KR19990082615A - 합성에 의한 분석을 이용한 다중 채널 수신기 - Google Patents

Abstract

신호 처리 시스템 내에 부궤환을 사용하여 처리 기능한 신호 레벨의 범위를 향상시키는 방법 및 장치가 개시되어 있다. 우선, 궤환 신호가 입력 신호로부터 공제되어 차 신호(differance signal)를 형성하게 된다. 그리고 나서, 이 차 신호를 분석하여 이 차 신호를 밴드폭이 감소된 다수의 구성 오류 성분들로 분해한다. 이 오류 성분들을 이용하여 입력 신호의 해당 감소된 밴드폭 성분들의 추정치를 정제(refine)한다. 이 추정치를 이용하여 궤환 신호를 생성한다.

Description

합성에 의한 분석을 이용한 다중 채널 수신기

다중 채널 수신 시스템의 대부분의 통상적인 형태는 수신되는 주파수 채널 당 하나의 수신기 체인, 예를 들면 슈퍼헤테로다인 수신기를 이용한다. 종래 기술은 몇몇 수신기 프로세싱 체인들 간의 성분들을 공유하는 경우를 포함하는데, 특히 공유된 안테나는 물론, 다중 수신 신호들의 합계를 증폭하고 나서 분리된 수신 체인들 간의 증폭 결과를 분할하는 공유의 광대역, 저잡음 안테나 분포 증폭기를 사용할 수도 있다. 공동 안테나로부터 아파트 빌딩 내의 아파트들에 TV 신호들을 분배하는 것이 이 기술의 일 예이다.

종래 기술은 또한 TDMA(Time Division Multiple Access)에 의해 순차적으로 제시간에 수신되거나, 대용적으로 CDMA(Code Division Multiple Access)의 경우에 동시에 수신되고 중복된 다중 송신기로부터의 신호들을 처리하는 신호 수신기 체인의 예들을 포함한다. 전자에 대한 후자의 단점은 신호들이 동일한 힘 이상 또는 이하에서 수신되어야 한다는 것인데, 그 이유는 너무 많은 서로 간의 간섭을 피하기 위한 것이다. 후자의 단점은 강한 신호가 우선 복조되고 나서 약한 신호의 처리를 수행하기 전에 감산하는 미국 특허 제 5,151,919에 개시된 차감 복조(subtractive demodulation) 기술을 이용함으로써 극복된다.

공지 기술에 따른 실제 다중 신호 수신기는 도 1에 도시되어 있다. 다중 신호들은 안테나(10)에 수신되고 소정 주파수 대역에서 밴드패스 필터(11)에 의해 처리된다. 그리고 나서, 이 신호들은 저잡음 증폭기(12)에 의해 증폭되고 필터(13)에서 화상 주파수 신호들이 제거되도록 필터링된다. 이 필터된 신호들은 믹서(15)에서 로칼 발진기(14)로부터의 신호와 혼합됨으로써 하향 변환기(16)에서 하향 변환되어 처리하기에 보다 편리한 중간 주파수 신호가 생성된다. 이 중간 신호는 I.F. 밴드패스 필터(17)을 사용하여 필터링되고 나서 대수 증폭기 검출 회로(18)에서 증폭되어 일시적 다중 신호 진폭의 대수에 관련된 하드리미티드(hardlimited) 신호와 일시적 RSSI(Radio Signal Strength Indication)가 생성된다. 이 하드리미티드 출력 신호는 미국 특허 제 5,148,373호에 따른 다이렉트 위상 디지탈화를 대용적으로 사용할 수 있는 변환기(20)를 이용하여 일시적 다중 신호 위상에 관련된 일련의 수치 샘플들로 변환될 수 있거나, 고조파를 제거하기 위한 필터(19)의 로우 패스 필터링후 현재 비교적 일정한 진폭의 사인파 신호가 직교 샘플링되고 아날로그-디지탈 변환되어 디지탈 샘플 형태의 위상 관련 신호들 SIN(Φ)과 COS(Φ)을 생성할 수 있다. 그 반면에, RSSI 신호는 아날로그-디지탈 변환기(21)을 이용하여 디지탈화되고 로그진폭(logamplitude)과 위상 관련 신호들이 디지탈 채널 프로세서에 인가된다. 위상 관련 신호들과 진폭 관련 신호들을 디지탈화함으로써 임의의 신호를 디지탈화하는 기술은 미국 특허 제 5,048,059호에 개시되어 있으며 이하에서 참조된다. 로그폴라(logpolar) 기술은 AGC(Automatic Gain Control) 신호의 궤환을 이용하여 증폭기 이득을 설정하기 위하여 레벨을 예측하지 않고도, 임의의 일시적 진폭 신호들이 일정한 퍼센트의 정확도를 가진 디지탈 형태로 확실하게 변환되도록 구체적으로 설계된다. 따라서, 종래 기술의 로그폴라 기술은 궤환 신호 사용의 극대화에 중점을 둔 본 발명에 비해, 신호 수신 시스템의 배타적 피드포워드(feedforward) 구조를 이용하도록 구체적으로 설계된다.

