KR102400459B1 - 트랜지스터 드라이버 회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 트랜지스터 드라이버 회로에 관한 것으로서, 트랜지스터의 허용전압, 전류가 높아질수록 기생 커패시턴스는 증가하고 이런 기생 커패시턴스는 트랜지스터의 응답속도를 감소시켜 동적특성이 나빠지고, 효율이 떨어지며 발열문제를 일으킨다.
본 발명에서 구동 트랜지스터의 출력전압이 증가할 때 전기전도도가 감소하는 보조 트랜지스터를 구동 트랜지스터와 전압차 발생소자 사이에 포함하여 전압차 발생소자의 전압을 빠르게 감소시킬 수 있었다.
따라서 본 발명은 대용량 트랜지스터를 빠르게 turn-off하여 대용량 트랜지스터의 특성을 높였을 뿐만 아니라 switching energy를 감소시켜 효율을 높이고 대용량 트랜지스터 발열문제를 해결할 수 있는 기반을 제공한다.

Description

트랜지스터 드라이버 회로{Driver Circuit For Transistor}
본 발명은 대용량 트랜지스터를 제어하는 구동 트랜지스터의 보조 트랜지스터를 이용한 트랜지스터 드라이버 회로에 관한 것으로서, 보다 자세하게 전기모터나 벅 컨버터, SMPS등에 사용되는 대용량 트랜지스터를 구동 트랜지스터가 제어할 때 구동 트랜지스터의 출력단자에 보조 트랜지스터를 설치하여 구동 트랜지스터의 잔여전류를 제어하는 기술에 관한 것이다.
양극 접합 트랜지스터(BJT, Bipolar Junction Transistor), 금속 산화막 반도체 전계효과 트랜지스터(MOSFET, metal oxide semiconductor field-effect transistor), 절연 게이트 양극성 트랜지스터(IGBT, Insulated gate bipolar transistor), JFET(Junction Field Effcet Transistor)와 같은 트랜지스터는 모두 제어단자-입력단자, 제어단자-출력단자, 입력단자-출력단자 사이에 기생 커패시턴스(parasitic capacitance)를 포함하며 이는 신호용 트랜지스터의 경우 대역폭 문제를, 고전압 고전류 트랜지스터의 경우 응답특성과 효율과 발열의 문제를 일으킨다. 특히 허용전류와 허용전압이 높아질수록 기생 커패시턴스는 증가한다. 따라서 이러한 기생 커패시턴스는 트랜지스터의 동적특성을 나타내는 중요변수이다.
BJT와 MOSFET은 전류를 차단상태에서 제어단자와 입력단자의 전류 또는 전압에 따라 출력단자의 전류를 제어하는 스위칭 트랜지스터이고, IGBT는 접합형 트랜지스터의 제어단자에 전계효과를 이용하는 스위칭 트랜지스터이다. 따라서 이들을 스위칭 계열 트랜지스터라 할 수 있다. 이와는 조금 달리 반도체 접합 전계효과 트랜지스터(JFET)는 입력단자와 제어단자 전압에 따라 체널의 전기전도도를 변화시키는 용도로 사용된다.
JFET는 채널에 흐르는 다수 캐리어가 무엇인지에 따라 N-channel JFET과 P-channel JFET으로 구분되고, N-channel JFET는 n형 반도체의 일측이 입력단자(source)이고, 타측은 출력단자(drain)이고, n형 반도체의 상측과 하측은 p형 반도체와 접합되어 있고 두 p형 반도체는 서로 연결되어 제어단자(gate)를 구성한다. N-channel JFET는 주로 음 전압으로 제어를 하는데 제어단자와 입력단자의 전압이 같으면 전하는 N형 반도체를 따라 자유롭게 이동하고, 제어단자 전압이 입력단자보다 작으면 즉, 음 전압이 인가되면 PN접합 부분에서 공핍층이 형성되고 형성된 공핍층은 마치 저항과 같이 전하의 이동을 방해하고, 음 전압이 커지면 커질수록 JFET의 출력단자 전류는 작아진다. N형, P형 반도체가 서로 바뀌면 P-channel JFET이다. JFET는 입력 임피던스가 높고, 전류성 잡음이 작고, 혼변조 일그러짐이 거의 없으며, 열 폭주가 거의 없으며, 축적시간(storage time)이 짧고, 고속스위칭이 가능한 장점이 있으나, 현재 새로운 재료(화합물 반도체) 및 이종접합 구조로 제작된 변조-도핑 전계효과 트랜지스터(MOdulation-Doped FET, MODFET)라고도 하는 고전자이동도 트랜지스터(HEMT) 또는 Si 대신 GaAs를 사용하는 금속-반도체 전계효과 트랜지스터 (Metal Semiconductor Field Effect Transistor, MESFET)가 JFET 대신 사용된다. 따라서 이들 모두를 반도체 접합 전계효과 계열 트랜지스터(JFET)라 할 수 있다.
