KR101900353B1 - 인터리빙 전에 반복을 수행하고 인터리빙 후에 펑처링을 수행하는 전송기 및 수신기 및 그 방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 무선 통신을 위한 전송기 장치 및 수신 장치에 관한 것이다. 전송기 장치로서, 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하는 송수신기(25)를 포함하고, 상기 전송기 장치는 프로세서(30)를 더 포함하고, 상기 프로세서(30)는, 마더 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00195
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하기 위해 적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00196
이 전송 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00197
보다 작은지의 결정에 기초하여 단축된 코드 워드 또는 확장된 코드 워드를 획득하고,상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하도록 구성되어 있으며, 상기 송수신기(25)는 상기 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하도록 추가로 구성되어 있다. 또한, 본 발명은 또한 대응하는 방법, 컴퓨터 프로그램 및 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이다.

Description

인터리빙 전에 반복을 수행하고 인터리빙 후에 펑처링을 수행하는 전송기 및 수신기 및 그 방법{TRANSMITTER AND RECEIVER DEVICES PERFORMING REPETITION BEFORE INTERLEAVING AND PUNCTURING AFTER INTERLEAVING AND METHODS THEREOF}
본 발명은 무선 통신을 위한 전송기 장치 및 대응하는 수신기 장치에 관한 것이다. 또한, 본 발명은 대응하는 방법, 컴퓨터 프로그램, 및 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이다.
차세대 무선 통신 시스템에서 주요 해결해야 할 문제 중 하나는 트래픽이 상당히 성장한다는 것이다. 롱텀에볼루션(Long Term Evolution, LTE)과 같은 현재의 시스템은 업링크 및 다운링크 양쪽으로 사용자마다 고 피크 데이터 레이트를 이미 제공하였다. 그러므로 이러한 예측된 트래픽 성장은 더 높은 집성 데이터 레이트, 즉 많은 동시 사용자에 대한 더 높은 특별한 효율성, 또는 사용자당 스펙트럼 효율성을 증가하는 것보다 많은, 대체로 더 많은 동시적인 데이터 스트림을 고려하는 것을 생각하는 것이 합리적으로 보인다.
예를 들어, 부호분할다중접속(Code Division Multiple Access, CDMA)은 수 명의 사용자를 고려할 때 가장 스펙트럼적으로 효과적인 방식 중 하나이다. OFDM 시스템에 속하는 수신기 단순성을 이용하면서 CDMA 시스템의 다이버시티 게인 및 다중-액세스 성능 양쪽을 이용하기 위해, 소위 다중 반송파-(MC)-CDMA 시스템이 개발되었고, 여기서 수 개의 코드워드는 확산 및 부반송파 맵핑 후에 동시에 전송된다(즉, 합해진다).
또한, 과부하는 통신 시스템을 개선하기 위해, 즉 전송용 칩보다 더 많은 시그내처 시퀀스가 있는 상황을 개선하기 위해 논의되었던 기술이다. 이 경우, 직교 시그내처 집합은 존재하지 않고 간섭이 시스템에 내재한다. 이용 가능한 칩보다 더 많은 시그내처를 사용하면 직교 전송에 비해 더 많은 사용자를 스케줄링하므로 차세대의 통신 시스템에 필요한 대량 접속 요건을 실행할 수 있다.
AWGN 채널을 통과한 후
Figure 112017003870257-pct00001
수신된 칩 수치를 고려하여 수신된 신호 벡터
Figure 112017003870257-pct00002
을 다음과 같이 모델링하고,
Figure 112017003870257-pct00003
여기서
Figure 112017003870257-pct00004
는
Figure 112017003870257-pct00005
개의 복잡한 시그내처 행렬이고(각각의 시그내처는 이 행렬의 열이다),
Figure 112017003870257-pct00006
는 주어진 콘스텔레이션
Figure 112017003870257-pct00007
에 각각 속하는 변조 심벌을 포함하는 열 벡터이다. 마지막으로,
Figure 112017003870257-pct00008
는 변동
Figure 112017003870257-pct00009
을 가지는 가산성 백색 가우시안 잡음의 복소수 값 독립 샘플을 포함하는 열 벡터이다.
과부하된 MC-CDMA 전송을 위한 최적의 복조기는 서로 다른 시그내처를 사용하여 동시에 전송된 정보 심벌 집합의 결합 최대 우도(Maximum Likelihood, ML) 검출을 수행하고, 그 전송된 기호 벡터 중 가장 높은 확률을 다음과 같이 계산한다.
Figure 112017003870257-pct00010
이러한 복조기는 통상적으로 모든 가능한 시퀀스
Figure 112017003870257-pct00011
를 통해 검색해야 하기 때문에 실제 사용에 있어서는 너무 복잡하다. 많은 다양한 차선의 다중사용자 복조(Multiuser Demodulation, MUD)가 개발되었다. 그 중 하나가 어느 방식으로든 간에 결합 ML 복조의 근사이다.
MUD 수신기는 통상적으로 복잡하고, 복잡도는 시그내처의 길이와 함께 비선형적으로 증가한다. 종래, MUD 방법은 시그내처 실계와는 독립이었고 어느 경우이든 MUD 실행 복잡도는 시그내처의 수에만 좌우된다. 최근, 그렇지만, 신뢰 전파에 기초하여 결합 복조의 사용과 동반해서, 특별하게 설계된 소위 희소 시그내처를 사용함으로써 MUD 복잡도를 감소시킬 수 있다는 것이 시연되었다.