종래 기술에 있어서, 디지탈 채널 프로세서(22)는 상이한 변조를 가지는 서로 다른 채널 주파수 상에서 신호들을 분리하기 위하여 복합 수신 신호를 분석하는 일을 한다. 이들 분리 신호들 간의 레벨 불일치는 도 1에 도시된 종래 기술에 따른 다중 채널 수신기를 생산하는데 있어서 주요한 기술적인 난제 중의 하나이다. 아날로그-디지탈 변환 기술은 나타낼 수 있는 최소 신호가 사용된 최하위 비트 수에 따라 좌우되는 동안 나타낼 수 있는 최대 신호의 동적 범위를 제한하는 한정된 정확도를 가진다. 큰 신호와 작은 신호 둘다 안테나에 동시 존재하는 경우, 큰 신호는 비트 사용의 정확도를 제어할 것이지만 작은 신호는 최하위 비트를 가끔씩 변경할 수 있다. 이 한정된 정확도 또한 잡음을 양자화하는 현상을 유발할 수 있는데, 이 잡음의 양자화는 수용되어야 할 수치 정확도와 최대 신호에 의해 결정될 것이고, 신호 레벨 불일치가 너무 크거나 정확도가 불충분한 경우 위크(weak) 신호를 추출할 수도 있다.

또한, 디지탈 채널 프로세서(22)는 인접한 주파수 채널을 점유할 수도 있는 작은 신호와 큰 신호간의 적절한 구별을 제공한다. 이러한 소위 인접한 채널 선택도는 프로세서(22)가 수치 계산하는 다중 채널 밴드패스 필터링 동작의 복합 기능이다. 대개, 합성물인 다중 주파수 신호를 그 구성물인 단일 주파수 신호로 분리하는 다중 채널 필터는 푸리에 변환(FFT)을 수행한다. 이를 위하여 계산에 효율적이라고 공지된 고속 푸리에 변환 알고리즘을 사용하는 것이 가능하다. FFT 알고리즘은 주파수 분해능에 걸쳐서 적어도 하나의 시간 간격에 대응되는 샘플들의 블럭에 대해 동작한다. 그러나, 최소 길이의 블럭들을 변형하는 것은 종래 기술에서 양호한 인접 채널 선택도를 제공하지 못하였다. 각 개별 신호를 분리하도록 효과적으로 형성되는 선택 필터가 사용된 샘플 블럭을 가로지르는 샘플들에 인가되는 웨이팅 함수(weighting fuction)의 푸리에 변환인 주파수 선택 응답 곡선을 가지는 것이 수학적으로 나타날 수 있다. 프로세스된 블럭 길이가 신장될 때만 선택 주파수 응답 곡선이 가파른 정도의 선택도를 갖게 되어 전술된 웨이팅 함수가 잘려지거나 점차 감소되어 블럭의 에지쪽으로 평탄하게 제로가 되게 되는 것이 더 나타날 수 있다. 웨이팅 함수의 시간 간격이 짧아질수록, 주파수 선택도 곡선과 그 역은 가파르게 될 것이다. 따라서, FFT 알고리즘은 허용 가능한 인접 채널 선택도를 제공하기 위하여 최소 길이보다 훨씬 더 큰 블럭을 처리하도록 설계되어야 하기 때문에, 시스템 비용이 증가되게 된다.

전술된 종래 기술의 단점은 후술된 본 발명을 실시함으로써 극복된다.

<발명의 요약>

종래 기술에 따르면, 수신 시스템은 안테나로 신호들을 수신하고, 필터링하며, 이들을 증폭 혹은 변환하여 이 신호들을 디지탈 논리 회로들을 이용하여 복조 및 디코딩하기 전에 수치화하는 것을 포함한다. 이 방법에서, 신호들은 하나의 프로세싱 단계의 결과가 다음 단계로 순방향 공급되는 것을 이용하여, 안테나로부터 최종 출력 까지 순방향으로 흐른다.

본 발명은 종래의 방법과는 다른데, 그것은 신호들이 시스템의 출력으로부터 안테나쪽으로 흐르는 신기술, 일명 "합성에 의한 분석"인 기술의 사용을 통하여 성능 및 비용 절감의 장점을 얻는다는 것이다. 합성에 의한 분석은 다중 신호들의 추정치로부터 계산된 궤환 신호가 실제 수신 신호로부터 공제되는, 예를 들면 궤환 신호를 반위상으로 발산시킴으로써 안테나에 수신된 신호들이 삭제되게 되는 다중 궤환의 형태이다. 안테나에 수신된 신호 중에서 임의의 비삭제된 성분들은 예를 들면 푸리에 분석에 의해 식별되어, 다중 신호 추정치를 갱신하는데 사용된다. 연속적으로 정정된 다중 신호 추정치들은 복조 및 디코딩과 같은 추가 프로세싱용으로 출력된다.

