KR102296415B1 - 넓은 범위의 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터 - Google Patents
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Abstract
넓은 범위의 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터가 제공된다. 대역통과 필터는 채널 필터링 및 이득 조절을 수행하면서도, 대역통과 필터의 대역 통과 특성을 유지한다. 대역통과 필터는 넓은 신호 크기 범위에 대한 이득 제어를 가능하게 하면서도, 높은 선형성을 가질 수 있는 통과 대역 외 감쇠 비 특성 및 통과 대역 내 낮은 평탄도 등의 성능을 일정하게 얻을 수 있다.
Description
아래의 실시예들은 대역통과 필터에 관한 것으로, 보다 상세히는 넓은 범위의 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터가 제공된다.
스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(switched gmC N-path bandpass filter)는 입력 클럭 주파수를 가변(varying)함으로써 대역통과 필터(bandpass filter)의 신호 통과(pass) 대역을 자동으로 가변할 수 있다. 스위칭 gmC N-경로 대역 통과 필터는 광 대역(wide band)에 걸쳐 협 대역(narrow band) 신호를 처리하기에 적합한 구조(structure)로서 기존에 개발되었다.
그러나, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터에 있어서, 고성능의 통신 수신기에 적용하기에는 몇 가지 해결되지 못한 기술적인 문제점이 있다. 말하자면, 기존의 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터는 회로 구현(circuit implementing)의 특성 상 이득 조절에 있어서 일정한 필터 전달 특성을 갖기가 어려워 넓은 신호 크기 범위를 갖는 입력 신호에 대해서 이득 조절의 기능이 구현되지 못했다.
이득 조절의 기능은 수신기가 넓은 범위(range)의 입력 신호를 처리하기 위해 요구되는 필수적인 기능이다. 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터에 이득 조절 기능이 추가될 경우, 추가된 이득 조절 기능의 구현 방법에 따라 필터의 전달 특성 왜곡으로 인해 대역통과 필터가 본래 갖는 선형성(linearity) 성능이 현저하게 감소될 수 있다. 이러한 현상은 기존의 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 내부 회로의 수정을 통해 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터 자체가 이득 조절의 기능을 갖게 되는 경우, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 특성이 이득 조절과 연동되어 변하기 때문이다. 따라서, 특성의 변화에 의해 요구되는 이득 조절이 정확하게 이루어지는 것이 어렵다.
한국공개특허 제10-2003-0048046호(공개일 2003년 6월 18일)에는 GmC 압축 스테이지에서 발생한 불필요한 신호들을 억제하는 GmC 필터에 대해 개시되었다.
일 실시예는 넓은 입력 신호 크기 범위에 대하여 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터를 제공할 수 있다.
일 실시예는 넓은 입력 신호 크기 범위에 대하여 이득 조절을 제공하는 송신기 및 수신기를 제공할 수 있다.
일 실시예는 이득 제어를 제공하면서 필터의 전달 특성을 유지하는 대역 통과 필터를 제공할 수 있다.
일 실시예는 넓은 신호 크기 범위에 대한 이득 제어를 가능하게 하면서도, 높은 선형성을 가질 수 있는 통과 대역 외 감쇠 비 특성 및 통과 대역 내 낮은 평탄도 등의 성능을 일정하게 얻을 수 있는 대역통과 필터를 제공할 수 있다.
일 측에 있어서, 대역통과 필터에 있어서, 입력 신호에 대한 필터링을 수행하는 제1 공진기; 및 상기 대역통과 필터의 입력 신호의 전압 및 출력 신호의 전류 간의 이득 제어를 수행하는 이득 제어부를 포함하며, 상기 이득 제어부는 상기 대역통과 필터의 전달 특성에 대응하는 전치 왜곡을 수행하는 대역통과 필터가 제공된다.
상기 전달 특성은 필터 평탄도 특성 및 필터 큐 특성 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
상기 이득 제어부는, 상기 이득 제어부의 상기 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상하는 전치 왜곡기를 포함할 수 있다.
상기 이득 제어부는, 상기 이득 제어를 위해 gm 값을 변화시키는 제1 Gm을 더 포함할 수 있다.
상기 전치 왜곡기는 상기 제1 공진기 및 상기 제1 Gm의 상기 이득 제어의 단계에 상응하도록 단계적으로 상기 입력 신호를 감쇠시킬 수 있다.
상기 이득 제어부는, 주 Gm; 및 피드포워드 음 Gm을 더 포함할 수 있다.
상기 주 Gm 및 상기 피드포워드 음 Gm의 출력들은 서로 연결될 수 있다.
상기 피드포워드 음 Gm은 상기 주 Gm에 비해 반대 극성의 신호를 출력함으로써 상기 이득 제어부에 의한 이득을 조절할 수 있다.
상기 대역통과 필터는, 대역통과 필터링 및 대역폭 확장을 수행하는 제2 공진기 및 제3 공진기를 더 포함할 수 있다.
상기 대역통과 필터는, 상기 이득 제어부, 상기 제2 공진기 및 상기 제3 공진기를 서로 간에 연결시키는 자이레이터를 더 포함할 수 있다.
상기 대역통과 필터는, 상기 대역통과 필터의 전달 특성을 보정하는 적어도 하나의 부궤환 임피던스를 더 포함할 수 있다.
상기 자이레이터 양쪽 노드들에는 상기 대역통과 필터의 필터 큐 특성을 향상시키는 음 Gm이 부착될 수 있다.
상기 출력 신호의 양 단자들에 연결된 공통 모드 궤환 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 이득 제어부는, 입력 신호의 전압을 출력 신호의 전류로 변환하는 인버터 기반 Gm; 이득 제어 및 차동 전치 왜곡을 수행하는 전치 왜곡 MOS 어래이; 및 상기 입력 신호와 반대의 극성을 갖는 출력 신호를 구동하는 출력 전류 구동 MOS 어래이를 포함할 수 있다.
다른 일 측에 있어서, 스위치된 N-경로 대역통과 필터에 있어서, 입력 신호에 대한 필터링을 수행하는 제1 스위칭 캐패시터; 및 상기 대역통과 필터의 입력 신호의 전압 및 출력 신호의 전류 간의 이득 제어를 수행하는 이득 제어부를 포함하며, 상기 이득 제어부는 상기 대역통과 필터의 전달 특성에 대응하는 전치 왜곡을 수행하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터가 제공된다.
상기 전달 특성은 필터 평탄도 특성 및 필터 큐 특성 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
상기 이득 제어부는, 상기 이득 제어부의 상기 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상하는 전치 왜곡기를 포함할 수 있다.
상기 이득 제어부는, 주 Gm; 및 피드포워드 음 Gm을 더 포함할 수 있다.
상기 주 Gm 및 상기 피드포워드 음 Gm의 출력들은 서로 연결되며, 상기 피드포워드 음 Gm은 상기 주 Gm에 비해 반대 극성의 신호를 출력함으로써 상기 이득 제어부에 의한 이득을 조절할 수 있다.
상기 스위치된 N-경로 대역통과 필터는, 대역통과 필터링 및 대역폭 확장을 수행하는 제2 스위칭 캐패시터 및 제3 스위칭 캐패시터를 더 포함할 수 있다.
상기 스위치된 N-경로 대역통과 필터는, 상기 이득 제어부, 상기 제2 스위칭 캐패시터 및 상기 제3 스위칭 캐패시터를 서로 간에 연결시키는 자이레이터를 더 포함할 수 있다.
상기 스위치된 N-경로 대역통과 필터는, 상기 대역통과 필터의 전달 특성을 보정하는 적어도 하나의 부궤환 임피던스를 더 포함할 수 있다.
상기 자이레이터의 양쪽 노드들에는 상기 스위치된 N-경로 대역통과 필터의 필터 큐 특성을 향상시키는 음 Gm이 부착될 수 있다.
상기 스위치된 N-경로 대역통과 필터는, 상기 출력 신호의 양 단자들에 연결된 공통 모드 궤환 회로를 더 포함할 수 있다.
상기 이득 제어부는, 입력 신호의 전압을 출력 신호의 전류로 변환하는 인버터 기반 Gm; 이득 제어 및 차동 전치 왜곡을 수행하는 전치 왜곡 MOS 어래이; 및 상기 입력 신호와 반대의 극성을 갖는 출력 신호를 구동하는 출력 전류 구동 MOS 어래이를 포함할 수 있다.
또 다른 일 측에 있어서, 입력 신호의 전압을 출력 신호의 전류로 변환하는 인버터 기반 Gm; 이득 제어 및 차동 전치 왜곡을 수행하는 전치 왜곡 MOS 어래이; 및 상기 입력 신호와 반대의 극성을 갖는 출력 신호를 구동하는 출력 전류 구동 MOS 어래이를 포함하는 Gm이 제공된다.
넓은 입력 신호 크기 범위에 대하여 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터가 제공된다.
