KR20080006466A - 왜곡 보상 장치 및 무선통신 장치 - Google Patents

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KR20080006466A
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신이치로 츠다
니시키 미즈사와
토모아리 이타가키
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소니 가부시끼 가이샤
소니 에릭슨 모빌 커뮤니케이션즈 재팬, 아이엔씨.
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Abstract

아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와; 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 합성 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부와; 상기 왜곡 성분 합성부로 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 1스위치를 포함하는 왜곡 보상 장치가 제공된다.

Description

왜곡 보상 장치 및 무선통신 장치{Distortion compensator and wireless communication device}
도 1은, 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 2는, 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 3은, 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 4는, 제 4의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 5는, 제 5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 6은, 제 6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 7은, 제 7의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 8은, 제 8의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블 럭도이다.
도 9는, 제 9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 10은, 제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 11은, 제 7 및 제 8의 실시 형태와 관련되는 프리디스토션(predistortion) 신호의 입력 제어와 관련하여 액티브 대역 필터의 통과 대역 제어 방법을 나타내는 설명도이다.
도 12는, 제 7 및 제 8의 실시 형태와 관련되는 프리디스토션 신호의 입력 제어와 관련하여, 액티브 대역 필터의 통과 대역 제어 방법을 나타내는 설명도이다.
도 13은, 제 9 및 제 10의 실시 형태와 관련되는 프리디스토션 신호의 진폭비 제어에 관련하여, 액티브 대역 필터의 통과 대역 제어 방법을 나타내는 설명도이다.
도 14는, 제 9 및 제 10의 실시 형태와 관련되는 프리디스토션 신호의 진폭비 제어에 관련하여, 액티브 대역 필터의 통과 대역 제어 방법을 나타내는 설명도이다.
도 15는, 본 발명의 일실시 형태와 관련되는 무선통신 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 16은, 일반적인 PGA의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 17은, 대역 필터 기능을 가지는 PGA의 회로 구성을 나타내는 설명도이다.
도 18은, 제 2, 4, 6, 8, 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치가 구비하는 합성 회로의 회로 구성을 나타내는 설명도이다.
본 발명은 2006년 7월 11일 일본 특허청에 제출된 일본특허 JP2006-190073호에 기재된 주제와 관련되며, 그 전체 내용은 참조로서 여기에 포함되어 있다.
본 발명은, 왜곡 보상 장치, 및 무선통신 장치에 관한 것이다.
무선통신 장치가 구비하는 증폭기는, 전송 전력을 증폭할 때, 반송파내에 왜곡 성분을 발생시켜 버린다는 문제가 있었다. 이 왜곡 성분은, 휴대 전화의 수신 대역에 대한 방해나 텔레비젼 등의 인접 채널에 대한 간섭의 원인이 될 수 있는 것이다. 따라서, 종래부터, 반송파의 왜곡 성분이 발생하기 어려운 저왜곡 특성을 가지는 전송 전력 증폭기가 바람직하다고 생각되었다.
게다가 요즈음, 제 3세대 휴대 전화 시스템으로서 알려진 W－CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)방식에서는 HSDPA(High Speed Downlink Packet Access)나 HSUPA(High Speed Uplink Packet Access)라는 기술이 채용되고 있다. 이러한 기술들은 단일 대역폭의 반송파를 이용하면서, 보다 고속의 통신을 가능하게 할 수 있다.
그러나, 이러한 기술은, 코드의 다중화에 의해, 크레스트 인자(crest factor)가 커진다는 특성을 공유하고 있다. 그러므로, 균일한 전송시에도, 종래의 기술에 비해, 전력 증폭기는 왜곡 특성을 가지는 반송파를 열화시킨다는 것이 알려져 있다. 일반적으로, 왜곡 특성을 개선하는 방법으로서는, 증폭 소자의 전류치를 증가하는 등의 조치를 들 수 있다. 그러나, 무선통신 장치는, 가능한한 소형의 배터리를 이용해 충분한 구동 시간을 확보하지 않으면 안되므로, 해당 무선통신 장치를 구성하는 각 회로에 대해, 저소비 전력화가 요구되고 있다. 그러므로, 소비 전력의 증가를 초래하지 않고, 증폭기의 왜곡 특성을 개선하는 기술로는, 이하에 기술된 전송 전력 증폭기의 왜곡 보상 기술이 주목받고 있다.
현재, 무선통신 장치의 전송부에 있어서의 왜곡 보상 수단으로서는, 부귀환법, 프리디스토션법, 또는 피드포워드(feed-forward)법 등이 알려져 있어 실용화되고 있는 것도 있다.
부귀환법은, 전송 전력 증폭기의 출력 신호를, 부귀환 회로를 개입시켜 입력측에 부귀환시키는 것으로서, 비선형왜곡을 보상하는 방법이다. 부귀환법의 것보다 구체적인 예로서는, 귀환 신호를 동상(in-phase), 직교 성분으로 분해하여 부귀환시키는 카테시안루프(Cartesian－loop)법을 들 수 있다.
프리디스토션법은, 전송 전력 증폭기내에서 발생하는 왜곡을 제거하기 위해서, 미리 왜곡된 신호 성분을 입력 신호에 부가시키는 방법이며, 비선형왜곡을 어느 정도 보상하는 방법이다. 예를 들면, 일본 특허 JP-2004－200767호는, 프리디스토션법을 기술하고 있다. 부귀환법과는 달리, 프리디스토션법에서는, 개루프(open-loop) 제어가 실행되며, 안정성에 관해서는 우수하다. 그러나, 미리 왜 곡된 신호(프리디스토션 신호) 성분은, 증폭기의 특성 파라미터에 따라 최적화하지 않으면 안된다는 점으로 인해, 기술적인 어려움이 있다.
피드포워드법은, 전송 전력 증폭기내에서 발생하는 왜곡 성분을 검출하고, 이 왜곡 성분을 증폭한 후, 전송 전력 증폭기의 출력 신호로부터, 이 증폭된 왜곡 성분을 감산하는 방법이다. 피드포워드법은, 프리디스토션법과 같이, 개루프 제어를 실행하므로, 안정성이 뛰어나다. 그러나, 왜곡 성분을 증폭할 때에 발생하는 비선형 왜곡 성분이나 전력 효율의 증가가 문제가 된다.
이러한 비선형 왜곡 보상 방법 가운데, 프리디스토션법은, 안정성과전력 효율이 뛰어나므로, 특별히 주목을 끌고 있다. 예를 들면, 「2005 IEEE MTT－S International Microwave Symposium Session TH2B－6 「Third and Fifth order Base－Band Component Injection for Linearization of the Power Amplifier in a Cellular Phone」과 참조를 위해 여기에 인용된 일본 특허 JP-2004－200767호는 모두 디지털 영역에 있어서의 전송 대상 신호에 대응하는 직교 베이스밴드 신호(I신호 및 Q신호)로부터, 프리디스토션 신호의 3차 성분 또는 5차 성분을 생성하는 방법을 개시하고 있다.
그러나, 전송 대상 신호의 직교 베이스밴드 신호로부터, 프리디스토션 신호의 3차 성분 또는 5차 성분을 생성하는 경우, 해당 프리디스토션 신호는, 생성원인 전송 대상 신호의 직교 베이스밴드 신호의 3배 또는 5배의 주파수 점유 대역을 가진다. 따라서, 종래의 구성에 의해, 디지털 영역에서 5차 성분까지를 포함한 프 리디스토션 신호를 생성했을 경우, 디지털·아날로그 변환기(DAC；Digital Analog Conerter)에는, 전송 대상 신호의 직교 베이스밴드 신호의 5배의 주파수 대역을 가지는 신호의 처리가 요구되게 된다. 그 결과, DAC에서의 고속 처리를 실현하기 위해서 DAC를 사용하게 되면, 소비 전력의 증가가 초래되어, 종래의 디지털 신호 처리부의 설계 변경 등이 필요하였다.
또, 상기의 일본 특허 JP-2004－200767호에 개시된 왜곡 보상 장치는, 대상 신호 및 프리디스토션 신호를 각각 다른 직교 변조 회로에서 직교 변조한 후에, 직교 변조된 대상 신호와 프리디스토션 신호를 합성하도록 구성되어 있다. 이러한 구성에서, 적정한 왜곡 보상을 하기 위해서는, 2게의 다른 직교 변조 회로가 등가가 되는 특성을 가지지 않으면 안 된다. 그러나, 회로 배치가 같은 2개의 직교 변조 회로를 왜곡 보상 장치가 구비하는 경우에도, 일반적으로, 주파수가 높아짐에 따라 2개의 직교 변조 회로의 특성이 불균일하게 된다는 문제가 있다. 그러므로, 3차 성분 또는 5차 성분을 포함하는 프리디스토션 신호를 직교 변조할 때, 왜곡 보상 장치를 이용하여 매우 적합한 왜곡 보상 효과를 얻을 수 없다고 하는 기술적인 문제가 있었다.
그러므로, 본 발명은, 상기 문제를 시정함으로써 완성된 것이며, 전력 소비를 저감하는 것이 가능한, 새로운 개량된 왜곡 보상 장치, 및 무선통신 장치를 제공하고 있다.
본 발명의 한 실시예에 따르면, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능 한 왜곡 보상 장치가 제공된다.
상기 왜곡 보상 장치는, 입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와; 상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와; 상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와; 상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와; 상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부와; 상기 왜곡 성분 합성부로 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 1스위치를 포함한다.
상기의 왜곡 보상 장치가 구비하는 제 1대역 필터는, 입력된 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한한다. 또, 상기의 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성한다. 상기의 진폭비조정부는, 비선형 왜곡 성분의 진폭과 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호와의 진폭비를 조정한다. 상기의 위상차이 조정부는, 비선형 왜곡 성분과 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 제거되도록, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정한다. 상기의 왜곡 성분 합성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성한다. 상기의 제 1 스위치는, 왜곡 성분 합성부에 대해서 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어한다.
상기 기술된 왜곡 보강장치에 의해, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 아날로그 영역에서 생성하는 것이 가능하게 되어, 디지털 신호 처리부에 종래의 IP를 사용하는 것이 가능하게 된다.
대상 신호의 출력 레벨이 낮고, 비선형 왜곡 성분의 영향이 작은 경우에는, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 입력을 오프로 전환하는 것이 가능하기 때문에, 소비 전력을 저감할 수 있다.
왜곡 보상 장치는 상기 진폭비 조정부에 의해 진폭이 조정되고, 상기 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 2대역 필터를 추가로 구비한다.
진폭비 조정부에 의해 진폭비가 조정되고 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 2대역 필터를 포함하는 왜곡 보상 장치를 이용하여, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 생성 과정에서 발생한 대역외(out-of-band) 노이즈를 합성전에 미리 저감할 수 있다.
왜곡 보상 장치는 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이 스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 제 3대역 필터를 추가로 구비한다.
진폭비 조정부에 의해 진폭비가 조정되고 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 3대역 필터를 포함하는 왜곡 보상 장치를 이용하여, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 생성 과정에서 발생한 대역외(out-of-band) 노이즈를 합성전에 미리 저감할 수 있다.
