JP2000504902A - 合成による解析を使用したマルチチャネル受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 信号処理システムにネガティブ・フィードバックを採用して処理可能とされる信号レベルのレンジを改善する方法及び装置。まず、入力信号からフィードバック信号が引き算されて異なる信号を形成する。次いで、前記異なる信号が解析されて前記異なる信号を縮小帯域幅の多数の構成要素誤差成分に分解する。次いで、前記誤差成分を使用して前記入力信号の対応する縮小帯域幅構成要素の予測を改善する。次いで、前記予測を使用してフィードバック信号を発生する。

Description

【発明の詳細な説明】 合成による解析を使用したマルチチャネル受信機 開示の分野 本発明は、セルラ無線電話基地局、陸上移動無線局及び通信衛星のように、多 数の独立した信号に対する無線受信システムに関する。 開示の背景 マルチチャネル受信システムのごく通常の形式は、受信するために１受信機チ ェーン／周波数チャネルを使用する。従来技術は、いくつかの受信機処理チェー ン間で共有する複数の構成要素の例を含み、特に、共有された１アンテナが多数 の受信信号の和を増幅し、次いで増幅した結果を別個的な受信チェーン間に分配 する、共有された1広帯域低雑音アンテナ分布増幅器と共に、使用可能にされる 。１共同アンテナから共同建物内の複数世帯にＴＶ信号を分配することは、この 技術の１例である。 更に、従来技術は、多数の送信機から、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）により同 期して逐次的に受信される信号、又は符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）の場合に同 時的に重なり合って、交互的に受信される信号を処理する単一の受信機チェーン を含む。前者に対する後者の欠点は、互いに過度に干渉するのを避けるために信 号が多かれ少なかれ同一強度で受信される必要があるということである。後者の 欠点は、弱い信号を処理しようとする前に、まず強力な信号を復調し、次いで引 き算をする米国特許第５，１５１，９１９号において開示された減算復調の技術 を使用することにより、克服される。 公知の技術による真の多重信号受信機を図１に示す。多重信号はアンテナ１０ で受信されて、所望の周波数帯域にある帯域通過フィルタ１１により処理される 。次いで、これらの信号は低雑音増幅器１２により増幅され、更にフィルタ１３ においてイメージ周波数信号を除去するようにろ波される。ろ波された信号はダ ウンコンバータ１６においてミキサ１５により局部発振器１４からの信号と混合 されてダウンコンバージョンされてその後の処理に、より都合のよい中間周波数 信 号を発生する。この中間信号は、ＩＦ帯域通過フィルタ１７を使用して更にろ波 され、次いで対数増幅器−検出器回路１８において増幅されてハード制限信号と 、瞬時的な多重信号振幅の対数に関連した瞬時的な無線信号強度表示（ＲＳＳＩ ＝Ｒａｄｉｏ Ｓｉｇｎａｌ Ｓｔｒｅｎｇｔｈ Ｉｎｄｉｃａｔｉｏｎ）とを 発生させる。ハード制限出力信号は、代替的には米国特許第５，１４８，３７３ 号による直接位相ディジタル化を採用することもできるコンバータ２０を使用し て、瞬時多重信号位相に関連した数値サンプルのストリームに変換されてもよく 、又はフィルタ１９における低域通過フィルタ処理して高調波を除去した後に、 比較的に一定した振幅の正弦波信号を直交サンプリングし、かつアナログ・ディ ジタル変換してディジタル・サンプリング形式により位相関連信号ＳＩＮ（Φ） 及びＣＯＳ（Φ）を発生させてもよい。一方、ＲＳＳＩ信号はアナログ・ディジ タル変換器２１を使用してディジタル化され、対数振幅及び位相関連信号がディ ジタル・チャネル化プロセッサに供給される。任意の信号を位相関連の信号及び 振幅関連の信号によりディジタル化する技術は、米国特許第５，０４８，０５９ 号において説明されており、ここでは引用により関連される。