KR100919769B1 - 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 관한 것으로, 직류전원을 공급받아 발광다이오드를 구동하는 구동전원을 출력하고, 상기 발광다이오드의 출력전류가 궤환하는 컨버터 전원 소오스, 상기 발광다이오드에 순방향 전압이 걸리도록 측정 전류를 인가하는 측정 전류원, 상기 순방향 전압의 크기에 대응하는 온도값을 산출하고, 상기 온도값을 미리 설정된 온도값과 비교하여 PWM 신호를 출력하는 중앙 제어부, 상기 측정 전류원으로부터 상기 발광다이오드에 측정 전류가 인가되도록 하거나, 상기 컨버터 전원 소오스로부터 상기 발광다이오드에 구동전원을 인가하도록 상기 측정 전류원 및 상기 컨버터 전원 소오스를 스위칭하는 플로팅 스위치 및 상기 컨버터 전원 소오스로부터 상기 측정 전류원으로 스위칭 시에 상기 발광다이오드의 내부에 형성된 기생 커패시턴스를 방전시키는 폴링타임 보상회로를 포함하는 구성을 마련한다.
상기와 같은 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법을 이용하는 것에 의해, 발광다이오드의 접합온도를 제어하여 광 출력을 일정하게 유지하며, 수명을 향상시킬 수 있다.
Figure R1020090062751
발광다이오드, 플로팅 스위치, 폴링타임 보상회로, 접합온도, 전류궤환

Description

발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법 {Apparatus for driving light emitting diodes and method for controlling the same}
본 발명은 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 관한 것으로, 특히 발광다이오드의 순방향 전압을 발광다이오드 구동회로에 피드백하여 발광다이오드에 인가되는 전력을 제어함으로써 발광다이오드의 온도 및 조도를 일정하게 유지할 수 있는 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 관한 것이다.
일반적으로 발광다이오드(Light Emitting Diode; LED)는 p-n 접합구조에 순방향으로 전압을 가했을 경우 외부로 빛을 방출하는 반도체 소자이다. 이러한 발광다이오드는 1960년 대에 갈륨-비소-인(GaAsP) 화합물 반도체를 이용하여 실용화되었고, GaP:N 계열의 녹색 발광다이오드와 함께 정보 통신기기를 비롯한 전자장치의 표시와 화상용 광원으로 이용되고 있다.
90년대 중반 이후, 질화갈륨(GaN) 계열의 청색 발광다이오드가 개발되면서 발광다이오드를 이용한 총천연색 디스플레이가 가능하게 되었다. 이러한 발광다이오드는 핸드폰의 액정표시소자와 키 패드용 백-라이트(back-light)에 대표적으로 사용되고 있으며, 옥외용 총천연색 대형 전광판과, 교통 신호등, 자동차 계기판, 항만, 공항, 고층빌딩의 경고 및 유도등과 같은 다양한 곳에서 사용되고 있다.
그러나, 도 1a 및 도 1b에서 도시한 바와 같이, 차세대 조명으로 각광받는 발광다이오드는 발광하는 동안 p-n 접합 부위에서 접합온도가 상승하고, 이러한 온도 상승은 발광다이오드의 광 효율 및 수명을 단축하는 원인이 된다. 따라서, 발광다이오드를 구동하기 위해 접합온도를 정확히 측정하는 것이 필수적으로 요구된다. 또한, 태양광 발전 시스템에 사용되는 경우, 발광다이오드는 상용전원이 없거나 독립된 장소에서 단독 조명으로 사용되기 때문에 유지 및 보수를 위하여 발광다이오드의 수명이 정확하게 예측되어야 한다. 이러한 이유로 발광다이오드의 수명과 광 출력을 예측하기 위하여 정확하게 접합온도를 측정하는 방법들이 연구되고 있다.
한편, 발광다이오드는 장착된 방열판으로부터 열을 외부로 방출함으로써 광 출력을 지속적으로 유지할 수 있지만, 이러한 방열판은 주변의 온도가 높을 경우에는 발광다이오드에서 발생하는 열을 충분히 배출시킬 수 없다는 문제점도 있다. 따라서, 방열판을 설치하더라도 발광다이오드의 고장 발생률이 높을 수 있다.
본 발명의 목적은 상술한 바와 같은 문제점을 해결하기 위해 이루어진 것으로서, 발광다이오드의 접합온도를 상승시키는 리플전류를 최소화시켜 발광다이오드를 구동할 수 있는 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 발광다이오드의 접합온도를 측정하기 위해 접합온도와 선형관계에 있는 발광다이오드 순방향 전압을 측정하고, 순방향 전압을 발광다이오드의 구동회로에 피드백함으로써 발광다이오드의 온도 및 조도를 일정하게 유지할 수 있는 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 발광다이오드의 구동전원 및 접합온도를 측정하기 위한 측정 전류원의 이중 전원을 구성하고, 이중 전원 사이의 스위칭 시에 출력 전압 및 전류의 파형이 발광다이오드의 기생 커패시턴스에 의해 왜곡되는 현상을 방지할 수 있는 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 접합온도에 따라 발광다이오드의 구동전압을 변화시켜 줌으로써 일정한 광 출력을 유지하고, 발광다이오드의 수명을 예측하여 유지 및 보수의 효율을 향상시킬 수 있는 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법을 제공하는 것이다.