왜곡 보상 장치는, 상기 왜곡 성분 합성부에 대해서, 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 2스위치를 추가로 구비한다.
상기 왜곡 성분 합성부에 대해서, 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 2스위치를 추가로 구비하는 왜곡 보상 장치를 이용하여, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 전력 증폭해 얻을 수 있는 신호를 독립적으로 관측하는 것이 가능하게 되어, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부, 위상차이 조정부, 및 진폭비 조정부의 조정 파라미터를 용이하게 설정할 수 있다.
왜곡 보상 장치는, 상기 왜곡 성분 합성부에 입력되는 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 4대역 필터를 추가로 구비한다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 상기의 제 2 스위치 대신에, 상기 제 4대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 상기 왜곡 성분 합성부에 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호가 입력되는지에 대한 제어를 실행하기 위해 스위치된다.
왜곡 성분 합성부에 입력되는 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역 을 제한하는 상기의 제 4대역 필터를 포함하는 왜곡 보상 장치를 이용하여, 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 대역외 노이즈를 저감시키는 것이 가능하게 된다. 게다가, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호와의 위상 지연을 보상할 수도 있다.
상기 제 2대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역은 가변적이다. 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위내에서 최적인 왜곡보상 기능의 설정을 가능하게 하는 이러한 왜곡 보상 장치는, 멀티 밴드에서, 효과적으로 사용될 수 있다.
상기 제 3대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역은 가변적이다. 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위내에서 최적인 왜곡보상 기능의 설정을 가능하게 하는 이러한 왜곡 보상 장치는, 멀티 밴드에서, 효과적으로 사용될 수 있다.
상기 제 4대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역은 가변적이다. 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위내에서 최적인 왜곡보상 기능의 설정을 가능하게 하는 이러한 왜곡 보상 장치는, 멀티 밴드에서, 효과적으로 사용될 수 있다.
상기 제 3대역 필터는, 상기 제 1스위치의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경할 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 합성을 필요로 하지 않는 출력 신호 레벨의 경우에, 제 3대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하는 것이 가능하게 되어, 대역외 노이즈의 영향을 매우 적합하게 저감하는 것이 가능하게 된다.
상기 제 4대역 필터는, 상기 제 1스위치의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경할 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 합성을 필요로 하지 않는 출력 신호 레벨의 경우에, 제 3대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하는 것이 가능하게 되어, 대역외 노이즈의 영향을 매우 적합하게 저감하는 것이 가능하게 된다.
제 2대역 필터는, 진폭비 조정부에서 조정된 진폭비에 따라, 통과 가능한 주파수대역을 변화시킬 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 출력 신호 레벨이 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭비가 작은 값을 가지도록 할 때에, 제 2대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하고, 대역외 노이즈의 영향을 효과적으로 저감하는 것이 가능하게 된다.
제 3대역 필터는, 진폭비 조정부에서 조정된 진폭비에 따라, 통과 가능한 주파수대역을 변화시킬 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 출력 신호 레벨이 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭비가 작은 값을 가지도록 할 때에, 제 2대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하고, 대역외 노이즈의 영향을 효과적으로 저감하는 것이 가능하게 된다.
제 4대역 필터는, 진폭비 조정부에서 조정된 진폭비에 따라, 통과 가능한 주파수대역을 변화시킬 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 출력 신호 레벨이 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭비가 작은 값을 가지도록 할 때에, 제 2대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하고, 대역외 노이즈의 영향을 효과적 으로 저감하는 것이 가능하게 된다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 왜곡 보상 장치가 제공된다.
상기 왜곡 보상 장치는, 입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와;상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와;상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와;상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와;상기 진폭비조정부에 의해 진폭비가 조정되고, 상기 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 2대역 필터와；상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부를 구비한다.
상기 왜곡 보상 장치에서는, 상기 제 2대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 상기 왜곡 성분 합성부에 대해서 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력 하는지 아닌지를 제어하는 것이 실행된다.
상기 왜곡 보상 장치내에 포함된 제1 대역필터는 입력된 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한한다. 게다가, 상기의 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성한다. 상기의 진폭비 조정부는, 비선형 왜곡 성분의 진폭과 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 비뚤어져 성분 직교 베이스밴드 신호와의 진폭비를 조정한다. 상기의 위상차이 조정부는, 비선형 왜곡 성분과 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 제거되도록, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정한다. 상기 제 2대역 필터는, 상기 진폭비조정부에 의해 진폭비가 조정되고, 상기 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한한다. 상기의 왜곡 성분 합성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성해 대상 신호를 생성한다.
게다가, 상기 왜곡 보상 장치에서는, 상기 제 2대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 상기 왜곡 성분 합성부에 대해서 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하는 것이 실행된다.
이러한 구조는 상기 제 2대역 필터의 온/오프를 통해 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호에 대한 입력 전환을 실행하므로, 그것은 입력 전환을 위해서만 사용되는 독립적인 스위치를 포함하지 않아도 되며, 그로 인해, 회로의 단순화가 실현되며, 좀 더 작은 왜곡 보상 장치를 제공하게 된다.
왜곡 보상 장치는 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 제 3대역 필터를 추가로 구비한다.
상기 제 3대역 필터는 상기 왜곡 보상 장치에서 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호와 결합된 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수 대역을 제한다. 상술한 제3대역 필터를 포함하는 왜곡 보상 장치를 이용하면, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호와 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 결합하여 복합 신호를 합성하는 동안에 발생되는 대역외(out-of-band) 노이즈를 저감할 수 있다.
왜곡 보상 장치는, 상기 왜곡 성분 합성부에 대해서, 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 2스위치를 추가로 구비한다.
상기 왜곡 성분 합성부에 대해서, 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 2스위치를 추가로 구비하는 왜곡 보상 장치를 이용하여, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 전력 증폭해 얻을 수 있는 신호를 독립적으로 관측하는 것이 가능하게 되어, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부, 위상차이 조정부, 및 진폭비 조정부의 조정 파라미터를 용이하게 설정할 수 있다.
왜곡 보상 장치는, 상기 왜곡 성분 합성부에 입력되는 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 4대역 필터를 추가로 구비한다.
왜곡 성분 합성부에 입력되는 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역 을 제한하는 상기의 제 4대역 필터를 포함하는 왜곡 보상 장치를 이용하여, 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 대역외 노이즈를 저감시키는 것이 가능하게 된다. 게다가, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호와의 위상 지연을 보상할 수도 있다.
상기 제 2대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역은 가변적이다. 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위내에서 최적인 왜곡보상 기능의 설정을 가능하게 하는 이러한 왜곡 보상 장치는, 멀티 밴드에서, 효과적으로 사용될 수 있다.
상기 제 3대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역은 가변적이다. 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위내에서 최적인 왜곡보상 기능의 설정을 가능하게 하는 이러한 왜곡 보상 장치는, 멀티 밴드에서, 효과적으로 사용될 수 있다.
상기 제 4대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역은 가변적이다. 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위내에서 최적인 왜곡보상 기능의 설정을 가능하게 하는 이러한 왜곡 보상 장치는, 멀티 밴드에서, 효과적으로 사용될 수 있다.
상기 제 3대역 필터는, 상기 제 1스위치의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경할 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 합성을 필요로 하지 않는 출력 신호 레벨의 경우에, 제 3대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하는 것이 가능하게 되어, 대역외 노이즈의 부정적인 영향을 매우 적합하게 저감하는 것이 가능하게 된다.
상기 제 4대역 필터는, 상기 제 1스위치의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경할 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 합성을 필요로 하지 않는 출력 신호 레벨의 경우에, 제 3대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하는 것이 가능하게 되어, 대역외 노이즈의 부정적인 영향을 매우 적합하게 저감하는 것이 가능하게 된다.
제 2대역 필터는, 진폭비 조정부에서 조정된 진폭비에 따라, 통과 가능한 주파수대역을 변화시킬 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 출력 신호 레벨이 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭비가 작은 값을 가지도록 할 때에, 제 2대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하고, 이상적으로 대역외 노이즈의 부정적인 영향을 저감하는 것이 가능하게 된다.
제 3대역 필터는, 진폭비 조정부에서 조정된 진폭비에 따라, 통과 가능한 주파수대역을 변화시킬 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 출력 신호 레벨이 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭비가 작은 값을 가지도록 할 때에, 제 2대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하고, 이상적으로 대역외 노이즈의 부정적인 영향을 저감하는 것이 가능하게 된다.
제 4대역 필터는, 진폭비 조정부에서 조정된 진폭비에 따라, 통과 가능한 주파수대역을 변화시킬 수 있다. 이러한 왜곡 보상 장치에서는, 출력 신호 레벨이 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭비가 작은 값을 가지도록 할 때에, 제 2대역 필터의 차단 주파수를 매우 적합하게 조정하고, 이상적으로 대역외 노이즈의 부 정적인 영향을 저감하는 것이 가능하게 된다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 무선통신장치가 제공된다.
상기 무선 통신 장치는, 디지털 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 베이스밴드 신호 생성부와;상기 디지털 직교 베이스밴드 신호를 아날로그 직교 베이스밴드 신호로 변환하는 디지털·아날로그 변환부와;입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와;상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와;상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와;상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와;상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부와;상기 왜곡 성분 합성부로 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 1스위치와;상기 대상 신호를 직교 변조하는 직교 변조부와;상기 직교 변조된 대상 신호를 전력 증폭하는 신호 증 폭부와;상기 전력 증폭된 대상 신호를 전송하는 신호 전송부를 구비한다.
상기의 무선통신 장치가 구비하는 베이스밴드 신호 생성부는, 디지털 직교 베이스밴드 신호를 생성한다. 또, 상기의 디지털·아날로그 변환부는, 디지털 직교 베이스밴드 신호를 아날로그 직교 베이스밴드 신호로 변환한다. 상기의 제 1대역 필터는, 입력된 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한한다. 상기의 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성한다. 상기의 진폭비 조정부는, 비선형 왜곡 성분의 진폭과 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호와의 진폭비를 조정한다. 상기의 위상차이 조정부는, 비선형 왜곡 성분과 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 제거되도록, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정한다. 상기의 왜곡 성분 합성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성해 대상 신호를 생성한다. 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 상기의 왜곡 성분 합성부에 입력하는지 아닌지를 제어하는 것이 상기 제 1스위치를 통해 실행된다.
상기의 직교 변조부는, 대상 신호를 직교 변조한다. 상기의 신호 증폭부는, 직교 변조된 대상 신호를 전력 증폭한다. 상기의 신호 전송부는, 전력 증폭된 대상 신호를 전송한다.
상기 무선 통신 장치에 의해, 출력 신호 레벨에 따라, 왜곡 성분 직교 베이 스밴드 신호의 입력을 바꾸는 것이 가능하게 되어, 소비 전력을 저감시킬 수가 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 무선 통신 장치가 제공된다.