対数極技術は、自 動ゲイン制御信号Ａ（ＡＧＣ）のフィードバックを使用して増幅器のゲインを設 定するために、これらのレベルを予測することを必要とすることなく、瞬時的な 任意振幅の信号を一定割合の精度によりディジタル形式に忠実に変換できるよう に特に設計される。従って、従来技術の対数極技術は、フィードバック信号の利 用を最大化することを求める本発明に対し、特に、信号受信システム用の排他的 フィードフォワード・アーキテクチャを容易にすると考えられている。 従来技術において、ディジタル・チャネル化プロセッサ２２は、異なる変調を 有する異なるチャネル周波数上で複数の信号を分離するために複合受信信号を解 析するタスクを有する。これら分離信号間のレベル不一致は、図１に示す従来技 術によるマルチチャネル受信システムを製作する際の主要な技術難問のうちの一 つである。アナログ・ディジタル変換技術は、表し得る最大信号のダイナミック ・レンジを制限する一方、表し得る最小信号が使用される最下位ビットの数に依 存した有限精度を有する。アンテナに大信号及び小信号の両者が同時に存在する ときは、大信号は精度のビット使用を支配することになる一方、小信号は最下位 ビットを時々変化させることがあるだけである。更に、有限な精度は量子化雑音 の現象も発生させ、また量子化雑音は数値精度及び適応されるべき最大信号によ り決定され、かつ信号レベルのばらつきが多き過ぎる又は精度が不適当なときは 、弱い信号をかき消してしまう恐れがある。 ディジタル・チャネル化プロセッサ２２は、更に、隣接する周波数チャネルを 占有しているかも知れない小信号から大信号を適切に弁別をする必要がある。い わゆるこの調整チャネル選択性は、プロセッサ２２が数値的に実行するマルチチ ャネル帯域通過フィルタ処理の複雑さの関数である。原則として、複合マルチ周 波数信号をその構成要素である複数の単一周波数信号に分離するマルチチャネル ・フィルタは、フーリェ変換（ＦＦＴ）を実行する。このためには周知の計算効 率の良い高速フーリェ変換を採用することができる。ＦＦＴアルゴリズムは、必 要とされる周波数分解能による少なくとも一つの時間間隔に対応した複数ブロッ クのサンプル上で動作する。しかしながら、従来技術によるこの最小長の複数ブ ロックの変換は良好な隣接チャネル選択性を提供するものではない。別個的な各 信号を分離するために効果的に形成された選択フィルタは、使用するサンプル・ ブロックにわたるサンプルに適用される重み付け関数のフーリェ変換そのもので ある周波数選択応答曲線を有する、ということが数学的に示すことができる。更 に、この選択周波数応答曲線は、前記重み付け関数が滑らかな形式でブロックの 縁方向に向かって０に近付けるように、即ち減少できるように処理するブロック 長が伸延しているときにのみ、鋭い選択度が得られることを示すことができる。 重み付け関数の時間間隔が長ければ、それだけ周波数選択曲線が鋭敏になり、ま たその逆も同様となる。従って、ＦＦＴアルゴリズムは、受け入れ可能な隣接チ ャネル選択性を得るために、最小長よりかなり長いブロックを処理するように設 計される必要があって、システムのコストを増加させている。 従来技術の以上の欠点は、ここに説明する本発明を実施することにより克服さ れる。 開示の概要 通常の考えによれば、受信システムは、アンテナで信号を受信し、これらをろ 波し、増幅すると共に、ディジタル論理回路を使用してこれらを復調して復号化 する前に、多分、数値形式に変換することを備えている。この取り組み方では、 信号が順方向にアンテナから最終出力へ流れ、第１処理段階の結果は順方向に次 段に供給される。 本発明は、信号がシステムの出力からアンテナに向かって流れる新しい技術の 使用によりパフォーマンス及びコスト効果を得るために、通常の取り組み方と異 なるものであって、この技術は「合成による解析（ａｎａｌｙｓｉｓ ｂｙ ｓ ｙｎｔｈｅｓｉｓ）」と呼ばれる。