시그내처를 변조하는 정보 심벌을 심벌 변수로 표시하면, 신뢰 전파 다중-사용자 검출기(Belief Propagation Multi-User Detector, BP-MUD)는 소규모 정보 심벌 집합만을 포함하는, 즉 각각의 특별한 칩의 에너지에 기여하는 것들을 포함하는 칩단위 ML 검색을 수행하는 것으로 설명될 수 있다. 그 집합은 각각의 행의 희소 시그내처 행렬 내의 논-제로 원소에 의해 규정된다.
이러한 희소 시그내처는 단지 수 개의 논-제로 원소만을 포함한다. 그러므로 이러한 시그내처를 저밀도 확산(Low-Density Spreading, LDS) 시그내처라 한다. 길이
Figure 112017003870257-pct00012
의 LDS 시그내처는
Figure 112017003870257-pct00013
개의 확산 심벌(칩)의 시퀀스이어서
Figure 112017003870257-pct00014
칩이 0과 같지 않은 반면,
Figure 112017003870257-pct00015
는 0과 같고, 따라서 wc<<n이다.
하나의 정보 비트 스트림만을 사용하는 통상적인 종래의 LDS 전송기의 기능 블록도가 도 1에 도시되어 있다. 순환 중복 검사(Cyclic Redundancy Check, CRC)를 부가한 후, 정보 비트는 블록으로 그룹화되고, 각각의 블록은 오류 정정 인코더에 의해 인코딩되어, 가산성 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, AWGN)에 대한 보호를 달성한다. 인코더, 예를 들어 컨볼루션 인코더는 소위 마더 코드 워드를 생성한다. 코드 워드 내의 코딩된 비트의 수로 분할되는 정보 비트의 수의 비율로 규정되는, 대응하는 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00016
을 마더 코드 레이트라 한다.
실제로 통신 채널(즉, 이용 가능한 물리적 자원 또는 데이터 전송에 전용되는 자원 요소)의 전송 코드 레이트와 매칭하기 위해, 마더 코드 워드 크기는 전송 동안 조정된다. 그 조정은(마더 코드 워드를 단축하는) 펑처링(puncturing)에 의해 또는(마더 코드 워드를 확장하는) 반복(repetition)에 의해 레이트 매칭 블록에서 수행된다. 레이트 매칭에 의해 싱글 인코더는 서로 다른 데이터 전송 레이트로 복수의 데이터 채널에 사용될 수 있다. 코드 워드라는 용어는 본 명세서에서 인코더/인코딩 유닛 후 또는 레이트 매칭 유닛 후의 인코딩된 비트를 표시하는 데 사용된다. 인코딩 유닛 직후 마더 코드워드가 생성된다. 레이트 매칭 유닛 후 단축된 또는 확장된 코드 워드가 생성된다.
일반성을 잃지 않고 비대칭 컨볼루션 인코더를 가정한다. 인코더는 길이
Figure 112017003870257-pct00017
비트의 입력 시퀀스를 수신하고, 길이가 각각
Figure 112017003870257-pct00018
인
Figure 112017003870257-pct00019
으로 표시된
Figure 112017003870257-pct00020
개의 패리티 스트림을 생성한다. 예를 들어 인코더는 제약-길이
Figure 112017003870257-pct00021
및 생성 다항식
Figure 112017003870257-pct00022
으로 레이트 1/3 테일-비팅 컨볼루션 코드(rate 1/3 tail-biting convolutional code)를 실행할 수 있다. 이 경우, 인코더 후
Figure 112017003870257-pct00023
및
Figure 112017003870257-pct00024
으로 표현되는 3개의 패리티 스트림이 생성된다. 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00025
은 생성 다항식
Figure 112017003870257-pct00026
에 대응하고, 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00027
는 생성 다항식
Figure 112017003870257-pct00028
에 대응하고, 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00029
은 생성 다항식
Figure 112017003870257-pct00030
에 대응한다. 그런 다음 패리티 비트 스트림은 레이트 매칭 유닛에 공급된다.
레이트
Figure 112017003870257-pct00031
컨볼루션 코드가 필요할 때, 레이트 매칭 회로는 모든 3개의 패리티 비트 스트림의 모든 패리티 비트를 출력한다. 레이트 매칭 회로는 그룹 다중화 포맷으로 모든 패리티 비트를 출력한다. 즉, 레이트 매칭 회로는 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00032
에 대응하는 패리티 비트를 먼저 출력하고 이어서 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00033
를 출력하고 이어서 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00034
을 출력한다.
통신 채널의 레이트와 매칭하는 데 1/3보다 높은 코드 레이트가 필요할 때, 레이트 매칭 회로는 선택된 패리티 비트 중 일부를 펑처링함으로써 모든 패리티 비트보다 덜 출력한다. 패리티 비트를 펑처링할 때, 레이트 매칭 회로는 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00035
에 대응하는 패리티 비트를 먼저 펑처링하고, 이어서 패리티 비트
Figure 112017003870257-pct00036
에 대응하는 패리티 비트를 펑처링한다. 즉, 패리티 비트
Figure 112017003870257-pct00037
로부터의 모든 패리티가 펑처링될 때까지 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00038
로부터의 패리티 비트는 펑처링되지 않는다. 펑처링되지 않은 남아 있는 패리티 비트는 이전에 설명한 대로 그룹 순서로 출력된다. 그러므로 레이트 1/2 컨볼루션 코드에 있어서, 레이트 매칭 회로는 패리티 비트
Figure 112017003870257-pct00039
에 대응하는 모든 비트를 펑처링한다.