본 발명은 큰 동적 범위 회로가 없이도 증폭 및 처리될 수 있는 균일 레벨(오류 신호)인 로우로 수신 신호 레벨을 감소시키는 것이 이점이다.

본 발명의 실시예에 따르면, 신호 처리 시스템 내에 부궤환을 사용하여 처리될 수 있는 신호 레벨의 범위를 향상시키는 방법이 개시된다. 우선, 궤환 신호가 입력 신호로부터 공제되어 차 신호(difference signal)를 형성한다. 이 차 신호를 분석하여 이 차 신호를 밴드폭이 감소된 다수의 구성 오류 성분들로 분해한다. 이 오류 성분들은 입력 신호의 감소된 밴드폭 성분에 해당되는 추정치를 정제하는데 사용된다. 이 추정치들은 궤환 신호들을 생성하는데 사용된다.

본 발명의 다른 실시예에 따르면, 다중 무선 신호들용 수신 시스템이 개시된다. 이 시스템은 무선 신호들을 수신하기 위한 수단을 포함한다. 차감 결합 수단은 수신 신호들에 대해 반대로 궤환 신호를 결합하여 잉여 신호를 생성한다. 신호 분석 수단은 잉여 신호를 다수의 구성 성분들로 분해한다. 신호 추정 수단은 분해된 구성 성분들을 이용하여 무선 신호들의 구성 성분들에 해당하는 추정치를 정제한다. 최종적으로, 신호 합성 수단은 이 추정치를 이용하여 궤환 신호를 생성한다.

본 발명은 셀방식 무선 전화 기지국, 육상 이동 무선국 및 통신 위성과 같은 다중 독립 신호용 무선 수신 시스템에 관한 것이다.

본 발명은 예로서만 나타난 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 보다 상세히 기술되고 첨부된 도면들에 도시될 것이다:

도 1은 종래 기술의 다중 신호 수신기를 나타낸다;

도 2는 본 발명에 따른 합성에 의한 분석 수신기의 일반적인 블럭도를 나타낸다;

도 3a 내지 도 3c는 본 발명의 실시예에 따라 합성 신호와 수신 신호를 결합하여 오류 신호를 형성하는 대체 수단을 나타낸다;

도 4는 본 발명의 실시예에 따른 오류 분석부를 나타낸다;

도 5는 본 발명의 실시예에 따른 신호 합성부를 나타낸다;

도 6은 본 발명의 실시예에 따른 디지탈-아날로그 변환 방법을 나타낸다.

도 2를 참조하여, 본 발명의 기본 원리가 설명될 것이다. 도 2는 차감 결합 디바이스(30)로 다중 수신 신호들이 수신되는 것을 나타낸다. 이 결합 디바이스(30)은 신호 합성기(34)에 의해 생성된 다중 신호 파형을 수신 신호들로부터 공제하여 다중 신호 오류 분석기(31)에 의해 분석되는 잉여 오류 신호를 남겨둔다. 예를 들면, 무선 스펙트럼에서 30MHz가 예를 들면 1000으로 분할된, 30KHz 와이드 채널인 경우, 상이한 송신기로부터의 신호는 각 채널에 수신될 수 있다. 각 신호는 각 채널의 중앙에 적당한 정도의 정확도로 위치될 수 있다고 가정되지만, 그 스펙트럼이 확산되어 할당된 30KHz 채널 전체를 진폭 변조, 위상각 변조, 또는 이들 둘의 조합에 의해 점유될 수도 있다. 예를 들면, 변조는 미국 앰프 셀방식 표준에 따른 아날로그 음성 신호에 의한 주파수 변조, 또는 미국 디지탈 셀방식 표준 IS-54에 따른 위상 및 진폭 둘다 변화하는 Pi/4-DQPSK 변조를 포함할 수 있다. 그러나, 이들 모든 경우에 있어서, 변조는 수신 시스템의 전체 30MHz 밴드폭에 비해 상대적으로 느린 속도로 각 내로우밴드인 30 KHz 와이드 신호의 변경에 영향을 미친다. 따라서, 필요한 각 신호의 위상 및 진폭 추정치는 주로 매 30μS 마다 갱신되는데, 이는 변조 변경에 보조를 맞추기 위한 것이다. 그러나, 본 발명은 정확한 추적을 하기 위하여 최소 보다는 큰 속도로 추정치를 갱신하는 것을 포함한다.