한편, 도 1에 도시된 벅 컨버터의 제어회로와 같이 일반적으로 충전 트랜지스터(M1)는 보다 작은 용량을 가진 트랜지스터(Mt)에 의하여 제어된다. 본 문서에서는 제어신호를 증폭하는 트랜지스터(Mt)를 구동 트랜지스터, 구동 트랜지스터의 출력에 따라 보다 큰 전류를 제어하는 트랜지스터(M1)를 대용량 트랜지스터라 한다. 단, 이러한 명명은 구분을 위한 것으로써 허용전류 또는 허용전압의 범위를 한정하는 것은 아니다.
한편, 대용량 트랜지스터의 기생 커패시턴스가 증가할수록 대용량 트랜지스터의 반응속도는 감소한다. 이러한 반응속도 감소는 대용량 트랜지스터가 사용되는 제품의 특성을 낮출 뿐만 아니라, 스위칭 에너지를 증가시켜 효율을 떨어뜨리고, 발열량을 증가시키는 결과를 유발할 수 있다. 또한 기생 커패시턴스를 극복하기 위하여 강한 전류로 빠르게 대용량 트랜지스터의 제어단자를 제어하여야 한다.
이에 따라 일반적인 트랜지스터 드라이버는 도 1에 도시된 바와 같이 구성된다. 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자와 저항(R1)은 직렬로 전원(PW)에 연결되고 저항의 출력은 대용량 트랜지스터(M1)의 제어단자에 연결된다. 이때 저항이 출력하는 전압은 토템-폴(Totem-pole) 트랜지스터에 의하여 전류 증폭될 수 있다. 토템-폴 트랜지스터는 입력전압과 출력전압 사이에 발생한 오차 전압만큼 Q1 또는 Q2가 전류를 공급하는 회로이다.
도 1에 도시된 회로의 동작을 살펴보면, 구동 트랜지스터(Mt)의 제어전압(제어단자와 입력단자의 전압 차)이 상승하였을 때 구동 트랜지스터(Mt) 출력단자의 전류는 증가하고 이는 저항(R1)에 전압차를 발생시킨다. 이러한 전압차는 대용량 트랜지스터(M1)의 제어전압으로 동작하여 대용량 트랜지스터의 전류를 제어한다. 이때 제너다이오드(Dz)는 저항(R1)이 발생시킨 전압차를 대용량 트랜지스터의 제어단자 허용전압 한계까지만 제한하는 동작을 수행한다.
하지만, 구동 트랜지스터(Mt)의 전류가 감소할 때(대용량 트랜지스터를 Turn -off할 때) 구동 트랜지스터(Mt) 출력단자의 기생 커패시턴스에 머물던 전하들은 저항(R1)으로 이동하여 저항이 발생하는 전압차의 감소속도를 느리게 한다. 이는 대용량 트랜지스터의 Turn-off 동작을 매우 느리게 하는 원인으로 동작한다. 또한, 전압차 감소속도를 증가하려면, 작은 값의 저항(R1)을 사용하여야 하는데 저항값이 작아짐에 따라 구동 트랜지스터(Mt)의 허용전류는 증가하여야 하기에 구동 트랜지스터의 기생 커패시턴스가 증가하여 버퍼(BUF) 출력전압의 상승속도가 감소하는 결과를 유발한다.
위와 같은 구동 트랜지스터 허용전압 상승을 방지하기 위하여 트랜지스터(Ms)를 구동 트랜지스터(Mt)와 직렬로 설치(Cascade 연결)하여 허용전압이 낮은 두 개의 트랜지스터로 저항의 전류를 제어하기도 하나 이는 두 개의 구동 트랜지스터를 제어하기가 불편한 단점을 가진다. 한편, 일본 특허공보 특허 제3730244호는 트랜지스터(Ms)의 자리에 JFET를 설치하고 JFET의 제어단자를 구동 트랜지스터(Mt)의 입력단자에 연결하는 회로를 발표한 바 있다. 이때 JFET는 허용전압이 낮은 구동 트랜지스터(Mt)를 사용하여 높은 전압을 제어하는 정적특성에 대하여 언급하였다.