合成による解析は、アンテナで受信される信 号を打ち消すように、実際に受信した信号から、多重信号の予測から計算したフ ィードバック信号を例えば逆相により放射することによって引き算をする多重フ ィードバックの１形式である。次いで、アンテナで受信された信号のうちの打ち 消されなかった構成要素は、例えばフーリェ解析により識別されて、多重信号予 測を更新するために使用される。次いで、連続的に補正された多重信号予測は、 復調及び復号化のような更なる処理のために出力される。 本発明は、受信信号レベルを均一な低レベル（誤差信号）に圧縮させ、これを 高いダイナミック・レンジ回路を必要とすることなく、増幅し、かつ処理するこ とができる効果を得る。 本発明の一実施例によれば、信号処理システムにおいてネガティブ・フィード バックを採用して処理可能とされる信号レベルのレンジを改善する方法が開示さ れる。第１に、入力信号からフィードバック信号を引き算して異なる信号を形成 する。次に、前記異なる信号を解析して減少した帯域幅の連続的な多数の構成要 素誤差成分に分解する。次に、前記誤差成分を使用して入力信号の対応する圧縮 した帯域幅構成要素の予測を改善する。次に、前記予測を使用してフィードバッ ク信号を発生する。 本発明の他の実施例によれば、多重無線信号用の受信システムが開示される。 前記システムは前記無線信号を受信する手段を備えている。減算結合手段はフィ ードバック信号を逆に前記受信信号に結合して残留信号を発生する。信号解析手 段が前記残留信号を多数の構成要素成分に分解する。信号予測手段が分解した構 成要素成分を使用して前記無線信号の対応する構成要素成分の予測を改善する。 最後に、信号合成手段が前記予測を使用して前記フィードバック信号を発生する 。 図面の簡単な説明 ここで、例としてのみ与えられ、添付する図面に示された本発明の好ましい実 施例を参照して、本発明を詳細に説明する。 図１は従来技術の多重信号受信機を示す。 図２は本発明による、合成による解析受信機の概要ブロック図を示す。 図３（ａ）〜図３（ｃ）は本発明の一実施例により合成信号を受信信号と結合 して誤差信号を形成する手段を示す。 図４は本発明の一実施例による誤差解析部を示す。 図５は本発明の一実施例による信号合成部を示す。 図６は本発明の一実施例による改良ディジタル・アナログ変換器を示す。 詳細な説明 図２を参照して、本発明の基本的な原理を説明する。図２は減算結合装置３０ における多重無線信号の受信を示す。減算結合装置３０は、受信信号から信号シ ンセサイザ３４により発生した多重信号波形を引き算して多重信号誤差アナライ ザ３１により解析される残留誤差信号を残す。例えば、無線スペクトルのどこか の３０ＭＨｚ帯域幅が例えば３０ＫＨｚ幅の１０００チャネルに分割されるとき は、異なる送信機からの信号を各チャネルにおいて潜在的に受信できる。各信号 は各チャネルの中心に妥当とする精度により配置されるものと仮定しているが、 しかしそのスペクトルは、振幅変調、位相角変調又は両者の組合わせにより、そ れに割り当てられた３０ＫＨｚチャネルの全体を占めるように展開されてもよい 。例えば、変調は、米国ＡＭＰＳセルラ基準によるアナログ速度信号による周波 数変調、又は米国ディジタル・セルラ基準ＩＳ−５４により位相及び振幅の両方 が変化するＰｉ／４ＤＱＰＳＫ変調を含むものでもよい。しかしながら、これら の場合の全てにおいて、変調は、受信システムの３０ＭＨｚ帯域幅全体に比較し て相対的に低い速度で各狭帯域３０ＫＨｚ幅の信号における変化に影響する。従 って、各信号の位相及び振幅予測は、変調の変化に追従するために原則として約 ３０μｓ毎に更新される必要がある。しかしながら、本発明は、正確なトラッキ ングを得るために最小速度より大きな速度で予測を更新することを備えている。 各信号の位相及び振幅の現在予測は、メモリ３３に保持される。信号予測が局 形式（振幅及び位相）、前述の対数局形式（対数振幅及び位相）、前述の対数形 式（対数振幅及び位相）、デカルトＸ、Ｙ又はＩ＋ｊＱ形式、又は何らかの他の 複素数表示により保持されようとなかろうと、設計選択の問題である。