각 신호의 위상 및 진폭의 현재 추정치는 메모리(33)에 보유된다. 이 신호 추정치가 극성(polar) 형태(진폭 및 위상), 전술된 로그폴라 형태(로그진폭 및 위상), 데카르트(cartesian) 좌표 X, Y 또는 I+jQ 형태 또는 일부 다른 복소수로 보유되는지의 여부에 대한 표현은 설계 선택 사항이다. 따라서, 모든 채널 주파수에 대응되는 메모리(33)내에는 복소수 메모리 위치가 있다. 또한, 저장된 복소수의 추정된 시간 미분 계수, 예를 들면 (dI/dt, dQ/dt); (dA/dt, dPHI/dt) 또는 이들의 조합과 더 높은 차수(order)의 미분 계수를 저장 및 갱신하는 장점이 있을 수 있다.

다중 신호 오류 분석기(31)는 차감 결합 디바이스(30)로부터의 잉여 신호를 매 채널 주파수 마다 오류 주파수 성분들로 분해하고 각 주파수 성분을 그 복합부, 예를 들면 실수부 및 허수부 또는 진폭 및 위상 관련부로 순환시킨다. 이 기능은 일부 분석창에 걸쳐서 현재 오류 신호를 구성하는데 필요한 각 채널 주파수 상에 집중된 코사인파 및 사인파의 양을 추정하는 FFT 동작에 의해 수행될 수 있다. 이 최소 분석 창 시간 간격은 채널 간격, 즉 대략 33μS이다. 전술된 종래 기술의 단점은 전술된 최소 길이 창을 사용하여 푸리에 해석을 행하는 것이 상이한 레벨의 인접 주파수 채널의 신호들 간에 적절한 구별을 제공하지 못했다는 것이다. 그러나, 본 발명의 주 원리에 따르면, 푸리에 해석은 상이한 레벨의 수신 신호에는 적용되지 않지만 잉여 오류 신호에는 적용되어 상이한 레벨의 신호들이 차감 결합 디바이스(30)에서 제거되거나 현저하게 억제된다. 따라서, 훨씬 간단하면서도 창이 없는 FFT가 다중 신호 오류 분석기(31)용으로 사용될 수 있다.

메모리(33)에 보유된 다중 신호 추정치들은 오류 분석기(31)에 의해 제공된 잉여 오류 신호의 분석을 이용하는 정정 디바이스(32)에 의해 갱신된다. 이 분석된 오류값들은 각 신호 주파수에서 얼마나 많은 실수 및 허수 성분이 조절되어야 하는지를 가리키는데, 이는 잉여 신호의 전체 에너지를 감소시키기 위한 것이다. 신호의 실수 및 허수 성분들 둘다를 조절하여 데카르트 제어 루프로서 알려진 것을 형성한다. 한편, 신호들의 위상 및 진폭의 추정치들이 조절되는 경우는 극성 루프로서 알려져 있다. 따라서, 본 발명은 제1 실시예에서는 복수의 데카르트 제어 루프들, 수신된 밴드의 각 구성 주파수 채널 성분에 대한 것을 포함하고, 또는 다른 실시예에 있어서는 복수의 극성 루프들을 포함할 수 있다.

대용적으로, 모든 오류들을 최소화하는 것 대신에, 주파수 채널들을 가로지르는 최대 오류 또는 오류들을 최소화하는데 집중되는 방법이 취해질 수 있는데, 이들 중 일부는 이미 잡음 레벨이 되어 있을 수도 있다. 이들 다양한 방법들 모두는 본 발명의 범위 및 기술적 사상 내에 포함된다.

메모리(33) 내의 정정된 신호 추정치는 가까운 과거와 장래에 유효하게 되는 모든 채널 내의 신호들에 대한 최적의 근사치를 유추하는 데 이용하는 다중 신호 합성기(34)에 적용 가능하다. 이 근사치는 상호 채널 밴드폭의 단편과 동일한 일부 장래 시점에 정확하게 될 것이지만, 그 상응하는 시간이 상호 채널 밴드폭과 동일하게 된 후에는 부정확하게 될 것이다. 따라서, 본 발명은 새로운 오류 분석을 행하고 다수의 30KHz의 채널 간격, 예를 들면 120KHz 또는 240KHz 이상인 속도로 신호 추정치를 갱신하는 것을 포함한다. 물론 시간 미분 계수의 사용은 미분 계수가 사용되지 않을 경우 보다 더 큰 정확도로 갱신하는 것 사이에서 신호 합성기(34)를 자유롭게 할 수 있다.

신호 합성기(34)는 각 신호의 실수 및 허수부의 각 추정치를 적용하여 각 채널 주파수 상에 집중된 해당 코사인 및 사인파의 진폭, 차감 결합 디바이스(30)에 공급되는 복합 파형을 형성하는 모든 가중된 코사인 및 사인 파들의 합계를 결정한다. 또한, 신호 합성기는 고속 산술 논리 회로를 수치적으로 이용하여 수행된 반전 FFT 동작을 수행할 수 있다. 대용적으로, 임의의 세밀한 시간 간격 상의 신호 샘플들을 계산하여 연속된 신호에 대한 보다 나은 근사치를 제공할 수 있는 개별 푸리에 변환 동작을 포함할 수 있다.