일본 특허공보 특허 제3730244호
대용량 트랜지스터의 Turn-off 시간이 길어지면, 대용량 트랜지스터가 제어하는 모터나 SMPS, buck 컨버터, 스피커 등의 동작특성이 떨어질 뿐만 아니라 소모에너지가 증가하여 발열문제를 일으키고, 효율이 감소된다.
본 발명은 이러한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로서, 본 발명의 목적은 기생 커패시턴스가 큰 대용량 트랜지스터를 제어하는 구동 트랜지스터에 있어서, 구동 트랜지스터가 대용량 트랜지스터를 빠르게 Turn-off 할 수 있도록 함으로써 빠른 응답 특성과 우수한 동적 특성을 얻는 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시예에 따르면, 전원과, 전압차 발생소자와, 상기 전압차 발생소자의 전류를 제어하는 구동 트랜지스터와, 상기 전압차 발생소자의 일단이 제어단자와 연결되는 대용량 트랜지스터를 포함하는 회로에 있어서, 상기 구동 트랜지스터와 전압차 발생소자 사이에 입력단자와 출력단자가 직렬로 연결되는 보조 트랜지스터를 포함하고, 상기 구동 트랜지스터의 입력단자와 출력단자 전압의 차가 증가할 때 보조 트랜지스터의 출력단자의 전기전도도가 감소하는 것을 특징으로 하는 트랜지스터 드라이버 회로가 제공된다.
여기서, 상기 보조 트랜지스터의 제어단자는 일정한 전압원과 연결되는 것이 바람직하다.
그리고, 상기 전압차 발생소자는 저항 또는, 상기 구동 트랜지스터의 입력단자와 출력단자 전압의 차가 증가할 때 보조 트랜지스터의 출력단자의 전기전도도가 증가하는 반도체 접합 전계효과 계열 트랜지스터인 것이 바람직하다.
또한, 상기 보조 트랜지스터는 제어단자가 구동 트랜지스터의 입력단자에 연결되는 반도체 접합 전계효과 계열 트랜지스터 또는 제어단자가 보조 트랜지스터 전류제어소자를 통하여 임의의 전압원에 연결되는 스위칭 계열 트랜지스터일 수 있다.
상기 보조 트랜지스터가 스위칭 계열 트랜지스터인 경우, 상기 보조 트랜지스터 전류제어소자는 저항 또는 반도체 접합 전계효과 계열 트랜지스터인 것이 바람직하고, 상기 보조 트랜지스터의 제어단자에 최대전압 제한회로가 연결될 수 있다.
본 발명에 따르면, 구동 트랜지스터의 전류가 감소할 때 보조 트랜지스터가 구동 트랜지스터 출력단자의 기생 커패시턴스에 머물던 전하가 전압차 발생소자로 이동하는 것을 방해하여 대용량 트랜지스터의 제어단자 전압은 매우 빠르게 감소한다. 따라서 대용량 트랜지스터의 Turn-off 응답시간이 빨라지고 이에 따라 대용량 트랜지스터가 제어하는 대상의 동적특성이 우수해질 뿐만 아니라 소모에너지를 감소시켜 발열문제를 해결하고 효율을 증가시킨다.
도 1은 기존 벅 컨버터 트랜지스터 드라이버 회로의 회로도이다.
도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로이다.
도 3은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로이다.
도 4는 구동 트랜지스터의 전류를 측정한 시험결과이다.
도 5는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로이다.
도 6은 도 5에 도시된 회로를 시험한 결과이다.
도 7은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로이다.
도 8은 도 7에 도시된 회로를 시험한 결과이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다. 도면 중 동일한 구성요소들은 가능한 어느 곳에서든지 동일한 부호들로 나타내고 있음에 유의해야 한다. 또한, 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.