넓은 입력 신호 크기 범위에 대하여 이득 조절을 제공하는 송신기 및 수신기가 제공된다.
이득 제어를 제공하면서 필터의 전달 특성을 유지하는 대역 통과 필터가 제공된다.
넓은 신호 크기 범위에 대한 이득 제어를 가능하게 하면서도, 높은 선형성을 가질 수 있는 통과 대역 외 감쇠 비 특성 및 통과 대역 내 낮은 평탄도 등의 성능을 일정하게 얻을 수 있는 대역통과 필터가 제공된다.
도 1a 내지 도 1c는 일 예에 따른 대역통과 필터의 구현 특성을 나타낸다.
도 1a는 일 예에 따른 고 품질 팩터를 갖는 필터 특성을 나타낸다.
도 1b는 일 예에 따른 필터 대역통과 특성이 감쇠된 필터 특성을 나타낸다.
도 1c는 일 예에 따른 협 대역 대역통과 필터의 전달 특성이 주파수 축에 대해서 병렬로 중첩된 필터 특성을 나타낸다.
도 2는 도 1c의 필터의 구현을 나타낸다.
도 3은 스위칭 gmC N-경로 필터를 이용하는 도 1c의 필터의 구현을 나타낸다.
도 4는 일 예에 따른 스위칭 캐패시터의 내부를 나타낸다.
도 5는 일 실시예에 따른 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터의 구성을 나타낸다.
도 6은 일 예에 따른 대역통과 필터의 최종 출력 신호를 나타낸다.
도 7은 일 예에 따른 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 8은 일 예에 따른 이득 제어부의 구성을 나타낸다.
도 9는 일 예에 따른 아날로그 기반 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 10은 일 실시예에 따른 이득 조절을 제공하는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 구성을 나타낸다.
도 11은 일 예에 따른 이득 제어부의 구성을 나타낸다.
도 12는 일 예에 따른 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 13은 일 실시예에 따른 Gm의 회로도이다.
도 1a는 일 예에 따른 고 품질 팩터를 갖는 필터 특성을 나타낸다.
도 1b는 일 예에 따른 필터 대역통과 특성이 감쇠된 필터 특성을 나타낸다.
도 1c는 일 예에 따른 협 대역 대역통과 필터의 전달 특성이 주파수 축에 대해서 병렬로 중첩된 필터 특성을 나타낸다.
도 2는 도 1c의 필터의 구현을 나타낸다.
도 3은 스위칭 gmC N-경로 필터를 이용하는 도 1c의 필터의 구현을 나타낸다.
도 4는 일 예에 따른 스위칭 캐패시터의 내부를 나타낸다.
도 5는 일 실시예에 따른 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터의 구성을 나타낸다.
도 6은 일 예에 따른 대역통과 필터의 최종 출력 신호를 나타낸다.
도 7은 일 예에 따른 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 8은 일 예에 따른 이득 제어부의 구성을 나타낸다.
도 9는 일 예에 따른 아날로그 기반 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 10은 일 실시예에 따른 이득 조절을 제공하는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 구성을 나타낸다.
도 11은 일 예에 따른 이득 제어부의 구성을 나타낸다.
도 12는 일 예에 따른 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 13은 일 실시예에 따른 Gm의 회로도이다.
이하에서, 첨부된 도면을 참조하여 실시예들을 상세하게 설명한다. 실시예들은 서로 다르지만 상호 배타적일 필요는 없음이 이해되어야 한다. 실시예들에서 사용되는 용어는, 단순한 용어의 명칭이 아닌 용어가 가지는 실질적인 의미와 본 명세서의 전반에 걸친 내용을 토대로 해석될 수 있다. 실시예들에서, 특정 부분과 다른 부분에 대한 연결관계는, 양자의 직접적인 연결관계 이외에, 그 사이에 또 다른 부분을 거쳐 연결되는 간접적인 연결관계를 포함할 수 있다. 각 도면에 제시된 동일한 참조 부호는 동일한 부재를 나타낼 수 있다.
이하에서, 용어 "Gm"은 트랜스컨덕턴스(transconductance)의 약자일 수 있으며, 트랜스컨덕턴스 회로를 나타낼 수 있다. 또는, 용어 "Gm"은 트랜스컨덕턴스 증폭기를 나타낼 수 있다. 예를 들면, Gm은 입력 신호를 수신할 수 있고, 증폭된 출력 신호를 출력할 수 있다.
도 1a 내지 도 1c는 일 예에 따른 대역통과 필터의 구현 특성을 나타낸다.
도 1a는 일 예에 따른 고 품질 팩터를 갖는 필터 특성을 나타낸다.
도 1a에서 나타난 필터 특성에 따르면, 요구되는 신호 대역이 좁을 경우, 대역 외(out-of-band) 간섭 신호(interference signal)가 크게 억제될 수 있다.
그러나, 필터에 있어서 LC(말하자면, 인덕터 및 캐패시터)와 같은 패시브(passive) 집적 회로 소자가 사용될 경우, 이러한 고 품질 팩터(high quality factor)를 갖는 필터 특성이 실제로 획득되기는 어려울 수 있다. 따라서, 이러한 협 대역폭 통과(narrow bandwidth pass) 특성을 획득하기 위한 방법으로서, 액티브(active) 소자 및 캐패시터를 이용하는 스위칭 캐패시터 필터(switched capacitor filter)를 이용하는 구조가 사용될 수 있다.
말하자면, 하이-큐(high-Q) 대역통과 필터는 협 대역폭의 특성을 가질 수 있다.
도 1b는 일 예에 따른 필터 대역통과 특성이 감쇠된 필터 특성을 나타낸다.
도 1b에서 나타난 필터 특성은 필터 대역통과 특성(말하자면, 품질 팩터(quality factor))이 감쇠된 것일 수 있다. 여기에서, 필터 대역통과 특성은 상대적으로 넓은 대역폭을 갖는 신호를 처리할 경우에 있어서 통과 대역 내에서의 평탄도(flatness)를 획득하기 위해 감쇠될 수 있다.
필터 대역통과 특성이 감쇠되면, 통과 대역 외의 대역에 대해서는 필터의 억제 특성이 좋지 않게 나타날 수 있다. 또한, 필터 대역통과 특성이 감쇠되면, 스위칭 캐패시터 필터가 이용된다고 하더라도, 고의적인 디-큐(de-Q)가 요구될 수 있다. 말하자면, 대역통과 필터가 광 평탄 대역폭(wide flat bandwidth)의 특성을 갖기 위해서는 로우-큐(low-Q)의 대역통과 필터가 요구될 수 있다.
도 1c는 일 예에 따른 협 대역 대역통과 필터의 전달 특성이 주파수 축에 대해서 병렬로 중첩된 필터 특성을 나타낸다.
도시된 필터 특성은 도 1b의 필터 특성의 단점이 보완된 대역통과 필터의 특성을 나타낼 수 있다. 도 1a에서 도시된 협 대역 대역통과 필터의 전달 특성이 주파수 축에 대해서 병렬로 중첩되면, 통과 대역 내에서는 낮은 평탄도의 전달 특성이 유지될 수 있고, 통과 대역 외의 대역에서는 억제 능력이 향상될 수 있다. 말하자면, 중첩된 다중의 하이-큐 대역통과 필터들은 광 평판 대역폭(wide flat bandwidth)의 특성 및 하이 큐 대역통과 필터의 특성을 가질 수 있다.
도 2는 도 1c의 필터의 구현을 나타낸다.
도 2에서 도시된 필터는 도 1c의 필터 특성이 구현된 필터를 나타낼 수 있다.
도 2에서, 필터의 입력 신호인 Sig_in 및 필터의 출력 신호인 Sig_out이 도시되었다.
필터는 제1 공진기, 제2 공진기 및 제3 공진기를 포함할 수 있다. 제1 공진기, 제2 공진기 및 제3 공진기의 각각은 LC 회로일 수 있다.
필터는 제1 Gm 및 자이레이터(Zyrator)를 포함할 수 있다. 자이레이터는 제2 Gm 및 제3 Gm을 포함할 수 있다. 또한, 필터는 적어도 하나의 부궤환 임피던스(negative feedback) Zf를 포함할 수 있다.
자이레이터 양 단들에는 필터의 필터 큐 특성을 향상시키는 음 gm이 부착될 수 있다.
제1 공진기는 입력 신호 Sig_in에 대한 첫 번째의 필터링을 수행할 수 있다. 여기에서, 필터링은 대역통과 필터링일 수 있다.
제1 Gm은 입력 신호 Sig_in을 수신할 수 있고, 출력 신호 Sig_out을 출력할 수 있다. 제1 Gm은 입력 신호 Sig_in의 전압 및 출력 신호 Sig_out의 전류 간의 이득 조절을 위해 gm 값을 조절할 수 있다.
제2 공진기 및 제3 공진기는 추가적인 필터링 및 대역폭 확장을 수행할 수 있다. 여기에서, 필터링은 대역통과 필터링일 수 있다.
