KR102156468B1 - 포토테라피용 사인파 구동 시스템 및 방법 - Google Patents

Abstract

광치료 LED 패드의 LED들은 광의 세기가 정현파 함수에 따라 변화하도록 제어됨으로써, 사각파 함수에 따라 디지털로 펄스되는 때 발생되는 고조파가 제거된다. 이는 정현파를 이용하여 LED들과 직렬로 연결된 MOSFET의 게이트를 제어하거나, 디지털-아날로그 컨버터를 이용하여 정현파 함수의 값들을 나타내는 계단 함수를 이용하여 MOSFET의 게이트를 예정 간격으로 제어함으로써 유추적으로 달성된다. 선택적으로, 펄스파 변조를 이용하여, LED들을 통과하는 평균 전류가 정현파 함수를 자극하도록 MOSFET의 게이트를 제어한다. 간단한 정현파 함수를 이용하는 외에도, LED 전류는 여러 주파수들의 다중 정현파들을 포함하는 "코드"에 따라 제어될 수도 있다.

Description

광치료를 위한 정현파 구동 장치 및 방법{SINUSOIDAL DRIVE SYSTEM AND METHOD FOR PHOTOTHERAPY}

본 발명은 광생체조절(photobiomodulation), 광치료(phototherapy) 및 생체공명(bioresonance)을 포함한, 의료 용도를 위한 생명공학기술에 관한 것이다.

서론

생체광학(Biophotonics)은 광자의 전자적 제어 및 이의 생체 세포 및 조직과의 상호작용에 관한 생체의학 분야이다. 생체광학은 수술, 이미징, 생체계측(biometrics), 질병 검출 및 광치료를 포함한다. 광치료는 상해, 질환, 및 면역계 장애를 제거하는 것을 포함하는 의료적 치료 목적을 위한 광자, 대표적으로는 적외선, 가시선 및 자외선의 제어된 적용이다. 더욱 구체적으로, 광치료는 치료를 받고있는 세포 및 조직에 특정 파장의 광자 흐름을 연속적이거나 반복 불연속적으로 가하여 생체 세포 및 조직의 에너지 전달 및 흡수 거동을 조절하는 것을 포함한다.

펄스 광치료 기술의 역사

1세기 이상동안, 의사, 연구원 및 아마추어 실험자들은, 자외선 및 가시선, 적외선 및 열, 마이크로파, 라디오파, 교류(특히 마이크로전류), 초음파 및 음파를 비롯한 비이온화 에너지에 대한 생체 세포 및 조직의 반응을 연구하여 왔다. 많은 경우에 있어서, 에너지원은 진동 또는 펄스를 이용하여 조절되어, 에너지의 정상 적용에서 비롯되는 효과와 상이한 "생체조절" 효과가 반복적으로 얻어진다. 교류 Nicholas Tesla의 유명한 과학자 및 아버지 조차도 연극적인 대중적 실험에서 고주파 변조 전기 충격 또는 "라이트닝 스트라이크"(lightning strike)를 받는 것을 확인하여, AC 기술 및 진동 에너지의 가정된 이점을 확인했다. 불운하게도, 그 관심 및 활동 모두에도 불구하고, 일정하고 진동 지향적인 에너지(oscillatory directed energy)와의 세포의 상호작용의 체계적인 포괄적 지식이 생기기는 것이 아니라, 이들 선정적으로 다루어지고 불충분하게 조절된 실험의 결과는 과학, 유사과학, 신비주의 및 종교의 혼란스럽고 심지어는 자체 모순적인 혼합을 초래했다. 이들 상충되고 때때로 예외적인 주장을 공표하면, 오늘날의 간행물, 문헌 및 웹 사이트는 자연 과학 및 생체기술 연구로부터 통합 의학(holistic medicine) 및 심령론까지의 범위에 있고, 순전히 고객을 유혹하고 제품 판매를 촉진하는 목적을 위해 인기 끌기 위주의 유사 과학(기술적 증거가 없음)을 종종 나타낸다.

총론적으로, 오늘날의 지향 에너지 치료의 가장 큰 관심은 치료(즉, 광치료)를 위한 저에너지 펄스광에 집중되는 반면에, 동물 및 인간 조직에서의 치료 과정에 대한 진동 에너지의 영향에 관한 가장 초기의 연구는 빛을 이용하는 것이 아니라, 정현파의 전기적 미세전류를 이용하여 조직을 자극하는 것을 포함했다. 1950년대 중반에 Paul Nogier 박사에 의해 수행된 것으로, 이러한 불충분하게 기록되고 경험에 기초하는 연구는 특정 주파수가 다른 것보다 치료를 더욱 빨리 자극하고 조직 특이성을 나타낸다는 결론을 내렸다. 그 연구는 0(DC) 내지 20 kHz의 오디오 주파수 범위에서 수행되었다.

우리가 아는 바로는, 이용된 치료 조건 및 장치의 명백한 증거가 없으므로, Nogier의 실험의 정확한 과학적 재현 및 그의 결과의 검증은 이루어지지 않았고, 참조된 공개 문헌에서 과학적이고 기술적인 보고가 나타나지 않는다. 따라서, 질병을 치료하고 통증을 완화하는 방법을 구성하는 것이 아니라, Nogier의 보고된 관찰은 하기의 전제를 포함하여, 그 분야의 후속 탐구 및 개발에서 로드맵, 즉 안내 원리 세트로서 이용되어 왔다.

● 인간 환자의 경우, 손상되거나 질병이 있는 조직 및 환자의 인식된 통증의 치료는 전기 자극의 주파수(특히 음악 스케일의 경우 292 Hz 또는 "D")에 따라 변화한다.

● 20 kHz 이하의 오디오 범위의 특정 주파수는 상이한 조직 및 장기를 자극하는 것으로 보인다. 즉, 조직 특이성은 주파수에 의존한다.

● 소정 주파수를 배가하는 것은 조직 특이성, 효과 및 효능에 있어서 원래의 조직과 유사하게 거동하는 것으로 보인다.

마지막 굵은 가운뎃점에서, 다수의 주파수가 유사하게 거동하고, 세포 생물학 및 생리학적 과정에서 화성(harmonic) 거동을 나타낸다는 것은 주목할만하다. 피아노 및 이의 키보드의 디자인과 유사한 이러한 화성 거동은 주파수가 배가 또는 절반이 되는 경우 원래의 것보다 높거나 낮은 동일한 1 옥타브(8도 음정)와 음악적으로 동등하다. 또한, "짝수" 고조파(harmonics)의 보고된 이점은 짝수 고조파 커플 에너지를 더욱 효율적으로 나타내는 물리적 시스템의 수학적 분석과 일치하고, 홀수 고조파를 나타내는 회로 또는 시스템보다 더욱 예측가능하게 거동한다.

Nogior의 관찰이 의학 연구 사회(특히 광치료에의 적용가능성)에서 중대한 연구 토픽이 되어오면서, 이들 관찰은, 생명이 단일의 순수한 주파수를 포함하고, 주파수를 방해하는 어떤 것이 질병 또는 손상을 나타내고, 이러한 나쁜 주파수를 제거 또는 취소하는 것이 건강을 어느 정도 회복시킨다는, 아주 분명치않은 형이상학적이고 종교적인 원리를 촉진하는 열광적인 주장을 촉진하여 왔다. 건강을 유지하기 위한 이러한 의심쩍인 주장은 과학적으로 폭로되어 왔지만, 이러한 이론의 지지자들은 더욱 좋은 건강 및 더욱 긴 수명을 위해 이른바 "생체공명"을 이용하는 사람의 건강 주파수를 강화하기 위한 유익 제품 또는 서비스를 계속 제안하고 있다.

본 출원의 문맥에서, 본원에서의 생체공명의 어떠한 언급은 그 단어의 형이상학적 해석을 의미하는 것이 아니라, 광생체조절에서 비롯되는 세포 및 조직내의 잘 정의된 생화학적 과정을 의미하는 것이다. 실제로, 과학적 측정 결과는 하나가 아닌 수십개의 주파수들이 인체내에 동시에 공존하고 있다는 것을 나타내고 있다. 이들 측정된 주파수(약간 무작위적이고, 약간 고정된 주파수이고 약간 시간 의존적인)는 오디오 스펙트럼(즉, 20 kHz 미만)에서 대부분 존재한다. 이들 자연 발생 주파수로는 심장 기능을 조절하는 ECG 신호, 시신경의 시각적 신호, 말초 근육 내의 시간-의존적인 자극, 내장 및 자궁에서의 말초 연동 근육 수축, 중추 신경계 및 척수가 가지는 촉각의 신경 자극 등이 있다. 유사한 신호가 인간, 다른 포유동물 및 조류에서 관찰된다. 따라서, 생명을 위한 건강조건을 설명하는 하나의 주파수가 없다는 것이 명백하다.

1960년대 후반에서 출발하여, 의학적 관심은, 러시아인 및 체코인에 의해 개척되고 1980년대 후반에 미합중국에서의 NASA 지원 연구에 의해 개척된 바와 같이, 미세전류에서 광치료로 바뀌었다. 저수준 광치료(LLLP)로도 알려져 있는 광치료를 연구하는 과정에서, 광치료를 위한 연속적인 조사와 펄스 광(pulsed light)을 비교하여, 주파수를 변조하는 동일한 문제가 발생했다. 노력은 오디오 범위(즉, 20 kHz 미만)의 주파수로 펄스된 적외선에 주로 집중되었다.

다수의 연구 및 임상 시험은 다양한 펄스 적외 레이저 방법을 광치료를 위한 연속적인 파형 치료와 비교하여 왔다. 저널 논문"Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy" (Lasers Surg. Med. 발행, volume 42(6), 450-466)에서, 저자이고 Massachusetts General Hospital, Harvard Medical School 및 다른 병원의 의사인 Hashmi 등은 펄스파(PW) 및 연속파(CW) 테스트의 9개의 연속적인 비교 시험을 비평적으로 검토했다. 이들 시험 중에서, 6개의 연구는 연속적인 주사를 능가하는 펄스 치료를 나타냈고, 두 개의 경우에서만, 연속적인 파(wave) 치료가 광 펄싱을 능가했다. 그러나, 이러한 공개된 연구에서, 치료 효능을 위한 최적 펄스 조건을 한정하는 일치에 도달하지 않았다.

광펄스 광치료가 연속적인 광을 능가한다고 나타내는 하나의 이러한 연구(Laser Medical Science 발행, 2011년 9월 10일, 제목"Comparison of the Effects of Pulsed and Continuous Wave Light on Axonal Regeneration in a Rat Model of Spinal Cord Injury," X. Wu 등)는 신경 손상의 주제를 다루고 있다. 발췌는 다음을 언급하는 서론을 포함한다: "동물 시험 및 임상 시험에서 중추신경계의 손상 및 질환에 대한 실시가능한 치료법으로서 광치료(LT)가 연구되어 왔다. 생체 내 연구에 근거하면, LT는 척추 손상(SCI), 외상성 뇌 손상, 뇌졸중, 및 신경변성 질환의 치료에 유익한 효과를 갖는다."

다음에, 그 연구는 그의 효과를 SCI에 대한 펄스파(PW) 치료에 대한 연속파(CW) 광치료의 비교에 집중시켰다. SCI 수술의 15분 이내에 매일 50분간 808 nm (적외선) 다이오드 레이저를 쥐에게 경피 조사한 다음, 14일간 연속하여 조사했다. 연장 검토 후, 그 저자들은 다음과 같이 보고했다: "결론적으로, CW 및 펄스 레이저 광은 SCI후 축삭 재생 및 기능 회복을 지지한다. 펄스 레이저 광은 병소 부위로부터 멀리 위치한 척수 분절에 대한 축삭 재생을 지지하는 가능성이 있다. 따라서, 광펄스의 사용은 SCI에 대한 유망한 비침습적인 치료법이다."

이들 연구들의 대부분은 펄스 레이저를 이용했지만, 나중에 디지털 펄스(digitally pulsed) 발광 다이오드(LED)를 이용하여 유사한 시스템들이 개발되었다. 이들 연구(예를 들어, Laser Med. Sci., 2009)는 모든 것들이 동일하면서 LED 광치료가 광치료에 필적하거나 그를 능가한다는 것을 나타냈다. 또한, LED 치료 방법은 레이저 방법 및 장치보다 실시하기가 더욱 값싸고 본질적으로 더욱 큰 안전성을 나타낸다. 이러한 고려사항들을 감안하면, 본 출원은 LED 기반 장치에 초점을 두고 있지만, 개시된 발명의 방법들 중 많은 것들이 LED 및 반도체-레이저 기반 방법에 균등하게 적용될 수 있다는 것을 청구한다.

펄스 LED 광치료 장치

도 1은 환자의 조직(5) 상의 LED 패드로부터 발산하는 광자 소오스(3)로서 LED를 제어 및 구동하는 LED 구동기(1)를 포함하는 연속 또는 펄스 광 조작할 수 있는 광치료 장치(phototherapy system)의 구성요소를 예시한다.

인간의 뇌가 조직(5)으로서 도시되어 있지만, 임의의 장기, 조직 또는 생리학적 계가 광치료를 이용하여 치료될 수 있다. 치료 전후 또는 동안에, 의사 또는 임상의(7)는 모니터 관찰에 따라 LED 구동기(1)의 세팅을 제어함으로써 치료를 조절할 수 있다.

도 2에서 도시된 바와 같이 많은 가능한 기작들이 있지만, 광치료 동안의 광생체조절(photobiomodulation)의 원인이 되는 주요한 광생물학적 과정(22)이, 식물 및 조류, 포유동물, 말 및 인간을 포함한 동물을 구성하는 모든 진핵 세포(20)에 존재하는 세포내 소기관인 미토콘드리아(21)내에서 발생한다는 것이 하는 것이 일반적으로 일치된다. 본 발명의 이해를 위하여, 광생물학적 과정(22)은, 아데노신 모노포스페이트(AMP)를 더욱 높은 에너지 분자인 아데노신 디포스페이트(ADP)로 전환하고 ADP를 아주 더 높은 에너지 분자인 아데노신 트리포스페이트(ATP)로 전환함으로써 세포 에너지 함량을 증가시키는 충전기(battery charger)로서 작용하는 분자인 시토크롬-c 옥시다제(CCO)(24)와 충돌하는 광자(23)를 포함한다. 저장된 에너지를 AMP에서 ADP 및 ATP 충전 서열(25)인 시토크롬-c 옥시다제(24)는 동물 광합성으로 간주될 수 있는 과정인 에너지 저장 세포 배터리로 작용하는 ATP(26)를 갖는 충전기와 유사하게 작용한다. 또한, 시토크롬-c 옥시다제(24)는 음식물의 소화에 기인하는 글루코스를 ATP 충전 서열(25)에서 또는 소화 및 광합성의 조합을 통해 연료로 전환할 수 있다.

세포 기작을 촉진하기 위해, ATP(26)는 ATP-ADP-AMP 방전 과정(28)을 통해 에너지(29)를 방출할 수 있다. 다음에, 에너지(29)는 촉매, 효소, DNA 폴리머라제 및 다른 생체분자의 형성을 포함하는 단백질 광합성을 유도한다.

광생물학적 과정(22)의 또 다른 측면은 시토크롬-c 옥시다제(24)가 신경전달 및 신생혈관(새로운 동맥 및 모세혈관의 성장)에서의 중요한 신호전달 분자인 질산화물(NO) (27)에 대한 포착제(scavenger)라는 것이다. 광치료 동안에 처리된 세포내의 시토크롬-c 옥시다제(24)를 조명하면, 손상 및 감염 조직 부군의 NO(27)이 방출되어, 처리된 조직에의 혈류 및 산소 이동이 증가하여, 치유, 조직 회복 및 면역 반응이 촉진된다.

광치료를 수행하고 시토크롬-c 옥시다제(24)를 자극하여 광자(23)로부터 에너지를 흡수하기 위하여, 광원과 광 흡수 조직 사이의 개재 조직은 광을 차단 또는 흡수할 수 있다. 인간 조직의 전자기 복사(EMR) 분자 흡수 스펙트럼은 도 3에서 도시된 바와 같이 전자기 복사 λ의 파장(nm로 측정)에 대한 흡수 계수의 그래프(40)에서 예시되어 있다. 도 3은 광의 파장에 다른 산화 헤모글로빈(커브 44a), 탈산화 헤모글로빈(커브 44b), 시토크롬 c (커브 41a, 41b), 물(커브 42) 및 지방 및 지질(커브 43)의 상대 흡수 계수를 도시한다. 도시한 바와 같이, 탈산화 헤모글로빈(커브 44b) 및 산화 헤모글로빈, 즉 혈액(커브 44a)은 특히 650 nm보다 짧은 파장의 경우 가시 스펙트럼의 적색 영역의 광을 강하게 흡수한다. 그 스펙트럼의 적외 영역의 더욱 긴 파장(즉, 950 nm 초과)에서, EMR은 물(H₂O) (커브42)에 의해 흡수된다. 650 nm 내지 950 nm의 파장에서, 인체 조직은 투명한 광학창(45)으로 도시한 바와 같이 본질적으로 투명하다.

지방 및 지질(커브 43)에 의한 흡수는 제외하고, 투명한 광학창(45) 내에 있는 파장 λ의 광자(23)를 포함하는 EMR은 시토크롬-c 옥시다제(커브 41aa, 41b)에 의해 직접 흡수된다. 구체적으로, 시토크롬-c 옥시다제(24)는 물 또는 혈액에 의해 저해되지 않은 커브(41b)로 나타낸 스펙트럼의 적외선 영역을 흡수한다. 가시 스펙트럼의 적색 영역의 광에 의해 조명된 시토크롬-c 옥시다제에 대한 2차 흡수 테일(tail)(커브 41a)은 탈산화 헤모글로빈(커브 44b)의 흡수 특성에 의해 부분적으로 차단되어, 심층 조직에 대한 임의의 광생물학적 반응을 제한하지만 상피 조직 및 세포에서는 여전히 활성화된다. 따라서, 도 3은 피부 및 내부 장기 및 조직에 대한 광치료가 상이한 치료법 및 광 파장, 즉 피부의 경우에는 적색 파장 및 내부 장기 및 조직의 경우 적외선 파장을 필요로 한다는 것을 나타낸다.

현재의 광자 전달 장치

광치료 동안 조직내로의 최대 에너지 커플링을 달성하기 위하여는, 조직에 광자를 일관성 있고 균일하게 조사하기 위한 일관성 있는 전달 장치를 안출하는 것이 중요하다. 이전의 시도들은 램프를 사용하였지만, 램프는 환자에게 아주 뜨겁고 불편하고, 환자 및 의사에게 화상을 초래할 가능성이 있고, 연장된 기간의 치료 동안 균일한 조사를 유지하기가 아주 어렵다. 또한, 램프는 수명이 짧고, 희박 가스를 이용하여 제작되는 경우, 정기적으로 교체하는데 비용이 많이 든다. 필터 때문에, 램프는 적당한 치료기간 내에 효율적인 치료를 달성하는데 필요한 광자 선속을 달성하도록 매우 뜨거울 수 있다. 태양과 다르게, 필터가 없는 램프는 너무 넓은 스펙트럼을 실제적으로 전달하고, 유익한 화학적 반응 및 특히 전자기 스펙트럼의 자외선 영역의 해로운 광선을 동반하는 불필요한 화학적 반응 모두를 동시에 자극함으로서 광자의 효능을 제한한다.

선택적으로, 레이저가 광치료를 수행하기 위해 계속 이용되어 왔다. 렌즈와 마찬가지로, 레이저는 열을 통해서가 아니라 강한 집중 광파워(optical power)에 조직을 노출함으로써 환자에게 화상의 위험을 초래한다. 이러한 문제를 방지하기 위하여, 레이저 광의 출력이 제한되고 과도하게 높은 전류를 생성하는 위험한 광 수준이 뜻하지 않게 발생하지 않도록 특별한 주의를 기울여야 한다. 제 2의 더욱 실제적인 문제는 레이저의 작은 스팟(spot)크기(조사 면적)때문에 발생한다. 레이저는 작은 초점(focused) 영역을 조사하기 때문에, 큰 장기, 근육 또는 조직을 치료하기가 어렵고, 과전력 상태가 아주 더 쉽게 발생한다.

레이저 광의 또 다른 문제점은, 광의 확산을 방해하여 치료 동안 큰 면적을 커버하는 것을 더욱 어렵게 만드는 광 간섭성(coherence)에 기인한다. 연구 결과, 간섭광을 이용한 광치료에는 고유한 이점이 없는 것으로 확인된다. 첫째, 간섭광은 임의의 알려진 광원에서 자연적으로 발생하지 않기 때문에, 세균, 식물 및 동물은 그의 생활 동안 간섭광이 아닌 산란광을 자연적으로 흡수한다. 둘째, 상피 조직의 처음 두 개의 층은 임의의 광 간섭성을 이미 파괴하므로, 간섭성의 존재는 광 흡수가 아니라 광 전달에 실질적으로 해당한다.

또한, 레이저의 광학 스펙트럼은 고효율 광치료를 달성하는데 필요한 유익한 화학적 분자 전이를 모두 충분히 여기시키기에는 너무 좁다. 레이저의 제한된 파장, 대표적으로는 레이저의 중심 파장값 근처의 ±3nm의 범위는 광치료에 필요한 유익한 화학적 반응을 모두 적당히 여기시키는 것을 어렵게 한다. 좁은 밴드폭의 광원을 이용하여 넓은 범위의 주파수를 커버하는 것이 어렵다. 예를 들어, 다시 도 3을 참조하면, CCO 흡수 스펙트럼(커브 41b)을 만드는데 관여하는 화학적 반응은 흡수 꼬리(커브 41a)를 발생하는 반응과 명백히 다르다. 두 영역의 흡수 스펙트럼이 이롭다는 것을 가정하면, 폭이 단지 6 nm인 파장 스펙트럼을 갖는 광원으로 이러한 범위를 커버하는 것이 어렵다.

따라서, 태양광이 과도하게 넓은 스펙트럼이므로, 많은 EMR 파장(몇몇은 해로움)을 갖는 많은 경쟁적인 화학적 반응을 광생물학적으로 여기시키는 것과 마찬가지로, 레이저 광은 광치료에서 충분한 효능에 도달하기에는 너무 좁고 충분한 화학적 반응을 자극하지 않는다. 이러한 주제는 본원에 참조로 포함되는 것으로, Williams 등에 의해 출원된 "프로그램가능한 파형을 갖는 동적 LED 구동기를 포함하는 광치료 장치 및 방법"이란 명칭의 관련 출원서(미국 출원 제14/073,371호)에 더욱 상세히 기재되어 있다.

투명한 광학창(45)의 전체 파장 범위, 즉, 약 650 nm 내지 950 nm의 전체 폭을 여기함으로써 광치료를 실시하기 위하여, 4개의 상이한 파장의 광원이 그 범위를 충족하도록 이용되긴 하지만, 각각의 광원은 폭이 거의 80 nm인 밴드폭을 필요로 한다. 이는 레이저 광원의 밴드폭보다 1차수(order of magnitude) 이상 더 넓다. 이러한 범위는 레이저가 실질적으로 커버하기에는 너무 넓다. 오늘날, 전자기 스펙트럼의 자외선 영역을 통해 심자외선(deep infrared)으로부터 넓은 범위의 광 스펙트럼을 방출하기 위한 LED가 상업적으로 이용가능하다. ±30 nm 내지 ±40의 밴드폭의 경우, 그 스펙트럼의 적색, 긴 적색, 짧은 근적외(NIR) 및 중간 NIR 영역, 예를 들어, 670 nm, 750 nm, 825 nm 및 900 nm에 위치한 중심 주파수를 갖는 원하는 스펙트럼을 커버하기가 아주 더 용이하다.

도 4는 광 전달 문제에 대한 바람직한 해결방안이 그림문자(59)에서 도시한 바와 같이 환자의 신체를 향해 구부러지는 유연한 LED 패드를 이용하는 것이라는 것을 예시한다. 도시한 바와 같이, 유연한 LED 패드(50)는 신체 부속기관(이 경우 조직을 포함하는 다리(61)에 적합하도록 구부러지고, 벨크로(Velcro) 스트랩(57)에 의해 타이트하게 당겨진다. 미끄럼을 방지하기 위하여, 유연한 LED 패드(50)는 그의 표면에 부착된 벨크로 스트립(58)을 포함한다. 사용 시, 그 패드 둘레에 감싸진 벨크로 스트랩(57)은, 조직을 포함하는 환자의 다리, 팔, 목, 등, 어깨, 무릎, 또는 임의의 다른 부속기관 또는 신체 부분에 따른 위치에서 유연한 LED 패드(50)를 견고하게 유지하는 벨크로 스트립(58)에 부착된다.

도 4에서도 도시한 얻어지는 이점은 유연한 패드(50)를 포함하는 LED(52)로부터 진피아래 조직(62)내로의 얻어지는 광 침투 깊이(63)가 치료되는 조직의 측면을 따라 완전히 균일하다는 것이다. 광원이 치료되는 조직의 위에서 유지되는 단단한 LED 밴드 또는 유연하지 않은 LED 패널인 장치와 다르게, 본 실시예에서는 그 유연한 LED 패드(50)는 환자의 피부(즉, 상피(61))와 접촉한다. LED 패드(50)에의 접촉을 통한 독성 물질의 부주의한 확산을 방지하기 위하여, 일회용의 무균 위생 장벽(51), 일반적으로는 투명한 저자극성 생체적합성 플라스틱 층이 광패드(50)와 조직(62)의 사이에 삽입된다. LED(52)와 조직(50) 사이의 긴밀한 접촉은 장치를 적소에 수동으로 유지하기에는 너무 긴 기간인 20분 내지 1 시간 이상의 기간 동안 일관성있는 조사(illumination)를 유지하기 위해 필수적이다. 이는 브러시, 빗, 지팡이 및 횃불을 포함하는 손바닥 크기의 LED 장치 및 도구가 광치료에 의학적 이점을 거의 제공하지 않는 것으로 확인되었기 때문이다.

오늘날 이용가능하고 도 5의 픽토그래프에서 도시한 조절된 광 전달을 위한 종래의 광치료 장치는 케이블(72a 및 72b)을 통해 유연한 LED 패드(71a 내지 71e)(짧은 전기 커넥터(73a 내지 73d)를 통해 서로 연결됨)의 하나 이상의 세트에 연결된 전자 구동기(70)를 포함한다.

구체적으로, 전자 LED 구동기(70)의 하나의 전기적 출력 단자는 전기 케이블(72a)을 통해 중심의 유연한 LED 패드(71a)에 연결된 다음, 전기 커넥터(73a 및 73b)를 통해 관련된 측면의 유연한 LED 패드(71b 및 71c)에 연결된다. 전자 구동기(70)의 제2 전기적 출력 단자에 연결된 제2 세트의 LED 패드는 전기 케이블(72b)을 통해 중앙의 유연한 LED 패드(71c)에 연결된 다음, 전기 케이블(72b)이 부착되는 가장자리에 수직한 LED 패드(71c)의 가장자리에 위치한 전기 커넥터(73c 및 73d)를 통해 관련된 측면의 유연한 LED 패드(91d 내지 91e)에 연결된다. 900 mA 이하의 전류를 갖는 두 세트의 LED 패드(각 세트는 세 개 패드로 이루어진 세트를 포함함)를 독립적으로 구동하기 위한 전자 LED 구동기(70)의 능력 및 유연한 LED 패드를 이용하면, 그 광치료 장치가 최상 클래스의 제품이 된다.

그의 기술적 우수성에도 불구하고, 종래의 광치료 장치는 그의 LED 패드에 대한 불충분한 신뢰성, LED 패드를 가로질러 LED 전류 및 광 균일성을 제어하지 못하는 것, LED를 구동하는 여기 패턴에 있어서의 제한된 조절, 제한된 안전성 및 진단 특성, 및 인터넷, 무선 또는 클라우드 서비스를 통해 업데이트를 통신 또는 수신하지 못하는 것 등을 포함한 다수의 한계 및 단점이 있다. 이러한 다양한 결점들은 다수의 관련 특허들에 의해 다루어지고 있다.

유연한 LED 패드의 신뢰성을 개선하는 것이 본원에 참조로 포함되는 것으로 R. K. Williams 등에 의해 출원된 "광치료를 위한 개선된 유연한 LED 광 패드"란 명칭의 관련 출원서(2014년 YYY YY에 출원된 미국 출원 번호 XX/XXX,XXX호)에서 상세히 다루어지고 있다. 도 6A는 광치료를 받는 환자 상에 유연한 LED 패드를 위치 및 배치하는데 있어서 유의하게 더 큰 유연성을 가능하게 하면서 LED 패드들(중앙 케이블(82)과 관련된 것들은 제외)내에서 PCB에 직접 용접된 모든 불연속적인 외이어 및 임의의 와이어들을 실질적으로 배제하는 개선된 유연한 LED 패드 세트의 도면을 예시한다.

도시한 바와 같이, LED 패드 세트는 관련된 전기 케이블(82)을 갖는 중앙의 유연한 LED 패드(80a) 및 두 개의 측면의 유연한 LED 패드(80b 및 80c)를 포함하는 세 개의 유연한 LED 패드를 포함한다. 세 개의 LED 패드(80a 내지 80c) 모두는 패드 케이블(85a 및 85b)을 연결하기 위한 두 개의 커넥터 소켓(84)을 포함한다. 커넥터 소켓(84)이 도시한 바와 같은 이 사시도에서는 육안으로 보이지 않지만, 그의 존재는 유연한 LED 패드(80a 및 80c)에서와 마찬가지로 고분자의 유연한 LED 패드(80b)에서 언덕부(86)를 통해 쉽게 확인된다. 패드 케이블(85a 및 85b)은 중앙 LED 패드(80a)를 LED 패드(80b 및 80c)에 각각 전기적으로 연결한다.

공업 표준 USB 커넥터는 인쇄 회로 기판에 단단히 탑재되는 소켓(84) 및 USB 케이블(85a 및 85b)를 이용하여 잘 설정된 고용량 공급 체인을 통해 제작된 경쟁적인 비용으로 고성능 및 일관성 있는 품질을 유지함으로써, 전기적 차단부 및 성형 플러그를 통합하고 반복된 구부림에 의한 파괴에 저항한다. 또한, USB 커넥터 케이블(85a 및 85b)은 1 A까지의 전류를 신뢰할 수 있게 전도할 수 있고, 연장된 사용 동안 과도한 전압 강하 또는 전기이동 고장을 회피한다. USB 케이블을 제외하고, 다른 커넥터 및 케이블 세트 옵션은 중간 USB, IEEE-1394 등을 포함한다. 도 6A에서 도시된 실시예에서는, 8개 핀의 사각형 USB 커넥터 포맷(format)이 그의 내구성, 강도 및 편재를 위해 선택되었다.

도 6a에 도시된 실시예에서는, 중앙의 유연한 LED 패드(80a)는 사각형이고, x축에 평행한 패드 가장자리로서 도시한 바와 같이 중앙 LED 패드(80a)의 동일한 가장자리에 위치한 두 개의 USB 소켓(84) 및 케이블(82)에 연결하기 위한 응력 완화부(81)를 포함한다. 마찬가지로, 각각의 측면 LED 패드(80b 및 80c)도 사각형이고, 동일 가장자리에 위치한 두 개의 USB 소켓을 포함한다. 이러한 연결 방식은, 커넥터 소켓이 서로 면하는 LED 패드(71a 내지 71c 및 71c 내지 71e)의 가장자리에 위치하는 도 5에서 도시한 종래의 장치와 현저히 다르다.

이러한 설계 변경의 이점은 치료중인 환자에 LED 패드를 위치시키는데 있어서 의사 또는 임상의의 선택을 크게 개선한다. 커넥터 소켓들은 종래의 장치와 다르게 서로 면하지 않기 때문에, 커넥터 케이블(85a 및 85b)은 LED 패드들의 밀접한 배치를 가능하게 하기 위하여 짧을 필요는 없다. 실제로, 도시된 실시예에서는, LED 패드(80a, 80b 및 80c)는 필요한 경우, 긴 케이블이 이용되는 경우에도 케이블(85a 및 85b)에 어떠한 응력도 주지 않고 서로 실제적으로 인접할 수 있다. 접촉하는 LED 패드들의 경우, 그 개시된 유연한 LED 패드의 융통성은 의사에게 최소 치료 면적에서 최대수의 LED들을 이용하는 능력을 부여한다.

선택적으로, 그 유연한 LED 패드들은 예를 들어 어깨를 가로질러서 팔의 아래로 서로 떨어져서 위치할 수 있거나, 두 개의 패드가 밀접하게 위치하고 제3의 패드가 멀리 떨어져서 위치할 수 있다. 케이블(85a 및 85b)에서의 전기적 차단을 위하여, 그 패드들은 이전에 도시한 종래 기술의 해결 방안을 방해하는 잡음 민감성이 없이 서로 떨어져 위치할 수 있다.

또한, 도 6A에서 도시한 디자인은 임상의가 유연한 LED 패드(80a 내지 80c)를 위치시키고, 이들을 환자의 신체(예를 들어 위 및 신장)에 맞춘 다음, LED 패드(80a 내지 80c)에 견고하게 부착된 벨크로 스트랩(92)에 부착하는 벨크로 벨트(93)를 통해 그 패드(80a 내지 80c)들을 고정하는 것을 용이하게 한다. 개개의 유연한 LED 패드(80a 내지 80c) 및 이들을 서로 결합하는 벨크로 벨트(93)의 구부림이 도 6B에서 예시되어 있는데, 벨트(93) 및 패드(80a 내지 80c)는 x축의 방향으로 곡면 둘레에 맞도록 구부려진다. x축의 방향으로 구부리기 위하여, c축에 평행하게 위치한 단단한 PCB가 LED 패드(80a 내지 80c) 중 어느 것에도 삽입될 수 없다.

중앙의 LED 패드(80a)에서는, 오늘날 임상 및 병원에서 사용되는 기존의 LED 제어기와의 호환성을 보존 및 유지하기 위하여 케이블(82) 및 RJ45 커넥터(83)을 이용하여 LED 패드(80a 내지 80c)들을 LED 제어기에 전기적으로 연결한다. RJ45 커넥터(83)를 USB 커넥터로 전환하기 위한 어뎁터가 포함되는 경우, 중앙 연결을 제3의 USB 소켓(84)으로 교체하고 케이블(82)을 USB 케이블(85a)과 유사하지만 길이가 더 긴 또 다른 USB 케이블로 교체하는 대신에, 케이블(82) 및 응력 완화부(81)가 제거되도록 유연한 LED 패드(80a)가 변형될 수 있다.

광 균일성을 개선하여 LED 여기 패턴의 제어를 증대하면서 안전성 및 자기 진단 능력을 강화하기 위하여 LED 전류를 조절하는 방법들이 상기 언급한 미국 출원 제 14/073,371호에 기재되어 있다.

LED 여기 패턴의 조절

광 펄스의 여기 패턴을 정확히 조절하기 위하여는, 진보된 전자 제어를 포함하는 더욱 정교한 광치료 장치가 요구된다. 이러한 회로는, 예를 들어 광치료에의 적용을 위한 목적으로 HDTV LED 백라이트 장치에서 사용된 기존의 구동기 전자장치로부터 얻어질 수 있다.

도 7에서 도시한 바와 같이, LED TV 구동 회로로부터 얻어진 하나의 이러한 진보된 전자 장치는 LED 전방 전도 전압에 상관없이 모든 LED 열(string)의 전류가 일치하도록 하기 위하여 개개의 체널 전류 제어를 이용한다. 도시한 바와 같이, 전류 싱크(96a, 96b,..., 96n)은 N개의 LED 열(97a, 97b, ..., 97N)에 전원을 인가하도록 커플링되어, 디지털 신호(98a, 98b,..., 98N)의 조절하에서 임의의 개개의 채널 또는 이의 조합을 턴 온 및 오프하는 능력 및 프로그램가능한 전류를 갖는 스위치된 일정 전류 장치로서 작용한다. 수 N은 실제적이게 되는 채널들의 임의의 수일 수 있다.

도시한 바와 같이, 전류 싱크(96a)의 조절된 전류는 크기(magnitude) Iref에서 기준 전류(99)대하여 설정되고, M개의 연결된 LED (97a)의 열에서 전류_LEDa 를 유지하기 위하여 전류 바이어스를 모니터 및 조절하는 피드백 회로에 의해 유지된다. 수 M은 실제적이게 되는 LED들의 임의의 수일 수 있다. 전류 제어 피드백은 전류 싱크(96a)로 피드백되는 루프 및 관련 화살표로 나타낸다. 다음에, 디지털 인에이블(enable) 신호가, 조절된 듀티 팩터(duty factor) 및 상기 언급된 미국 특허 출원 제 14/073,371호에서 개시한 바와 같이 변화하는 펄스 주파수에서 LED 전류를 절단(chop) 또는 펄스하기 위하여 사용된다. LED 제어기(103)는 저드롭아웃((LDO) 선형 레귤레이터(102)에 의해 전원인가되고, SPI 디지털 인터페이스(105)를 통해 마이크로컨트롤러(104)에 의해 지시된다. 스위치 모드 전원장치(100)는 고정 또는 동적으로 변화될 수 있는 고전압 +V_LED에서 LED 열(97a 내지 97N)에 전원을 인가한다.

유사한 전류 제어를 이용함에도 불구하고, 얻어지는 파형 및 PWM 제어는 도 8A에서 도시한 바와 같이 본질적으로 디지털 파형(즉, 순차적인 펄스들의 열)이므로, 반복 속도 및 LED 온-타임(on-time)을 조절함으로써 여기 주파수를 조절하고 평균 LED 휘도를 제어한다. 도 8A의 간단한 타이밍 도(timing diagram)에서 도시한 바와 같이, 상이한 시기 및 기간에서 조사되는 파장 λ_a, λ_b 및 λ_c의 상이한 파장의 LED들을 포함할 수 있는 LED 광의 순차적인 파장을 발생하기 위해 클럭 펄스(clock pulse)들의 열(string)이 사용된다.

도 8A에서 예시적인 파형(110 및 111)에 의해 도시한 바와 같이, LED 제어기(103)내의 펄스 발생기는 간격 T_θ에서 클럭 펄스를 발생하고, 파형(111)을 발생하는 것과 관련된 LED 제어기(103)내에 위치한 카운터는 9개의 클럭 펄스를 카운트한 다음, 다시 턴 오프되기 전에 4개의 펄스의 기간에 대한 특정 채널의 전류 싱크 및 λ_aLED 를 턴 온한다. 파형(112)에 의해 도시한 바와 같이, LED 제어기(103)내에 또한 위치한 제 2 카운터는 8개의 클럭 펄스의 기간 동안 하나의 클럭 펄스 후 즉시 λ_b 채널을 턴 온 시킨 다음, 4개의 클럭 펄스의 기간 동안(λ_a LED 열이 온(on)인 동안) 채널의 LED 열을 턴 오프시킨 다음, 또 다른 3개의 클럭 펄스 동안 λ_b LED 열을 다시 턴 온 시킨다. 파형(113)에 의해 도시한 바와 같이, LED 제어기(103)내의 제3 카운터는 4개의 펄스의 기간 동안 λ_c LED 열을 턴 온 하기 전에 22개의 펄스를 기다린다.

이러한 순차적인 방식으로, λ_a LED 열이 기간 Δ_t1 (8개 클럭 펄스)동안 전도한 다음, λ_a LED 열이 Δ_t2 (4개 클럭 펄스)동안 전도한 다음, λ_b LED 열이 Δ_t3 (3개 클럭 펄스)동안 전도하면서 기간 Δ_t4(LED 열이 전도하지 않는 때)를 기다린 후, λ_c LED 열이 기간 Δ_t5 (4개 펄스) 동안 전도한다. 타이밍 도 (110 내지 113)는 LED 파장 및 여기 패턴 주파수를 변화시키는데 있어서의 새로운 제어 장치의 유연성을 예시한다.

상기 개선된 LED 장치는 LED 열인 λ_a, λ_b및 λ_c 각각에 의해 방출된 각각의 광 펄스의 기간의 정밀한 제어를 가능하게 한다. 그러나 실제적으로, 생체 세포와 같은 생물학적 계는 광의 단일의 아초(sub-second) 펄스에 반응할 수 없기 때문에, 단일 파장 및 단일 패턴 주파수의 펄스를 포함하는 하나의 패턴이 또 다른 LED 파장 및 여기 패턴 주파수로의 스위칭 전에 긴 기간 동안 반복된다. 더욱 실재적인 LED 여기 패턴이 도 8B에서 도시되어 있는데, 여기서는 f_synth의 합성된 패턴 파장을 갖는 단일의 λ_b 파장의 고정된 주파수 여기 패턴(116)을 합성(즉, 발생)하기 위해 사용된다.

f_synth=1/nT_θ

여기서, 시간 T_θ는 연속적인 클럭 펄스들이 발생되는 시간 간격이고, "n"은 합성된 파형의 각각의 기간에서 클럭 펄스들의 수이다. 파형(116)에서 도시한 바와 같이, 시간 t₁까지, LED 열은 그 시간의 50%에 있고, 따라서 듀티 팩터(duty factor) D는 50% 이고, 그 LED의 휘도는 그것이 전체 시간에 있는 경우의 절반이다. 시간 t₂ 후, 그 듀티 팩터는 75%로 증가되어, 평균 LED 휘도가 증가하지만, f_synth의 동일한 합성된 패턴 주파수가 유지된다.

타이밍도(117)는 시간 t₁까지 고정 휘도 및 듀티 팩터 D=50%에서 단일의 λ_a 파장의 유사한 합성된 파형을 예시한다. 그러나, 시간 t₂에서 휘도를 변화시키는 대신에, 그 합성된 패턴 주파수는 f_synth1=1/nT_θ 에서 더욱 높은 주파수인 f_synth2=1/nT_θ (m은 n보다 작음)로 변화한다. 따라서 시간 t₂, 튜피 팩터(50%) 및 LED 휘도가 일정하게 유지되지만 합성 주파수는 _synth1에서 _synth2로 증가한다. 요약하면, 사익 개선된 LED 구동 장치는 휘도 및 기간 및 디지털 반복비(즉, 여기 또는 패턴 주파수)에 대하여 변화되는 다수의 다양한 파장의 LED들의 임의 펄스 열의 제어된 순서화(sequencing)를 가능하게 한다.

임의의 혼란을 피하기 위하여, 패턴 주파수 f_synth는 LED의 광 주파스가 아니라는 것을 알아야 한다. 광의 주파수, 즉, 방출된 광의 색상은 광의 파장 λ로 나눈 광의 속도에 해당하거나 하기와 같이 수학적으로 표시된다.