상기 목적을 달성하기 위해 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 직류전원을 공급받아 발광다이오드를 구동하는 구동전원을 출 력하고, 상기 발광다이오드의 출력전류가 궤환하는 컨버터 전원 소오스, 상기 발광다이오드에 순방향 전압이 걸리도록 측정 전류를 인가하는 측정 전류원, 상기 순방향 전압의 크기에 대응하는 온도값을 산출하고, 상기 온도값을 미리 설정된 온도값과 비교하여 PWM 신호를 출력하는 중앙 제어부, 상기 측정 전류원으로부터 상기 발광다이오드에 측정 전류가 인가되도록 하거나, 상기 컨버터 전원 소오스로부터 상기 발광다이오드에 구동전원을 인가하도록 상기 측정 전류원 및 상기 컨버터 전원 소오스를 스위칭하는 플로팅 스위치 및 상기 컨버터 전원 소오스로부터 상기 측정 전류원으로 스위칭 시에 상기 발광다이오드의 내부에 형성된 기생 커패시턴스를 방전시키는 폴링타임 보상회로를 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 상기 중앙 제어부에서 출력된 PWM 신호가 입력되는 컨버터 제어부를 포함하고, 상기 컨버터 제어부는 상기 PWM 신호를 DC로 변환하여 전압을 분배하는 전압분배부, 상기 발광다이오드에서 출력된 전류를 피드백하여 증폭 및 필터링하는 전류피드백 증폭/필터부, 상기 기생 커패시턴스를 방전시키는 상기 폴링타임 보상회로의 스위칭 펄스, 및 상기 전압분배부, 상기 전류피드백 증폭/필터부 및 상기 스위칭 펄스에서 출력된 전압을 더해주는 비반전 가산기를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 상기 폴링타임 보상회로는 상기 구동전원이 상기 발광다이오드에 인가된 경우에는 오프 상태를 유지하고, 상기 측정전류가 상기 발광다이오드에 인가된 경우에는 온 상태로 변경되어 상기 기생 커패시턴스를 방전시키는 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 상기 폴링타임 보상회로는 상기 발광다이오드에 병렬로 연결된 저항 및 상기 저항에 전기적으로 연결된 NPN 트랜지스터를 포함하여 형성된 것을 특징으로 한다.
또한, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 상기 플로팅 스위치는 PNP 트랜지스터 및 NPN 트랜지스터를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 발광다이오드의 접합온도를 상승시키는 리플전류를 최소화시켜 발광다이오드를 구동할 수 있다는 효과가 얻어진다.
또한, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 발광다이오드의 접합온도를 측정하기 위해 접합온도와 선형관계에 있는 발광다이오드 순방향 전압을 측정하고, 순방향 전압을 발광다이오드의 구동회로에 피드백함으로써 발광다이오드의 온도 및 조도를 일정하게 유지할 수 있다는 효과도 얻어진다.
또한, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 발광다이오드의 구동전원 및 접합온도를 측정하기 위한 측정 전류원의 이중 전원을 구성하고, 이중 전원 사이의 스위칭 시에 출력 전압 및 전류의 파형이 발광다이오드의 기생 커패시턴스에 의해 왜곡되는 현상을 방지할 수 있다는 효과도 얻어진다.
또한, 본 발명에 따른 발광다이오드 구동장치 및 그의 제어방법에 의하면, 접합온도에 따라 발광다이오드의 구동전압을 변화시켜 줌으로써 일정한 광 출력을 유지하고, 발광다이오드의 수명을 예측하여 유지 및 보수의 효율을 향상시킬 수 있다는 효과도 얻어진다.
본 발명의 상기 및 그 밖의 목적과 새로운 특징은 본 명세서의 기술 및 첨부 도면에 의해 더욱 명확하게 될 것이다.
이하, 본 발명의 구성을 도면에 따라서 상세하게 설명한다.
또한, 본 발명의 설명에 있어서는 동일 부분은 동일 부호를 붙이고, 그 반복 설명은 생략한다.
일반적으로, 발광다이오드는 상용전원, 절연을 목적으로 한 컨버터 및 이를 발광다이오드 모듈 각각에 맞도록 바꾸어주는 DC/DC 컨버터로 구성된 스위칭 전원공급 장치로부터 전력을 공급받는다. 종래의 스위칭 기법으로 발광다이오드를 구동한다면 발광다이오드에 상당한 양의 리플 전류가 인가된다. 상기 리플 전류가 증가할수록 전원공급장치의 비용은 더욱 적게 들지만, 발광다이오드의 광 출력은 감소하게 된다. 이러한 광 출력의 감소 폭이 작은 경우에는 인간의 눈으로는 감지되지 않지만 정밀한 기계의 작동이 필요한 곳이나, 일정한 조도가 유지되어야 하는 경우에는 그에 따른 문제를 해결하기 위해서 리플 전류를 최소화시켜야 한다.
한편, 리플 전류는 접합온도의 상승을 초래할 수 있는 전력 소비를 증가시킴으로써 발광다이오드의 수명을 단축하게 된다. 예를 들어, 발광다이오드의 사용수명을 조명 출력이 80%로 떨어질 때까지로 정의한다면, 발광다이오드의 수명은 접합 온도가 85℃일 때 2만 5천 시간의 수명을 갖고, 53℃일 때 10만 시간을 갖게 된다. 따라서, 허용범위를 초과하여 접합온도를 상승시키지 않고 발광다이오드를 구동함으로써 발광다이오드의 수명을 연장할 수 있다. 결과적으로, 발광다이오드의 수명을 연장하기 위해서는 리플 전류를 감소시키는 것이 요구된다.
또한, 발광다이오드는 문턱 전압 이상의 전압을 걸어주면 다이오드의 양단은 단락되어 발광다이오드의 전류는 급격히 상승한다. 따라서, 발광다이오드는 전압 변화율에 대하여 전류변화율의 민감도가 큰 특성 때문에 전류에 선형적인 광 출력을 제어하기 어렵다. 또한, 발광다이오드는 리플 전압이 미소하게 발생하는 경우에도 상당한 전류변화율을 갖는다.
따라서, 발광다이오드는 이러한 특성으로 인해 정전류로 구동되는 것이 요구된다. 현재, 부하를 정전류로 구동하기 위하여 여러 가지의 방법들이 제시되고 있다. 예를 들어, 출력전압이 입력전압보다 적을 때는 벅(Buck) DC-DC 컨버터가 사용하며, 그 반대일 경우에는 부스터(Boost) DC-DC 컨버터가 사용된다. 이러한 컨버터는 전압 피드백으로 정전압을 유지시켜 주지만, 발광다이오드를 구동하기 위해서는 전류 피드백을 이용하여 컨버터를 스위칭하여야 한다.
전류 궤환 DC/DC 컨버터 시스템
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드 램프에 적용되는 전류 피드백 DC-DC 컨버터의 시스템 블록도이고, 도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 전류궤환 벅 컨버터의 블록도이다.
도 2에서 도시한 바와 같이, 저항(20; Rs)은 전류를 감지하기 위한 센서이다. 상기 저항(20)에서 미소한 전압강하가 일어나는데, 이에 따른 전력소모를 줄이기 위해서는 큰 일률(watt)에도 견딜 수 있는 저항을 부착해야 한다. 상기 저항(20)에 걸리는 전압(V)은 발광다이오드(21)에 흐르는 전류에 의한 전압이므로, 이를 궤환하는 것은 출력 전류를 궤환하는 것이다. 감지된 전압은 OP-AMP로 구성된 증폭기(23) 및 저역 통과 필터(Low Pass Filter; LPF)를 통과하여, DC-DC 컨버터 스위칭 회로(25)의 피드백 단자에 적합한 전압으로 변경된다.