1/2와 1/3 사이의 코드 레이트를 획득하기 위해, 레이트 매칭 회로는 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00040
에 대응하는 패리티 비트 중 모두가 아닌 일부를 펑처링한다. 1/2보다 큰 코드 레이트를 획득하기 위해, 레이트 매칭 회로는 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00041
에 대응하는 모든 패리티 비트를 펑처링하고 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00042
에 대응하는 패리티 비트 중 일부를 펑처링한다.
통신 채널과 매칭하는 데 1/3보다 낮은 코드 레이트가 필요할 때, 레이트 매칭 회로는 이전에 설명된 대로 그룹 다중화 순서로 각각의 패리티 스트림 내의 패리티 비트를 출력하고 그런 다음 원하는 비트 수가 출력될 때까지, 동일한 출력 시퀀스를 순서대로 반복한다. 즉, 모든 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00043
및
Figure 112017003870257-pct00044
이 출력된 후, 레이트 매칭 회로는 필요한 수의 패리티 비트에 도달할 때까지, 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00045
에 대응하는 반복된 패리티 비트를 먼저 출력할 것이고, 이어서 반복된 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00046
를 출력하고, 이어서 반복된 패리티 비트 스트림
Figure 112017003870257-pct00047
를 출력할 것이다.
현명한 실시에서, 레이트 매칭 회로는 순환 버퍼를 포함할 수도 있다. 패리티 비트 스트림을 순환 버퍼로 저장한다. 그러므로 순환 버퍼 내의 패리티 비트는 그룹으로 순서가 정해진다. 그런 다음 레이트 매칭 회로의 출력 비트는 순환 버퍼로부터 순차적으로 판독된다. 필요한 수의 비트가 순환 버퍼의 크기보다 크면, 순환 버퍼의 끝에서 처음으로 되돌아와서 판독한다.
터보 코드는 무선 통신 시스템에서 사용되는 다른 예의 인코더이다. 마더 코드 레이트 1/3을 가지는 터보 코드의 경우, 인코더의 제1 출력 스트림은 시스템적인 비트 스트림이고 2개의 다른 출력 스트림(제2 및 제3)은 패리티 스트림이다. 레이트 매칭을 수행할 때, 원하는 전송 코드 레이트에 따라, 제2 및 뒤이은 제1 패리티 스트림은 컨볼루션 인코더의 경우와 마찬가지로 펑처링된다. 그런 다음, 재배열된 시스템적 비트를 초기에 대체하고 2개의 재배열된 패리티 스트림 비트단위 인터레이스함으로써 싱글 출력 버터가 형성된다. 이러한 관점에서, 터보 코드 및 컨볼루션 코드는 패리티 비트가 모두 버퍼 내에 순차적으로 순서가 정해지는 컨볼루션 코드와는 다르다.
LDS 인터리버 블록으로 도시되어 있는 도 3의 LDS 인터리버는, 코드 워드의 이전에 언급된 각각의 세그먼트에서 전송된 정보 비트가 원래의 코드 워드 내의 먼 위치로부터 선택되도록, 레이트 매칭 및/또는 대응하는 변조 심벌 후에 코딩된 비트의 치환을 수행한다. 인터리빙 후, 전송 체인의 마지막 단계에서, LDS Tx 블록은 정보 심벌의 확산 및 동시 전송을 수행한다. 도 4의 수신기에서, 수신된 잡음 심벌은 LDS BP MUD 검출기 블록에 먼저 공급된다. BP 검출기는 수신기는 잡음 신호를 형성하는 비트 LLR 값이라고도 하는 소프트 값을 생성한다. 소프트 값은 그 후 LDS 인터리버 블록으로 전송된다. 디인터리빙 후, 오류로 추정된 일련의 소프트-값은 전체 코드 워드에 일정하게 분배된다.
도 5는 LDS 비트 인터리버 블록과 이어지는 변조기 블록을 도시하고 있다. LDS 비트 인터리버로 도시되어 있는, 도 5의 LDS 비트 인터리버 블록은, 코드 워드의 이전에 언급된 각각의 세그먼트에서 전송된 정보 비트가 원래의 코드 워드 내의 먼 위치로부터 선택되도록, 레이트 매칭 후 코딩된 비트의 치환을 수행한다. 그 후, 인터리브된 비트가 변조 블록 내의 심벌에 맵핑하도록 변조가 수행된다. 변조 후, 전송 체인의 마지막 단계에서, LDS Tx 블록은 정보 심벌의 확산 및 동시 전송을 수행한다.