명백히 하기 위하여, 도시된 바와 같은 광의 파장은 f_synth에 대한 소문자가 아니라 그리스 문자 nu 또는 "υ"로 표현되는 것이다. 계산된 바와 같이, 광의 전자기 주파수는 수백 THz (즉, tera-Hz)에 해당하는 반면에, 디지털 펄스의 합성된 패턴 주파수 f_synth는 일반적으로 적어도 9차수 이하의 오디오 또는 "소닉" 범위( 및 많아야 초음파 범위), 즉 100 kHz 미만이다. 달리 나타내지 않는 경우, 본 출원서의 나머지 부분에서, 광의 주파수가 아니라 광의 파장을 통해서만 광의 "색상"을 언급하기로 한다. 거꾸로 말하면, 펄스 비 또는 여기 패턴 주파수 f_synth는 파장에 의해서가 아니라 주파수로서 기재될 것이다.

종래의 광치료의 한계의 요약

종래의 광치료 장치는 하기의 것들을 포함한 다수의 근본적인 문제들로 인해 그의 설계 및 실시에 한계가 있다:

- 광생체자극을 최대화하고 의학적 효능을 최적화하는데 필요한 화학적 반응의 필요한 범위를 동시에 자극할 수 없는 방출광의 본래 좁은 밴드폭에 의해 제한된 레이저(LED 대신)의 사용

- 레이저의 사용에 있어서의 안전성 문제

- 치료 부위에 합치할 수 없는 단단한 하우징에 설치된 LED

- 광치료 여기 패턴의 불충분하고, 부적당하고 비효과적인 변조.

마지막의 주제인 광치료 여기 패턴의 비효과적인 변조는 본 개시의 초점을 나타내는 광생체조절 및 치료 효능을 개선하기 위한 주요한 도전과제 및 기회를 나타낸다.

본 발명에 따라, 광치료에서 사용된 광의 세기는 ON 또는 OFF인 일련의 사각파 펄스로서 투여되기 보다는 일정한 주기를 갖고 점차적이고 반복적으로 변화된다. 많은 실시예에서, 광은 발광 다이오드(LED)들의 열(string)에 의해 발생되지만, 다른 실시예에서는 반도체 레이저와 같은 다른 형태의 광원이 사용될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 광은 단일 정현파 함수 또는 두 개 이상의 정현파를 성분으로서 갖는 코드(chord)에 따라 때때로 변화되지만, 본원에 개시된 기법은 많은 종류의 세기 패턴 및 함수를 발생하기 위해 이용될 수 있다는 것이 명백하게 된다.

실시예들의 하나의 그룹에 있어서, LED들의 열로부터 방출된 광의 세기는 LED와 직렬로 연결된 전류 싱크 MOSFET의 게이트 전압을 유추적으로 조절함으로써 변화된다. 게이트 구동기는 정현파 기준 전압에 대하여 LED 열의 전류를 비교하고, 전류 싱크 MOSFET의 게이트 전압은, LED 및 기준 전류가 서로 일치하고 LED 전류가 원하는 값이 될 때까지 MOSFET 구동기내의 회로에 의해 자동으로 조절된다. 이런 방식으로, LED 전류는 정현파 기준 전류와 유사하게 된다. 정현파 기준 전류는 여러 방법으로 발생될 수 있는데, 예를 들어, LC 또는 RC 발진기, 윈 브리지(Wien bridge) 발진기 또는 트윈 T형(twin T) 발진기를 이용하여 발생될 수 있다.

이러한 실시예들의 대안의 버젼(version)에 있어서, 전류 싱크 MOSFET의 게이트 전압은 디지털/아날로그 컨버터를 이용하여 변화된다. D/A 컨버터에는 예정 시기에서 정현파의 값을 나타내는 디지털 값, 예를 들어 전체 360°사이클에서 24개의 값이 공급된다. 그 디지털 값은 정현파를 나타낼 수 있는 외에도, CD 또는 DVD에 의해 또는 그로부터 발생될 수 있다.

실시예들의 제 2 그룹에 있어서, LED 전류는 바람직하게는 펄스폭 변조(PWM)를 이용하여 디지털로 조절된다. 이전의 실시예에서와 같이, 정현파는 특정의 시간 간격으로 그의 수준을 나타내는 일련의 디지털 값들로 분해된다. 본원에서는 이들 간격은 기간 T_sync를 갖는 것으로 나타낸다. 각각의 T_sync 간격에 대하여 펄스가 발생되는데, 그의 폭은 그 간격에서 정현파의 값을 나타낸다. 이를 위하여, 각각의 T_sync 간격은 다수의 더욱 작은 간격들(각각은 T_θ로 나타낸 간격을 가짐)로 분해되고, 전류 싱크 MOSFET의 게이트는, LED 전류가 정현파의 값을 나타내는 다수의 더욱 작은 T_θ 간격 동안 흐르는 것이 가능하도록 조절된다. 따라서, 전류 싱크 MOSFET는 각각의 T_sync 간격의 일부 동안 턴 온되고, 각각의 T_sync 간격의 나머지 부분 동안 턴 오프된다. 그 결과, LED 전류의 수준은 정현파의 형태로 평균화(smoothed out)된다.

전류 싱크 MOSFET의 게이트는 디지털 합성기로부터 인에이블 신호(enable signal) 및 기준 전극원으로부터 기준 전류를 수신하는 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로에 의해 제어될 수 있다. 상기 디지털 합성기는 전류 싱크 MOSFET이 턴 온 되는 작은 T_θ 간격들의 수를 나타내는 수로 설정되는 카운터를 포함한다. 상기 전류 싱크 MOSFET는 턴 온되고, 그 카운터는 제로로 다운된다. 카운터가 제로에 도달하면, 전류 싱크 MOSFET는 턴 오프된다. 상기 전류-싱크 MOSFET는 이것이 턴 온되는 T_θ 간격들의 수보다 작은 T_sync 간격에서의 T_θ 간격들의 총수에 해당하는 다수의 T_θ 간격들 동안 오프 상태로 유지된다.

다음의 T_sync 간격의 시작시, 그 파형의 다음 값을 나타내는 새로운 수가 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로의 카운터내로 로드되고, 상기 과정이 반복된다.

정현파 함수에 따라 LED들을 제어하면, LED들이 사각파 함수에 따라 펄스 온 또는 오프되는 때 생성되는 고조파가 제거되는데, 그 고주파들의 많은 것들은 "오더블(audible)" 스펙트럼(일반적으로 20,000 Hz 미만)에 속할 수 있고, 광치료에 해로운 영향을 미칠 수 있다. 본 발명의 기법을 이용하면, 정현파 함수(1/T_sync 및 1/T_θ)를 생성하는데 사용된 더욱 작은 간격들의 주파수가 20,000 Hz 이상으로 설정될 수 있는데, 이 주파수는 광치료에 거의 영향을 미치지 않는다.

성분 정현파들의 값들을 일제히 첨가함으로써 다수의 정현파 함수를 포함하는 코드(chord)들이 발생될 수 있다. 아날로그 기법의 경우, 그 정현파는 아날로그 믹서와 함께 첨가될 수 있거나, 발진기 대신에 다성적(polyphonic) 아날로그 오디오 원을 이용하여 코드가 발생될 수 있다. 디지털 기법의 경우, 성분 사이파를 나타내는 수치값이 산술 논리 장치(ALU)를 이용하여 일제히 첨가될 수 있다. 코드를 발생하는 또 다른 방법은 스트로브(strobe) 주파수에서 아날로그 파형 온 및 오프를 스트로빙(strobing)함으로써 아날로그 합성 파형을 제2의 디지털 펄스 주파수와 결합하는 것이다. 그 스트로브 주파수는 아날로그 파형의 주파수보다 높거나 낮을 수 있다. 그 스트로브 펄스는 아날로그 정현파를 2, 4 또는 8로 나누어 아날로그 정현파보다 1, 2 또는 3 옥타브 높은 제2 파형을 생성함으로써 발생될 수 있다.

아날로그 전압을 발생하기 위해 D/A 컨버터를 이용하거나 디지털 기법을 이용하는 이점은 치료 기법(예를 들어, 특정 장기 또는 조직에 대한)이 의사 또는 다른 임상의에 의한 편리한 검색 및 사용을 위해 메모리(예, EPROM)에 디지털로 저장될 수 있다는 것이다.

도 1은 광치료의 간단한 회화도이다.
도 2는 세포 미토콘드리아의 광생체조절의 간단한 회화도이다.
도 3은 시토크롬-c (CCO), 혈액(Hb), 물 및 지질의 흡수 스펙트럼을 보여주는 그래프이다.
도 4는 광치료에서 사용되는 LED패드의 사진 및 개략도이다.
도 5는 제어기 및 6개의 유연한 고분자 LED 패드를 포함하는 광치료 장치의 도이다.
도 6A는 서로 연결되고 벨크로 스트랩에 부착된 3개의 유연한 고분자 LED 패드들의 세트의 개략도이다.
도 6B는 도 6A에 도시되고 환자의 신체에 합치하도록 약간 구부러지는 유연한 고분자 LED 패드들의 개략도이다.
도 7은 전류 제어 LED 펄스 광치료 장치의 전기적 개략도이다.
도 8A는 기간의 변화에 따라 다수 파장의 LED들의 순차적인 펄스 여기를 나타내는 예시적인 타이밍도이다.
도 8B는 튜티 팩터와 주파수의 여러 조합에 따른 다수 파장의 LED들의 순차적인 펄스 여기를 나타내는 예시적인 타이밍도이다.
도 9A는 디지털(사각파) 펄스의 시간 도메인 및 푸리에 주파수 도메인 도를 도시한다.
도 9B는 변화하는 수의 정현파를 이용하는 불연속적인 푸리에 변환도를 도시한다.
도 9C는 디지털 펄스 전원의 측정된 전류 고조파 함유량을 도시한다.
도 9D는 진폭 고조파의 측정된 푸리에 스펙트럼을 도시한다.
도 9E는 단기간 시료에서 비롯되는 주파수 자극(spur)을 나타내는 측정된 진폭 데이터의 제한 시간 시료의 푸리에 변환을 도시한다.
도 9F는 디지털(사각파) 펄스의 연속적인 푸리에 변환의 스펙트럼에 걸쳐서 홀수 및 짝수 고조파의 크기 및 누적 전류를 도시한다.
도 10은 두 개의 공명 주파수를 갖는 진종 장치의 주파수 반응의 그래프를 도시한다.
도 11은 변화하는 주파수의 두 개의 동기화 디지털 펄스의 합계를 도시한다.
도 12A는 동일 범위에서 D4의 이상적인 옥타브의 것에 대한 오디오 스펙트럼을 오염시키는 292 Hz 디지털 펄스의 스펙트럼 함유량의 그래프를 도시한다.
도 12B는 4,671 Hz 디지털 펄스의 스펙트럼 함유량이 대부분 초음파 스펙트럼을 오염시킨다는 것을 보여주는 그래프를 도시한다.
도 13은 광생체조절의 여러 가지 물리적 기작을 도시한다.
도 14는 전류가 제어되는 단일 채널 LED 구동기의 두 개의 동등한 회로를 도시한다.
도 15는 기준 전류와 인에이블 신호의 여러 조합 및 얻어지는 LED 전류 파형을 도시한다.
도 16A는 단일 기준 전류로부터 다수의 부하에 공통되는 전류의 문제를 개략적으로 도시한다.
도 16B는 다수의 부하에 기준 전류를 분포시키기 위한 트랜스 컨덕턴스 증폭기의 사용을 개략적으로 도시한다.
도 16C는 레지스터가 트리밍(trimming)되는 고전압 MOSFET 및 MOSFET 구동 회로를 포함하는 제어 전류 싱크의 일 실시예를 개략적으로 도시한다.
도 16D는 MOSFET가 트리밍(trimming)되는 고전압 MOSFET 및 MOSFET 구동 회로를 포함하는 제어 전류 싱크의 일 실시예를 개략적으로 도시한다.
도 17A는 진동 전류 기준을 발생하기 위한 고정값(fixed-value) 전압원의 사용을 개략적으로 나타낸다.
도 17B는 진동 기준 전류를 발생하기 위한 조절가능한 전압원의 사용을 개략적으로 나타낸다.
도 17C는 진동 기준 전류를 발생하기 위해 사용된 주파수 및 전압 조절가능한 전압원을 개략적으로 나타낸다.
도 17D는 레지스터 레더(resistor ladder)를 이용하는 프로그램가능한 레벨 변화 회로를 개략적으로 나타낸다.
도 18A는 기준 전류를 발생하기 위해 D/A 컨버터를 이용하는 단일 채널 전류 제어식 LED 구동기의 실시예를 개략적으로 나타낸다.
도 18B는 레지스터 레더를 이용하는 D/A 컨버터의 실시예를 개략적으로 나타낸다.
도 19A는 D/A 컨버터로부터 합성된 292 Hz 정현파를 도시한다.
도 19B는 D/A 컨버터 발생 기준 전류를 이용하여 합성한 292 Hz 정현파의 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 19C는 D/A 컨버터 발생 기준 전류로부터 합성된 292 Hz 정현파에 존재하는 디지털 단계들의 확대도를 도시한다.
도 19D는 D/A 컨버터의 클럭 주파수에서 발생하는 전압 변화들의 순서를 포함하는 18.25 Hz 정현파의 일부를 도시한다.
도 19E는 D/A 컨버터 발생 기준 전류를 이용하여 합성된 18.25 Hz 정현파의 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 20은 정현파 기준 전류 및 이에 따른 LED전류 파형들의 여러 조합을 도시한다.
도 21은 두 개의 정현 파형들의 합계 및 이에 따른 파형을 도시한다.
도 22A는 광치료 LED 구동을 위한 다성적(polyphonic) 진동 기준 전류를 발생하기 위한 아날로그 믹서의 사용을 개략적으로 도시한다.
도 22B는 광치료 LED 구동을 위한 다성적(polyphonic) 기준 전류를 발생하기 위한 아날로그 오디오 원(audio source)의 사용을 개략적으로 도시한다.
도 22C는 광치료 LED 구동을 위한 다성적 기준 전류를 발생하기 위한 디지털 오디오 원의 사용을 개략적으로 도시한다.
도 23A는 정현파 기준 전류 및 더욱 높은 주파수의 디지털 펄스로부터 발생된 합성된 다성적 파형을 도시한다.
도 23B는 292 Hz 정현파 기준 전류 및 4,672 Hz 디지털 펄스로부터 발생된 다성적 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 23C는 292 Hz 정현파 기준 전류 및 9,344 Hz 디지털 펄스로부터 발생된 다성적 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 23D는 292 Hz 정현파 기준 전류 및 초음파 디지털 펄스로부터 발생된 다성적 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 23E는 292 Hz 정현파 기준 전류 및 18,688 Hz 디지털 펄스로부터 발생된 다성적 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 24는 정현파 기준 전류 및 더욱 낮은 주파수의 디지털 펄스로부터 발생된 합성된 다성적 파형을 도시한다.
도 25A는 9,344 Hz 정현파 기준 전류 및 4,672 Hz 디지털 펄스로부터 발생된 다성적 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 25B는 584 Hz 정현파 기준 전류 및 292 Hz 디지털 펄스로부터 발생된 다성적 고조파 스펙트럼을 도시한다.
도 26은 단일 발진기로부터 광치료용 디음성 LED 전류 구동의 실시예를 개략적으로 도시한다.
도 27A는 다수의 대응하는 LED 구동기들을 제어하는 다수의 디지털 합성기들을 도시한다.
도 27B는 다수의 LED 구동기들을 독립적으로 제어하는 중심형(centralized) 디지털 합성기를 개략적으로 도시한다.
도 27C는 공통 신호를 갖는 다수의 LED 구동기들을 제어하는 단일 디지털 합성기를 개략적으로 도시한다.
도 28A는 디지털 합성기의 회로도를 도시한다.
도 28B는 디지털 합성기 조작의 타이밍도이다.
도 28C는 고정 주파수 및 변화하는 듀티 팩터의 합성된 펄스를 도시한다.
도 29A는 고정 주파수 PWM 합성 사인곡선(sinusoid)을 포함하는 LED 그동 파형을 도시한다.
도 29B는 디지털로 합성된 사인곡선의 예를 도시한다.
도 29C는 단일 시간 간격에서 PWM 제어에 대한 D/A 컨버터의 출력 파형의 비교를 도시한다.
도 29D는 PWM 비트 해상도, 시간 간격들의 수, 및 필요한 카운터 클럭 주파수로 합성되는 최대 주파수 사이의 상관관계를 그래프로 도시한다.
도 30은 클럭 발생 회로를 개략적으로 도시한다.
도 31은 합성되는 최대 주파수에 대한 전체 디지털 합성 해상도 및 PWM 비트 해상도의 의존성을 그래프로 도시한다.
도 32A는 디지털로 합성된 4,672 Hz 사인곡선의 주파수 스펙트럼을 도시한다.
도 32B는 디지털로 합성된 292 Hz 사인곡선의 주파수 스펙트럼을 도시한다.
도 32C는 합성된 주파수에 대한 Sync and PWM 카운터 주파수의 의존성을 그래프로 도시한다.
도 33은 개시된 디지털 합성 방법을 이용한 정현 파형 발생의 흐름도이다.
도 34A는 15°간격을 이용한 292 Hz (D4) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 34B는 20°간격을 이용한 292 Hz (D4) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 34C는 20°간격을 이용한 292 Hz (D4) 정현파의 디지털 합성에서 사용된 PWM 간격을 그래프로 도시한다.
도 34D는 20°간격을 이용한 1,168 Hz (D6) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 34E는 20°간격을 이용한 4,672 Hz (D6) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 35A는 50% 진폭을 갖는 1,168 Hz (D6) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 35B는 +25%의 50% 진폭 오프셋을 갖는 1,168 Hz (D6) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 35C는 +60%의 20% 진폭 오프셋을 갖는 1,168 Hz (D6) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 35D는 +60%의 20% 진폭 오프셋을 갖는 디지털로 합성된 1,168 Hz (D6) 사인곡선의 주파수 스펙트럼을 도시한다.
도 36은 20°간격을 이용한 4,472 Hz (D8) 정현파의 4개 사이클의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 37A는 4X 오버샘플링(oversampling)을 이용한 1,168 Hz (D6) 정현파의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 37B는 4X 오버샘플링(oversampling)을 이용한 1,168 Hz (D6) 정현파의 디지털 합성을 위한 패턴 파일(pattern file)을 도시한다.
도 38은 동일한 진폭의 4,472 Hz (D8) 및 1,1672 Hz (D6) 사인곡선의 코드(chord)의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 39는 동일한 진폭의 4,472 Hz (D8) 및 1,1672 Hz (D6)시인곡선의 디지털로 합성된 코드의 주파수 스펙트럼을 도시한다.
도 40은 상이한 진폭들의 4,472 Hz (D8) 및 1,1672 Hz (D6) 사인곡선의 코드(chord)의 디지털 합성을 그래프로 도시한다.
도 41은 합성 패턴 파일을 발생하기 위한 알고리즘을 도시한다.
도 42A는 패턴 라이브러리(pattern library)에의 저장을 위한 두 개 이상의 사인곡선의 코드를 실시간으로 또는 미리 발생하기 위한 알고리즘을 도시한다.
도 42B는 정규화된 수학적 함수를 갖는 개개의 정현파 패턴 파일을 발생하기 위해 도 41에서 도시한 알고리즘을 이용하여 코드를 생성하는 선택적인 방법을 도시한다.
도 43은 서로 정수배(integral multiple)인 주파수들의 사인곡선을 도시한다.
도 44는 서로 분수배(fractional multiple)인 주파수들의 사인곡선을 도시한다.
도 45는 그 주파수가 11.5의 비를 갖는 사인곡선들로 구성되는 코드(chord)를 발생하기 위한 거울상 대칭의 사용을 도시한다.
도 46은 서로에 대하여 불규칙한 비(1.873)로 존재하는 주파수를 갖는 사?? 곡선들로 구성되는 코드를 발생하기 위한 보간 갭필(interpolated gap fill)의 사용을 도시한다.
도 47은 기준전극 αI_ref를 변화시키면서 PWM을 이용하여 시인곡선을 발생하는 것을 도시한다.
도 48은 LED 열을 구동하기 위해 사용된 종래의 디지털 펄스 회로가 정현 파형의 합성을 위해 어떻게 재구성될 수 있는 지를 도시한다.
도 49는 LED를 조명하기 위해 사용된 정현파 전류의 진폭, 주파수 및 DC 성분에 따른 광치료를 받을 수 있는 다양한 생리학적 구조 및 상태를 도시한다.

합성된 패턴의 고조파 스펙트럼

위에서 기재한 바와 같이, 종래의 광치료에서 특정 파장의 광의 펄스화는 펄스 레이저 광이 통증을 감소시키고 조직을 치유하는데 있어서 연속적인 광보다 더욱 효과적이라는 경험적 증거 및 의사의 관찰에 기반한다. 위에서 언급한 바와 같이, 이러한 일반적인 판단은 신뢰할 수 있는 것으로 보이지만, 무슨 디지털 펄스가 최상의 결과 및 최고 치료 효율을 나타내는 지에는 일치가 존재하지 않는다. 현재까지, 레이저 광치료의 연구는 임의의 파형(예, 정현파, 램프(ramp)파, 톱니파형 등)을 고려하지 않지만, 아마도 대부분의 레이저는 디지털로 펄스 온 또는 오프됨으로써 작동하도록 설계되기 때문에, 연속파 레이저 조작(CW)과 펄스파(PW) 레이저 조작, 즉 사각파 사이의 직접 비교로 제한되었다. 사용된 펄스율(pulse rate)은 특정의 경험적으로 관찰된 광생물학적 과정의 시간 상수에 근접한 비율(rate). 즉 20 kHz 미만의 오디오 범위에서 작동하도록 선택된다.

이러한 연구에서, 실험자들은 디지털 펄스율을 보고하고 있고, 광을 변조하기 위해 사용된 이러한 사각파 펄스 주파수가 시험에서 존재하는 유일한 주파수라고 틀리게 생각하고 있다. 그러나, 통신 이론, 물리학, 전자기학, 및 푸리에의 수학으로부터, 디지털 펄스는 디지털 펄스 주파수만을 나타내는 것이 아니라, 실제로는 전체 스펙트럼의 주파수를 나타낸다는 것이 잘 알려져 있다. 따라서, 고정 클럭 속도(clock rate)에서 작동하는 디지털 펄스가 단일 주파수(근본적인 스위칭 주파수)만을 방출 및 전도한다고 생각하는 것이 합당하다고 볼 수 있지만, 이러한 자명한 진리는 실제로는 부정확하다.

실제로, 스위칭 디지털 시스템의 고조파 함유량은 에너지 및 고조파가 오염되는 스펙트럼 모두에 있어서 중요할 수 있는데, 일부 고조파는 기본 주파수보다 더욱 높은 차수인 주파수에서 발생한다. 전자기학에서, 이들 고조파는 종종 불필요한 전도 및 방사된 잡음을 초래하여, 회로 작동 신뢰성에 부정적인 영향을 미칠 수 있다. 더욱 높은 주파수에서는, 이들 고조파는 주변으로 방사되는 전자기 간섭 또는 EMI를 발생하는 것으로 알려져 있다.

수학적인 분석 결과는 디지털 온/오프 전이 속도(임의의 가능한 공명 또는 오버슛(overshoot)과 함께)는 파형의 발생된 고조파 스펙트럼을 결정한다는 것을 나타낸다. 광치료 장치에서 사용된 LED 또는 레이저 구동기와 같은 전력 전자 장치에서, 더욱 많은 에너지가 제어되기 때문에 그 문제는 이러한 용도로 전달된 고전류, 고전압 및 고전력에 의해 더욱 번거롭게 된다. 실제로, 디지털 펄스의 열의 정확한 상승 시간 및 하강 시간이 정확히 기록되지 않으면, 이러한 펄스 열로부터 비롯되는 주파수 스펙트럼을 알 수 없다.

이러한 예상치못한 주파수의 기원 및 크기는 수학적으로 최상으로 이해될 수 있다. 임의의 물리적 장치 또는 전기 회로의 분석은 모든 것을 측정 및 언급하기 위한 중요 변수가 시간인 "시간 도메인(time dimain)", 또는 모든 시간 의존적인 파형 또는 함수가 정현파 진동 주파수들의 합으로 간주되는 "주파수 도메인"에서 수행될 수 있다. 공학에서, 본질적으로 몇몇 문제들은 시간 도메인에서 더욱 용이하게 해결되고 다른 문제들은 주파수로서 더욱 잘 분석되기 때문에, 시간 및 주파수 도메인은 상호교환적으로 사용된다.

시간과 주파수 사이의 이러한 전이를 수행하기 위한 하나의 수단은, 일반화 함수가 더욱 간단한 삼각 함수, 일반적으로는 사인 및 코사인 파형(코사인은 90°위상 이동한 사인파로 간주될 수 있음)의 합으로 표시될 수 있다는 것을 입증한 프랑스 수학자이자 물리학자인 장 푸리에의 18 세기 공헌에 기반한다. 그 방법은 이방형성이다. 즉, 푸리에 분석은 함수를 이의 더욱 간단한 요소들로 분해 또는 변환하거나, 또는 거꾸로, 이러한 더욱 간단한 요소들로부터 함수를 합성하는 것을 포함한다. 자국어에 의한 공학에 있어서, 용어 "푸리에 분석"은 두 조작들의 연구 및 적용을 의미하기 위해 사용된다.

연속 푸리에 변환은 연속 주파수 분포로의 연속 실인자(continuous real argument)의 변환 또는 그 반대로의 변환을 의미한다. 이론적으로, 시간 의존적 파형을 정확한 주파수 도메인 균등물로 전화하기 위한 연속 푸리에 변환의 능력은 무한 수의 의존적 주파수의 사인파들을 합계하고 그 시간 의존적인 파형을 무한 시간 동안 샘플링하는 것을 필요로 한다. 이러한 변환의 일 예가 도 9A에서 도시되어 있는데, 여기서 그래프 g(t)는 반복 시간 의존적 파형(118)을 도시한다. 간단한 사각파가 기본 주파수 f=0에 중심을 둔 변화하는 크기의 주파수의 연속 스펙트럼(119)을 결과한다는 것을 설명하는 그래프 G(f)는 균등한 주파수 도메인 스펙트럼을 도시한다.

물론, 무한 시간 동안 데이터 샘플을 취하고 무한수의 정현파들을 합계하는 것은 모두 이상적인 불가능한 일이다. 그러나, 수학 및 제어 이론에서, 단어 "무한"은 "매우 많은 수"로 번역될 수 있거나 또는 더욱 실질적으로 공학에서는 "분석되는 것과 비교한 큰 수"를 의미한다. 제한된 수의 "불연속" 사인곡선들의 합의 이러한 근사치는 불연속 푸리에 변환 또는 "푸리에 급수"로 나타낸다. 실제적으로, 2 내지 5개의 기간 동안 규칙적으로 반복되는 시간 도메인 파형을 측정하는 것은 변화하는 주파수의 50개 미만의 사인곡선들의 합에 따라 매우 정확히 모방될 수 있다. 또한, 본래의 시간-도메인 파형이 간단한 경우, 규칙적이고 연장된 기간 동안 반복되는 경우, 단지 몇 개의 사인곡선들을 합계하여 적당한 근사치를 얻을 수 있다.

이러한 원리는 신호 크기의 그래프로서 도 9B에 도시되어 있는데, 이 경우 4개의 상이한 경우들에서 시간에 대한 LED 전류가 불연속 푸리에 변환 방법을 이용하여 사각파(117)를 근사하고 있다. 도시된 4개의 경우에 있어서, 변환에서 사용된 정현파 K의 수는 K=1에서 K=49까지 변화한다. 명백히, K=1의 경우, 단일 사인곡선만이 정현파(117)와 막연히 닮았다. 그 변환에서 사용된 변화하는 주파수의 정현파들의 수는 K=5까지 증가하고, 얻어지는 재구성된 파형(121) 및 이의 사각파(117)에 대한 매치(match)는 상당히 개선된다. K=11에서, 파형(121)의 매치는 본래의 파형(117)을 매우 근접하게 추적하지만, K=49에서는, 변환 재구성 및 본래의 파형은 거의 구별될 수 없다.

다음에, 푸리에 분석을 통해, 물리학자는 구성 성분들 및 각각의 성분에 존재하는 에너지의 양을 조사함으로써 임의의 시간 의존적 장치 또는 회로에 무슨 주파수가 존재하는 지를 관찰할 수 있다. 이러한 원리는 150 Hz 사각파를 포함하는 전력 회로에서 전류의 측정된 스펙트럼 성분들을 나타내는 도 9C의 그래프에 예시되어 있다. 최소 데이터로부터 측정 스펙트럼을 즉시 평가하기 위해 FFT 또는 고속 푸리에 변환으로 알려진 실시간 분석 알고리즘을 이용하는 측정 장치를 통해 푸리에 변환을 수행했다. 스파이크(125)로서 도시한 바와 같이, 기본 펄스 주파수는 150 Hz이고 1.2 A의 진폭을 갖는다. 그 기본 주파수는 그 기본 주파수의 3번째, 5번째, 7번째 및 9번째 고조파에 해당하는 450 Hz, 750 Hz, 1050 Hz 및 1350 Hz에서 일련의 고조파들을 동반한다. 9번째 고조파는 낮은 기본 펄스율에도 불구하고 kHz 범위에 속하는 주파수를 갖는다. 또한, 3번째 고조파(126)는 그 장치에서 흐르는 전류의 일부인, 파형의 0.3A 전류를 초래한다. 도시한 바와 같이, 그 회로는 0 Hz의 주파수에서 전류(128)의 2.5A DC 성분을 포함했다. 불변의 DC 성분은 스펙트럼 분포에 기여하지 않고 푸리에 분석에서 무시될 수 있다.

도 9D는 데시벨(dB)로 측정된 신호 진폭에 따른 FFT의 또 다른 예를 도시한다. 도시한 바와 같이, 1 kHz 기본 주파수는 3 kHz에서 상당한 크기의 3번째 고조파(131)를 동반하고, 20 kHz를 넘어서 -30 dB 이상에서 스펙트럼 공헌(132)을 포함한다. 대조로, 도 9E는 250 Hz의 기본 주파수, 75 Hz의 세 번째 고조파(136) 및 3750 Hz의 15 번째 고조파를 갖는 250 Hz 파형의 덜 이상적으로 보이는 FFT 출력을 도시한다. 각각의 유의한 주파수 근처의 로브(lobe)(138) 및 그 주파수의 부정확성은 두 개의 현상이 될 수 있는데, 이는 신호 아마도 그 자체에서의 지터(jitter)에 따른 작고 불충분한 시간 기반 샘플 측정치이거나, 정상 오실로스코프 파형에서는 보이지 않지만 그 파형을 왜곡하지 않는 고주파 고속 과도상태의 존재이다. 이러한 경우에 있어서, 도시한 종래의 실시예에서와 같이, 사각파, 즉 반복 디지털 펄스의 FFT는 기본 주파수의 순전히 홀수의 고조파를 나타낸다.

사각파 또는 디지털 펄스 열(string)의 거동이 도 9F에서 도시된 사각파의 불연속 푸리에 변환 계산에 요약되어 있는데, 이때 기본 주파수(140)는 3번째, 5번째, 7번째..... 19번째 고조파에 해당하는 홀수 고조파(141, 142, 143 . . . 144)만을 동반한다. 기본 주파수 f₁의 모든 짝수 고조파는 에너지가 없으므로, 그의 푸리에 계수가 0이라는 것을 알 수 있다(즉, 짝수 고조파는 존재하지 않는다). 또한, y축이 기본 주파수 및 각각의 고조파 성분의 누적 전류 또는 고조파 성분의 누적 전류 또는 에너지를 나타내는 경우, 전체 전류를 고려하는 것이 처음 20개의 고조파에서 존재하고, 모든 다른 고조파들은 여과 제거되고, 기본 주파수만이 커브(146)로 도시한 바와 같이 전체 전류의 47%만을 나타낸다. 이는 그 전류의 절반 이하만이 원하는 주파수에서 진동한다는 것을 의미한다. 3번째 고조파(141)를 포함하여, 전체 전류는 63%인 반면에, 5번째 및 7번째를 추가하면 그 함유량이 각각 72% 및 79%로 증가한다.

짝수 고조파, 예를 들어, 2번째, 4번째, 6번째, . . . , (2n)번째 고조파는 그의 기존 주파수를 강화하는 경향이 있는 반면에, 홀수 고조파들은 서로 방해(즉, 경쟁)하는 경향이 있다는 것이 잘 알려져 있다. 예를 들어, 오디오 스펙트럼에서, 진공관 증폭기는 사람의 귀에 잘 들리는 소리인 짝수 고조파 왜곡을 생성한다. 다른 한편으로, 바이폴라 트랜지스터는, 쓸모없는 에너지인 따끔하고 불편한 소리를 생성하는 오디오 스펙트럼에서, 서로 방해하는 짝수 고조파를 생성한다. 이들 고조파가 오디오 막, 예를 들어, 스피커 변환기, 마이크로폰 변환기, 또는 사람의 고막을 여기하거나, 이들이 분자 또는 분자들의 그룹을 여기하는 지에 상관없이, 그 결과는 동일하다. 즉, 짝수 고조파의 규칙적인 진동은 그 진동을 강화하는 보강 간섭을 나타내는 반면에, 짝수 고조파들의 경쟁적인 진동은 상쇄 간섭을 나타내는 무작위적이고 심지어는 시간 의존적인 파형을 결과하여, 시스템에서 산만한 비효율적인 에너지 커플링을 생성하고 때때로 심지어는 그 시스템에서 불안정한 조건을 발생한다.

이는 에너지를 흡수하여 일시로 저장한 다음 그 에너지를 동적으로 방출할 수 있는 임의의 물리적 시스템에서의 경우에 해당한다. 그러나, 주파수들의 스펙트럼을 이용하여 여기시킨 이러한 물리적 시스템의 상호작용을 이해하기 위하여는, 진동 거동 및 공명의 개념이 고려되어야 한다. 다음에, 동일한 물리학적 법칙을 따르는 화학적 및 생물학적 시스템의 거동이 더욱 철저하게 고려되어야 한다.

진동 및 공명의 원리

운동 에너지(즉, 운동 에너지) 및 위치 에너지(즉, 저장된 에너지) 모두를 나타낼 수 있는 임의의 물리적 시스템에서는, 진동 거동(oscillatory behavior) 및 공명의 가능성이 존재한다. 진동은 에너지가 하나의 형태의 위치 에너지로부터 또 다른 형태로 반복적으로 이동하는 때 발생한다. 수학적인 예에서, 스프링의 압축 및 팽창은, 그 스프링의 장력이 저장된 에너지를 나타내고 진동하는 도어가 운동 에너지 및 에너지 손실을 초래하는 그의 관련 마찰을 나타내는 진동 시스템을 나타낸다. 유사한 예는 그네에서 진동하는 흔들이 또는 어린이인데. 이 경우 그 그네 각각의 원호(arc)의 선단부에서 멈추고(운동 에너지가 0이고 위치 에너지가 최대인 경우) 그 다음 그 그네가 그의 원호의 바닥부에 도달함에 따라 지면으로 다시 낙하한다(위치 에너지가 최소 값이고 진동의 속도 및 운동 에너지가 최대 값인 경우). 이러한 예에서, 위치 에너지는 중력으로 인해 힘에 저장된다. 바람 및 지진 진동에 민감한 빌딩 및 교량에서 유사한 현상이 발생한다. 각각의 경우, 그 물체는 진동하여 마찰이 에너지의 일부를 제거하고, 그 시스템은 그의 전체 에너지를 잃는다. 그 에너지가 보충되지 않는 경우, 그 시스템은 그의 에너지의 전부를 잃고 진동을 멈춘다.

또한, 진동 거동의 기작은 자기 및 용량형 소자를 구비한 전기 회로에서도 명백한데, 이 경우 에너지는 자기장, 또는 전기장 또는 이들의 몇몇 조합에 저장될 수 있다. 유도 및 용량형 소자의 전류 및 전압은 본래는 위상의 외부에 있고, 전류가 인가되면, 자발적으로 진동하면서, 저장된 에너지가 인덕터로부터 캐패시터로 재분포하거나 반대로 재분포한다. 진동 동안에, 전류가 에너지 저장 소자들 사이에 흐르는 때는 언제나, 그 시스템의 에너지의 일부가 전기 저항의 결과로서 열로서 상실된다.

그러나, 충분히 높은 진동 주파수에서는, 그 전기장 및 자기장은 회로 소자내에 더 이상 포함될 수 없다. 얻어지는 전자기장은 전자기파 또는 EMR로도 알려진 전자기 진행파로서 공간을 통해 전파한다. EMR은 라디오파, 마이크로파, 적외 복사선, 광, 자외선, X-선 또는 감마-선을 포함할 수 있다. 공간에서, EMR은 무한히 진행할 수 있다. 대조로, 물체를 통해 진행하는 임의의 EMR의 경우, 그 파는, 기계적 시스템에서의 마찰로 인한 에너지 손실 또는 전기 회로에서의 저항으로 인한 손실과 유사한 방식으로, 점차적으로 약화되고 그 파가 진행함에 따라 에너지가 손실된다.

진동 거동을 나타낼 수 있는 임의의 시스템에서, 에너지가 그 시스템에 도입되는 타이밍은 그의 공명을 결정한다. 상기 그네의 예에서, 그네가 그의 높이의 정점으로 복귀하기 전에 성인이 그 그네를 미는 경우, 그 미는 힘은 그 그네의 진동 운동에 반대로 작용하고 그의 높이를 감소시켜서 그네가 그의 다음 주기에서 도달하는 최대 높이를 저하시킨다. 그 미는 행위는 그네의 운동을 너무 일찍 저해하거나 방해하고, 상쇄 간섭으로 나타낼 수 있다. 반대로, 그 성인이 그네가 그의 방향을 전환하는 그의 최고 높이에 도달하는 후까지 기다리는 경우, 그 시기에 미는 것은 그네에 에너지를 가하고 진동을 보강하여 그 그네가 그의 다음 진동 주기에서 더욱 높은 높이에 도달하게 한다. 바로 그 적절한 시기에 밀어서 그네의 운동을 보강하는 행위는 보강 간섭이라고 나타낼 수 있다. 미는 것을 바로 그 적절한 순간에 주기적으로 행하는 경우, 그네는 각각의 주기에서 더욱 높이 오를 것이고, 그 적절한 시기에 미는 것의 이점은 그네의 진동으로의 에너지 전달을 최대화한다. 그네는 그의 진동 주파수 근처에서 진동한다고 말한다.

동일한 사실이 전기 시스템에서 확인된다. 시스템 RLC 진동 회로 또는 RLC "탱크"에 있어서, 에너지는 인덕터 L과 캐패시터 C 사이에서 전후로 나아간다(따라서, 물(metaphor of water)은 탱크에서 탱크에서 전후로 나아간다). 그 회로를 구동하는 AC 전압원과 같은 에너지의 진동원이 1/SQRT(LC)의 값에 근접하는 주파수로 진동하는 경우, 그 진동은 그의 최대 크기에 도달하게 되고, AC 전압원에서 탱크 회로에의 에너지 커플링은 최대에 도달한다. 저항 R의 존재는 그 탱크 회로에서 에너지의 손실을 초래한다. 그 공명 주파수보다 높거나 낮은 임의의 여기 주파수가 그 공명 주파수보다 덜 효율적으로 그 회로에 에너지를 커플링시키게 된다.

이러한 거동을 더욱 잘 표현하기 위하여, 상기 진동 탱크 회로를 여기하는 진동 전압원의 주파수는 공명 아래의 낮은 주파수에서 출발하여 스위프(sweep)되고 더욱 높은 값까지 일정하게 증가된다. 매우 낮은 주파수(DC 근처)에서, 그 탱크 회로는 전혀 반응하지 않을 수 있다. 주파수가 상승함에 따라, 에너지가 시스템에 커플링되고, 전류는 인덕터와 캐패시터의 사이에서 진동하기 시작한다. 그 구동 주파수가 계속 증가함에 따라, 여기 및 해당하는 크기의 진동에 대한 탱크의 반응은 처음에는 끊임없이 증가한 다음, 그 공명 주파수에 도달함에 따라 급속히 증가한다. 그 구동 전압원이 회로의 공명 주파수에 도달하는 때, 그 진동은 그의 최고점 및 가장 효율적인 에너지 전달에 도달한다. 그 주파수를 공명을 넘어서 계속 상승시키면, 그 진동의 크기가 감소한다.

위에서 기재한 예는 단일의 공명 주파수를 갖는 시스템을 설명하지만, 종종 시스템은 둘 이상의 에너지 저장 소자, 조건 또는 기작을 포함함으로써, 둘 이상의 자연 공명 주파수를 나타낼 수 있다. 두 개의 공명 주파수를 갖는 시스템의 일 예가 x-축 상의 주파수 f에 따른 y축 상의 진동G(f)의 크기의 도면으로서 도 10의 그래프에서 도시되어 있다. 도시한 바와 같이, 공명 커브(151)는 주파수 f1에서 저주파수 공명 피크(152) 및 주파수 f2에서 제2의 저주파 공명 피크를 포함한다. 도시한 바와 같이, 공명 피크(152)는, 더욱 작은 크기 및 주파수에 대한 더욱 예리한 감도를 나타내는 공명 피크(153)보다 크기가 더 크고 주파수가 더 넓다. 두 공명 피크들 사이의 시스템의 반응의 크기는 결코 0에 도달하지 않으므로, 그 전체 시스템의 에너지 저장 요소들은 그러한 여기 주파수에서 상호적용한다.

따라서, 종래의 분석 방법을 이용하여, 단일 AC 전압원을 저주파수에서 고주파수로 스위핑하면, 주파수 f1에서의 공명 피크(152)에 도달할 때까지 G(f)의 증가에서 출발하여 커브(151)가 추적된 다음, 그 구동 주파수가 f2 및 공명 피크 153(이를 넘어서는 반응이 감소함)에 근접함에 따라 반응이 다시 증가할 때까지 더욱 낮은 크기에서 저하 및 평탄화된다. 많은 경우에 있어서, 물리적 시스템은, 정상 조건하에서는 여기되지 않기 때문에 결코 관찰되지 않는 공명 피크를 포함한다. 이러한 거동의 대표적인 예는, 고정 주파수에서는 바람에는 해롭지않게 흔들리지만 지진에서는 저주파수에서 심하게 공명하여 붕괴하는 빌딩이다. 그래서 임의의 진동 시스템에 있어서, 그 공명 주파수를 모르는 경우, 여기, 특히 의도되지 않은 여기에 대한 시스템의 반응을 분석하는 것이 어렵다.

보다 나쁘긴 하지만, 여기 그 자체를 제공하는 에너지원이 넓고 알려지지 않은 스팩트럼의 주파수를 포함하는 경우, 그 시스템의 반응을 예측, 이해 또는 심지어는 해석하는 것이 어렵다. 이는 다수의 공명 주파수를 갖는 진동 시스템의 ㄷ지털 펄스 여기의 문제점이다. 각각의 디지털 펄스는 기본 주파수 및 고조파 스펙트럼을 발생하기 때문에, 그 여러 가지 주파수는 알려지지 않거나, 불필요하거나 심지어는 유해할 수 있는 고조파를 자극할 수 있다.