도 3에서 도시한 바와 같이, 발광다이오드(21)에 일정한 정전류를 공급하기 위해서 전류 피드백의 벅 컨버터를 사용한다. 상기 발광다이오드(21)에 일정한 정전류를 공급하기 위해서는 태양전지와 배터리의 규격에 의한 입력전압의 결정으로 플라이백 컨버터, 벅 컨버터 및 부스트 컨버터 중에서 선택된 어느 하나의 컨버터를 사용할 수 있다. 그러나, 입력단과 출력단의 전압차가 크지 않으므로 절연이 크게 필요치 않고, 커패시터(27; C)의 출력전압이 발광다이오드(21)의 구동전압보다 크도록 하여 벅 컨버터로 구현하는 것이 바람직하다.
또한, 전류 제어방법을 사용하여 컨버터의 스위칭을 제어함으로써 전력용 스위칭 소자(29)를 일정한 형태의 주파수로 도통시킨 후 스위칭 전류 또는 인덕터 전류를 감지하여 전류값이 설정값에 도달하는 순간에 스위치를 차단시킬 수 있다. 따라서, 상기 컨버터의 최대 출력전류는 제어 전류에 의해 직접 결정되므로 제어 전류의 최대값을 제어함으로써 스위칭 소자(29)의 최대 전류를 직접 제어할 수 있고, 과전류 보호 및 전류에 대한 응답 속도를 빠르게 할 수 있다.
상기 벅 컨버터의 규격은 아래 [표 1]에 나타나 있다.
입력전압(VI) 24V
출력전압(VO) 20V
출력전류(IO) 10mA ~ 1.4A
스위칭 주파수(Fs) 150khz
이 경우, 출력전류는 발광다이오드(21)의 온도 센싱에 의해 가변적으로 동작해야 하기 때문에 10mA ~ 1.4A의 범위 내로 결정하고, 인덕터(28; L)의 값은 아래 수식에 의하여 결정된다.
Figure 112009041945051-pat00001
여기서, Dmin은 최대 출력전압에 대한 입력전압의 비(ratio)이고, Iomin은 출력전류의 최소값이다.
또한, 커패시터(C)의 값은 다음과 같이 얻을 수 있다.
Figure 112009041945051-pat00002
이 경우, 상기 커패시터(C)는 내부 등가 직렬저항(ESR)과 리플을 가능한 작게 하기 위하여 220uF과 10uF를 병렬을 사용할 수 있다.
상기 스위칭 소자(29)는 AP1501(ADJ)이 사용될 수 있다. 상기 AP1501은 당업자에게 알려진 스텝-다운(step-down) DC-DC 컨버터이므로 그 자세한 설명은 생략하기로 한다.
발광다이오드 접합온도 검출회로
발광다이오드의 p-n 접합부는 에폭시로 몰딩이 되어있기 때문에 온도계로 직접 접합온도를 측정하는 것은 어렵다. 따라서, 발광다이오드의 접합온도는 온도에 의해 변화하는 빛의 세기, 파장의 이동 또는 접합전압의 변화를 이용하여 간접적으로 측정되어야 한다. 특히, 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 접합온도는 이중 전류원 측정방법(Dual Current Method; DCM)으로 측정될 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 접합온도를 측정하기 위한 DCM 블록도이다.
도 4에서 도시한 바와 같이, 이중 전류원 측정방법은 구동 전류원(41; IH) 및 측정 전류원(43; IM)를 이용하여 발광다이오드의 접합전압(VF)을 측정하는 것이다. 상기 구동 전류원(41; IH)은 발광다이오드(DUT)의 발광을 위하여 인가되는 전류원이고, 상기 측정 전류원(43; IM)은 접합온도에 영향을 미치지 않는 작은 전류를 출력한다.
또한, 상기 구동 전류원(41; IH) 및 측정 전류원(43; IM)을 스위칭하는 플로팅 스위치(45)가 발광다이오드에 연결되어 있다. 따라서, 상기 플로팅 스위치(45)가 구동 전류원(41; IH)에 단락되어 있을 때 발광다이오드(DUT)가 정상 구동을 하게 되며, 측정 전류원(43; IM)에 단락된 경우 측정전류가 인가되어 접합온도를 산출하게 된다. 이 경우, 상기 측정 전류원(43; IM)의 전류량은 발광다이오드의 접합온도에 영향을 주지않기 위해 최소로 되어야 한다. 또한, 측정전류가 긴 시간 들어가면 발광다이오드의 접합온도가 순간적으로 낮아지기 때문에 짧은 순간에 측정전류가 인가되어야 정확한 접합온도를 측정할 수 있다.
측정 전류원 회로도
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 접합온도를 측정하기 위한 측정 전류원의 회로도이고, 도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 OTA 내부 회로도이며, 도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 측정 전류원이 인가되는 순간 발광다이오드를 등가 저항으로 나타내어 모델링한 회로도이다.
도 5에서 도시한 바와 같이, 연산전달 컨덕턴스 증폭기(Operational Transconductance Amplifier; OTA)를 이용하여 7 ~ 10mA의 일정한 정전류를 출력할 수 있다. 출력 측의 두 개의 원은 바이어스 전류에 종속적인 출력 전류원(51)을 나타낸 것이다. 상기 OTA는 OP-Amp와 마찬가지로 두 개의 차동 입력단자와 높은 입력 임피던스, 높은 CMRR(Common Mode Rejection Ratio)을 갖는다. 하지만 OP-Amp와의 차이점으로 IABC(Amplifier Bias Current)와 IBIAS(Diode Bias Current)단자를 가지며, 높은 출력 임피던스 및 일정한 전류이득을 갖는다. OTA의 입력전압에 대한 출력전류의 비는 전달 컨덕턴스(gm)가 된다.
gm=IOUT/VIN=KIABC, IOUT=VINKIABC(K는 OTA 내부 회로 설계에 의존한다.)
따라서, 출력 전류(IOUT)는 VIN과 IABC에 의해 결정될 수 있다.