상기 무선 통신 장치는, 디지털 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 베이스밴드 신호 생성부와; 상기 디지털 직교 베이스밴드 신호를 아날로그 직교 베이스밴드 신호로 변환하는 디지털·아날로그 변환부와; 입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와;상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와; 상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와; 상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와; 상기 진폭비조정부에 의해 진폭비가 조정되고, 상기 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 2대역 필터와; 상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부와; 상기 대상 신호를 직교 변조하는 직교 변조부와; 상기 직교 변조된 대상 신호를 전력 증폭하는 신호 증폭부와; 상기 전력 증폭된 대상 신호를 전송하는 신호 전송부를 구비한다.
게다가, 해당 무선 통신 장치에서는, 제 2대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 왜곡 성분 합성부에 대해서 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하는 것이 실행된다.
상기의 무선통신 장치가 구비하는 베이스밴드 신호 생성부는, 디지털 직교 베이스밴드 신호를 생성한다. 또, 상기의 디지털·아날로그 변환부는, 디지털 직교 베이스밴드 신호를 아날로그 직교 베이스밴드 신호로 변환한다. 상기의 제 1대역 필터는, 입력된 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한한다. 상기의 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성한다. 상기의 진폭비 조정부는, 비선형 왜곡 성분의 진폭과 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호와의 진폭비를 조정한다. 상기의 위상차이 조정부는, 비선형 왜곡 성분과 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 제거되도록, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정한다. 상기의 왜곡 성분 합성부는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성해 대상 신호를 생성한다. 상기의 제 2대역 필터는, 진폭비 조정부에 의해 진폭비가 조정되고, 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 왜곡 성분 직교 베이스 밴드 신호의 주파수대역을 제한함과 동시에, 온·오프를 스위칭하여, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 상기의 왜곡 성분 합성부에 입력하는지 아닌지를 제어한다.
상기의 직교 변조부는, 대상 신호를 직교 변조한다. 상기의 신호 증폭부는, 직교 변조된 대상 신호를 전력 증폭한다. 상기의 신호 전송부는, 전력 증폭된 대상 신호를 전송한다.
상기 무선 통신 장치에 의해, 출력 신호 레벨에 따라, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 입력을 바꾸는 것이 가능하게 되어, 소비 전력을 저감시킬 수가 있다.
이상 설명한 것처럼 본 발명에 의하면, 반송파 신호의 증폭 과정에서 발생하는 비선형 왜곡을 보상할 때에 소비 전력을 저감하는 것이 가능하게 된다.
이하에 첨부 도면을 참조하면서, 본 발명의 매우 적합한 실시의 형태에 대해 상세하게 설명한다. 본 명세서 및 도면에서, 실질적으로 동일한 기능 구성을 가지는 구성요소에 대해서는, 동일한 부호를 교부하고 중복 설명을 생략한다.
＜제 1의 실시 형태＞
우선, 본 발명의 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 도 1은, 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다. 해당 제 1의 실시 형태는, 디지털 영역에서 직교 변조된 디지털 직교 베이스밴드 신호(I신호 및 Q 신호)가, 아날로그 영역에서, 프리디스토션(predistortion)법에 의해 왜곡 보상된다. 또, 해당 제 1의 실시 형태는, 출력 신호 레벨 등에 따라, 프리디스토션 신호(왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호)를 생성 및 합성하는지 아닌지를 선택 가능하게 하는 것이 특징이다.
디지털 영역에서 직교 변조된 디지털 직교 베이스밴드 신호(디지털 I신호 및 Q신호)는, 디지털·아날로그 변환기(DAC)(102, 112)에 의해, 아날로그 직교 베이스밴드 신호(아날로그 I신호 및 Q신호)로 변환된다. 그 후, 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 대역외 노이즈는, 대역 필터(104, 114)를 통해 제거된다. 표기를 간결하게 하기 위해서, 아날로그·베이스밴드 신호를, 단지, 베이스밴드 신호라고 표기한다. 또, 아날로그 I신호 및 Q신호도, 단지, I신호 및 Q신호라고 표기한다.
우선, 베이스밴드 신호에 합성하기 위한 프리디스토션 신호를 생성하는 프리디스토션 신호 생성부를, 도 1을 참조하면서 상세하게 설명한다.
프리디스토션 신호 생성부는, I신호용 프리디스토션 신호 생성부와 Q 신호용 프리디스토션 생성부에 의해 구성된다. I신호에 합성되는 프리디스토션 신호를 생성하기 위한 I신호용 프리디스토션 신호 생성부는, I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138), 이상 회로(phase shifter : 140), 대역 필터(142, 146) 및 게인 조정 회로(144)에 의해 구성된다.
I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138)는, I신호의 3차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)*I성분을 생성하는 회로이다. I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138)는, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부의 일례이다 .
여기서, 3차 왜곡 성분을 발생하는 전력 증폭기의 간단한 모델을 참조하면서 상기 I신호(및 Q신호)의 3차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)*I성분(과((I2＋Q2-β)*Q성분)에 대해 설명한다. 우선, Vo를 출력 신호 전압, Vi를 입력 신호 전압이라고 정의하면, 3차 고조파까지를 고려한 출력 신호 전압 Vo(3)는, 다음 식(1)과 같이 간단한 모델에 의해 표현할 수 있다.
[식 1]
Figure 112007049866576-PAT00001
계수 k1, k2, k3는 임의의 실정수이다. 게다가, 입력 신호 전압 Vi는, 다음 식(2)와 같이, 직교하는 I신호의 신호 진폭(I)과 Q신호와의 신호 진폭(Q)을 이용해 표현할 수 있다.
[식 2]
Figure 112007049866576-PAT00002
상기의 출력 신호 전압 Vo, 입력 신호 전압 Vi, I성분의 신호 진폭, Q성분의 신호 진폭, 및 위상 θ는, 시간과 함께 변화하는 양(=ωct)으로 가정한다. 여기서, 식(2)를 식(1)에 대입하고, 고조파 성분을 제외한 기본파 성분(ωc)만을 추출하면, 상기의 3차 왜곡 성분을 포함한 출력 신호 전압 Vo(3)는, 다음 식(3)과 같이 된다.
[식 3]
Figure 112007049866576-PAT00003
C는 실정수이다. 즉, 상기 식(3)의 제 2항이 3차 왜곡 성분에 대응한다. 따라서, k1과 k3와의 진폭비(및 위상차이)를 고려하고, 상기 I신호(및 Q신호)의 3차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)*I성분(과 (I2＋Q2-β)*Q성분)을 미리 발생시켜 합성하여, 전력 증폭 후의 3차 왜곡 성분을 제거하는 것이 가능하게 된다.
이상 회로(140)는, I신호의 3차 왜곡 성분인 상기 식(3)의 제 2항을 제거하기 위해, I신호용 프리디스토션 신호의 위상 성분을 조정하는 회로이다. 이상 회로(140)는, 상기의 I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138)의 후단에 설치되어 I신호용 프리디스토션 신호 성분의 위상을 I신호로부터 θ1만큼 이상한다. 이상 회로(140)는, 위상차이 조정부의 일례이다.
대역 필터(142, 146)는, 각각 I신호용 프리디스토션 신호의 주파수대역을 제한한다. 특히, 대역 필터(142)는, 이상 회로(140)의 후단에 설치되어 진폭 조정을 실시하기 전에, I신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 또, 대역 필터(146)는, 게인 조정 회로(144)의 후단에 설치되어 진폭비가 조정된 I신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 대역필터(146)는 제 2대역 필터의 일례이다.
게인 조정 회로(144)는, I신호의 진폭과 I신호용 프리디스토션 신호의 진폭 과의 비가, 상기 식(3)에 의해 표시된 k1과 k3와의 비에 대응하도록, I신호용 프리디스토션 신호의 진폭을 조정한다. 즉, 게인 조정 회로 (144)는, 진폭비 조정부의 일례이다.
게인 조정 회로(144)는, 예를 들면, 도 16에 도시한 일반적인 PGA(Programmable Gain Amplifier)에 의해 구성될 수 있다. 도 16을 참조하면, 해당 PGA는, 저항(R)과 스위치(SW)와 연산 증폭기(1306)에 의해 구성된다. 또, 게인 조정 회로(144)는, 도 17에 도시한 PGA에 의해 구성될 수 있다. 도 17을 참조하면, 해당 PGA는, 저항(R)과 스위치(SW)와 동작 증폭기(1306) 및 콘덴서(1302, 1304)로 구성된다. 도 16과 도 17과의 차이점은, 콘덴서(1302, 1304)뿐이다. 그러나, 콘덴서(1302, 1304)를 구비한 도 17의 PGA는, 대역 필터의 기능을 한층 더 가진다.
또, Q신호에 합성되는 프리디스토션 신호를 생성하기 위한 Q신호용 프리디스토션 신호 생성부는, Q신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(150)와 이상 회로(152), 대역 필터(154, 158)와 게인 조정 회로(156)에 의해 구성된다.
Q신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(150)는, I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138)가 (I2＋Q2-β)*I성분을 발생시키는 것과 같이, Q신호의 3차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)*Q성분을 생성하는 회로이다. Q신호의 3차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)*Q성분에 대해서는, I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138)에서 상세하게 설명했다. Q신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(150)는, 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부의 일례이다.
이상 회로(152)는, 상기의 I신호용 프리디스토션 신호 생성부에 포함되는 이상 회로(140)와 같이, 3차 왜곡 성분인 상기 식(3)의 제 2항(Q성분)을 제거하기 위해, Q신호용 프리디스토션 신호의 위상 성분을 조정하는 회로이다. 이상 회로(152)는, 상기의 Q신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로 (150)의 후단에 설치되어 Q신호용 프리디스토션 신호 성분의 위상을 Q신호로부터 θ1만큼 이상한다. 이상 회로(152)는, 위상차이 조정부의 일례이다.
대역 필터(154, 158)는, 상기의 I신호용 프리디스토션 신호 생성부에 포함되는 대역 필터(142, 146)와 같이, Q신호용 프리디스토션 신호의 주파수대역을 제한한다. 특히, 대역 필터(154)는, 이상 회로(152)의 후단에 설치되어 진폭 조정을 실시하기 이전에, Q신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 또, 대역 필터(158)는, 게인 조정 회로(156)의 후단에 설치되어 진폭비가 조정된 Q신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 대역 필터(158)는, 제 2대역 필터의 일례이다.
게인 조정 회로(156)는, Q신호의 진폭과 Q신호용 프리디스토션 신호의 진폭과의 비가, 상기 식(3)에서 표시된 k1과 k3와의 비에 대응하도록, Q신호용 프리디스토션 신호의 진폭을 조정한다. 즉, 게인 조정 회로(156)는, 진폭비 조정부의 일례이다. 또, 게인 조정 회로(156)는, 상기의 I신호용 프리디스토션 신호 생성부에 포함되는 게인 조정 회로(144)와 같이, 예를 들면, 도 16에 도시한 일반적인 PGA(Programmable Gain Amplifier)에 의해 구성될 수 있다. 또, 게인 조정 회로(156)는, 도 17에 도시한 PGA에 의해 구성될 수 있다.
상술한 구조로된 프리디스토션 신호 생성부에 의해 프리디스토션 신호가 생성되는 프리디스토션 신호 생성 처리가 간단하게 설명되었다.
