化ディジタル通信信号送信用の代表的通信システムを示しており、本発明の方法が実施可能である。このシステムは送信用のディジタルデータビットまたは記号を符号化するチャンネルエンコーダ１０と、符号化データ記号を変調し、それを送信チャンネル１４を介して受信機へ送る変調器１２と、送信記号の検出および復調を受信側で行なう復調器１６と、検出データ記号を復号するデコーダ１８と有する。変調された符号化記号は、各フレームに多重スロットを含むフレーム形式で記号を送信する時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）によって送信することが好ましい。ＴＤＭＡシステムにおいて、通信チャンネルは通信用送受信機が使用するために割り当てられた各フレーム内の１つ以上のスロットとして定義される。各タイムスロットには、符号化された多くのビットまたは記号が含まれる。なお、本発明は上記以外の通信方法にも適用可能である。本発明の第１実施例によれば、デコーダは仮復号情報シーケンスを生成するために複製デコーディングトレリスにおいてＤ≦Ｄ^maxを満足する回数のパスを実行する。その後、デコーダは最終的な出力情報シーケンスを決定するために復号情報ビットのパターンマッチングを行なう。図４は本発明の代表的実施例を説明する流れ図を示す。ステップ１００において、デコーダは符号化データを、通常はブロック形式で受信する。符号化データはテールバイティングを採用した畳み込みコードで符号化することが好ましい。ステップ１０２において、デコーダは初期デコーディングトレリスの複製および結合を有理数回実行することによってデコーディングトレリスを生成する。ここで受信ベクトルの長さをＬとする。本発明の好ましい実施例によれば、長さ２Ｌのトレリスを生成するため、初期トレリスは２重複製される。ステップ１０４において、第１指標点２Ｌ−ｘから第１パスＤ¹が開始される。デコーダは第１指標点で最良状態を選択し、長さＬの最良経路にそって逆方向トレースを行なう。対応の情報ビットはデコーダはこの仮復号情報シーケンスを後工程で使用するために適切なメモリに保存する。デコーダはステップ１０４を反復し、第２指標点、例えば２Ｌ−ｘ−δから第２パスＤ²を開始する。その後、デコーダは第２指標点で最良状態を選択し、長さＬの最良経路にそって逆方向トレースを行なう。デコーダは重複を考慮して、対応情報ビットを再配列し、その再配列ビットをとする。これらの結果は適切なメモリに保存され、前回の復号結果と比較される。Ｄ¹およびＤ²から得られる第１および第２の情報シーケンスは一致する確率が高い。これら共通ビットは既知のもので正確に復号されると仮定することが可能であり、トレリスは適切に「剪定」することができる。この剪定手順を図５ａ〜図５Ｄに示す。なお、単純化するため、ｘ＝１、δ＝１とする。また、説明の便宜上、と仮定する。デコーダは第３指標点、例えば２Ｌ−ｘ−２δから、Ｄ²と同様に第３パスＤ³ を開始することができる。第３パスにおいて、「既知」の位置（例えば、位置３、４、８）はスキップする。この例では、をスキップし、これらビットはそこで固定化される。その結果、第４パスにおいては位置５、６、７でのみ未知ビットが残る。上記代表例の結果をまとめると次の表になる。各デコーディング動作はそれぞれ前回の指標点からシフト値δだけ離れた指標点から開始される。各デコーディング結果はトレリスの各位置におけるビットを求めるために前回の結果と比較される。そして、デコーダはステップ１０４および１０６を、何回か反復する。デコーダ動作は、全ビットが求められた時点、あるいは所定最大回数Ｄ^maxのパスが完了した時点で停止する。Ｄ^max回のパスの後、未知のビットが残っている場合、デコーダはもう１つのパス（例えば第１パス）を選択して、その情報を未決ビットとして処理する。ステップ１０８において、デコーダから最終出力情報シーケンスが送出される。代替実施例によれば、デコーダは符号化情報を復号するために多数決論理を利用する。前述の実施例と同様に、複製トレリス内でシフト値δだけシフトしたＤ^max 回のパスを実行する。各パスの情報ビットは重複を補償するために必要に応じて適切に再配列され、適切なメモリに記憶される。