전술된 발명은 입력 신호와 궤환 신호 간의 오류를 증폭하는 증폭 수단만을 필요로 하는 것을 통하여 신호 증폭 수단 내의 왜곡을 감소시키는 부궤환의 형태이다. 그러나, 종래의 부궤환 증폭기는 다중 신호 수신기를 구성하는데 거의 문제점이 없었으며 광대역, 고이득 궤환 시스템은 루프 전체의 지연으로 인해 안정된 동작을 지속할 수 없었다. 따라서, 본 발명이 처리될 신호 밴프폭의 작은 조각을 각기 다루는 다중 궤환 루프를 포함하는 서브 밴드 궤환 시스템으로 기술되어 루프 지연은 상호간의 내로우 채널 밴드폭에 관련해서는 중요하지만 전체 30MHz 밴드폭에 관련해서는 중요치 않다.

도 3a 내지 도 3c는 본 발명에서 사용될 수 있는 차감 결합 디바이스(30)의 3개의 대용 실시예를 나타내지만, 이들은 가능한 수단에 대한 전체 리스트를 나타낸 것은 아니다. 도 3a는 안테나(40)에 의해 신호들을 수신하고 이 안테나(40) 근방에 있는 보조 안테나(41)을 이용하여 신호들을 재복사하여 안테나(40)가 수신된 신호들과 상반하여 복사된 신호를 수신함으로써 오류 분석기(31)에 의해 처리되는 오류 신호를 형성하는 것을 나타낸다. 따라서, 차감 결합 디바이스(30)는 도 3a의 메인 수신 안테나(40)와 보조 재복사 안테나(41)의 결합을 포함할 수 있다.

도 3b는 안테나(10)와 밴드 필터(11)를 통하여 신호들을 수신하고 나서, 결합 디바이스(30)인 방향성 커플러를 이용하여 신호 합성기(34)의 출력과 필터된 신호를 결합시키는 것을 나타낸다. 이 방향성 커플러는 필터된 수신 신호에 전압 가중치 인수 를 곱한값과 k 만큼 가중된 합성 신호와의 결합을 형성한다. 값 k를 작은값, 예를 들면 1/30(-30dB 커플러)가 되도록 선택하여 하이레벨의 합성 신호가 저레벨의 비증폭된 수신 신호로 감쇄되게 하고 인수 가 1에 매우 가깝게 되도록 함으로써 수신 신호가 거의 감쇄되지 않는다는 것을 나타낸다. 많은 형태의 방향성 및 비방향성(예를 들면 저항성) 결합 수단은 도 3a의 방사성 결합 수단에 비하여, 도 3b에 기술된 일반적인 용어 "도전성 결합 수단"에 포함될 수 있다.

최종적으로, 도 3c는 저잡음 증폭 트랜지스터들을 이용한 능동 결합 수단의 일 형태를 도시한다. 신호들은 안테나(10)에 수신되고, 이 신호는 밴드 필터(11)에서 필터링된다. 이 신호들은 본 예에서 하나의 전계 효과 트랜지스터를 포함하는 저잡음 증폭기(12)에 인가된다. 트랜지스터(12)는 게이트 입력 상의 단일 전압을 트랜지스터(12)의 드레인 단자에서의 비례 전압으로 변형한다. 또한, 합성기(34)의 출력 전압도 유사 FET(50)를 이용하여 전류로 변환되고, 이 출력 전류는 드레인 단자를 평행하게 배치함으로써 트랜지스터(12)로부터의 전류와 결합된다. 이 합성 전류를 수신된 신호 전류와 대비하여 오류 분석기(31)에 의해 분석된 잉여 오류 전류가 주어질 수 있는데, 이 오류 분석기(31)는 도 1의 종래 기술에 나타난 것들과 유사한 필터(13), 증폭기(14) 및 하향 변환기(16) 내에 필터링, 증폭 및 하향 변환을 더 포함할 수 있다.

도 1의 종래 기술의 배열은 사실상 오류 분석기(31)로서 사용될 수 있지만, 강한 신호들을 억제하는 본 발명에 의해 대체 가능한다. 도 4는 동적 범위 제한으로 인한 종래 기술의 경우에서 충분히 동작하지 않는 발명을 실행할 때 허용되는 블럭도를 나타낸다.