従って、 あらゆるチャネル周波数に対応したメモリ３３における複素数メモリ位置が存在 する。更に、記憶された複素数の予測時間導関数、例えば（ｄＩ／ｄｔ、ｄＱ／ ｄｔ）、（ｄＡ／ｄｔ、ｄＰＨＩ／ｄｔ）、又はこれらの導関数とこれらの高次 導関数との任意の組み合わせを記憶し、かつ予測することが好都合と思われる。 多重信号誤差アナライザ３１は減算結合装置３０からあらゆるチャネル周波数 における誤差周波数成分に分解され、かつ各周波数成分をその複素部に、例えば 実数及び虚数部、又は振幅部及び位相部に分解する。この関数はＦＦＴ処理によ り実行可能とされ、このＦＦＴ処理は必要とされるチャネル周波数のそれぞれを 中心とする余弦波及び正弦波の量を予測して何らかの解析窓における現在の誤差 信号を構成する。最小解析窓の時間間隔は、チャネル間隔と相反であり、即ち約 ３３μｓである。以上で説明した従来技術の欠点は、この最小長の窓を使用して フーリェ解析を実行しても隣接周波数チャネルにおける本質的に異なったレベル の信号間を適切に弁別することはなかった。しかしながら、本発明の主たる原理 によれば、フーリェ解析は、本質的に異なったレベルの信号が減算結合装置３０ において除去されてしまった、又はかなり抑圧されてしまっている残留誤差信号 を除き、本質的に異なったレベルの受信信号には適用されない。従って、多重信 号誤差アナライザ３１に対して窓化されていないかなり簡単なＦＦＴが使用され てもよい。 メモリ３３に保持されている多重信号予測は、多重信号誤差アナライザ３１に よって供給される残留誤差信号の解析を使用して、補正装置３２により更新され る。解析された誤差値は、残留信号の総エネルギを減少させるために、各信号周 波数における実数成分及び虚数成分をどの程度調整する必要があるのかを表して いる。信号の実数成分及び虚数成分の両方を調整すると、デカルト制御ループと して知られているものが形成される。他方、信号の位相及び振幅の予測が調整さ れるのであれば、これは極ループとして知られている。従って、一実施例におい て、本発明は、受信帯域の各構成要素周波数チャネル成分に対して一つとする多 数のデカルト制御ループを備えることができる、又は他の実施例においては多数 の極ループを備えることができる。 代って、複数の周波数チャネルにわたる最大の誤差又は複数の誤差を最小化す ることに、取り組み方を集中するようにしてもよく、全ての誤差を最小化させる ことに努力する代わりに、そのうちのいくつかがすでに雑音レベルであってもよ い。これら種々の取り組み方は、全て全般的な本発明の範囲及び精神内に含まれ ると考えられる。 メモリ３３内の補正された信号予測は、多信号シンセサイザ３４に利用可能に されており、信号シセサイザ３４はこれらの信号予測を使用して過ぎたばかりの 過去及びごく近い将来で有効なあらゆるチャネルの信号に対して最良の近似を構 築する。この近似は逆方向チャネルの帯域幅の一部に等しいある将来時間に対し て正確となるが、しかしチャネル帯域幅の逆数に等しい同等時間後は不正確にな りがちである。従って、本発明は、新しい誤差解析を作成すること、及び例えば １２０ＫＨｚ又は２４０ＫＨｚ又はそれより上で３０ＫＨｚのチャネル間隔の倍 数となる速度で信号予測に対して更新を実行することを備えている。勿論、時間 導関数の使用することは、この導関数が使用されなかったときよりもかなりの正 確さをもって、更新間における信号シンセサイザ３４のフリーホイール動作に役 立つ。 信号シンセサイザ３４は各信号の実数部及び虚数部の各予測を適用してそれぞ れのチャネル周波数上で中心となる対応の余弦波及び正弦波の振幅を判断し、そ のときの重み付け余弦波及び正弦波の総和が複合波形を形成し、これが減算結合 装置３０に供給される。更に、信号シンセサイザは、高速算術論理回路を使用し て数値的に実行される逆ＦＦＴ処理を実行することができる。代わって、これは 、連続信号に対してより良い近似が得られるように任意の細かい時間格子上で信 号サンプルを計算することができる離散フーリェ変換処理を備えてもよい。 