도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로이다. 제 1 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로는 전원(PW), 접지(GND), 대용량 트랜지스터(M1)과 구동 트랜지스터(Mt), 전압차 발생소자(R1)과 전압차 발생소자(R1)의 출력이 대용량 트랜지스터의 제어단자로 입력되는 일반적인 트랜지스터 드라이버 회로에서, 구동 트랜지스터(Mt)와 전압차 발생소자(R1)의 출력 사이에 입력단자와 출력단자가 직렬로 연결되고 제어단자가 접지에 연결되는 보조 트랜지스터(Jc)를 포함하여 구성된다.
도 2의 대용량 트랜지스터(M1)의 Turn-on 과정을 살펴보면, 구동 트랜지스터(Mt)가 Turn-on 되면, Node_A(구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자)전압은 약 7V에서 0.3V로 감소한다. 이때 보조 트랜지스터(Jc)의 제어단자-입력단자 전압은 -7 전압에서 -0.3V로 감소하기에 보조 트랜지스터(Jc)의 전기전도도는 증가한다.
또한, 관심분야인 대용량 트랜지스터(M1)의 Turn-off 과정을 살펴보면, 구동 트랜지스터(Mt)가 Turn-off 되면, 보조 트랜지스터(Jc)의 제어단자-입력단자 전압은 -0.3V에서 -7V로 증가하기에 보조 트랜지스터(Jc)의 전기전도도는 감소한다. 이처럼 보조 트랜지스터(Jc) 채널의 전기전도도가 감소함에 따라 구동 트랜지스터(Mt) 출력단자의 기생커패시턴스에 머물던 전하가 전압차 발생소자(R1)로 이동하는 것을 보조 트랜지스터(Jc) 채널이 방해한다. 따라서 전압차 발생소자(R1)의 출력전압은 매우 빠르게 감소하여 대용량 트랜지스터(M1)의 제어단자전압을 매우 빠르게 감소시켜 대용량 트랜지스터(M1)을 매우 빠르게 turn-off한다.
도 3은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로이다. 제 2 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로는 도 2와 같은 회로에서 제어단가가 5V에 풀업저항(Rc)으로 연결된 보조 트랜지스터(Qc: BJT)를 포함한다.
도 3의 대용량 트랜지스터(M1)의 turn-on 과정을 살펴보면, 구동 트랜지스터(Mt)가 turn-on 되면, 5V에 머물던 전하는 풀업저항(Rc)을 거쳐 보조 트랜지스터(Qc)의 제어단자-입력단자를 따라 Node_A로 이동한다. 따라서 Node_A는 1.2V에서 0V로 떨어지고, 보조 트랜지스터(Qc)의 제어단자-입력단자 전압은 0.1V에서 0.8V로 상승한다. 이러한 제어단자 전압은 보조 트랜지스터(Qc)의 출력단자-입력단자 전류를 유도하여 전압차 발생소자(R1)에 전압차를 발생시키고, 전압차 발생소자(R1)에 발생한 전압차는 대용량 트랜지스터(M1)의 제어전압으로 사용된다. 보조 트랜지스터(Qc)의 제어단자-입력단자 전압이 0.1V에서 0.8V로 상승이 끝나면, Node_A는 0.6V로 상승한다.
또한, 관심분야인 대용량 트랜지스터(M1)의 turn-off 과정을 살펴보면, 구동 트랜지스터(Mt)가 turn-off 되면, Node_A전압은 0.6V에서 0.9V로 증가한다. 따라서 보조 트랜지스터(Qc)의 제어단자-입력단자의 전압은 0.8V에서 0.5V로 떨어지고 이에 따라 보조 트랜지스터(Qc)의 출력단자-입력단자 전류는 차단된다. 이처럼, 보조 트랜지스터(Qc)의 제어단자-입력단자의 전류가 차단됨에 따라 구동 트랜지스터(Mt) 출력단자의 기생커패시턴스에 머물던 전하는 전압차 발생소자(R1)로 이동하지 못한다. 따라서 전압차 발생소자(R1)의 전압차는 매우 빠르게 감소하여 대용량 트랜지스터(M1)의 제어단자전압을 매우 빠르게 감소시켜 대용량 트랜지스터(M1)를 매우 빠르게 turn-off한다.