증폭기들(60, 62, 64)과 필터들(61, 63)을 연속적으로 사용하여 잉여 신호를 증폭하고 필터링하여 오류 신호 레벨을 잡음 레벨에서 디지탈용 편의 신호 레벨, 예를 들면 -20dBm까지 상승시킨다. 수신 시스템의 주파수 대역의 중간점 내의 중간 주파수에서 동작하는 직교 로칼 발진기(67)로부터의 코사인 및 사인파와 최종 증폭기(64)의 출력이 직교 믹서들(65, 66) 내에서 혼합된다. 바람직하기로는, 로칼 발진기(67)는 밴드 중심 근방의 2개의 주파수 채널들 간의 중간쯤에 있는 중심 주파수를 가진다. 믹서들(65, 66)로부터의 출력 신호들 I, Q는 각기 전체 밴드폭을 제로로부터 절반까지 확장하는 밴드폭을 가지고, 이 신호들은 적어도 2배의 최대 주파수의 니이퀴스트(Nyquist) 속도, 즉 채널 밴드폭과 적어도 동일한 샘플링 속도로 샘플링되며, 아날로그-디지탈 변환기들(68, 69)을 이용하여 디지탈화된다. 오류 신호가 명목상 제로임에 따라, 아날로그-디지탈 변환기들(65, 66)은 신호 레벨의 큰 변화가 없기 때문에, 제한된 분해능, 예를 들면 4 - 8 비트만을 필요로 한다. 디지탈 I, Q 값들의 스트림은 프로세싱용 복합 샘플들의 블럭들, 예를 들면 1024개의 연속 샘플들이 집중되는 FET 프로세서(70)에 공급되어 오류 신호를 분석한다.

예를 들면, 분석될 전체 신호 밴드폭이 약 30MHz이고, I, Q 샘플링 속도는 30.72MHz이며, 1024개의 샘플 블럭들이 분석된다고 가정한다. 이 분석 결과들은 복합 신호의 각 30KHz 밴드폭 세그먼트(즉, 주파수 채널)의 오류 신호 에너지를 나타낸다. 이러한 분석은 연속적인 블럭들이 중첩되지 않는다면 매 33.333uS마다 이루어진다. 그러나, 연속적인 블럭들 또는 1024개의 샘플들을 중첩시키는 것으로 인해 오류 분석을 보다 자주 행할 수 있도록 갱신될 수 있는데, 이것이 그 장점이다. 1024개의 포인트 FFT 기계의 풀 병렬 디지탈 논리 구조는 I, Q 데이타 비트를 최하위 비트로부터 순차적으로 입력에 인가하는 시점에서 1024개의 포인트 분석을 수행하도록 구현될 수 있기 때문에, 매 32개의 샘플들 마다 분석을 중복하는 것에는 실제로 제한이 없으며, 이로 인해 매 1μS 간격마다 오류 분석을 얻는다.

오류 분석은 I-오류와 Q-오류의 1024개의 주파수 빈(bin)들 각각에 대하여 행해진다. 오류들은 각 빈에 대하여, 이전 I 및 Q 값들이 증가 또는 감소되는 속도를 결정하는 I-유도물 및 Q-유도물을 업데이트함으로써 정정되는 것이 바람직한다. 이는 각 I, Q 값을 정정하기 위한 제 2차 명령 궤환을 형성하지만, 제 1차 궤환 시스템은 유도물들 없이도 이루어질 수 있고 또는 더 높은 차수의 궤환 제어 시스템은 제2차 또는 더 높은 차수의 유도물을 이용하여 고안될 수 있다.

도 5는 I, Q 신호 추정치의 1차 제어를 이용한 신호 합성기를 도시하고 있다. 분석된 오류들이 DFT 기계(90)에 디지탈 값 dIi, dQi으로서 입력되는 조건에서 이전 I, Q 값과 함께 I 및 Q 가산기(82, 83)에 인가되어, 메모리 레지스터들(80, 81)의 저장된 값들 Ii, Qi를 증가 또는 감소시킨다. 이 정정된 값들 Ii, Qi는 내장 테이블 또는 메모리(도시되지 않음)로부터 각기 선택된 코사인 파형 및 사인 파형의 디지탈 샘플들을 곱하는 곱셈기(78, 79)에 인가된다. 모든 I-곱셈기(78)로부터 곱해진 값들은 I-가산기(76)에서 가산되고 Q-값들은 디지탈-아날로그 변환기(74, 75)에서 디지탈-아날로그 변환을 행하기 전에 가산기(77)에서 가산된다. 이 디지탈-아날로그 변환기들은 합성 신호, 즉 복합 수신 신호의 예측 가능한 풀 동적 범위를 가져야만 하지만, 높은 동적 범위의 디지탈-아날로그 변환기들을 구성한다는 것은 높은 동적 범위의 아날로그 디지날 변환기들을 구성하는 것에 비해 용이하다. 본 발명에서 이용하기에 적합한 향상된 성능을 지닌 디지탈-아날로그 변환기들을 구성하는데 적용도리 수 있는 일부 진보적인 기술들은 도 6을 참조하여 이하에 기술될 것이다.