한편, LM13600 패키지(53)는 2개의 OTA와 트랜지스터로 구성된 버퍼회로를 포함하고 있다. Iout이 일정한 특성을 이용하여, 측정 전류원을 구현할 수 있다. OTA의 최대 출력전류는 2mA이기 때문에 내부의 버퍼를 사용하면 20mA까지 출력범위를 갖는 전류원을 구현할 수 있다. VIN은 저항(55a; R1)과 저항(55b; R2)에 의한 전압분배로 정해지고, VDC의 전압이 RBIAS을 통하여 IABC로 인가되는 전류임을 알 수 있다.
도 6에 도시한 바와 같이, AMP BIAS INPUT 단자는 IABC가 흐르는 단자이다. IABC는 외부 소스에서 외부 저항 RBIAS에 연결되어 Q1을 통과하여 V-단자에 연결된다. VBIAS를 외부 전압원으로 놓으면 다음의 수식으로 IBIAS를 구할 수 있다.
Figure 112009041945051-pat00003
-1.4V는 Q2의 VBE에 걸리는 전압 0.7V와 Q1, Q3, D1에 걸리는 전압 0.7V를 빼준 것이다. 따라서, IBIAS가 결정이 되면 OTA 내부 특성에 따른 컨덕턴스를 구할 수 있다. gm=KIBIAS이며, 25℃일 경우 K는 대략 16μS/μA의 값을 갖는다는 것은 당업자에게 잘 알려져 있다.
따라서, 출력 전류는 다음의 식을 통하여 계산될 수 있다.
Figure 112009041945051-pat00004
출력 전류가 계산되면, 발광다이오드에 걸리는 전압을 구할 수 있다.
발광다이오드의 구동 전류크기와 측정전류 크기의 비는 100:1이 적합하다.
도 7에서 도시한 바와 같이, 사용된 OSRAM 발광다이오드와 서울반도체 발광다이오드의 최대 정격 전류는 최대 1A이므로 측정 전류원은 10mA가 적합하다. 또한, 발광다이오드의 문턱 전압이 14V 이상이기 때문에 측정 전류원 OTA 바이어스는 14V 이상으로 해주어야 한다. 상기 두 종류의 발광다이오드에 10mA를 흘려주면 약 15V 순방향 전압이 인가된다(서울반도체 발광다이오드는 6개를 직렬로 사용했기 때문에 2.5V×6=15V). 상기 측정 전류원이 인가되는 순간 발광다이오드를 등가 저항으로 나타내면 1.5kΩ의 저항으로 모델링될 수 있다. 전류 10mA를 출력하기 위해서는 OTA 내부의 버퍼를 사용하여 출력을 내어주도록 하며, 14V 이상의 전압을 출력하기 위하여 바이어스 전원은 18V를 사용하도록 한다. 저항(R2)와 저항(R3)의 전압분배로 +V 입력단자에 5V의 전압을 인가해준다.
바이어스 전류와 출력특성 및 시뮬레이션 결과는 다음과 같다.
Figure 112009041945051-pat00005
발광다이오드로 등가모델된 1.5kΩ의 저항값이 1.4kΩ으로 바뀐다면, IOUT은 9.62mA로 변화하므로, 100Ω당 20uA의 오차를 갖는다. 따라서, 전류의 변화량이 극히 미소하므로 전류원으로 보아도 무방하다.
한편, 발광다이오드 순방향 전압(VF)으로 접합온도(TJ)를 결정하기 위해서는 VF와 TJ의 관계를 측정해야 한다. 항온 챔버 안에 발광다이오드를 넣어 일정시간(15분~1시간) 동안 온도를 유지시킨다. 항온 챔버의 내부온도는 발광다이오드의 주변온도(TA)가 되며, 일정시간 후 열평형 상태가 이루어져 TA는 TJ와 같게 된다. 이때, OTA에서 출력하는 정전류로 구동하여 발광다이오드 순방향 전압(VF)을 측정한다.
DCM 방법을 설계할 때 유의할 사항은 발광다이오드의 구동전원과 측정 전류원 사이의 정확한 스위칭 동작이다. 다시 말해, 항온 챔버의 내부 온도를 증가시키면서 발광다이오드의 온도를 측정하는 동안 측정시간이 길면 발광다이오드의 온도가 낮아질 수 있으므로 측정 전류원의 인가 시간은 매우 짧아야 한다. 따라서, ILED를 고정시켰을 때 온도변화에 따른 VF의 변화를 이용하여, 접합온도를 추정할 수 있다.
아래 [표 2]는 서울반도체 1Watt 6직렬 모듈과 OSRAM 14Watt Power LED에 대한 접합온도에 대한 측정값을 나타내고 있다. 두 종류의 발광다이오드에 대한 구동전류의 최대값은 1A이므로, 측정 전류원에 약 10mA를 인가하면 VF의 변화값을 측정할 수 있다.
온 도 OSRAM LE UW E3B - 1개 (VF 단위 V) 서울반도체 X42180 - 6직렬 (VF 단위 V)
40℃ 15.511 15.407
60℃ 15.504 15.349
80℃ 15.461 15.285
100℃ 15.416 15.217
120℃ 15.385 15.161
플로팅 스위치 및 폴링타임 보상회로
도 4, 도 8, 도 9a 및 도 9b를 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 플로팅 스위치에 대하여 설명하기로 한다.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 폴링 타임(Falling time) 보상 회로가 연결된 플로팅 스위치의 회로도이고, 도 9a 및 도 9b는 각각 본 발명의 실시 예에 따른 폴링타임 보상 회로가 연결되기 전의 발광다이오드 기생 커패시턴스에 의한 측정 왜곡 파형 및 폴링타임 보상 회로가 연결된 후의 동작 파형이다.
도 4 및 도 8에서 도시한 바와 같이, DCM의 경우 플로팅 스위치(45)를 이용하여 구동 전류원(41; IH) 및 측정 전류원(43; IM)을 스위칭해야 한다. 상기 플로팅 스위치(45)는 PNP 트랜지스터(81)와 NPN 트랜지스터(83)를 사용하여 구현할 수 있다.
상기 PNP 트랜지스터(81)는 이미터에서 베이스로 전류(IB)가 흐르면 이미터와 컬렉터가 도통이 된다. 베이스 측이 플로팅이거나 이미터 측과 전위차가 없다면 IB가 흐르지 못하여 이미터와 컬렉터 사이는 개방이 된다.