이하에서는, 해당 프리디스토션 신호 생성처리가 설명된다.
우선, 대역 필터(104)를 통과한 I신호와 대역 필터(114)를 통과한 Q신호는, 모두, I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138)에 입력되어 (I2＋Q2-β)*I성분(이하, I신호용 3차 왜곡 성분이라고 부른다)이 생성된다. I신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(138)에 의해 생성된 I신호용 3차 왜곡 성분은, 이상 회로(140)에 입력되어 I－Q평면상에 대해 θ1만큼 위상 천이 된다. 게다가 위상 천이된 I신호용 3차 왜곡 성분은, 대역 필터(142)에서 대역외 노이즈가 제거된다. 그 후, I신호용 3차 왜곡 성분은, 게인 조정 회로(144)에 입력되어 프리디스토션 신호와 I신호와의 진폭비가 소정의 비율이 되도록 게인 조정된다. 또, 게인이 조정된 I신호용 3차 왜곡 성분은, 대역 필터(146)에 의해서 대역외 노이즈가 제거된다. 상기의 과정에 의해, I신호에 합성되는 프리디스토션 신호가 생성된다.
이와 같이 대역 필터(104)를 통과한 I신호와 대역 필터(114)를 통과한 Q신호는, 모두, Q신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(150)에 입력되어 (I2＋Q2-β)*Q성분(이하, Q신호용 3차 왜곡 성분이라고 부른다)이 생성된다. Q신호용 3차 왜곡 성분 생성 회로(150)에 의해 생성된 Q신호용 3차 왜곡 성분은, 이상 회로(152)에 입력되어 I－Q평면상에 대해 θ1만큼위상 천이 된다. 게다가, 위상 천이된 Q신호용 3차 왜곡 성분은, 대역 필터(154)에서 대역외 노이즈가 제거된다. 그 후, Q신호용 3차 왜곡 성분은, 게인 조정 회로(156)에 입력되어 프리디스토션 신호와 Q신호와의 진폭비가 소정의 비율이 되도록 게인 조정된다. 또, 게인이 조정된 Q신호용 3차 왜곡 성분은, 대역 필터(158)에 의해서 대역외 노이즈가 제거된다. 상기의 과정에 의해, Q신호에 합성되는 프리디스토션 신호가 생성된다.
I신호 및 Q신호에 합성되는 프리디스토션 신호는, 하기 식(4) 및 (5)와 같이 표현된다.
I신호용 3차 왜곡 성분
[식 4]
Figure 112007049866576-PAT00004
Q신호용 3차 왜곡 성분
[식 5]
Figure 112007049866576-PAT00005
단, I는 I신호의 강도, Q는 Q신호의 강도,β는 조정용의 실정수, a1는 진폭비를 조정하기 위한 게인치, j는 허수 단위,θ1은 위상차이를 나타낸다.
식(4)가 나타내는 바와 같이, I신호용 3차 왜곡 성분, I신호 성분, 게인 조 정치(a1), 및 위상 천이(θ1)의 곱셈 결과는, 그 순서에 의존하지 않는다. 이와 같이 식(5)를 참조하면, Q신호용 3차 왜곡 성분, Q신호 성분, 게인 조정치(a1), 및 위상 천이(θ1)의 곱셈 결과는, 그 순서에 의존하지 않는다. 이것은, 상기의 회로 구성이 그 순서를 변경할 수 있다는 것을 의미한다.
이상, 프리디스토션 신호의 생성 과정에 대해 설명했다. 이와 같이, 해당 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 아날로그 영역에 설치된 프리디스토션 신호 생성부에 의해 프리디스토션 신호를 생성한다는 점에 특징을 가진다. 이러한 구성에 의해 , 프리디스토션 신호의 생성, 진폭비의 조정, 및 위상차이의 조정이 아날로그 영역에서 행해지므로, DAC(102, 112)의 전단에 설치되는 디지털 신호 처리부에 종래의 IP를 사용하는 것이 가능해진다.
여기서, 프리디스토션 신호 생성부를 제외한, 본 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 다른 구성에 대해 설명한다.
우선, I신호용 및 Q신호용 프리디스토션 신호 생성부의 후단에 각각 설치된 스위치(148, 160)에 대해 설명한다.
상기의 I신호용 프리디스토션 신호 생성부에 의해 생성된 I신호용 3차 왜곡 성분은, 합성 회로(108)에 의해 I신호와 합성된다. 단, 합성 회로(108)는, 예를 들면, 도 18에 도시한 구성을 가지는 합성 회로이다. 도 18을 참조하면, 해당 합성 회로는, 콘덴서(C)와 저항(R)과 트랜지스터(Tr)에 의해 구성된다.
제 1의 실시 형태에서, I신호용 프리디스토션 신호 생성부의 일부분을 구성 하는 대역 필터(146)와, 합성 회로(108)의 사이에는, 스위치(148)가 설치되어 있다. 스위치(148)는, I신호용 3차 왜곡 성분을 I신호에 합성하는지 아닌지를 제어하는 것을 실행한다. 예를 들면, 반송파의 출력이 낮은 경우에는, 3차 이상의 고차 왜곡 성분이 노이즈 성분으로서 다른 주파수대역에 영향을 미치는 영향이 작기 때문에, 해당 고차 왜곡 성분을 제거하기 위해 프리디스토션 신호는 합성될 필요가 없다. 또, 프리디스토션타 신호의 생성에는, 당연히, 전력 소비가 수반되므로, 고차 왜곡 성분의 영향이 작은 경우에 대해서는, 스위치(148)를 오프로 하여 소비 전력을 저감하는 것이 바람직하다.
이와 같이, 상기의 Q신호용 프리디스토션 신호 생성부에 의해 생성된 Q신호용 3차 왜곡 성분은, 합성 회로(118)에 의해 Q신호와 합성된다. 그러나, 해당 제 1의 실시 형태에서, Q신호용 프리디스토션 신호 생성부가 포함한 대역 필터(158)와, 합성 회로(118)의 사이에는, 스위치(160)가 설치되어 있다. 스위치(160)는, Q신호용 3차 왜곡 성분을 Q신호에 합성하는지 아닌지를 제어하는 것을 실행한다. 따라서, 스위치(148)에 대해 설명한 것과 같이, 출력 신호의 강도에 따라 온／오프를 바꾸어, 소비 전력을 저감하는 것이 가능하게 된다.
이상, 프리디스토션 신호의 입력 변환을 가능하게 하는 스위치(148, 160)를 이용하여, 프리디스토션 신호에 의한 고차의 왜곡 보상이 불필요한 경우에, 프리디스토션 신호의 생성을 오프로 하는 것이 가능하게 되어, 여분의 소비 전력을 억제할 수 있다.
다음에, 직교 변조기의 구성에 대해 간단하게 설명한다. 해당 직교 변조기 는, 곱셈 회로(122, 126), 합성 회로(124)와 2인자 주파수 디멀티플렉서(a factor-2 frequency demultiplexer : 128)에 의해 구성된다. 여기서, 2인자 주파수 디멀티플렉서는, 직교 변조되는 신호의 캐리어 주파수가 국부 발진 주파수와 동일한 경우에 변조도를 열화 시키는 풀링 현상(pulling phenomenon)이라는 문제를 회피하기 위해서 설치되어 있다. 따라서, 풀링이 문제가 되지 않는 용도에는, 2인자 주파수 디멀티플렉서를 이용하지 않고, 국부 발진 주파수를 해당 직교 변조기에 직접 입력하는 구성도 가능하다. 또, 해당 직교 변조기는, 국부 발진기(130)에 접속되어 있다. 2인자 주파수 디멀티플렉서(128)는, 국부 발진기(130)가 발진한 발신 주파수를 2라는 인자로 분할하여, 직교 변조용의 로컬 신호를 생성한다. 인자 2에 의한 주파수 분할에 의해 발생된 직교 변조용의 로컬 신호는, 곱셈 회로(122, 126)에 각각 입력되어, 로컬 신호만큼 I신호 및 Q신호를 곱셈한다. 게다가 직교 변조용 로컬 신호에 의해 곱셈된 I신호와 Q신호는, 합성 회로(124)에서 합성되어 가변 게인 조정 회로(132)에 입력된다.
I신호와 Q신호가 합성되어 생성된 대상 신호는, 가변 게인 조정 회로 (132)에 의해, 파워 조정된 후에, 단간 밴드 패스·필터(inter-stage BPF) (134)에 입력된다. 그리고, 해당 대상 신호는, BPF(134)에 의해 대역외 노이즈가 제거된 후, 증폭기(136)에 입력된다. 대상 신호내의 프리디스토션 신호 성분은 증폭기(136)에서 발생하는 왜곡 성분에 의해 상쇄되므로, 증폭기(136)는 왜곡 성분이 저감된 대상 신호를 제공하게 된다. 이와 같이, 프리디스토션 신호를 합성한 베이스밴드 신호를 직교 변조하여, 증폭기(136)에서 증폭하므로, 대상 신호의 왜곡 성분 을 저감하는 것이 가능하게 된다. 증폭기(136)는, 신호 증폭부의 일례이다.
다음에, 대역 필터(104)와 합성 회로(108)의 사이에 설치된 스위치 (106)와, 대역 필터(114)와 합성 회로(118)의 사이에 설치된 스위치(116)에 대해서 설명한다. 스위치(106, 116)는, 제 2스위치의 일례이다.
본 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 스위치(106)를 합성 회로(108)의 전단에, 스위치(116)를 합성 회로(118)의 전단에 설치하여, 프리디스토션 신호만을 독립적으로 관측하는 것이 가능하고, 프리디스토션 신호 생성부에 포함되는 각 구성요소의 설정을 용이하게 하고 있다. 예를 들면, 해당 왜곡 보상 장치에 대해서, 2톤의 I신호 및 Q신호를 입력하고, 전력 증폭된 출력 신호의 3차 왜곡 성분 레벨(P3)을 측정할 수 있다. 그 후, 스위치(106, 116)를 오프로 하고, 상기의 3차 왜곡 성분 레벨(P3)과 프리디스토션 신호 레벨이 동일해지도록, 프리디스토션 신호의 위상 및 진폭을 조정할 수 있다.
이상, 본 발명의 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명했다. 상술한 제 1의 실시 형태에 의하면, DAC의 후단(아날로그 영역)에 프리디스토션 신호 생성부를 배치하여, DAC의 전단에 설치된 디지털 신호 생성부에서, 종래의 IP를 사용하는 것이 가능하게 된다. 또, 왜곡 성분 합성부(합성 회로 : 108, 118)를 직교 변조부의 전단에 배치하여, 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 프리디스토션 신호가 합성된 대상 신호가, 하나의 직교 변조부에 의해 직교 변조하는 것이 가능하게 된다. 그 결과, 복수의 직교 변조부를 마련했을 경우에 생길 수 있는 직교 변조부의 특성 격차에 기인한 왜곡 보상 효과의 열화를 회피할 수 있다.