그리고 나서, 디지탈-아날로그 변환된 복합 I, Q 신호들은 동일 로칼 발진기(67)로부터 유도되어 하향 변환용으로서 사용되는 직교 로칼 발진기 신호와 함께 직교 발진기들(71, 72)에 인가된다. 변조기 출력 신호들의 합계는 변조기들(71, 72)로부터의 전류원 출력들의 병렬 접속만으로 구성될 수 있는 가산기(73)를 형성한다. 이 변조 신호는 하이 레벨, 예를 들면 -10dBm에서 생성되기 때문에, 레벨들이 일치되도록 수신 신호들과의 차감 결합위하여 감쇠되어야만 한다. 이는 감쇠기(84)를 이용하고 결합 소자(30)의 결합 계수를 선택함으로써 달성된다. 전체적인 감소는 신호 합성 프로세스에 의해 생성된 잡음, 예를 들면 디지탈-아날로그 변환기(74, 75)의 양자화 잡음을 감쇠시킨다.

곱셈기들(78, 79)의 각 코사인 또는 사인값 만큼 곱해진 I 또는 Q 값 Ii, Qi는 선택 가산기(95)에 결합된다. 이 선택 가산기(95)는 가산될 3개의 크기 그룹으로 카테고리화된 유사 크기값을 선택한다. 값의 크기 카테고리는 비제로 비트의 유효치, 즉 2의 보수 기수법에 의해 결정되는데, 제1 비트는 더 높은 유효치 비트에 대향 극성인 내림차의 비트 유효치에 조우된다. 선택 가산기(95)는 1024개의 곱셈값 각각을 순차적으로 검색하고 그 크기에 따라 3개의 누산기들 중 한 누산기에서 각기 덧셈을 행한다. 예를 들면, 모든 곱셈 I 값이 8 비트 길이라고 가정하면, 6 비트 이상의 비제로 유효치를 가지는 것들은 제1 누산기에서 가산되고; 4 또는 5의 비제로 유효치를 가지는 것들은 제2 누산기에서 가산되며, 3 또는 그 이하의 비제로 유효치만을 가지는 것들은 제3 누산기에서 가산된다. 이 3개의 누산기들의 내용들은 12 비트의 분해능(92), 10 비트의 분해능(93) 및 8 비트의 분해능(94)의 변환기들을 각기 이용하여 디지탈-아날로그 변환된다. 이 3개의 디지탈-아날로그 변환기들의 아날로그 출력 신호는 합산기(91)에서 가산된다. 전술된 것의 다양한 변화는 본 분야의 숙련된 자라면 전술된 것을 다양하게 변화시킬 수 있는데, 이는 예를 들면 동일 번호의 비트 분해능, 예를 들면 (12)를 가진 디지탈-아날로그 변환기들을 사용하고 합산기(91)에서 가산하기 전에 출력을 스케일링함으로써 이루어진다. 이러한 변화는 또한 제1 디지탈-아날로그 변환기에는 합산될 최대 16개의 Ii 또는 Qi 값들만, 제2 디지탈-아날로그 변환기에는 합산될 크기차에서 다음 128, 및 디지탈-아날로그 변환기에 나머지만을 선택하는 것을 포함할 수 있다.

추가 변형은 개별 아날로그-디지탈 변환기들을 각기 가지는 개별 직교 변조기들에 연관되고, 적절하게 고정된 스케일 레이트의 각 아날로그 출력을 부가한다.

전술된 설명은 각기 포함하는 다수의 구성 주파수 채널과 독립 신호로 스펙트럼을 분해하는데 집중되었다. 그러나, 월시-아다마르 함수(Walsh-Hadamard function)과 같은 다른 세트의 직교 파형으로도 신호를 분해할 수 있다. 또한, 다수의 확산 코드들을 가진 관련 수신 신호들에 의해 분해되는 다이렉트 시퀀스 확산 스펙트럼 신호를 수신하기 위한 발명을 사용 가능하다. 따라서, 분석 수단(31)은 다수의 확산 스펙트럼 억세스 코드와의 관계를 포함할 수 있지만, 신호 합성기는 다수의 확산 스펙트럼 합성 코드들의 생성을 포함할 수 있다. 본 경우에서, 다중 신호 추정치 정정 수단(32)은 각 특정 코드용 복합 가중치 인수의 정정은 물론 지연 동기 루프를 이용한 상기 코드의 시간 지연의 정정을 포함할 수 있다. 대용적으로, 지연된 반사파 또는 언칼리브레이트(uncalibrated) 시스템 지연에 해당되는 각 코드의 서로 다른 시간 천이의 합성량이 저장될 수 있고 개별적으로 갱신된다.