다른 경우에 있어서, 몇 개의 특정 공명 주파수를 의도적으로 자극하는 것이 바람직하다. 이러한 경우, 고조파는 주파수의 범위를 커버하고 불필요한 공명을 자극할 수 있기 때문에, 디지털 펄스는 바람직하지 않다. 이상적으로, 이러한 경우, 두 개의 표적 주파수(예를 들어 f1 및 f2)에서 진동을 발생하는 것이 바람직하다. 불운하게도, 고조파의 문제를 무시하더라도, 원하는 주파수에서 또는 그 근처에서 펄스를 발생하기 위한 디지털 펄스의 또 다른 한계는 그 기본 여기 주파수가 본질적으로 단성적(monophonic)이며, 즉, 단일 주파수, 피치(pitch) 또는 노트(note)를 포함한다는 것이다.

예를 들어, 도 11에서 도시한 바와 같이, 시스템이 60 Hz의 디지털 펄스(191)를 연속적으로 발생하는 경우, 본래의 60 Hz 펄스(156)에 동기화된, 120 Hz의 디지털 펄스(155)의 제 2 열을 추가하고, 얻어지는 파형(193)은 60 Hz 성분이 없으면서 120 Hz의 디지털 펄스(157)와 동일하다. 이는 다수의 동기화된 디지털 펄스의 경우에 조차도 최고의 주파수 배수만이 명백하다는 것을 의미한다. 본질적으로, 원하는 주파수에서 또는 그 근처에서 변조된 디지털 펄스를 이용하는 경우, 하나의 단일 기본 주파수를 갖는 회로 또는 에너지 전환 장치(예, 레이저 또는 LED)를 여기하는 것만이 가능하고, 따라서 오늘날의 광치료 장치에서 사용된 디지털 기술 및 방법과 동시에 코드(chord) 또는 다중 주파수를 생성하는 것이 불가능하다.

펄스 광치료의 한계

결론적으로, 푸리에 분석은 광치료 장치에서 사용된 LED 또는 레이저와 같은 전기부하장치의 휘도 및 패턴 주파수를 제어하기 위해 디지털 펄스를 이용하면, 그 에너지 전환 장치를 펄스화하기 위해 사용된 기본 주파수의 것을 넘어서는 주파수들의 스펙트럼이 얻어진다는 것을 나타낸다. 짝수 고조파를 포함하는 얻어지는 고조파 스펙트럼은 에너지를 낭비하고, 전자 회로 또는 에너지 전환 장치(예, 레이저 또는 LED)에서의 조작을 위한 특정의 원하는 주파수를 예리하게 제어 및 전달하기 위한 광치료 장치의 능력을 손상시킬 수 있다.

광치료에 진동 및 공명의 원리를 적용하면, LED 또는 레이저 광의 디지털 변조는 제어되지 않은 방식으로 여러 가지 화학적 및 광생물학적 과정을 자극할 수 있는 넓은 스펙트럼의 주파수들을 결과한다. 치유 과정에서 특정의 화학적 반응을 활성화하는데 필요한 주파수는 정확히 알려져 있지 않기 때문에, 제어되지 않은 스펙트럼의 고조파를 이용하여 조직을 자극하면, 중요한 유익한 주파수의 확인 및 분리 및 치료 효능의 체계적인 개선이 불가능하게 된다.

불충분하게 보고된 시험 조건에서 비롯되는 모호성과 함께, 광치료 실험 동안 광원의 사각파 펄스화(square-wave pulsing)에 기인한 고조파 스펙트럼 오염은, 펄스파 광치료를 최적화하고자 시도하는 공개된 연구에서 관찰 및 보고된 상충하는 결과 및 일관성이 없는 효능의 적어도 부분적인 원인이 되는 제어되지 않은 변수를 나타낸다. 대부분의 광생물학적 과정이 오디오 스펙트럼(즉, 20 kHz 미만)에서 발생한다는 것을 고려하면, 분석 결과는 발생된 불필요한 고조파 스펙트럼은 광생물학적 자극에 민감한 주파수와 더욱 유의하게 중복하고 그 주파수에 영향을 미치기 때문에, 펄스 조작(pulsed operation)에 의한 스펙트럼 오염의 영향은 디지털 펄스 주파수가 낮을수록 더욱 나쁘다는 것을 나타낸다.

예를 들어, 292 Hz 사각파 펄스의 고조파 스펙트럼은 오디오 스펙트럼의 대부분을 오염시키는 반면에, 5 kHz 파형으로부터 발생된 중요한 고조파는, 이러한 급속한 주파수에 반응하기 위한 세포의 능력을 넘어서는 초음파 범위(즉, >20 kHz)에서 발생한다.

이러한 점에 부연하기 위하여, 도 12A는, 치유에 대한 Nogier위 연구에 의해 추천된 바와 같이, 292 Hz의 순수한 음조(tone), 즉 D의 제4 옥타브(또는 D4) 및 심지어는 이러한 주파수의 배수에 대하여 292 Hz 디지털 펄스의 고조파 함유량을 그래프로 대조한다. 순수한 음조를 사용하면, 292 Hz 기본 주파수(161)는 오디오 스펙트럼(163) 내의 D의 다른 고조파 배수, 예를 들어, 584 Hz, 1,168 Hz, 2,336 Hz 및 4,672 Hz의 해당하는 주파수의 D5, D6, D7 및 D8과 배합하면 보강 간섭을 나타내고 에너지 전달을 개선했다. 대신에, 292 Hz의 반복 디지털 펄스(162)는, 그 중 어느 것도 생리학적 연구에 의해 추천된 고조파 주파수와 멀리 조차도 매치하지 않는, 876 Hz, 1,460 Hz, 2,044 Hz, 2,628 Hz, 3,212 Hz, 3,796 Hz, 4,380 Hz 등에서 3번째, 5번째, 7번째, 9번째, 11번째, 13번째, 15 번째... 고조파 주파수를 포함하는 짝수 고조파를 결과한다. 대신에, 292 Hz 디지털 펄스(162)에 의해 발생된 짝수 고조파(164)의 얻어지는 스펙트럼 함유량은 많은 생화학적 과정과 부정적이거나 이롭지 않은 상호작용이 발생할 수 있거나 원하는 광생체조절을 방해하는 경우 오디오 스펙트럼의 많은 것을 오염시킬 수 있다.

디지털 펄스는 불필요한 고조파를 생성하지 않으면서, 펄스 주파수들 모두가 생물학적 과정 및 광생체조절에 균등하게 유의한 영향을 미치는 것은 아니다. 도 12B는 4,672 Hz의 주파수를 갖는 제8 옥타브(171)(즉, D8)의 순수 음조, 및 심지어는 순수 음조 D8의 고조파에 4,672 Hz 디지털 펄스(172) 및 이의 발생된 홀수 고조파(174)를 비교하고 있다. 구체적으로, 제8 옥타브(171)에서 D의 순수 음조는, 대부분의 광생체조절이 발생하는 오디오 범위에서 이러한 주파수의 배수, 즉 9,344 Hz 및 18,688 Hz에서 각각 D9 및 D10을 포함한다. 대조로, 37,376 Hz에서, 노트 D11은, 듣기에는 너무 높고 대부분의 세포 또는 조직의 경우 화학적으로 반응하기에 너무 높은 라인(175)으로 도시한 주파수를 초과하는 음조(note)들의 범위인 초음파 스펙트럼에 속한다. 이러한 그래프의 키 포인트는 4,672 Hz 디지털 펄스(172)가 짝수 고조파(174)의 전체 스펙트럼을 결과한다는 사실에도 불구하고, 오직 단일의 고조파, 즉 14,016 Hz의 3번째 고조파만이, 라인(175)로 나타낸 주파수 미만으로 오디오 스펙트럼에 속한다는 것이다. 다른 고조파들은 모두 대부분의 조직이 유의하게 반응하기에는 주파수가 너무 높다.

결론적으로, 디지털 펄스에서 비롯되는 스펙트럼 오염은 주파수가 낮을수록 더욱 유의적인데, 이는 5 kHz 이상의 펄스율에서는, 발생하는 불필요한 짝수 고조파들의 대부분이 초음파이고, 오디오 고주파 범위를 초과하고, 유익한 광생체조절에 부정적인 영향을 미치기에는 너무 높은 주파수이기 때문이다.

또한, 바람직하지 않은 고조파를 제외하고, 원하는 주파수 범위의 펄스들의 디지털 여기 패턴을 이용하여 레이저 또는 LED들의 어레이를 제어하면, 코드 또는 다수의 주파수들을 동시에 생성하는 것이 불가능하여, 세포, 조직 또는 장기에의 에너지 커플링을 제어 또는 최적화하기 위한 광치료 장치의 능력이 제한된다.

불필요하고 제어되지 않은 고조파, 특히 오디오 스펙트럼(즉, 20 kHz 미만)을 오염시키는 고조파에 의한 스펙트럼 오염이 없이 특정의 원하는 주파수 또는 주파수(코드)들의 그룹을 합성하기 위해 레이저 또는 LED 어레이의 여기 패턴 조작을 제어하기 위한 수단이 필요하다.

고조파 제어를 통한 광생체조절의 개선

광치료(저수준 광치료 또는 LLLT) 동안 광생체조절의 완전한 제어를 제공하기 위하여, 본원에 기재된 개시된 장치는, 불필요한 고조파 또는 스펙트럼 오염이 없이, 연속적이고 시간 의존적인 변조 패턴, 주파수 및 듀티 팩터를 포함하는 사용자가 선택가능한 임의 파형(및 파형들의 서열)을 이용하여 여러 파장의 LED 또는 레이저의 어레이를 체계적으로 구동할 수 있다. 시간 의존적인 파형은 디지털 펄스, 사인곡선, 펄스 사인곡선, 연속 조작, 및 사용자가 정한 파형 및 수학적 함수를 포함한다.

이러한 향상된 제어의 목적은 세포, 조직, 장기 및 생리학적 계에 특이적인 특정의 생리학적 과정의 자연 주파수에 일치하도록 기기 조작을 조절함으로써 치료 효능을 개선함에 있다. 에너지 전달의 시기를 조절하고 그의 주파수 및 변조파를 제어함으로써, 조직 특이성이 향상될 수 있다. 이러한 조작 파라미터들을 확인하기 위하여는, 오늘날의 지식 및 이용가능한 기술 문헌에서 출발하여, 광생체조절의 주파수 의존성의 생화학적 및 세포학적 기원(origin)이 우선 고려되어야 한다.

광생체조절 주파수 의존성의 기원

광생체조절의 주파수 의존성 및 이의 광치료 효능에 대한 영향은 생체 세포, 조직, 장기 및 생리학적 계 내의 물리적 기작과 관련이 있다.

위에서 언급한 논문인 "Effect of Pulsing in Low-Level Light Therapy" (Lasers Surg. Med. 발행, 2010년 8월, volume 42(6), 450-466)에 따르면, 펄스광의 개선된 효과의 생물학적 설명이 있는 경우, 이는 수십 내지 수백 Hz의 범위로 생물학적 계에서 존재하는 일부 기본 주파수에 기인한 것이거나, 또는 수 밀리초의 시간 스케일을 갖는 일부의 생물학적 과정에 기인한 것이다.

상기 논문은 네 개의 뚜렷한 부류의 뇌파, 즉 8 내지 13 Hz의 알파 파, 14 내지 40 Hz의 베타 파, 1 내지 3 Hz의 델타 파, 및 4 내지 7 Hz의 세타 파를 확인하는 뇌전도 연구를 포함하여, 살아 있는 생물체내에서 발생하는 여러 가지 자연 주파수를 언급하고 있다. 이들 다양한 파(wave)는 상이한 상태 또는 수면, 휴식, 명상, 시청 및 인지 정신 활동 동안에 존재하고, 질병, 진탕(concussion) 및 외상성 뇌손상, 및 연령에 의해 영향을 받는다. "광 펄스의 주파수와 뇌파의 주파수의 사이에서 발생하는 공명의 가능성은 펄스 광을 이용한 경두개골(transcranial) LLLT의 결과들중 일부를 설명할 수 있다."

심전도 신호 및 심장 기능의 조절에 관한 유사한 관찰 결과가 다른 저자들에 의해 이루어져 왔다. 일반적으로, 유식기 심박수는 사람의 연령 및 건강 상태에 따라 1 Hz 내지 2 Hz에서 분단 60 내지 100 bpm(beats per minute)으로 발생한다. 내장의 연동 수축은 1 Hz 미만의 주파수에서 발생할 수 있다. 이들 시스템 및 이들의 최적 반응 조건은 간단한 화학적 또는 전기적 반응 속도를 나타내지 ?莩쨉?, 이들은 일반적으로 전기화학적인 그들 자신의 시간 조절에 따라 클럭 시스템(clocked system)으로 작동하기 때문이다. 예를 들어, 전기화학적 과정을 통해, 칼슘이 인간에서 심장의 자연 펄스율을 세팅하는데 긴밀하게 관여한다.

광생체조절 주파수 의존성의 원인이 될 수 있고 세포내에 존재하는 또 다른 완전히 상이한 부류의 기작은 화학 또는 이온성 반응 속도 또는 이온 운반에 관련이 있는 것으로 보인다. Hashmi 등은 "이온 채널의 개방 및 폐쇄를 위한 시간 스케일은 수 밀리초의 정도이다"라고 언급하고 있으며, 그에 언급된 인용문은 미토콘드리아 내의 칼륨 및 칼슘 이온 채널을 포함한 이온 채널에 대한 시간 상수가 0.1 내지 100 밀리초(즉, 100 Hz 내지 10 Hz) 범위이다라고 언급하고 있다. 다른 논문은 근육 세포를 지지하는 지질 이중층 혈장막인 근육형질막(sarcolemma)도 종종 이온 펌프로 작용하므로 광생체조절 주파수 의존성의 원인이 될 수 있다고 제안하고 있다.

세포 수준에서, 광생체조절 주파수 의존성의 원인이 되는 또 다른 기작은 시토크롬 c 옥시다제(CCO)에서 확인된 단백질 결합 부위(환원 헤마틴 또는 구리)로부터 질소 산화물(NO)의 광해리(photodissociation)이다. CCO는 네거티브 피드백 및 NO 조절을 제공하는 NO 포착 분자로서 작용한다. 도 2를 참조하여 위에서 기재한 바와 같이, 광생체조절의 존재하에서, NO는, 아마도 질병이 있거나 손상이 있는 조직의 부위에서만 광치료를 받는 경우에 발생된다. 펄스 광치료의 관찰된 이점은 펄스 광이 다중 광해리 상태를 유발할 수 있기 때문에 발생하는 것으로 추측되지만, 연속파(CW) 모드의 경우, NO의 방출은 더욱 낮은 고정 속도에서 안정화되어, NO 방출이 카운터(NO 재부착 반응)와 균형을 이루기 때문에 발생한다.

도 13은 광생체조절의 물리적 기작을 개략적으로 요약한다. 도시한 바와 같이, 광자(190)는 분자(191)에 흡수되어 그와 상호작용하여 새로운 결합을 만들거나 파괴한다. 그 충돌 광의 에너지는 아인슈타인 관계식 E=hc/λ 또는 편의상 관계식 E=1.24 eV-㎛/λ(여기서, λ는 ㎛로 측정됨)로 표시된 바와 같이 그의 파장에 의존한다. 650 nm 적생광의 경우 광자당 E=1.91 eV이지만 950 nm NIR 광의 경우 E=1.31 eV이다. 수소, 이온 및 대부분의 공유 결합을 포함한 대부분의 화학적 결합은 결합 에너지가 0.2 eV 내지 10 eV 의 범위이지만, 광자의 에너지로부터 화학적 결합의 생성 또는 파괴는, 분자 및 특히 결정은 집합적으로 작용하는 많른 결합을 갖는 원자들의 그룹을 포함한다는 사실 때문에 복잡하게 되므로, 단일 결합을 파괴하는 것이 반드시 결합 변환을 유도하지는 않는다는 것을 알 수 있다. 또한, 반응에 따라, 에너지의 다중 소스들 및 효소는 광자가 화학적 변환을 유도하는 것을 도울 수 있다. 예를 들어, 단일 ATP 분자는 0.6 eV까지의 에너지를 방출함으로써, 광화학적 반응을 단독으로 또는 집합적으로 촉진할 수 있다.

분자(191)의 광생체조절의 결과는 몇몇 기작들 중 하나, 즉, 전기 전도(192), 화학적 변환(193), 이온 전도(194) 또는 열적 진동(195)에서 명백히 나타날 수 있다. 이온화 동안 자유 전자(192)의 방출은 광생체조절의 순전히 전기적인 성분을 설명한다. 시간 상수인 τ_e에 따라 발생하는 전자 운반은 비교적 빠르고, kHz 내지 수십 kHz의 자극에 반응할 수 있다. 전자 방출 및 전자 운반을 통해 전자 전도를 유도하는 광생체조절은 생제광전기적 전도(biophotoelectric conduction)로 나타낼 수 있다.

각각의 시간 상수인 τ_c 및 τ_Q를 갖는 이온 전기적 전도와 함께 화학적 전이(193)는 더욱 느려서, 10 Hz 내지 1 kHz 범위에서 광생체조절에 반응한다. 화학적 과정은 복잡하기 때문에, 그의 화학적 반응성 및 그의 저장된 위치 에너지(PE)의 해당하는 변화와 함께 영향받은 분자(198)의 구조적 변화를 동반한다. 이온성 과정(194)은 단순한 전자(192) 전도보다 유의하게 느린데, 이는 전도 이온(197)은 종종 확산(농도 구배 dN_q/dx에 의해 구동) 또는 전기적 전도(세포내 및 세포간 전기장 유도 힘에 의해 구동)에 의해 전도되는 거대 분자이기 때문이며, 상기 전기장은 공간적으로 불균일하게 분포된 이온의 결과로서 존재한다. 이온 운반을 통해 전기적 전도를 유도하는 광생채조절은 생체과이온 전도(biophotoionic conduction)라고 나태낼 수 있다. 마찬가지로, 분자의 구조적 변환을 유도하는 광생체조절은 생체광화학적 변환(biophotochemical transformation)이라고 나타낼 수 있다.

다른 기작인 열적 진동(195)은 고전적인 운동 에너지이거나 양자와 광자 전도에 의한 것인 열의 확산이므로, 분자(196)는 에너지가 광자-여기된 분자를 떠나서 그의 주변으로 열적으로 확산함에 따라 그의 주변과 비교하여 증가된 수준에서 진동한다. 조직을 통해 확산하는 진동인 일시적인 열적 효과는 1 내지 10 Hz의 속도에서 일어날 수 있는 반면, 정상 상태 전도는 안정화(즉 서브-Hz 주파수에 반응)하는데 수분이 걸릴 수 있다. 열적 진동은 광생체조절의 또 다른 중요한 기작인데, 열적 여기(thermal excitation)는 상호작용하는 이온 및 분자들을 서로 빈번하고 급속하게 충돌시킴으로써 반응 속도를 증가시키기 때문이며, 상기 분자는 용액내 교반하는 반응 화합물들의 분자 버젼(molecular version)이다. 분자들 사이의 확산을 유도하는 광생체조절은 "생체광화학적" 전도 또는 열적 진동이라고 나타낼 수 있다.

주파수 의존적인 광생체조절은 유입되는 광자의 변조 또는 펄스 주파수와 상호작용하는 물리적 과정의 결과이다. 디지털 펄스 속도 또는 광 변조 주파수가 이에 반응하기위한 물리적 과정의 능력보다 더욱 빠른 경우 과도한 자극이 일어난다. 이러한 경우에 있어서, 그 반응은 세포 또는 분자가 단순히 자극 상태로 유지될 수 없기 때문에 감소된다. 이러한 경우는 그 진입부의 미터링 라이트가 더욱더 많은 차량들이 움직일 수 없을 때까지 막히는 것을 나타내는 고속도로의 경우와 유사하다. 디지털 펄스 속도 또는 광 변조 주파수가 이를 흡수하기 위한 세포의 능력보다 아주 더 느려서 광생체조절이 거의 일어나지 않는 경우 불충분한 자극(understimulation)이 일어난다. 이러한 상태는 그의 미터링 라이트(metering light)가 고속도로에의 진입을 거의 허용하지 않는 고속도로와 유사하다. 광생체조절 주파수가 시스템의 자연 반응 주파수에 매치하는 경우에만, 최적의 결과 및 효율적인 에너지 전달이 얻어진다. 예를 들어, 고속도로 상의 미터링 라이트가 정확하게 타이밍되는 경우, 최적 수의 차량이 고속도로를 채우게 되고 교통 체증이 없이 그의 예정지를 향해 순조롭게 이동하게 된다.

상세히 기재한 바와 같이, 너무 낮은 주파수에서의 불충분한 자극 및 너무 높은 주파수에서의 과도한 자극은 감소된 광생체조절 반응을 결과하고, 최적 펄스 속도 및 여기 주파수에서만이 광생체조절 반응 및 광치료 효능이 최대화될 수 있다. 특정의 주파수에서 발생하는 이러한 최대 반응 상태는 도 10의 공명 커브와 매우 유사한 것으로 보이는데, 특히 이전의 분석 결과는 다수의 세포 상수가 임의의 세포, 조직 또는 장기에 존재하여 특정의 전기적, 이온, 화학적 및 열적 기작을 유도하도록 최적화되기 때문이다.

따라서, 여러 가지 최대 반응 조건은, 그 기작이 위에서 기재한 진정한 공명 시스템에서와 같이 에너지 저장 및 타이밍된 방출을 동반하지 않더라고, 생체공명(bioresonance)이라고 나타낼 수 있다. 자극될 수 있으면서, 스펙트럼 오염이 없도록 선택되는 이들 공명 주파수는, 특히 상쇄 간섭 및 효능 손실을 유발하는 주파수의 불충분한 발생을 회피하는데 있어서 중요하다. 또한, 오늘날의 디지털 폴스 기반 광치료 장치를 이용하여 다수의 생체공명 기작을 동시에 유발하는 것은 불가능하다. 본원에 기재한 개시된 새로운 전자 구동 장치는 현재 이용가능하지 않거나 종래 기술에서 제안되지도 않은 것으로, 광치료를 위한 LED 또는 레이저 광의 정현파 구동 및 임의 파형 합성을 실현하는 본 발명의 장치 및 새로운 방법을 포함한다.

광치료를 위한 파형 합성 시스템

조절된 주파수 및 고조파를 이용하여 LED 및 레이저 다이오드를 구동하는데 있어서의 핵심 요소는 그 장치의 파형, 패턴 및 구동 조건을 발생하는데 사용된 회로 및 알고리즘이다. 하기의 설명은 직렬로 연결된 LED들의 다수의 열들의 어레이를 구동하기 위한 수단을 기재하지만, 하나 이상의 반도체 레이저를 구동하기 위해 동일한 회로가 사용될 수 있다.

LED의 광 출력은 그의 전류에 의존하고 그의 휘도는 전도 동안 LED를 가로질러 존재하는 순방향 전압에 불충분한 관련이 있기 때문에, 일정한 전력 구동보다는 제어된 일정한 소스(전류 싱크)를 사용하는 것이 바람직하다. 예를 들어, LED들의 직렬 연결된 열에 직렬 레지스터(series resistor)를 통해 전압이 인가되는 경우, LED 전류 I_LED는 모든 LED들의 전체 순방향 전압 강하 V_f에 따라 불가피하게 변화한다. 전원 전압 +V_LED가 LED 열의 순방향 전압 강하 V_f보다 높은 경우, 즉, +V_LED>V_f인 경우, LED 전류 I_LED는, LED 전압의 임의의 변화가 LED 전류를 변화시켜서 LED 휘도를 변화시킨다는 것을 나타내는 관계식 I_LED=(+V_LED-V_f)/R에 의해 표시된다. LED 전압은 정확히 제어 또는 매치될 수 없기 때문에, 각각의 LED 열이 매치된 전체 전압을 갖는 분류된 LED를 포함하지 않는 경우, 임의의 LED 열은 그 다음의 것보다 항상 밝을 것이다.

도 14는 직렬 연결된 LED들(205)을 통과하는 전류를 제어하는 전류 싱크의 두 개의 균등한 도(200a 및 200b)를 도시한다. 개략도(200a)에서, 전류 싱크(201a)는 LED 열(205a)에서 소정의 전류 I_LEDa를 유지하도록 디자인된 이상적인 전류 제어 장치를 나타낸다. 도시한 바와 같이, LED 열(205a)은 "m"개의 양극/음극 직렬 연결된 LED들을 포함하는데, 여기서 m은 수학적 변수로서, 영어 알파벳의 13번째 문자를 의미하는 것이 아니다. 그 개략적 요소(199a)는 전류 I_LEDa의 값을 감지하는 것으로부터 피드백을 나타내고, 전류 싱크(201a)를 가로지르는 전압이 변화하는 경우에도 피드백을 이용하여 전류가 일정하게 유지되도록 한다.

전도 시, LED 전류 I_LEDa의 값은 저전압 전류원(202a)에 의해 설정된 아날로그 입력 전류 αI_ref에 비례한다. 전류 싱크(201a)가 전도성이 없는 경우, 즉, 전류 싱크(202a)가 인에이블하지 않은 경우, LED를 가로지르는 전압은 최소가 되고, 전류 싱크(201a)를 가로질러 지지되는 전압은, 대표적으로 3V 내지 5V인 +V_logic의 더욱 낮은 값과 비교하여 비교적 높은 전압(예, 40V)인 값 +V_LED에 근접한다. 전류 싱크(201a)는, 디지털 합성기(203a)에 연결된 그의 인에이블 핀("Enable")을 통해 디지털로 토글(toggle) 온 또는 오프, 즉 전도성 또는 비전도성이 될 수 있다. 아래 첨자"a"는 LED 패드 내의 LED 들의 별개의 직렬 연결된 열들을 구동하는 하나 또는 다수의 채널을 나타낸다. LED 패드는 LED들의 많은 독립적으로 제어되는 열들, 즉, LED 출력 채널 a, b, c, . . . , n을 포함할 수 있는데, 여기서 "n"은 채널들의 수를 나타내는 수학적인 변수로서, 영어 알파벳의 14번째 문자를 의미하는 것이 아니다.

개략적 회로(200b)에서, "m"개의 LED들의 직렬 연결은 그 장치 내에 "m"의 수를 갖고 LED를 가로질러 전압 +V_fa를 갖는 단일 LED로 대체될 수 있다. 도시한 바와 같이, 전류 싱크(201a)는 고전압 MOSFET(216a)의 게이트를 구동하는 MOSFET 구동기(215a)를 포함하는 아날로그 피드백 회로를 추가로 포함한다. 작동 시, MOSFET 구동기(215a)는 전류 싱크 MOSFET(216a)의 게이트에 전압을 제공하여, 전류 I_LEDa가 MOSFET 구동기(215a)를 구비한 감지 회로를 통해 접지로 흐르도록 한다. 이러한 전류는 저전압 전류원(202a)에 의해 설정된 다수의 아날로그 입력 전류 αI_ref와 비교되고, 전류 싱크 MOSFET(216a) 상의 게이트 전압은, 전류 αI_ref 및 I_LEDa 가 매치되고 I_LEDa가 원하는 값에 도달할 때까지 MOSFET 구동기(215a)내의 회로에 의해 자동으로 조절된다. 그의 아날로그 밀폐 루프 회로 때문에, MOSFET 구동기(215a)로부터의 피드백은 거의 순간적이므로, 전류원(202a)으로부터 입력된 기준 전류의 프로그램된 변화 및 전압의 변화에 따라 동적으로 조절한다.

전류원(202a)으로부터의 기준 전류 αI_ref는, 고정되거나, 시간 의존적이거나 조절될 수 있는 기준 전압 및 직렬 레지스터(정확한 전압을 정확한 기준 전류로 전환하도록 트리밍된)에 의해 구현될 수 있다. 정확한 전류원은 고정값의 Zener 다이오드 또는 밴드갭 전압, 전압 제어 발진기(VCO), 또는 디지털/아날로그 컨버터(DAC)를 포함하여, 전류원(202a)으로부터 출력된 아날로그 전류값의 디지털 제어를 촉진할 수 있다. 디지털 합성기(203a)로부터의 디지털 펄스 출력은 카운터 및 클럭 회로를 통해, 또는 프로그램가능한 논리 어레이(PLA)를 통해 또는 펌웨어 또는 소프트웨어 지시를 실행하는 마이크로프로세서를 통해 구현될 수 있다.

상기 언급된 회로의 몇몇의 실시예들이 위에서 언급한 미국 출원 제 14/073,371호에서 기재되어 있다. 다른 예시적이고 새로운 아날로그, 디지털 및 혼합 모드 회로들이 본 출원에 포함된다.

도 15는 상기 기재된 구동 회로를 통해 합성될 수 있는 여러 가지 파형을 도시한다. 도시한 바와 같이, 그래프(40a)는 디지털 합성기(203a)로부터 출력된 디지털 인에이블 신호, 및 신호원(202a)로부터 출력된 기준 전류 αI_ref를 포함하는 전류 싱크(201a)의 입력 파형을 예시한다. 그래프(240b)는 동일한 시간 기준 t₁, t₂ 등을 갖는 얻어지는 LED 전류 전도 파형을 도시하고, 그래프(20a)는 용이한 비교를 위해 포함된다. 그 발생된 파형들은 광치료 시스템에서 바람직하지 않은 고조파를 회피하기 위한 임의의 특정의 조작 조건을 의미하기 위한 것이 아니라, 디지털 펄스화와 아날로그 전류 제어의 조합이 LED 여기의 거의 무한한 제어를 제공한다는 것을 그저 예시하기 위한 예이다.

그래프(240a)에서 도시한 바와 같이, 디지털 인에이블(Enable) 신호는 선분(241 내지 245)을 포함하고, 기준 전극 αI_ref은 커브(251 내지 258)를 포함한다. 그래프(240b)에서의 LED 전류의 해당하는 출력에 있어서, 일시적인 LED 전류가 커브(260 내지 269)에 의해 예시되고, 적용가능한 경우 평균 LED 전류가 선분(271 내지 275)으로 도시한 파선에 의해 나타내어 진다.

LED 여기의 아날로그와 디지털 제어의 상호작용을 이해하기 위하여, 각각의 해당하는 시간 간격을 이용하여 두 그래프를 비교하기로 한다. 구체적으로, 시간 t₁ 이전에, 인에이블 신호(241)은 논리상 0이고, 기준 전류(251)는 공칭 값 αI_ref, 예를 들어 20 mA의 I_LEDa 출력 전류에 해당하는 출력 전류에서 바이어스된다. 디지털 인에이블 신호(241)이 논리상 0이기 때문에, LED 전류(260)는 0이고, LED들의 열은 기준 전류 αI_ref의 값이 0이 아님에도 불구하고 오프 상태로 유지된다.

시간 t₁ 및 t₂ 사이에서, 디지털 인에이블 신호(242)가 논리상 0 상태에서 논리상 1 상태로 점프하면서 기준전류(251)의 값이 αI_ref의 값, 예를 들어 20 mA 내지 30 mA에서 바이어스 상태로 유지된다. 그 결과, LED 전류(261)는 기준 전류(251)의 값으로 점프한다. 시간 t₁에서 LED 전도의 오프/온 전이는 아날로그 전류 싱크를 디지털로 "토글링(toggling) 하는 효과를 나타낸다.

디지털 인에이블 신호(242)가 유지되면서, 시간 t₂에서는, 기준전류(252)의 아날로그 크기 αI_ref가 더욱 높은 값으로 점프한 다음, 그의 본래의 값(251)과 동일한 값(253)에 최종 고정될 때까지 특이적이지만 사용자에 의해 설정가능한 방식으로 감소한다. 마찬가지로, LED 전류(262)는 기준 전류를 추적하여, 20 mA로부터 더욱 높은 값(예, 27 mA)로 점프한 다음, LED 전류(263)로 나타낸 바와 같이, time t₃에서 20 mA로 다시 고정된다. LED 전류(262 및 263)의 출력 파형은 그 기준 전류가 디지털 펄스화 없이 LED 전류 및 휘도의 아날로그 제어를 촉진하기 위해 사용될 수 있다는 것을 나타낸다.

시간 t₄에서는, 커브(254)로 도시한 바와 같이, 기준 전류가, 0이 아닌 평균 DC값에 놓여진 조절된 작은 신호 진동을 개시한다. 기준 전류의 변화는 작은 신호로 간주될 수 있는데, 그 진동의 진폭은 전류 αI_ref의 평균값과 비교하여 작기 때문이다. 대칭적 진동으로서, 평균 전류는 진동이 개시되기 이전에 존재하는 기준 전류의 DC 값(곡선 253으로 도시함)으로부터 변화되지 않은 상태로 유지된다. 임의의 진동 주파수가 가능한 것으로 판단될 수 있지만, 실제적인 고려사항 및 광치료에서 진동 파형의 값은 그 작동 주파수가 20 kHz 이하이어야 한다는 암시한다. 시간 t4에서 시작하여 그래프(240b)에서 커브(264)로 나타낸 바와 같이, 해당하는 LED 전류는 커브(254)에 의해 도시한 기준 전류를 추적하여, 20 mA의 평균 전류값(파선(271))을 갖고 평균 LED 전류 근처에서 소정 정도(예, ±1 mA)만큼 대칭적으로 변화한다. 이는 피크/피크 값이 19 mA 내지 21 mA 이면서 LED 전류가 정현파적으로 변화한다는 것을 의미한다.

At 시간 t₅에서는, 커브(255)로 도시한 바와 같이, 이전의 간격 t₄ 내지 t₅ 동안 기준 전류의 작은 신호 진동이 커브(255)로 도시한 바와 같이 큰 신호 진동으로 성장하여 이전의 간격과 동일한 주파수를 갖는다. 도시된 예에서는, 최소 기준 전류 αI_ref가 0(또는 거의 0)에 도달하면서, 최고 기준 전류는 그 평균 값의 두 배, 즉, 커브(2530으로 나타낸 기준 전류의 값의 두 배에 도달한다. 위와 같이, 디지털 인에이블 신호(선분(242))의 값은 논리상 0의 상태로 유지되기 때문에, 그 LED 전류(커브(265))는 주파수 및 파형이 기준 전류(커브(255)의 배수인 값을 추적하여, 20 mA의 평균 LED 전류(파선(271))를 가지면서 거의 ±20 mA의 평균 피크/피크 진동을 가지므로, LED 전류는 20 mA의 평균값을 가지면서 0 mA에서 40 mA로 정현파적으로 변화한다는 것을 알 수 있다.

시간 t₆부터, 동일한 발진 동작 조건은 곡선(255)에 의해 표시되는 기준 전류의 진동 주파수 것을 제외하고 간격 t₅-t₆ 에서 존재하고 또한 기준 전류에 대한 곡선(265)과 대응하는 LED 전류에 대한 곡선(266)으로 나타낸 바와 같이, 곡선(265)로 표시되는 대응하는 LED 전류가 의도적으로 낮은 발진 주파수로 감소되며, 출력은 곡선(264 및 265)로 표시된 발진 LED 전류들에 대해 이전에 발생된 것과 동일한 평균인, 20mA의 평균 LED 전류(71)를 유지한다.

시간 t₇에서, 디지털 인에이블(digital enable) 신호와 기준 전류(

)의 역할이 반전되어, 기준 전류의 값이 어떤 공칭 값(선분(257)로 표시)에서 일정하게 되고 그리고 디지털 인에이블 신호는 펄스 동작을 시작한다. 구체적으로 시간 t₇에서, 디지털 인에이블 신호(곡선 (243)로 도시)는 1/T₁의 디지털 클럭 주파수에서 펄싱하는, 50% 듀티 팩터(duty factor)로 펄스 동작을 개시하고, 여기서 T₁은 반복되는 각 싸이클의 주기이다. 시간 t₈에서 곡선(244)으로 나타낸 바와 같이, 주기 T₁ 및 대응하는 펄스 주파수는 이전과 동일하게 유지되는 동안에 디지털 인에이블 신호의 펄스 시작 시간(the pulse on-time)은 증가한다. 따라서, 곡선(267)로 표시되는, 50% 듀티 계수에서 LED 전류의 20mA 펄스는 곡선(268)에 의해 표현되는 75% 듀티 팩터에서 LED 전류가 된다. 이 동작모드는 고정 주파수 PWM 또는 펄스 폭 변조 동작을 포함하고, 시간 t₈에서, 평균 LED 전류는 20mA의 50%, 즉, 10mA 평균 LED 전류(파선(272)로 표시)에서부터 20mA의 75% 또는 15mA 평균 LED 전류(파선(273)으로 표시)까지 변한다.

시간 t₉에서, 상기 기준 전류의 값은 변하지 않는 한편(곡선 257), 디지털 인에이블 신호의 펄스들의 주기는 곡선(245)으로 도시한 바와 같이, 펄스 시작 시간이 증가하듯이, 값 T₂로 증가한다. 도시된 바와 같이, 전체 주기 T₂로 나뉘어지는듀티 팩터, 곡선(245)로 표시되는 디지털 인에이블 신호의 펄스 시작 시간 또한 증가하여, (파선(274)로 나타낸) 높은 평균값을 가지는 LED 전류가 되고, 이는 듀티 팩터가 90%까지 증가하는 것에 대응한다. 시간 t₇ 내지 t₉ 간의 간격 동안에 1/T₁ 에서 낮은 동작 주파수 1/T₂ 까지 동작 주파수의 감소는 가변 주파수 PWM 동작의 예이고, 또한 PWM 듀티 팩터가 디지털 펄스 주파수와는 무관하게 변할 수 있다는 것을 명확히 한다.

도 15에 도시된 최종 파형에서, 시간 t₁₀에서 기준 전류의 값은 (곡선(257)에서부터 곡선(258)까지 변환으로 표시되는) 높은 값으로 증가하는 한편, 디지털 인에이블 신호의 파형은 이전 간격 t₉-t₁₀에서 이루어졌던 것과 동일하게 남는다. 결과는, 곡선(269)에서 곡선(270)의 까지의 변화에 의해 도시된 바와 같이, LED 출력전류의 순간값이 증가하고 또한 파선(274)에서부터 파선(275)까지 변화로 도시한 바와 같이, 평균 LED 전류 또한 증가한다. 평균 및 순간 LED 휘도(brightness)를 증가시킴에도 불구하고, LED 전류의 듀티 팩터와 펄스 주파수는 시간 간격 t₉-t₁₀에서 대응하는 값들로부터 변경되지 않은 채로 남는다.

결론적으로, LED 전류의 순간 및 시간 평균값이 기준 전류의 아날로그 제어, 도 14에 도시된 전류 싱크(current sink) 개략도의 인에이블 신호의 디지털 펄스 제어와 기준 전류의 아날로그 제어를 사용하는 다수의 유연한 방식으로 제어될 수 있다. 전류 싱크(215a), 기준 전류원 (202a) 및 디지털 합성기(203a)를 구현하는 것은 다양한 방법으로 달성될 수 있다. 이들 회로의 실제 구현은 멀티채널 시스템에서 정확성, 재현성 및 확장성 문제를 해결해야 하여야만 한다. 이러한 회로는 크게 두 가지 범주로 나눌 수 있다 - 아날로그 LED 제어 및 디지털 합성.

아날로그 LED 전류 제어

도 14를 다시 참조하면, LED 전류(

)를 제어하는 것은 정밀한 기준 전류(202a)를 구현하는 것뿐만 아니라 MOSFET 구동기(215a) 내에서 센서와 LED 구동회로를 구현하기 위해 아날로그 제어를 필요로 한다.

전류 싱크(201a)는 LED 전류(

)를 제어하도록 바이어스되는 고압 MOSFET(216a)와, 그리고 LED 전류(

)를 감지하여 LED 전류(

)를 원하는 기준 전류(

)와 비교하고 또한 전류(

)가 기준 전류(202a)의 규정된 스칼라 배(scalr multiple)에 부합할 때까지 고압 MOSFET(216a) 상의 게이트 전압(gate voltate)을 동적으로 조정하는 MOSFET 구동기(215a)를 포함한다. 문턱전압(threshold voltage)과 게이트 산화물 두께와 같은, 그의 상호 콘덕턴스(transconductance)와 채널-채널 부합(channel-to-channel matching)에 영향을 주는 고압 MOSFET(216a)에서 소정의 제조 편차들을 조정하기 위하여 측정과 피드백은 반드시 폐루프 방식으로 동작하여야 한다.

기준 전류(

)가 제어된 전류로서 개략적으로 도시되었지만, 도 16a에 도시된 바와 같이, 다수의 채널들에 걸쳐 정밀한 전류를 분배하는 것은, 전류원(206)으로부터 전체 전류(

)가 MOSFET 구동기(215a 내지 215n)에 대한 입력들 중에 균일하게 필연적으로 분배되지 않게 되기 때문에 문제점이 있다. 도 16b에 개념적으로 도시한 바와 같이, 이 문제에 대한 해결책은, 각 채널에 전류보다는 전압(

)을 분배하고 또한 각 채널에서 상호 콘덕턴스 증폭기(208a, 208b, ... 208n)를 사용하여 이 전압을 동일한 전류로 변환시키기 위하여 기준 전압원(207)을 채용하는 것이다. 예컨대, 상호 콘덕턴스 증폭기(208a)는

를 MOSFET(215a)에 공급되는 전류(

)로 변환하고, 상호 콘덕턴스 증폭기(208b)는 동일한

를 MOSFET(215b)에 공급되는 전류(

)로 변환한다.

그러나 실제로는, 상기 전압 변환 기능은 MOSFET 구동기 회로의 내부에서 수행될 수 있기 때문에, 상호 콘덕턴스 증폭기의 N 채널들을 사용하는 것이 불필요하다. 예를 들어, 도 16c에 도시된 바와 같이, 기준 전압원(207)으로부터 와서 MOSFET 구동기(215a)에 공급되는 전류(

)는 바이어스 저항(212)과 트림(trim) 저항(213a 내지 213x)의 병렬망을 통해 전류 미러(current mirror) MOSFET(210)를 바이어스하는데 사용된다. 문자 "x"는 수학적 변수를 나타내지, 영어 알파벳의 24번째 문자를 의미하지는 않는다. MOSFET(210)의 게이트는 자신의 드레인에 연결되기 때문에, 즉 MOSFET(210)는 "문턱전압 연결되기" 때문에, MOSFET(210)의 게이트 전압은 직렬 저항(212) 및 저항들(213a 내지 213g)을 포함하는 병렬 트림망(220)에 의해 설정된 것과 같은 원하는 기준 전류(

)를 전도하기에 충분한 전압(

)에 스스로 자연스럽게 바이어스되게 된다. MOSFET(210)과 병렬 조합 또는 저항(212) 및 트림망(220)은 전압 분배기를 형성하고, 여기서 미러 MOSFET(210) 양단의 전압,

, 여기서

. 저항망(220)의 저항값을 변경함으로써,

은 MOSFET(210) 상에 그의 드레인 전류와 일치하는 게이트 전압(

)을 생성하도록 스스로 조정하는데, 그 게이트와 드레인이 연결되기 때문이다. 즉,

. MOSFET(210)의 게이트 전압(

)은 그의 문턱전압보다 약간 크기 때문에, "문턱전압 연결된다(thresold connected)".