일반적인 경우, 수 개의 스트림의 정보 비트가 인코딩되고, 레이트 매칭되고, 인터리빙되며 변조된다. 다른 결과의 변조 심벌 스트림이 도 6에 도시된 바와 같이 시그내처 행렬을 사용하여 선형으로 결합되거나 중첩된다. 이 경우, 다른 사용자에 대응할 수 있는 각각의 스트림의 정보 비트는 다른 코드 레이트를 사용하여 인코딩될 수 있다. 더 구체적으로, 도 6에서, 예를 들어 "Str.1" 등으로 공급된 다른 사용자에 대응할 수 있는 각각의 스트림의 정보 비트는 "ENC&RM"으로 도시된 인코더 및 레이트 매칭 블록에 의해 인코딩되고 레이트 매칭된다. 레이트 매칭 후 그 결과적인 코드워드는 "
Figure 112017003870257-pct00048
"로 도시된 인터리버 블록을 사용해서 인터리빙된다. 변조는 "Mod."로 도시되어 있고 인터리빙된 비트에 대해 수행된다. 변조 후의 결과적인 심벌은 도 6에 "S/P"로 도시된 직렬/병렬 변환기에 공급된다. 그런 다음, 다른 스트림으로부터의 결과적인 변조된 심벌은 LDS 전송기 또는 "LDS 확산기" 블록으로 공급된다. LDS 확산기는 정보 스트림의 확산 및 동시 전송을 수행한다. 그 기능은 입력이 다른 스트림으로부터 나오는 것을 고려하여 위에서 설명한 LDS Tx와 유사하다. 도 6의 "LDS BP-MUD" 검출기 블록은 잡음 신호를 수신하고 각각의 정보 스트림에 대응하는 소프트 값을 생성한다. 소프트 값은 그 후 "P/S" 블록으로 도시된 직렬/병렬 변환기에 공급된다. 그런 다음, "
Figure 112017003870257-pct00049
"로 도시된 디-인터리빙 블록이 각각의 스트림에 대해 수행된다. 디-인터리빙 후, 각각의 스트림에 대해 디코딩이 수행된다.
그렇지만, 펑처링이 적극적으로 되어 가고 있는 코드 레이트에 대한 종래의 솔루션에서는, 동일한 코드워드에 대응하는 패리티 비트가 가능한 한 많이 분배되지 않고 펑처링은 대응하는 패리티 비트 중 대부분 또는 전부를 제거할 수도 있다. 이것은 코드의 오류 정정 성능에 영향을 줄 것이고 결과적으로 시스템의 달성 가능한 성능에도 영향을 줄 것이다.
본 발명의 목적은 무선 통신 시스템에서 정보 비트 스트림을 전송하기 위한 종래의 솔루션의 단점 및 문제를 완화하거나 해결하기 위한 솔루션을 제공하는 것이다.
다른 목적은 특히 높은 코드 레이트에 높은 성능을 제공하는 솔루션을 제공하는 것이다.
또 다른 목적은 더 많은 정보 스트림이 더 높은 코드 레이트에 중첩되고 결과적으로 더 많은 사용자가 무선 통신 시스템에서 서빙받을 수 있는 솔루션을 제공하는 것이다.
본 발명의 제1 관점에 따라, 전술한 목적 및 다른 목적은 무선 통신 시스템을 위한 전송기 장치로 달성되며, 상기 전송기는 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하는 송수신기
를 포함하고,
상기 전송기 장치는 프로세서를 더 포함하고,
상기 프로세서는,
마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00050
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하기 위해 적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하고,
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003983443-pct00051
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 관련된 전송 코드 레이트
Figure 112017003983443-pct00052
보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003983443-pct00053
보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하며,
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00054
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 관련된 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00055
보다 작지 않으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00056
보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하고,
상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하도록 구성되어 있으며,
상기 송수신기는 상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하도록 추가로 구성되어 있다.
본 발명의 제2 관점에 따라, 전술한 목적 및 다른 목적은 무선 통신 시스템을 위한 수신기 장치로 달성되며, 상기 수신기 장치는,
상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하도록 구성되어 있는 수신기
를 포함하고,
상기 수신기 장치는 프로세서를 더 포함하며,
상기 프로세서는,
상기 수신된 신호를 복조하여 복조된 신호를 획득하고,
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00057
보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트(de-rate) 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하고,
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00058
보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득하며, 그리고
상기 적어도 하나의 코드 워드를 디코딩하여 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 획득하도록 구성되어 있다.
본 발명의 제3 관점에 따라, 전술한 목적 및 다른 목적은 무선 통신 시스템에서의 전송 방법에 의해 달성되며, 상기 전송 방법은:
적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하는 단계;
적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하여 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00059
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하는 단계;
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00060
이 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00061
보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00062
보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하는 단계;
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00063
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 연관된 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00064
보다 작지 않다면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00065
보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하는 단계;
상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하는 단계; 및
상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하는 단계
를 포함한다.
본 발명의 제4 관점에 따라, 전술한 목적 및 다른 목적은 무선 통신 시스템에서의 수신 방법에 의해 달성되며, 상기 수신 방법은:
상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하는 단계;
상기 수신된 신호를 복조하여 복조된 신호를 획득하는 단계;
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00066
보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고, 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계;
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00067
보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계; 및
상기 마더 코드 워드를 디코딩하여 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 획득하는 단계
를 포함한다.
본 발명의 제5 관점에 따라, 전술한 목적 및 다른 목적은 적어도 하나의 전송기 장치 및 적어도 하나의 수신기 장치를 포함하는 무선 통신 시스템에 의해 달성되며,
상기 적어도 하나의 전송기 장치는 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하도록 구성되어 있는 송수신기를 포함하고,
상기 적어도 하나의 전송기 장치는 프로세서를 더 포함하고,
상기 프로세서는,
마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00068
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하기 위해 적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하고,
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00069
이 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00070
보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00071
보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하며,
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00072
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 관련된 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00073
보다 작지 않으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00074
보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하고,
상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하도록 구성되어 있으며,
상기 송수신기는 상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하도록 추가로 구성되어 있으며,
적어도 하나의 수신기 장치는 상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하도록 구성되어 있는 수신기
를 포함하고,
상기 수신기 장치는 프로세서를 더 포함하며,
상기 프로세서는,
상기 수신된 신호를 복조하여 복조된 신호를 획득하고,
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00075
보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트(de-rate) 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하고,
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00076
보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득하며, 그리고
상기 적어도 하나의 코드 워드를 디코딩하여 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 획득하도록 구성되어 있다.