본 발명의 특정 실시예가 기술되고 도시되었지만, 본 분야의 숙련된 자라면 변형을 할 수 있기 때문에 본 발명은 이에 국한되지 않는다는 것을 알 수 있을 것이다. 본 발명은 본 명세서에 개시 및 청구된 발명의 기술적 사상 및 범위 내에 부합하는 모든 변형들을 고려한다.

Claims (22)

1. 다중 무선 신호용 수신 시스템에 있어서:

   상기 무선 신호들을 수신하기 위한 수단;

   상기 수신 신호에 대해 반대로 궤환 신호를 결합하여 잉여 신호(residual signal)를 생성하는 차감 결합 수단;

   상기 잉여 신호를 다수의 구성 성분들로 분해하는 신호 분석 수단;

   상기 분해된 구성 성분들을 이용하여 상기 무선 신호들의 해당 구성 성분들의 추정치를 정제(refine)하는 신호 추정 수단; 및

   상기 추정치를 이용하여 상기 궤환 신호를 생성하는 신호 합성 수단

   을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
2. 제1항에 있어서, 상기 구성 성분들은 서로 다른 채널 주파수 상에서 변조된 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
3. 제1항에 있어서, 상기 구성 성분들은 서로 다른 확산 스펙트럼 코드들로 코드화된 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
4. 제1항에 있어서, 상기 구성 성분들은 서로 다른 채널 주파수들 상에서 변조되고 서로 다른 다이렉트 시퀀스 확산 코드들로 확산된 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
5. 제1항에 있어서, 상기 무선 신호들을 수신하기 위한 상기 수단은 하나의 안테나 또는 안테나 어레이를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
6. 제5항에 있어서, 상기 차감 결합 수단은 상기 수신 안테나 수단에 근접한 보조 복사 안테나를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
7. 제1항에 있어서, 상기 차감 결합 수단은 방향성 커플러(directional coupler)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
8. 제1항에 있어서, 상기 차감 결합 수단은 저잡음 증폭기 장치를 이용한 능동 결합 수단(active coupling means)을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
9. 제8항에 있어서, 상기 능동 결합 수단은 2개의 증폭기 장치의 출력들을 반대로 결합하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
10. 제1항에 있어서, 상기 신호 분석 수단은 아날로그-디지탈 변환 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
11. 제10항에 있어서, 상기 신호 분석 수단은 수치 푸리에 변환 수단(numerical Fourier Transform means)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
12. 제1항에 있어서, 상기 추정 수단은 다중 데카르트 제어 루프(multiple Cartesian control loops)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
13. 제1항에 있어서, 상기 추정 수단은 다중 극성 루프(multiple polar loops)를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
14. 제1항에 있어서, 상기 신호 합성 수단은 디지탈 논리에 의해 수행되는 수치 이산 푸리에 변환(numerical discrete Fourier Transform)을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
15. 제1항에 있어서, 상기 신호 합성 수단은 직교 변조기를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
16. 제1항에 있어서, 상기신호 합성 수단은 고속 산술 논리 회로를 이용하여 고속 푸리에 역변환 동작(inverse Fast Fourier Transform)을 수행하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
17. 제1항에 있어서, 상기 신호 분석 수단은:

    상기 잉여 신호를 편리한 레벨로 상승시키기 위한 증폭 및 필터링 수단;

    상기 증폭된 잉여 신호를 베이스밴드 I 및 Q 신호로 변환하는 직교 하향 변환 수단(quadrature downconversion means); 및

    상기 I 및 Q 신호를 대응하는 수치 샘플들의 수열들(sequence of numerical sampls)로 변환하는 2채널 아날로그-디지탈 변환 수단

    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
18. 제1항에 있어서, 상기 신호 분석 수단은 상기 잉여 신호를 복소수 수치 샘플들의 대표 수열(representative sequence of complex numerical samples)로 변환하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다중 무선 신호용 수신 시스템.
19. 신호 처리 시스템 내에 부궤환을 사용하여 처리 가능한 신호 레벨의 범위를 향상시키는 방법에 있어서:

    입력 신호에서 궤환 신호를 공제하여 차 신호를 형성하는 단계;

    상기 차 신호를 분석하여 상기 차 신호를 밴드폭이 감소된 다수의 구성 오류 성분들로 분해하는 단계;

    상기 오류 성분들을 이용하여 상기 입력 신호의 해당 감소된 밴드폭 성분들의 추정치를 정제하는 단계; 및

    상기 추정치를 이용하여 상기 궤환 신호를 생성하는 단계

    를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
20. 제19항에 있어서, 상기 구성 성분들은 서로 다른 채널 주파수 상에서 변조된 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
21. 제19항에 있어서, 상기 구성 성분들은 서로 다른 확산 스펙트럼 코드들로 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
22. 제19항에 있어서, 상기 구성 성분들은 서로 다른 채널 주파수 상에서 변조되고 서로 다른 다이렉트 시퀀스 확산 코드들로 확산된 신호들을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.