자이레이터의 제2 Gm 및 제3 Gm은 제1 Gm, 제2 공진기 및 제3 공진기를 연결시킬 수 있다.
적어도 하나의 부궤환 임피던스 Zf는 저잡음 및 필터의 전달 특성 보정 등의 필요에 의해 추가적으로 구성될 수 있다. 적어도 하나의 부궤환 임피던스 Zf는 필터의 잡음을 감소시킬 수 있고, 필터의 전달 특성을 보정할 수 있다.
적어도 하나의 부궤환 임피던스 Zf의 각 부궤환 임피던스는 입력 신호 Sig_in 및 출력 신호 Sig_out의 극성(polarity) 별로 연결될 수 있다.
도 3은 스위칭 gmC N-경로 필터를 이용하는 도 1c의 필터의 구현을 나타낸다.
도 3에서 도시된 필터는 도 1c의 필터 특성이 스위칭 gmC N-경로 필터를 이용하여 구현된 것일 수 있다. 말하자면, 도 3에서 도시된 필터는 대역통과 특성의 병렬 중첩을 이용하는 대역통과 필터일 수 있다.
도 2에서, 필터의 입력 신호인 Sig_in 및 필터의 출력 신호인 Sig_out이 도시되었다.
필터는 제1 스위칭 캐패시터(switched capacitor; SW cap), 제2 SW cap 및 제3 SW cap를 포함할 수 있다.
필터는 제1 Gm 및 자이레이터를 포함할 수 있다. 자이레이터는 제2 Gm 및 제3 Gm을 포함할 수 있다. 필터는 적어도 하나의 부궤환 임피던스(negative feedback) Zf를 포함할 수 있다.
필터는 다중-위상(multi-phase) 클럭 생성부(generator)를 포함할 수 있다. 다중-위상 클럭을 생성하기 위한 신호 LO_in가 다중-위상 클럭 생성부로 입력될 수 있다.
필터는 공통 모드 궤환(Common Node FeedBack; CMFB) 회로를 포함할 수 있다.
제1 SW cap는 입력 신호 Sig_in에 대한 첫 번째의 필터링을 수행할 수 있다. 여기에서, 필터링은 대역통과 필터링일 수 있다.
제1 Gm은 입력 신호 Sig_in을 수신할 수 있고, 출력 신호 Sig_out을 출력할 수 있다. 제1 Gm은 입력 신호 Sig_in의 전압 및 출력 신호 Sig_out의 전류 간의 이득 조절을 위해 gm 값을 조절할 수 있다.
제2 SW cap 및 제3 SW cap은 추가적인 필터링 및 대역폭 확장을 수행할 수 있다. 여기에서, 필터링은 대역통과 필터링일 수 있다.
자이레이터의 제2 Gm 및 제3 Gm은 제1 Gm, 제2 SW cap 및 제3 SW cap를 연결시킬 수 있다. 자이레이터의 양쪽 노드들(말하자면, 제2 SW cap 및 제3 SW cap)의 각각에는 소형의 음 gm(n-gm)이 포함될 수 있다.
적어도 하나의 부궤환 임피던스 Zf는 저잡음 및 필터의 전달 특성 보정 등의 필요에 의해 추가적으로 구성될 수 있다. 적어도 하나의 부궤환 임피던스 Zf는 필터의 잡음을 감소시킬 수 있고, 필터의 전달 특성을 보정할 수 있다.
적어도 하나의 부궤환 임피던스 Zf는 입력 신호 Sig_in 및 출력 신호 Sig_out의 + 단자 및 - 단자에 각각 연결될 수 있다.
제1 SW cap, 제2 SW cap 및 제3 SW cap는 다중-위상 클럭을 수신할 수 있고, 다중-위상 클럭을 수신함에 따라 동작할 수 있다. 제1 SW cap, 제2 SW cap 및 제3 SW cap의 동작에 의해 N-경로 대역통과 필터가 구현될 수 있다.
도 4는 일 예에 따른 스위칭 캐패시터의 내부를 나타낸다.
도 4는 SW cap의 내부를 나타낼 수 있다. 도 4에서 도시된 SW cap는 도 3을 참조하여 전술된 제1 SW cap, 제2 SW cap 및 제3 SW cap의 각각에 대응할 수 있다.
도 4에서, Sig.+는 입력 신호의 + 단자를 나타낼 수 있다. Sig-는 입력 신호의 - 단자를 나타낼 수 있다.
SW cap는 스위칭 캐패시터 C1 내지 CN을 포함할 수 있다. SW cap는 스위치 P1 내지 P2n을 포함할 수 있다. n은 1 이상의 정수일 수 있다. 도시된 것과 같이, 스위치 P1 내지 P2n의 각각은 2개이거나, 2개의 지점에서 동작할 수 있다. 예를 들면, 스위치 P1 내지 P2n는 캐패시터 C1 내지 CN의 상단 및 하단에 배치될 수 있다.
1 이상 N 이하인 j에 대해서, 위쪽의 Pj는 Sig. + 및 캐패시터 Cj의 제1 단자(terminal)를 연결시킬 수 있다. 아래쪽의 PN+j는 캐패시터 Cj의 제1 단자 및 Sig.-를 연결시킬 수 있다. 또한, 위쪽의 PN+j는 Sig.+ 및 캐패시터 Cj의 제2 단자을 연결시킬 수 있다. 아래쪽의 Pj는 캐패시터 Cj의 제2 단자 및 Sig. -를 연결시킬 수 있다.
SW cap는 P1 내지 PN의 다중-위상 클럭(multi-phase clock)을 수신할 수 있다. 캐패시터 C1 내지 Cn은 다중-위상 클럭에 의해 스위칭될 수 있다.
도 4에서 도시된 것과 같이 구성된 SW cap은 입력 클럭의 주파수 대역에서 하이-큐 대역통과 필터의 특성을 가질 수 있다. 말하자면, 도시된 SW cap은 N-경로 대역통과 필터일 수 있다.
증폭 단의 출력 신호는 증폭 단의 입력 신호에 대한 비선형성을 나타낼 수 있다. 도 2 및 도 3에서 도시된 필터의 구성에 따르면, 도 2의 제1 공진기 및 도 3의 제1 SW cap이 첫 번째의 증폭 단의 앞에 위치할 수 있다. 이러한 위치를 통해, 필터는 비선형성을 갖는 증폭 단의 이전에서 대역 외 간섭 신호를 감쇠시킬 수 있다. 필터는 대역 외 간섭 신호의 감쇠를 통해 대역 외 선형성을 향상시킬 수 있다.
반면, 도 2 및 도 3의 필터가 실제의 통신 수신기에 적용되기 위해서는, 아주 작은 크기의 신호 및 아주 큰 크기의 신호의 모두에게 적용될 수 있는 이득 제어가 요구될 수 있다. 대체적으로, 도 2 및 도 3의 필터에 있어서는, 첫 스테이지(stage)의 제1 Gm의 앞 및 뒤에서 이득 제어가 이루어지는 것이 가장 효율적일 수 있다. 그러나, 특별한 방법이 사용되지 않는다면, 전류 제어 또는 부하 임피던스를 이용하는 이득 제어 방법은 이득을 제어할 수 는 있지만, 이득의 제어에 부수하여 필터의 전달 특성도 왜곡시킬 수 있다.
아래의 실시예에서는 필터의 전달 특성을 유지하면서도 이득 제어를 가능하게 하는 방법이 제시된다.
도 5는 일 실시예에 따른 이득 조절을 제공하는 대역통과 필터의 구성을 나타낸다.
대역통과 필터(500)는 넓은 신호 크기 입력 범위(signal dynamic range)에 대하여 이득 제어를 처리할 수 있는 필터의 구조를 나타낼 수 있다. 대역통과 필터(500)는 송신기 및 수신기에서 사용될 수 있다.
대역통과 필터(500)는 이득 제어부(510), 자이레이터(520), 제1 공진기(531), 제2 공진기(532), 제3 공진기(533), 적어도 하나의 Zf 및 CMFB(550)를 포함할 수 있다. 이득 제어부(510)는 전치 왜곡기(511) 및 제1 Gm(512)를 포함할 수 있다. 자이레이터(520)는 제2 Gm(521) 및 제3 Gm(522)을 포함할 수 있다. 적어도 하나의 Zf는 제1 Zf(541) 및 제2 Zf(542)를 포함할 수 있다.
도 5는 대역통과 필터(500)의 구성 요소들 간의 연결 관계를 도시할 수 있다. 예를 들면, 입력 신호 Sig_in의 제1 단자, 이득 제어부(510)의 + 입력 단자, 제1 Zf(541)의 제1 단자 및 제1 공진기(531)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 입력 신호 Sig_in의 제2 단자, 이득 제어부(510)의 - 입력 단자, 제2 Zf(542)의 제1 단자 및 제1 공진기(531)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다. 이득 제어부(510)의 + 출력 단자, 제2 Gm(521)의 - 입력 단자, 제3 Gm(522)의 - 출력 단자 및 제2 공진기(532)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 이득 제어부(510)의 - 출력 단자, 제2 Gm(521)의 + 입력 단자, 제3 Gm(522)의 + 출력 단자 및 제2 공진기(532)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다.