본 발명의 제6 관점에 따라, 전술한 목적 및 다른 목적은 무선 통신 시스템에서의 방법에 의해 달성되며, 상기 방법은:
적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하는 단계;
적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하여 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00077
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하는 단계;
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00078
이 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00079
보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00080
보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하는 단계;
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00081
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 연관된 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00082
보다 작지 않다면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00083
보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하는 단계;
상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하는 단계;
상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하는 단계; 및
상기 무선 통신 시스템의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하는 단계;
상기 수신된 신호를 복조하여 복조된 신호를 획득하는 단계;
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00084
보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고, 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계;
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00085
보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계; 및
상기 마더 코드 워드를 디코딩하여 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 획득하는 단계
를 포함한다.
본 발명은 또한 컴퓨터 프로그램에 관한 것이며, 처리 수단에 의해 실행될 때 상기 처리 수단이 본 발명에 따른 임의의 방법을 실행하게 하는 코드 수단을 특징으로 한다. 또한, 본 발명은 또한 컴퓨터 판독 가능형 매체 및 상기 설명된 컴퓨터 프로그램을 포함하는 컴퓨터 프로그램 제품에 관한 것이며, 상기 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 판독 가능형 매체에 포함되며, ROM(Read-Only Memory), PROM (Programmable Read-Only Memory), EPROM (Erasable PROM), 플래시 메모리, EEPROM (Electrically Erasable PROM), 및 하드 디스크 드라이브 중 하나 이상으로 이루어진다.
전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00086
는 전술한 바와 같이 데이터 전송을 위한 이용 가능한 자원 요소의 수에 기초하여 획득된 통신 채널의 코드 레이트이다. 바꾸어 말하면, 데이터 전송에 사용되는 자원 요소를 통해 전송되는 총 비트 수에 의해 나누어지는 전송 비트의 수와 같을 수 있다.
종래의 전송에서, 전송에 적합한 코드 레이트에 대한 지시가 CQI 피드백을 통해 전송기로 피드백된다. 실제의 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00087
는 이 CQI 피드백 및 데이터 전송에 이용 가능한 물리적 자원의 수량에 기초하여 획득된다. 그러므로 실제로 예를 들어 참조 신호의 전송에 사용되는 자원 요소의 제거 후, CQI 피드백에 의한 코드 레이트 피드백과는 다른 전송 코드 레이트 정도일 수 있다.
예를 들어 CQI 피드백에서의 수신기로부터 피드백되는 코드 레이트에 좌우되는 레이트 매칭 전 또는 후의 인터리빙에 의해, 동일한 코드워드에 대응하는 패리티 비트는 펑처링이, 특히 펑처링이 점진적으로 되는 레이트에 대한 모든 대응하는 패리티 비트를 제어하지 않도록 가능한 한 많이 분배된다.
마더 코드 레이트보다 낮은 코딩 레이트 동안, 인터리버는 레이트 매칭 후에 획득된 더 큰 블록 길이를 이용하여 레이트 매칭 블록 후에 버스트 오류의 일정한 분배를 보장하도록 작동한다. 그러므로 더 나은 성능이 달성되며 이것은 통신 시스템에서 동시에 지원될 수 있는 스트림 및/또는 사용자의 최대 수에 대해 충격을 줄 것이다. 그러므로 동일한 무선 자원에 대해 동시에 다중화될 수 있고 사용자 및/또는 스트림의 수는 종래의 솔루션에 비해 개선되며 그러므로 만족스런 대량 접속성 요건이 본 발명에 의해 제공된다.
제1 관점의 실시 형태에 따르면, 상기 프로세서는 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드 또는 확장된 코드 워드를 인터리빙하기 위한 저밀도 확산(Low Density Spreading, LDS) 행렬 인터리버를 포함한다. 상기 LDS 행렬 인터리버는 직사각형 인터리버이고 그러므로 전송기에서 실현/구현되도록 하기 위해 매우 간단한 인터리버라는 이점을 가진다.
실시 형태에 따르면, 상기 LDS 행렬 인터리버는 인터리버 행렬의 원소에 열 치환(column permutation)을 적용하도록 구성될 수 있다. 열 치환은 오류의 버스트 오류 작동을 추가로 중단시키고 그에 따라 성능을 훨씬 더 좋게 하며 시스템 내의 다중화된 데이터 스트림의 수 또는 사용자의 수를 증가시킨다.
실시 형태에 따르면, 상기 LDS 행렬 인터리버 크기는 전송을 위한 다른 정보 비트 스트림과 관련된 다른 코드 레이트에 적응될 수 있다. 상기 이점은 사용자를 지원하는 가능성이고 코드 레이트가 서로 다른 데이터 스트림은 동시 전송에서 함께 인터리버 행렬 크기를 다르게 한다.
실시 형태에 따르면, 상기 LDS 행렬 인터리버는 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드의 코드 워드 길이가 인터리버 행렬의 열 개수의 배수가 되도록 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 더미 비트(dummy bit)를 부가하도록 구성될 수 있다. 이것은 본 발명에서 인터리버를 더 쉽게 구현할 수 있게 할 것이다. 이 실시예에서의 다른 이점은 고정 행렬 크기를 가지는 하나의 인터리버만이 코드 레이트가 서로 다른 복수의 정보 비트 스트림의 인터리빙에 사용된다는 점이다.