以上説明した本発明は、信号増幅手段における歪みを減少させるようにネガテ ィブ・フィードバックの形式であって、入力信号とフィードバック信号との間の 誤差を単に増幅するだけの前記信号増幅手段を必要とする。しかしながら、通常 のネガティブ・フィードバック増幅器は、多信号受信機を構築することの問題に 殆ど寄与せず、かつ超広帯域、高ゲイン・フィードバック・システムはループを 回る遅延のために安定な動作を維持することが困難となる。従って、本発明は、 サブバンド・フィードバック・システム（Ｓｕｂ−Ｂａｎｄ Ｆｅｅｄｂａｃｋ ｓｙｓｔｅｍ）と説明されてもよく、このシステムは、ループ遅延が狭いチャ ネル帯域幅の逆数に関して重要となるだけであって、３０ＭＨｚ帯域幅の全体に 関しては重要でなくなるように、それぞれが処理すべき信号帯域幅の小部分を取 り扱う多重フィードバック・ループを備えている。 図３（ａ）〜（ｃ）は本発明において使用可能とされる減算結合装置３０の他 の３実施例を示すが、しかしこれらは可能な手段の網羅的なリストを表すもので はない。図３ａは、アンテナ４０により信号を受信すること、及びアンテナ４０ が受信信号と逆に放射信号を受信するように、アンテナ４０に接近した補助アン テナ４１を使用して信号を再放射し、誤差アナライザ３１により処理される誤差 信号を形成することを示す。従って、減算結合装置３０は、図３（ａ）の主受信 アンテナ４０と、補助再放射アンテナ４１との組み合わせを備えることができる 。 図３（ｂ）はアンテナ１０及び帯域決定フィルタ１１を介して信号を受信し、 次いで、この場合は結合手段３０である方向性結合器を使用して、ろ波した信号 を信号シンセサイザ３４の出力と組み合わせることを示す。方向性結合器は、ろ 波した受信信号×電圧重み付け係数 と、ｋにより重み付けした合成信号との組み合わせを形成する。値ｋは、高レベ ルの合成信号が増幅されていない受信信号の低レベルに減衰されるように、かつ 係数が１に非常に近く、従って受信信号の非常に小さな減衰を表すように、小さく、 例えば１／３０（−３０ｄＢ結合器）となるように選択される。図３（ａ）の放 射結合手段に対し、図３（ｂ）を説明するために使用した一般的用語の「導電性 結合手段」により、多くの形式の方向性結合及び非方向性（例えば抵抗性）結合 手段を含めることができる。 最後に、図３（ｃ）は低雑音増幅トランジスタを使用する能動結合手段の一形 式を示す。信号はアンテナ１０により受信され、かつ帯域決定フィルタ１１にお いてろ波される。次いで、この信号は、この例の場合に、単一の電界効果トラン ジスタを備えた低雑音増幅器１２に印加される。トランジスタ１２はそのゲート 入力上の信号電圧をトランジスタ１２のドレイン端子で比例した電流に変換する 。更に、シンセサイザ３４の出力電圧も同じようなＦＥＴ５０を使用して電流に 変換され、その出力電流は、ドレイン端子を並列にすることにより、トランジス タ１２からの電流と組み合わせられる。合成した電流は受信信号の電流と逆であ って誤差アナライザ３１により解析される残留誤差電流を与え、誤差アナライザ ３１は、従来技術のために図１に示したものに類似しているフィルタ１３、増幅 器１４及びダウンコンバータ１６において、更なるろ波、増幅及びダウンコンバ ージョンを備えることができる。 図１の従来技術構成は、実際には、誤差アナライザ３１として採用され得るが 、しかし強力な信号の抑圧のために、代替が本発明により許容される。図４は、 ここで本発明を実施するときには許容されるブロック図を示しており、これは従 来技術の場合ではダイナミック・レンジ制限のために十分に機能しないと思われ ていたものである。 残留信号は、誤差信号レベルを雑音レベルからディジタル化のために都合のよ い信号レベル、例えば−２０ｄＢｍに高めるように、増幅器６０、６２、６４及 びフィルタ６１、６３を使用して連続的に増幅され、かつろ波される。最終増幅 段６４の出力は、直交ミキサ６５、６６において、受信システムの周波数帯域の 中心周波数で動作している直交局部発振器６７からの余弦波及び正弦波と混合さ れる。