출력 신호 Sig_out의 제1 단자, CMFB(550)의 제1 단자, 제2 Gm(521)의 - 출력 단자, 제3 Gm(522)의 + 입력 단자, 제2 Zf(542)의 제2 단자 및 제3 공진기(533)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 출력 신호 Sig_out의 제2 단자, CMFB(550)의 제2 단자, 제2 Gm(521)의 + 출력 단자, 제3 Gm(522)의 - 입력 단자 및 제1 Zf(541)의 제2 단자 및 제3 공진기(533)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다.
이득 제어부(510)의 + 입력 단자는 전치 왜곡기(511)의 + 입력 단자와 연결될 수 있다. 이득 제어부(510)의 - 입력 단자는 전치 왜곡기(511)의 - 입력 단자와 연결될 수 있다. 이득 제어부(510)의 + 출력 단자는 제1 Gm(512)의 + 출력 단자와 연결될 수 있다. 이득 제어부(510)의 - 출력 단자는 제1 Gm(512)의 - 출력 단자와 연결될 수 있다.
도 2를 참조하여 전술된 필터 및 도 3을 참조하여 전술된 필터뿐만 아니라 일반적인 증폭기에 대하여, 이득을 제어하는 방법으로서 출력 부하로 전달되는 전류를 조절하는 방법이나 출력 부하의 크기를 조절하는 방법이 일반적으로 사용될 수 있다. 그러나, 이러한 일반적인 이득을 제어하는 방법이 도 2의 제1 Gm 및 도 3의 제1 Gm에 적용될 경우, 제1 Gm의 총 임피던스 또한 변할 수 있다. 제1 Gm의 총 임피던스의 변화에 의해 자이레이터로 연결된 필터의 전체의 전달 특성 또한 변할 수 있다.
말하자면, Gm1의 총 임피던스의 변화에 의해 필터의 품질 팩터가 변할 수 있다. 또는, Gm1의 총 임피던스의 변화에 의해 자이레이터로서 연결된 양쪽의 필터들의 전달 특성들이 불균형(unbalance)하게 변할 수 있다. 이러한 변화는, 필터에 대하여 넓은 범위의 이득 제어가 구현된 경우, 전류 또는 부하 임피던스의 크기의 변화에 따라 점점 더 심해질 수 있다.
이득을 제어하는 다른 방법으로서, 제어를 통해 입력 신호의 크기를 단계적으로 감쇠시키는 방법이 있다. 그러나, 이러한 방법도 제1 Gm을 통과하는 신호의 크기를 감소시킬 수 있으며, 필터의 최종적인 출력 신호의 통과 대역의 양 측들에 피킹(peaking)을 발생시킬 수 있다.
실시예의 대역통과 필터(500)에서는 전술된 것과 문제점을 해결하기 위해 상보적(complementary) 방법이 사용될 수 있다. 상보적 방법에 의한 대역통과 필터(500) 및 이득 제어부(510)의 구성이 아래에서 상세하게 설명된다.
제1 공진기(531)는 입력 신호 Sig_in에 대한 첫 번째의 필터링을 수행할 수 있다.
이득 제어부(510)는 이득 제어를 위한 회로일 수 있다. 이득 제어부(510)는 대역통과 필터(500)의 입력 신호 Sig_in의 전압 및 출력 신호 Sig_out의 전류 간의 이득 제어를 수행할 수 있다. 말하자면, 이득 제어부(510)는 대역통과 필터(500)의 이득 조절을 위해 전압으로부터 전류(V-to-I)의 gm 값을 제어할 수 있다. 이득 제어부(510)는는 gm 값을 제어함으로서 대역통과 필터(500)의 이득 제어를 수행할 수 있다.
또한, 이득 제어부(510)는 대역통과 필터(500)의 필터 큐(Q) 및 평탄도에 대한 보상(compensation)을 수행할 수 있다. 상기의 보상을 위해, 이득 제어부(510)는 대역통과 필터(500)의 전달 특성에 대응하는 전치 왜곡(pre-distortion)을 수행할 수 있다.
이득 제어부(510)는 이득 제어 신호 Gctl을 수신할 수 있고, 이득 제어 신호 Gctl에 따라 대역통과 필터(500)의 이득 조절을 수행할 수 있다.
전치 왜곡기(511)는 이득 제어부(510)의 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상할 수 있다.
이득 제어를 위해, 제1 Gm(512)의 gm 값은 변할 수 있다. 말하자면, 제1 Gm(512)은 이득 제어를 위해 gm 값을 변화시킬 수 있다.
이득 제어부(510)에 의해 디-큐(de-Q)된 대역통과 필터(500)의 전달 특성은 전치 왜곡기(511)에 의해 상보적으로 보상될 수 있다. 전달 특성은 필터 평탄도 특성 및 필터 큐 특성 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
전술된 상보적 방법은 제1 Gm(512)의 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상하도록 전치 왜곡기(511)를 사용하는 것일 수 있다. 제1 Gm(512)에 의한 이득 제어는, 특히 이득을 더 많이 감쇠시킬수록, 대역통과 필터(500)의 최종의 출력 신호 Sig_out의 품질 팩터를 더 나쁘게 할 수 있다. 대역통과 필터(500)가 넓은 범위에 대해서 이득 조절을 수행하기 위해서는 대역통과 필터(500)의 전달 특성에 대한 보상이 요구될 수 있다. 상기의 요구되는 보상을 위해, 전치 왜곡기(511)는 제1 공진기(531) 및 제1 Gm(512)의 이득 제어의 단계에 상응하도록 단계적으로 입력 신호 Sig_in를 감쇠시킬 수 있다. 전치 왜곡기(511)에 의한 입력 신호 Sig_in의 감쇠는 제1 공진기(531) 및 제1 Gm(512)에 의한 이득 제어와 동시에 이루어질 수 있다.
제2 공진기(532) 및 제3 공진기(533)는 추가적인 대역통과 필터링 및 대역폭 확장을 수행할 수 있다. 말하자면, 제1 공진기(531), 제2 공진기(532) 및 제3 공진기(533)는 대역통과 필터의 기능을 수행할 수 있다.
자이레이터(520)는 이득 제어부(510), 제2 공진기(532) 및 제3 공진기(533)를 서로 간에 연결시킬 수 있다. 자이레이터(520)의 양쪽 노드들에는 대역통과 필터(500)의 필터 큐 특성을 향상시키는 소형 및 소용량의 음(negative) Gm(n-Gm)이 부착될 수 있다. 여기에서, 양쪽 노드들은 제2 공진기(532) 및 제3 공진기(533)일 수 있다.
적어도 하나의 부궤환 임피던스는 대역통과 필터(500)의 전달 특성을 보정할 수 있고, 대역통과 필터(500)의 잡음을 감소시킬 수 있다. 적어도 하나의 부궤환 임피던스의 각 부궤환 임피던스는 적어도 하나의 캐패시터 및 적어도 하나의 저항기(registor)를 포함할 수 있다.
CMFB(550)는 출력 신호 Sig_out의 양 단자들에 연결될 수 있다.
제1 공진기(531), 제2 공진기(532) 및 제3 공진기(533)는 다중-위상 클럭을 수신할 수 있으며, 다중-위상 클럭을 수신함에 따라 동작할 수 있다. 다중-위상 클럭을 수신함에 따라 동작하는 제1 공진기(531), 제2 공진기(532) 및 제3 공진기(533)에 의해 N-경로 대역통과 필터가 구현될 수 있다.
도 6은 일 예에 따른 대역통과 필터의 최종 출력 신호를 나타낸다.
도 6의 그래프에서는 이득이 제어된 대역통과 필터(500)의 출력 신호들이 도시되었다. 도 6에서는, 출력 신호들의 특성으로서, 출력 신호들의 통과 대역, 평탄도 및 순감쇠량(attenuation)이 도시되었다.
이득이 제어된 출력들은 대역통과 필터(500)의 큐 및 평탄도 보상 이득 제어 방법(Q & flatness compensation gain control method)를 사용함으로써 대역통과 필터의 동일한 품질 팩터를 가질 수 있다.
도 6에서 도시된 것과 같이, 대역통과 필터(500)의 최종의 출력 신호 Sig_out에 대한 이득 조절이 수행되었음에도 불구하고, 통과 대역 외의 대역에서의 억제 비(suppression ratio) 특성이 일정하게 유지될 수 있으며, 통과 대역 내에서의 낮은 평탄도 성능이 유지될 수 있다.