デコーダがＤ^max回のパスを完了すると、記憶された結果に対してビット単位で多数決論理が適用され復号情報が出力される。なお、Ｄ^maxが偶数の場合は同数になることがある。その場合、１つのパス（例えば第１パス）の未決ビットを任意に選び出すことによって採決を行なう。Ｄ^maxが奇数の場合は一義的に決定される。上記説明には多くの詳細例、具体例が含まれているが、それらは単に説明手段としての例であって、発明および発明者の技術貢献の限度を意図するものではない。当業者には明らかなように、発明の趣旨および添付「請求の範囲」から逸脱することなく多くの変更が可能である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者ハッサン，アメルアメリカ合衆国27516 ノースカロライナ州ケイリイ，キイウエストミューズ 412

Claims

【特許請求の範囲】１．符号化通信信号の復号方法であって、符号化ディジタル通信信号を受信するステップと、第１復号情報シーケンスを生成するため、受信ディジタル通信信号から生成されたデコーディングトレリスに対して第１デコーディングを行なうステップと、第２復号情報シーケンスを生成するため、前記デコーディングトレリスに対して第２デコーディングを行なうステップと、前記第１、第２復号情報シーケンス間の共通情報を求めるため、前記第１復号情報シーケンスと前記第２復号情報シーケンスを比較するステップと、１つ以上の後続復号情報シーケンスを生成するため、共通情報を含むトレリス位置を考慮せずに前記デコーディングトレリスに対して１回以上のデコーディングを行なうステップと、共通情報を含まない前回の復号情報シーケンスの一部と後続する各復号情報シーケンスとを比較するステップと、全デコーディングから得られた共通情報を含む最終復号情報シーケンスを出力するステップとを含む前記方法。２．請求項１において、前記最終復号情報シーケンスに更に、選択された１つの復号情報シーケンスの一部が含まれる前記方法。３．請求項２において、前記選択された復号情報シーケンスを前記第１復号情報シーケンスとする前記方法。４．請求項１において、ｎを有理数としたとき、前記デコーディングトレリスの長さがｎＬであって、長さＬの第１デコーディングトレリスを２重複製および結合することによって前記デコーディングトレリスを生成する前記方法。５．請求項４において、デコーディングトレリスの第１指標点２Ｌ−ｘから第１デコーディングを開始し、前記第１指標点２Ｌ−ｘで最良状態を選択し、デコーディングトレリス内の長さＬの最良経路にそって逆方向トレースを行なうことによって前記第１復号情報シーケンスを生成する前記方法。６．請求項５において、第２指標点２Ｌ−ｘ−δから第２デコーディングを開始し、前記第２指標点２Ｌ−ｘ−δで最良状態を選択し、デコーディングトレリス内の長さＬの最良経路にそって逆方向トレースを行ない、前記第２指標点からの逆方向トレースで得られた情報を再配列することによって前記第２復号情報シーケンスを生成する前記方法。７．請求項１において、符号化ディジタル通信信号をエラー制御コーディングで符号化する前記方法。８．請求項１において、前回の指標点からδだけオフセットされた後続の指標点から後続の各デコーディングを開始する前記方法。９．請求項１において、共通情報を含まないデコーディングトレリスの全部分の多数決論理動作から得られた情報が、前記最終復号情報シーケンスに含まれる前記方法。１０．請求項９において、前記最終復号情報シーケンスに更に、選択された１つの復号情報シーケンスの一部が含まれる前記方法。１１．通信システムであって、エラー制御コーディングで情報信号を符号化するエンコーダと、符号化情報信号の変調および送信を行なう変調器と、前記符号化変調信号の受信および復号を行なう受信機とを有する前記システムにおいて、複数の代替復号シーケンスを生成し、１つ以上の前記代替復号シーケンスに前記サブセットが生じる場合に前記代替復号シーケンスのサブセットを真のシーケンスとして出力するデコーダを前記受信機に設けた前記通信システム。１２．請求項１１において、前記エラー制御コーディングがテイルバイティングを持つ畳み込みコードである前記システム。１３．