好ましくは、局部発振器６７は帯域の中心に近い２つの周波数チャネルの 中間でもある中心周波数を有する。ミキサ６５、６６からの出力信号Ｉ及びＱは それぞれ０から全帯域幅の１／２に及ぶ帯域幅を有し、次にこれらの信号は最大 周波数の少なくとも２倍のナイキスト速度、即ち、チャネル帯域幅に少なくとも 等しいサンプリング速度でサンプリングされ、次いでアナログ・ディジタル変換 器６８、６９を使用してディジタル化される。誤差信号は通常、ゼロなので、ア ナログ・ディジタル変換器６５、６６は信号レベルにおいて大きな変動をするこ となく十分に機能し、従って必要とするのは限定された分解能、例えば４〜８ビ ットのみである。ディジタル化されたＩ、Ｑ値のストリームはＦＦＴプロセッサ ７０に供給され、これが複数ブロックの複合サンプル、例えば１０２４連続サン プルを収集して誤差信号を解析するための処理をする。 例えば、解析されるべき全信号帯域幅が約３０ＭＨｚであると仮定すると、Ｉ 、Ｑサンプリング速度は３０．７２ＭＨｚであり、１０２４サンプル・ブロック が解析される。解析された結果は複合信号の各３０ＫＨｚ帯域幅セグメント（即 ち、周波数チャネル）における誤差信号エネルギを表している。連続ブロックが 重なり合っていなければ、このような解析は３３．３３３μＳ毎に行われる。し かしながら、重なり合っている連続ブロック又は１０２４サンプルは、誤差解析 に対する更新をより頻繁なものにするものであって、このことは効果的なことで ある。最下位ビットを最初にしてＩ、Ｑデータ・ビットを逐次的に入力に印加す るために掛かる時間内で１０２４ポイント解析を実行する、完全に並列なディジ タル・ロジック構成の１０２４ポイントのＦＦＴマシンが実現可能とされるので 、実際に３２サンプル毎に重なり合う解析には制限が存在せず、従って丁度１μ ｓ間隔にわたる誤差解析が得られる。 この誤差解析は、１０２４周波数ビンのそれぞれに対して、Ｉ誤差及びＱ誤差 からなる。これらの誤差は、好ましくは、Ｉ導関数及びＱ導関数を各ビンに関し て更新することにより、補正され、これらの導関数が前のＩ及びＱ値を増減させ るべき速度を決定している。これは、各Ｉ、Ｑ値を補正するための二次フィード バック・システムを形成するが、しかし一次フィードバック・システムは導関数 なしに作成されてもよく、又はより高次のフィードバック制御システムも二次又 は更に高い導関数を使用して構築されてもよい。 図５はＩ、Ｑ信号予測の一次制御を使用した信号シンセサイザを示す。解析誤 差はディジタル値ｄＩｉ、ｄＱｉとしてＤＦＴマシン９０に入って前のＩ、Ｑ値 と共にＩ及びＱ加算器８２、８３に印加され、メモリ・レジスタ８０、８１に記 憶された値Ｉｉ、Ｑｉを増減させる。次いで、補正された値Ｉｉ、Ｑｉは乗算器 ７８、７９に印加されて、乗算器７８、７９は、記憶されているテーブル即ちメ モリ（図示なし）からそれぞれ選択された余弦波形及び正弦波形のディジタル化 サンプルを乗算する。ディジタル・アナログ変換器７４、７５においてディジタ ル・アナログ変換される前に、全てのＩ乗算器７８からの乗算値は、Ｉ加算器７ ６において加算され、またＱ値はＩ加算器７７において加算される。ディジタル ・アナログ変換器は、予測された完全ダイナミック・レンジの合成信号、即ち複 合受信信号を有する必要があるが、しかしながら、高いダイナミック・レンジの ディジタル・アナログ変換器を構成することは、高いダイナミック・レンジのア ナログ・ディジタル変換器を構成するよりも容易である。本発明に使用するのに 適した改良パフォーマンスを有するディジタル・アナログ変換器を構築するため に、適用可能とされるいくつかの発明技術を以下図６の支援により説明する。 そこで、ディジタル・アナログ変換された複合Ｉ、Ｑ信号は、好ましくは、ダ ウンコンバージョンに使用されると同一の局部発振器６７から導出する直交局部 発振器の信号と共に、直交変調器７１、７２に供給される。