한편, 구동 트랜지스터(Mt)가 turn-off 되면, Node_A전압은 0.6V에서 0.9V로 증가하므로 풀업저항(Rc)을 N-ch JFET로 변경하고 JFET의 제어단자를 Node_A에 연결하면 대용량 트랜지스터(M1)의 전류를 더 빠르게 차단할 수 있다. 또한, 선택적으로 Dc1, Dc2 다이오드로 풀업저항(Rc)의 전압상승을 제어할 수 있다. 풀업저항(Rc)의 전압을 제한하면 보조 트랜지스터(Qc)의 제어단자 최대전류는 제한되며 이는 보조 트랜지스터(Qc)의 최대전류를 제한하여 전압차 발생소자(R1)의 전압차를 제한할 수 있다. 또한, 풀업저항(Rc)의 값은 보조 트랜지스터(Qc)의 제어단자 전류량을 제어하고 이는보조 트랜지스터(Qc)의 출력단자 전류량을 제어한다. 즉, Rc의 값이 증가하면, Node_A의 상승속도는 감소한다.
도 4는 보조 트랜지스터를 제외한 동일한 환경에서 구동 트랜지스터(Mt)의 전류를 측정한 시험결과로서 구동 트랜지스터(Mt)의 전류는 R1의 전압과 유사한 결과를 나타낸다. 또한, 도 1과 같은 트랜지스터 드라이버를 바탕으로 “with R2” 곡선은 도 1의 트랜지스터(Ms) 대신 저항 R2(250Ω)를 설치하고 시험한 결과이고, “with Jc” 곡선은 도 1의 트랜지스터(Ms) 대신 보조 트랜지스터(Jc)를 설치하고 시험한 결과이며, “with Qc” 곡선은 Ms대신 보조 트랜지스터(Qc)를 설치하고 시험한 결과이다. 보조 트랜지스터(Qc)와 보조 트랜지스터(Jc)의 자세한 설치는 도 2와 도 3과 같으며, 도 3에서 Rc는 1kΩ, Dc1, Dc2를 모두 설치한 회로이다.
도 4를 참조하여 시험결과를 살펴보면, 구동 트랜지스터(Mt)가 turn-on됨에 따라 “with Jc”회로에 포함된 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자 전류가 165mA까지 가장 먼저 상승한다. 후에 “with Qc”회로에 포함된 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자 전류가 273mA까지 천천히 상승하고, “with R2”회로에 포함된 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자 전류가 726mA까지 천천히 상승한다. turn-off 과정을 살펴보면, “with Qc”회로에 포함된 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자전류가 6ns 후에 가장 먼저 0A를 출력하고, “with Jc”회로에 포함된 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자 전류가 12ns후에 0A를 출력하고, “with R2”회로에 포함된 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자 전류가 48ns 후에 0A를 출력한다. 단, “with Qc”의 전류의 상승속도와 최대전류는 제어할 수 있음을 상기하여야 한다. 또한, 보조 트랜지스터(Qc)를 MOSFET로 변경하고 제어단자에 일정 전압을 공급하여도 비슷한 결과를 얻을 수 있다.
도 5는 본 발명의 제 3 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로를 포함하는 벅 컨버터 회로이다. 제 3 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로는 도 2와 같은 벅 컨버터 회로에서 트랜지스터(Ms) 대신 제어단자가 5V 전원에 풀업저항(Rc)으로 연결된 보조 트랜지스터(Qc: BJT)로 구성되고, 저항 Rc는 두 개의 다이오드(Dc1, Dc2)로 풀다운되었다.
도 6은 도 5에 도시된 회로를 시험한 결과로서, v(Mt.g)는 구동 트랜지스터의 제어단자 입력전압, i(M1.d)는 대용량 트랜지스터의 출력단자 전류를 측정한 결과이다. 또한, “with R2” 곡선은 Ms대신 R2를 설치하고 측정한 결과이고, “with Qc” 곡선은 트랜지스터(Ms) 대신 보조 트랜지스터(Qc)를 설치하고 측정한 결과이다. 단, PW는 200V, 버퍼(BUF)는 500ns동안 0V를 입력받고, 대용량 트랜지스터(M1)은 IRF9620, Lm은 8uH, R1은 500Ω를 사용하였다. 또한, 보조 트랜지스터(Qc)의 사용여부에 따라 구동 트랜지스터(Mt)의 허용전압이 달라져야 하므로 “with R2”을 시험할 때 구동 트랜지스터(Mt)는 2n6784를, 트랜지스터(Ms) 대신 R2(250Ω)를 사용하였고, “with Qc”을 측정할 때 구동 트랜지스터(Mt)는 2n7002를 사용하였다. 또한, “with R2” 회로와 “with Qc”회로의 구동 트랜지스터(Mt)의 출력단자 전류는 도 4에 도시된 바와 같다.