게다가, 프리디스토션 신호의 입력을 제어하는 스위치(148, 160)를, 합성 회로(108, 118)의 전단에 배치한 것에 의해, 해당 왜곡 보상 장치는, 예를 들면, 반송파의 출력이 낮은 경우 등에, 스위치(148, 160)를 오프로 하여, 프리디스토션 신호의 생성을 중지시키고, 소비 전력을 저감시키는 것이 가능하게 된다. 또, 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 입력을 제어하여, 프리디스토션 신호만을 출력하기 위한 스위치(106, 116)가 설치되어 있으므로, 대상 신호의 출력과 프리디스토션 신호의 출력을 독립적으로 관측하는 것이 가능하게 되어, 프리디스토션 신호 생성부의 조정이 용이하게 된다.
상기의 구성은 본 발명의 매우 적합한 일실시 형태를 나타낸 것에 지나지 않고, 다양한 변형이 가능하다. 예를 들면, 대역 필터(110, 120)는, 각각, 합성 회로(108, 118)의 부하내에 용량 성분을 가지는 회로 구성을 이용하는 것도 가능하다. 또, 대역 필터(142, 154)는, 각각, 이상 회로 (140, 152)의 부하에 용량 성분을 가지는 회로 구성을 이용하는 것도 가능하다. 게다가, 대역 필터(146, 158)는, 각각, 게인 조정 회로(144, 156)의 부하에 용량 성분을 가지는 회로 구성을 이용할 수 있다.
＜제 2의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는 , 상기의 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 2의 실시 형태에 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 2는, 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
상기의 제 1의 실시 형태는, 3차의 왜곡 성분만을 보상하는 것이 가능한 왜곡 보상 장치의 구성예였다. 그러나, 이하에 설명하는 제 2의 실시 형태는, 3차의 왜곡 성분외에도, 5차의 왜곡 성분도 보상하는 것이 가능한 왜곡 보상 장치의 구성예를 나타내는 것이다. 이와 같은 구성에 의해, 대상 신호의 신호 강도가 큰 경우에, 보다 정도가 높은 왜곡 보상 효과를 기대할 수 있다.
도 2를 참조하면서, 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 상기와 같이, 제 1의 실시 형태와의 차이점은, 5차의 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 프리디스토션 신호 생성부의 구성이 추가된 점에 있다.
도 2를 참조하면, 프리디스토션 신호 생성부에 새롭게 추가된 구성요소는, I신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(202)와 Q신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(214)와 이상 회로(204, 216)와, 대역 필터(206, 210, 218, 222)와 게인 조정 회로(208, 220)이다. 특히, 제 2의 실시 형태는, I신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(202)와 Q신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(214)에 중점을 둔다.
I신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(202)는, I신호의 5차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)2*I 성분을 생성하는 회로이다. 이와 같이, Q신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(214)는, Q신호의 5차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)2*Q 성분을 생성하는 회로이다.
여기서, 5차 왜곡 성분을 발생하는 전력 증폭기의 간단한 모델을 참조하면 서, 상기 I신호 및 Q 신호의 5차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)2*I 성분 및 (I2＋Q2-β)2*Q성분에 대해 설명한다. 이하의 설명은, 제 1의 실시 형태를 참조하면서 기술된 3차 왜곡성분을 발생하는 전력 증폭기의 모델을 5차까지 확장한 것이다. 우선, Vo를 출력 신호 전압, Vi를 입력 신호 전압이라고 정의하면, 5차 고조파까지를 고려한 출력 신호 전압 Vo(5)는, 하기 식(6)과 같이 간단한 모델에 의해 표현할 수 있다.
[식 6]
Figure 112007049866576-PAT00006
단, 계수 k1, k2, k3, k4, k5는 임의의 실정수이다. 여기서, 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 나타내는 식(2)를, 상기 식(6)에 대입하고, 고조파 성분을 제외한 기본파 성분만을 추출하면, 상기의 5차 왜곡 성분을 포함한 출력 신호 전압 Vo(5)는, 하기 식(7)과 같이 된다.
[식 7]
Figure 112007049866576-PAT00007
단, C＇는 실정수이다. 즉, 상기 식(7)의 제 2항이 5차 왜곡 성분에 대응한다. 따라서, k1과 k5와의 진폭비(및 위상차이)를 고려하고, 상기 I신호 및 Q신호 의 5차 왜곡 성분에 대응하는 (I2＋Q2-β)2*I 성분, 및 (I2＋Q2-β)2*Q 성분을 미리 발생시켜 합성하면, 전력 증폭 후의 5차 왜곡 성분을 제거하는 것이 가능하게 된다.
이상 회로(204)는, I신호의 5차 왜곡 성분인 상기 식(7)의 제 2항을 제거하기 위해, I신호용 프리디스토션 신호의 위상 성분을 조정하는 회로이다. 또, 이상 회로(204)는, 상기의 I신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로 (202)의 후단에 설치되어 I신호용 프리디스토션 신호 성분의 위상을 I신호로부터 θ2만큼 이상한다. 이상 회로(204)는, 위상차이 조정부의 일례이다.
대역 필터(206, 210)는, I신호용 프리디스토션 신호의 주파수대역을 제한한다. 특히, 대역 필터(206)는, 이상 회로(204)의 후단에 설치되어 진폭 조정을 실시하기 이전에, I신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 또, 대역 필터(210)는, 게인 조정 회로(208)의 후단에 설치되어 진폭비가 조정된 I신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 대역 필터(210)는, 제 2대역 필터의 일례이다.
게인 조정 회로(208)는, I신호의 진폭과 I신호용 프리디스토션 신호의 진폭과의 비가, 상기 식(7)에 의해 표시된 k1과 k5의 비에 대응하도록, I신호용 프리디스토션 신호의 진폭을 조정한다. 즉, 게인 조정 회로(208)는, 진폭비 조정부의 일례이다. 게인 조정 회로 208은, 예를 들면, 도 16또는 도 17에 나타내는 일반적인 PGA에 의해 구성될 수 있다.
이상 회로(216)는, Q신호의 5차 왜곡 성분인 상기 식(7)의 제 2항을 제거하기 위해, Q신호용 프리디스토션 신호의 위상 성분을 조정하는 회로이다. 또, 이상 회로(216)는, 상기의 Q신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(214)의 후단에 설치되어 Q신호용 프리디스토션 신호 성분의 위상을 Q신호로부터 θ2만큼 이상한다. 이상 회로(216)는, 위상차이 조정부의 일례이다.
대역 필터(218, 222)는, 각각 Q신호용 프리디스토션 신호의 주파수대역을 제한한다. 특히, 대역 필터(218)는, 이상 회로(216)의 후단에 설치되어 진폭 조정을 실시하기 이전에, Q신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 또, 대역 필터(222)는, 게인 조정 회로(220)의 후단에 설치되어 진폭비가 조정된 Q신호용 프리디스토션 신호의 고주파 성분을 제거한다. 대역 필터(222)는, 제 2대역 필터의 일례이다.
게인 조정 회로(220)는, Q신호의 진폭과 Q신호용 프리디스토션 신호의 진폭과의 비가, 상기 식(7)에 의해 표시된 k1과 k5와의 비에 대응하도록, Q신호용 프리디스토션 신호의 진폭을 조정한다. 즉, 게인 조정 회로(220)는, 진폭비 조정부의 일례이다. 게인 조정 회로(220)는, 예를 들면, 도 16 또는 도 17에 나타내는 일반적인 PGA 의해 구성될 수 있다.
여기서, 5차 왜곡 성분을 보상하기 위한 프리디스토션 신호의 생성 과정에 대해 간단하게 설명한다. 3차 왜곡 성분을 보상하기 위한 프리디스토션 신호의 생성 과정에 대해서는, 제 1의 실시 형태와 유사하므로. 여기에서는 설명을 생략한 다.
대역 필터(104)를 통과한 I신호와 대역 필터(114)를 통과한 Q신호는, 모두, I신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(202)에 입력되어, (I2＋Q2-β)2*I성분 (이하, I신호용 5차 왜곡 성분이라고 부른다)이 생성된다. I신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(202)에 의해 생성된 I신호용 5차 왜곡 성분은, 이상 회로(204)에 입력되어 I－Q평면상에 대해 θ2만큼 위상 천이된다. 게다가 위상 천이된 I신호용 5차 왜곡 성분은, 대역 필터(206)에서 대역외 노이즈가 제거된다. 그 후, I신호용 5차 왜곡 성분은, 게인 조정 회로 (208)에 입력되어 프리디스토션 신호와 I신호와의 진폭비가 소정의 비율이 되도록 게인이 조정된다. 또, 게인이 조정된 I신호용 5차 왜곡 성분은, 대역 필터 210에 의해서 대역외 노이즈가 제거된다. 상기의 과정에 의해, I신호에 합성되는 5차 왜곡 성분 보상용의 프리디스토션 신호가 생성된다.
이와 같이, 대역 필터(104)를 통과한 I신호와 대역 필터(114)를 통과한 Q신호는, 모두, Q신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(214)에 입력되어, (I2＋Q2-β)2*Q성분(이하, Q신호용 5차 왜곡 성분이라고 부른다)이 생성된다. Q신호용 5차 왜곡 성분 생성 회로(214)에 의해 생성된 Q신호용 5차 왜곡 성분은, 이상 회로(216)에 입력되어 I－Q평면상에 대해 θ2만큼 위상 천이된다. 게다가 위상 천이 된 Q신호용 5차 왜곡 성분은, 대역 필터(218)에서 대역외 노이즈가 제거된다. 그 후, Q신호용 5차 왜곡 성분은, 게인 조정 회로(220)에 입력되어 프리디스토션 신호와 Q 신호와의 진폭비가 소정의 비율이 되도록 게인이 조정된다. 게다가, 게인이 조정된 Q신호용 5차 왜곡 성분은, 대역 필터(222)에 의해서 대역외 노이즈가 제거된다. 상기의 과정에 의해, Q신호에 합성되는 5차 왜곡 성분 보상용의 프리디스토션 신호가 생성된다.
I신호 및 Q신호에 합성되는 5차 왜곡 성분 보상용의 프리디스토션 신호는, 하기 식과 같이 표현된다.
[식 8]
Figure 112007049866576-PAT00008
[식 9]
Figure 112007049866576-PAT00009
단, I는 I신호의 강도, Q는 Q신호의 강도,β는 조정용의 실정수, a2는 진폭비를 조정하기 위한 게인치, j는 허수 단위,θ2는 위상차이를 나타낸다.