変調器出力信号の総 和は、加算器７３により形成されており、これは単に、変調器７１、７２からの 電流ソース出力の並列接続からなるものであってもよい。被変調信号はハイ・レ ベル、例えば−１０ｄＢｍで発生され、従って受信信号と減算結合するためにレ ベルが一致するように減衰される必要がある。これは、減衰器８４を使用し、か つ結合装置３０において結合係数を選択することにより、達成される。更に、得 られた総合的な減衰は、ディジタル・アナログ変換器７４、７５の量子化雑音の ように、信号合成処理により発生した雑音も、うまく減衰させる。 乗算器７８又は７９においてそれぞれの余弦又は正弦値により乗算されたＩ又 はＱ値Ｌｉ、Ｑｉは、選択加算器９５に供給される。選択加算器９５は、３つの 大きさグループに分類された同じような大きさの値を選択して加算をする。値の 大きさ分類は、０でない最上位有意ビットにより、即ち２の補数表記法において 上位有意ビットに対して逆極性である降順の有意ビットにおいて見出される第１ ビットにより、判断される。選択加算器９５は１０２４乗算値のそれぞれを走査 して、その大きさに従って３つのアキュムレータのうちの一つにそれぞれ加算す る。例えば、乗算された全てのＩ値が８ビット長であると仮定すると、０でない 有意値のビット６又はそれより上を有するものは第１のアキュムレータにおいて 加算され、０でない有意のビット４又は５を有するものは第２のアキュムレータ において加算され、かつ０でない有意のビット３又はそれより下のみを有するも のは第３のアキュムレータにおいて加算される。次いで、３つのアキュムレータ の内容は、それぞれ１２ビット分解能９２、１０ビット分解能９３、及び８ビッ ト分解能９４の変換器をそれぞれ使用してディジタル・アナログ変換される。次 いで、３つのディジタル・アナログ変換器のアナログ出力信号は、加算器９１に おいて加算される。同一数のビット分解能、例えば１２を有するディジタル・ア ナログ変換器を使用し、かつ加算器９１において加算する前にそれらの出力をス ケーリングするように、以上の多くの変形は、当該技術分野に習熟する者によっ て行うことができる。このような変形は、例えば最大の１６Ｌｉ又はＱｉ値のみ を選択して第１のディジタル・アナログ変換器に加算され、次の１２８を大きさ 順に第２のディジタル・アナログ変換器に加算し、かつその残りを第３のディジ タル・アナログ変換器に加算することを含めてもよい。 更なる変形は、個別的な直交変調器を個別的なアナログ・ディジタル変換器の それぞれと関連させ、かつ適当な固定スケール比によりそれぞれのアナログ出力 に加算することである。 以上の説明は、スペクトルを、それぞれ独立した信号を含む多数の構成要素周 波数チャネルに分解することに集中させた。しかしながら、代わって、信号をワ ルシュ・アダマール関数（Ｗａｌｓｈ−Ｈａｄａｍａｒｄ ｆｕｎｃｔｉｏｎ） のように、他の直交波形セットに分解させることも可能である。更に、受信信号 を多数の拡散符号と相関させることにより分解されるべき直接シーケンス拡散ス ペクトル信号を受信するために本発明を使用することも可能である。 従って、解析手段３１は多数の拡散スペクトル・アクセス符号との相関を備え ることができ、一方信号アナライザは、多数の拡散スペクトル・アクセス符号の 発生を備えることができる。この場合に、多重信号予測補正手段３２は各特定の 符号用の複雑な重み付け係数を備えるばかりでなく、遅延ロック・ループを使用 して前記符号の時間遅延を補正することを備えることもできる。代わって、遅延 されたエコー、又は校正されていないシステム遅延に対応した各符号の異なる時 間シフトの複合量を記憶し、かつ独立して更新することもできる。 本発明の特定の実施例を説明し、かつ例示したが、本発明は、当該技術分野に 習熟する者により変更を行うことが可能なので、これらに限定されないことを理 解すべきである。本発明のアプリケーションは、ここで開示され、かつ請求され た潜在的な発明の精神及び範囲内に含まれる全ての変形を意図している。