본 문서에서는 대용량 트랜지스터(M1)의 turn-off 과정을 중심으로 살펴볼 예정이고, 먼저 구동 트랜지스터(Mt)의 제어단자 전압 v(Mt.g)이 감소하는 과정을 살펴보면, “with Jc” 회로의 구동 트랜지스터(Mt, 2n7002)는 허용전압은 낮기 때문에 기생 커패시턴스가 작다. 따라서 버퍼(BUF)입력이 5V로 상승한 후, 5ns 후에 구동 트랜지스터(Mt, 2n7002)의 제어단자 전압은 0V로 떨어졌다. 이와 달리 “with R2” 회로의 구동 트랜지스터(Mt, 2n6784)는 허용전압이 높기에 기생 커패시턴스가 크다. 따라서 버퍼(BUF)입력이 5V로 상승한 후, 58ns 후에 구동 트랜지스터(Mt, 2n6784)의 제어단자 전압은 0V로 떨어졌다.
또한 “with Qc” 회로의 대용량 트랜지스터(M1) 출력단자 전류는 58ns에 12.3A 최대전류를 출력하고, 후에 감소하기 시작하여 83ns에 0A로 떨어진다. 반면, “with R2” 회로의 대용량 트랜지스터(M1) 출력단자 전류는 97ns에 14.1A 최대전류를 출력하고 후에 감소하기 시작하여 133ns에 0A로 떨어진다. 단, 이는 “with R2” 회로에서 R2를 250Ω 사용하였기 때문이다. R2값이 작아지면 대용량 트랜지스터(M1)의 출력단자 전류는 빠르게 차단되나 구동 트랜지스터(Mt)의 최대전류는 증가하여 구동 트랜지스터(Mt)와 R2가 소모하는 에너지는 증가한다.
벅 컨버터의 성능에 따라 결과를 살펴보면, “with R2” 회로의 대용량 트랜지스터(M1) 최대전류는 목표전류보다 높은 전류를 출력한다. 이는 벅 컨버터의 출력전압이 목표전압보다 높은 결과를 일으키고 이러한 오차를 수정하기 위한 노력이 필요하다.
도 7은 본 발명의 제 4 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로를 포함하는 벅 컨버터 회로이다. 제 4 실시예에 따른 트랜지스터 드라이버 회로는 도 2와 같은 벅 컨버터 회로에서 트랜지스터(Ms) 대신 제어단자가 구동 트랜지스터(Mt)의 입력단자에 연결된 보조 트랜지스터(Jc : JFET)로 구성된다.
도 8은 도 7에 도시된 회로를 시험한 결과로서, E(M1)는 대용량 트랜지스터의 소모에너지, i(M1.d)는 대용량 트랜지스터의 출력단자 전류를 측정한 결과이다. 또한, “with Qc” 곡선은 도 7에 도시된 회로를 측정한 결과이고, “with R2” 곡선은 보조 트랜지스터(Jc) 대신 저항 R2를 설치하고 측정한 결과이다. 한편, 같은 구동 트랜지스터를 사용한 경우의 시험결과를 살펴보고자 PW는 100V를 사용하였고, PW가 100V로 변경됨에 따라 두 회로 모두 대용량 트랜지스터(M1)은 IRF9610, 구동 트랜지스터(Mt)는 2n7002를 사용하였다. 또한, 두 회로 모두 구동 트랜지스터(Mt)가 같은 최대전류를 출력하기 위하여 R2의 값을 670Ω으로 설정하였고 두 회로 모두 구동 트랜지스터(Mt)의 최대 전류값은 126mA로 같다.
한편, 더 나은 전압차 발생소자를 살펴보고자 R1을 대신하여 Jt(N-ch JFET)를 사용하였다. Jt는 구동 트랜지스터(Mt)의 입력단자-출력단자 전압이 증가할 때 채널의 전기전도도가 증가하도록 고안된 JFET이다. 따라서 R1을 사용하였을 때 꼬리처럼 남는 전압을 빠르게 제거할 수 있는 장점이 있다. 또한, N-ch JFET를 Jt로 사용함에 따라 Jt의 제어전압은 보조 트랜지스터(Jc)의 출력단자와 연결되었고, P-ch JFET를 Jt로 사용할 경우 Jt의 제어전압은 PW에 연결되어야 한다.