제1 관점의 실시 형태에 따르면, 전송기 장치는 부호분할다중접속(Code Division Multiple Access, CDMA) 전송기, 고속 다운 링크 패킷 액세스(High Speed Downlink Packet Access, HSDPA) 전송기, 또는 상기 신호를 전송하도록 적응된 다중 반송파 CDMA(Multi Carrier, MC-CDMA) 전송기를 포함한다. 본 솔루션은 매우 적절하고 성능은 설명된 전송 기술과 잘 어울린다.
실시 형태에 따르면, CDMA, HSDPA, 또는 MC-CDMA 전송기는 상기 신호를 전송할 때 전송용 칩보다 더 많은 시그내처 시퀀스를 사용하도록 구성될 수 있다. 이것은 그러므로 더 많은 사용자를 허용하는 과부하 케이스이다.
실시 형태에 따르면, 상기 시그내처 시퀀스는 희소 시그내처 시퀀스(sparse signature sequence)이다. 이 방법에서, 계산적으로 이목을 끄는 검출기가 수신기에서 사용될 수 있다.
제1 관점의 실시 형태에 따르면, 상기 전송기 장치는 상기 신호를 전송하도록 구성된 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 전송기를 포함한다. 본 솔루션은 매우 적절하고 성능은 설명된 MIMO 기술과 잘 어울린다.
제1 관점의 실시 형태에 따르면, 상기 에러 정정 코드는 터보 코드(turbo code) 또는 컨볼루션 코드(convolutional code)이다. 설명된 오류 정정 코드는 본 솔루션에 매우 적절하다.
본 방법은 본 전송기 및 수신기 장치의 모든 실시예에 완전하게 대응하도록 수정, 필요한 부분만 약간 수정할 수 있다. 적어도 다음의 실시 형태는 본 명세서에서 해결된다.
제3 관점의 실시 형태에 따르면, 인터리빙 단계는 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드 또는 확장된 코드 워드를 인터리빙하기 위한 저밀도 확산(Low Density Spreading, LDS) 행렬 인터리버를 사용하는 단계를 포함한다.
실시 형태에 따르면, 인터리빙 단계는 인터리버 행렬의 원소에 열 치환을 적용하는 단계를 포함한다.
실시 형태에 따르면, 인터리빙 단계는 전송을 위한 다른 정보 비트 스트림과 관련된 다른 코드 레이트에 적응하는 단계를 포함한다.
실시 형태에 따르면, 인터리빙 단계는 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드의 코드 워드 길이가 인터리버 행렬의 열 개수의 배수가 되도록 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 더미 비트를 부가하는 단계를 포함한다.
제3 관점의 실시 형태에 따르면, 전송 단계는 CDMA, HSDPA, 및 Multi Carrier, MC-CDMA를 포함하는 그룹에서 전송 방식을 사용하는 단계를 포함한다.
실시 형태에 따르면, 전송 단계는 상기 신호를 전송할 때 전송용 칩보다 더 많은 시그내처 시퀀스를 사용하는 단계를 포함한다.
실시 형태에 따르면, 상기 시그내처 시퀀스는 희소 시그내처 시퀀스이다.
제3 관점의 다른 실시 형태에 따르면, 전송 단계는 상기 신호를 전송하도록 구성된 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 전송 방식을 포함한다.
제1 관점의 실시 형태에 따르면, 상기 에러 정정 코드는 터보 코드(turbo code) 또는 컨볼루션 코드(convolutional code)이다.
본 발명의 추가의 애플리케이션 및 이점은 이하의 상세한 설명으로부터 자명하게 될 것이다.
첨부된 도면은 본 발명의 다른 실시예를 명확히 설명하고 설명하기 위한 것이다.
도 1은 LDS 통신 시스템에서의 종래 전송기의 블록도이다.
도 2는 LDS 통신 시스템에서의 종래의 수신기의 블록도이다.
도 3은 BI-LDS 통신 시스템에서 전송기의 블록도이다.
도 4는 BI-LDS 통신 시스템의 수신기의 블록도이다.
도 5는 LDS 비트 인터리버를 가지는 BI-LDS 통신 시스템의 전송기의 블록도이다.
도 6은 몇몇 데이터 스트림들이 중첩될 때의 BI-LDS 통신 시스템의 블록도이다.
도 7은 인터리버를 포함하는 LDS 전송 방식의 블록도이다.
도 8은 인터리버를 포함하는 LDS 수신 방식의 블록도이다.
도 9는 코드 레이트 R = 0.4 - 컨볼루션 코딩 시스템에 대한 스펙트럼 효율도이다.
도 10은 코드 레이트 R = 0.8 - 컨볼루션 코딩 시스템에 대한 스펙트럼 효율도이다.
도 11은 코드 레이트 R = 0.1 - 컨볼루션 코딩 시스템에 대한 스펙트럼 효율도이다.
도 12a는 전송기 장치의 일 실시예도이다.
도 12b는 수신기 장치의 일 실시예도이다.
도 13은 전송기에서의 방법의 흐름도이다.
도 14는 수신기에서의 방법의 흐름도이다.
일반적으로 대부분의 오류 수정 코드는 통계적으로 독립적인 오류를 방지하도록 설계되어 있다. 예를 들어, 이러한 오류는 수신기 입력의 열 잡음 및 첫 번째 RF 단계의 결과로 AWGN 통신 채널에서 발생한다. 페이딩 채널에서, 대신에, 수신 신호의 지속시간이 시그널링 간격의 수를 초과하는 수신 신호의 큰 진폭 변동은 잘못 수신된 정보 심벌의 버스트를 초래한다. 이 때문에 수신기의 비트 오류는 통계적으로 독립적이지 않으므로 AWGN 채널용으로 설계된 오류 수정 코드는 버스트 오류 통신 채널에 대한 정보를 효과적으로 보호할 수 없다.