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ， ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，Ｇ Ｅ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 1. 多重無線信号用の受信システムにおいて、 前記無線信号を受信する手段と、 フィードバック信号を逆に前記無線信号に結合して残留信号を発生する減算結 合手段と、 前記残留信号を多数の構成要素成分に分解する信号解析手段と、 前記分解された構成要素成分を使用して前記無線信号の対応する構成要素成分 の予測をより正確にする信号予測手段と、 前記予測を使用して前記フィードバック信号を発生する信号合成手段と を備えている受信システム。 2. 前記構成要素成分は異なる複数のチャネル周波数上で変調された複数の信 号を備えている請求項１記載のシステム。 3. 前記構成要素成分は異なる拡散スペクトル符号により符号化された複数の 信号を備えている請求項１記載のシステム。 4. 前記構成要素成分は異なるチャネル周波数上で変調され、かつ異なる直接 シーケンス拡散複合により拡散した複数の信号を備えている請求項１記載のシス テム。 5. 前記無線信号を受信する前記手段はアンテナ又はアンテナ・アレーを備え ている請求項１記載のシステム。 6. 前記減算結合手段は前記受信するアンテナ手段に接近して補助放射アンテ ナを備えている請求項５記載のシステム。 7. 前記減算結合手段は方向性結合器を備えている請求項１記載のシステム。 8. 前記減算結合手段は低雑音増幅装置を使用した能動結合手段を備えている 請求項１記載のシステム。 9. 前記能動結合手段は２つの増幅器装置の出力を逆に組み合わせることを備 えている請求項８記載のシステム。 10．前記信号解析手段はアナログ・ディジタル変換手段を備えている請求項１ 記載のシステム。 11．前記解析手段は更に数値フーリェ変換手段を備えている請求項１０記載の システム。 12．前記予測手段は多重デカルト制御ループを備えている請求項１記載のシス テム。 13．前記予測手段は多重極ループを備えている請求項１記載のシステム。 14．前記信号合成手段はディジタル・ロジックにより実行される数値離散フー リェ変換を含む請求項１記載のシステム。 15．前記信号合成手段は直交変調器を備えている請求項１記載のシステム。 16．前記信号合成手段は高速算術論理回路を使用して逆高速フーリェ変換処理 を実行する請求項１記載のシステム。 17．前記信号合成手段は、更に、 前記残留信号を都合のよいレベルに高める増幅及びろ波手段と、 前記増幅された残留信号をベースバンドＩ及びＱ信号に変換する直交ダウンコ ンバージョン手段と、 前記Ｉ及びＱ信号を対応するシーケンスの数値サンプルに変換する２チャネル のアナログ・ディジタル変換手段と を備えている請求項１記載のシステム。 18．前記信号解析手段は前記残留信号を代表シーケンスの複合数値サンプルに 変換する手段を備えている請求項１記載のシステム。 19．信号処理システムにネガティブ・フィードバックを採用して処理可能とさ れる信号レベルのレンジを改良する方法において、 入力信号からフィードバック信号を引き算して異なる信号を形成するステップ と、 前記異なる信号を解析して前記異なる信号を縮小帯域幅の多数の構成要素誤差 成分に分解するステップと、 前記誤差成分を使用して前記入力信号の対応する縮小帯域幅の構成要素につい ての予測を改善するステップと、 前記予測を使用して前記フィードバック信号を発生するステップと を備えている方法。 20．前記構成要素成分は異なるチャネル周波数上で変調された複数の信号を備 えている請求項１９記載の方法。 21．前記構成要素成分は異なる拡散スペクトル符号により符号化された複数の 信号を備えている請求項１９記載の方法。 22．前記構成要素成分は異なるチャネル周波数上で変調され、かつ異なる直接 シーケンス拡散符号により拡散された複数の信号を備えている請求項１９記載の 方法。