이상, 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 특징인 5차 왜곡 보상용의 프리디스토션 신호 생성부는 상기 구조를 가지며, 상기한 과정을 통해 프리디스토션 신호를 생성한다. 상기의 제 1의 실시 형태와 같이, 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해서도 다양한 변형이 가능하다. 예를 들면, 대역 필터(206, 218)는, 각각, 이상 회로(204, 216)의 부하에 용량 성분을 가지는 회로 구성을 이용하는 것이 가능하다. 게다가, 대역 필터(210, 222)는, 각 각, 게인 조정 회로(208, 220)의 부하에 용량 성분을 가지는 회로 구성을 이용할 수 있다. 또, 식(8)을 참조하면 일 수 있는 바와 같이, I신호용 5차 왜곡 성분, I신호 성분, 게인 조정치(a2), 및 위상 천이(θ2)의 곱셈 결과는, 그 순서에 의존하지 않는다. 이와 같이 식(9)를 참조하면, Q신호용 5차 왜곡 성분, Q신호 성분, 게인 조정치(a2), 및 위상 천이(θ2)의 곱셈 결과는, 그 순서에 의존하지 않는다. 이것은 상기의 회로 구성에 대해서도, 이러한 연산 처리의 순서를 변경한 수정이 가능하다는 것을 의미한다.
여기서, I신호용 및 Q신호용 프리디스토션 신호 생성부의 후단에 각각 설치된 스위치(212, 224)에 대해 설명한다.
상기의 I신호용 프리디스토션 신호 생성부에 의해 생성된 I신호용 5차 왜곡 성분은, 합성 회로(108)에 의해 I신호와 합성된다. 그러나, 해당 제 2의 실시 형태에서, I신호용 프리디스토션 신호 생성부가 포함한 대역 필터(210)와 합성 회로(108)의 사이에는, 스위치(212)가 설치되어 있다. 스위치(212)는, I신호용 5차 왜곡 성분을 I신호에 합성하는지 안하는지를 제어하는 것을 실행한다. 예를 들면, 반송파의 출력이 낮은 경우 등에 대해서는, 5차 이상의 고차 왜곡 성분이 노이즈 성분으로서 다른 주파수대역에 영향을 미치는 영향이 작기 때문에, 해당 고차 왜곡 성분을 제거하기 위해 프리디스토션 신호는 합성될 필요가 없다. 또, 프리디스토션 신호의 생성에는, 당연이, 전력 소비가 수반하기 때문에, 고차 왜곡 성분의 영향이 작은 경우에 대해서는, 스위치(212)를 오프로 하여, 소비 전력을 저감하는 것이 바람직하다.
이와 같이, 상기의 Q신호용 프리디스토션 신호 생성부에 의해 생성된 Q신호용 5차 왜곡 성분은, 합성 회로(118)에 의해 Q신호와 합성된다. 해당 제 2의 실시 형태에서는, Q신호용 프리디스토션 신호 생성부가 포함하는 대역 필터(222)와, 합성 회로(118)의 사이에는, 스위치(224)가 설치되어 있다. 스위치(224)는, Q 신호용 5차 왜곡 성분을 Q신호에 합성하는지 안하는지를 제어하는 것을 실행한다. 따라서, 스위치(212)에 대해 설명한 것과 같이, 출력 신호의 강도에 따라 온／오프를 바꾸어, 소비 전력을 저감 하는 것이 가능하게 된다.
이상, 프리디스토션 신호의 입력 변환을 가능하게 하는 스위치(212, 224)를 이용하면, 프리디스토션 신호에 의한 고차의 왜곡 보상이 불필요한 경우에, 프리디스토션 신호의 생성을 오프로 하는 것이 가능하게 되어, 여분의 소비 전력을 억제할 수 있다.
상술한 제 2의 실시 형태에 의하면, 상기의 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 의해 얻을 수 있는 왜곡 보상 효과외에도, 보다 고차의 왜곡 보상을 가능하게 하는 왜곡 보상 장치가 제공된다. 또, 해당 왜곡 보상 장치는, 전력 증폭된 대상 신호가 포함하는 5차의 왜곡 성분을 상쇄하는 프리디스토션 신호의 입력 변환이 가능하다. 이와 같은 구성에 의해, 출력 신호의 신호 레벨에 따라, 해당 프리디스토션 신호의 입력을 오프로 하여, 해당 왜곡 보상 장치의 소비 전력을 저감할 수 있다.
＜제 3의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하며, 제 3의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 3은, 제3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
상기의 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 그 특징의 하나로서, 프리디스토션 신호의 입력 제어를 실시하는 스위치(148, 160)를 갖추고 있었다. 또, 다른 특징으로, 해당 왜곡 보상 장치는, 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 입력 제어를 실시하는 스위치(106, 116)를 갖추어 프리디스토션 신호만을 전력 증폭해 얻을 수 있는 출력 신호를 독립적으로 관측하는 것이 가능한 구성을 가지고 있었다. 그러나, 본 발명의 제3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 해당 제 1의 실시 형태의 특징인 스위치(148, 160, 106, 116) 대신에, 온／오프 제어가 가능한 액티브 대역 필터를 배치하는 구성을 가진다.
도 3을 참조하면, 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치(도 1을 참조)가 갖추고 있던 스위치(106, 116) 대신에, 각각, 대역 필터(302, 304)가 설치되어 있다. 이와 같이, 스위치(148, 160) 대신에, 각각, 대역 필터(310, 312)가 설치되어 있다.
대역 필터(302, 304)는, 그 온／오프를 제어하기 위한 제어 수단(306)을 갖추고 있으며, 제어 신호(PD1)에 따라 해당 온／오프를 바꾸는 구성을 가지고 있다. 제어 수단(306)은, 제어 신호(PD1)에 따라, 대역 필터 (302, 304)가 오프되는 경우에, 대역 필터(302, 304)를 흐르는 바이어스 전류를 제로로 설정하는 제어를 실 시한다. 따라서, 대역 필터(302, 304)는, 스위치(106, 116)와 같이 온／오프와 등가적인 동작을 실현할 수 있다.이와 같이 대역 필터(310, 312)는, 제어 신호(PD2)에 따라, 바이어스 전류를 제어하여, 스위치(148, 160)의 온／오프와 등가적인 동작을 실현하는 것이 가능하게 된다.
상기의 구성을 채용하는 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치에서는, 대역 필터(302, 304, 310, 312)를 이용하여, 프리디스토션 신호의 입력 제어와 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 입력 제어를 실현하는 것이 가능하게 되어, 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 동등한 기능을 제공하는 것이 가능하게 된다. 따라서, 스위치 회로를 생략하는 것이 가능하게 되어, 회로 구성의 간략화, 및 해당 왜곡 보상 장치의 소형화를 실현할 수 있다. 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성은, 단지 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 대체 구성을 제공하는 것만이 아니다. 예를 들면, 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 대역 필터(302, 304, 310, 312)의 위상 지연을 이용하여, 합성 회로(108, 118)의 전단에 있어서의 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 프리디스토션 신호와의 위상 지연을 동일하게 조정할 수 있다. 그 결과, 프리디스토션 신호 생성부에서 생기는 위상 지연을 보상하는 것이 가능하게 되어, 보다 매우 적합한 왜곡 보상 기능을 실현할 수 있게 된다.
이상, 제3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성과 관련하여, 제 1의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와의 차이점을 중심으로 설명했다. 특히, 합성 회로(108, 118)의 전단에 설치되며, 프리디스토션 신호의 입력 제어를 실 시하는 스위치(148, 160)와 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 입력 제어를 실시하는 스위치(106, 116)를 액티브 대역 필터로 대체하는 구성에 대해 설명했다. 그러나, 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성은, 이와 같은 보기에 한정되지 않으며, 예를 들면, 연산 증폭기 등을 이용한 버퍼 회로가 액티브 대역 필터를 대체하는 것도 가능하다.
＜제 4의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제4의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 2및 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 4의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 4는, 제 4의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
상기의 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 그 특징의 하나로서, 전력 증폭된 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 나타나는 5차 왜곡 성분을 상쇄하기 위한 프리디스토션 신호의 입력 제어를 실시하는 스위치(212, 224)를 갖추고 있었다. 또, 상기의 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 그 특징으로서 스위치 회로를 액티브 대역 필터에 의해 대체하는 구성을 가지고 있었다. 이하로 설명하는 본 발명의 제 4의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 해당 제 2의 실시 형태의 특징의 하나인 스위치(212, 224, 148, 160) 대신에, 대역 필터(406, 410, 402, 408)를 배치하는 구성을 포함한다.
도 4를 참조하면, 제 2의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치(도 2를 참 조)가 갖추고 있었던 스위치(212, 224) 대신에, 각각, 대역 필터(406, 410)가 설치되어 있다.
대역 필터(402, 408)는, 그 온／오프를 제어하기 위한 제어 수단(412)을 갖추고 있어 제어 신호(PD2)에 따라 해당 온／오프를 바꾸는 구성을 가지고 있다. 이와 같이, 대역 필터(406, 410)는, 그 온／오프를 제어하기 위한 제어 수단(414)을 갖추고 있으며, 제어 신호(PD3)에 따라 해당 온／오프를 바꾸는 구성을 가지고 있다. 제어 수단(414)은, 제어 신호(PD3)에 따라, 대역 필터(406, 410)가 오프되는 경우에, 대역 필터(406, 410)에 흐르는 바이어스 전류를 제로로 설정하는 제어를 실시한다. 따라서, 대역 필터(406, 410은)는, 스위치(212, 224)의 온／오프와 등가적인 동작을 실현할 수 있다. 이러한 구성에 의해, 제 2의 실시 형태와 같이, 5차의 왜곡 성분을 고려한 프리디스토션 신호의 선택적인 입력 제어를 가능하게 하여, 출력 신호 레벨에 따라, 프리디스토션 신호의 입력 변환을 실시할 수 있다. 또, 제3의 실시 형태와 같이, 5차의 왜곡 성분을 보상하는 프리디스토션 신호 생성부에 있어 발생하는 위상 지연을 보상하는 것이 가능하게 된다.
이상, 제4의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해서, 제 2및 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와의 차이점을 중심으로 설명했다. 특히, 합성 회로(108, 118)의 전단에 설치된, 프리디스토션 신호의 입력 제어를 실시하는 스위치(212, 224, 148, 160)를 액티브 대역 필터(406, 410, 402, 408)로 대체하는 구성에 대해 설명했다. 그러나, 제4의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성은, 이와 같은 예에 한정되지 않고, 예를 들면, 연산 증폭기 등을 이용 한 버퍼 회로에 의해 액티브 대역 필터를 대체하는 것도 가능하다.
＜제 5의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제 5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 5의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대한 상세하게 설명한다. 도 5는, 제5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 제5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 특징은, 상기의 제 3의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치가 포함하는 대역 필터(302, 304, 310, 312)(도 3을 참조)의 대역 필터의 차단 주파수가 가변적이라는 점이다. 도 5에 도시된 제 5의 실시 형태에서는, 대역 필터(110, 120, 142, 154)를 대신하여, 가변적인 차단 주파수를 가지는 액티브 대역 필터(530, 532, 512, 514)를 포함한다.