상기 NPN 트랜지스터(83)는 OFF일 때 PNP 트랜지스터(81)의 베이스가 플로팅 된다. PNP 트랜지스터(81)에 의해 베이스가 플로팅 되어 전류(IB)는 흐를 수 없게 되어 DC 소스(85)는 발광다이오드(21)로 연결되지 않는다. 그리고, 측정 전류원(43; IM)의 측정 전류는 다이오드를 통과하여 발광다이오드(21)로 흐르게 된다. 상기 NPN 트랜지스터(83)가 ON일 때 PNP 트랜지스터(81)의 베이스가 저항(R1)과 NPN 트랜지스터(83)를 통하여 접지가 되므로 전류(IB)는 흐를 수 있다. 이 경우, DC 소스(85)는 발광다이오드(21)로 연결된다. 상기 DC 소스(85)는 측정 전류원(43; IM)보다 높은 준위를 가지므로, 다이오드(D1)는 역방향 바이어스 상태가 되며 DC 소스(85)로만 발광다이오드(21)를 구동하게 된다.
구동 전원과 측정 전류원 사이의 정확한 스위칭과 구동 전원으로 사용되는 벅 컨버터의 최대 출력 전류를 1.4A 이상 발광다이오드에 흘려주어야 하기 때문에 PNP 트랜지스터(81)는 Fairchild사의 FJP1943을 사용하였다. 상기 PNP 트랜지스터(81)는 컬렉터 전류(IC)가 -15A이며 주파수 30Mhz에서 스위칭 동작이 가능하다. 그리고, 상기 NPN 트랜지스터(83)는 2N2222A를 사용하였다. NPN 트랜지스터(83)의 베이스 전류가 작기 때문에 NPN 트랜지스터(83)의 용량은 클 필요는 없다. 최대 스위칭 주파수는 3Mhz이므로 구현된 플로팅 스위치의 스위칭 대역폭은 3Mhz이다.
한편, 발광다이오드(21)의 PN 접합부 사이에는 이온층이 형성되어 있다. 상기 이온층은 절연체 역할을 하여 P형과 N형 반도체 사이에 기생 커패시턴스를 형성시킨다. 상기 기생 커패시턴스는 구동전원과 측정 전류원 사이의 빠른 스위칭을 방해할 수 있다. 따라서, 상기 기생 커패시턴스로 인해 구동 전원과 측정 전류원 사이의 정확한 스위칭이 되지 않으며, 측정 전류원이 인가될 시, VF의 왜곡이 초래될 수 있다.
결국, 발광다이오드의 기생 커패시턴스에 의해 충전된 전하를 방전시키기 위해 측정전류 인가 시 빠른 스위칭을 위하여 발광다이오드에 개별적으로 방전 루프(89), 즉 폴링타임 보상회로를 추가해야 한다. 구동 전원이 발광다이오드에 인가될 때 방전루프(89)에 관한 전력소모를 없애기 위하여 발광다이오드의 방전루프(89)는 플로팅 스위치(45)와 상보적 스위칭을 필요로 하기 때문에 스위칭 펄스를 반전시킨 상태로 스위칭해야 한다.
상기 방전루프(89)는 발광다이오드에 병렬로 연결된 3.3KΩ의 저항(91) 및 NPN 트랜지스터(93)를 포함하고, 측정전류가 인가될 시 방전을 하도록 한다. 발광다이오드(21)에 병렬로 방전루프(89)를 계속 형성할 경우 전력소모가 증가하기 때문에 구동 전원이 인가될 시는 OFF시키고 측정전류가 들어올 때 ON시켜 발광다이오드(21)의 기생 커패시턴스에 충전되어 있는 전하를 방전하게 된다. 도 9a 및 도 9b에는 발광다이오드에 폴링타임 보상회로가 연결되기 전/후의 전류와 전압에 대한 파형이 나타나 있다. 따라서, 도 9b에 도시한 바와 같이, 상기 폴링타임 보상회로는 발광다이오드의 순방향 전압(VF)에 인가된 기생 커패시턴스에 의한 효과를 제거할 수 있다.
발광다이오드 접합온도 궤환 전력제어 시스템
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드 접합온도 궤환 전력제어 시스템의 전체 블록도이다.
도 10에서 도시한 바와 같이, 벅 컨버터로 구성된 컨버터 전원 소오스(95)로부터 발광다이오드(21)에 문턱 전압 이상이 인가되면, 상기 발광다이오드(21)는 단락되어 발광다이오드의 전류는 급격히 상승한다. 상기 전류는 전류피드백 증폭/필터부(97)를 통하여 컨버터 제어부(99)로 인가된다.
한편, OTA로 구성된 측정 전류원(101)이 발광다이오드(21)로 인가되었을 때 발광다이오드 순방향 전압(VF)을 감지하게 되며, 감지된 전압은 전압 피드백 증폭/필터부(103)를 통과하여 중앙 제어부(105)에 입력된다. 이 경우, 상기 중앙 제어부(105)는 5V 이내의 전압을 받기 때문에 발광다이오드 순방향 전압(VF)의 변화가 0~5V까지 변화가 되도록 변경해주어야 한다. 상기 중앙 제어부(105)는 16bits A/D 변환을 통해 감지된 전압값을 유지한다.
또한, 상기 중앙 제어부(105)는 디지털 값으로 변경된 수치를 레귤레이션할 온도 수치와 비교하여 현재의 온도가 레귤레이션할 온도보다 높은지 낮은지를 판단하게 된다. 이러한 값들은 표시부(108)에 표시된다. 상기 판단 후에, PWM 신호가 출력되며, 상기 PWM 신호는 비반전 가산기(109)를 거쳐 컨버터 제어부(99)에 인가된다. 이 경우, 저역통과필터(107; LPF)는 PWM 신호를 DC로 만들어 주는 역할을 한다. DC 전압이 상승하면 벅 컨버터의 출력은 감소하며, DC 전압이 하강하면 벅 컨버터의 출력이 증가한다.