이 동일한 게이트 전압(

)은 동일한 게이트 구동 조건에 더 큰 MOSFET(211)를 바이어스하여, 전류 미러 MOSFET(210 및 211)를 통한 공칭 동작 전류의 비는 전류 미러 MOSFET(210 및 211)의 게이트 폭의 비율과 동일하게 된다. 예컨대, 기준 전류(

)가 공칭적으로 2㎂에 설정되고 또한

가 20mA가 되게 된다면, MOSFET들(210 및 211) 간의 크기 비율은 20mA/2㎂=10,000이 되게 선택되어야만 하는데, 이는 전류 미러 MOSFET(211)의 게이트 폭은 MOSFET(210)의 게이트 폭보다 10,000배 커야한다는 것을 의미한다. 그들의 공통 게이트 바이어스 및 고정된 크기 비율 때문에, 전류 미러 MOSFET(211)가 20mA를 전도하는 경우에만 자신의 드레인 - 소스 전압(

)이

와 동일하게 될 것이다. LED 열(205a)의 조명 동안, 안정된 전압 이득(Av)을 가지는 폐루프에서 바이어스되는 차동증폭기(214)는,

와

간의 차이를 0으로 구동할 때까지, 즉

-

=0 가 될 때까지, 게이트 전압(

)으로 고압 MOSFET(216a)의 게이트를 구동한다. 이 방법에서, 기준 전류(

)는 MOSFET(211)에서 "미러"되고, LED가 공급 전압(

)가 변한다 하더라도, 제어되고 또한 일정한 전류가 LED 열(205a)에 흐른다.

제조 과정에서, 고정 저항(212)과 병렬인 저항망(220)은 정확한 출력전류를 생성하기 위해 기능적으로 트림되어, 저항(212)의 저항값(

)에서 또는 MOSFET(210)의 MOSFET 상호 콘덕턴스로부터 오는 가변성의 영향을 제거한다. 도시된 예에서,

의 측정된 값이 그 목표값에 도달할 때까지 전류(

)를 측정하고 그리고 퓨즈 링크(fuse links)를 블로우잉(blowing) 함으로써 트리밍이 수행된다. 증폭기(214)가 MOSFET(216a)의 게이트 전압(따라서 전류

)을 제어하고 또한 MOSFET들(210 및 211)의 크기가 동일하다고 가정하였기 때문에,

와

가 동일하게 되면

와

간의 차이는 0으로 구동된다. MOSFET(211)의 게이트 폭이 MOSFET(210) 폭보다 크다면, 에러전압이 0이 될 때, LED 전류(

)는 MOSFET들의 폭 비율만큼 기준 전류(

)만큼 커지게 된다.

예컨대, 초기 제조 후 또한 저항망(220)의 모든 저항들이 저항(212)과 병렬로 전기적으로 연결되는 때를 트리밍하기 바로 직전에, 저항망(212)의 총 저항은 그의 최소값에 있고,

는 그의 목표 값보다 높고, 그리고

의 값은 너무 높게 된다. 예컨대 22mA(20mA의 목표 값보다 10% 위). 집적 회로 상에(또는 인쇄 회로 기판 상에), 프로브들(probes)은 공통 금속 트림 패드(221)와 모든 특정 저항 트림 패드(222)에 전기적으로 접속된다. 명확성을 위하여, 단지 트림 저항(213b)과 직렬인 트림 패드(222b)만이 표시된다. 그런 다음, 공통 트림 패드(222)와 특정 채널의 트림 패트, 예컨대 트림 패드(222b) 간에 테스터에 의해 고전류가 인가되어, 트림 저항(213b)과 직렬인 금속 퓨즈 링크(223b)의 얇은 부분이 녹아 전기적 개방회로(open circuit)가 되어, 트림망(220)으로부터 저항(213b)을 단절한다. 적은 병렬 저항으로, 총 저항이 증가하고, 기준 전류의 값이 떨어지고, 그리고 LED 열(205a)에서 LED 전류는 고정된 양만큼 감소한다.

적절한 수의 금속 퓨즈 링크가 전류(

)의 목표 값을 생성하기 위해 파괴될 때까지 이 방법과 링크 파괴(블로우잉) 프로세서가 반복된다. 만일 모든 퓨즈 링크들이 모두 파괴되는 경우, MOSFET(210)와 직렬인 저항은 그의 최대값(

)으로 증가하고, 저항(212)의 저항과 기준 전류(

)는 그의 최소값에 도달하게 된다. 만일 전류가 목표 값 위에 여전히 있다면, 이 특정 집적 회로는 수율을 낮추는 결함과 생산 비용의 증가로 거절될 것이다. 이와 같이, 저항망(220)에서 사용되는 저항값들(

)들은 집적 회로 제조에서 정상적인 확률적 가변성을 수용하도록 조심스럽게 선택되어야만 한다. 퓨즈 링크(223b)의 개략도가 도 16c의 개략도에 도시된 도체의 나머지 부분보다 얇은 선으로 도시되어 있다는 것을 알아야 한다.

또한, 단극 쌍투(single-pole double-throw) 스위치(217)는 MOSFET 드라이버(215a) 내 디지털 인에이블 기능을 설명하기 위해 도시된다. MOSFET(216a)가 전도되고 또한 LED 열(205a)이 조명되면, 디지털 게이트 버퍼(218)에 대한 디지털 입력(인버터 심볼로 도시됨)는 "하이(high)"이거나 또는 논리 0 이다. 만일 인에이블 신호가 논리 0 상태로 바이어스되면, 스위치는 고압 MOSFET(216a)의 게이트를 접지에 연결하여, 이에 의해

가 되고 또한 MOSFET(216a)가 턴오프되어, LED 열(205a)에서 전류를 차단한다. 이 기능은 기계적 스위치로 도시되어 있지만, 본 기술분야의 당업자에게 보편적으로 알려진 아날로그 스위치 또는 증폭기로 구성되는 트랜지스터의 망에 의해 실현된다. 또한, 특정 채널이 인에이블되지 않는 시간 동안, 차동증폭기(214)이 동작은 중단되거나 또는 전압에 클램프될 수 있어, MOSFET(211)에서 감지 전류를 증가시기키 위한 소용없는 시도에서 그 출력전압을 증가시키기 위한 시도를 하지 않는다.

저항 트리밍은 보편적인 한편, 트랜지스터의 망의 크기, 즉 게이트 폭을 트리밍하는 것은 저항을 사용하는 것보다 일반적으로 더 쉽고 정확하게 재현된다. 이러한 회로가 도 16d에 도시되어 있다. 저항(212)은 트림 저항의 더 병렬망이 없는 대신에 전류 미러 MOSFET(210)가 트림 MOSFET(225a, 225b, ... 225x)의 병렬망 (230)를 포함한다. 저항 트리밍 보다 MOSFET 트리밍을 사용하는 또 다른 장점은, 망(230)이 도 16c에 도시된 망(220)보다 일반적으로 작은 것이다. 저항 트림 방법처럼, 도시된 퓨즈 링크(퓨즈 링크(233x)으로 설명)는 전류 미러 MOSFET(210)와 병렬인 MOSFET들(225a ... 225x) 중 하나 이상을 단절, 즉 턴오프시키기 위해 파괴된다. 예를 들면 제조 후 초기에 및 트리밍 바로 직전에, MOSFET들(210 및 225d ...225x) 모두가 여전히 병렬로 연결되어 있으면, MOSFET(211)와 전류 미러 MOSFET(211) 및 트림망(230)의 병렬 조합 간의 크기 비율은 최소가 되고 또한 전류(

)는 그의 목표값 아래가 되게 된다. 예컨대 18mA, 그의 20mA 목표 10% 아래. 공통 트림 패드(231)와 채널 특정 트림 패드(232x) 간에 고 전류를 인가함으로써, 예컨대 퓨즈 링크(233x)가 파괴되고 또한 트림 MOSFET(225x)의 게이트는 MOSFET(210)의 게이트에 더 이상 연결되지 않는다. 대신에, 그의 게이트 단절로, 저항(226x)은 MOSFET(225x)를 바이어스 오프한다. MOSFET 트림망(230)에서 보다 적은 병렬 게이트 폭으로, 전류 미러비율이 증가하고 또한 기준 전류(

)의 동일값에 대해, LED 전류(

)는 비례적으로 증가하게 된다.

도 16d에서, MOSFET들(210 및 211)의 게이트와 함께 MOSFE 트림망(230)의 케이트들은 전압원(224)에 의해 바이어스되고 또한 전류 미러 MOSFET(210)의 게이트를 그의 드레인에 연결하여서는 바이어스되지 않는다. 이 방법의 장점은, 이 방법을 사용하여 낮은 드레인 전압(

)으로 전류 미러 MOSFET(211)가 동작할 수 있다는 것이다. 이 방법을 사용하여 얼마간의 초기 정밀도가 손실될 수 있지만, 트리밍 기능이 이러한 결함을 교정할 수 있다. 유리하게는, MOSFET(211) 양단의 낮은 전압 강하는 전력 소모를 감소시키고 또한 LED 구동기(215a)의 전반적인 시스템 효율을 향상시킨다.

기준 전류를 대체하기 위해 기준 전압을 구현하는 것은 또한 아날로그 회로를 필요로 한다. 온도에 따른 전압의 변동을 최소화하기 위한 수단을 포함해, 고정값 기준 전압원을 제조하는 방법은 잘 공지되어 있다. 이러한 방법은 밴드갭 전압 기준(en.wikipedia.org/wiki/bandgap_voltage_reference 참조) 및 제너 다이오드 전압 기준들(en.wikipedia.org/wiki/Zener_diode 참조)을 포함한다. 이러한 기술은 당해 기술 분야의 당업자에게 공지되어 있기 때문에, 여기에서 설명하지 않는다.

아날로그 정현파 합성(Analog Sinusoidal Synthesis)

본 출원에서 후술하는 바와 같이 사인파형(sinusoidal waveform)은 디지털적으로 발생 될 수 있는 한편, 광치료(phototherapy) 시스템에서 LED들을 구동하기 위해 사인파형을 합성하기 위한, 여기에서 기술하는 본 발명의 수단은 아날로그 합성의 사용을 통한다. 기술한 바와 같이, 디지털 합성은 사인파(또는 다중 주파수 사인파의 코드(chord))를 합성하기 위하여 일정하게 가변하는 기간에, 즉 펄스 폭 변조에서 LED 전류 온 및 오프를 펄싱하는 것을 수반하지만, 아날로그 합성은 및 오프상의 LED 전류를 펄싱하는 것을 포함하지만, 사인파 (또는 다중 주파수 정현파 코드)를 합성하기 위해 LED 전류 제어회로에 대한 기준 전류 또는 전류 바이어스를 사인곡선적으로 가변하는 것을 수반한다. 예컨대 LED 열을 구동하는 전류 미러, 본질적으로 발진기에서 기준 전류를 만든다. 도 15에 도시된 예시적 파형을 참조하면, 아날로고 파형 합성은 시간들(t₄, t₅ 및 t₆)에서 발생하는 사인곡선(254, 255 및 256)과 또한 시간(t₂)에서 파형(252)로 소정의 제어기능을 구현하기 위한 능력을 나타내는 임의 시간 의존 파형(arbitrary time dependent waveform)으로 도시되어 있다.

도 17a에 도시된 바와 같이, 아날로그 사인파 합성을 수행하기 위해, MOSFET 구동기(215a)를 바이어싱하는 기준 전압은 고정 주파수 사인파 또는 직선 또는 "고조파(harmonic)" 발진기로 공지된, 기준 전압원(235)을 발진하는 사인곡선으로 대체된다. 오디오 범위에서 고조파 진동자는 인덕터-커패시터, 즉 LC, 발진기를 사용하거나 또는 RC 위상 변이 발진기, 빈 브리지(Wien bridge) 발진기 또는 트윈-T 발진기를 포함하는 저항-커패시터, 즉 RC, 발진기 회로를 사용하여 이루어질 수 있다(wikieducator.org/sinusoidal_oscillator 참조). 제조시, 발진 기준 전압원 (235)의 출력 전압은 전술한 MOSFET 구동기(215a)의 트리밍과 유사한 방식으로 저항 또는 트랜지스터 어레이를 이용하여 트리밍되어야 한다. 반대로, 단순한 이완(relaxation) 발진기를 포함하는 클럭 생성에 종종 사용되는 다른 일반적인 RC 회로들은 고조파 진동자가 그리고 이들은 원치 않는 광대역 스펙트럼을 가지는 톱니파 또는 삼각형 파형을 생성하기 때문에 적용할 수 없다.

도 17b에서, 발진 기준 전압원(235)은 조정 가능한 주파수 및 조정 가능한 전압을 가지는 제어된 발진 기준 전압원 (236)으로 대체된다. 이러한 발진 기준의 일례가 도 17c에 도시되어 있는데, 전압 팔로워 268 및 트림 가능한 가변 전압 출력 버퍼(282)를 가지는 빈 발진기(280)를 포함한다. 빈 발진기(280)는 두 개의 정합된 가변 커패시터(284a 및 284b)와 두 개의 정합된 프로그램 가능한 저항(283a 및 283b)를 포함한다. 두 개의 RC 망은 다시 양의 입력에 고 이득 차동 증폭기 (285)의 출력 신호를 리턴하는 전압 분배기 및 피드백 망을 생성한다. 저항(286A와 286b)을 포함하는 댐핑망(damping network)은 발진을 안정화하기 위하여 회로의 이득과 안정성을 설정한다.

발진 주파수는 가변 커패시터(284a 및 284b)의 용량(

)을 변경하거나 프로그래 가능한 저항(283a 및 283b)의 저항(

)을 변경함으로써 조절될 수 있다.그들의 동작의 선형 영역에서 바이어스된 MOSFET들의 게이트 전압과 저항을 변경함으로써, 또는 다양한 저항을 단락할 수 있는 MOSFET에 병렬인 개별적인 저항들을 포함하는 디지털 디지털 전위차계를 사용함으로써 가변 저항이 실현될 수 있다. 백-투-백(back-to-back) PN 접합 다이오드들을 포함하는 버랙터(varactor)에 의해 가변 커패시턴스가 실현될 수 있는데, 다이오드들 중 하나는 접합 커패시턴스(junction capacitance)를 설정하기 위해 고정된 전압에 역으로 바이어스 된다. 저항 또는 커패시턴스를 변경하면 빈 발진기(280)의 발진 주파수를 조정한다.

트림 가능한 가변 전압 출력 버퍼(282)에 의한 로딩이 빈 발진기(280)의 발진 주파수에 영향을 미치치 않는 것을 보장하기 위하여, 저항(288)을 통한 음의 피드백을 가지는 차동증폭기(287)를 포함하는 전압 팔로워(281)가 버퍼링을 제공한다. 전압 팔로워(281)의 전압(

)은 저항값들(R₁ 및 R₂)를 각각 가지는 고정된 저항(292)와 가변 저항(291)을 포함하는 저항 분배기에 의해 조정된다. 전술 한 바와 같이, 가변 저항 (291)은 디지털 전위차계뿐만 아니라 트림망을 포함 할 수 있다. 저항(291 및 292)들 간에 위치하고 또한 차동 증폭기(289)의 양극 입력에 접속되는 꼭지점의 전압은 전압 팔로워(281)의 출력 전압(

)과 동일하며 또한

로 주어진다. 선(290)에 의해 그의 음의 입력에 그의 출력을 연결함으로써, 차동증폭기(289)는 그의 입력의 전압 파형을 충실히 재생하는 한편 그의 출력(

)에 연결된 전기적 부하에 필요한 전류를 전달하는 전압 팔로워로서 행동한다.

출력 파형(295)으로 도시된 바와 같이, 이 출력 전압(

)은

의 평균값으로 0에서부터

의 피크 값까지 연장하는 AC 요소(

)를 가지고 그리고 (사인파의 고유한 DC 평균값 외에) 부가된 DC 오프셋을 포함하지 않는다. 단지 전압 요소만이 AC이기 때문에, 특히 고조파 발진기(280)로부터 사인파(

)가 생성되었고, 그런 다음 사인파는 대-신호 AC 행동을 나타낸다고 발할 수 있다. 만일 DC 오프셋을 포함하는 것이 바람직하다면, 발진 기준 전압원(236)의 출력은 도 17d에 도시된 회로에 의해 더 조절될 수 있다. 이 회로에서, 도 17c에 도시된 회로의 출력(

) AC 커플링 커패시터(303)를 통해 차동증폭기(302)(또는 다른 유형의 전압 팔로워 회로)를 포함하는 전압 팔로워(300)에 공급된다. 차동 증폭기(302)는 선(301) 상의 음의 피드백 때문에 전압 팔로워로서 동작하고, 그 출력을 그의 음의 입력에 연결한다. AC 커플링 커패시터(303)의 목적은, 발진 기준 전압원(236)의 출력 내에 존재하는 DC 오프셋을 차단하는 것이다. 만일 오프셋이 존재하지 않는다면, 커패시터(303)는 제거 할 수 있다.

연산 증폭기(302)가 논리 전원(

)에서 구동된다 하더라도, 그의 음의 전원 레일(supply rail)은 접지에 연결되지 않고 대신에 전압 바이어스회로(309)에 의해 생성된 발생 전압, 차동증폭기(302)에 대해 음의 전원 레일로서 작동하는 접지 위 전압에 연결된다. 그의 음의 전원 레일을 다시 참조하는 것 때문에, 차동증폭기(302)의 출력전압(

)은 그의 전압 레벨에서 접지에서 보다 양의 전압으로 변위된다. 따라서, 출력 전압(

)의 파형은 그의 입력(

)의 파형과 동일하게 나타나지만,

는 생성 전압(

)과 동일한 DC 전압에 의해 오프셋되거나, 또는 다음과 같이 수학적으로 나타낼 수 있다.

DC 바이어스(

)와 사인파 입력신호(

)의 합이 공급전압(

)을 초과하지 않거나, 그렇지 않으며 사인파의 상부(top)가 "클립(clipped)"되게 되거나, 즉 소정의 간격 동안

에서 일정한 최대 출력 전압에 도달하면 회로는 입력을 충실히 재생하게 되고, 여기서

이다. 파형 클립핑은 출력 파형의 왜곡을 일으키고, 디지털 펄스들을 사용하는 LED 구동의 것과 유사한(또는 더 이상의) 원하지 않는 고조파들과 스펙트럼 오염을 생성한다. 또한 만일 전압차

가 너무 작다면, 레벨 변위된 바이어스 너무 높다는 것을 의미하고, 차동증폭기(302)는 적절히 기능하지 못할 수도 있다.

DC 전압(

)의 발생이 가변 이득 증폭기, 전압 제어 증폭기, 또는 가변 저항 또는 스위치된-커패시터 분압기 망이 뒤따르는 트림된 밴드갭 전압을 포함하는 소정의 방법들에서 수행될 수 있다. 그러한 한 분압기 방법이 저항 분압기 기술을 사용하는 전압 발생회로(309)로서 도 17d에 도시된다. 도시된 바와 같이 논리 전원 전압(

)이 저항(304a 내지 304x)을 포함하는 직렬 저항열에 연결되고, 여기서 x는 수학적 변수이고 그리고 영어 알파벳에서 24번째 문자를 나타내는 것은 아니다. 저항들(304b 내지 304x)은 MOSFET(350b 내지 305x)에 병렬로 각각 연결된다. 저항들의 수는, 필요한 정확도에 따라 실현되게 되는 전압의 다양한 8-비트, 12-비트 및 16-비트 조합이 이루어지게 하는 9, 13 또는 17이고, 여기서 필요한 저항들의 수는 필요한 정확도의 비트수 플러스 1과 동일하다. 예컨대, 8비트의 정확도는 출력전압의 256 레벨들을 제공하는 9개의 저항들을 필요로 한다.

저항들(304a 및 304b) 사이의 전압 탭 지점에서 취한 출력 전압(

)은 다양한 조합으로 MOSFET(350b 내지 350x)들을 턴온 및 턴오프함으로써 다양한 저항들을 단락시킴으로써 변화된다. 예를 들어, 모든 MOSFET(350b 내지 350x)들이 턴온되고 그리고 그들의 저항이 저항(304a)의 저항값(R₁)에 비해 작게 되도록 디자인된다면, 출력 전압(

)은 접지 근처가 되고; 만일 저항들(304a 및 304b) 중 어느 것도 턴온되지 않는다면, 출력 전압(

)은

가 되게 되고, 그리고 다양한 다른 조합들에 대해 중간 전압이 선택될 수 있다. 저항망(304a 내지 304x)릉 전원 범위의 단지 일부분으로부터만 전압을 선택하도록 더 수정될 수 있다. 예를 들어,

보다 낮은 전압은 저향열에 전력을 공급하는데 사용될 수 있다.

다양한 MOSFET을 온 및 오프하는 것은 본질적으로 디지털 함수이고 그 결과는 비록 양자화된다고 하더라도 아날로그 전압이기 때문에 저항(304a 내지 304x)들의 직렬 A)의 직렬 래더(ladder)는 한 유형의 디지털-아날로그 컨버터를 형성한다. 높은 해상도를 위해 저항의 수는 증가 될 수 있거나 또는 최소 유효 비트, 즉 LSB로 감소된 전압 범위가 보다 작은 전압의 단계적 변화를 나타낸다.

전압 발생기 기능 이외에도, 병렬 저항들(311a 내지 311x)을 포함하는 저항 트림망(310)이 저항(304a)과 병렬로 위치하여, IC 상의 트림 패드들 상에 일시적으로 높은 전류를 인가함으로써 퓨즈 일크를 파괴하여 제조 동안에 전압 정확도를 트립하기 위한 수단을 제공한다. 예를 들어, 공통 트림 패드(312) 및 트림 패드(314) 사이에 높은 전류를 실행하여, 얇은 금속 라인(313)이 퓨즈 같이 행동하고 그리고 녹아 전기적 개방 회로를 만들고 또한 트림망(310) 내 저항들의 병렬망으로부터 저항(311b)를 제거한다.

결론적으로, 도 17c의 발진 기준 전압회로와 결합된, 도 17d에 도시된 DC 오프셋 회로는 가변 주파수 사인파(

)와 DC 전압에 의해 오프셋된 크기의 전기적 생성을 허용한다. 전원 전압(

)을 초과하지 않는다면, 새롭게 기술한 이 발진 기준 전압의 출력 전압은

의 피크 출력 전압과,

의 최소 출력 전압과,

의 평균 출력 전압을 가지는

이다. 만일 AC 커플링 커패시터(303)가 제거된다면, 출력의 평균값이 사인파(

)의 평균 전압만큼 증가하여, 차동증폭기(302)의 유용한 동작 전압 범위를 감소시킨다.

파형(308)으로 도시한 바와 같이, 도 17d의 회로 또는 유사한 회로를 사용하면, 신호의 AC 성분은 DC 오프셋 전압보다 작다. 즉,

. 주 전압 성분이 DC이고 또한 사인곡선이 아니기 때문에, 사인파는 작은 신호 AC행동을 나타내는 것이라 할 수 있다. 광치료 응용에서,

의 전압값은 실제로, LED 열이 인에이블되어 전도될 때마다 LED 휘도를 결정하는 기준 전류를 나타낸다. 본 발명 회로의 작은 신호 동작은 광치료에 대해 완전히 새로운 동작모드를 나타내고-LED열은 고정된 전류에서 지속적으로 조명되고 그리고 전류에서 약간의 증가 및 감소와 휘도에서 대응하는 변경이 있는 바이어스 상태에서 사인곡선적으로 변조된다.

도 18a에 도시된 바와 같이, 기준 전류를 변화시키는 또 다른 방법은, 디지털-아날로그(D/A) 컨버터(315)로부터 MOSFET 구동기(215a)에 대한 기준 전류(

)를 생성하는 데 사용되는 기준 전압을 공급하는 것이다. 임의의 수의 비트들은 정확도를 제어하는데 사용될 수 있고, 일반적으로 이용한 가능한 컨버터, 예컨대 HDTV에 사용 컨버터는 256 레벨의 8비트, 4096 레벨의 12비트 또는 65,536 레벨의 16 비트를 포함한다. 광치료에 필요한 가장 높은 주파수가 20 kHz이고, 그리고 대부분의 경우에는 단지 5 kHz이기 때문에 컨버터 속도는 높지 않다. 동작시, 데이터가 래치 또는 정적 메모리, 특히 ILED 레지스터(316)에 기록되고, 필요에 따라, 컨버터가 그의 로드 입력 핀 상에 디지털 클럭 펄스, 즉 20 kHz에서 5 kHz의 사이의 펄스를 수신할 때마다 데이터가 D/A 컨버터로 로드된다.

스위치된 커패시터, 저항 래더 및 다른 유형의 D/A 컨버터(DAC)를 포함하는 많은 방법들이 존재하지만, 광치료 응용에서 단지 오디오 주파수만이 필요하기 때문에 저가 해결책을 사용할 수 있다. 이러한 한 회로는 디코더(323)에 의해 제어되는 MOSFET(322b 내지 322x)를 포함하는 DAC 스위치들과 함께, 저항들(321a 내지 321x)을 포함하는 DAC 저항 래더와, 정밀한 기준 전압원(320)을 포함하는 도 18b에 도시된 8-1비트 저항 래터 컨버터(315)이다. 동작시, 디코더(323)는 디지털 인버터(344)로 표시도는, 그의 디지털 로드 입력에서 클럭 펄스를 수신하년 그의 입력선(8b)로부터 8-비트 워드를 로드하고, 그리고 8-비트 워드를, MOSFET들(322b 내지 322x)들 중 어느 것이 저항들(321a 내지 321b) 간의 DAC 래더 탭 지점 상에서 선형 출력전압을 생성하기 위해 다양한 조합으로 턴온되어야 한다는 명령들로 변환된다. 그런 다음, 0에서

에 이르는 DAC 래더 전압은 전압 팔로워로서 구성된 차동증폭기(335)의 양의 입력에 공급된다. 저항(324a 내지 324x)과, 트림 패드(예컨대 326 및 328) 및 퓨즈 링크(327)를 포함하는 저항 트림망(325)은, 제조 동안에 출력 전압을 트립하기 위하여 저항(321a)와 병렬로 위치한다. 대안적으로, 소오스(320)에 의해 제공되는 내부 기준 전압(

)은 필요한 정밀도를 제공하기 위해 트림될 수 있다.

발명의 소자로서, 출력 전압(

)의 리플(ripple)을 필터링하기 위해, 또는 디지털 컨버터(343)로 표시되는 필터 인에이블 입력 상의 디지털 제어신호에 따라 필터를 디스에이블시키기 위해 고속 트랜지언트(transient)가 필요하면 스위치된 필터 커패시터(342)가 선택적으로 포함된다. 동작시에, MOSFET(340)가 턴온되고 그리고 MOSFET(341)가 디스에이블된다면, 커패시터(342)는 버퍼 증폭기(335)의 출력 병렬로 연결되고 그리고 기준(315)의 출력이 필터링되어 고속 주파수 잡음을 제거한다. MOSFET(340)가 턴오프되고 또한 MOSFET(341)가 인에이블되면, 커패시터 (342)는 버퍼 증폭기(335)의 출력으로부터 단절되고 그리고 기준(315)의 출력은 필터링되지 않는다. MOSFET(341)을 인에이블링함으로써, 커패시터(342) 상의 전하가 방전되어 반복 동작으로 전압의 축적을 방지한다. 필요에 따라, 저항 래더 컨버터(315) 대신에 다른 D/A 컨버터들이 채용될 수 있다.

기술한 방법에서 생성된 소정의 부가된 DC 오프셋이 없는 292Hz(D4) 발진 기준 전압의 예가, 3.42 msec의 주기와 0.6V의 평균 전압 출력을 가지는 1.2V 사인파(371)를 포함하는 도 19a에 도시되어 있다. 피크 전압은 낮은 온도 계수 또는 제로에 가까운 "온도 계수(tempco)"에 대해 트림된 밴드갭 전압의 출력 전압과 유사하게 편리하게 선택된다. 그러나, LED 구동기(215a)에 대한 바람직한 입력 전류를 생성하는 한 다른 전압들도 채용할 수 있다.

본원에 개시된 바와 같이 사인곡선(350)은 합성되고, 프로그램 가능하고, 그리고 저전압이고, 발전소에서 AC 전력 발전에 사용하는 회전 전자기 발생기(rotating electromagnetic generator) 또는 교류 발전기의 인공 산물이 아니라는 것이 강조되어야 한다. 주거용 및 상업용 조명 응용에서 사용되는 LED는, 적어도 이론적으로, 60Hz의 AC 라인 전압으로부터 직접 구동될 수 있지만, AC 라인 전압 및 일반 조명에서의 응용의 사인곡선 특성은 광치료에 적용할 수 있는 LED들의, 제안된 합성 사인파 여기와는 완전히 다르다.

우선, AC 라인 전압은, 통상적으로 110 VAC 또는 220 VAC의 고전압이고 그리고 장치, 이 경우 LED 어레이와 패드가 피부와 접촉하는 의료 응용에서 허용할 수 없을 정도로 위험한 고전압이다. 광치료용 LED 구동에서, 직렬 접속된 LED의 총 수는 40V 이하의 최대 전압, 소비자 및 의료 응용을 위한 유엘(Underwriter Laboratories)(UL)에 의해 안전한 것으로 간주한 전압에서 작동하도록 제한된다.

두 번째로, AC 라인의 주파수 유틸리티 고객들의 로딩에 따라 변하고 그리고사인곡선의 순도에 영향을 미치고 또한 광치료 응용에 대해 적합하지 않도록 만드는 다수의 바람직하지 않은 고조파 스펙트럼에 의해 오염된다.

세 번째로, AC 라인의 주파소, 즉 60 Hz와 이의 고조파 120Hz는 광치료에 유익하게 되는 것으로 공지된 주파수, 예컨대 292Hz의 배수를 나타내지 않는다. 실제로, 60Hz는 광생체조절(photobiomodulation)에 대해 표시되는 소정의 순수한 또는 색조(chromatic tone)의 배수를 나타내지 않는다.

네 째로, 로딩으로 그의 제어되지 않는 변화 이외에, AC 라인의 주파수가 고정되고 또한 프로그램 가능하지 않거나 또는 조정할 수 없다. 이는 동적으로 조정 또는 변화될 수 없거나 또는 자연 생물학적(natural biological) 프로세스의 천연 조절 또는 동적 변화 또는 천연 생물학적 과정의 시간 상수(time constants)와 관련된 시간 상수를 일치할 수 없다. 또한, 다중 주파수 사인곡선의 코드를 생성하는데 또는 다중 주파수 사인곡선의 에너지 밀도 및 스펙트럼 내용, 즉 믹싱을 제어하는데 사용될 수 없다.

다섯 번째로, 110VAC 또는 220VAC에서 안전한 레벨, 즉 40V 이하 안전한 레벨로 AC 전원 라인 전압의 감소는, 60Hz에서 동작하도록 디자인된 크고 무거운 철심 트랜스포머를 필요로 한다.

여섯 번째로, 광치료에 사용하는 LED는 반드시 스펙트럼의 적색, 근적외선, 파란색 부분에서 상대적으로 협소한 스펙트럼 파장을 포함한다. 터널 방출의 양자역학-기계적 프로세스를 통해 방출되는, 일반적으로 ±35nm 스펙트럼 폭인 LED 광은, 제조시 LED를 실현하기 위해 사용되는 인공 결정의 밴드 갭 공학에 의해 결정된다. 조명에 사용되는 LED는 무지개의 색 수를 포함하는 광범위한 광의 스펙트럼, 즉 백색광을 방출하도록 설계된다. 광치료에 사용되는 LED와는 달리, 백색 LED는 청색 또는 UV 광을 흡수하도록 조정된 인(phosphor)을 포함하는 렌즈 캡을 가지는 청색 또는 UV LED를 포함한다. 동작시, LED 반도체 물질로부터 방출된 광은 렌즈 캡의 인 원자에 의해 흡수되고, 태양광과 유사하지만 보다 희고 또한 덜 노란 광범위한 "백색"광으로 변환된다.

마지막으로, 일반 조명 응용에서 AC 사인곡선을 사용하는 LED의 직접 구동은, 열악한 전력 효율, 열악한 역률, 감전 위험, 플리커(flicker)를 포함하는 다양한 어려운 기술적인 문제로 실제로는 오늘날 상업적으로 이루어지지는 않는다. 오늘날의 LED 전구는 역률과 전압 조절을 위해 다단 PWM 스위칭 전원 공급장치를 사용한다. 따라서 LED의 밝기는 디지털 펄스에 의해 제어되고 또한 사인곡선을 사용하지 않는다.

AC 조명에서 구동되는 LED들은 광치료에 적용할 수 없다.

D/A 컨버터(315)의 동작시, 디코더(323)에 대한 디지털 입력은 임의적이고 또한 조정가능한 주파수의 사인파를 생성하기 위해 고정된 시간 간격에서 발생하는, 로드 핀, 즉 인버터(344)에 대한 입력의 클럭킹 동안 반복적으로 로드된다. 다음 표는 파형 합성에 사용되는 다양한 시점의 예를 나타낸다.

도시된 바와 같이, 8 비트 D/A 컨버터는 256개의 출력 상태들 또는 그의 제로 상태 위 256개의 단계들, 즉 이진에서 0000-0000 또는 16진수에서 00에서 FF까지를 보여준다. 이들 상태들을 원호의 360도로 편리하게 맵핑하기 위해, D/A 컨버터의 단지 240 단계들(즉, 241 상태들)이 채용되었다. 이와 같이, 240 단계들은 360°또는 DAC 단계 당 1.5°에 대응한다. 16진수에서 F0에서 FF까지 DAC입력 코드들에 대응하는, 241에서 255까지 잔여 DAC 단계들은 의도적으로 건너뛰고 그리고 사인곡선 생성에 사용되지 않는다. 설명된 바와 같이, DAC 값은 세 개의 등식으로 표현된다.

16진수 디지털 코드로 표현되는데, 도 18b의 디코더(323)에 대한 입력은, 상기 표의 세 번째 세로줄의 헥스 코드(hex code)로 표시된다.

저항 분배기망 비율을 동적으로 변경하기 위하여 도 18b에서 MOSFET들(322b 내지 322x)를 턴온 및 턴오프하는 다양하는 조합을 나타내는 상기 표의 두 번째 세로줄에 도시된 2진 디지털 코드에 의해 표현된다.

상기 표에서 가장 우측의 세로줄로 표시된 DAC(315) 및 버퍼(335)로부터 아날로그 출력 전압 출력, 또는 대안적으로 DAC 제어된 전류를 만들기 위해 전압이 저항에 의해 분압되는 경우에 전류에 의해 표현된다.

동작시에, 디지털 코드를 증가시키는 시퀀스는 상승하는 출력 전압을 생성하기 위해 일정한 시간 간격으로 DAC에 공급된다. 반대로, 디지털 코드를 감소하는 시퀀스는 DAC의 출력 전압을 낮추기 위해 사용될 수 있다. 만일 이 증감 코드 시퀀스 반복적으로 일관되게 수행된다면, 소정 주기 함수가 DAC(315)의 출력으로서 합성될 수 있다. 각도, 예컨대 15°의 고정된 단계들에 대한 사인함수의 평가에 따라 규정된 시간 간격으로 코드들이 DAC에 입력되면, 시퀀스는 DAC(315)로부터의 사인곡선적 출력이 되게 된다.

대략 T=3.42 msec의 기간을 갖는 292Hz의 사인파를 합성하기 위해, 240 단계들 각각은 0.0142694 msec를 포함한다. DAC의 디코더(323)를 로드하는데 사용되는 최소 대응 신호는, 따라서 292Hz·240 상태들/Hz의 또는 70,080Hz가 되어야만 한다. 진동 기준 전압의 최종 스펙트럼이, 순수한 사인곡선 D4 주파수(350)에 대응하는 주파수(

)를 가지는 사인곡선적으로 발진하는 기준 전압(351)을 합성하기 위해 D/A 컨버터를 사용하는 도 19b에 도시되어 있다. 70kHz 위에서, 클럭 주파수(354)는 초음파 범위에 잘 들어가며, 따라서 원치 않는 스펙트럼 오염원이 아니다. 도 12에 도시된 292㎐에서 생성된 구형파(square wave)의 종래의 스펙트럼, 즉 펄스 D4에 비교하면, 292Hz 사인곡선의 3번째, 5번째, 7번째 내재 13번째 배수들의 고조파 스텍트럼(353)은 모두가 제로 에너지를 가지는데-오디오 대역에서 모든 스펙트럼 오염이 완벽히 제거되었다는 것을 의미한다(표 355 참조).

오디오 범위 밖 이외에서, 클럭 주파수(354)에 의해 발생되는 소음의 크기는 작다. 도 19c에 도시된 사인곡선(350)의 근접도(352)는, D/A 컨버터의 출력이 전압을 변경시킬 때마다 발생하는 생성 파형(358)에 존재하는 전압(359)에서 잡음, 증분적 단계들의 근원을 밝힌다. 도시된 바와 같이, 이들 전이는 DAC의 디코더를 로드하는데 사용되는 클럭의 발진 주파수에서 발생한다. 이 주파수는 주파수(

)에서 발생하고, 여기서 클럭 주파수보다 높은 클럭 주파수들을 채용할 수 있다 하더라도, "

"은 (소정의 편의적인 수의 단계들로 라운드되는) D/A 컨버터의 비트 해상도에 대응한다.

높은 클럭 주파수가 의도적으로 사용되지 않는 한, 상기 클럭의 주파수 및 상기 클럭에 의해 생성된 잡음의 주파수는, 생성되는 사인파의 주파수로 크기 조정된다. 이와 같이, 생성되는 사인파가 저주파수에 있다면, 클럭의 잡음 스펙트럼은 낮은 주파수에서 발생하게 되어, 오디오 스펙트럼을 중첩할 수 있다. 예컨대, 도 19d에 도시된 그래프(360a)는, D/A 컨버터의 클럭 주파수, 특히 4,380Hz에서 발생하는 작은 전압 변화(362)들의 시퀀스를 포함하는 18.25Hz 사인파(361)의 일부를 도시한다.

동일한 시간 스케일에서, 도 19d의 그래프(360b)는 히스토그램(363)에서 이들 단계들 각각에서 전압의

변화를 발진기의 1.2V 피크-투-피크 크기의 백분율로서 도시한다. 137msec 이전에, 출력전압(

)이 여전히 증가하고 있으면,

의 값은 양이다. 13.7msec에서, 변화가 제로 근처로 줄어들고 그리고 이후에 변화는 극성이 음이 되게 된다. 거의 27.4msec에서, 사인파가 0.6V의 그의 평균 전압을 지나가면, 즉 지점(364)을 지나면,

의 크기는 그의 가장 큰 음의 값에 도달하고 그리고 이후에 크기가 줄어들기 시작한다. 이 피크 크기는 사인파 자체의 진폭의 1.3% 미만을 나타낸다.

최종 스펙트럼이 도 19e에 도시되어 있는데, 이는 세로줄(367)로 표시되는, 클럭 주파수 4,380Hz에서 발생하는 전압 전이의 크기가 세로줄(366)으로 표시되는, 18.25Hz에서 발진 기준 전압의 크기에 비해 작다는 것을 나타낸다. 마찬가지로, 이러한 디지털 전이들의 고조파는 상대적으로 크기가 무시할 정도로 작다. 예컨대, 클럭 주파수의 3번째 고조파의 크기는 세로줄(368)로 표현된다. 클럭 및 이들의 3번째 및 5번째 고조파들이 오디오 스펙트럼에 있다 하더라도, 즉 선(175)로 도시한 22,000Hz보다 낮은 주파수에 있다 하더라도, 낮은 주파수들에서 이들의 작은 크기는 합성된 발진 기준의 스펙트럼 오염을 미미하게 만든다. 만일 필요하다면, 잔여 리플(ripple), 그러나 작은 리플이 MOSFET(340)을 턴온함으로써

출력에 커패시터(342)를 접속하도록 바이어스되는 필터 인에이블 기능에 의해 필터링될 수 있다.

본원에 개시된 바와 같이 아날로그 합성을 이용함으로써, 오디오 스펙트럼에서 광범위한 사인파 여기 패턴들이 고조파 오염 없이, 광치료 응용을 위한 LED 어레이를 구동하기 위해 생성될 수 있다. 아날로그 사인파 합성에 개시된 방법 및 장치를 이용하여, 두 주파수와 진폭에서 파형의 동적인 제어가 독립적인 피크 제어 및 평균 전류 제어를 포함하여 구현 될 수 있다.

도 20에 도시 된 바와 같이, 이러한 다양한 조합이, 인에이블 신호(371)와 기준 전류 파형(375-379)을 보여주는 그래프(370a)와, 최종 LED 전류 파형(385-389)을 보여주는 그래프(370b)에 예시된다. 다음 표에 요약된, 이들 사인곡선 파형들은 특정한 요법 또는 프로토콜을 나타내기 위해 도시되지 않았고, 아날로그 합성을 사용하여 가능한 다양한 전류 파형을 설명한다.

그래프(370a 및 370b)는 각각의 간격에서 상이한 파형을 가지는, 5개의 시간 간격들로 분할되고, 시간 t₃ 이전의 간격들은 큰 신호 행동을 나타내며, 여기서 LED 전류는 피크 가용 공급 전류의 중요한 부분을 타나내는 피크-투-피크 변화로 발진하고, 그리고 t₃ 이후의 간격들은 피크 가용 공급 전류에 관해 또한 평균 DC 전류(

)에 관해 전류에서 작은 변화를 나타낸다. 또한, t₁ 이전 및 t₃ 와 t₄ 간의 간격들에서 주파수들(

및

)은 다른 간격들에서 파형들의 주파수들에 비해 높은 것으로 도시되어 있다.

구체적으로는, 시간 간격(0에서 t₁ 및 t₁ 에서 t₂)들에서, 기준 전류의 크기(375 및 376)는 파선(380)으로 도시된

의 평균 전류와 각 주파수들(

)로 제로와

의 피크 전류값 사이에서 발진한다. 이 기준 전류는 파선(390)으로 도시된 평균 LED 전류(

)와, 피크 전류(

)와, 제로의 최소 전류를 가지는 LED 전류(

)가 된다. t₂ 에서 t₃ 까지 후속 간격에서, 큰 신호 기준 전류 파형(377)은 이전 간격들에 비해 피크 크기가 감소하지만, 파선(381)로 도시된 평균값(

)을 가지는 제로에서

까지 이르는 기준 전류를 가지는, 큰 신호로 여전히 남는다. 결과적으로, LED 전류(387)은 파선(391)으로 표시되는 크기(

)의 평균 전류 주위에서 제로에서 피크 전류(

)까지 사인곡선적으로 발진하다. 파형(377 및 387)의 주파수(

)는 소정의 값으로 선택될 수 있지만, 도시된 바와 같이 이전 간격(t₁ 에서 t₂)과 동일하게 남는다, 즉,

.