대역통과 필터(500)의 전술된 것과 같은 특성에 의해, 높은 이득 모드(mode) 및 낮은 이득 모드의 양자에 있어서, 간섭 신호가 효과적으로 억제될 수 있다. 또한, 대역통과 필터(500)의 전술된 것과 같은 특성에 따르면, 넓은 이득 조절 범위를 통해 대역 내 신호에 대해서도 넓은 범위의 신호가 처리될 수 있다.
도 7은 일 예에 따른 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 7에서, 좌측의 그래프는 전치 왜곡기(511)의 대역통과 필터의 출력을 나타낼 수 있다. 가운데의 그래프는 전치 왜곡기(511)가 없고, 오직 제1 Gm(512)에 의해 이득이 조절되었을 경우의 대역통과 필터의 출력을 나타낼 수 있다. 우측의 그래프는 전치 왜곡기(511)가 있을 경우의 결과적인 출력을 나타낼 수 있다. 여기에서, 대역통과 필터의 출력은 대역통과 필터(500)의 최종적인 출력 신호 Sig_out일 수 있다.
도 7의 그래프를 살펴보면, 고 이득 모드에서는, 전치 왜곡기(511)가 없더라도 대역통과 필터(500)가 요구되는 특성을 가질 수 있다. 예를 들면, 대역통과 필터(500)는 통과 대역 내에서는 낮은 평탄도를 가질 수 있고, 통과 대역 외의 대역에서는 신호를 억제할 수 있다.
그러나, 대역통과 필터(500)의 이득이 낮을 수록 대역통과 필터의 출력 신호의 양 에지(edge)들이 누그러질(subside) 수 있으며, 양 에지들의 누그러짐에 따라 하이-큐의 특성이 획득되지 못할 수 있다.
또한, 제1 Gm(512)의 제어 없이, 전치 왜곡기(511)만을 이용하여 이득 제어를 수행할 경우, 대역통과 필터(500)의 이득이 낮을 수록, 최종의 출력 신호 Sig_out의 양 에지들에서의 피킹이 더 커질 수 있다. 도 7의 좌측의 그래프는 양 에지들에서 피킹이 커지는 것을 나타낼 수 있다.
이득 제어의 기능은 감쇠기(attenuator)에 의해 구현될 수 있다. 예를 들면, 최종적인 출력 신호에 대해서, 감쇠기는 전치 왜곡기(511)의 기능을 수행할 수 있다.
이득이 더 낮을 수록 제1 공진기(531)에 의해 최종의 출력 신호 Sig_out로 전달되는 신호의 크기가 더 감소할 수 있으며, 제1 공진기(531)에 의해 최종의 출력 신호 Sig_out로 전달되는 신호의 크기가 더 감소함에 따라 최종의 출력 신호 Sig_out의 양 에지들에서 피킹이 더 커질 수 있다.
말하자면, 이득 제어에 있어서, 제1 Gm(512)의 필터 큐 특성 및 전치 왜곡기(511)의 필터 큐 특성은 서로 역의 관계를 가질 수 있다. 따라서, 이득 제어에 대하여, 제1 Gm(512) 및 전치 왜곡기(511)의 조합을 통해 상보적인 결과가 획득될 수 있다.
도 8은 일 예에 따른 이득 제어부의 구성을 나타낸다.
도 8의 이득 제어부(800)는 도 5를 참조하여 전술된 이득 제어부(510)에 대응할 수 있다. 말하자면, 대역통과 필터(500)의 이득 제어부(510)는 이득 제어부(800)에 의해 대체될 수 있다.
도 2를 참조하여 대역 통과 특성의 병렬 중첩을 이용한 아날로그 기반 대역통과 필터가 설명된 바 있다. 이득 제어부(800)는 넓은 신호 크기 입력 범위를 처리할 수 있게 하는 이득 제어의 구조를 나타낼 수 있다.
이득 제어부(800)는 전치 왜곡기(810), 피드포워드(feedforward) 음(negative) Gm(820) 및 주(main) Gm(830)을 포함할 수 있다.
도 8은 이득 제어부(800)의 구성 요소들 간의 연결 관계를 도시할 수 있다. 예를 들면, 전치 왜곡기(810)의 제1 단자, 피드포워드 음 Gm(820)의 + 입력 단자 및 주 Gm(830)의 + 입력 단자, 제1 공진기(531)의 제2 단자 및 제2 Zf(542)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 전치 왜곡기(810)의 제2 단자, 피드포워드 음 Gm(820)의 - 입력 단자 및 주 Gm(830)의 - 입력 단자, 제1 공진기(531)의 제1 단자 및 제1 Zf(541)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 피드포워드 음 Gm(820)의 - 출력 단자, 주 Gm(830)의 + 출력 단자 및 공진기들의 대역통과 필터(890)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 여기에서, 공진기들의 대역통과 필터(890)는 도 5를 참조하여 전술된 자이레이터(520), 제2 공진기(532) 및 제3 공진기(533)를 나타낼 수 있다. 또한, 공진기들의 대역통과 필터(890)의 제1 단자는 이득 제어부(800)의 - 출력 단자와 연결된 부분을 나타낼 수 있다. 또한, 피드포워드 음 Gm(820)의 + 출력 단자, 주 Gm(830)의 - 출력 단자 및 공진기들의 대역통과 필터(890)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다. 공진기들의 대역통과 필터(890)의 제3 단자는 도 5에서의 출력 신호 Sig_out의 제1 단자와 연결된 부분일 수 있다. 공진기들의 대역통과 필터(890)의 제4 단자는 도 5에서의 출력 신호 Sig_out의 제2 단자와 연결된 부분일 수 있다.
제1 공진기(531)는 LC-탱크(tank)의 기능을 수행할 수 있으며, LC-탱크로서 도시되었다.
전치 왜곡기(810)는 이득 제어부(800)의 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상할 수 있다.
전치 왜곡기(810)는 전치 왜곡 제어 신호 Pre_distortion_ctl을 수신할 수 있고, 전치 왜곡 제어 신호 Pre_distortion_ctl에 따라 전치 왜곡을 조정할 수 있다.
전치 왜곡기(810)는 이득 제어를 수행할 수 있으며, 최종의 출력 신호 Sig_out에 있어서의 전달 특성을 미리 왜곡시킬 수 있다.
주 Gm(830)은 입력 신호 Sig_in의 전압 및 출력 신호 Sig_out의 전류 간의 이득 조절을 위해 gm 값을 조절할 수 있다.
피드포워드 음 Gm(820)은 주 Gm(830)에 병렬로 연결될 수 있다. 피드포워드 음 Gm(820) 및 주 Gm(830)의 출력들은 서로 연결될 수 있으며, 피드포워드 음 Gm(820)은 주 Gm(830)에 비해 반대 극성(reversed polarity)의 신호를 출력함으로써 이득 제어부(800)에 의한 이득을 조절할 수 있다.
피드포워드 음 Gm(820) 및 주 Gm(830)은 이득 제어 신호 Gain_ctl을 수신할 수 있으며, 이득 제어 신호 Gain_ctl에 따라 이득을 조정할 수 있다.
도 5를 참조하여 전술된 자이레이터(520), 제1 공진기(531), 제2 공진기(532), 제3 공진기(533), 적어도 하나의 Zf 및 CMFB(550)는 이득 제어부(800)에 대해서도 도 5를 참조하여 전술된 것과 동일한 기능을 수행할 수 있다. 중복되는 설명은 생략한다.
도 9는 일 예에 따른 아날로그 기반 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 9에서, 좌측의 그래프는 피드포워드 음 Gm(820)만으로의 대역통과 필터의 출력을 나타낼 수 있다. 가운데의 그래프는 전치 왜곡기(810)만으로의 대역통과 필터의 출력을 나타낼 수 있다. 우측의 그래프는 전치 왜곡기(810) 및 피드포워드 음 Gm(820)에 의한 결과적인 출력을 나타낼 수 있다. 여기에서, 대역통과 필터의 출력은 이득 제어부(800)를 사용하는 대역통과 필터(500)의 최종적인 신호 Sig_out일 수 있다.
도 10은 일 실시예에 따른 이득 조절을 제공하는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 구성을 나타낸다.
스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 넓은 신호 크기 입력 범위에 대하여 이득 제어를 처리할 수 있는 필터의 구조를 나타낼 수 있다. 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 송신기 및 수신기에서 사용될 수 있다.
스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 이득 제어부(1010), 자이레이터(1020), 제1 SW cap(1031), 제2 SW cap(1032), 제3 SW cap(1033), 적어도 하나의 Zf, CMFB(1050) 및 다중-위상 클럭 생성기(1060)를 포함할 수 있다. 이득 제어부(1010)는 제1 Gm으로 간주될 수 있다. 자이레이터(1020)는 제2 Gm(1021) 및 제3 Gm(1022)을 포함할 수 있다. 적어도 하나의 Zf는 제1 Zf(1041) 및 제2 Zf(1042)를 포함할 수 있다.