버스트 오류 채널에 대한 비트 오류 정정을 위한 간단하고 효과적인 방법은 AWGN 채널용으로 설계된 사용 가능한 코드와 함께 (채널) 비트 인터리버라고 하는 추가 기능 블록을 사용하는 것이며, 이것은 각각의 (레이트-매칭된) 코드 워드의 비트의 치환을 수행한다. 대응하는 역 치환은 수신기에서 작동하는 디-인터리버에 의해 수행된다. 디-인터리버는 복수의 코드 워드에 걸칠 수 있는 분산 에러 패턴으로 에러 버스트를 변환한다. 이 경우, 코드 워드 당 오류 수가 감소되어, 전체 방식의 오류 정정 능력이 향상된다. 컨볼루션 코드가 우려되는 한, 비트 디-인터리버는 더 넓은 간격에 걸쳐 버스트의 오류를 확산시킬 수 있으므로, 정정 불가능한 오류 패턴을 정정 가능한 오류 패턴으로 만든다. 이러한 경우에, 양호한 비트 인터리버는 수신된 코드 워드의 에러에서 2개의 인접한 비트가 디-인터리빙 후에 큰 거리만큼 분리되는 것과 같다. AWGN 채널에서 잡음 샘플이 통계적으로 독립적인 한, 인터리버 및 디-인터리버는 LDS가 없는 시스템의 링크 성능에 아무런 영향을 미치지 않는다. 따라서, 도 1의 채널 비트 인터리버는 선택 사항으로 표시되어 있다. 전송기 체인의 마지막 스테이지에서, LDS 전송(Tx) 스테이지는 다중 정보 심벌의 확산 및 동시 전송을 수행한다.
대응하는 기존의 LDS 수신기가 도 2에 도시되어 있다. BP-MUD 복조기는 코딩된 비트의 소프트 값, 즉 로그 우도 비(Log Likelihood Ratio : LLR)를 생성한다. (전송기에서 비트 인터리빙 작동이 있는 경우에만 수행되는) 디-인터리빙 후에, 계산된 LLR은 에러 정정 디코더에 공급된다. BP-MUD에서의 LLR 계산은 BP-MUD 반복 프로세싱이 완료되면 수행되는데, 각각의 코드 채널, 즉 각각의 시그내처에 대한 변조 배열로부터의 모든 가능한 심벌의 최종 추정 확률을 사용한다.
바꾸어 말하면, BP-MUD 성능은 전송된 변조 심벌 추정의 성능에 의해 결정되며, 이는 이들 심벌 내의 비트가 직접 추정되지 않는다는 것을 의미한다.
관측으로부터, 각각의 칩과 대응하는 심벌 변수 사이의 접속은 LDS 전송 간격으로 전송된
Figure 112017003870257-pct00088
심벌 변수의 시퀀스의 대부분의 ML 검출 성능을 허용하지만, 동시에 잘못 검출된 심벌의 비교적 긴 시퀀스의 소스일 수 있다.
수치 시뮬레이션은 수신기에서 높은 신호대잡음비(Signal-to-Noise Ratio, SNR)로 발생하더라도 실제로 발생한다는 사실을 확인했으며, 평균 심벌 또는 비트 에러 레이트가 매우 낮더라도 많은 수의 LDS 전송 간격을 평균화한 후, 단일 LDS 전송 간격에서 잘못 검출된 심벌의 수로서 획득된 에러 레이트는 다소 높을 수 있으며, 때로는
Figure 112017003870257-pct00089
개의 동시에 전송되는 변조 심벌의 50% 이상이 잘못 검출될 수 있다. 이러한 잘못 검출된 LDS 세그먼트 뒤에는 많은 수의 정확한 세그먼트가 따라오며, 이것은 전체 평균 에러 레이트를 낮춘다. AWGN 채널에서 LDS BP-MUD의 이러한 버스트 오류 작동은 근본적으로 내재하는 단점인 것으로 보인다.
오류 정정 코딩이 LDS 전송에 포함되는 경우, 코드 워드는
Figure 112017003870257-pct00090
기호의 벡터로 변조되고, 이것은 통상적으로
Figure 112017003870257-pct00091
이다. 그러므로 변조된 심벌의 단어는 다음과 같이 되도록,
Figure 112017003870257-pct00092
개의 변조 심벌을 각각 고려하여
Figure 112017003870257-pct00093
세그먼트로 조각화되어야 한다.
Figure 112017003870257-pct00094
식(1)
Figure 112017003870257-pct00095
가
Figure 112017003870257-pct00096
의 정수 배수가 아니면,
Figure 112017003870257-pct00097
패딩 비트가 코드 워드에 부가된다.
AWGN 채널에서도 코드 워드의 일부 세그먼트를 수신한 후에 발생할 수 있는 LDS BP-MUD의 오류 버스트는 정확한 디코딩을 방해하는 잘못된 LLR의 버스트를 초래한다. 결과적으로, 오류 정정 코딩 없이 LDS 전송의 성능을 AWGN 채널 상의 종래의 통신 시스템의 성능과 비교하면, 코딩되지 않은 LDS 전송의 성능은 코딩된 LDS 전송의 성능보다 상대적으로 더 나쁘다. 바꾸어 말하면, 오류 정정 코딩에 의해 제공되는 SNR 이득은 일반 전송보다 LDS 전송에서 덜 두드러진다.