V F 센싱 증폭기 설계 및 OTA 측정전류원 회로의 변경
발광다이오드의 종류에 따라서 감지될 전압은 다른데, 예를 들어 OSRAM 발광다이오드의 ΔVF는 15.6V~15.3V이며 서울반도체 발광다이오드의 6개 직렬 모듈의 ΔVF는 15.4V~15.1V이다.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 순방향 전압(VF)을 변형하기 위한 차분증폭기 회로이고, 도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 측정 전류원과 연결된 부하를 도시한 회로도이다.
도 11에서 도시한 바와 같이, 발광다이오드(21)의 측정 전류원(101)이 인가될 때 VF는 저항(103a)과 저항(103b)로 전압분배가 되어 V1의 전압이 인가된다. 예를 들어, OSRAM 발광다이오드의 접합온도가 20℃일 때 VF와 동일한 전압을 V2에 인가한다. 두 전압 간의 차이가 생기면 20배 증폭되어 VO로 출력된다. 전압의 차가 120℃일 경우에도 0.5V 이내로 변하게 되므로 20배 증폭이 적합하다. 따라서, 전압분배를 이용함으로써 OP-AMP의 바이어스 전압, 예를 들어 18V 내로 인가되도록 하여 OP-AMP의 오동작을 방지한다.
도 12에서 도시한 바와 같이, 차분증폭기 회로의 부착으로 인하여 OTA의 회로도 변경해야 한다. 다시 말해, 상기 OTA회로는 10mA로 출력되도록 설계되었지만, 발광다이오드와 병렬로 연결된 발광다이오드 기생 커패시턴스에 의한 방전회로와 A/D변환을 위한 증폭기의 병렬저항의 연결로 인하여 출력전류를 변경시켜야 한다.
측정 전류원에 의해 공급이 되어야 하는 부하는 도 12에서 나타나 있다. 발광다이오드에 흐르는 전류가 10mA가 되기 위해서는 측정 전류원에서 20mA를 출력해야 하기 때문에 OTA의 출력전류의 양을 변경하기 위해서 회로를 변경해야 한다.
20mA는 LM13600의 버퍼단의 최대 정격출력이므로 20mA의 전류원으로 이용될 수 있다. 따라서, 도 5 및 도 6에서 도시한 바와 같이, VIN으로 입력되는 5V는 정격전압이므로 변경하지 않고, IBIAS의 정격전류인 2mA가 IABC로 입력되도록 변경해야 한다.
IBIAS=(18V-1.4V)/8.2kΩ=2mA, gm=13mS
전체의 병렬연결 된 저항의 크기는 680Ω이며, OTA의 출력전류의 크기는 65mA가 된다. 65mA는 정격전류의 크기보다 크므로 정격전류인 20mA가 출력된다. 20mA 출력은 발광다이오드 기생 커패시턴스 방전루프의 저항과 증폭기의 전압분배 저항에 10mA가 흐르고 나머지 10mA는 발광다이오드에 흐르게 된다.
컨버터 제어부 회로
도 13에서 도시한 바와 같이, 컨버터 제어부(99)의 회로는 전압분배부(131), 전류피드백 증폭/필터부(133), 기생 커패시턴스 방전회로의 스위칭 펄스(135) 및 비반전 가산기(137)를 포함하여 구성된다. 상기 전압분배부(131)는 중앙 제어부(105)에서 출력하는 PWM 펄스 신호를 DC로 변환하여 버퍼를 통해 전압을 분배하는 회로이다. 상기 전류피드백 증폭/필터부(133)는 발광다이오드에서 출력된 전류를 피드백하여 증폭 및 필터링하는 회로이다. 상기 비반전 가산기(137)는 전압분배부(131), 전류피드백 증폭/필터부(133) 및 스위칭 펄스(135)에서 출력된 전압을 더해준다.
이 경우, 상기 비반전 가산기(137)에 입력되는 모든 출력신호들은 벅 컨버터 피드백 단자에 직접적으로 연결되기 때문에 리플이 최소화되어야 한다. 전압분배는 벅 컨버터 피드백 단자의 민감도에 의해 결정되며, 0.5V 이내로 변화하도록 전압분배 저항을 선정하는 것이 바람직하다. 컨버터 스위치인 AP1501은 1.2V의 피드백 전압을 갖는다.
상기 전압분배부(131)에서는 RC 시정수가 클수록 PWM에 의한 DC가 리플없이 출력되는 장점을 갖지만, 벅 컨버터 출력에 즉각적인 변화를 줄 수가 없으므로 시정수의 선정이 중요하다. 또한, 벅 컨버터를 조절하기 위해 출력되는 PWM 펄스의 듀티(duty)가 증가하거나, 감소할 때 DC 레벨로 변환되는 속도가 늦어지기 때문에 허용할 리플율을 고려하여 시정수 값을 선정하여야 한다. 따라서, 상기 전압분배부(131)에서 저항(132a; R13)을 1kΩ, 커패시터(132b)를 100uF로 설정하는 것이 바람직하다.
발광다이오드의 접합온도에 따른 허용전류 설정
발광다이오드에서 발생하는 열로 인해 온도가 상승함에 따라 조도가 감소하기 때문에 발광다이오드를 적당한 온도에서 구동시킬 필요가 있다.
도 14는 본 발명의 실시 예에서 사용된 OSRAM 발광다이오드의 허용전류와 접합온도 간의 그래프이고, 도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 접합온도에 대한 조도를 나타낸 그래프이다.
도 14에서 도시한 바와 같이, 발광다이오드에 최대 전류 1A를 흘려주기 위해서는 접합온도를 65℃ 이하로 유지시켜야 하고, 전류 700mA를 흘려주기 위해서는 87℃ 이하로 유지시켜야 한다. 따라서, 발광다이오드는 발광다이오드에 1A가 흘렀을 경우 온도가 65℃이상이면 오동작할 수 있고, 700mA를 흘려줄 때보다 1A를 흘려줄 때 우수한 방열설계 특성을 보여야 한다.
도 14 및 도 15에 따라 발광다이오드의 동작을 예를 들어 설명하면 다음과 같다.
발광다이오드에 700mA가 흐를 때 접합온도가 60℃라 하면 접합온도가 80℃, 즉 발광다이오드에 800mA가 흐를 때까지 전류를 상승시켜 더 환한 빛을 내게 한다. 한편, 발광다이오드에 700mA가 흐를 때 접합온도가 100℃라 하면 접합온도가 70℃, 즉 발광다이오드에 600mA가 흐를 때까지 전류를 감소시켜 더 어두운 빛을 내게 한다. 이러한 동작을 계속 반복하여 온도 레귤레이션을 한다.