시간 t₃ 에서 그리고 이후에 기준 전류 파형(378 및 379)의 진폭이 극적으로 감소되고, 파형(378 및 379)은 파선(392)으로 표시되는 크기(

)의 평균 전류 주위에서 전류들(

및

) 사이에서 대칭적으로 범위가 이르고 또한 일정한 DC 오프셋(

)과 결합된 주파수들(

)에서 발진한다. 최종 LED 전류들(388 및 389)은 주파수들(

및

)에서 각각 사인곡선적으로 발진하고, 그리고 둘 다는

의 피크-투-스로프(peak-to-throgh) 범위와, 파형(388 및 389)의 피크-투-스로프 범위(

)의 1/2을 더한 DC 오프셋(

)와 동일한, 파선(392)로 나타낸 평균 전류, 즉

를 가진다.

따라서 최종의 작은 신호 파형은

의 최대 및 최소값들 사이에서 사인곡선적으로 발진하는 전류이고, 이는 LED들이 지속적으로 조명되지만, 그들의 휘도에서 사인곡선적 변화를 가진다는 것을 의미한다.

결론적으로, LED의 밝기는 일관된 방식으로 전류에 비례하여 변화하기 때문에, 광치료를 위한 일정한 주기의 시간 가변 전류(time varying currents)을 생성하기 위하여, 제어된 전원으로 LED 열을 구동하는 대신에 제어된 전류원 또는 제어된 전류 싱크를 사용하여 LED 전류를 가변하는 것이 바람직하다. 대조적으로, LED 전압은 휘도에 독립적인 방식으로 변하고 그리고 주로 LED 다이 제작 및 제조에서 변화의 결과로서 변한다. 따라서, 전압 구동을 사용하여 LED 휘도의 일관성과 균일성을 유지하는 것은, LED 구동의 각 채널의 정밀한 트리밍을 필요로 하는 문제을 안고 있다.

이전에 도시한 바와 같이, 조절된 전류 싱크를 구현하기 위해, 프로그램 가능한 전압이 저항과 트랜지스터들의 망에 공급되어 기준 전류를 설정하고 또한 이 전류는 개별적인 LED 열을 구동하는 하나 또는 다수의 채널들에 반영된다(mirror).

도 16c에 이전에 도시된 바와 같이 저항들의 망을 트리밍하거나 또는 도 16d에 도시된 바와 같이 트랜지스터들의 망을 트리밍함으로써 주어진 전압 입력에 대한 전류의 정밀한 값을 설정하기 위하여 제조 동안에 기준 전류의 값이 능동적으로 트림될 수 있다. 트랜지스터는 바이폴라형 또는 MOSFET형을 포함할 수 있다.

일정한 주기 방식으로 시간에 대해 전류 미러 또는 상호 콘덕턴스 증폭기를 구동하는데 사용되는 전압을 가변함으로써, 시간 종속 또는 발진 LED 전류가 생성될 수 있다. 전압은 사인곡선적으로 또는 발진회로에서 전압 기준을 작동시킴으로서 소정의 다른 일정한 주기 함수에 의해 변할 수 있다. 대안적으로, 전압은 원하는 파형을 "합성하기" 위해 전압-출력형 DAC의 디지털 제어를 사용하여 지속적으로 변경될 수 있다.

제어된 전압을 생성하는 대안 수단은 상호 콘덕턴스 증폭기에 시간 가변 프로그래밍가능 전압을 공급하는 것이고, 증폭기는 전압을 대응하는 전류로 변환하지만, 상호 콘덕턴스 증폭기들은 크고 또한 전류 미러를 사용하는 것보다 구현하는데 많은 비용이 들어간다.

또 다른 대안은, 적어도 이론적으로, 각 전류 싱크 MOSFET를 바이어스 하여 동작의 정전류 영역에서 동작하게 하고, 원하는 각 드레인 전류에 대한 적절한 게이트 전압으로 정확하게 구동시키는 것일 수 있다. 이 목표를 달성하기 위해, 게이트 구동 회로의 제조시에 교정을 필요로 한다. 교정되면, 전압의 시간-변화 시퀀스로 MOSFET 게이트를 구동하는 것은 원하는 주기성 전류 파형을 초래할 것이다. 그러나, 문턱 전압이 제조뿐만 아니라 온도로 변하기 때문에, LED 구동의 다수 채널들에 걸쳐 제어되고 또한 잘 정합된 전류를 생성하기 위한 교정 방법은 문제점을 내포하고 있다. 두 개 이상의 미러 트랜지스터들은 트랜지스터들의 전류비와 최종 LED 전류가 일정하게 남아있게 되는 것과 동일한 방식으로 제조에 따라 변하고 또한 온도에 걸쳐 변하기 때문에, 이러한 전류 미러는 여전히 크게 우세하다.

마지막으로, 프로그램 가능한 전류-모드 DAC는 주기적 시간 가변 전류를 하는데 사용되지만 다수 LED 열을 구동하는데도 사용되고, 전류를 높은 값으로 버퍼링할 뿐만 아니라 잘 정합된 LED 구동의 다수 채널들을 편리하게 생성하기 위하여 DAC 출력 전류를 트랜지스터 전류 미러로 공급하는 것은 여전히 유용하다.

코드들의 아날로그 사인곡선 합성( Analog Sinusoidal Synthesis of Chords )

도 10의 공진 그래프를 다시 참조하면, 물론 대부분 아니라도 물리적 시스템은 하나 이상의 공진 주파수를 나타내는 것으로 설명된다. 생명체의 해부학적 및 과 세포학적 프로세스들에 존재하는 시간 상수의 과다 감안할 때, 다수의 바이오레조넌드(bioresonant) 주파수가 마찬가지로 자연에 존재하는 것이 분명하다. 다수의 바이오레조넌트 주파수의 동시 자극이 치료 효과에 대해 유익한 영향을 갖는지 여부가 검증되지 않은 한편, 종래의 시스템은 LED의 디지털 펄스 자극 이용한다. 도 11과 도 12에 도시된 바와 같이, 순수한-디지털 구형파는 원하지 않는 고조파를 제외한, 다수의 주파수들을 동시에 생성할 수 없다.

극적인 반면, 음향 플리노(acoustic plano)에 다수의 음 "다음의 코드(polyphonic chords)"의 존재에 의해 입증되는 바와 같이, 사인파 주파수가 제한없이 대수적으로 추가하는 것이 알려져 있다. 수학적으로, 사인파의 합은 도 1에 그래프로 나타낸 바와 같이, 가변 크기(

), 주파수(

) 및 지속기간(또는 감쇠율), 즉

의 다수 사인파의 직렬 합으로 표현될 수 있고, 여기서 192Hz 사인파(401)와 120Hz 사인파(402)들은 겹합되어 파형(403)으로 도시된 두-음 코드를 생성한다. 다음의 자극으로 구동되는 LED들은 다수의 주파수들을 동시에 보여주게 되고, 비슷한 바이오레조넌트 주파수들로 에너지를 효과적으로 커플할 능력을 가진다.

도 22a에 도시된 다음의 코드들을 합성시키는 한 수단은, MOSFET 구동기(215a)에 대한 입력으로서 발진 기준 전류(

)가 되는 시간-가변 번압을 생성하기 위하여 발진기(236a 및 236b)들에 의해 각각 생성되는 발진 기준 전압들(

및

)을 합성하는 아날로그 믹서 회로(405)를 포함한다. 개별적인 입력들의 이득을 변경하기 위하여 조정가능한 저항 분배기를 사용하여 다수의 입력 증폭기들을 포함하여 많은 아날로그 믹서 회로들이 존재한다. 상이한 발진 주파수들을 가지는 발진기(236a 및 236b)들은 원하지 않는 주파수 드리프트(drift)와 엘리어싱(aliasing)을 방지하기 위하여 동기화될 수 있다.

하나 이상의 코드 또는 음악을 포함하는 다음의 기준 전류를 생성하기 위해 다른 아날로그 소오스들이 사용될 수 있다. 예를 들면, 도 22b에서, 오디오 소오스(408)의 아날로그 전압 출력과 회로의 직렬 저항이 신호 왜곡을 방지하기 위해 MOSFET 구동기(215a)에 대해 용인 가능한 입력 범위로

의 피크 값을 제한하기 위해 조정될 수 있다면, 음악 신시사이저, 무선 디코더, 오디오 기록 플레이어를 포함하는 다음의 오디오 소오스(408)의 아날로그 출력이 기준 전류(

)를 생성하기 위해 사용될 수 있다. 개념적으로, 오디오 소오스(408)의 아날로그 전압 출력은, 시간 가변 전류(

)를 생성하기 위해 오디오 전치 증폭기(406) 다음에 저항(407a 및 407b)을 포함하는 전압 분배기에 의해 전압적으로 스케일될 수 있다. 이러한 회로를 구현하는 한 가지 방법은, 값(

)의 고정된 기준 전류를 사용하고 또한 이 전류를 전류 이득

를 가지는 전류 증폭기로 높은 또는 낮은 전류로 스케일하는 것이고, 여기서 이득

는 아날로그 오디오 소오스(408)의 아날로그 출력에 응해 변조된다. 아날로그 오디오 소오스(408)는 테이프 플레이어, 디지털 오디오 플레이어, CD 플레이어, 또는 디지털적으로 스트리밍되는 음악을 포함할 수 있다.

도 22c에 도시된, 아날로그 오디오 소오스를 유도하기 위한 다른 방법은 디지털 스트리밍 오디오와, 디지털적으로 인코딩된 데이터, 또는 CD오디오와 같은 디지털 소오스(413)를 직접 번역하고 또한 오디오 코덱(412)에서 포맷 변환을 삳용하여 특정한 데이터 인코딩 포맷을 병렬 또는 직렬 디지털 데이터로 변환하는 것이다. 1-비트의 이 스트림 또는 16-비트 병렬 워드들의 시퀀스는 맞춤형 알고리즘을 사용하여 처리되고 그리고 D/A 컨버터(420)로 규정된 간격으로 로딩되어 원하는 시간 가변 기준 전류(

)를 생성한다. 전체 오디오 스펙트럼을 보존하여야 한다면,오디오 왜곡을 방지하기 위해, 디지털 워드는 44kHz의 최소 주파수에서 D/A 컨버터 (410)에 로드되어야만 한다.

한 가지 공통된 혼란점은, 오디오 정보가 "비트들"로, 특히 PCM 또는 펄스 부호 변조로서 공통적으로 불리는 오디오 볼륨들의 시퀀스를 기술하는 디지털 워드로서 저장되기 때문에, CD 플레이어 또는 인터넷 스트리밍 디지털 오디오와 같은 디지털 오디오 소오스들은 종종 디지털로 간주된다. 그러나, 아날로그 오디오 신호의 재구성 동안에, 디지털 PCM 소오스는 시간-가변 아날로그 신호를 생성하기 위해 D/A 컨버터를 구동하는데 사용되고 그리고 이와 같이 신호 재구성은 도 22c에 도시된 방법과 유사한 방식으로 "아날로그" 합성을 포함한다.

이러한 유사성 이외에도, 디지털 오디오 플레이어의 기능은 광을 생성하지 않고, 공기를 이동하고 또한 음을 생성하는 자기 코일 또는 압전 크리스탈을 구동하는 오디오 신호를 재생하는 것이다. 스피커 또는 변환기의 질량의 관성은, 많은 원치 않는 주파수와 스파이크를 제거하는데 책임이 있어, 질량은 천연 필터 역할을 한다. 예를 들어, 필터 커패시터와 결합되면, 스피커 코일의 인덕턴스 자연스럽게 단순한 저역 통과 필터를 형성한다. 즉, 오디오 재생은 저주파수들을 조력하고 또한 고주파수 톤들을 충실히 재생하기 위하여, 전력 증폭에 의해 생성된 높은 전류로 구동되어야 한다. 기타 증폭기와 같은 많은 경우에 있어서, 증폭기는 고조파가 "훌륭한" 소리를 내는 한 의도적으로 왜곡되게 구동된다.

반면, 광자는 질량이 없고 또한 관성 댐핑 또는 필터링이 적용되지 않는다. LED의 응답 시간은 나노초 정밀도로 발생하고 또한 고조파를 원치 않거나 또는 광치료의 목적에 해롭더라도, 구동 파형의 모든 고조파들을 충실하게 재생한다. 이러한 차이의 결과로, 광치료를 위한 파형을 생성하는데 아날로그 또는 디지털 합성이 사용되는지에 상관없이, 광치료에서 LED를 구동하는데 사용되는 고조파 스펙트럼 내용은 전자 전도, 이온 수송, 분자 결합, 과도 열 전도 및 세포, 조직 또는 장기의 정상 가열(steady-state heating)과 같은 특정한 생물물리학의 프로세스로 바이오레조넌스를 달성하는 핵심이다.

LED 구동을 위한 오디오 소오스 또는 음악을 채택할 때, 광치료에 부정적일 수 있는 다른 톤들, 예를 들어, 심벌즈 충돌에 의해 생성되는 홀수 고조파를 억제하는 동안 DSP(411)가 소정의 주파수들과 오디오 스트림으로부터 음들(notes)을 선택적으로 필터링하는데 사용될 수 있다. 따라서, D/A 컨버터(410)에 새로운 데이터가 로드되는 데이터율(date rate)은 MOSFET 구동기(215a)에 의해 LED 전류 변조로서 재생되고 있는 가장 높은 주파수의 두 배와 동일하거나 또는 두 배만큼 되어야 한다. 편의를 위해, D/A 컨버터(410), DSP 컨버터(411), 오디오 코덱 (412)은 수정(xtal) 발진기의 발진을 하향 분할함으로써 생성되는 공통 디지털 클럭 신호(414)로 동기화될 수 있다. 디지털 필터링은 스피커 상에서 재생되는 음악과 톤을 만들거나 또는 인간이 귀로 들을 수 없는 헤드폰 소리를 반드는 한편, LED 구동 파형들로부터 원치 않는 고조파들과 스펙트럼 내용을 제거하는 것은, 광치료 처리에서 조직 특이성과 높은 치료 효과를 달성하는데 있어서 중요하다.

아날로그 신호 처리, 디지털 필터링, 또는 톤들의 코드들을 생성하기 위한 오디오 믹싱의 복잡성 및 부가 비용을 피하기 위하여 여기에서 개시된 다른 발명 방법은, 아날로그 발진 파형을 디지털적으로 "스트로빙(strobing)"함으로써 달성되는 제2디지털 펄스 주파수와 아날로그 합성된 파형을 결합하는 것이다. 도 17b의 회로로 돌아가면, 이러한 방법은, 디지털 합성기(203a)를 사용하여 MOSFET 구동기를 스트로빙 온 및 오프하는 동안 MOSFET 구동기(215)의 기준 전류 입력을 공급하기 위해 단일 주파수 발진기(236)를 사용한다. 두 가지 가능한 방법들이 존재하는데, 즉,

디지털 스트로빙 주파수(

)가 발진 기준 전류의 주파수(

)보다 높아지도록 설정하는 것, 즉

.

발진 기준 전류의 주파수(

)가 디지털 스트로빙 주파수(

)보다 높아지도록 설정하는 것, 즉

.

이들 두 방법들을 사용하여 생성되는 파형들은 상이한 스펙트럼 특징들을 가지며, 따라서 방법들은 이중-주파수 LED 구동을 수행하기 위해 상호 교환적으로 사용될 수 없다.

도 23a는, 클럭 신호의 주파수(

)가 사인곡선적으로 발진하는 전류의 주파수(

)보다 높은 경우, 즉 상기에서 기술한 방법들 중 첫 번째를 도시한다. 그래프(420a)에 도시된 바와 같이, 주기(

)와 평균값(422)를 가지는 292Hz 발진 사인곡선 기준 전류(421)(D4)는 명백히, 클럭 주기(

)을 가지는 인에이블 신호(423)의 디지털 펄스들보다 긴 주기와 낮은 주파수를 가진다. 이 예시의 목적을 위해, 인에이블 신호(423)의 디지털 펄스들의 특정 주파수(

)는,

가 적어도 사인 주파수(

) 두 배라면 소정의 값일 수 있다. 동작 동안, MOSFET 구동기(215)는 인에이블(423)이 논리 제로에 있을 때마다 0볼트를 출력하고, 즉 접지가 되고 그리고 인에이블 신호(423)가 논리 1 또는 "하이" 상태에 있을 때마다 발진 기준 전류(421)의 아날로그 값을 출력한다. 최종 파형은 각 순간에, 특히 사인파를 조각들로 "초핑(chopping)"하는 동안 "1" 또는 "0"의 디지털 승산기로 아날로그 사인파를 승산하는 것과 동등하다.

그래프(420b)에 도시된 LED 전류 파형은 다양한 높이의 전류의 작은 펄스들을 포함하고, 여기서 펄스들의 집합(collection)은 발진 기준 전류(421)와 동일한 주파수와 위상을 가지는 포락(envelope)(425a, 425b, 425c 또는 425d)(개별적으로 그리고 집합적으로 425)을 형성한다. 이들 포락들의 차이는 인에이블 신호(423)의

에 대한

의 비율에 따라 단지 진폭에서만의 변화이다. 인에이블 신호(423)의 듀티 팩터, 즉

는 PWM 휘도 제어로서 작동하고, 사인곡선적 기준 전류(421)의 주파수 또는 위상의 변경 없이, 사인곡선 포락(425)의 평균 전류를 제어하고 그리고 펄스 폭 변조로 LED 휘도를 제어한다.

다음의 코드에서 높은 두 주파수가 "디지털적으로" 생성되기 때문에, 이 주파수 성분은 원치 않는 스펙트럼 오염에 기여하는, 구형파의 전술한 고조파들을 나타낼 것이다. 이 점은 도 23b에 도시되어 있는데, 라인(431)로 도시된 주파수(

)에서 292Hz 기준 전류(421)이 발생하고, 그리고 라인(432)로 도시된 주파수(

)에서 발생하는 4,672Hz의 디지털적으로 펄스된 인에이블 신호(423)과 결합한다. 인 에이블신호(423)가 구형파이기 때문에, 오디오 스펙트럼에서 14,016Hz에서 3번째 고조파와 그리고 초음파 스펙트럼에서, 즉 라인(175)로 표시되는 주파수를 넘어서는 스펙트럼에서 그의 고조파들 나머지를 포함하는 고조파(434)를 생성한다. 이 방법을 사용하여, 믹서 또는 두 개의 아날로그 발진기들을 필요로 하지 않고서 292Hz(D4)와 4,672Hz(D8)의 코드가 생성될 수 있고, 이 경우 원치 않는 3번째 고조파가 여전이 오디오 범위에 존재한다는 단점이 있다. 최종 스펙트럼이 참조를 위해 D의 다른 옥타브들(octaves)을 포함하는 표에 요약되어 있다(435).

만일 디지털 펄스율이 D9으로 증가하거나 또는 약 7kHz에서보다 높은 다른 음이라면, 오디오 스펙트럼에서 고조파가 나타나지 않게 된다. 이 예가 도 23c에 도시되어 있고, 라인(431)로 도시된 292Hz의 기준 전류가,라인(440)으로 도시된 주파수(

)(D9)에서 9,344Hz의 디지털적으로 펄스된 인에이블 신호(441)와 결합한다. 최종 스펙트럼이 참조를 위해 D이 옥타브들을 포함하는 표에 요약되어 있다(445).

도 23d에 나타낸 바와 같이, 만일 라인(450)으로 도시된 클럭 주파수(

)가 초음파 스펙트럼으로 푸쉬될 수 있다면, 표(451)에 도시된 바와 같이 관련된 고조파들이 존재하지 않는다. 이 방법은 코드의 두 번째 음을 제거하기 때문에, 따라서 다음 합성을 위한 방법이 아니고 또한 인에이블 신호를 지속적으로 두는 것에 대해 아무런 장점도 부여하지 않는다. 다른 방법으로, 도 23e에서 실선(452)으로 도시된 바와 같이, 18,688Hz에서, 즉 D10에서 클럭을 가동시키는 것은 모든 오디오 고조파들을 제거하지만 그러나

의 옥타브로서 제2주파수를 여전히 제공한다.

요약하면, 두 개의 톤들의 다음 합성을 위해, 여기서

,

의 값의 제약이 없지만, 오디오 범위에서 심각한 스펙트럼 오염을 피하기 위하여 디지털 펄스 생성된 주파수(

)가 반드시 선택되어야 한다.

도 24는, 사인곡선적으로 발진하는 기준 전류의 주파수(

)보다 낮은 주파수(

)에서 인에이블 신호가 디지털적으로 스트로브되는 경우를 보여주고, 여기서

이다.

그래프(460a)에 도시된 바와 같이, 주기(

)와 평균값(464)을 가지는 고정-주파수 상시 발진 기준 전류(462)는 클럭 주기(

)를 가지는 인에이블(461)의 디지털 펄스들보다 긴 주기와 낮은 주파수로 발진한다. 각 클럭 주기

는 두 개의 간격들로 분할되고-인에이블(61)이 제로에 있거나 또는 "오프"상태로 바이어스되면

이고, 인에이블(461)이 논리 1 또는 "하이"상태로 바이어스되면

이다. 동작 동안, 인에이블(461)이 논리 1 또는 "하이"상태에 있을때 마다 MOSFET 구동기(215)는 0볼트를 출력하고, 즉 접지가 된다. 역으로 인에이블(461)이 논리 1 또는 "하이"상태에 있을때 마다, MOSFET 구동기(215)는 발진 기준 전류(462)의 시간 가변 아날로그 펄스들을 출력한다.

이

간격 동안, MOSFET 구동기(215a)의 출력은 단일의, 일정한 LED 전류가 되지 않지만, 전압과 전류에서 사인곡선 발진의 부분이 이 시간에 발생한다. 최종 파형은, 각 순간마다, 특히 사인파를 짧은 간격들로 "초핑하거나" 또는 발진의 "스닙피드(snippets)" 동안 "1" 또는 "0"의 디지털 승산기로 아날로그 사인파를 승산하는 것과 동등하다. 그래프(460b)에 도시된 LED 전류 파형은 기간

의 동일한 간격들을 포함하고, 여기서 라인(467)로 도시된 바와 같이, 기간

동안 셧오프되기 전에 LED 전류(466)는 하나 또는 다수의 발진 싸이클을 완료하고 그리고 이후에 전체 싸이클을 반복한다.

그래프(460a)에 도시된 바와 같이, 기준 전류 파형(463)이 평균값(465)을 가지는 DC 오프셋을 포함하는 경우, 발진의 크기가 감소되어, 기간(

) 동안 반복적으로 전도하고 그리고 그의 전도 및 작은 신호 발진들을 재개하기 전에 기간(

) 동안 일시적으로 중단되는 LED 열의 휘도에서 발진 교란(perturbation)이 있게 되는 것을 제외하고는, 그래프(460b)에 도시된, 최종 LED 전류 파형(468)은 동일한 AC 발진 행동을 보인다.

발진 기준 전류에서 DC 오프셋의 부재 또는 존재는 두-음 코드의 고조파 스펙트럼에 영향을 주지 않는다는 점에 유의해야 한다.

여기 기술된 방법을 사용하는 D8 및 D9의 코드에 최종 스펙트럼이 도 25a에 도시되어 있고, 여기서 실선(472)으로 도시된, 9,344Hz의 주파수(

)(D9)에서 사인곡선 기준 전류는 실선(423)으로 도시한, 4,672Hz의 주파수(

)(D8)에서 디지털적으로 펄스되는 인에이블 신호와 결합한다. 인에이블 신호가 디지털적으로 펄스되기 때문에, 오디오 스펙트럼에서 14,016Hz에서 3번째 고조파와 그리고 초음파 스펙트럼에서 고주파수 고조파들, 즉 라인(175)로 표시되는 주파수를 넘어서는 고조파들을 포함하는 고조파(434)들을 생성한다. 이 방법을 사용하여, 믹서 또는 두 개의 아날로그 발진기들을 필요로 하는 일이 없이 D8 및 D9의 코드가 생성될 수 있고, 원치 않은 3번째 고조파가 여전히 오디오 범위에 존재한다는 단점만이 있다. 참조를 위해 D의 옥타브들을 포함하는, 최종 스펙트럼이 표(473)에 요약되어 있다.

이 방법은 고주파 코드들에 대해 잘 동작하지만, 디지털 클럭, 고조파 잡음의 근원 및 스펙트럼 오염은, 두-음 다음 코드의 저주파수에서 발생하기 때문에 저주파수들을 생성할 때 그 동작에 문제가 있다. 이 문제는 도 25b에 도시되어 있는데, 584Hz(D5) 기준 전류(라인 476)과 292Hz(D4) 디지털적으로 펄스된 인에이블 신호(라인 161)의 믹싱 결과를 보여준다. 292Hz 구형파 인에이블 신호 때문에, 표(477)에 기술한 바와 같이, 도 12에 도시된 것과 동일한, 고조파(164)의 스펙트럼 오염이 오디오 스펙트럼에 걸쳐 발생한다. 따라서, 이러한 방법은 광치료 응용에서 LED 구동을 위한 저주파수 다음 코드들을 생성하는데 유용하지 않다.

고주파수 다음 코드들을 생성하기 위해, 도 12에 도시된 바와 같이 상기 방법은 저가로 구현될 수 있는데, 사인파를 생성하는데 사용하는 발진기(236)를 MOSFET 구동기(215a)에 대한 인에이블 신호 입력으로서 필요한 디지털 클럭 펄스들을 간단히 생성하기 위하여 2, 4 또는 8 카운터(482)로 단순한 분할(divide)를 구동하는데 사용될 수 있기 때문이다. 발진 기준(236)은 트리커링 카운터(482)를 클린닝하기 위해 너무 늦은 사인곡선 전이를 보이기 때문에, 히스테리시스와 고속 임피던스를 가지는 중개 슈미트 트리거(intervening Schmidt trigger) 또는 비교기(481)가 발진기(236)와 카운터(482) 사이에 삽입된다. 카운터(482)에 의해 구현되는 주파수 분할에서 2의 요소는 음악적 음에서 옥타브를 나타낸다. 예컨대 2로 나뉘어진 D8은 D7이고, 4로 나뉘어진 D8은 D6이다.

펄스 폭 변조 디지털 LED 제어

전술한 아날로그 정현곡선 합성에 추가하여, 광치료 시스템에서 LED를 구동하기 위한 제어된 고조파 함량(content)을 이용하여 정현곡선 파형을 합성하기 위해 여기에 개시된 다른 발명 수단은 디지털 합성을 이용하는 것에 의한다. 아날로그 합성은 LED 전류 제어 회로로의 기준 또는 바이어스 전류를 정현곡선 형태로 변화시키는 것을 포함하는 반면에, 디지털 합성은 사인파 [또는 다중 주파수의 사인파의 현(chords)]을 합성하기 위해 일정하게 변하는 지속기간 동안 LED 전류 온-오프를 펄스화하는 것을 포함한다. 펄스 변조 기법은 두문자어(頭文字語) PWM으로 통상적으로 불리워지는 고정 주파수 "펄스 폭 변조"와 두문자어 PFM으로 불리워지는 가변 주파수 "펄스 주파수 변조"를 모두 포함한다. PWM과 PFM 변조 기법 양자는 전압 조정장치(전압 regulator)와 같은 전자 회로에서 평균 전류 또는 전압을 제어하기 위해 채택될 수 있지만, PFM의 가변 클럭 속도는 파형 합성을 복잡하게 만든다. 더군다나 PFM은 원하지 않는 고주파 잡음(radio 주파수 잡음)과, 주파수를 변동시키고 이에 따라 여과 또는 차폐하기 어려운 전자기 간섭(EMI)를 발생시킬 수 있다. EMI는 특히 의료 장치에서 문제가 되는데, 이는 FDA 및 FCC와 같은 정부 기관이 병원이나 진료소에서 다른 응급 의료 장치와 위험하게 간섭할 수 있는 EMI를 엄격하게 금지하고 있기 때문이다. 그 결과, 이러한 응용의 디지털 합성 부분은 대안으로서 PFM 제어 펄스의 시퀀스가 소망하는 파형 합성에 사용될 수도 있다는 이해와 더불어 PWM 제어 기법에 주로 초점을 두고 있다.

도 15에 도시된 파형 예로 돌아가면, 펄스형 디지털 파형(243 내지 258)은 디지털 정현곡선 합성을 구체적으로 나타내고 있지 않지만, 파선(波線)으로 나타낸 레벨(272)로부터 더 높은 레벨(273) 까지 평균 LED 전류를 변화시킬 능력은 단순히 LED 전류 펄스 폭(267)을 더 긴 펄스 폭(268)으로 증가시키는 것이다. 양자의 펄스(267, 268)의 주파수가 1/T₁과 동일하기 때문에, 이것은 정현곡선 합성을 디지털 방식으로 수행하는 하나의 수단인 고정 주파수 PWM이라고도 알려진 "펄스 폭 변조"의 원리를 나타낸다. 디지털 합성의 다른 방법인 "펄스 주파수 변조," 즉 "PFM"은 LED 켜짐 시간 및 주파수를 변화시킴으로서 파선으로 나타낸 레벨(273)으로부터 레벨(274) 까지 평균 LED 전류를 증가시키는 데에 사용되는 시각(t₈, t₉)에서 펄스(268, 269)를 비교하는 것으로 예시되며, 즉 T₂가 T₁보다 크기 때문에, 펄스(268)의 주파수(1/T₁)는 펄스(269)의 주파수(1/T₂)보다 크다. 가변 주파수 PFM 방법은 고정식 켜짐 시간 또는 고정식 꺼짐 시간 변조 기법을 포함할 수도 있다. 가변 주파수 PFM 방법은 종종 회피되는데, 이는 여과하기 어려운 잡음에 결국 이르는 동적으로 변동하는 전자기 간섭에 기여하는 시변(時變) 신호에 대한 우려 때문이다.

디지털 합성에서 출력의 전기적인 부하 발생에 민감한 성능 및 회로 안정성을 가진 아날로그 회로와 달리, 디지털 합성기 회로에 의해 생긴 인에이블 신호(enable signal)는 큰 디지털 "팬-아웃(fan-out)"를 가지며, 이것은 하나의 디지털 합성기가 많은 채널과 MOSFET 드라이버를 제어하는 데에 사용될 수 있다는 것을 의미한다. 큰 팬-아웃의 예는 도 27C에 도시되어 있으며, 이 도면에서 디지털 합성기(203)가 단일 출력을 가지며, 무수한 MOSFET 드라이버(215a 내지 215n)의 Enable 입력을 구동시키는 데에 사용된다. 여기에서 n은 변수이고 반드시 영문자의 14번 째 글자를 의미하지는 않는다. 이 예에서, 디지털 합성기(203)가 단일 출력을 가지며, LED 드라이버들의 모든 채널이 동일한 디지털 파형을 나타내고 동일한 정현곡선을 동기식으로 합성시킬 것이다. 이와 같이 중앙 집중식 기법은 하나의 디지털 합성기가 전선, 전도성 인쇄회로기판(PCB) 회로선(trace), 또는 데이터 버스이든 공유 전도성 신호 경로를 이용하여 모든 MOSFET 드라이버에 접속가능하게 한다.

도 27A, 도 27B, 및 도 27C은 디지털 합성기들과 LED 드라이브의 독립 채널들의 다양한 조합을 도시하고 대조하고 있다. 도 27A에서, MOSFET 드라이버들(215a 내지 215n)은 자신의 대응 디지털 합성기들(203a 내지 203n)[총칭해서 디지털 합성기(203)]에 의해 제어되며, 여기에서 첨자 "n"은 수학 상의 변수를 의미하지만 영문자의 14번 째 글자는 아니다. 이들 다양한 디지털 합성기는 중앙집중형, 집단형, 또는 완전 분산형 시스템을 나타내는 단일, 여러개, 또는 완전 독립 집적 회로를 사용할 수도 있다. 각각의 LED 채널 및 관련 MOSFET 드라이버는 자신의 전용 디지털 합성기에 의해 제어되기 때문에, 이러한 실시 방식은 필요에 따라 채널 고유 주파수, 크기, 지속기간의 정현곡선을 합성할 때 완전한 유연성을 제공한다. 그런 이유로, 채널들이 공통 클럭 기준에 동기되는 것이 중요하고, 그렇지 않다면 잡음이 채널 대 채널 상호작용 및 위신호(aliasing)로부터 기인할 수도 있다. 이러한 독립적이고 자율적인 기법에서는 디지털 합성기들(203a 내지 203n) 각각은 전용 전선 또는 전도성 PCB 회로선을 가진 MOSFET 드라이버들(215a 내지 215n)의 대응하는 것에 연결되어야 한다.

회로의 중복을 최소화하고 유연성을 희생시키지 않고 IC 실제 영역(real estate)를 최소화하는 다른 방법은 독립적으로 제어되는 다수의 출력을 가진 단일 디지털 합성기(203)를 포함하는, 도 27B에 도시된 중앙집중형 제어 방법이다. 이 기법에서, 중앙집중형 디지털 합성기(203)는 별도로 구별된 전선 또는 전도체를 가진 모든 MOSFET 드라이버를 특유한 방법으로 어드레싱해야 한다. 만약 별도의 전선들 또는 전도성 PCB 회로선들이 채용되는 경우, 디지털 합성기는 MOSFET 드라이버들의 근처, 즉 물리적인 근접 위치에 위치해야 하고, 그렇지 않은 경우 연장된 길이의 많은 전도체가 필요하게 될 것이다. 선택적으로 데이터 버스는 모든 채널에 데이터를 분배하기 위해 채용될 수도 있지만, 그때 각각의 채널은 다른 채널로부터 특정 제어 신호를 특유하게 확인하기 위해 디코더 회로를 필요로 한다.

도 27A의 디지털 합성기(203)의 하나의 실시 방식은 도 28A에 개략적으로 나타내고 있으며, 디지털 카운터(503), 래치(506), 및 디지털 버퍼 열을 구비하며, 이 디지털 버퍼 열은 인버터들(507a, 507b)을 구비하며, 여기에서 디지털 합성기(203a)의 출력은 클럭 신호들(501)에 의해 제어된 상태이고, 병렬 데이터 버스(502)는 마이크로 컨트롤러(μC, 500)에 의해 생성된 상태이다. 인버터들(507a, 507b)는 최소 크기의 논리 트랜지스터들을 구비한 래치(506)의 출력이 하나 이상의 MOSFET 드라이버(215a)의 입력 캐패시턴스를 구동하기 위해, 또 디지털 합성기(203a)와 전류 싱크 회로(201a)로 제공되는 전기 부하 사이의 전도성 연결부에 존재하는 기생 레지스턴스와 캐패시턴스를 보상하기 위해 버퍼링되어야 한다는 것으로 설명하기 위해 도시되어 있다. 그런 이유로 인버터(507b)에 사용되는 MOSFET들의 전류 구동 용량 및 대응하는 게이트 폭은 크기 조정되어야 하며, 이에 따라 필요한 속도로 Enable 라인을 구동시켜야 한다.

도시된 예는 래치(506)의 비버퍼링 출력과 고전류 인버터(507b)로의 입력 사이에 전기적으로 삽입된 단일 인버터(507a)를 보여주고 있지만, 실제로는 순차적으로 증가하는 게이트 폭(도시 생략)을 가진 많은 중간 인버터들이 다음 인버터의 용량성 부하를 가진, 각각의 인버터의 출력 전류를 조정하는 데에 사용될 수도 있다. 일련의 인버터들[제1 인버터(507a) 및 마지막 인버터(507b)를 포함]로 이루어진 인버터들의 총 개수는 짝수, 예컨대 2개, 4개, 6개, 등이며, 그때 디지털 카운터(503)와 래치(506)의 출력은 디지털 합성기(203a)의 출력을 가진 디지털 위상으로 잔류해야 한다. 상술한 순차 버퍼 열을 채용한 결과는 현저하게 큰 팬-아웃과, 신호 전파(傳播) 지연의 무시할 정도의 변화를 제공하면서 광범위한 데이터 라인들을 일정하게 구동시키는 능력이다. 이러한 개시에 따르면, 동일한 기법이 언제라도 사용될 수도 있고, 고속 게이트는 긴 라인, 높은 캐패시턴스, 또는 무거운 부하를 고속으로 구동시키는 것을 필요로 하며, 이에 따라 재차 설명되지 않을 것이다.

동작시, μC(500)는 패턴 EPROM으로부터 병렬 출력 라인들(502)로 데이터를 쓴다. μC(500)는 또한 라인들(501)에 클럭 신호들을 생성하며, Sync 펄스와 클럭 신호(θ)를 구비한다. 동작시, Sync 펄스는 래치(506)의 출력을 논리 "1"로 설정하며, 논리 "1"은 인버터들(507a, 507b)에 의해 버퍼링되어 MOSFET 드라이버(215a)를 ON 상태로 작동시키고, MOSFET(216a)의 게이트를 구동시켜 프로그래밍된 전류(I_LED)를 생성하고, LED 열(205a)을 일정한 밝기로 조사(照射)한다. 이와 동시에, Sync 펄스는 디지털 카운터(503)가 병렬 데이터 버스(502) 상에 존재하는 데이터를 카운터의 레지스터(504)로 로딩하게 만들고, 예컨대 8-비트 단어로서 보여준다. 클럭 신호(θ)의 펄스들은 디지털 카운터(503)가 선형적으로 카운트다운하게 만들며, 각 펄스에 대해 하나씩 잔류 카운트를 감소시킨다. 카운트가 제로(0)에 도달하면, 디지털 카운터(503)는 출력 라인(505) 상에 펄스를 발생시키며, 래치(506)의 출력을 "0"으로 재설정하며, MOSFET 드라이버(215a)를 작동 중지시킨다.

도 28B의 타이밍도(timing diagram)는 디지털 카운터(503)의 디지털 합성기 동작을 그래프(510a)로 나타내고, 래치(506)의 동작을 그래프(510b)로 나타내고 있다. 도시된 바와 같이, 디지털 카운터(503)는 클럭 신호 라인들(501) 중의 하나에서 Sync 펄스에 의해 트러거링되는 부하 도입부(511)에 데이터(512)를 로딩시킨다. 클럭 신호(θ)의 반복 펄스들은 차후에 간격(T_θ) 각각에 대해 카운터 레지스터(504)를 한 번 감소시키고, 종국에는 시각(513)에서 제로로 카운트다운한다. 이 시간 동안에 디지털 합성기(203a)의 출력은 파형(516)으로 나타낸 바와 같이 논리 "1" 상태로 출력한다. 디지털 레지스터(503)의 카운트 값이 제로에 도달하면, 출력은 재설정되고[라인(517)], LED 열은 시각(513)에서 꺼진다. 다음 부하 펄스[라인(511)]까지는 디지털 카운터(503)의 카운트가 제로로 잔류하거나[라인(514)], 선택적으로 계속해서 카운트가 이루어지라도 무시된다.

도시된 바와 같이, 디지털 카운터(503)는 이진수이고, 리플 카운터(리플 카운트er) 또는 동기 카운터를 구비할 수도 있다. 선택적으로, 카운터(503)는 μC(500) 내의 소프트웨어에 의해 실현될 수도 있으며, 하드웨어 카운터들 및 래치들에 대한 필요성을 제거하지만, 유사한 기능들을 여전히 수행한다. 결국, 디지털 합성기(203a) 내의 PWM 카운터 기능은 개별로 수행될 수도 있거나, μC(500) 내의 전용 타이머 기능을 이용하여 수행될 수도 있거나, μC(500) 내의 소프트웨어에 의해 실시될 수도 있다. 그러나 소프트웨어 타이머들이 채용되는 경우, 인터럽트들(interrupts)이 정규 카운터 동작을 일시 중지시키거나 지연시키지 않는다는 것을 보장하도록 관리가 유지되어야 하거나, 부정확한 주파수가 합성될 수도 있다.

개시된 LED 구동 시스템의 최종 LED 전류 파형들은 제어된 폭의 펄스와 일정한 클럭 속도로 반복되는 변화 지속기간을 가진다. 일정한 클럭 주기(T_sync)를 유지하면서 ON 시각(t_on)을 변화시킴으로써, LED 열의 평균 전류는 디지털 방식으로 제어될 수 있다. 그와 같은 방법은 고정 주파수 펄스 폭 변조 또는 PWM 제어로 불리워질 수 있다. ON 시각을 변화시키는 펄스의 고정 주파수 PWM 생성의 예들은 도 28C에 도시되어 있다. 광치료 응용에서, PWM 평균 전류 제어는 도 8B에 도시되고 이전에 인용된 미국 출원 제14/073,371호에 기재된 바와 같이 디지털 방식으로 펄스가 발생된 LED 전류들의 동적 밝기 조정을 위해 사용될 수 있다. 선택적으로, 여기에 개시된 그러한 PWM 방법들은 정현곡석 파형의 디지털 합성을 위해 사용될 수 있으며, 오디오 스펙트럼에서 스펙트럼 오염이 없는 창의적인 방식으로 LED 열들을 구동시킬 수 있다.

평균 LED 전류가 정현곡선 기준 전압을 이용하여 통전(通電)된 LED 전류를 변화시킴으로써 바뀌는, 이전 섹션에서 설명된, 아날로그 합성과 달리, 디지털 정현곡선 합성에서 규정된 방식으로 변하는 일련의 펄스 폭들은 펄스들 자체를 생성하는 데에 사용되는 클럭 속도보다 훨씬 낮은 주파수로 정현곡선 파형을 재생성하기 위해 채용된다. 도 28C에 도시된 바와 같이, 펄스(520)는 클럭 주기(T_sync)의 ON 시각의 절반인 ON 시각(t_on50)을 가지며, 구체적으로는 파형의 부분(520)에 대해 디지털 값이 "1"이고, T_sync 주기의 나머지 부분(521)에 대해 디지털 값이 "0"이다. 그런 이유로 ON 시각(t_on)=50%·T_sync, OFF 시각(t_off)=1-t_on=50%·T_sync, 그리고 이러한 특별한 경우 t_on=t_off.

어떠한 PWM 펄스 동안의 평균 전류는 D=t_on/T_sync으로서 정의되는 듀티비에 의해 결정된다. 따라서, 이 예에서 듀티비는 D=t_on50/T_sync=50%로 주어지며, 여기에서 파선(522)은 듀티비를 도식적으로 나타내며, 파형의 평균값을 시각적으로 나타내고 있다. 파형(523)으로 시작해서, 도 28C에 도시된 파형들의 최상부 열은 50% 이상의 듀티비, 구체적으로는 61%, 71%, 79%, 82%, 및 99%의 듀티비들을 가진 펄스들(524)을 나타내고 있다. 99% 파형에서, 평균값과 선분(525)으로 나타낸 OFF 시각을 제공하는 파선(526)은 변수들을 더 잘 나타내기 위해 축척에 따라 그려지지 않았다. 유사하게, 파형(527)으로 시작해서, 도 28C에 도시된 파형들의 최하부 열은 50% 미만의 듀티비, 구체적으로는 39%, 29%, 21%, 18%, 및 1%의 듀티비를 가진 펄스들을 나타내고 있다. 1% 파형에서, 평균값과 펄스(528)로 나타낸 ON 시각을 제공하는 파선(529)은 변수들을 더 잘 나타내기 위해 축척에 따라 그려지지 않았다. 최상부 열에서 각각의 예는 최하부 열에서 상보적인 파형 위에 위치하며, 즉 50% 조건 주위의 거울상 조건이다. 예컨대 ON 시각(t_on61)과 61% 듀티비를 가진 파형(524)은 50% 중심 값 이상의 듀티비 11%를 가지는 반면에, ON 시각(t_on39)과 39% 듀티비를 가진 파형(527)은 50% 중심 값 이하의 듀티비 11%를 가진다.