도 10은 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 구성 요소들 간의 연결 관계를 도시할 수 있다. 예를 들면, 입력 신호 Sig_in의 제1 단자, 이득 제어부(1010)의 + 입력 단자, 제1 Zf(1041)의 제1 단자 및 제1 SW cap(1031)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 입력 신호 Sig_in의 제2 단자, 이득 제어부(1010)의 - 입력 단자, 제2 Zf(1042)의 제1 단자 및 제1 SW cap(1031)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다. 이득 제어부(1010)의 + 출력 단자, 제2 Gm(1021)의 - 입력 단자, 제3 Gm(1022)의 - 출력 단자 및 제2 SW cap(1032)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 이득 제어부(1010)의 - 출력 단자, 제2 Gm(1021)의 + 입력 단자, 제3 Gm(1022)의 + 출력 단자 및 제2 SW cap(1032)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다.
출력 신호 Sig_out의 제1 단자, CMFB(1050)의 제1 단자, 제2 Gm(1021)의 - 출력 단자, 제3 Gm(1022)의 + 입력 단자, 제2 Zf(1042)의 제2 단자 및 제3 SW cap(1033)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 출력 신호 Sig_out의 제2 단자, CMFB(1050)의 제2 단자, 제2 Gm(1021)의 + 출력 단자, 제3 Gm(1022)의 - 입력 단자 및 제1 Zf(1041)의 제2 단자 및 제3 SW cap(1033)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다.
제1 SW cap(1031)는 입력 신호 Sig_in에 대한 첫 번째의 필터링을 수행할 수 있다.
이득 제어부(1010)는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 입력 신호 Sig_in의 전압 및 출력 신호 Sig_out의 전류 간의 이득 제어를 수행할 수 있다. 말하자면, 이득 제어부(1010)는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 이득 조절을 위해 전압으로부터 전류(V-to-I)의 gm 값을 제어할 수 있다. 이득 제어부(1010)는 gm 값을 제어함으로서 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 이득 제어를 수행할 수 있다.
또한, 이득 제어부(1010)는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 필터 큐 및 평탄도에 대한 보상을 수행할 수 있다. 상기의 보상을 위해, 이득 제어부(1010)는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 전달 특성에 대응하는 전치 왜곡을 수행할 수 있다.
이득 제어부(1010)는 이득 제어 신호 Gctl을 수신할 수 있고, 이득 제어 신호 Gctl에 따라 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 이득 조절을 수행할 수 있다.
제2 SW cap(1032) 및 제3 SW cap(1033)는 추가적인 대역통과 필터링 및 대역폭 확장을 수행할 수 있다. 말하자면, 제1 SW cap(1031), 제2 SW cap(1032) 및 제3 SW cap(1033)는 대역통과 필터의 기능을 수행할 수 있다.
자이레이터(1020)는 이득 제어부(1010), 제2 SW cap(1032) 및 제3 SW cap(1033)를 서로 간에 연결시킬 수 있다. 자이레이터(1020)의 양쪽 노드들에는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 필터 큐 특성을 향상시키는 소형 및 소용량의 음(negative) Gm(n-Gm)이 부착될 수 있다. 여기에서, 양쪽 노드들은 제2 SW cap(1032) 및 제3 SW cap(1033)일 수 있다.
적어도 하나의 부궤환 임피던스는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 전달 특성을 보정할 수 있고, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 잡음을 감소시킬 수 있다. 적어도 하나의 부궤환 임피던스의 각 부궤환 임피던스는 적어도 하나의 캐패시터 및 적어도 하나의 저항기를 포함할 수 있다.
CMFB(1050)는 출력 신호 Sig_out의 양 단자들에 연결될 수 있다.
다중-위상 클럭 생성기(1060)는 다중-위상 클럭을 생성할 수 있다. 제1 SW cap(1031), 제2 SW cap(1032) 및 제3 SW cap(1033)는 다중-위상 클럭 생성기(1060)로부터 다중-위상 클럭을 수신할 수 있으며, 다중-위상 클럭을 수신함에 따라 동작할 수 있다. 다중-위상 클럭을 수신함에 따라 동작하는 제1 SW cap(1031), 제2 SW cap(1032) 및 제3 SW cap(1033)에 의해 N-경로 대역통과 필터가 구현될 수 있다.
도 2를 참조하여 전술된 필터 및 도 3을 참조하여 전술된 필터뿐만 아니라 일반적인 증폭기에 대하여, 이득을 제어하는 방법으로서 출력 부하로 전달되는 전류를 조절하는 방법이나 출력 부하의 크기를 조절하는 방법이 일반적으로 사용된다. 그러나, 이러한 일반적인 이득을 제어하는 방법이 도 2의 제1 Gm 및 도 3의 제1 Gm에 적용될 경우, 제1 Gm의 총 임피던스가 변할 수 있다. 제1 Gm의 총 임피던스의 변화에 의해 자이레이터로 연결된 필터의 전체의 전달 특성 또한 변할 수 있다.
말하자면, 제1 Gm의 총 임피던스의 변화에 의해 필터의 품질 팩터가 변할 수 있다. 또는, 제1 Gm의 총 임피던스의 변화에 의해 자이레이터로서 연결된 양쪽의 필터들의 전달 특성들이 불균형(unbalance)하게 변할 수 있다. 이러한 변화는, 필터에 대하여 넓은 범위의 이득 제어가 구현된 경우, 전류 또는 부하 임피던스의 크기의 변화에 따라 점점 더 심해질 수 있다.
이득을 제어하는 다른 방법으로서, 제어를 통해 입력 신호의 크기를 단계적으로 감쇠시키는 방법이 있다. 그러나, 이러한 방법도 제1 Gm을 통과하는 신호의 크기를 감소시킬 수 있으며, 필터의 최종적인 출력 신호의 통과 대역의 양 측들에 피킹(peaking)을 발생시킬 수 있다.
실시예의 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)에서는 전술된 것과 문제점을 해결하기 위해 상보적(complementary) 방법이 사용될 수 있다. 상보적 방법에 의한 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000) 및 이득 제어부(1010)의 구성이 아래에서 도 11을 참조하여 상세하게 설명된다.
도 11은 일 예에 따른 이득 제어부의 구성을 나타낸다.
도 11의 이득 제어부(1100)는 도 10을 참조하여 전술된 이득 제어부(1010)에 대응할 수 있다. 말하자면, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 이득 제어부(1010)는 이득 제어부(1100)에 의해 대체될 수 있다.
도 3을 참조하여 대역 통과 특성의 병렬 중첩을 이용한 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터가 설명된 바 있다. 이득 제어부(1100)는 넓은 신호 크기 입력 범위를 처리할 수 있게 하는 이득 제어의 구조를 나타낼 수 있다.
이득 제어부(1100)는 전치 왜곡기(1110), 피드포워드 음 Gm(1120) 및 주(main) Gm(1130)을 포함할 수 있다.
도 11은 이득 제어부(1100)의 구성 요소들 간의 연결 관계를 도시할 수 있다. 예를 들면, 전치 왜곡기(1110)의 제1 단자, 피드포워드 음 Gm(1120)의 + 입력 단자 및 주 Gm(1130)의 + 입력 단자, 제1 SW cap(1031)의 제2 단자 및 제2 Zf(542)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 또한, 전치 왜곡기(1110)의 제2 단자, 피드포워드 음 Gm(1120)의 - 입력 단자 및 주 Gm(1130)의 - 입력 단자, 제1 SW cap(1031)의 제1 단자 및 제1 Zf(541)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 피드포워드 음 Gm(1120)의 - 출력 단자, 주 Gm(1130)의 + 출력 단자 및 스위칭 캐패시터들의 대역통과 필터(1190)의 제1 단자는 서로 연결될 수 있다. 여기에서, 스위칭 캐패시터들의 대역통과 필터(1190)는 도 10을 참조하여 전술된 자이레이터(1020), 제2 스위칭 캐패시터(1032) 및 제3 스위칭 캐패시터(1033)를 나타낼 수 있다. 또한, 스위칭 캐패시터들의 대역통과 필터(1190)의 제1 단자는 이득 제어부(1100)의 - 출력 단자와 연결된 부분을 나타낼 수 있다. 또한, 피드포워드 음 Gm(1120)의 + 출력 단자, 주 Gm(1130)의 - 출력 단자 및 스위칭 캐패시터들의 대역통과 필터(1190)의 제2 단자는 서로 연결될 수 있다. 스위칭 캐패시터들의 대역통과 필터(1190)의 제3 단자는 도 10에서의 출력 신호 Sig_out의 제1 단자와 연결된 부분일 수 있다. 스위칭 캐패시터 대역통과 필터(1190)의 제4 단자는 도 10에서의 출력 신호 Sig_out의 제2 단자와 연결된 부분일 수 있다.