도 15에서 화살표는 온도 레귤레이션 범위를 나타낸다. 조도를 희생해서 온도를 유지시키는 것이다. 예를 들어, 발광다이오드로 인가되는 전류가 700mA로 흘려서 접합온도 80℃가 된다면 이를 넘지 말아야 하므로 전류를 600mA로 떨어뜨린다. 그러면 접합온도는 80℃ 이하로 떨어질 것이다. 접합온도가 80℃ 이하가 되면 다시 전류를 증가시켜 700mA까지 올려주게 되는 것이다. 조도 역시 700mA에서 600mA으로 변할 때 195Lux에서 175Lux로 감소하게 된다. 조도 20Lux를 떨어뜨림으로 온도의 상승을 방지하는 것이다. 일정 온도로 감소를 하면, 다시 온도 상승을 위해 입력전류와 조도가 상승하며 이를 계속 반복하여 레귤레이션을 하게 된다. 따라서, 본 발명으로부터 발광다이오드의 광 출력을 특성을 향상시킬 수 있다.
다음으로, 도 10, 도 16 및 도 17을 참조하여 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 제어방법을 설명하기로 한다. 도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드를 구동하기 위한 순서도이고, 도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 벅 컨버터 온도궤환 시스템의 정상동작을 확인하기 위한 순서도이다.
도 10에서 도시한 바와 같이, 중앙 제어부(105)는 발광다이오드 순방향 전압(VF)을 감지하고, 연산과정을 거쳐 벅 컨버터에 입력될 PWM 파형의 듀티를 결정한다.
아래 [표 3]에는 중앙 제어부의 입출력 포트의 사용 핀과 목적에 대하여 보여준다.
In/Out PORT Name PORT Number Object
OUT PORTA 7 Segment
IN PORTC 0~3 Select 단자(7 Segment)
OUT PORTE 4 Buck PWM OUT
OUT 5 측정 Timing OUT
IN PORTF 0 VF 입력
OUT PORTG 0 Error 발광다이오드(high가 on)
OUT 1 Main 발광다이오드(high가 on)
IN 2 Select(high가 누름)
도 16에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 제어방법은 구동장치를 초기화시킨 후에(S161), 발광다이오드의 구동모드인지 여부를 판단한다(S162). 발광다이오드가 발광하는 동안 중앙 제어부(105)는 스위칭 펄스를 발생시켜 측정 전류원(43)으로 스위칭하여(S163), 발광다이오드의 순방향 전압을 측정한다(S164). 이 경우, 상기 스위칭 펄스는 300Hz로 가시주파수 이상의 주파수를 갖으며, 듀티는 0.9이다. 지속적으로 측정 전류원(43)이 인가되는 시간은 300us이며, 발광다이오드(21)의 기생 커패시턴스에 의한 딜레이 현상 때문에 100us의 방전시간을 두고, 100us 이후의 200us를 센싱한다. 또한, 상기 발광다이오드의 순방향 전압은 200us의 시간 동안 5번 측정이 되고, 그 평균값으로부터 온도값으로 환산될 수 있다.
상기 단계(S164) 후에, 측정된 전압을 A/D변환하고(S165), A/D 변환값을 레귤레이션할 온도의 A/D 값과 비교한다(S166). 상기 단계(S166) 후에, 중앙 제어부(105)는 해당 온도값에 의한 벅 컨버터 제어 PWM 출력의 듀티를 조절하고(S167), 발광다이오드를 구동하는 컨버터 전원 소오스(95)를 제어하게 된다(S168). 상기 단계(S168) 후에, 노이즈에 의한 발광다이오드 구동장치의 오동작 발생을 감안하여 와치독(watch dog)을 이용하여 스위칭 모드단계로 리셋하게 된다(S169).
도 17에서 도시한 바와 같이, 벅 컨버터의 온도궤환 시스템의 정상동작을 확인하게 위하여 온도제어 모드인지 여부를 판단(S171)한 후에, 온도 평균값이 105℃ 이상이라면 듀티가 최대 여부를 판단한다(S172). 상기 단계(S172)에서, 듀티가 최대이면(S173) 듀티는 그대로 유지되고(S174), 듀티가 최대가 아니면 듀티를 증가시켜 벅 컨버터의 출력을 감소시키도록 한다(S175). 또한, 상기 단계(S173)에서, 온도 평균값이 105℃ 미만인 것으로 판단되면, 온도가 95℃ 이하인지 판단한다(S176). 상기 단계(S176)에서, 온도가 95℃ 이하이면, PWM 듀티가 최소인지 여부를 판단한다(S177). 상기 단계(S177)에서, PWM 듀티가 최소가 아니라면 Duty를 더욱 감소시켜 벅 컨버터 Feedback에 낮은 전압을 인가하여 출력을 증가시켜준다(S178). 또한, 상기 PWM 듀티가 최소 또는 온도 평균값이 95℃를 초과하고 105℃ 미만이면 그대로 최소를 유지한다(S179, S180).
발광다이오드 실험파형 및 분석
도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 벅 컨버터 스위칭 전압 및 피드백 전압을 보여주는 그래프이고, 도 19는 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 변화에 의한 스위칭 듀티의 변경을 보여주는 그래프이다. 도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드 전류, 스위칭 펄스 및 샘플링 구간을 보여주는 그래프이고, 도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 접합온도 궤환에 의한 전류변화 측정 파형을 보여주는 그래프이며, 도 22는 본 발명의 실시 예에 따른 구동전류 인가 시 리플전류 파형을 보여주는 그래프이다.
도 18에서 도시한 바와 같이, 측정 전류원(43)이 발광다이오드(21)에 인가될 시 벅 컨버터의 스위칭은 피드백에 의하여 OFF가 되어야 한다. 따라서, 플로팅 스위치의 스위칭 펄의 반전상태를 피드백과 가산하여, 강제적으로 벅 컨버터의 스위칭을 OFF 하도록 하였다.
도 19는 벅 컨버터 스위칭을 하는 정상구간의 듀티 변화를 측정한 파형이다. 입력전압 24V에 대해 출력전압은 약 17~21V이므로 듀티는 70%~90%에서 동작을 하게 된다. 듀티의 조절로 출력전류는 0A~1.2A까지 변경 가능하게 된다.