듀티비들과 고정 주기를 특정한 방식으로 변화시키는 일련의 펄스들을 함께 열, 즉 시퀀싱함으로써, 정현곡선 파형들을 포함하여 어떠한 수학 함수도 PWM 변조된 디지털 펄스들로부터 생성될 수 있다. 예컨대, 도 29A에서, 고정 주기(T_sync)에서 발생하는 폭, 예컨대 t_on50, t_on82, t_on21, 등을 변화시키는 일련의 디지털 펄스들(590)은 결국 순수한 사인파(592)를 합성하는 시변 평균값으로 된다. 이러한 디지털 합성 동안에 아날로그 기준 전류(591)의 값은 여전히 일정하고, 사인파의 생성에 기여하지 않는다. 이 방법에서, 만약 클럭 주파수(1/_Tsync)가 합성되는 가장 높은 주파수(1/T_synth)보다 더 높다면, 사인파(592)는 클럭 주파수(1/T_sync)와 독립적인 어떠한 주파수와 주기를 가지도록 합성될 수 있다.

만약 클럭 주파수(f_sync=1/T_sync)가 22 kHz 근처 또는 이상이 되도록 선택된다면, 디지털 클럭 주파수와 그 고조파들 중의 어떠한 것도 오디오 스펙트럼에 존재하지 않고, 그 결과의 디지털 합성은 광치료 효력에 악영향을 미칠 수 있는 스펙트럼 오염을 야기하지 않는다. 예를 들면, 21,024 Hz 클럭은 24개의 독립적인 Tsync 시간 간격을 가진 1,168 Hz (D6) 사인파를 합성하는 데에 채용될 수 있다. 그와 같은 기법은 도 29B에 도시된 디지털 합성기의 정규화된 크기 대 시간의 그래프(600)으로 도시된 바와 같이 360° 사인파를 15° 및 35.7 μsec의 24 조각으로 부수는 것에 상응한다. 일정한 15° 각도 증분들(602)으로 표현되는 경과 시간에 대한 사인파(601)의 평균값을 그리면, 그 결과는 주파수(f_synth=1/T_synth) of the 생성된 정현곡선(602)의 주파수(f_synth=1/T_synth)를 이를 생성하는 데에 사용된 클럭 주파수(f_sync=1/T_sync)가진 스펙트럼이 된다. 펄스 폭 변조에서, PWM 듀티비에 의해 결정된 각각의 펄스의 크기는 동일한 해상도를 가진 D/A 컨버터와 동일한 평균 진폭을 가진다.

그러나 D/A 컨버터와 달리, PWM 제어에서 실제의 아날로그 값은 파형의 진폭에는 존재하지 않지만, 전류 또는 전압의 시간 평균값에 의해 결정되는 지속기간에는 존재한다. 이러한 지속기간은 0°, 90°, 150°, 및 330°의 호 중심각들에 각각 대응하는 50%, 100%, 75%, 및 25%의 PWM 듀티비들을 가진 파형들(604a 내지 604d)에 의해 도시되어 있다. 어떠한 15° 시간 증분의 평균값(602)은 출력이 100%의 실물 크기일 때의 시간의 일부와, 출력이 0%인 경우의 주기의 나머지를 가진다. 정현곡선(600)으로서 나타낸 평균값은 중간에 존재하며, 정현곡선(600)으로서 나타낸 각각의 시간 부분의 듀티비에 비례하여 변화한다.

실질적인 문제로서, 디지털 회로를 이용한 정현곡선 합성에서, 음의 전압들은 문제가 되는데, 왜냐하면 이들 전압은 신호가 대지전압 이상의 전압들로부터 "대지전압 이하"의 전압들까지의 범위에 드는 경우 이중 전원 전압들, 예컨대 ±0.6V를 필요로 하기 때문이다. 음의 전압들 또는 대지전압 이하의 전압들은 집적 회로들에서는 흔하지 않으며, 이들 전압이 특별한 절연 기법들을 필요로 하고 디지털 회로에서는 거의 들어보지 못해기 때문에 집적하기 어렵다. 양의 공급 전압들만을 이용하여 정현곡선을 실현하기 위해, 사인파의 평균값은 대지전압 이상에서 생겨야 한다. 예를 들면, 만약 사인파(601)가 1.2V 논리를 이용하여, 다음에 1.2V의 피크 대 피크 전압 범위, 즉 ±0.6V를 가진 정현곡선을 위해 실현되면, 사인파의 평균 전압은 0.6V에서 발생한다. 디지털 합성에서 이러한 중심 전압은 D=50%에서 발생하며, 0°, 180°, 및 360°에서 발생하는 사인파의 제로 상태에 상응한다.

정현곡선의 아날로그 합성과 고정 주파수 PWM 디지털 합성 사이의 직접적인 비교는 도 29C에 도시되어 있으며, 여기에서는 수직축은 주어진 간격으로 합성된 사인파의 진폭을 나타내는 반면에, 수평축은 간격 내에 시간을 나타낸다. D/A 컨버터(DAC)를 이용한 아날로그 합성에서, DAC 출력에 의해 제어된 그래프(620a)로 나타낸 진폭은 전체 주기(Tsync) 동안 일정한 전압으로 잔류한다. 주어진 간격에서, 정규화된 DAC 출력은 0%에서 100%까지의 범위에 드는 값(Von/1.2V)을 가지고, 크기(622)의 변화에 의해 다음 시간 증분 내에서 변할 수 있다. 이들 크기 변화는 일반적으로 8-비트 DAC에 대해 256 레벨, 12-비트 DAC에 대해 4096 레벨, 그리고 16-비트 DAC에 대해 65,536 단계를 가진 어떤 원하는 해상도에 따라 ±ΔV, ±2ΔV, 등의 선형 단계를 가진다. 파형의 순시 전압이 DAC에 의해 설정되고 PWM 카운터에 의해 설정되기 않기 때문에, 아날로그 합성을 실행하기 위해 필요한 가장 높은 클럭 주파수는 충실도(fidelity)를 가지고 재생될 가장 높은 주파수에 따라 조정되는 주기(T_sync)를 가진 1/T_sync이다.

이에 반해, PWM 디지털 합성을 이용하면, 그래프(600b)로 나타낸 전압 대 시간의 도표에서, 각 시간 간격의 개시에서 전압은 천이들(transitions)을 제외하고는 어떠한 중간 값도 가지지 않고 0%로부터 100%까지 급등하고, 이러한 전압에서 T_sync 주기(627)의 어떤 부분 t_on 시간(625) 동안 잔류한다. ON 시각(t_on)은 달리 언급하지 않는 한 가용 클럭 주파수들에 의해 제한되는 소망 해상도에 따라 각각 256, 4096, 또는 65,536 단계의 해상도를 가진 8-비트, 12-비트, 또는 16-비트 카운터에 의해 설정되는 시간의 선형 증분들(±Δt, ±2Δt, 등)에서 동적으로 조정된다. 정현곡선의 평균값이 클럭 카운팅 시간에 의해 설정되고 그래프(660b)로 나타낸 펄스를 추가로 세분하여 설정되며, 다음에 더 높은 클럭 속도가 D/A 컨버터를 이용하여 필요 이상으로 사인파를 합성하는 데에 요구된다. 그래서 아날로그 합성은 전압의 단계들을 가지고 그 해상도를 달성하는 반면에, PWM 디지털 합성은 시간의 단계들에 의해 그 해상도를 달성한다. 그런 이유로, PWM 디지털 합성에 필요한 클럭의 최대 주파수는 1/T_θ이며, 이 주파수는 원하는 소망 해상도의 sync 클럭 주파수(1/T_sync)의 배수이다. PWM 합성에서, 각각의 시간 간격, 예컨대 604a는 LED 내를 흐르는 시간 전류의 일부와, 구동 전류가 제로일 경우의 시간의 일부를 포함한다. 만약 클럭 주파수(f_sync)가 오디오 스펙트럼을 벗어나도록 충분하게 높다면, 살아있는 조직 내의 세포들은 이러한 고주파수의 존재에 응답할 수 있는데, 특히 클럭 주파수가 하나의 간격으로부터 다음 간격까지 평균 전류에서 작은 신호 변화를 제공하기 때문이다. 본질적으로, 세포들은 천연 필터링을 제공한다. 다른 필터링 효과는 LED들의 캐패시턴스와 구동 전류 파형 에지들을 불가피하게 완만하게 하고 고주파수 잡음, 특히 오디오 스펙트럼 밖의 고조파들을 여과하는 MOSFET 구동 회로로 인해 발생한다. 마지막으로 추가의 캐패시턴스는 필요에 따라 LED 구동 채널들에 추가될 수 있다.

우수한 충실도를 가진 정현곡선 재건, 즉 수학적으로 이상적인 형상으로부터 파형의 왜곡으로부터 최소 고조파들를 가진 정현곡선 합성은 재생 f_synth(max)인 가장 높은 정현곡선 주파수의 충분한 수의 간격들을 필요로 한다. 아날로그 합성을 위해, 이러한 클럭 주파수(f_sync)는 다음 관계로 주어진다.

f_sync=1/T_sync=(#간격)·f_synth(max)

여기에서 가변 "#간격"은 합성되는 가장 높은 주파수 파형에 대해 360°당 시간 간격의 개수이고, f_synth(max)는 합성되는 가장 높은 주파수 파형이다. #간격이 선택될 수 있는 하나의 수단은 다음의 관계, 즉 #간격=360°/(각각의 시간 간격의 호 중심각)를 이용하여 도(degree) 단위로 표현되는 각각의 시간 간격의 원하는 폭에 의한다. 예를 들면, 각각의 호 중심각이 36°이면 #간격은 10이고, 각각의 호 중심각이 20°이면 #간격은 18이고, 각각의 호 중심각이 15°이면 #간격은 24이고, 각각의 호 중심각이 6°이면 #간격은 60이고, 이 외에도 있다. 더 작은 각도들이 사인파의 완전한 하나의 360°사이클을 설명하기 위해 더 많은 시간 간격을 필요로 한다는 이러한 쌍곡선 관계는 PWM 합성에서 더 높은 해상도를 의미하며, 더 빠른 클럭을 필요로 한다.

비교를 요약하면, 디지털 PWM 합성은 아날로그 합성보다 더 높은 주파수 클럭(f_θ)을 필요로 하는데, 이는 각각의 시간 간격(T_sync)이 지속기간(T_θ)의 시간의 더 작은 조각들로 더 세분되어야 하며, 디지털 PWM 합성을 위해 동일한 비트 해상도는 아날로그 합성보다 더 높은 클럭 주파수를 필요로 한다는 것을 의미한다. 이와 같이 더 빠른 클럭의 필요한 주파수(f_θ), 즉 ON 시각의 증분들을 카운트하고 듀티비를 설정하기 위해 사용되는 주파수는 다음 관계로 주어진다.

f_θ = 1/T_θ = (비트 해상도)·f_sync = (비트 해상도)/T_sync = (비트 해상도)·(#간격)·f_sync(max)

이 관계는 일정한 시간 간격들의 얇은 직사각형이 얼마나 많이 사용되어 합성될 가장 높은 주파수의 하나의 사이클을 재건하는 가를 필연적으로 설명한다. 이와 같이 더 빠른 PWM 클럭 신호(f_θ)는 상수 또는 동적으로 조정가능한 주파수비를 이용하여 훨씬 더 높은 고정 주파수 오실레이터(f_osc), 바람직하게는 드리프트(drift)를 최소화하기 위해 보상되는 온도로부터 생성될 수도 있다. 합성된 정현곡선 파형을 일정한 지속기간과 함수의 크기와 동일한 높이의 작은 직사각형들로 나누는 과정은 미적분학에서 "적분"으로 불리워지는 수학 절차와 유사하다. 적분학에서, 시간 증분 "dt"가 무한하게 얇게 됨에 따라, 합성된 파형은 정밀하게 재생되고, 곡선 아래의 영역, 즉 광치료 여기(excitation)의 에너지 및 고조파 함량은 정밀하게 제어된다. 또한 주목해야 할 점은 Tsync의 값이 아날로그 합성 및 디지털 합성 양자를 위해 동일하다는 것이다. 예를 들면, 1,168 Hz (D6) 정현곡선을 합성하기 위해 20°의 18개 간격 각각을 이용하면, 아날로그 합성에서 D/A 컨버터들을 로딩하거나 디지털 PWM 합성에서 디지털 카운터를 로딩하기 위해 사용되는 Sync 클럭은 21,024 Hz의 주파수(f_sync), 즉 이 클럭과 이의 모든 고조파가 오디오 주파수 범위의 가장 상부 범위와 그 이상에서 발생하기에 충분히 높은 주파수를 가진다.

도 29D의 그래프(640a)는 D4로부터 D8까지의 범위로 도시된 합성될 최대 주파수 사인파의 함수로서 시스템에서 필요로 하는 클럭 주파수의 도표를 보여준다. y축은 라인(641)으로 나타내는 아날로그 합성의 경우에, 주파수(f_sync)에서 D/A 컨버터를 로딩하는 데에 사용되는 sync 펄스이고, 디지털 PWM 합성의 경우에 주파수(f_θ)를 가진 디지털 카운터 클럭인 가장 높은 주파수 클럭을 나타낸다. 동일한 1,168 Hz 파형의 디지털 합성을 이용하면, 라인들(642, 643)로 각각 도시된 8-비트 및 10-비트 해상도를 위한 PWM 디지털 카운터의 디지털 클럭 속도는 약 5.38 MHz 및 21,529 MHz의 대응 클럭 주파수들(f_θ)을 필요로 한다. 12-비트 해상도를 위해, 디지털 카운터 클럭은 너무 높아서 그래프로 도시되지 않은 f_sync 또는 86 MHz 이상의 클럭의 4,096배이다.

도 29D에 또한 도시된 그래프(640b)는 360°의 생성되는 가장 높은 주파수 사인파를 합성하는 데에 사용되는 시간 간격들의 개수를 증가시키는 선형 영향을 나타내는데, 여기에서 간격들의 개수는 8개로부터 30개까지 변한다. 라인(645)으로 도시된 바와 같이, 2,336 Hz (D7) 사인파를 합성하는 데에 필요한 클럭 속도는 1.2V 사인파에 대해 64개의 크기를 제공하는 6-비트 카운터를 채용하기 위해 여전히 5 MHz 이하이며, 즉 각각의 단계는 신호의 18.8 mV 또는 1.6% 증분들을 나타낸다. 라인(646)은 256개 단계들을 제공하는 8-비트 카운터를 나타내고, 4.69 mV 또는 0.4% 단계 증분들의 정밀도는 20 MHz를 초과하지 않고 전범위에 걸쳐 달성될 수 있다.

실제의 상업적인 마이크로 컨트롤러들은 통상적으로 10 MHz와 25 MHz 사이의 클럭 주파수들에서 동작한다는 것을 고려하면, 라인(647)은 10-비트 PWM 카운터가 여전히 25 MHz 이하이지만 적은 개수, 즉 8개 이하의 간격들을 가지고 사용될 수 있을 뿐이다는 것을 나타낸다. 360°당 12개의 간격보다 더 적게 사용하는 것은 결국 더 높은 비트 정밀도에 의해 보상되지 않은 합성된 정현곡선에서 왜곡이 생기며, 12-비트 PWM 카운터들 이상을 이용함으로써 주어진 시간 간격에서 평균 전압을 더욱 정밀하게 설정하는 이익을 의미한다는 것은 정현곡선을 만드는 데에 사용되는 시간 간격들의 개수를 희생시킬 가치는 없다. 원하지 않는 오디오 스펙트럼 고조파들이 없는 정현곡선의 고충실도 합성을 위해, 실질적인 고려 사항을 위한 시간 간격들의 개수는 12개 시간-간격들로부터 각각 30°의 폭을 가진 12개 시간-간격들로부터 15°의 24개 간격들까지의 범위를 가진다. 이하의 표들은 다양한 크기의 PWM 카운터들 이용하여 4,672 Hz (D8) 정현곡선을 합성하는 데에 필요한 클럭 주파수를 열거한다.

비트 정밀도	8×45°	12×30°	15×24°	18×20°	24×15°
6-비트	2.4 MHz	3.6 MHz	4.5 MHz	5.4 MHz	7.2 MHz
8-비트	9.6 MHz	14.4 MHz	19.9 MHz	21.5 MHz	28.7 MHz
10-비트	38.3 MHz	57.4 MHz	71.8 MHz	86.1 MHz	115 MHz

상술한 조건들 중에서, 음영 처리된 상자들은 클럭 주파수가 25 MHz를 초과하는 때문에 또는 시간 간격들의 개수는 너무 적기 때문에 실행 불가능하다. 이러한 분석은 최적 조건은 4,672 Hz (D8) 정현곡선 18개의 시간 간격들, 즉 각각 20°의 폭으로부터 4,672 Hz (D8) 정현곡선을 합성하기 위해 8-비트 PWM 카운터를 구동시키는 21.5 MHz PWM 클럭이라는 것을 암시한다. 대응 PWM 클럭은 주기가 T_θ=1/f_θ=1/(21,529 MHz)=46.5 nsec이고, 대응 주파수(f_sync)가 83.9 kHz인 sync 주기가 T_sync=256/f_θ=11.9 μsec.

별개의 오실레이터 솔루션들이 이용될 수 있지만, 많은 경우에, 특히 그와 같은 많은 솔루션들이 무선 통신을 위해 개발되었다는 점을 고려하면 정밀도와 비용이 보장되지 않는다. 다른 한편, 25 MHz 오실레이터들은 별개로 또는 공통 마이크로 컨트롤러와 함께 제조되기 상대적으로 쉬운데, 왜냐하면 이러한 진동 주파수가 이더넷 통신들(Ethernet communications)에 공통으로 사용되기 때문이다. 본 발명에 따라 제조된 하나의 타이밍 소스 및 클럭 발생기 회로(660)는 도 30에 도시되어 있고, 도 28A에 도시된 디지털 합성기(203a)를 구동시키는 데에 사용되는 클럭 신호들(501)을 생성하기 위해 오실레이터(661), 디지털 카운터들(662, 664), 및 트림(트림) 레지스터(693)를 구비한다.

오실레이터(661)는 수정(crystal) 오실레이터, R-C 릴렉센이션(relaxation) 오실레이터, 링 오실레이터, 또는 실리콘 MEM 오실레이터를 이용하여 실현될 수도 있다. 특정 주파수를 공진시키도록 기계적으로 동조된 석영의 수정 껍질(crystal shard)을 구비한 수정 오실레이터는 그 온도 독립성을 위해 유리하지만, 반도체에 비교해서 불행히도 상대적으로 깨지기 쉽다. R-C 릴렉센이션 오실레이터는 설정 속도로 콘덴서를 충전하기 위해 저항기-콘덴서 네트워크를 채용하고 있으며, 비교기 또는 슈미트 트리거(Schmidt trigger)의 문턱값에 도달한 후에 콘덴서를 신속하게 방전시키고, 그 과정을 무한히 반복한다. 많은 경우에, 타이밍 소스(660)를 실행할 회로 소자들은 μC(500)(도 28A에 도시)에 완전하게 집적되고, 펌웨어(firmware) 또는 소프트웨어로 전체적으로 사용자 프로그래밍될 수 있다.

클럭 정밀도는 R-C 오실레이터에서 저항기를 트리밍함으로써 그리고/또는 상대적으로 온도 독립적인 재료들을 사용함으로써 달성된다. 다른 대안은 루프 또는 링을 형성하기 위해 헤드 대 테일(head-to-tail), 즉 출력 대 입력 방식으로 접속된 많은 수의 인버터들을 이용하여 시간 소스를 생성하는 것이다. 전력이 공급되면, 신호는 인버터의 전파(傳播) 지연에 따라 어떤 주파수로 인버터 링 주위로 전파된다. 홀수의 인버터들은 진동이 연속하는 것을 보장하는 데에 필요하다. 오늘날 이용가능한 최신 솔루션은 실리콘 마이크로 머신 장치들 또는 MEM들을 사용하는 것이며, 용량성 결합 또는 피에조 저항성 변동에 의해 전기적으로 감시되는 소형 진동 스프링 또는 다이빙 보드(diving board)(외팔보)를 생성하는 데에 사용되고, 그 특정 질량에 따라 공진하도록 동조된다.

채용된 기법에 상관없이, 오실레이터(661)는 디지털 카운터(662)에 의해 어떤 더 낮은 소망 주파수, 즉 21.5 MHz로 조정되는 25 MHz 진동 신호를 생성한다. 만약 오실레이터(661)가 제조 과정에서 트리밍된다면, 카운터(662)는 소프트웨어에 의해 일정한 값으로 미리 설정될 수 있다. 그러나 만약 오실레이터(661)의 주파수가 제조와 함께 변한다면, 트림 레지스터(663)를 이용한 기능적인 트리밍은 정상적으로는 제조 과정에서 수행된다. 기능적인 트리밍에서, 주파수(fθ)의 측정은 트림 레지스터(663)에 저장된 디지털 값에 의해 카운터(662)로 로딩되는 카운트가 소망 주파수가 달성되어 주파수 소스가 교정될 때까지 조정되는 동안에 반복적으로 이루어진다.

이러한 PWM 클럭 주파수는 디지털 합성기에 공급되고 또한 프로그래밍가능한 카운터(664)의 입력에 공급되며, PWM 클럭 주파수(fθ)를 도시된 바와 같이 fθ보다 낮은 256회인 주파수(fsync)를 가진 Sync 펄스로 변환시킨다. 카운터(664)를 위해 인수(factor)로 나누기는 PWM 출력, 예컨대 8-비트, 10-비트, 등의 원하는 해상도와 일치해야 한다. 이와 같이, PWM 디지털 카운터(664)는 주파수(fθ)에 대응하는 펄스들을 카운트할 것이고, 나중에 256개 펄스를 발생키는 Sync 펄스는 LED 드라이버를 재설정하고, 카운트를 다시 시작할 것이다.

광치료에서 LED 드라이브에 적용되는 바와 같이, 개시된 발명을 이용하여 정현곡선 생성의 효과적인 해상도는 정현곡선을 만들 때 사용되는 시간 간격들의 개수에 가능한 PWM 듀티비들의 개수, 즉 PWM 카운터의 히트(hit) 해상도를 곱함으로써 추정될 수 있다. 4-비트 정밀도에 대략 상응하는 18개의 시간 증분들에 8-비트 카운터로부터 생성되는 D의 256개의 가능한 값들을 곱하는 것은 5,425 Hz까지의 정현곡선들을 의미하며, 총 해상도는 12-비트 또는 4096 조합에 대략 상응한다. 클럭 주파수가 f_synth(max)에 비려하여 증가되지 않는다면, 이러한 주파수 이상의 정현곡선들을 합성하는 데에 PWM 방법들을 사용하는 것은 총 해상도가 쌍곡선 형태로 감소되어야 한다는 것을 의미하며, 즉 비트-해상도 또는 시간 간격들의 개수를 낮춤으로써 충실도를 희생시킨다는 것을 의미한다. 이와 같이 합성된 최대 주파수와 이의 총 해상도 사이의 교환(tradeoff)은 다음 표에서 보여준다.

설명	D8	대역 폭	D9	D10	초음파
파형[fsynth(max)]	4,672 Hz	5,425 Hz	9,344 Hz	18,688 Hz	22,000 Hz
오실레이터(fosc)	25 MHz	25 MHz	25 MHz	25 MHz	25 MHz
fosc/fsynth(max) 비	5,351	4,608	2,676	1,338	1,136
파형 해상도	4,608	4,608	2,676	1.338	1,136
등가 해상도	12-비트	12-비트	11-비트	10-비트	10-비트

표는 약 5.4 kHz까지의 정현곡선들을 합성하기 위해, 디지털 합성기의 전체 해상도는 4608 조합이고 12-비트 해상도보다 높다는 것을 나타낸다. 이 주파수 이상은 합성기의 "대역 폭"으로서 언급되며, 디지털 합성기의 해상도는 정현곡선의 주파수에 비례하여 감소하며, 9,344 Hz (D9)에서 11-비트 정밀도로 감소하며, 오디오 스펙트럼의 상부 에지까지 내내 적어도 10-비트 해상도를 유지한다. 대역 폭 제한과 그 영향은 도 31에 도식적으로 나타나 있고, 여기에서 곡선(671)은 가능한 조합들의 개수와 이의 등가(等價) 양자에서 총 합성기 해상도 대 최대 합성 주파수[f_synth(max)]를 나타낸다. 도시된 바와 같이, 디지털 합성기(203a)의 정밀도는 5.425 kHz의 주파수, 즉 디지털 합성기의 대역 폭이 도달할 때까지[라인(673)] 12-비트를 초과하는 값에서 여전히 일정하며, 이 주파수 이상에서는 해상도는 f_synth(max)와 함께 비례적으로 감소한다. 초음파 스펙트럼[라인(175)]의 에지에서, 디지털 합성기(203a)는 10-비트의 전체 해상도를 여전히 유지한다. 만약 가장 높은 주파수 사인파를 합성하는 데에 사용되는 시간 간격들 개수가 #간격=18일 때 유지된다면, 총 해상도(671)의 저하는 라인(672)로 나타낸 바와 같이 PWM 카운터 해상도의 감소에 수반되어야 한다. 심지어 초음파 스펙트럼(175)의 에지까지 합성기(203a)의 대역 폭 이상에서 동작하더라도, PWM 카운터 해상도는 여전히 6-비트를 초과한다.

분명히 합성기(203a)의 대역 폭 이상에서, 해상도가 감소함에 따라, 합성된 사인파의 충실도가 나빠진다. 음악을 듣는 오디오 애호가들에 대하여 디지털 오디오 재생 과정의 미묘한 왜곡 및 위상 인공물은 숙달된 귀에 도드라질 수 있지만, 광치료용 LED 드라에서는 결과로 생긴 왜곡은 필연적으로 사소하며, 에너지를 거의 전달하지 않으며, 오디오 스펙트럼 밖의 고조파 주파수들에서 발생한다. 어떠한 악영향도 이러한 주파수 범위에서 기대되지 않는다.

전술한 바와 같이, 7 kHz보다 약간 높은 주파수에서는 심지어 구형파의 가장 낮은 고조파들은 오디오 스펙트럼 밖에 존재하고, 광생체조절(photobiomodulation)과 광치료 효율에 영향을 미치는 것으로 기대되지 않는다. 그래서 도 31에서 라인(673)으로 나타낸 한계 주파수 이상의 주파수들에서는 개신된 발명은 감소된 충실도로 PWM 합성을 계속할 수 있거나, 펄스형 디지털 동작으로 전환될 수 있거나, 전술한 아날로그 합성으로 전환될 수도 있다. 도 32A에 도시된, 결과로 생긴 고조파 스펙트럼은 정현곡선의 PWM 디지털 합성을 사용하는 것은 결국 오디오 범위 내에서 라인(675)으로 나타낸 합성 주파수만으로 된다는 것을 나타낸다. 라인(676)으로 나타낸, 데이터 스트림을 PWM 디지털 카운터에 로딩하는 데에 사용되는 sync 주파수(fsync)는 오디오 스펙트럼의 상한(上限) 밖의 초음파 스펙트럼에 더 멀리 들어가는 주파수에서 발생한다[라인(175)]. PWM ON 시각을 제어하는 데에 사용되는 클럭 펄스들[라인(678)]과 이것을 발생시키는 데에 사용되는 클럭 펄스들[라인(677)]은 MHz 범위 내에서 발생하고, LED 드라이브 여기 파형들에는 어떤 경우에도 존재하지 않는다.

동일한 기법이 더 낮은 주파수 사인파, 예컨대 도 32B에서 라인(681)로 나타낸 fsynth=292 Hz (D4)를 합성하는 데에 채용되는 경우, 잠재적으로 심각한 잡음 문제가 생긴다. 만약 292 Hz의 합성 주파수가 필요한 최소 Sync 클럭 주파수[라인(682)]를 이용하여 발생된다면, 결과로 생긴 클럭 주파수(f_sync)가 오디오 스펙트럼의 중간에서 상대적으로 높은 에너지 함량으로 7,078 Hz에서 발생한다. 더군다나, 도 32B에서 표(679)로 설명되는 바와 같이, Sync 클럭의 제3 고조파[라인(683)]은 또한 오디오 스펙트럼의 상부에서 초음파 스펙트럼 [라인(175)]의 하한 이하의 주파수에서 감소한다. 그래서, 최소 가능한 클럭 주파수를 이용하는 것은 고주파수 파형들을 합성하는 데에 유리하지만, 더 낮은 주파수 정현곡선들을 생성하는 데에는 불리하다.

도 32C에 도시된 바와 같이, 바람직한 오실레이터 주파수인 25 MHz를 초과하지 않도록 PWM 클럭 주파수(f_θ)에서 상한과 오디오 스펙트럼 내에 포함되지 않도록 Sync 펄스 주파수(f_sync)에서 하한을 요구하는 것은 전술한 고정 클럭, 즉 f_θ = (비트 해상도)·f_sync = (비트 해상도)·(#간격)·f_synth(max)를 이용하여 합성될 수 있는 주파수들(f_synth)의 범위에 실질적인 제약을 가한다.

수평 라인(680)으로 나타낸, 여전히 25 MHz에서 또는 그 이하로 되도록 24개의 15° 시간 간격들 또는 18개의 20° 시간 간격들로 구성된 합성 사인파들을 위한 PWM 클럭 주파수에 대해, 정현곡선의 최대 주파수[f_synth(max)]은 점(682a, 682b)으로 나타낸 바와 같이 각각 4,069 Hz 및 5,425 Hz로 한정되고, 도 31과 일치한다. 다른 극단(extreme)에서 상기 관계에 따르면, 15° 시간 간격들로 917 Hz 이하 또는 20° 시간 간격들로 1,222 Hz 이하의 주파수(f_synth)를 가진 어떠한 사인파를 합성하는 것은 Sync 클럭 펄스 주파수(f_sync)가 라인(175)로 나타낸 주파수 이하로 그리고 구체적으로 점(684a, 684b)으로 나타낸 오디오 대역으로 감소할 정도로 충분히 낮게 된다는 것을 의미하며, 광치료 효율에 영향을 미치는 원하지 않는 스펙트럼 오염 가능성을 발생시킨다. 결과로 생긴 범위는 하단에서 Sync 클럭 주파수(f_sync)에 대한 오디오 스펙트럼의 제한과 [20° 합성예를 위해 음영 영역(685)으로 나타낸] 상단에서 PWM 클럭 주파수(f_θ) 상에 오실레이터의 25 MHz 주파수의 실질적인 제한에 의해 정해진다. 오실레이터 주파수와 오디오 경계가 일정한 경우, 허용 범위 밖에서 동작은 해상도가 높은 정현곡선 주파수들을 합성하기 위해 희생되어야 한다는 것을 의미하고, 다른 극단에서 최소 이상, 즉 "과샘플링된" Sync 클럭 주파수가 낮은 주파수 정현곡선들을 합성할 때 유지되어야 한다는 것을 의미한다.

결국, PWM 디지털 합성을 위한 필요한 클럭 주파수가 비현실적으로 높은 경우, 개시된 발명을 이용하여 가용 옵션들은 이하를 포함한다.

● 합성 사인파의 최대 주파수를 제한하는 것

● PWM 비트 해상도를 제한함으로써, 즉 듀티비의 해상도를 감소시킴으로써 합성 파형의 고조파 충실도를 가지는 것

● 더 큰 시간 간격들을 채용해서 T_synth 당 시간 간격들의 개수를 감소시킴으로써 합성 파형의 고조파 충실도를 가지는 것

● 아날로그, 디지털, 및 PCM 소스에 따라 LED 전류의 크기를 가변시키는 포함하여 전술한 바와 같이 D/A 컨버터을 이용하여 어떤 클럭 주파수 이상에서 디지털 합성에서 아날로그 합성으로 전환하는 것

● 위의 방법들의 조합

반대로 합성되는 사인파의 주파수가 너무 낮은 경우, 최소 Sync 클럭 주파수는 설정된 주파수 한계 이상으로 유지되어야 하고, 합성 주파수에 비례하여 조절될 수 없다. 여기에 개시된 창의적인 방법들을 이용한다면, LED 광치료를 위한 제어되고 동적으로 조정 가능한 주파수들의 정현곡선은 이에 따라 오디오 스펙트럼 내에 원하지 않는 고조파들의 스펙트럼 오염이 없는 디지털 합성을 이용하여 생성될 수 있다.

디지털 정현곡선 합성

LED 전류, 주파수, 및 밝기의 펄스 폭 변조 제어 제어 장치 및 방법에 대한 전술한 설명을 고려하면, 어떤 정현곡선, 일련의 정현곡선들, 또는 다중 정현곡선들의 현(弦)들은 동적으로 합성될 수도 있다.

도 28A의 장치를 재차 참조하면, 정현곡선 합성에서 특정의 제어 시퀀스, 즉 일련의 특정 PWM 카운트들은 μC(500)와 같은 어떤 디지털 컨트롤러로부터 디지털 합성기(203a)의 레지스터(504)로 순차적으로 로딩된다. 여기에 기재된 방법들에 따른 정현곡선들의 디지털 합성은 광치료에 사용되는 하나 이상의 LED 열들의 고조파 함량 및 밝기를 제어한다. 마이크로 컨트롤러(μC, 500)는 이들 명령어들의 소스로서 도시되고 있지만, 어떤 프로그래밍 가능한 논리 또는 논리 어레이, 주문형 디지털 회로, 또는 주문형 집적 회로가 또한 제어 시퀀스를 생성하는 데에 사용될 수도 있다.

하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 어떤 조합에 의해 디지털 합성을 실행할 지의 여부는 도 33에 도시된 단계들과 같은 단계들의 시퀀스를 포함한다. "패턴 선택" 단계(단계 700)로 시작해서, LED 파장들, 채널들, 및 구동 알고리듬들이 선택된다. "조건 로딩" 단계(단계 701)에서, f_sync, f_θ, t_on, T_sync, T_synth, 및 다양한 합성 패턴을 포함하여 이들 세팅은 μC(500) 내에서 적절한 레지스터들에 로딩되고, 관련 하드웨어, 카운터들, 버퍼들, 등에 로딩된다. 만약 단일 주파수 정현곡선(f_synth1)이 합성될 경우, 필요한 디지털 코드들의 시퀀스는 비휘발성 메모리 파일로부터 호출되고 나서 데이터 레지스터 또는 스택(stack)에 저정된다. 이들 코드는 PWM 카운터 각각의 시간에 순차적으로 로딩된 카운트들을 나타내고, Tsync 펄스가 발생한다. 만약 다중 정현곡선들(f_synth1+f_synth1+ . . . +f_synthx)의 현이 합성될 수 있다면, 디지털 코드들의 다른 시퀀스가 데이터 레지스터 또는 스택을 구비하고 데이터 레지스터 또는 스택에 로딩되는 비휘발성 메모리 파일로부터 재호출된다. 데이터 레지스터들은 정적 메모리 또는 동적 메모리, 즉 SRAM 또는 DRAM를 구비하지만, 이들 레지스터는 합성 중에 변형되는, 즉 빈번하면서도 신속하게 "기록되기" 때문에, 데이터 레지스터들은 EPROM, E2PROM, 또는 플래시와 같은 비휘발성 메모리의 경우 너무 높은 주파수에서 작동하고, 광치료 패턴들 및 알고리듬들을 저장하는 데에 사용된다.

신속한 접근을 위해 조건들은 데이터 레지스터 또는 스택들에 로딩된 후에, "Tsync 카운터 로딩"단계[단계(702a)]에서 제1 시간 간격(T_sync)을 나타내는, 레지스터(705)의 데이터가 T_sync 카운터(664)로 로딩된다. 이어서 "PWM 카운터로딩" 단계[단계(702b)]에서, 시간 간격(T_sync) 내에 펄스의 ON 시각을 나타내는, 레지스터(706)의 데이터가 도 28A에 도시된 PWM 카운터(503)로 로딩된다. "래치 설정, LED 작동, 및 카운팅 개시"”라고 명명되는 단계[단계(702c)]에서, PWM 래치(506)의 출력은 MOSFET 드라이버(215a)를 작동시키고 LED 열(205a)을 조사하는 "하이"로 설정된다. 동시에, Tsync 카운터(664) 및 PWM 카운터(503)는 f_θ 클럭으로부터 카운팅 펄스들을 개시한다. "PWM 카운터를 제로로 감소"라고 명명된 단계[단계(702d)]에서, PWM 카운터(503)는 제로로 카운트다운하지만, T_sync 카운터는 여전이 감소되지 않는다. PWM 카운터(503)가 제로에 도달하면, PWM 래치(506)의 출력은 "래치 재설정, LED 작동 중지, 및 T_sync 카운트 계속"이라고 명명된 단계[단계(702c)]에 의해 설명되는 바와 같이 MOSFET 드라이버(215a)를 작동 중지시키고 LED 열(205a)을 오프시키는 "로우"로 재설정된다. 명칭이 설명되는 바와 같이, T_sync 카운터는 T_sync 카운트가 제로에 도달할 때까지 "T_sync 카운터를 제로로 감소"라고 명명되는 단계를 통해 카운트를 계속한다.

일단 Tsync 카운터(664)가 제로에 도달하면, 프로그램 결정[단계(703)]이 "패턴 선택" 단계(700) 동안에 원천적으로 로딩되는 파일들에 의해 규정된 알고리듬에 따라 이루어진다. 패턴이 "패턴 완료"의 경우[화살표(704a)]에 완료된다면, 시퀀스는 완료되고, 새로운 패턴이 선택되어 계속되어야 한다. 그렇지 않을 경우, "패턴 미완료"의 경우[화살표(704b)]에 새로운 시간 간격(T_sync)을 나타내는 레지스터(705)의 데이터와 시간 간격(T_sync) 내에서 펄스의 ON 시각을 나타내는 레지스터(706)의 데이터를 가진 새로운 세트의 카운트가 각각 Tsync 카운더(664) 및 PWM 카운터(503)로 로딩된다. 단계들(702a 내지 702f)은 반복된다. 결정 단계(703)가 패턴이 완료된 것으로 판단할 때까지 과정은 계속되며, 이에 의해 프로그램 실행이 종료되고, 정현곡선들 또는 정현곡선 현들의 시퀀스에 대한 디지털 합성이 완료된다.

소프트웨어 실행에서, 카운터들(702a, 702b)의 사이즈는 조정 가능하며, 정현곡선의 단일 사이클 또는 복수 사이클들을 합성할 수 있다. 주어진 펄스의 듀티비는 레지스터(706)에 저장된 카운트에 의해 결정되는 ON 시각과 레지스터(705)에 저장된 T_sync 시간 간격의 비로서 산출될 수도 있다. 고정 주파수 PWM 합성에서 레지스터(705)의 T_sync 시간 간격이 여전히 일정하지만, 레지스터(706)의 ON 시각은 듀티비를 제어하도록 조정되며, T_sync 주기는 임의의 주파수(f_synth)의 어떤 주어진 정현곡선을 합성하도록 조정될 수 있다. 도 33에 도시된 알고리듬은 합성되어 원하는 해상도를 유지할 정현곡선의 주파수에 따라 T_sync의 값을 변화시키는 것을 포함한다. 예를 들면, f_sync은 합성되는 정현곡선의 최대 주파수[f_synth(max)] 에 비례하여 감소될 수 있다. 선택적으로, 필요한 것보다 더 높은 값의 f_sync이 채용될 수도 있다.

예를 들면, 전술한 오디오 주파수 잡음 문제를 제외하고, 292 Hz (D4) 정현곡선은 8-비트 PWM 카운터와 24개 또는 18개 시간 간격들을 이용하여 합성될 수도 있다. 도 34A의 그래프(730)에서, 정현곡선(731a)은 호(弧)의 15°에 대응하고 140.7 μsec의 지속기간을 가진 24개의 균일 이격 간격들 각각을 이용하여 합성된다. 각각의 간격은 표(732)에 요약되어 있는 256개 지속기간들을 가진 8-비트 PWM 카운터에 의해 결정되는 단계들(731b)에 도시된 평균값을 가진다. "PWM 카운트" 종대열(column)에서 십진수 또는 표(733)의 "6진수" 종대열에서 6진수에 상응하는 이진수로 PWM 카운터를 연속적으로 로딩함으로써, 정현곡선 파형(731a)이 생길 것이다. 동작 중에, 0°을 나타내는 제1 시각에서 PWM 카운터는 50%, 즉 사인각 50°에 대한 6진수 80으로 로딩된다. 카운터의 양자화(quantization) 에러, 즉 128/255로 인하여, 가장 가까운 듀티비는 50.2%이며, 합성기는 그 이상적인 평균 출력으로부터 약간의 불일치를 보여준다. 하나의 Tsync 시간 간격인 140 μsec 후에, PWM 카운터는 듀티비를 62.7%로 바꾸는 새로운 6진수 값 A0(십진수 160)으로 로딩된다.

과정은 계속해서 0.86 ms에서 PWM 카운터가 100%의 듀티비에 도달하는 FF 6진수로 로딩될 때까지 평균 크기를 더 높게 순차적으로 만든다. 이후 PWM 듀티비는 감소해서 사인각 270°에 대응하는 0의 2.57 ms에서 최소값에 도달한다. 다음에 과정은 정현곡선들의 추가의 사이클들을 반복해서 합성한다. 이러한 정현곡선 합성에 대한 주된 부정적인 측면은 표(732)에 도시된 f_sync=7,008 Hz에 의해 발생되는 잡음이다. 이 잡음은 현재 오디오 대역에서 의도적으로 동작하는 디지털 펄스 시스템들에 존재하는 오디오 주파수 고조파들의 전체 스펙트럼을 포함하고 있지 않지만, 여전히 오디오 스펙트럼 오염을 나타내고 있다.