請求項１１において、前記デコーダが符号化情報信号からデコーディングトレリスを形成し、第１復号情報シーケンスを生成するために前記デコーディングトレリスに対して第１デコーディングを行ない、第２復号情報シーケンスを生成するために前記デコーディングトレリスに対して第２デコーディングを行ない、前記第１復号情報シーケンスと前記第２復号情報シーケンスとの共通サブセットを求めるため、前記第１復号情報シーケンスと前記第２復号情報シーケンスを比較し、１つ以上の後続復号情報シーケンスを生成するため、前記デコーディングトレリスに対して１回以上のデコーディングを行ない、追加の共通サブセットを求めるため、１つ以上の前回復号情報シーケンスの一部と後続する各復号情報シーケンスとを比較し、全デコーディングから得られた共通サブセットを含む最終復号情報シーケンスを出力することにより、代替的シーケンスを生成する前記システム。１４．請求項１１において、ｎを有理数としたとき、前記デコーディングトレリスの長さがｎＬであって、長さＬの第１デコーディングトレリスを２重複製および結合することによって前記デコーディングトレリスを生成する前記システム。１５．請求項１４において、デコーディングトレリスの第１指標点２Ｌ−ｘから前記第１デコーディングを開始し、前記第１指標点２Ｌ−ｘで最良状態を選択し、デコーディングトレリス内の長さＬの最良経路にそって逆方向トレースを行なうことによって前記第１復号情報シーケンスを生成する前記システム。１６．請求項１５において、第２指標点２Ｌ−ｘ−δから前記第２デコーディングを開始し、前記第２指標点２Ｌ−ｘ−δで最良状態を選択し、デコーディングトレリス内の長さＬの最良経路にそって逆方向トレースを行ない、前記第２指標点からの逆方向トレースで得られた情報を再配列することによって前記第２復号情報シーケンスを生成する前記システム。１７．請求項１４において、前回の指標点からδだけオフセットされた後続の指標点から後続の各デコーディングを開始する前記システム。１８．請求項１１において、前記サブセットがそれぞれ所定長を持つ前記システム。１９．請求項１３において、前記代替的復号シーケンスの内、選択された１つのシーケンスを部分的にデコーダが出力する前記システム。２０．請求項１９において、前記選択されたシーケンスを前記第１復号情報シーケンスとする前記システム。２１．符号化情報信号を復号するデコーダであって、符号化ディジタル通信信号を受信する手段と、第１復号情報シーケンスを生成するため、受信ディジタル通信信号から生成されたデコーディングトレリスに対して第１デコーディングを行なう手段と、第２復号情報シーケンスを生成するため、前記デコーディングトレリスに対して第２デコーディングを行なう手段と、前記第１、第２復号情報シーケンス間の共通情報を求めるため、前記第１復号情報シーケンスと前記第２復号情報シーケンスを比較する手段と、１つ以上の後続復号情報シーケンスを生成するため、共通情報を含むトレリス位置を考慮せずに前記デコーディングトレリスに対して１回以上デコーディングを行なう手段と、共通情報を含まない前回の復号情報シーケンスの一部と後続する各復号情報シーケンスとを比較する手段と、全デコーディングから得られた共通情報を含む最終復号情報シーケンスを出力する手段とを有する前記デコーダ。２２．符号化情報信号を復号する方法であって、符号化ディジタル通信信号を受信するステップと、所定個数の復号情報シーケンスを生成するため、前記受信ディジタル通信信号から生成されたデコーディングトレリスに対して所定回数のデコーディングを行なうステップと、前記所定個数の復号情報シーケンスの各シーケンス位置に対する多数決論理計算から復号出力情報シーケンスを決定するステップとを含む前記方法。２３．請求項２３において、多数決論理計算が失敗したときの各シーケンス位置に対して前記復号出力情報シーケンスが、前記所定個数の復号情報シーケンスの内、選択された１つのシーケンスからのアイテムを含む前記方法。２４．請求項２２において、デコーディングトレリスの長さをｎＬとし、長さＬの第１デコーディングトレリスを有理数ｎ個分結合することによって前記デコーディングトレリスを生成する前記方法。２５．請求項２２において、前記符号化ディジタル通信信号がブロック単位で受信される前記方法。