도 20은 측정 전류원(43)에 스위칭 펄스가 인가되는 경우 스위칭 펄스와 발광다이오드의 전류 파형이다. 측정전류를 인가하고 100us 이후 샘플링을 시작하므로 발광다이오드 기생 커패시턴스에 의한 측정왜곡을 방지함을 확인할 수 있다.
도 21은 OSRAM 발광다이오드의 양단전압과 전류 파형이다. 전류 파형에서 1A~500mA의 변화를 확인할 수 있다. 또한, 측정전류는 계산치 10mA로 일정하며, 온도에 따른 구동전류 변화 및 전류의 리플을 최소화하고 벅 컨버터의 OFF로 인하여 과도구간이 사라진 것을 확인할 수 있다.
도 22에서 PWM 신호에 대한 리플을 제외한 구동전원의 리플전류는 약 15mA 이며, 구동전류에 변화에 의한 리플전류도 크게 감소함을 확인할 수 있다.
이상 본 발명자에 의해서 이루어진 발명을 상기 실시 예에 따라 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시 예에 한정되는 것은 아니고 그 요지를 이탈하지 않는 범위에서 여러 가지로 변경 가능한 것은 물론이다.
도 1a는 종래기술에 따른 발광다이오드의 접합온도에 대한 광 출력의 특성을 보여주는 그래프.
도 1b는 종래기술에 따른 발광다이오드의 접합온도에 대한 수명 특성을 보여주는 그래프.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드 램프에 적용되는 전류 피드백 DC-DC 컨버터의 시스템 블록도.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 전류궤환 벅 컨버터의 블록도.
도 4는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 접합온도를 측정하기 위한 DCM 블록도.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 접합온도를 측정하기 위한 측정 전류원 회로도.
도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 OTA 내부 회로도.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 측정 전류원이 인가되는 순간 발광다이오드를 등가 저항으로 나타내어 모델링한 회로도.
도 8은 본 발명의 실시 예에 따른 폴링 타임(Falling time) 보상 회로가 연결된 플로팅 스위치의 회로도.
도 9a는 본 발명의 실시 예에 따른 폴링타임 보상 회로가 연결되기 전의 발광다이오드 기생 커패시턴스에 의한 측정 왜곡 파형.
도 9b는 본 발명의 실시 예에 따른 폴링타임 보상 회로가 연결된 후의 동작 파형.
도 10은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드 접합온도 궤환 전력제어 시스템의 전체 블록도.
도 11은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 순방향 전압(VF)을 변형하기 위한 차분증폭기 회로도.
도 12는 본 발명의 실시 예에 따른 측정 전류원과 연결된 부하를 도시한 회로도.
도 13은 본 발명의 실시 예에 따른 컨버터 제어부의 회로도.
도 14는 본 발명의 실시 예에서 사용된 OSRAM 발광다이오드의 허용전류와 접합온도 간의 그래프.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드의 접합온도에 대한 조도를 나타낸 그래프.
도 16은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드를 구동하기 위한 순서도.
도 17은 본 발명의 실시 예에 따른 벅 컨버터 온도궤환 시스템의 정상동작을 확인하기 위한 순서도.
도 18은 본 발명의 실시 예에 따른 벅 컨버터 스위칭 전압 및 피드백 전압을 보여주는 그래프.
도 19는 본 발명의 실시 예에 따른 PWM 변화에 의한 스위칭 듀티의 변경을 보여주는 그래프.
도 20은 본 발명의 실시 예에 따른 발광다이오드 전류, 스위칭 펄스 및 샘플링 구간을 보여주는 그래프.
도 21은 본 발명의 실시 예에 따른 접합온도 궤환에 의한 전류변화 측정 파형을 보여주는 그래프.
도 22는 본 발명의 실시 예에 따른 구동전류 인가 시 리플전류 파형을 보여주는 그래프.

Claims (5)

  1. 직류전원을 공급받아 발광다이오드를 구동하는 구동전원을 출력하고, 상기 발광다이오드의 출력전류가 궤환하는 컨버터 전원 소오스;
    상기 발광다이오드에 순방향 전압이 걸리도록 측정 전류를 인가하는 측정 전류원;
    상기 순방향 전압의 크기에 대응하는 온도값을 산출하고, 상기 온도값을 미리 설정된 온도값과 비교하여 PWM 신호를 출력하는 중앙 제어부;
    상기 측정 전류원으로부터 상기 발광다이오드에 측정 전류가 인가되도록 하거나, 상기 컨버터 전원 소오스로부터 상기 발광다이오드에 구동전원을 인가하도록 상기 측정 전류원 및 상기 컨버터 전원 소오스를 스위칭하는 플로팅 스위치; 및
    상기 컨버터 전원 소오스로부터 상기 측정 전류원으로 스위칭 시에 상기 발광다이오드의 내부에 형성된 기생 커패시턴스를 방전시키는 폴링타임 보상회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광다이오드 구동장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 중앙 제어부에서 출력된 PWM 신호가 입력되는 컨버터 제어부를 포함하고, 상기 컨버터 제어부는
    상기 PWM 신호를 DC로 변환하여 전압을 분배하는 전압분배부;
    상기 발광다이오드에서 출력된 전류를 피드백하여 증폭 및 필터링하는 전류 피드백 증폭/필터부;
    상기 기생 커패시턴스를 방전시키는 상기 폴링타임 보상회로의 스위칭 펄스; 및
    상기 전압분배부, 상기 전류피드백 증폭/필터부 및 상기 스위칭 펄스에서 출력된 전압을 더해주는 비반전 가산기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 발광다이오드 구동장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 폴링타임 보상회로는 상기 구동전원이 상기 발광다이오드에 인가된 경우에는 오프 상태를 유지하고, 상기 측정전류가 상기 발광다이오드에 인가된 경우에는 온 상태로 변경되어 상기 기생 커패시턴스를 방전시키는 것을 특징으로 하는 발광다이오드 구동장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 폴링타임 보상회로는 상기 발광다이오드에 병렬로 연결된 저항 및 상기 저항에 전기적으로 연결된 NPN 트랜지스터를 포함하여 형성된 것을 특징으로 하는 발광다이오드 구동장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 플로팅 스위치는 PNP 트랜지스터 및 NPN 트랜지스터를 포함하여 구성되 는 것을 특징으로 하는 발광다이오드 구동장치.
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