액티브 대역 필터(502, 504)는, 제어 신호(PD1)에 따라, 제어 수단 (506)에 의해, 그 온／오프가 제어된다. 또, 액티브 대역 필터(502, 504)는, 제어 신호(BW1)에 따라, 제어 수단(508)에 의해, 그 차단 주파수 주파수가 제어된다. 이와 같이 액티브 대역 필터(530, 532)는, 제어 신호(BW2)에 따라, 제어 수단(536)에 의해, 그 차단 주파수가 제어된다. 이와 같이 액티브 대역 필터(520, 522)는, 제어 신호(PD2)에 따라, 제어 수단(524)에 의해, 그 온／오프가 제어된다. 또, 액티브 대역 필터(520, 522)는, 제어 신호(BW4)에 따라, 제어 수단(528)에 의해, 그 차단 주파수가 제어된다. 각 액티브 대역 필터는, 제어 신호에 따라, 각각이 독립적으로 제어되며, 복수의 액티브 대약 필터가 연동하도록 구성되어 있어도 괜찮다.
제 5의 실시 형태의 왜곡 보상 장치에서는, 대상 신호의 주파수대역을, 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위의 한계치 부근까지 차단 주파수를 높이는 조정이 가능하게 된다. 그 결과, 멀티 밴드의 경우와 같이 엄격한 제약이 있는 응용에서도, 최적인 왜곡 보상 기능의 설정이 가능하게 된다.
＜제 6의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제 6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 4 및 제 5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 6의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 6은, 제 6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
도 6을 참조하면, 본 발명의 제 6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 특징은, 상기의 제 5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 특징 외에도, 상기의 제4의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치가 포함한 대역 필터(402, 406, 408, 410)(도 4를 참조)와 유사한 대역 필터들의 통과 대역(차단 주파수)을 가변으로 한다는 점이다. 즉, 상기의 제 5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치가, 3차 왜곡 성분까지의 제어를 고려한 구성인 반면에, 제 6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 5차 왜곡 성분까지의 제어를 고려한 구성으로 되어 있다.
액티브 대역 필터(602, 606)는, 제어 신호(BW3)에 따라, 제어 수단(612)에 의해, 그 차단 주파수가 제어된다. 이와 같이, 액티브 대역 필터(604, 608)는, 제어 신호(BW5)에 따라, 제어 수단(614)에 의해, 그 차단 주파수가 제어된다. 이와 같이, 액티브 대역 필터(616, 620)는, 제어 신호(PD2)에 따라, 제어 수단(624)에 의해, 그 온／오프가 제어된다. 또, 액티브 대역 필터(618, 622)는, 제어 신호(PD3)에 따라, 제어 수단(626)에 의해, 그 온／오프가 제어된다. 해당 왜곡 보상 장치가 구비하는 액티브 대역 필터는, 제어 신호에 따라, 각각 독립적으로 통과 대역을 변화시키도록 구성되어 있어도 괜찮고, 복수개의 액티브 대역 필터들이 연동하도록 구성되어 있어도 괜찮다.
이상과 같은 구성의 왜곡 보상 장치에 의해, 대상 신호의 주파수대역을, 대역외 노이즈에 대해 허용 가능한 범위의 한계치 부근까지 차단 주파수를 높이는 조정이 가능하게 되므로, 멀티 밴드의 경우와 같이, 제약이 업격한 응용에 대해서도, 최적인 왜곡 보상 기능의 설정이 가능하게 된다. 또, 5차 왜곡 성분의 제어가 가능하므로, 제 5의 실시 형태보다 높은 정도의 왜곡 보상 효과를 얻는 것이 가능하게 된다.
＜제 7의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제7의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 7의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 7은, 제7의 실 시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
제 7의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 액티브 대역 필터(702, 704 , 712, 714)의 통과 대역 제어와 온／오프 제어가 가능한 액티브 필터(720, 722)의 온／오프 제어를 연동하여 실행하는 점에 특징을 가진다.상기의 통과 대역 제어와 온／오프 제어란, 제어 신호(PD2)를 통해서 실행된다.
일례로서, 액티브 대역 필터(720, 722)의 온／오프에 따라, 액티브 대역 필터(702, 704)의 통과 대역이 변화하는 모습을 도 11에서 도시하고 있다. 그리고, 액티브 대역 필터(712, 714)의 통과 대역이 변화하는 모습을 도 12에 나타냈다.
도 11을 참조하면, 액티브 대역 필터(702, 704)는, 프리디스토션 신호의 입력을 온으로 하는 경우(PD2：ON), 프리디스토션 신호의 위상과 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 위상이 매칭도록, 차단 주파수를 낮춘다. 이차단 주파수에서는, 액티브 대역 필터(512, 514)에서 발생하는 위상 지연이 보상될 수 있다. 액티브 대역 필터(702, 704)는, 프리디스토션 신호의 입력을 오프로 하는 경우(PD2：OFF), 액티브 대역 필터(512, 514)에서 발생하는 위상 지연을 보상할 필요가 없기 때문에, 차단 주파수를 상승시킨다. 또, 프리디스토션 신호의 입력을 오프로 하는 경우(PD2：OFF), 도 12에 도시한 바와 같이, 액티브 대역 필터(712, 714)는, 합성 회로(108, 118)에서 발생하는 노이즈 성분의 제거를 목적으로, 차단 주파수를 낮춘다. 액티브 대역 필터(512, 514, 720, 722)의 차단 주파수는, 이상 회로(140, 152) 및 게인 조정 회로(144, 156)에서 발생하는 노이즈 레벨에 따라 제어된다.
이상, 본 발명의 제 7의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성은, 프 리디스토션 신호의 입력 제어와 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 대역 제한 처리와 대상 신호의 대역 제한 처리와를 연동시키는 점에 특징을 가진다. 이러한 구성에 의해, 프리디스토션 신호의 입력 제어에 의한 저소비 전력화를 도모하며 동시에, 대역외 노이즈를 저감하도록 대상 신호의 주파수대역을 매우 적합하게 조정하는 것이 가능해진다.
＜제 8의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제 8의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 6및 제 7의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 8의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 8은, 제 8의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
제 8의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 액티브 대역 필터(502, 508, 530, 532)의 통과 대역 제어와 온／오프 제어가 가능한 액티브 대역 필터(616, 618, 620, 622)의 온／오프 제어를 연동해 실행하는 점에 특징을 가진다. 상기의 통과 대역 제어와 온／오프 제어란, 제어 신호(PD2, PD3)를 통해서 실행된다.
제 8의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 제6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 실질적으로 비슷한 구성을 가지지만, 각 대역 제한용 액티브 필터를 제어하는 제어 신호(PD1, PD2；BW1, BW2, BW3, BW4, BW5, BW6)를 통해, 액티브 대역 필터(502, 508, 530, 532)의 통과 대역 제어와 온／오프 제어가 가능한 액티브 대역 필터(616, 618, 620, 622)의 온／오프 제어를 연동시키는 디코더(802)를 구비하는 점에서 상이하다. 또, 제 7의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 대비하면, 제 8의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 5차 왜곡 성분을 고려한 프리디스토션 신호를 생성하는 점에 특징을 가진다. 제어 신호(PD2)와 제어 신호(PD3)는 서로 독립적으로 제어되는 신호이므로, 디코더(802)는, PD2와 PD3와의 특정한 조함에 따라, 액티브 대역 필터(502, 508, 530, 532)의 통과 대역을 제어하는 것이 가능하게 된다.
이상, 본 발명의 제8의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성은, 프리디스토션 신호의 입력 제어와 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 대역 제한 처리와 대상 신호의 대역 제한 처리와를 연동시키는 점에 특징을 가진다. 이러한 구성에 의해, 프리디스토션 신호의 입력 제어에 의한 저소비 전력화를 도모하는 동시에, 대역외 노이즈를 저감하도록 대상 신호의 주파수대역을 매우 적합하게 조정하는 것이 가능해진다.
＜제 9의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 5의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 9의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 9는, 제9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
제 9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 제 5의 실시 형태와 관련되 는 왜곡 보상 장치가 구비하는 게인 조정 회로(144, 156) 대신에, 제어 신호(LV1)에 대응하여 게인 제어가 가능한 게인 조정 회로(902, 904)를 구비하는 것을 특징으로 한다. 또, 해당 왜곡 보상 장치는, 해당 제어 신호(LV1)에 따라, 게인 조정 회로(902, 904)를 제어하는 제어 수단(906)을 갖춘다. 게다가, 해당 왜곡 보상 장치는, 게인 조정 회로(902, 904)의 게인치에 연동하여, 액티브 대역 필터(502, 504, 512, 514, 520, 522, 530, 532)의 차단 주파수를 변화시키기 위해, 제어 신호(BW1, BW2, BW3, BW4)를 조정하는 디코더(908)를 갖추고 있다.
일례로서, 게인 조정 회로(902, 904)의 게인치에 따라, 액티브 대역 필터(530, 532)의 통과 대역이 변화하는 모습을 도 13및 도 14에 도시하였다. 도 13은, 게인 조정 회로(902, 904)의 게인치(a1)가 커졌을 경우에, 액티브 대역 필터(530, 532)의 차단 주파수가 감소하는 예이다. 한편, 도 14는, 게인 조정 회로(902, 904)의 게인치(a1)가 -10dB이하인 경우와 해당 게인치(a1)가 -10dB를 초과하고, 0dB이하인 경우에, 액티브 대역 필터(530, 532)의 차단 주파수를 바꾸는 일례를 나타내고 있다. 여기서 제시된 예와 같이, 디코더(908)는, 게인 조정 회로(902, 904)의 게인치에 따라, 연속적 또는 단계적으로 각 액티브 대역 필터의 차단 주파수를 변화시킬 수 있다.
상술한 기능을 가지는 본 발명의 제 9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치를 이용하면, 전력 증폭 후의 대상 신호에 있어서의 3차 왜곡 성분의 진폭이 상대적으로 큰 경우, 각 액티브 대역 필터의 차단 주파수를 낮추고, 대역외 노이즈의 영향을 매우 적합하게 저감시킬 수 있다.
＜제 10의 실시 형태＞
다음에, 본 발명의 제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성에 대해 설명한다. 여기에서는, 상기의 제 6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치와 중복하는 구성요소에 대해서는 동일한 부호를 교부하여 설명을 생략하고, 제 10의 실시 형태의 특징적인 구성요소에 대해 상세하게 설명한다. 도 10은, 제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성을 나타내는 블럭도이다.
제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 제 6의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치가 구비하는 게인 조정 회로(144, 156, 208, 220) 대신에, 제어 신호(LV1, LV2)에 따라 게인 제어가 가능한 게인 조정 회로(1002, 1004, 1006, 1008)를 구비하는 것을 특징으로 한다. 또, 해당 왜곡 보상 장치는, 제어 신호(LV1)에 따라, 게인 조정 회로(1002, 1006)를 제어하는 제어 수단(1010)과, 제어 신호(LV2)에 따라 게인 조정 회로(1004, 1008)을 제어하는 제어 수단(1012)을 구비한다. 게다가, 해당 왜곡 보상 장치는, 게인 조정 회로(1002, 1004, 1006, 1008)의 게인치에 연동하여, 액티브 대역 필터(502, 504, 530, 532, 602, 604, 606, 608, 616, 618, 620, 622)의 차단 주파수를 변화시키기 위해, 제어 신호(BW1, BW2, BW3, BW4, BW5, BW6)를 조정하는 디코더(1014)를 갖추고 있다.