전치 왜곡기(1110)는 전치 왜곡 제어 신호 Pre_distortion_ctl을 수신할 수 있고, 전치 왜곡 제어 신호 Pre_distortion_ctl에 따라 전치 왜곡을 조정할 수 있다.
전치 왜곡기(1110)는 이득 제어를 수행할 수 있으며, 최종의 출력 신호 Sig_out에 있어서의 전달 특성을 미리 왜곡시킬 수 있다.
주 Gm(1130)은 입력 신호 Sig_in의 전압 및 출력 신호 Sig_out의 전류 간의 이득 조절을 위해 gm 값을 조절할 수 있다.
피드포워드 음 Gm(1120)은 주 Gm(1130)에 병렬로 연결될 수 있다. 피드포워드 음 Gm(1120) 및 주 Gm(1130)의 출력들은 서로 연결될 수 있다. 피드포워드 음 Gm(1120)은 주 Gm(1130)에 비해 반대 극성(reversed polarity)의 신호를 출력함으로써 이득 제어부(1100)에 의한 이득을 조절할 수 있다.
병렬의 연결을 통해, 전치 왜곡기(1110)에 의해 도 10을 참조하여 전술된 이득 제어에 있어서의 문제가 해결될 수 있다. 예를 들면, 전치 왜곡기(1110)는 이득 제어부(1100)의 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상할 수 있다.
주 Gm(1130)의 이득 제어에 따라 디-큐된 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 전달 특성은 전치 왜곡기(1110)에 의해 상보적으로 유지될 수 있다. 전달 특성은 필터 평탄도 특성 및 필터 큐 특성 중 적어도 하나를 포함할 수 있다.
피드포워드 음 Gm(1120) 및 주 Gm(1130)은 이득 제어 신호 Gain_ctl을 수신할 수 있으며, 이득 제어 신호 Gain_ctl에 따라 이득을 조정할 수 있다.
피드포워드 음 Gm(1120) 및 주 Gm(1130)을 병렬로 연결하는 이득 제어의 방법은, 주 Gm(1130)의 전류 또는 부하를 조절하는 이득 제어의 방법에 비해, 주 Gm(1130)으로부터 출력되는 + 신호에 피드포워드 음 Gm(1120)으로부터 출력되는 - 신호 자체를 더함으로써 이득을 조절할 수 있다. + 신호에 - 신호 자체를 더하여 이득을 조절하기 때문에, 최종의 출력 신호 Sig_out에서 나타나는 전달 특성에 따르면 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 품질 팩터의 변화는 크기 않을 수 있으며, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 통과 대역 내의 평탄도의 변화도 크지 않을 수 있다.
그러나, 피드포워드 음 Gm(1120) 및 주 Gm(1130)이 병렬로 연결되었더라도, 이득이 더 많이 감쇠될수록, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 최종의 출력 신호 Sig_out의 품질 팩터는 더 나빠질 수 있다. 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)가 넓은 이득 조절 범위를 갖기 위해서는 전달 특성에 대한 보상이 요구될 수 있다.
상기의 보상을 위해서, 제1 SW cap(1031)에 연결된 주 Gm(1130)의 입력 부분에 구성된 전치 왜곡기(1110)는 피드포워드 음 Gm(1120)에 의한 이득 제어의 단계에 상응하도록 단계적으로 입력 신호 Sig_in을 감쇠시킬 수 있다.
도 10를 참조하여 전술된 자이레이터(1020), 제1 SW cap(1031), 제2 SW cap(1032), 제3 SW cap(1033), 적어도 하나의 Zf 및 CMFB(1050)는 이득 제어부(1100)에 대해서도 도 10을 참조하여 전술된 것과 동일한 기능을 수행할 수 있다. 중복되는 설명은 생략한다.
도 12는 일 예에 따른 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터의 원리를 그래프를 사용하여 설명한다.
도 12에서, 좌측의 그래프는 피드포워드 음 Gm(1120)만으로의 대역통과 필터의 출력을 나타낼 수 있다. 가운데의 그래프는 전치 왜곡기(1110)만으로의 대역통과 필터의 출력을 나타낼 수 있다. 우측의 그래프는 전치 왜곡기(1110) 및 피드포워드 음 Gm(1120)에 의한 결과적인 출력을 나타낼 수 있다. 여기에서, 대역통과 필터의 출력은 이득 제어부(1100)를 사용하는 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)의 최종적인 신호 Sig_out일 수 있다.
도 7, 도 9 및 도 11의 그래프들에서 도시된 것과 같이, 실시예에 따른 최종적인 신호 Sig_out에서는, 통과 대역 외 대역에 대한 제거 비(rejection ratio) 특성이 일정하게 유지될 수 있으며, 통과 대역 내 낮은 평탄도 성능이 유지될 수 있다. 실시예들의 이러한 특성에 의해 높은 이득 모드 및 낮은 이득 모드 양자에서 간섭 신호가 효과적으로 억제될 수 있으며, 넓은 이득 조절 범위를 통해 대역 내 신호에 대해서도 넓은 범위의 신호가 처리될 수 있다.
도 10 내지 도 12를 참조하여 전술된 것과 같이, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 라디오 주파수(Radio Frequency; RF) 대역에서 상당히 좁은 통과 대역을 구현할 수 있다. 좁은 통과 대역을 구현함에 따라, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 통상적인(conventional) 아날로그 기반 수신기가 베이스밴드 아날로그(BaseBand Analog; BBA)에서 처리하던 채널 필터링의 기능을 수행할 수 있다. 또한, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 집적 회로이면서도, 스위칭(switching) 클럭의 주파수에 따라 통과 주파수의 대역을 가변할 수 있다. 통과 주파수의 대역의 가변을 통해, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 광 대역에 걸쳐서 협 대역 채널 대역폭 신호에 대한 선택도를 향상시킬 수 있다. 선택도의 향상을 통해, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는 고성능의 수신기의 구현을 위해 사용될 수 있다. 전술된 것과 같은 특징을 통해, 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터(1000)는, 예를 들면 광 대역 또는 다중 대역에 대한 복잡도 등과 같은, 기존의 오프-칩(off-chip) 소자에 기인하는 난점에 대한 해결책이 될 수 있다.
도 13은 일 실시예에 따른 Gm의 회로도이다.
도 13에서 도시된 Gm(1300)은 도 5를 참조하여 전술된 이득 제어부(500) 및 도 11을 참조하여 전술된 이득 제어부(1100)에 대응할 수 있다.
Gm(1300)은 실시예에서 설명된 넓은 이득 제어 범위를 갖는 대역통과 필터를 구현하기 위해 사용될 수 있다. Gm(1300)은 전술된 주 Gm(1130) 및 전치 왜곡기(1110)가 구현된 회로를 나타낼 수 있다. 그러나, 전술된 주 Gm(1130) 및 전치 왜곡기(1110)는 Gm(1300) 외에도 다양한 방식으로 구현될 수 있으며, Gm(1300)의 방식으로 한정되지 않는다.
Gm(1300)은 인버터 기반 Gm, 전치 왜곡 모스(MOS) 어래이 및 출력 전류 구동 MOS 어래이를 포함할 수 있다. 전치 왜곡 MOS 어래이는 전치 왜곡 피모스(PMOS) 어래이 및 전치 왜곡 엔모스(NMOS) 어래이를 포함할 수 있다. 출력 전류 구동 MOS 어래이는 출력 전류 구동 PMOS 어래이 및 출력 전류 구동 NMOS 어래이를 포함할 수 있다.
인버터 기반 Gm은 입력 신호 Sig_in을 수신할 수 있다. 도 13에서, 입력 신호의 양 극성들로서, RFin+ 및 RFin-가 도시되었다.
인버터 기반 Gm은 입력 신호의 전압을 출력 신호의 전류로 변환할 수 있다. 말하자면, 인버터 기반 Gm은 전술된 주 Gm(1130)의 기능을 구현할 수 있다. 인버터 기반 Gm은 차동 구조를 가질 수 있다. 도 13에서, 인버터 기반 Gm으로서, 피모스 트랜지스터인 MP1(1311) 및 MP2(1312)가 도시되었고, 엔모스 트랜지스터인 MN1(1313) 및 MN2(1314)가 도시되었다. 인버터 기반 Gm은 커플링 캐패시터들을 통해 서로 간에 연결될 수 있다.
전치 왜곡 MOS 어래이는 제1 Gm 전치 왜곡_p 신호 및 제1 Gm 전치 왜곡_n 신호를 수신할 수 있다. 제1 Gm 전치 왜곡_p 신호 및 제1 Gm 전치 왜곡_n 신호는 도 11을 참조하여 전술된 Pre_distortion_ctl 신호에 대응할 수 있다.
전치 왜곡 MOS 어래이는 수신된 제1 Gm 전치 왜곡_p 신호 및 제1 Gm 전치 왜곡_n 신호에 따라, 이득 제어 및 차동 전치 왜곡을 수행할 수 있다.