도 34B의 그래프(730)에서, 정현곡선(736a)은 호(弧)의 20°에 대응하고 190.3 μsec의 지속기간을 가진 18개의 균일 이격 간격들 각각을 이용하여 합성된다. 각각의 간격은 표(737)에 요약되어 있는 256개 지속기간들을 가진 8-비트 PWM 카운터에 의해 결정되는 단계들(736b)에 도시된 평균값을 가진다. "PWM 카운트" 종대열에서 십진수 또는 표(738)의 "6진수" 종대열에서 6진수에 상응하는 이진수로 PWM 카운터를 연속적으로 로딩함으로써, 정현곡선 파형(736a)이 생길 것이다. 15° 간격들에 비해 시간의 20° 간격들으로 사인파를 분할하는 장점은 더 낮은 해상도가 더 높은 주파수 정현곡선이 클럭 주파수(f_θ)로 합성될 수 있게 한다는 점이다. 20° 간격들을 채용하는 단점은 90° 및 270°에서 정현곡선 상의 최대 및 최소 값들에 가장 가까운 점들은 합성 사인파의 평탄화를 유발하는 80°, 100°, 260° 및 280°에서 발생한다는 점이며, 유연한 파형으로서 등장하는 약간의 왜곡은 "제거되었다(clipped)." 이러한 정현곡선 합성의 다른 부정적인 측면은 표(737)에 도시된 f_sync=5,256 Hz에 의해 발생되는 잡음이다. 이 잡음은 현재 오디오 대역에서 의도적으로 동작하는 디지털 펄스 시스템들에 존재하는 오디오 주파수 고조파들의 전체 스펙트럼을 포함하고 있지 않지만, 여전히 오디오 스펙트럼 오염을 나타내고 있다.

정현곡선(736a) 및 이의 평균값 단계들(736b)의 시퀀스를 합성하는 데에 사용되는 PWM 펄스들(739)의 시간 그래프는 도 34C에 더욱 상세하게 도시되어 있다. 명료화를 위해, 각각의 단계(736b)의 평균값은 8-비트 PWM 카운터로 로딩되는 이진수 카운트에 상응하는 대응 십진수와 함께 각각의 간격에 대한 퍼센트로 열거되어 있다.

도 34D는 20°의 18개 시간 간격들을 가진 단계들(741b)에 의해 도시된 PWM 평균값을 가진 1,168 Hz (D6) 정현곡선(741a)의 단일 사이클의 합성을 보여주고 있다. 이 경우에, PWM 클럭 주파수(f_θ) 및 sync 간격(T_sync)은 f_θ=1.346 Mhz로부터 5.198 MHz로 조정되고 Tsync=190.3 μs로부터 49.3 μs로 조정되며, 이는 합성된 정현곡선의 주기가 표(742)에 요약되어 있는 바와 같이 3.42 ms로부터 0.86 ms로 감소하는 것에 상응한다. 정현곡선(741a)을 합성하는 데에 사용되는 PWM 카운터 시퀀스는 표(743)에 6진법 형태 및 이의 상응하는 십진법 형태의 양자로 기재되어 있다. Sync 주파수가 fsync=20,304 Hz이기 때문에, 어떠한 오디오 스펙트럼 잡음도 발생하지 않는다.

도 34E는 표(748)에 도시된 PWM 카운트 시퀀스 및 표(747)에 도시된 클럭 주기들에 따라 형성된 단계들(746b)를 포함한 그래프로 도시된 4,672 Hz (D8) 정현곡선(746a)를 합성하기 위한 동일한 데이터를 보여주고 있다. 이들 조건을 주파수 정현곡선들의 합성과 비교하면, PWM 클럭(fθ)에 대한 최소 주파수 클럭 속도 요건들은 합성 정밀도, 즉 정현곡선(#간격)을 합성하는 데에 사용되는 시간 간격들의 개수 및 합성되는 정현곡선의 주파수(f_synth)와 함께 변한다는 것을 보여준다.

주파수(fsynth)(Note)	292 Hz (D4)		1,168 Hz (D6)		4,672 Hz (D8)
주기(Tsynth)	3.42 ms		0.86 ms		0.21 ms
#간격(도)	20°의 18	15°의 24	20°의 18	15°의 24	20°의 18	15°의 24
Sync클럭주기(Tsync)	190.3μs	140.7μs	47.6μs	35.7μs	11.9μs	8.9μs
Sync클럭주파수(fsync)	5,256Hz	7,008Hz	21,024 Hz	28,032Hz	84,096Hz	112,128Hz
PWM 클럭주파수(fe)	1.35MHz	1.79MHz	5.38MHz	7.18MHz	21.53MHz	28.70MHz

위의 표가 나타내는 바와 같이, PWM 클럭 주파수(f_θ)는 20° 해상도와 비교할 때 추가 클럭 속도에 33% 오버헤드(overhead)을 가진 15° 증분들에서 합성에 의해 합성되는 주파수에 비례ㅎkc하여 증가한다. 이러한 추가 정밀도는 4,672 Hz (D8) 주파수 또는 더 높은 주파수를 합성할 때 제한될 뿐인데, 왜냐하면 28.7 MHz는 마이크로 컨트롤러들 및 이더넷(Ethernet)에 사용되는 공통 클럭 주파수 25 MHz를 초과하기 때문이다. 표는 또한 최소 주파수(f_sync)를 이용하여 292 Hz 사인파를 합성하는 것이 결국 5 kHz 및 7 kHz에서 오디오 스펙트럼 내의 잡음으로 되는 것을 분명히 보여준다. 이러한 문제는 후술하는 오버샘플링(오버샘플링)을 이용하는 것을 피할 수 있다.

전술한 파형들은 100%의 디지털 척도(scale)를 나타내는 피크 대 피크 진폭들을 가진 정현곡선들을 구비하지만, 합성 사인파의 크기는 도 35A의 표(753)에 도시된 바와 같이 단순히 순차 PWM 코드를 바꿈으로써 감소될 수 있다. 그래프(750)로 도시된 디지털 합성 파형(751)에서, 함수의 평균값은 +25%이고, 합계 0%로부터 50%까지 범위에 드는 ±25%의 진폭(754), 즉 25%±25% 정현곡선 출력을 가지고 변동한다. 표(732)에서 이전에 특정한 실척(full scale) 정현곡선의 동작 조건으로부터 표(752)의 동작 조건을 바꾸지 않고, 디지털 방식으로 합성된 정현곡선의 크기 및 평균값은 단순히 표(753)에서 "6진수(Hex)"로 명명된 PWM 코드 시퀀스를 더 낮은 크기 숫자로 조정함으로써 제어될 수 있다.

비록 도 35A에 도시된 이와 같이 감소된 크기의 사인파가 라인(764)으로 도시된 ±25%의 감소된 크기 정현곡선에서 조차도 도 35B에 도시된 바와 같이 최소일 때 0%로 확장되더라도, 전체 곡선은 DC 오프셋(765)에 의해, 이 예에서는 +25%만큼 위로 편이(偏移)해서 DC 바이어스 오프셋을 가진, 결과로 생긴 오프셋 정현곡선(761)을 생성할 수 있다. 광치료에서 이러한 파형은 항상 어느 정도 조도를 유지하면서 LED 밝기를 조절한다. 이러한 편이(shift)는 평균값이고, 진동의 더 작은 크기는 표(763)에 기재된 순차 PWM 코드에서 변동을 최소화함으로써 완전하게 달성된다.

도 35C에 나타낸 바와 같이, 표(773)에 도시된 바와 같이 PWM 코드의 변형은 AC 스윙(swing)을 작은 신호 레벨, 예컨대 ±10% 변동에 더 제한하는 데에 사용될 수 있다. 이러한 AC 성분(774)은 파형(771)의 DC 성분(765)과 비교할 때 작은 신호라고 고려될 수 있으며, 전체 정현곡선에서 +60% 오프셋(765)을 가진다. 결과로 생긴 스펙트럼은 1,168 Hz (D6)의 주파수[라인(780)]에서 제한된 진폭[라인(781)]의 정현곡선을 보여주는 도 35D에 도시되어 있다. 제한된 진폭[라인(781)]의 정현곡선은 DC 오프셋[라인(782)] 위에 위치한다. 정의를 내리면, 직류 또는 DC는 0 Hz의 주파수를 가진다. Sync 클럭은 오디오 스펙트럼을 벗어난 28 kHz의 주파수[라인(783)]를 가진다.

현(弦; chord)의 디지털 정현곡선 합성

본 발명에 따라 제조된 LED 광치료 구동 시스템은 또한 LED 열들을 구동시키기 위한 다중 주파수들의 현들을 디지털 방식으로 합성할 수 있다. 하나 이상의 주파수 패턴, 예컨대 주기(T_synth1)의 더 높은 주파수 사인파 및 주기(Tsynth2)의 더 낮은 주파수 사인파가 존재할 때, 이 패턴의 지속기간은 더 낮은 주파수의 적어도 하나의 사이클을 합성하기 위해 선택된다. 이것은 패턴의 총 시간이 적어도 T_synth2의 지속기간을 가지고 있다는 것과, 동일한 간격에 걸쳐 더 높은 주파수 정현곡선의 하나 이상의 360° 사이클이 필연적으로 발생할 것이라는 것을 의미한다. 단순함을 위해 정현곡선들의 비가 정수인 경우, 즉 T_synth2=βT_synth1인 경우, 더 높은 주파수 정현곡선의 β 사이클 이상이 더 낮은 주파수 정현곡선의 하나의 사이클만이 발생하는 동일한 시간에 발생할 것이다. 예를 들면, 1,168 Hz (D6) 사인파의 단일 사이클은 360°를 채우는 데에 0.856 ms를 필요로 하는 반면에, 4,672 Hz (D8) 사인파는 단지 0.214 ms를 필요로 한다. 따라서 정현곡선 주기들의 비는 β=4이고, 4,672 Hz (D8) 사인파의 4개의 완전한 사이클이 1,168 Hz 정현곡선의 하나의 사이클만이 완료되는 동일한 시간 간격 내에 완료된다는 것을 의미한다.

이러한 더 높은 주파수 성분의 예는 주기 T_synth1=0.214 ms을 가진 4,572 Hz 정현곡선의 개개의 사이클이 βT_synth1=4T_synth=4·0.214 ms=0.856 ms의 합성된 패턴에 대해 총 주기를 가진 4개의 사이클로 반복되는 도 36에 도시되어 있다. 그래프(800)로 도시된, 결과로 생긴 곡선(801)은 합성 듀티비의 동일한 패턴 및 0부터 0.214 ms까지의 지속기간에 대해 표(803a)에 기재된 디지털 PWM 코드들을 구비하고, 0.214부터 0.428 ms까지, 0.428 ms부터 0.642 ms까지, 그리고 0.642 ms부터 0.856 ms까지의 대응 시간 간격에 대해 종대열(803b, 803c, 803d)에 반복된다. 종합하면, 4,672 Hz 정현곡선의 4개 사이클의 합성은 완성을 위해 4·0.214=0.856 ms을 필요로 하며, 4·18=72개 시간 간격을 가진다.

2개 이상의 파형들을 함께 정확하게 합해서 여기에 개시된 디지털 합성에서 현을 형성하기 위해, 함수는 동일한 시각에서 정의된 값--비록 이 값이 다른 시각으로부터 내삽(interpolated)되어야 하더라도--을 가져야만 한다. 예를 들면, 1,168 Hz 사인파의 값을 4,672 Hz 사인파(801)의 4개 사이클의 값과 합치기 위해, 양자의 사인파는 0.214 ms의 각각의 시간 증분에서 대응값을 가져야만 한다. 그래서 더 높은 주파수 사인파(801)의 하나의 360° 사이클의 합성은 단지 18개 시간 간격들을 가지지만, 더 낮은 주파수 사인파는 고충실도 합성을 위해 요구되는 것보다 더 많은 72개 시간 간격들을 가질 것이다. 고충실도 재생을 위해 실제로 필요로 하는 더 많은 시간 간격을 가진 파형의 합성은 여기에서 "오버샘플링"이라고 불리워진다.

오버샘플링된 정현곡선의 예는 고충실도를 가진 정현곡선(811)를 충실하게 합성하는 데에 필요한 개수의 4배인 72개 별개의 시간 간격들의 PWM 평균값(812)으로부터 생성되는 1,168 Hz 정현곡선(811)을 가진 도 37A에 도시되어 있다. 오버샘플링의 장점은 이하를 포함한다.

● 출력 리플(ripple)을 감소시키는 것

● 고주파수 클럭 신호들의 평탄화를 단순화시키는 것

● 저주파수 정현곡선들을 합성할 때 Sync 클럭 주파수가 오디오 스펙트럼에 들어가는 것을 방지하는 것

● 주파수를 달리하는 2개 이상의 정현곡선의 진폭들이 주파수의 현을 디지털 방식으로 합성하기 위해 합쳐질 수도 있는 공통 시각을 포함하도록 해상도를 증가시시키는 것.

예를 들면, 정현곡선(811)을 합성하는 데에 사용되는 PWM 카운트들을 정의하는 도 37B에 도시된 패턴 표(815a, 815b, 815c)에서, 음영처리된 열(row)만이 파형을 충실하게 합성하는 데에 요구된다. PWM 카운트들의 나머지는 오버샘플링된 데이터를 나타낸다. 4개 PWM 카운트 중의 하나만이 원하는 사인파를 정확하게 생성하는 데에 요구되기 때문에, 구동 데이터 4×, 즉 4배 오버샘플링된다.

이 경우, 그러한 파형은 도 36의 정현곡선(801)과 함께 직접 합쳐져서 두 사인파의 현을 가진 새로운 파형을 생성할 수 있다. 두 성분 주파수들의 현을 가진 새로운 파형을 생성하기 위해 파형들을 합치는 과정은 도 38에 도시적으로 보여주고 있으며, 여기에서 그래프(820a)는 현의 두 성분 주파수들, 즉 1,168 Hz (D6) 정현곡선(811)의 하나의 사이클 및 4,672 Hz (D8) 정현곡선(801)의 4개의 사이클을 보여주며, 진폭에 있어서 동일한 각각은 100%의 피크 대 피크 진폭과 50%의 평균 듀티비을 가지고 있다. 4-사이클 정현곡선(801)은 라인(821)으로 도시된 주기 T_synth1=0.21 ms를 가지는 반면에, 더 낮은 주파수 정현곡선(811)은 라인(822)으로 도시된, T_synth1보다 4배 더 긴 주기 T_synth2=0.86를 가지고 있다. 두 곡선이 서로 정수배(integral multiple)이기 때문에, 오버샘플링은 두 음조(notes)의 코드를 합성하기 위해 각각의 시간 간격에서 PWM 카운트들의 용이한 가산(addition)을 촉진시킨다.

성분 주파수들의 현을 나타내는, 결과로 생긴 복합 주파수는 도 38의 그래프(820b)에서 파형(823)으로 도시되어 있다. 파형 및 그 구성 주파수의 정현곡선 성질은 그래프(820b)에 도시된 시간 파형으로부터 쉽게 확인되지 않는다. 그러나 도 39에 도시된 주파수 스펙트럼에서는 D의 제6 및 제8 옥타브(octave)과 동일한 라인(828, 827)으로 나타낸 합성 주파수들은 동일한 진폭을 가지고 있고, 오디오 스펙트럼[라인(175)]의 상한 이하의 합성 주파수이라는 것을 쉽게 알 수 있다. sync 클럭은 가장 높은 주파수의 18배 주파수, 즉 초음파 스펙트럼에 속하는 18·4,672 Hz=84,096 Hz [라인(829)]에서 발생한다.

더 많은 노트가 현에 합쳐짐에 따라, 또는 구성 주파수들이 다른 진폭을 가진 경우, 파형은 시각적으로 훨씬 더 복잡하게 된다. 주파수 및 진폭을 달리하는 혼합 정현곡선들의 예는 도 40의 그래프(830a)에 도시되어 있고, 여기에서 대략 50% 평균값인 ±50%의 피크 대 피크 진폭을 가진 1,168 Hz (D6) 정현곡선(811)이 +17.5%의 DC 오프셋(833) 위에 위치하는 정현곡선(831)과 혼합되며, 즉 대수학적으로 ±7.5%의 감쇄된 AC 크기(852)를 가진 4,672 Hz 정현곡선(831)의 4개 사이클에 합쳐지며, 정현곡선(831)이 17.5%의 낮은 값으로부터 15%의 상부 값까지의 범위에 든다는 것을 의미한다. 광치료에서, DC 오프셋은 LED가 그 이하로 떨어지지 않는 최소 전류 및 대응 밝기라고 해석될 수 있다. 두 정현곡선의 현에 합쳐서 생긴 파형(834)는 도 40의 그래프(830b)에 도시되어 있다. 도 38의 파형(834) 및 파형(823)이 동일한 주파수 성분 및 고조파 스펙트럼, 구체적으로 D6 및 D8의 노트를 가지고 있다는 사실에도 불구하고, 시간 파형들은 완전히 다르게 나타난다.

정현곡선 합성을 위해 사용되는 패턴 표들, 즉 표들(815a 내지 815c)이 생성되는 과정은 도 41에 도시된 알고리듬 또는 이의 변형을 포함한다. 이 방법에서, 시간 간격들 개수, 예컨대 #간격=18에서 시작해서, 데이터의 호(弧) 각도 종대열이 일정한 각도, 즉 φ=360/18=20°를 이용하여 산출된다. 종대열 호 각도(φ)는 합성된 파형의 주파수(fsynth), 즉 f_synth=4,672 Hz와 조합되어, 결국 산출된 시간 간격, 즉 T_sync=1/T_synth=(20°/360°)/4,672 Hz=0.012 ms으로 된다. 전술한 바를 고려하면, 만약 사이클들의 개수가 β=1이면, 총 주기(βT_synth)는 βT_synth1·(18·0.012 ms)=0.214 ms이다. 그 결과, 시간 간격 표(843)는 각도 대 대응 시각의 종대열를 가진다. 만약 두 사이클이 필요하다면, 즉 사이클들의 개수가 β=2이면, 시간 간격 표(843)의 높이는 두배로 되며, 이때 시간 종대열은 0.012 ms의 증분에서 0 ms부터 0.428 ms로 확대되고, 대응 호 중심각은 20°의 증분에서 0°부터 720°까지의 범위로 된다.

시간 대 호 중심각(φ)의 시간 간격 표(843)는 다음에 정현 함수 [A·(sin(φ)+1)+B]≤100%를 예로 들어 정규화된 수학 함수(840)에 의해 라인 마다 처리된다. 나타낸 바와 같이, 함수는 정규화되고, 즉 0%부터 100%까지의 퍼센트로 표현된다. A는 진폭을 나타내고, B는 사인파의 오프셋을 나타낸다. 진폭(A)은 사인파의 피크 대 피크 값들 사이의 수직방향 중점으로부터 산출되며, 오프셋(B)은 사인파의 최소점으로부터 산출된다. 따라서, 0>A≤0.5 및 0≤B<1, 및 A=0.5일 때, B=0. 그 결과, 아날로그 사인 표(844)는 대응 호 중심각(φ) 및 정규화된 수학 함수(840)의 출력, 즉 함수가 100%를 초과하지 않는 경우 각각의 호 중심각에서 사인 함수의 정확한 정규화 값과 함께 시간의 종대열을 가진다.

예를 들면, 도 34D에 도시된 DC 오프셋이 없는 비축척(unscaled) 사인파에서는 체배기(multiplier)는 A=0.5 및 B=0이며, 그 결과 정규화된 수학 함수(840)의 출력은 50%의 평균값과 함께 0%부터 100%까지의 범위에 드는 값을 가진 [0.5·(sin(φ)+1)+0]이다. 도 35A의 그래프(750)에 도시된 바와 같이 축척 진폭 A=0.25 및 제로 DC 오프셋 B=0 을 가진 감쇄 사인파의 경우 정규화된 수학 함수(840)의 출력은 [0.25·sin(φ)+1)+0]이고, 25%의 평균값과 함께 0%부터 50%까지의 범위에 든다. 도 35B의 그래프(750)에 A=0.25 및 B=0.25로 도시된 바와 같이 DC 오프셋을 가진 감쇄 사인파의 경우 정규화된 수학 함수(840)의 출력은 50%의 평균값과 함께 25%부터 75%까지의 범위에 드는 값을 가진 [0.25·(sin(φ)+1)+0.25]이다. 큰 DC 오프셋, A=0.10, 및 B=0.60을 가진 높은 감쇄 사인파를 보여주는 도 35C의 그래프(770)에 도시된 예에서, 정규화된 수학 함수(840)의 출력은 60%부터 80%까지의 범위에 드는 값과 70%의 평균값을 가진 [0.10·(sin(φ)+1)+0.60]의해 주어진다.

정규화된 수학 함수(840)의 산출값이 100%, 즉 [(A·sin(φ)+1)+B]>100%을 초과하는 경우, 수학 함수(840)의 출력은 100%, 즉 함수의 최대 값에서 고정된다. 파형의 상부가 100%의 최대 값에서 "제거될" 경우, 결과로 생기는 파형 왜곡은 부당한 고조파들 및 스펙트럼 오염을 유발할 가능성이 있다. 스펙트럼 제어 및 원하지 않는 고조파들의 방지가 중요한 광치료에서 치료를 모의실험하기 위해, 바람직한 LED 여기 패턴은 짝수 고조파들을 가진 무왜곡 정현곡선 파형이다. 짝수 고조파들을 가진 무왜곡. 화학적인 화합물 또는약학적인 화합물을 여기 또는 화학적으로 활성화하기 위해 또는 박테리아 또는 바이러스의 세포 파괴를 목적으로 하는 노력으로 광자(photons)를 이용하여 광역학적인 치료와 같은 기타 경우에, 다른 파형들도 역시 유리할 수도 있다. 따라서 정규화된 수학 함수(840)에 의해 수행되는 수학 연산은 어떤 시변 함수, 바람직하게는 주기 함수를 의미할 수도 있고, 정현곡선들에 제한되지 않는다. 함수에 상과없이, 이러한 연산의 아날로그 출력을 0%와 100% 사이의 "정확한 값", 즉 정규화된 데이터로 축척 조정하는 것이 편리하다. 정규화가 실체로 필요하지 않지만, 0% 내지 100%의 범위로 축척 조정 및 정규화함으로써 제한하는 것은 어떤 후속 수학 연산의 입력 범위보다 큰 신호들을 피할 때 아날로그 표(844)의 후속 데이터 처리를 더욱 편리하게 해준다.

이러한 개시의 목적으로 용어 "정확한 값"은 LSB보다 더 큰 정밀도, 즉 패턴 생성 과정의 후속 단계들에서 디지털화 과정의 최소 유효 비트을 의미한다. 결과로 생기는 출력은 0%부터 100%까지의 범위에 드는 아날로그 듀티비를 포함한다. 정현곡선이 감쇄 진폭 A<50%, 즉 A=25%을 가지는 경우, 출력은 결국 실척 미만의 듀티비의 범위로 제한되는 출력으로 된다.

도 41을 다시 참조하면, 아날로그 사인 표(844)는 아날로그-디지털 컨버터(841)에 입력되며, 여기에서 함수 (A·sin(φ)+1)+B의 퍼세트 값의 각각은 정현곡선들 생성하기 위해 PWM 카운터에서 나중에 사용될 등가 디지털 듀티비로 전환된다. 이 전환 과정은 의도한 PWM 카운터의 비트 해상도를 일치시키기 위해 선택된다. 예를 들면, 8-비트 카운터에 사용하기 위한 8-비트 전환을 이용하여 정규화된 수학 함수(840)의 아날로그 출력를 디지털화할 때, 듀티비는 디지털 사인 표(845)에 도시된 십진법 포맷으로 0부터 255까지의 범위에 드는 디지털 값 또는 카운트이다. 데이터는 또한 00부터 FF까지의 범위에 드는 카운트에 상응하는 6진법으로 나타낼 수도 있지만, 실제 사용 중에는, PWM 카운터는 베이스-2 불 논리(base-2 Boolean logic)을 이용하여 디지털 방식으로 연산한다. 디지털화의 과정은 당연히 정확한 아날로그 값을 이에 가장 가까운 디지털 등가값으로 사사오입(rounds)하며, 원래의 아날로그 값에 가장 가까운 아날로그 값을 가진 PWM 카운트가 아날로그-디지털 컨버터(841)로 입력된다.

아날로그 사인 표(844)에 저장된 아날로그 값에 상응하는 소수(decimal)가 양자화 출력 "합성 듀티비", 즉 실시간으로 정현곡선을 합성하는 데에 사용되는 패턴 표(846)의 핵심 성분을 생성하기 위해 PWM 카운터 에뮬레이터(emulator)(842)로 로딩된다. 패턴 표(846)의 합성 듀티비 종대열은 아날로그 사인 표(844)에서 원래의 정확한 값에 가장 가까운 아날로그 합성값을 나타내며, 약간 다른 점은 아날로그-디지털 컨버터(841)의 전환 과정에 의해 생기는 디지털화 에러이다. 이러한 에러는 원본과 일치가 수용 가능한 지를 판단하기 위해 패턴 표(846)를 생성할 때 검토될 수 있다. 만약 수용 불가능하면, 더 높은 비트 해상도가 합성된 정현곡선의 최대 주파수가 더 높은 해상도 데이터 전환을 채용함으로써 감소될 수도 있다는 경고(caveat)와 함께 사용될 수도 있다. 듀티비에 상응하는 소수가 LED 구동을 제어하는 PWM 카운터를 구동하는 데에 사용되지만, 패턴 표(846) 내의 아날로그 값은 표시 그래픽을 구동하는 데에 유용하다.

도 41에 도시된 패턴 파일을 생성하는 알고리듬 과정은 실시간 "작동 중(on the fly)" 또는 미리 수행될 수 있지만, 통상적으로 사용되는 주파수를 위해 미리 과정을 수행하여 광치료에서 정상적인 기계 작동 동안에 편리한 접근을 위해 "패턴 라이브러리(library)"에 수집된 패턴 파일을 저장하는 것이 유리하다.

동일한 방식으로, 2개 이상의 정현곡선의 현은 실시간으로 생성되거나 미리 만들어질 수 있고, 도 42A의 알고리드에 도시된 바와 같이 패턴 라이브러리에 저장될 수 있다. 이 과정에서 시간 간격 표는 주파수(f_synthA)를 가진 정현곡선(A)와 주파수(f_synthB)를 가진 정현곡선(B) 양자를 위한 입력 조건들로부터 생성된다. 시간 간격들의 개수와 따라서 호 중심각(φ)의 점진적 변화(gradation)는 더 높은 주파수 정현곡선 상에서 간격들의 최소 허용 개수를 만족하도록 선택되어야 한다. 다른 주파수 정현곡선들의 진폭들을 합산하기 위해 두 사인파는 동일한 시간 척도를 가져야 한다. 결국, 더 낮은 주파수 사인파가 시간 간격들의 더 많은 개수 및 매우 충실한 합성을 위해 필요한 것보다 더 미세한 호 중심각(φ)의 점진적 변화을 가진 도 37A에 도시된 것과 같이 오버샘플링될 것이다. 각각의 시간-간격 표는 정규화 수학 함수들(850a, 850b) 및 이들의 대응하는 아날로그 사인 표들(도시 생략)에서의 출력을 이용하여 크기[G(φ)]의 정확한 값으로 전환되며, 이에 의해 아래 두 식은 다른 주파수를 달리하는 두 사인파에 대응한다.

G_A(φ)=[A·(sin(φ)+1)+B]_A

G_B(φ)=[A·(sin(φ)+1)+B]_B

이들 진폭 값은 스칼라 체배기들(851a, 851b), 즉 C_A 및 C_B에 의해 축척 조정된다. 축척 조정 후에, 크기는 정규화 수학 함수 생성기(850a, 850b)로부터 출력된 성분 아날로그 파형 데이터의 가중 합 합산을 용이하게 하기 위해 산술 논리 장치(ALU)(851) 또는 등가 프로그램을 이용하여 어떤 DC 오프셋(C_DC)과 함께 산술적으로 합산된다. ALU(852)에서 이들 파형의 가중 평균은 다음과 같이 주어진다.

가중 평균={C_A ·G_A(φ)+C_B ·G_B(φ)+C_DC}/(C_A+C_B+C_DC)

C_A=C_B=1 및 C_DC=0인 경우, 가중 평균은 {G_A(φ)+G_B(φ)}/2이고, 출력은 두 값의 평균이다. 가중 평균, 예컨대 C_A=2 및 C_B=1인 경우, 정현곡선(A)은 정현곡선(B)보다 현에 2배 더 기여하며, 이 경우

가중 평균={2G_A(φ)+G_B(φ)}/3

만약 최대 진폭의 1/4을 가진 DC 오프셋이 신호에 합산되는 경우, 위 방정식은 아래와 같이 된다.

가중 평균={2G_A(φ)+G_B(φ)+1}/4

혼합 후에 ALU(852)의 출력은 아날로그-디지털 컨버터(853)를 이용하여 디지털화되며, 결국 PWM 카운터의 ON 시각을 제어하는 데에 사용되는 디지털 코드에 의해 표현되는 신호 크기로 된다. 현(弦) 패턴 표(855)를 완성하기 위해, 디지털 코드가 PWM 카운터 에뮬레이터(854)에 의해 듀티비를 나타내는 아날로그 값으로 도로 전환된다. 이 과정에서 도입된 에러만이 ALU(852)의 가중 평균 출력을 사사오입하는 데서 발생하는 단일 디지털 에러이다.

수치 에러가 일회, 즉 현 패턴 파일을 생성할 때만 도입되기 때문에 도 42A의 알고리듬은 더 우수한 정밀도를 제공한다. 이러한 정밀도는 특히 패턴 라이브러리 내의 포함을 위해 복잡한 패턴 파일들을 합성할 때, 그리고 후속 재생을 위해 나중에 사용될 때 유리하다. 알고리듬의 단점은 다중 아날로그 값들의 수치 가중 평균을 내고 후속 디지털화를 요구함으로써 도입되는 복잡성이며, 순수하게 디지털 신호를 복원하는 방법보다 현들의 실시간 합성에 덜 따르게 한다는 것이다.

도 42B에 도시된, 순수하게 디지털 복원을 이용하여 현들을 생성하는 다른 기법은 도 41에 기재된 알고리듬을 사용하여 개개의 정현곡선 패턴 파일들을 생성하는데, 이때 정현곡선(A) 패턴 표(862a)을 생성하기 위해 정규화 수학 함수(A)(860a) 및 아날로그-디지털 전환(861a)을 이용하고, 유사하게 정현곡선(B) 패턴 파일(862b)을 생성하기 위해 정규화 수학 함수(B)(860b) 및 아날로그-디지털 전환(861b)를 이용한다. 이들 개개의 패턴 표들은 패턴 라이브러리에 디지털 형태로 저장되어 현들을 생성하기 위해 나중에 사용될 수 있다.

도 42B에 도시된 바와 같이, 현을 생성하기 위해, 개개의 정현곡선 패턴 표들(862a, 862b)은 축척 조정되며, 즉 E_A 디지털 체배기(860a) 및 E_B 디지털 체배기(860b) 각각에 의해 디지털 방식으로 곱해진다. 이들 축척 파일은 디지털 EDC DC 오프셋(863c)에 디지털 방식으로 합산되고, ALU(864)에서 불 대수를 이용하여 합산되며, ALU(864)의 출력은 PWM 카운터 에뮬레이터(854)에 의해 합성 현 패턴으로 전환된다. 선택적으로, 데이터는 PWM 카운터로 직접 공급되어 LED의 실시간 제어를 제공할 수 있다.

디지털 현 합성의 복잡성은 파일들을 생성하는 것이며, 여기에서 복잡한 파형의 수학 함수는 하나의 패턴의 끝과 다음 패턴의 시작으로부터 진폭 및 기울기에서, 즉 1차 도함수에서 연속적이다. 이 목적은 대부분 도 43의 예에 도시된 바와 같이 서로 정수배인, 즉 β가 정수인 경우 복잡한 주파수들을 가진 정현곡선들에 의해 쉽게 해결된다. 모든 예에서, 더 낮은 주파수 정현곡선(870)은 구체적으로 β가 각각 2, 3, 4, 5, 6, 및 8인 경우, 정현곡선(870)의 주파수의 정수(β)배인 더 높은 주파수들을 나타내는 더 높은 주파수 정현곡선들(872, 873, 874, 875, 876, 878)과 조합된다.

정현곡선들(872, 873, 874, 875, 876, 878)의 주파수들이 정현곡선(870)의 주파수의 정수배이기 때문에, 정현곡선들 각각은 동일한 값, 즉 D=50.2%에서 시작하고 종료한다. 듀티비가 50%라기보다는 50.2%인 이유는 디지털화 과정의 산물이기 때문이다. 비록 PWM 카운터가 제로 코드를 위한 0 볼트를 포함하여 256개 레벨을 가지고 있더라도, 최대 간격들의 개수는 255개 단계이며, 즉 255는 100%를 나타낸다. 그래서 코드(128)는 정확하게 255개 단계들의 절반이 아니고, 대신에 128/255=50.2%이다.

그런 이유로, 이들 두 성분 주파수들의 어떤 혼합을 포함하는 현(弦)은 합성 패턴의 시작과 끝에서 동일한 진폭을 가질 것이고, 순차적으로 반복될 때 진폭 및 1차 도함수에서 낱낱으로 연속하는 파형을 형성할 것이다. 짝수 고조파들에 대한 이전 논의 및 광치료 효율에서 이들의 중요성에 따라, 짝수 다중 정현곡선들(872, 874, 876, 878)이 바람직하다. 정현곡선들(872, 874, 876, 878), 특히 정현곡선(870)의 주파수의 2의 배수인데, 기본파의 옥타브들을 나타낸다.

현의 성분 주파수들은 정수가 아닌 비(ratio)를 가지는 경우에, 더 낮은 기본파 주파수의 단일 사이클을 가진 패턴을 이용하는 것은 반복 패턴들을 가로지르는 연속 함수를 달성하지 못할 것이다. 반복 패턴들을 가로지르는 어떤 불연속성은 LED 전류의 급상승을 야기하고, 결국 원하지 않는 고조파들로 된다. 고조파들은 3분 내지 20분에 걸친 범위에 드는 지속기간 동안에 단일 패턴의 반복 시퀀싱으로 인해 항상 존재한다.

β>1의 분수값(fractional value)에서 불연속성을 극복할 간단한 해결책은 패턴(βT_synth2)의 총 주기를 정의하기 위해 더 낮은 기본파 주파수 f_synth2=1/T_synth2의 하나 이상의 사이클을 채용하는 것이다. 필요한 사이클들의 최소 개수는 소수 비를 가장 낮은 공통 분모를 가진 분수로 전환함으로써 결정될 수 있다. 이러한 가장 낮은 공통 분모는 패턴 내에서 더 낮은 주파수 기본파의 사이클들의 개수를 정의하지만, 분자(numerator)는 더 높은 주파수의 완전한 사이클들의 개수를 정의한다.

예를 들면, β=1.5=3/2라고 표시된 도 44에서 최상부 그래프 예에서, 1.5 또는 분수로 3/2의 주파수비를 가진 두 정현곡선은 곡선(880)로 도시된 더 낮은 주파수 정현곡선(f_synth2)의 두 사이클과 곡선(881)로 도시된 고주파수 정현곡선(f_synth1)의 세 사이클을 가지며, 이들 정현곡선은 동일한 시작 및 종료 값을 가진다. 성분 정현곡선들은 동일한 값에서 시작하고 종료하기 때문에, 이들 둘을 조합한 어떤 현도 또한 반복 패턴을 가로지러 크기 및 기울기, 즉 1차 도함수에서 연속할 것이다. 패턴이 또한 이러한 분수, 즉 6/4, 12/8, 또는 24/16의 정수배를 가지고 저장될 수도 있는 반면에, 데이터 세트는 어떤 추가의 정보를 부가하거나 해상도를 향상시키지 않고 실질적으로 더 크다. 따라서 최저-공통-분모 기반 분수들의 스칼라 배수를 가진 패턴들은 동일한 총 패턴 지속기간을 가진 패턴 라이브러리에서 다른 패턴들을 일치시킬 때에 유리할 뿐이고, 그 충실도 또는 고조파 함량에 대해서는 그렇지 않다.

최저-공통-분모를 가진 분수들은 어떤 주파수에도 적용될 수 있으며, 여기에서 총 패턴 지속기간 및 기본 데이터 파일은 관리 가능하다. 예를 들면, β=2.33333=7/3라고 표시된 도 44에서 최하부 그래프 예는 2.33333 또는 분수로 7/3의 주파수비를 가진 두 정현곡선을 가지고 있다. 이 예에서 현의 성분은 곡선(882)로 도시된 더 낮은 주파수 정현곡선(f_synth2)의 세 사이클과 곡선(883)로 도시된 고주파수 정현곡선(f_synth1)의 일곱 사이클을 가지며, 이들 정현곡선은 동일한 시작 및 종료 값을 가진다. 성분 정현곡선들은 동일한 값에서 시작하고 종료하기 때문에, 이들 둘을 조합한 어떤 현도 또한 반복 패턴을 가로지러 크기 및 기울기, 즉 1차 도함수에서 연속할 것이다. β=1.5인 예에서보다 더 많은 사이클이 전체에 걸쳐 연속성을 유지하는 반복 패턴을 생성하기 위해 요구되기 때문에, 그러한 패턴의 데이터 파일은 당연히 더 크고 길다. 긴 지속기간 패턴들이 관리 가능한 파일 크기를 가지고 있지만, 이들은 새로운 조합을 형성할 때 덜 유연하다.

파일 크기와 패턴 길이를 줄이는 다른 수단은 거울상 대칭의 원리를 이용하는 것이다. 예를 들면, β=11.5라고 표시된 도 45에서 최상부 파형에서, 주기(Tsynth2)의 더 낮은 주파수 정현곡선의 단일 사이클이 11.5배 더 높은 주파수를 가진 정현곡선(886)과 조합된다. 정현곡선(886)은 결편(missing piece)(887)으로 도시된 바와 같이 12개 완전 정현곡선 사이클들에서 반 사이클이 모자란다. 비록 두 사인파가 패턴의 시작과 끝에서 동일한 진폭을 가지고 있더라도, 정현곡선(886)의 기울기는 패턴의 끝에서 음수이며, 함수는 패턴의 끝에서 양수이고 크기에서 감소한다는 것을 의미한다. 패턴의 반복은 결국 원하지 않는 더 높은 고조파 스펙트럼 성분을 만드는 사인파에서 2개의 양의 "험프(hump)"로 된다.

이러한 문제를 피하기 위해 패턴의 길이를 최저 공통 분모 분수 β=23/2까지 배가하는 대신에, 다른 선택은 거울상 패턴을 수치적으로 합성하는 것이다. 여기에 개시되어 있는 이러한 창의적인 방법은 도 45의 최하부 그래프에 도시되어 있으며, 이에 의해 기본파 사인파(885)는 정상(normal phase) 패턴 및 거울상 패턴 양자에서 여전히 동일하지만, 정상 패턴으로 도시된 더 높은 주파수 정현곡선(886)은 역전되어 거울상으로 정현곡선(888)을 형성한다. 정상 및 거울상 패턴의 교대 조합은 결국 패턴 라이브러리에 길고 유연하지 못한 패턴을 저장할 필요없이 크기 및 기울기, 즉 1차 도함수에서 연속하는 정현곡선으로 된다.

불규칙한 분수들의 주파수들이 조합되는 경우, 2개 이상의 정현곡선의 완전한 사이클들을 만들기 위한 편리한 분수를 찾는 것은 비현실적일 수 있다. 예를 들면, 도 46은 정현곡선(891)의 주파수가 기본파 사인파(890)의 주파수의 정수배 또는 짝수 분수배가 아니라는 것을 보여준다. 대신에, 정현곡선(891)는 진폭(892)에서 패턴의 시작과 끝에서 그 값들 사이의 차이(gap)를 보여준다. 이러한 패턴의 반복은 결국 하나의 패턴의 끝과 다음 패턴의 시작 사이의 이행부(transition)에서 진폭 및 기울기에서 심각한 불연속성으로 된다. 더군다나 주파수에서 정수가 아닌 분수배 β=1.873로 인해 많은 수의 사이클이 불연속성 없는 이행부에 수렴하지 않게 될 것이다. 하나의 억지 해결책은 내삽 갭 필(interpolated gap fill)(894)을 채용하는 것인데, 여기에서 정현곡선(891)은 수동으로 또는 어떤 수학적인 수단에 의해 생성된 구축 내삽 라인 세그먼트(895)를 가진 곡선(893)으로 변형된다. 내삽 라인 세그먼트(895)의 모양은 결국 패턴의 진폭에서 불연속성이 없어지고, 기울기에서 최소 불연속성을 가진다. 에디트(edit)는 일부 고조파들을 생성하지만, 이것은 푸리에 해석을 이용하여 고조파 스펙트럼의 어떤 악영향을 최소화하도록 설계될 수 있다.

디지털 합성을 이용하여 광치료 시스템에서 LED 구동을 위한 정현곡선 및 현 여기 패턴을 합성하는 개시된 장치 및 방법은 LED 구동 회로에서 사용되는 기준 전류가 다양한 패턴을 생성하는 동안 내내 여전히 일정하다는 상황에서 설명되었다. 주파수, 진폭, 및 DC 오프셋의 변화는 모두 아날로그 합성을 사용하지 않는 디지털 분야에서 전적으로 발생될 수 있다. 이러한 응용과 관련하여 순수한 디지털 합성은 PWM 합성의 사용은 PCM 오디오 방법을 포함하지 않는다는 것을 의미한다. 대조적으로, 이 방법은 시변 아날로그 출력을 출력하는 디지털-아날로그 전환을 채용하기 때문에, 펄스 코딩 변조는 여기에서 아날로그 합성으로서 고려된다. 이 개시의 이전 섹션들은 또한 순수한 아날로그 합성 방법과 그러한 PCM 및 다른 디지털식 아날로그 합성 방법 양자를 이용하여 LED 구동을 발생시키기 위한 선택의 범위도 설명했다. 이러한 응용에서 어떠한 것도 디지털 합성과 아날로그 합성 양자를 이용하여 정현곡선들과 그 현들을 생성하는 조합을 배제하지 않았다.

그러한 혼합 방식 합성에 대한 논의는 이러한 응용의 범위를 벗어나고, 디지털 PWM 합성을 이용해서 정현곡선들의 실척 값을 조정하는 수단으로서 기준 전류를 사용하는 상황을 제외하고 더 이상 설명되지 않을 것이다. 이러한 점에 대한 예는 도 47에 도시되어 있으며, 여기에서는 최상부 파형이 이전에 개시된 방법에 따라 펄스 폭을 달리하는 펄스들(901)을 이용하여 PWM 생성 사인파(903)를 보여준다. 도시된 바와 같이, 기준 전류(αI_ref)는 시간(t₁)에서 더 높은 전류(903b)로 증가시키는 값(903)을 가지고 있다. 기준 전류에서 이러한 변화의 결과는 설명된 합성 파형들에 기인하는 LED 전류를 보여주는, 도 47의 최하부 그래프에 도시되어 있다.