도 8을 참조하여 시험결과를 살펴보면, “with Jc” 회로에 포함된 대용량 트랜지스터(M1)의 출력단자가 12ns 먼저 turn-off된다. 따라서 “with Jc”회로에 포함된 대용량 트랜지스터(M1)의 출력단자 전류는 “with R2”회로의 것보다 보다 최대전류는 0.07A 작고, 대용량 트랜지스터(M1)의 소모에너지는 1.424uws 만큼 적다. 단, “with Jc”회로의 경우 대용량 트랜지스터(M1)의 turn-off 스위칭 에너지가 거의 없다는 점에 주목하여야 한다. 전도에너지는 대용량 트랜지스터(M1)의 제조특성에 따라 발생하는 전도시 저항(Ron) 특성에 따라 발생하기에 소모에너지를 줄일 수 없지만, turn-off 스위칭 에너지는 대용량 트랜지스터(M1)가 출력하는 에너지와 관계가 없으며 대용량 트랜지스터(M1)의 제어단자를 빠르게 제어함으로써 감소시킬 수 있다.
상기 여러 실시예에서 반드시 보조 트랜지스터(Jc, Qc)의 제어단자가 반드시 구동 트랜지스터의 입력단자나 5V 전원에 연결되어야 하는 것만은 아니다. 보조 트랜지스터의 역할은 구동 트랜지스터 입력단자-출력단자의 전압이 증가할 때 보조 트랜지스터의 전기전도도가 작아지는 것에 있다. 즉, 보조 트랜지스터(Jc)를 사용하는 경우 임의의 전압에 커패시터 또는 다이오드를 통하여 연결할 수 있으며, 보조트랜지스터(Qc)를 사용하는 경우에 저항 Rc 대신 JFET 트랜지스터를 사용할 수도 있음을 명시하였다. 따라서 보조 트랜지스터 제어단자가 연결되는 지점은 본 문서에서 중요한 사항은 아니다.
한편, 일본 특허공보 특허 제3730244호가 JFET의 전압을 분배하는 정적인 효과에 주목했다면, 본 발명에 사용된 JFET는 구동 트랜지스터가 turn-off되는 과정에서 전하의 이동을 방해하는 동적인 효과에 주목할 필요가 있다. 또한, 도 1에 도시된 트랜지스터(Ms)도 전하의 이동을 방해하는 목적으로 사용될 수 있지만, 본 발명에 사용된 보조 트랜지스터들은 별도의 제어라인이 필요치 않다는 것에 주목할 필요가 있다.
비록 본 발명이 상기 바람직한 실시 예들과 관련하여 설명되어졌지만, 상술한 바와 같이 발명의 요지와 범위로부터 벗어남이 없이 다양한 수정이나 변형을 하는 것이 가능하다. 따라서, 첨부된 특허 청구범위는 본 발명의 요지에 속하는 이러한 수정이나 변형을 포함할 것이다.

Claims (7)

  1. 전원과, 일단이 상기 전원에 접속되는 저항소자와, 상기 저항소자의 타단에 접속되어 상기 저항소자의 전류를 제어하는 구동 트랜지스터를 포함하고, 상기 저항소자의 타단의 전압을 이용하여 대용량 트랜지스터를 구동하는 드라이버 회로에 있어서,
    상기 저항소자와 구동 트랜지스터 간에 보조 트랜지스터가 접속되고, 상기 구동 트랜지스터의 드레인 단자와 소스 단자 간의 전류가 증가할 때 상기 보조 트랜지스터의 출력단자로서 컬렉터 단자 또는 드레인 단자의 전류가 감소하는 것을 특징으로 하는 트랜지스터 드라이버 회로.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 저항소자는 저항 또는 반도체 접합 전계효과 계열 트랜지스터의 저항성분인 것을 특징으로 하는 트랜지스터 드라이버 회로.
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 보조 트랜지스터의 전류제어소자는 저항 또는 반도체 접합 전계효과 계열 트랜지스터인 것을 특징으로 하는 트랜지스터 드라이버 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 보조 트랜지스터의 제어단자에 최대전압 제한회로가 연결되는 것을 특징으로 하는 트랜지스터 드라이버 회로.
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