제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치의 구성은, 제 9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치가 구비하는 프리디스토션 신호 생성부의 구성을 5차 왜곡 성분에 대해서도 제어가 가능하도록 확장한 것이다. 따라서, 제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 제 9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치 와 같이, 전력 증폭한 대상 신호에 포함되는 고차 왜곡 성분의 상대적인 진폭 비율에 따라, 각 액티브 대역 필터의 차단 주파수를 변화하는 것이 가능하다. 또, 제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 5차 왜곡 성분의 제어를 고려하여 얻어지는 구성을 채용하므로, 제 9의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치에 비해, 보다 높은 정도의 왜곡 보상이 가능하다.
상술한 본 발명의 제 10의 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치를 이용하면, 전력 증폭 후의 대상 신호에 있어서의 3차 왜곡 성분, 혹은, 5차 왜곡 성분의 진폭이 상대적으로 큰 경우, 각 액티브 대역 필터의 차단 주파수를 낮추고, 대역외 노이즈의 영향을 매우 적합하게 저감시킬 수 있다.
＜무선 통신 장치의 구성＞
이상, 본 발명의 왜곡 보상 장치와 관련되는 매우 적합한 실시 형태를 설명하였다 상기의 각 실시 형태와 관련되는 왜곡 보상 장치는, 이하로 설명하는 무선통신 장치에 탑재해 이용하는 것이 가능하고, 그 이용 형태에 따라, 상기의 실시 형태 또는 그 변형예를 선택적으로 적용할 수 있다.
도 15를 참조하면서, 본 발명의 왜곡 보상 장치를 적용 가능한 무선통신 장치의 구성예에 대해 설명한다.
상기의 무선통신 장치는, 안테나(1102), 안테나 공용기(1104), 수신부(1106), 아날로그·디지털 변환기(ADC)(1108), 베이스밴드 신호 생성부(1110), 디지털·아날로그 변환기(DAC)(1112)와 전송부(1114)에 의해 구성된다. 또, 전송부(1114)는, 왜곡 성분 생성 회로(1116), 합성 회로(1118), 직교 변조기(1120), 가변 이득 증폭기(1122)와 밴드 패스 필터 (1124)와 전송 전력 증폭기(1126)에 의해 구성된다. 상기의 왜곡 보상 장치는, DAC(1112)와 전송부(1114)를 포함하는 부분에 해당하며, 상기의 프리디스토션 신호 생성부는, 왜곡 생성 회로(1116)에 해당한다.
안테나(1102)는, 다른 무선통신 장치가 발신한 고주파 신호를 수신히고, 전송부(1114)에 의해 생성된 대상 신호를 안테나 공용기(1104)를 통해 취득히여, 다른 무선통신 장치에 대해서 전송한다. 안테나 공용기(1104)는, 전송부(1114)와 수신부(1106)가 한 개의 안테나(1102)에 접속되는 공중 멀티 접속기이다. 수신부(1106)는, 안테나 공용기(1104)를 통해 수신한 아날로그 수신 신호를 ADC(1108)에 전송한다. 베이스밴드 신호 생성부(1110)는, ADC(1108)를 통해 디지털 변환된 수신 신호로부터 베이스밴드 신호를 복조한다.
베이스밴드 신호 생성부(1110)는, 전송용의 디지털 직교 베이스밴드 신호를 생성하고, DAC(1112)를 통해 전송부(1114)에 전송한다. 전송부(1114)는, DAC(1112)에 의해 아날로그 변환된 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 분기시키고(branches), 분기 신호의 한 개를 합성 회로(1118)에 입력하고, 다른 분기 신호를 왜곡 성분 생성 회로(1116)에 입력한다. 왜곡 성분 생성 회로(1116)는, 입력된 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 프리디스토션 신호를 생성하고, 해당 프리디스토션 신호를 합성 회로(1118)에 입력한다. 합성 회로(1118)는, DAC(1112)로부터 직접 입력된 아날로그 직교 베이스밴드 신호와 상기의 프리디스토션 신호를 합성하여, 대상 신호를 생성하고, 직교 변조기(1120)에 입력한다. 직 교 변조기(1120)는, 대상 신호를 직교 변조하여, 가변 이득 증폭기(1122)에 입력한다. 가변 이득 증폭기(1122)는, 대상 신호의 게인 조정을 실시하여, 밴드 패스 필터(1124)에 입력한다. 밴드 패스 필터(1124)는, 대상 신호로부터 소정의 대역외 주파수 성분을 제거한 후, 전송 전력 증폭기(1126)에 입력한다. 전송 전력 증폭기(1126)는, 대상 신호를 전력 증폭하여, 안테나 공용기(1104)에 입력한다. 대상 신호는, 안테나 공용기(1104)와 안테나(1102)를 통해 다른 무선통신 장치에 전송된다.
본 발명의 첨부된 청구항과 그와 동등한 것들의 범위내에서 여러 가지 수정과 결합, 소결합 및 변경들이 설계요구 및 다른 인자에 따라 이루어질 수 있다는 것을 당업자들이 알 수 있다.
이상 설명한 것처럼 본 발명에 의하면, 반송파 신호의 증폭 과정에서 발생하는 비선형 왜곡을 보상할 때에 소비 전력을 저감하는 것이 가능하게 된다.

Claims (27)

  1. 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호(target signal)의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 왜곡 보상 장치에 있어서,
    입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와;
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와;
    상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와;
    상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와;
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부와;
    상기 왜곡 성분 합성부로 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는 지 아닌지를 제어하기 위한 제 1스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 진폭비 조정부에 의해 진폭이 조정되고, 상기 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 2대역 필터를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 왜곡 성분 합성부에 의해 생성된 상기 대상 신호의 주파수대역을 제한하는 제 3대역 필터를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 왜곡 성분 합성부에 대해서, 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 2스위치를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 왜곡 성분 합성부에 입력되는 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 4대역 필터를 추가로 구비하며,
    상기 제 4대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 상기 제 4대역 필터를 상기 제 1스위치로서 기능시키는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  6. 제 2항에 있어서,
    상기 제 2대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 가변적으로 하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  7. 제 3항에 있어서,
    상기 제 3대역 필터를 통과할 수 있는 상기 대상 신호의 주파수대역을 가변적으로 하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  8. 제 5항에 있어서,
    상기 제 4대역 필터를 통과할 수 있는 상기 대상 신호의 주파수대역을 가변적으로 하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 제 3대역 필터는, 상기 제 1스위치의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  10. 제 8항에 있어서,
    상기 제 4대역 필터는, 상기 제 1스위치의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  11. 제 6항에 있어서,
    상기 제 2대역 필터는, 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  12. 제 7항에 있어서,
    상기 제 3대역 필터는, 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  13. 제 8항에 있어서,
    상기 제 4대역 필터는, 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  14. 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 왜곡 보상 장치에 있어서,
    입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와;
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와;
    상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와;
    상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와;
    상기 진폭비조정부에 의해 진폭비가 조정되고, 상기 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 2대역 필터와；
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부를 구비하며,
    상기 왜곡 보상 장치는,
    상기 제 2대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 상기 왜곡 성분 합성부에 대해서 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하는 것 을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 왜곡 성분 합성부에 의해 생성된 상기 대상 신호의 주파수대역을 제한하는 제 3대역 필터를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  16. 제 14항에 있어서,
    상기 왜곡 성분 합성부에 대해서, 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 스위치를 추가로 구비하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  17. 제 14항에 있어서,
    상기 왜곡 성분 합성부에 입력되는 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 4대역 필터를 추가로 구비하며,
    상기 제 4대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 상기 왜곡 성분 합성부에 대해서 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  18. 제 14항에 있어서,
    상기 제 2대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 의 주파수대역을 가변적으로 하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  19. 제 15항에 있어서,
    상기 제 3대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 가변적으로 하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  20. 제 17항에 있어서,
    상기 제 4대역 필터를 통과할 수 있는 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 가변적으로 하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  21. 제 19항에 있어서,
    상기 제 3대역 필터는, 상기 제 2대역 필터의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  22. 제 20항에 있어서,
    상기 제 4대역 필터는, 상기 제 2대역 필터의 온·오프에 연동하여, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변경하는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  23. 제 18항에 있어서,
    상기 제 2대역 필터는, 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  24. 제 19항에 있어서,
    상기 제 3대역 필터는, 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  25. 제 20항에 있어서,
    상기 제 4대역 필터는, 상기 진폭비 조정부에서 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭에 따라, 통과 가능한 상기 주파수대역을 변화시키는 것을 특징으로 하는 왜곡 보상 장치.
  26. 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 무선통신장치에 있어서,
    디지털 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 베이스밴드 신호 생성부와;
    상기 디지털 직교 베이스밴드 신호를 아날로그 직교 베이스밴드 신호로 변환하는 디지털·아날로그 변환부와;
    입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와;
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와;
    상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와;
    상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와;
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부와;
    상기 왜곡 성분 합성부로 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하기 위한 제 1스위치와;
    상기 대상 신호를 직교 변조하는 직교 변조부와;
    상기 직교 변조된 대상 신호를 전력 증폭하는 신호 증폭부와;
    상기 전력 증폭된 대상 신호를 전송하는 신호 전송부를 구비하는 것을 특징으로 하는 무선통신 장치.
  27. 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여 생성되는 대상 신호의 증폭시에 발생하는 비선형 왜곡 성분을 보상하는 것이 가능한 무선통신장치에 있어서,
    디지털 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 베이스밴드 신호 생성부와;
    상기 디지털 직교 베이스밴드 신호를 아날로그 직교 베이스밴드 신호로 변환하는 디지털·아날로그 변환부와;
    입력된 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 1대역 필터와;
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호에 근거하여, 상기 비선형 왜곡 성분에 대응한 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 생성하는 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호 생성부와;
    상기 비선형 왜곡 성분의 진폭과, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 증폭해 얻을 수 있는 신호의 진폭이 일치하도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 진폭을 조정하는 진폭비 조정부와;
    상기 비선형 왜곡 성분과 상기 증폭된 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호가 서로를 상쇄시키도록, 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 위상을 조정하는 위상차이 조정부와;
    상기 진폭비조정부에 의해 진폭비가 조정되고, 상기 위상차이 조정부에 의해 위상이 조정된 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호의 주파수대역을 제한하는 제 2대역 필터와;
    상기 제 1대역 필터를 통과한 상기 아날로그 직교 베이스밴드 신호와, 상기 진폭비 조정부 및 상기 위상차이 조정부를 통과한 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 합성하여, 상기 대상 신호를 생성하는 왜곡 성분 합성부와;
    상기 대상 신호를 직교 변조하는 직교 변조부와;
    상기 직교 변조된 대상 신호를 전력 증폭하는 신호 증폭부와;
    상기 전력 증폭된 대상 신호를 전송하는 신호 전송부를 구비하며,
    상기 무선통신 장치는,
    상기 제 2대역 필터의 온·오프를 스위칭함으로써, 상기 왜곡 성분 합성부에 대해 상기 왜곡 성분 직교 베이스밴드 신호를 입력하는지 아닌지를 제어하는 것을 특징으로 하는 무선통신 장치.
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