기준 전류가 전류(903a)에서 바이어스되었들 때 시간(t₁) 이전의 간격에서, LED 드라이버의 실척 출력 전류는 라인(905a)로 도시되어 있다. 기준 전류가 전류(903b)으로 증가했들 때 시간(t₁) 후에, LED 드라이버의 실척 출력 전류는 전류 레벨(905a)로 대응하여 증가한다. 디지털 합성은 드라이버의 LED 인에이블 신호를 제어할 뿐이기 때문에, LED 드라이버가 통전할 때 흐르는 실제 전류는 기준 전류값에 의해 설정된다. 그 결과, 시간(t₁) 전에 정현곡선(906)의 피크 대 피크 값은 제로부터 전류 레벨(905a)까지의 범위이지만, 시간(t₁) 전에 정현곡선(907)의 피크 대 피크 값은 제로부터 전류 레벨(905b)까지의 범위이며, 이에 따라 정현곡선 합성에서 이용되는 디지털 패턴 코드를 변화시키지 않고 출력의 크기를 증가시킨다. 시간(t₁)의 이행부에서, 불연속부(908)가 발생할 수도 있으며, 이는 LED 구동 회로에 존재하는 캐패시턴스와 함께, 이행부(909)로 여과되어 등장할 수도 있다. 기준 전류의 변화는 광치료에서는 빈번하지 않기 때문에 무반복 이행부는 LED 구동의 주파수 스펙트럼에 현저한 영향을 미치지 않는다.

버스 아키텍처 기반 제어

도 27A를 참조하면, 분산형 LED 드라이버 시스템은 MOSFET 드라이버들(215a 내지 215n)의 인에이블 입력을 통해 LED들의 다중 채널에서 전류를 독립적으로 제어ㅎ. Construct하는 별도의 디지털 합성기들(203a 내지 203n)를 구비하고 있다. 전용 카운터들 및 래치들을 이용하여 구축되면, 이들 디지털 합성기들은 독립적으로 작동될 수 있지만 원하는 정현곡선을 합성하기 위해 카운터들에 반복해서 로딩될 PWM 코드들의 적절한 시퀀스를 필요로 한다. 이러한 점에서 디지털 합성기들(203)은 모두 각각의 디지털 합성들(203a 내지 203n)에 고속으로 개별로 접근할 수 있는 어떤 중앙집중형 제어를 요구한다. 이러한 종류의 제어 및 통신을 실시한 수단은 고속 디지털 버스를 통해서 하는 것이다.

이전에 인용한 미국 출원 번호 제14/073,371호에 기재된 바와 같이, 버스 제어형 LED 드라이버는 프로그래밍 가능한 구형파 펄스들을 생성하는 데에 사용된다. 여기에 개시된 방법들을 이용함으로써, LED 드라이버에 사용되는 디지털 펄스 구동 회로는 정현곡선 합성에 목적을 둘 수도 있으며, 예를 들면 도 48의 회로는 버스 프로그래밍 가능한 기준 전류 소스(930a)를 포함한 LED 드라이버의 실시를 보여주며, 버스 프로그래밍 가능한 기준 전류 소스(930a)는 LED 레지스터(931a)에 저장된 8-비트 디지털 워드를 256개 레밸로 양자화된 아날로그 전류(αI_ref)로 전환하는 D/A 컨버터(932a)를 가지고 있다. 만약 더 높은 해상도가 요구되면, 더 많은 수의 비트들, 예컨대 4096개 양자화 레벨을 위한 12개 비트들 또는 65,536개 양자화 레벨을 위한 16개 비트들이 사용될 수도 있다.

도시된 바와 같이, 전류(αI_ref)를 설정하는 데이터가 중앙 컨트롤러 또는 마이크로 프로세서(920)에 상주하고 디지털 통신 버스(923)를 통해 ILED 레지스터(931a)로 보내지는 소프트웨어 또는 펌웨어 프로그램으로부터 ILED 레지스터(931a)의 래치로 로딩될 수도 있다. 하나 이상의 채널이 일반적으로 동일한 마이크로 컨트롤러(920)에 의해 제어되고, 동일한 공통 데이터 버스(923a)에 접속되며, 디코더(925a)는 채널-a" 전용 아날로그 정보를 검출해서 디지털 레지스터들(931a)[레지스터들(927a, 928a)용 디지털 합성 데이터와 함께]에 저장하는 것을 포함하며, 이에 의해 다른 채널을 위한 데이터를 무시한다.

버스의 제어는 마이크로 컨트롤러(920)에 포함된 버스 제어 회로(920b)를 통해 관리된다. 이러한 정보는 SPI (직렬 주변 인터페이스)와 같은 표준 프로토콜 또는 버스에 접속된 다양한 IC에 대한 다른 고속 대체물을 일반적으로 이용하는 데이터 버스(921)에 의해 교환된다. 각각의 IC는 SPI 인터페이스(922)를 통해 버스와 통신하고, 직렬 정보를 집적 회로 내에서 통신을 위해 특히 포맷된 직렬 또는 병렬 데이터로 번역되며, 이 집적 회로는 정보를 디코더(925a) 및 다른 채널들로 내부 버스(923)를 통해 전달한다. 내부 버스(923)와 같은 내부 버스 데이터 구조는 일반적으로 많은 수의 전도체를 요구하는 병렬 데이터를 구비하지만, 다양한 IC를 함께 접속하는 데에 사용되는 SPI 버스(921)와 같은 시스템 버스 프로토콜은 접속 전선의 개수를 최소화하기 위해 고속 직렬 데이터를 일반적으로 가진다.

정보는 마이크로 컨트롤러(920)로부터 SPI 인터페이스(922)로 SPI 버스(921)를 통해 중계되지만, 이 정보는 알고리듬 정보와 프로그램들을 포함하고, 일반적으로는 LED 드라이버 IC에게 LED들을 구동하는 방법을 지시하는 데에 필요한 동작 설정들, 예컨대 데이터 레지스터들(927a, 928a, 930a)을 위한 레지스터 데이터를 포함하고 있을 뿐이다. 이들 설정은 마이크로 컨트롤러(920) 내부에 포함된 패턴 EPROM(920) 내에 테이블 형태로 저장될 수도 있다.

ILED 레지스터(931a)용 디지털 데이터를 교환하는 것에 추가하여 디코더(925a)에서 디코팅된 데이터는 ON 시각 데이터를 t_on 레지스터(927a)로 로딩하고, 위상 지연 데이터를 레지스터(928a)로 로딩한다. 프로그래밍 가능한 전류 제어가 각각의 고유 채널에서 어떻게 달성되는 지에 상관없이, LED들의 다중 열 어레이의 독립 제어는 개시된 LED 전류 드라이버의 다중 채널을 조합 또는 통합함으로써, 그리고 이들을 중앙 컨트롤러 또는 마이크로 프로세서로부터 제어함으로써 달성될 수 있다.

예를 들면, 마이크로 컨트롤러(920)는 패턴 라이브러리(920a) 내에 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(935a) 및 고전압 MOSFET(936a)로 도시된 바와 같이 LED 드라이버 채널에 의해 실행되는 파형 합성 알고리듬을 포함한다. 마이크로 컨트롤러(920)에 의해 생성되는 이러한 파형 패턴 정보는 고속 SPI 버스(921)를 이용하여 내부 버스 인터페이스(920b)로부터 하나 이상의 LED 드라이버 IC들로 중계된다. 다른 디지털 인터페이스들이 채용될 수도 있지만, SPI 버스는 LCD 및 HDTV 백라이트 시스템들과 대형 디스플레이(휴대 전자제품에 사용되는 소형 디스플레이는 아님) 내의 LED 드라이버 IC들의 공통 인터페이스에서 공업 규격으로 된다. 그런 이유로, 이러한 구동 전자제품은 광선 치료에서 LED 구동을 위해 사용될 수 있고, 여기에 개시된 방법에 따르면 그러한 IC들이 그러한 목적으로 결코 의도하지 않다는 점에도 불구하고, 정현곡선 합성에 적합하게 될 수도 있다.

SPI 프로토콜을 사용하면, 각각의 LED 드라이버 IC는 자신의 고유 칩 ID 코드를 가진다. SPI 버스(921) 상의 마이크로 컨트롤러(920)로부터 방송되는 모든 데이터 패킷은 일종의 어드레스로서의 데이터 스트림의 헤더에 고유 칩 ID를 포함하며, 이 어드레스는 데이터를 하나 및 오직 하나의 LED 드라이버 IC, 즉 목표 LED 드라이버 IC로 향하도록 채용된다. 특정 칩 ID와 일치하는 데이터만이 비록 모든 드라이버 IC들이 방송된 동일한 데이터를 수신하더라도 대응하는 목표 LED 드라이버 IC에 의해 처리될 것이다. 칩 ID는 통상적으로 IC 상에 하나 또는 두 개의 핀을 가진 각각의 LED 드라이버 IC을 위해 하드웨어 프로그램밍된다. 각각의 핀이 접지되거나, V_logic에 접속되거나, 개방 상태로 남아 있거나, 저항기를 통해 접지될 수 있는 4-상태 입력을 사용하면, 다중 상태 아날로그 비교기가 아날로그 레벨을 해석해서 2-비트 디지털 코드를 출력한다. 두 핀을 사용하면, 4-비트 이진 워드[즉, 이진 니블(binary nibble)]는 42개 또는 16개 칩 ID들 중의 하나를 고유하게 식별한다. 방송 데이터가 어떤 특정 LED 드라이브의 칩 ID와 일치하는 SPI 버스(921) 상에서 수신될 때마다, 즉 특정 IC가 "선택될" 때마다, 이는 특정 LED 드라이버 IC가 방송 명령어 및 설정에 응답한다는 것을 의미한다. 데이터 헤더가 특정 LED 드라이버 IC의 칩 ID와 일치하지 않는 방송 데이터는 무시된다. 요약하면, 한 세트의 "n" 채널 구동 회로를 가진 각각의 LED 드라이버 채널은 마이크로 컨트롤러(920)로부터 명령어를 특정 IC 및 내부에 포함된 LED 구동 채널로 직접 보내기 위해 사용되는 자신의 고유 "칩 ID"를 가진 단일 집적 회로로서 일반적으로 실현된다. 마이크로 컨트롤러(920)로터 동일한 통신은 일치하는 칩 ID 없이 집적 회로에 만들어진 다른 모든 LED 드라이버에 의해 무시된다.

선택된 LED 드라이버 IC 내부에서, SPI 인터페이스(922)는 SPI 버스(921)로부터 명령어를 수신하고, 이 정보를 해석해서 디코더(925a) 및 다른 채널 디코더로 내부 디지털 버스(923)를 통해 분배하며, 이 내부 디지털 버스(923)는 개개의 LED 드라이버 채널에게 구동 상태들(채널별 타이밍 및 LED 바이어싱을 포함)에 대해 지시한다. 최소 개수의 내부 접속으로 고속 데이터 전송을 위해, 내부 디지털 버스(923)는 직렬 및 병렬 통신의 조합을 포함한다. 버스(923)가 전용이고 LED 패드의 LED 드라이버에 대해 내부에 있기 때문에, 버스(923)는 자신이 정의한 규격에 따를 수도 있고, 미리 구축된 프로토콜과 일치하지 않도록 될 수도 있다.

디지털 버스(923)로부터의 디지털 정보는 일단 디코더(925)와 다른 채널들에 의해 디코딩되면, 각각의 개별 LED 드라이버 채널에 존재하는 디지털 데이터 레지스터로 보내진다. 식별의 명료성을 위해, 주어진 채널 내의 요소들은 채널로서 동일자 글자 지정기를 이용하며, 예를 들면, 카운터(227)는 채널-a에서 227a로 표시되고 채널-b (도시 생략)에서 227b로 표시된다. 이들 레지스터는 당업자에게 공지된 S-타입 또는 D-타입 플립 플롭, 정적 래치 회로, 또는 SRAM 셀로 실현될 수도 있다.

도시된 특정 드라이버 IC에서, 각각의 채널을 위한 디코딩된 데이터는 채널의 ON 시각(t_on)을 정의하는 12-비트 워드, 위상 지연(φ)을 정의하는 12-비트 워드, 및 LED 전류를 정의하는 8-비트 워드를 포함하며, 이들은 t_on 레지스터(927a), φ 레지스터(928a), 및 ILED 레지스터(931a)에 각각 저장되고, 대응하는 t_on, φ ,및 ILED 레지스터들을 다른 채널들(도시 생략)에 저장한다. 예를 들면, 채널-a를 위해 t_on, φ, 및 ILED 데이터를 가진 디코더(925a)의 디코딩 출력은 레지스터들(927a, 928a, 931a)로 각각 로딩된다.

전술한 바와 같이, LED 열(940a)의 ON 시각(t_on)은 신호 Clk θ 및 Sync on 클럭 라인(924)과 함께 LED의 밝기를 대응 PWM 듀티비(D)를 통해 설정하도록 조합되고, 파형 합성에서는 광여기의 합성 패턴의 펄스 주파수(f_synth)를 설정하도록 조합된다. 펄스 합성에서, 대응 레지스터들에 로딩된 t_on, φ, 및 ILED 데이터는 빈번하게 바뀌지만, 정현곡선 합성에서는 이들은 카운터(929a)로 새로운 PWM 값을 로딩하기 위해 모든 Sync 펄스을 가지고 업데이트된다.

채널-b를 위해 t_on, φ, 및 ILED 데이터를 가진 디코더(925b)(도시 생략)의 디코딩 출력은 대응 레지스터들(927b, 928b, 931b)(도시 생략)에 각각 로딩되고, 채널-n를 위해 t_on, φ, 및 ILED 데이터를 가진 디코더(925n)의 디코딩 출력은 대응 레지스터들(927n, 928n, 931n)(도시 생략)에 각각 로딩된다.

이들 데이터 레지스터는 예컨대 Sync 펄스가 발생할 때마다, 또는 실시간으로 계속 변동될 때마다 미리 정의된 횟수로만 데이터를 로딩하는 클럭 래치들로서 동작할 수도 있다.

클럭 펄스로 로딩 및 실행된 데이터의 합성은 여기에서 "동기" 또는 "래칭" 동작으로서 알려져 있지만, 데이터가 어느 시각에 동적으로 변화될 수 있는 래치 및 카운터를 동작하는 것은 "비동기" 또는 "비래칭" 동작으로 언급된다. 래칭 동작은 최대 동작 주파수를 제한하지만, 비동기 동작보다 더 큰 잡음 면역성을 보인다. 본 발명의 개시에서, LED 구동에 의해 수행되는 정현곡선 파형 합성은 래칭 또는 비동기 방법을 이용하여 어느 방법에 의해 실현될 수 있다. 그러나 디스플레이 용도에서는 단지 래칭 동작이 채용되는데, 이는 잡음에 LCD 이미지가 매우 민감하기 때문이다.

비래치식 또는 비동기식 작동에 있어서, 채널-a용 SPI 버스(921)상에 수신된 데이터는 해독되어, 채널-n의 레지스터(927n, 928n 및 931n)을 통해 t_on, φ 및 I_LED 레지스터(927a, 928a 및 931a) 및 다른 채널의 해당하는 레지스터에 즉시 로딩된다. LED 구동기의 IC의 실시에 따라, 두 개의 가능한 시나리오가 이후에 발생할 수 있다. 첫 번째 경우에 있어서, 카운터(929a)에서 실행되는 카운트는, 새로운 데이터가 카운터(927a)에의 로딩 및 새로운 카운트의 시작 전에, 그 카운터의 작동을 완료하는 것을 가능하게 한다.

예컨대, 비래치 작동에 있어서, 디코더(925a)로부터 t_on, Φ 및 I_LED 레지스터들(927a, 928a 및 931a)로 새롭게 로딩되는 데이터는, 카운터(929a) 내의 진행중인 카운트가 완료될 때까지 대기한다. 카운트가 완료된 후, 레지스터들(927a 및 928a)에서 t_on 및 Φ에 대해 업데이트된 데이터가 카운터(929a) 내로 로딩되고, 동시에, 레지스터(931a) 내의 업데이트된 I_LED 데이터는 정밀 게이트 바이어스 상의 바이어스 조건을 변화시키는 D/A 컨버터(932a) 및 제어 회로(935a) 내로 로딩된다. 데이터를 로딩한 후에, 카운터(929a)는, 첫번째로 만약 턴온되어 있다면 LED 열(940a)을 턴오프시킴으로써, 클럭 라인(924)의 Clk θ 라인 상의 펄스들을 카운팅하는 것을 즉각적으로 개시하고, 그리고나서, 정밀 게이트 바이서를 토글링시키기 전에 그리고 제어 회로(935a) 및 MOSFET(936a)가 다시 턴온되기 전에 Φ 레지스터(928a) 내의 펄스들의 갯수를 카운트한다. LED 열(940a)를 다시 턴온시킨 후에, 카운터(929a)는 LED 열(940a)를 다시 셧오프시키기 전에 t_on 레지스터(927a)로부터 Clk 라인(223b) 상에 로딩된 카운트들의 갯수를 카운트한다. 카운터(929a)는 그리고나서 다른 명령을 기다린다.

비래치 또는 비동기 작동에 대한 제 2의 대안에 있어서, SPI 버스(921) 상의 브로드캐스트를 경유하여 명령이 수신될 때는 언제나 래치가 즉각적으로 재기록되고 동시에 재시작된다는 점을 제외하고는, 시스템은 전기한 비래치 작동과 전적으로 동일하게 거동한다. 레지스터 데이터가 재기록되는 시간에 진행 중인 카운트 사이클을 단축시키는 것을 제외하고, 작동 시퀀스는 동일하다. 어떤 비동기식 방법이 사용되는 가에 관계없이, 각각의 모든 채널에 대해 하나씩 작동을 브로드캐스트하고 디코딩하고 시작하는 것은 시간을 필요로 한다. 디스플레이 용도들에 있어서, LCD 페널의 제 1 및 마지막 채널 사이에서 새로운 데이터를 라이트 함(그리고 LED 열의 작동 조건들을 변화시킴)에 있어서의 지연은 플리커링 및 지터를 유발한다. 그러한 이유로, 비동기 작동은 LCD 백라이팅에 있어서 실행가능한 옵션이 아니다. 그러나, LED 광치료에 있어서, 고정된 조건이 수 분 동안 유지될 수 있다면, 비래치 작동은 특히 고주파 LED 여자 패널들을 생성을 위해, 즉, 높은 값의 f_synth에 대해, 실행가능한 옵션이 된다.

비동기 작동에 있어서와 달리, 데이터가 계속적으로 업데이트된다면, 래치 또는 동기 작동에 있어서, LED 작동 조건들은, 고정된 시간들로의 동기화 또는 규정된 이벤트들과 같은, 예정된 경우들에 있어서만, 업데이트된다. 도 48에 도시된 회로의 래치식 작동에 있어서, Sync 펄스가 라인(924) 상에서 발생될 때는 언제나, t_on 레지스터(927a) 및 Φ 레지스터(928a) 내로 가장 최근에 로딩된 데이터가 카운터(929a) 내로 로딩된다. 카운터(929a)는 그리고나서 정밀 게이트 바이어스를 토글링시키고 제어 회로(935a)를 턴온시키기 전에 Φ 레지스터(928a) 내에 저장된 갯수와 동일한 Clk θ 라인(924) 상의 펄스들의 갯수에 대한 카운팅을 개시한다. 카운팅을 완료한 후에, 카운터(927a)는 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(935a)를 토글링시켜, 예정된 양의 전류 I_LEDa를 전달하도록 전류 싱크 MOSFET(936a)의 게이트를 바이어스시킴으로써, LED 열(940a)을 요구되는 레벨의 밝기로 조명한다. 카운터(929a)는, 후속적으로, 카운팅이 완료될 때까지 t_on 레지스터(927a)로부터 로딩된 Clk θ 펄스들의 갯수를 카운팅하고, 그리고나서, 전류 MOSFET(936a)를 셧오프하고 조명을 종료하기 위해 정밀 게이트 바이어스 및 제어 회로(935a)를 토글링시킨다. 이 시점에서, LED 드라이버 IC의 설계에 따라, LED 열(940a)은 T_sync 구간의 잔여부 동안, 즉, 다음 Sync 펄스가 클럭 라인(924) 상에 나타날 때까지, 턴오프된 상태로 잔류할 수 있고, 또는 선택적으로, 다음 Sync 펄스가 라인(223a) 상에 나타날 때까지 t_on 레지스터(927a) 내로 로딩된 값에서 반복적으로 온오프 토글링할 수 있다.

래치식 시스템들에서, Sync 펄스는 몇 가지 목적들을 갖는다. 첫 번째로, Sync 펄스는 데이터를 t_on 레지스터(927a) 및 Φ 레지스터(928a)로부터 프로그래머블 디지털 카운터(227a) 내로 로딩하기 위한 명령이다. 두번째로, Sync 펄스는, 먼저 위상 지연 Φ에 대응하는 시간을 경과시키고 그리고나서 대응되는 t_on 레지스터(927a) 내로 로딩되는 클럭 카운드들의 갯수에 대해 LED 열(940a)을 턴온시키기 위해, 카운터(929a)를 리셋시키고 카운터(929a) 내의 카운팅을 개시하기 위한 명령이다. 세번째로, Sync 펄스는 I_LED 레지스터(931a) 내의 값을 D/A 컨버터(932a) 내로 로딩하여 αI_ref의 아날로그 값을 정밀하게 세팅하기 위한 명령이다. 유사한 작동들이 다른 채널들 내의 대응되는 카운터들, D/A 컨버터들 및 t_on, Φ 및 I_LED 레지스터들에서 수행된다. 최종적으로, 노이즈가, 카운트를 점블링하는 도중 레지스터들(927a, 928a 및 931a) 내로 데이터를 오버라이트하는 것을 방지한다.

광치료 전략

광치료 용도들에 대한 LED 구동 및 조명 패턴들의 정현파 합성을 돕기 위한 상기 발명들을 이용하여, 조직 치료에 있어서의 광생물학적인 과정들 및 면역 반응이, 펄싱된 LED 드라이브들에 존재하는 스펙트럼 오염없이, 커다란 정도의 정밀도, 제어도 및 조직 한정성을 가지고, 시뮬레이션될 수 있다. 정현 드라이브 파형들의 생성은, 아날로그 합성, 디지털 제어식 아날로그 합성(PCM) 또는 순수하게 디지털적인 합성 방법들을 사용하여, 특히, 고정 주파수 PWM 기법들을 이용하여, 수행될 수 있다. LED 구동 파형들은, 오디오-주파수 정현파 펄스들, 사인파들, 사인곡선들의 코드들 및 램프와 삼각 파형들, 필터링된 오디오 소스들 또는 그 조합들과 같은 특정의 다른 시간-변화 파형들의 동시적인 믹스 및/또는 프로그램된 시퀀스를 포함할 수 있다.

개시된 방법들은, 원적외선, 근적외선, 딥 레드와 레드와 블루와 바이올렛을 포함하는 가시광선을 포함하는 특정 파장 LED 또는 레이저 다이오드를 구동하기 위해 그리고 근자외선 LED들을 구동하기 위해, 사용될 수 있다. 원자외선 등은 방사 이온화의 건강상 해로운 위험성 때문에 배제된다.

개시된 바와 같이, 상기 방법들 및 장치는 광치료를 위한 키 파라미터들의, 즉, LED 전류 구동의 진동 크기(AC 진폭), LED 구동에 있어서 합성된 정현파 진동들의 주파수들, 연속 LED 전류 구동의 크기(DC 옵셋) 및 다중 정현파 주파수들의 코드들의, 제어를 돕는다. 상기 제어는, 다이나믹하게 또는 사용 전에 만들어진 그리고 패턴 라이브러리들에 저장된 예정된 패턴들로, 수행될 수 있다. 바람직하지 않은 오디오 주파수 하모닉스, 특히, 홀수 고조파 배수들의 잠재적인 해로운 영향이 없이 상기 변수들을 제어함으로써, 생체공명 원칙들 및 광생물학적인 시간 상수들에 부합하는 전략이 달성될 수 있다.

광치료 전략의 일 예가 도 49의 3D에서 그래프로 도시되어 있는데, 여기서 x축은 0 mA 내지 30 mA의 진동 LED 전류의 피크/피크 진폭을 나타내고, y축은 0 mA 내지 30 mA의 LED 전류의 일정 DC 성분을 나타내고, z축은 0.1 Hz (거의 DC) 내지 10 kHz 초과의 범위의 정현파 진동의 AC 주파수를 나타낸다. 도면부호 960 내지 983으로 도시한 여러 가지 생리학적 구조 및 조건들의 위치는 LED 열을 조명하기 위해 사용된 전류의 진폭, 정현파 주파수 및 DC 성분의 특정한 조합에 의한 가능한 최대 이로운 효과의 영역들을 나타낸다. 그 그래프는 일반적으로, kHz 이상의 더욱 높은 주파수에서는 전자 운반(960)이 발생할 수 있고, 수십 내지 수백 Hz에서는 이온 운반(961)이 발생하고, 단일 디지트(digit)의 Hz 범위에서는 화학적 변환(962)이 일어난다는 이전의 관찰 결과를 예시한다. 또한 단일 디지트의 범위에서는, 특히 DC 전류 및 저주파 AV 전류가 더 높음에도 불구하고, 일시적인 열 효과가 명백히 나타난다. 0.1 Hz 내지 DC(즉, 0 Hz)에서 가열을 증가시키면 높은 DC 전류에서도 정상 상태 열적 과정(964)이 일어난다.

또한, 도시된 바와 같이, 전체 장기(967)를 자극하기 위해서는 더욱 높은 크기의 AC가 필요한 반면에, 조직(966)?l 패치를 치료하기 위하여는 더욱 작은 전류가 필요하고, 심지어는 세포(965)의 농축 그룹에 영향을 주기 위하여는 더욱 작은 전류가 필요하다. 너무 높은 AC 진폭을 이용하면, 특정 광생물학적 과정이 흡수 또는 이용할 수 있는 것보다 더욱 높은 속도에서 에너지가 도입됨으로써 효능이 실제적으로 감소될 수 있다. 도 49에서 예시적으로 도시한 치료들 중에서, 근육(970) 및 열치료(969)는 더욱 큰 가열로부터 이익이 얻어지므로, 더욱 높은 연속적인 LED 조명(즉, 더욱 큰 DC 오프셋)이 필요하다.

신경(982) 및 이완(981)과 같은 신경학적 반응은 최소의 DC 오프셋을 갖는 중간정도의 AC 전류 및 더욱 높은 주파수로부터 이익이 얻어진다. 광화학적 과정을 자극 또는 활성화하기 위해 광자가 사용되는 광역학 치료(980), 또는 정상 박테리아 대사를 저해하기 위해 에너지가 시도되는 항균 처리는 높은 여기 주파수와 높은 AC LED 전류의 조합을 필요로 한다. 또한, 광역학적 치료는 높은 전체 광세기로부터 이익이 얻어지므로, 더욱 밝고 따라서 더욱 높은 DC 전류가 더욱 좋다.

DC 함량이 거의 없는 AC 전류 수준 및 중간 정도의 주파수에서는, 순환 및 혈관형성(974), 면역계 및 호르몬 자극(973) 및 피부(972)를 위한 치료법들을 비롯한 다양한 치료법이 존재하여, 세포 및 조직 수준 모두에서 치료 기작을 나타낸다. 폐(971), 심장, 신장, 간, 췌장 및 다른 신체 장기는 조직 및 세포 수준 모두에서의 기작을 유발하는 증가된 AC 전류로부터 이익이 얻어진다.

특정 치료법이 도시된 3D 그래프와 일치하는 효능을 나타내는 지의 여부에 상관 없이, 스펙트럼 오염을 갖는 이전의 펄스 광 실험은 치료 효능에 대한 펄스 주파수 및 LED 휘도의 유의한 영향을 나타낸다. 본원에서 개시한 아날로그 및 디지털 합성 방법을 이용하면, LED의 정현파 여기의 주파수 및 진폭을 발생 및 제어하기 위한 방법들의 개시한 장치의 능력은 광치료 제어 및 효능을, 임의의 종래의 디지털로 펄스된 LED 또는 레이저 시스템의 것보다 매우 개선하는 것으로 예상된다.

Claims (43)

1. 광치료 시스템의 작동 방법에 있어서,
   복수의 발광 다이오드(LED)를 포함하는 유연한 LED 패드를 제공하는 단계;
   대상에 인접하여 상기 유연한 LED 패드가 위치되는 단계;
   광생체조절 과정에 의해 상기 LED들이 대상에 광을 방출하는 단계; 및
   상기 LED들에 의해 방출된 광의 세기를 정현파 함수에 따라 변화시키는 단계;를 포함하며,
   상기 정현파 함수는 복수의 정현파를 포함하는 코드(chord)를 포함하고, 상기 코드의 정현파들 각각은 오디오 범위의 주파수를 가지며, 상기 코드의 정현파들 각각의 주파수는 상기 코드의 다른 정현파들 각각의 주파수와 상이한, 광치료 시스템의 작동 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 정현파들 각각의 주파수는 20 Hz보다 높고 20 KHz보다 낮은, 광치료 시스템의 작동 방법.
3. 제 1 항에 있어서,
   상기 LED들에 의해 방출된 광의 세기를 정현파 함수에 따라 변화시키는 단계는 상기 LED들을 제어된 전류 요소에 연결하는 단계를 더 포함하며,
   상기 제어된 전류 요소는 전류원 또는 전류 싱크(sink)를 포함하고,
   상기 제어된 전류 요소는 상기 LED들에서 주어진 크기의 전류를 유지하기 위해 피드백을 통해 동작하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
4. 제 1 항에 있어서,
   상기 복수의 정현파 각각을 나타내는 전기 신호를 아날로그 믹서에 전달함으로써 상기 코드를 생성하는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
5. 제 1 항에 있어서,
   상기 광치료 시스템의 작동 방법이 상기 대상에 대해 수행되는 동안 상기 정현파들의 하나 이상의 주파수를 변화시키는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
6. 제 1 항에 있어서,
   스트로브(strobe) 주파수로 아날로그 사인파형을 온 및 오프 스트로브함으로써 상기 코드를 생성하는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
7. 제 1 항에 있어서,
   상기 LED들에 의해 방출된 광의 세기를 정현파 함수에 따라 변화시키는 단계는:
   상기 LED들을 제어된 전류 요소에 연결하는 단계 - 여기서, 상기 제어된 전류 요소는 전류원 또는 전류 싱크(sink)를 포함하고, 피드백을 통해 동작하여, 상기 제어된 전류 요소가 온이 될 때 상기 LED들에서 주어진 크기의 전류를 유지하고 상기 제어된 전류 요소가 오프가 될 때 상기 LED들에 흐르는 전류를 차단함; 및
   상기 LED들이 상기 정현파 함수에 따라 광을 방출하도록 상기 제어된 전류 요소를 제어하는 단계;
   를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
8. 제 7 항에 있어서,
   상기 제어된 전류 요소를 제어하는 단계는:
   기준 전류를 생성하는 단계; 및
   상기 제어된 전류 요소를 사용하여, 미리 결정된 비율(ratio)만큼 상기 기준 전류의 크기보다 큰 크기를 가진 전류를 상기 LED들에 제공하는 단계;
   를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
9. 제 8 항에 있어서,
   상기 제어된 전류 요소는 제1 전류 미러 MOSFET 및 제2 전류 미러 MOSFET를 포함하고, 상기 제1 전류 미러 MOSFET는 문턱전압(threshold) 연결되며,
   상기 광치료 시스템의 작동 방법은:
   상기 기준 전류가 상기 제1 전류 미러 MOSFET를 통해 흐르게 하는 단계; 및
   상기 LED들의 전류가 상기 제2 전류 미러 MOSFET를 통해 흐르게 하는 단계;
   를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제어된 전류 요소는 전류 제어 MOSFET를 포함하며,
    상기 광치료 시스템의 작동 방법은 상기 LED들의 전류가 상기 전류 제어 MOSFET를 통해 흐르게 하는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
11. 제 10 항에 있어서,
    상기 LED들에 의해 방출된 광의 세기를 정현파 함수에 따라 변화시키는 단계는, 상기 LED들의 전류를 온 및 오프 스위칭하여 일련의 전류 펄스를 생성하기 위해 상기 전류 제어 MOSFET를 사용하는 단계를 포함하며,
    상기 일련의 전류 펄스들 각각은 듀티 팩터가 t_on/T_sync이며, 여기서 T_sync는 상기 일련의 전류 펄스에서 해당 펄스의 리딩 에지(leading edge)와 다음 펄스의 리딩 에지 사이의 시간을 나타내고, t_on은 해당 펄스의 기간(duration)을 나타내며, 상기 펄스들의 각각의 듀티 팩터는 시간상 연속하는 점들에서 정현파 함수의 값들을 나타내는, 광치료 시스템의 작동 방법.
12. 제 11 항에 있어서,
    sync 주파수는 20 kHz보다 높고, 상기 sync 주파수는 1/T_sync인, 광치료 시스템의 작동 방법.
13. 제 11 항에 있어서,
    상기 LED들의 전류를 온 및 오프 스위칭하여 일련의 전류 펄스를 생성하는 단계는 상기 전류 제어 MOSFET의 게이트 단자에 인에이블 신호를 인가하여 상기 전류 제어 MOSFET를 온 및 오프시키는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
14. 제 13 항에 있어서,
    상기 인에이블 신호를 일련의 펄스로서 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 인에이블 신호의 펄스들의 리딩 에지들은 T_sync만큼 분리되고, 상기 인에이블 신호의 펄스들 각각의 기간(duration)은 T_on인, 광치료 시스템의 작동 방법.
15. 제 14 항에 있어서,
    상기 인에이블 신호의 주파수가 상기 정현파 함수의 주파수의 정수배가 되도록 상기 정현파 함수에 따라 상기 기준 전류를 변화시키고 상기 기준 전류로부터 상기 인에이블 신호의 펄스들을 생성하는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
16. 제 14 항에 있어서,
    상기 전류 제어 MOSFET의 게이트 단자에 인에이블 신호를 인가하는 단계는:
    T_sync를 나타내는 데이터를 T_sync 카운터에 로딩하는 단계;
    T_on을 나타내는 데이터를 펄스폭 변조(PWM) 카운터에 로딩하는 단계;
    클럭 주파수(f_θ)의 클럭 펄스를 상기 T_sync 및 PWM 카운터에 공급하는 단계;
    상기 전류 제어 MOSFET를 온시키는 단계;
    상기 전류 제어 MOSFET가 온이 될 때 상기 클럭 주파수(f_θ)로 상기 T_sync 및 PWM카운터를 감소시키는 단계; 및
    상기 PWM 카운터 내의 데이터가 제1 미리 선택된 값에 도달할 때 상기 전류 제어 MOSFET를 오프시키는 단계;
    를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
17. 제 16 항에 있어서,
    상기 전류 제어 MOSFET를 오프시킨 후, 상기 T_sync 카운터 내의 데이터가 제2 미리 선택된 값에 도달할 때 상기 전류 제어 MOSFET를 다시 온시키는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 미리 선택된 값들이 각각 0인, 광치료 시스템의 작동 방법.
19. 제 16 항에 있어서,
    상기 클럭 주파수(f_θ)는 20 kHz보다 높은, 광치료 시스템의 작동 방법.
20. 제 10 항에 있어서,
    상기 제1 전류 미러 MOSFET의 드레인 단자에서의 제1 전압과 상기 제2 전류 미러 MOSFET의 드레인 단자에서의 제2 전압 사이의 전압차를 검출하는 단계;
    상기 전압차를 사용하여 게이트 구동 전압을 생성하는 단계; 및
    상기 게이트 구동 전압을 상기 전류 제어 MOSFET의 게이트 단자에 전달하는 단계;
    를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
21. 제 20 항에 있어서,
    상기 정현파 함수에 따라 상기 기준 전류를 변화시키는 단계를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
22. 제 21 항에 있어서,
    상기 정현파 함수에 따라 기준 전류를 변화시키는 단계는 디지털/아날로그(D/A) 컨버터의 입력 단자에 일련의 디지털 값들을 공급하는 단계를 포함하며,
    상기 디지털 값들 각각은 어느 순간에서의 사인파의 값을 나타내는, 광치료 시스템의 작동 방법.
23. 제 9 항에 있어서,
    상기 미리 결정된 비율은 상기 제1 및 제2 전류 미러 MOSFET의 각각의 게이트 폭의 비율인, 광치료 시스템의 작동 방법.
24. 제 1 항에 있어서,
    주파수(f_sync)의 펄스들에 의한 PWM을 이용하여 상기 정현파들 각각을 생성하는 단계를 포함하며,
    상기 복수의 정현파들 각각의 주파수는 20 kHz보다 낮고 상기 주파수(f_sync)는 20 kHz보다 높은, 광치료 시스템의 작동 방법.
25. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 정현파들 중 하나 이상은 292 Hz 및 292 Hz의 정수배들(integral multiples)로 이루어진 그룹에서 선택된 오디오 주파수를 가지는, 광치료 시스템의 작동 방법.
26. 제 1 항에 있어서,
    상기 광생체조절 과정은 상기 대상의 진핵 세포의 미토콘드리아 내에 광생물학적 과정을 생성하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
27. 제 26 항에 있어서,
    상기 광생체조절 과정은,
    광자가 세포의 미토콘드리아 내 시토크롬-c 옥시다제(CCO)에 충돌하고, 그에 의해 아데노신 모노포스페이트(AMP) 분자를 아데노신 디포스페이트(ADP) 분자로 전환하고 상기 ADP 분자를 아데노신 트리포스페이트(ATP) 분자로 변환함으로써 상기 세포의 에너지 함량을 증가시키는 단계를 포함하며,
    상기 ADP 분자는 상기 AMP 분자의 에너지보다 높은 에너지를 가지며, 상기 ATP 분자는 상기 ADP 분자의 에너지보다 높은 에너지를 가지는, 광치료 시스템의 작동 방법.
28. 제 27 항에 있어서,
    상기 광생체조절 과정은 상기 CCO 분자로부터 질소산화물(nitric oxide)의 해리를 포함하는, 광치료 시스템의 작동 방법.
29. 일련의 직렬 연결된 LED(205a)를 포함하는 LED 패드(80a);
    상기 일련의 직렬 연결된 LED(205a)와 직렬로 연결된 MOSFET(216a, 936a); 및
    정현파 함수에 따라 상기 MOSFET(216a, 936a)의 게이트에서 전압을 구동하기위한 수단(215a, 935a);
    를 포함하는, 광치료 시스템.
30. 제 29 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 935a)은 기준 전류(αI_ref)와, 상기 기준 전류(αI_ref)를 정현파 함수에 따라 진동시키는 수단(236)을 포함하는, 광치료 시스템.
31. 제 30 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 935a)은 상기 기준 전류(αI_ref)와 상기 MOSFET(216a, 936a)을 통과하는 전류(I_LED)를 비교하는 수단(210, 211, 214)을 포함하는, 광치료 시스템.
32. 제 29 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 935a)은 디지털-아날로그(D/A) 컨버터(315)와, 상기 D/A 컨버터(315)의 입력 단자에 연결되어 상기 정현파 함수의 값을 나타내는 숫자를 미리 결정된 시간에 전달하기 위한 레지스터(316)를 포함하는, 광치료 시스템.
33. 제 29 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 935a)에 의해 제공되는 정현파 함수는 코드(chord)를 포함하고, 상기 코드는 다수 주파수의 사인파들을 포함하며,
    상기 구동 수단(215a, 935a)은 상기 정현파 함수의 성분 파형들을 합성하기 위한 아날로그 믹서(405)를 포함하는, 광치료 시스템.
34. 제 29 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 935a)에 의해 제공되는 정현파 함수는 합성된 사인파를 포함하고,
    상기 시스템은 펄스폭 변조된(PWM) 신호(203a, 926a)를 상기 구동 수단(215a, 935a)에 전달하기 위한 수단을 더 포함하는, 광치료 시스템.
35. 제 34 항에 있어서,
    상기 PWM 신호(203a, 926a)를 전달하기 위한 수단은 PWM 래치(506) 및 PWM 카운터(503)를 포함하며, 상기 PWM 카운터(503)의 출력 단자는 상기 PWM 래치(506)의 입력 단자에 연결되는, 광치료 시스템.
36. 제 35 항에 있어서,
    상기 PWM 신호(203a, 926a)를 전달하기 위한 수단은 상기 MOSFET(216a, 936a)의 온-타임을 나타내는 숫자를 유지하는 레지스터(927a)를 더 포함하며,
    상기 레지스터(927a)는 PWM 카운터(929a)에 연결되는, 광치료 시스템.
37. 제 36 항에 있어서,
    상기 PWM 신호(203a, 926a)를 전달하기 위한 수단은 상기 PWM 래치(506) 및 상기 PWM 카운터(503)에 연결된 f_sync 출력 단자 및 상기 PWM 카운터(503)에 연결된 f_θ 출력 단자를 가진 타이밍 소스 및 클럭 발생기 회로(660)를 더 포함하는, 광치료 시스템.
38. 제 37 항에 있어서,
    상기 타이밍 소스 및 클럭 발생기 회로(660)는 T_sync 카운터(664)를 포함하며,
    상기 f_θ 출력 단자는 상기 T_sync 카운터(664)의 입력 단자에 연결되고, 상기 f_sync 출력 단자는 상기 T_sync 카운터(664)의 출력 단자에 연결되는, 광치료 시스템.
39. 제 34 항에 있어서,
    상기 PWM 신호(203a, 926a)를 전달하기 위한 수단은 카운터(929a)와, MOSFET(216a, 936a)의 온-타임을 나타내는 숫자를 유지하기 위한 t_on 레지스터(927a)와, 상기 MOSFET(216a, 936a)의 오프-타임을 나타내는 숫자를 유지하기 위한 φ 레지스터(928a)를 포함하며,
    상기 t_on 레지스터(927a)의 출력 단자는 상기 카운터(929a)의 제1 입력 단자에 연결되고, φ 레지스터(928a)의 출력 단자는 상기 카운터(929a)의 제2 입력 단자에 연결되는, 광치료 시스템.
40. 제 35 항에 있어서,
    상기 MOSFET(216a, 936a) 및 D/A 컨버터(932a)의 전류를 나타내는 숫자를 유지하기 위한 I_LED 레지스터(931a)를 더 포함하며,
    상기 I_LED 레지스터(931a)의 출력 단자는 D/A 컨버터(932a)의 입력 단자에 연결되고, D/A 컨버터(932a)는 상기 구동 수단(215a, 935a)에 기준 전류(αI_ref)를 제공하도록 연결되는, 광치료 시스템.
41. 제 29 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 935a)에 의해 제공되는 정현파 함수는 오디오 범위의 주파수를 가진 사인파를 포함하는, 광치료 시스템.
42. 제 41 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 215a)에 의해 제공되는 정현파 함수는 복수의 사인파를 포함하는 코드(chord)를 포함하며,
    상기 코드 내의 각각의 사인파는 오디오 범위의 주파수를 가지며,
    상기 코드 내의 각각의 사인파의 주파수는 상기 코드 내의 다른 사인파들 각각의 주파수와 상이한, 광치료 시스템.
43. 제 41 항에 있어서,
    상기 구동 수단(215a, 215a)에 의해 제공되는 정현파 함수는 오디오 범위 밖의 주파수를 포함하지 않는, 광치료 시스템.

Images