도 13에서, 전치 왜곡 PMOS 어래이로서 MP1a(1321) 및 MP2a(1323)이 도시되었고, 전치 왜곡 NMOS 어래이로서 MN1a(1322) 및 MN2a(1324)이 도시되었다. MP1a(1321) 및 MN1a(1322)는 입력 신호 순감쇠량 제어+에 대응할 수 있고, MP2a(1323) 및 MN2a(1324)는 입력 신호 순감쇠량 제어-에 대응할 수 있다. 전치 왜곡 PMOS 어래이는 제1 Gm 전치 왜곡_p 신호에 의해 제어될 수 있고, 전치 왜곡 NMOS 어래이는 제1 Gm 전치 왜곡_n 신호에 의해 제어될 수 있다.
출력 전류 구동 MOS 어래이는 제1 Gm 이득 제어_p 신호 및 제1 Gm 이득 제어_n 신호를 수신할 수 있다. 제1 Gm 이득 제어_p 신호 및 제1 Gm 이득 제어_n 신호는 도 11을 참조하여 전술된 Gain_ctl 신호에 대응할 수 있다.
출력 전류 구동 MOS는 수신된 제1 Gm 이득 제어_p 신호 및 제1 Gm 이득 제어_n 신호에 따라 이득 제어를 수행할 수 있다. 출력 전류 구동 MOS 어래이는 차동 전압을 입력 신호로서 수신할 수 있고, 입력 신호인 차동 전압과는 반대의 극성을 갖는 전류를 출력 신호로서 구동할 수 있다. 도 13에서, 출력 신호로서 RFout- 및 RFout+가 도시되었다. 예를 들면, RFout- 및 RFout+은 출력 신호의 양 극성들일 수 있다.
도 13에서, 출력 전류 구동 PMOS 어래이로서 MP1ng(1331) 및 MP2ng(1332)가 도시되었고, 출력 전류 구동 NMOS 어래이로서 MN1ng(1333) 및 MN2ng(1334)가 도시되었다. MP1ng(1331), MP2ng(1332), MN1ng(1333) 및 MN2ng(1334)는 피드포워드 음 Gm에 대응할 수 있다. 출력 전류 구동 PMOS 어래이는 제1 Gm 이득 제어_p 신호에 의해 제어될 수 있고, 출력 전류 구동 NMOS 어래이는 제1 Gm 이득 제어_n 신호에 의해 제어될 수 있다.
또한, Gm(1300)은 바이어스(bias) 관련 회로 및 관련된 제어 스위치 회로를 더 포함할 수 있다. 도 13에서, 바이어스 신호로서 Biasp 및 Biasn이 도시되었다.
이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.
그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.
500: 대역통과 필터
510: 이득 제어부
511: 전치 왜곡기
512: 제1 Gm
800: 이득 제어부
810: 전치 왜곡기
820: 피드포워드 음 Gm
830: 주 Gm
1000: 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터
1010: 이득 제어부
1110: 전치 왜곡기
1120: 피드포워드 음 Gm
1130: 주 Gm
1300: Gm
510: 이득 제어부
511: 전치 왜곡기
512: 제1 Gm
800: 이득 제어부
810: 전치 왜곡기
820: 피드포워드 음 Gm
830: 주 Gm
1000: 스위칭 gmC N-경로 대역통과 필터
1010: 이득 제어부
1110: 전치 왜곡기
1120: 피드포워드 음 Gm
1130: 주 Gm
1300: Gm
Claims (20)
- 대역통과 필터에 있어서,
입력 신호에 대한 필터링을 수행하는 제1 공진기; 및
상기 대역통과 필터의 입력 신호의 전압 및 출력 신호의 전류 간의 이득 제어를 수행하는 이득 제어부
를 포함하며,
상기 이득 제어부는 상기 대역통과 필터의 전달 특성에 대응하는 전치 왜곡을 수행하고,
상기 이득 제어부는,
상기 이득 제어부의 상기 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상하는 전치 왜곡기
를 포함하는 대역통과 필터. - 제1항에 있어서,
상기 전달 특성은 필터 평탄도 특성 및 필터 큐 특성 중 적어도 하나를 포함하는 대역통과 필터. - 삭제
- 제1항에 있어서,
상기 이득 제어부는,
상기 이득 제어를 위해 gm 값을 변화시키는 제1 Gm을 더 포함하고,
상기 전치 왜곡기는 상기 제1 공진기 및 상기 제1 Gm의 상기 이득 제어의 단계에 상응하도록 단계적으로 상기 입력 신호를 감쇠시키는 대역통과 필터. - 제1항에 있어서,
상기 이득 제어부는,
주 Gm; 및
피드포워드 음 Gm
을 더 포함하고,
상기 주 Gm 및 상기 피드포워드 음 Gm의 출력들은 서로 연결되며, 상기 피드포워드 음 Gm은 상기 주 Gm에 비해 반대 극성의 신호를 출력함으로써 상기 이득 제어부에 의한 이득을 조절하는 대역통과 필터. - 제1항에 있어서,
대역통과 필터링 및 대역폭 확장을 수행하는 제2 공진기 및 제3 공진기
를 더 포함하는 대역통과 필터. - 제6항에 있어서,
상기 이득 제어부, 상기 제2 공진기 및 상기 제3 공진기를 서로 간에 연결시키는 자이레이터
를 더 포함하고,
상기 자이레이터의 양 단들에는 상기 대역통과 필터의 필터 큐 특성을 향상시키는 음 Gm이 부착된 대역통과 필터. - 제1항에 있어서,
상기 출력 신호의 양 단자들에 연결된 공통 모드 궤환 회로를 더 포함하는 대역통과 필터. - 제1항에 있어서,
상기 대역통과 필터의 전달 특성을 보정하거나, 상기 대역통과 필터의 잡음을 감소시키는 적어도 하나의 부궤환 임피던스
를 더 포함하는 대역통과 필터. - 제1항에 있어서,
상기 이득 제어부는,
입력 신호의 전압을 출력 신호의 전류로 변환하는 인버터 기반 Gm;
이득 제어 및 차동 전치 왜곡을 수행하는 전치 왜곡 MOS 어래이; 및
상기 입력 신호와 반대의 극성을 갖는 출력 신호를 구동하는 출력 전류 구동 MOS 어래이
를 포함하는 대역통과 필터. - 스위치된 N-경로 대역통과 필터에 있어서,
입력 신호에 대한 필터링을 수행하는 제1 스위칭 캐패시터; 및
상기 대역통과 필터의 입력 신호의 전압 및 출력 신호의 전류 간의 이득 제어를 수행하는 이득 제어부
를 포함하며,
상기 이득 제어부는 상기 대역통과 필터의 전달 특성에 대응하는 전치 왜곡을 수행하고,
상기 이득 제어부는,
상기 이득 제어부의 상기 이득 제어에 따른 품질 팩터의 감소를 보상하는 전치 왜곡기
를 포함하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 제11항에 있어서,
상기 전달 특성은 필터 평탄도 특성 및 필터 큐 특성 중 적어도 하나를 포함하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 삭제
- 제11항에 있어서,
상기 이득 제어부는,
주 Gm; 및
피드포워드 음 Gm
을 더 포함하고,
상기 주 Gm 및 상기 피드포워드 음 Gm의 출력들은 서로 연결되며, 상기 피드포워드 음 Gm은 상기 주 Gm에 비해 반대 극성의 신호를 출력함으로써 상기 이득 제어부에 의한 이득을 조절하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 제11항에 있어서,
대역통과 필터링 및 대역폭 확장을 수행하는 제2 스위칭 캐패시터 및 제3 스위칭 캐패시터
를 더 포함하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 제15항에 있어서,
상기 이득 제어부, 상기 제2 스위칭 캐패시터 및 상기 제3 스위칭 캐패시터를 서로 간에 연결시키는 자이레이터
를 더 포함하고,
상기 자이레이터에는 상기 스위치된 N-경로 대역통과 필터의 필터 큐 특성을 향상시키는 음 Gm이 부착된 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 제11항에 있어서,
상기 출력 신호의 양 단자들에 연결된 공통 모드 궤환 회로를 더 포함하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 제11항에 있어서,
상기 대역통과 필터의 전달 특성을 보정하거나, 상기 대역통과 필터의 잡음을 감소시키는 적어도 하나의 부궤환 임피던스
를 더 포함하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 제11항에 있어서,
상기 이득 제어부는,
입력 신호의 전압을 출력 신호의 전류로 변환하는 인버터 기반 Gm;
이득 제어 및 차동 전치 왜곡을 수행하는 전치 왜곡 MOS 어래이; 및
상기 입력 신호와 반대의 극성을 갖는 출력 신호를 구동하는 출력 전류 구동 MOS 어래이
를 포함하는 스위치된 N-경로 대역통과 필터. - 삭제
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