하나의 LDS 수신 구간에서 LDS BP-MUD에 의해 생성된 심벌 에러를 큰 간격으로 균등하게 분배하기 위해, 종래의 LDS 전송기 및 수신기에서 부가적인 기능을 도입하는 것이 제안되었다. 이러한 기능을 LDS 인터리버 및 LDS 디-인터리버라 한다. 결과적인 전송 방식은 비트-인터리빙된 LDS (BI-LDS)라 불리며, 대응하는 전송기 및 수신기 방식은 도 3 및 도 4에 도시되어 있다.
도 3의 LDS 인터리버는, 레이트 매칭 및/또는 대응하는 변조 심벌 이후에 코딩된 비트들의 치환을 수행하여 코드 워드의 전술한 세그먼트들 각각에서 전송된 정보 비트들이 원래 코드 워드 내의 먼 위치들로부터 선택되도록 한다. 도 4에 도시된 수신기에서, 디-인터리빙 이후에, 잘못 추정된 소프트-값들의 버스트들은 전체 코드 워드에 걸쳐 균일하게 분포된다. 도 4의 LDS 디-인터리버는 LDS BP-MUD 이후에 획득된 비트 LLR 값의 디-인터리빙을 수행한다.
제안된 인터리버는 특별히 설계된 LDS 비트 인터리버로 구현될 수 있으며, 그 다음에 그림 5와 같은 변조기가 뒤따른다.
단일 에러 정정 코드 워드의 상이한 세그먼트에 대응하는 LDS 전송 간격 중 임의의 간격으로 전송된 임의의 2개의 코딩된 비트들 사이의 거리를 최대화하는 LDS 비트 인터리버는 최대 거리 분리 가능(Maximum Distance Separable, MDS) 비트 인터리버라고 하는 인터리버이다.
MDS 비트 인터리버는 원래의 코드 워드 내의 임의의 2개의 인접하는 비트를 인터리빙된 코드 워드 내의 2개의 새로운 위치로 맵핑하여, 그러한 두 개의 새로운 위치 사이의 최소 거리가 더 클 수 없도록 한다. 바꾸어 말하면, 그러한 LDS 비트 인터리버는 최대 거리 분리(Maximum Distance Separability, MDS)라고 부르는 속성을 나타낸다.
LDS 비트 인터리버의 MDS 유형은 이하의 행렬에서 나타난 바와 같은 행렬로 구현될 수 있다. MDS는 크기
Figure 112017003870257-pct00098
의 행렬로 설명될 수 있는데, 여기서
Figure 112017003870257-pct00099
은 각각의 변조 심벌에서 전송된 비트의 수이고,
Figure 112017003870257-pct00100
비트의 전체 코드 워드는 행렬에 열 단위로 기록되고, 그런 다음 전체 행은 연속적인 전송 간격에서 LDS 전송기로 판독된다.
Figure 112017003870257-pct00101
이 구조는 직사각형 인터리버로 알려져 있다.
일반적인 경우, 수 개의 정보 비트 스트림은 인코딩되고, 레이트 매칭되고, 인터리빙되고 변조된다. 상이한 결과의 변조된 심벌 스트림은 도 6에 도시된 바와 같이 시그내처 행렬을 사용하여 선형적으로 결합되거나 중첩된다. 이 경우, 상이한 사용자에 대응할 수 있는 각각의 정보 비트 스트림은 상이한 코드 레이트를 사용하여 인코딩될 수 있다.
본 발명은 무선 통신 시스템의 전송기 및 수신 장치, 및 그에 대응하는 방법에 관한 것이다.
도 12a를 참조하면, 본 전송 장치(20)는 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하도록 구성된 송수신기(25)를 포함한다. 상기 전송 장치는 마더 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00102
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하기 위해 적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하도록 구성되어 있는 프로세서(30)를 더 포함한다. 상기 마더 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00103
이 전송 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00104
보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00105
보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득한다. 그렇지만, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00106
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 관련된 전송 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00107
보다 작지 않으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112018014500182-pct00108
보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙한다. 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드는 변조되어 변조된 심벌이 획득된다. 송수신기(25)는 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하도록 추가로 구성되어 있다.
이러한 전송기 장치(20)는 도 1에 도시된 바와 같으며, 여기서, 프로세서(30)는 송수신기(25)로부터 정보 비트의 스트림을 수신하여 본 솔루션에 따라 처리한다. 프로세서(30)에 의한 처리 후에, 송수신기(25)는 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송한다. 언급된 유닛들은 도 12a에 도시되어 있다.
대안으로, 본 전송기 장치(20)는 본 솔루션을 수행하기 위한 전용 유닛을 포함할 수 있다. 즉, 전송기 장치(20)는 이 경우에:
Figure 112017003870257-pct00109
적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하기 위한 수신 유닛;
Figure 112017003870257-pct00110
마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00111
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하기 위해 적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하는 인코딩 유닛 - 상기 인코딩 유닛은 또한 인코더라고도 함 - ;
Figure 112017003870257-pct00112
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00113
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 관련된 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00114
보다 작은지 또는 작지 않은지, 즉
Figure 112017003870257-pct00115
Figure 112017003870257-pct00116
를 결정/판정하기 위한 결정 유닛,
Figure 112017003870257-pct00117
상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00118
보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하는 인터리빙 및 레이트 매칭 유닛, 또는
Figure 112017003870257-pct00119
상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00120
보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하는 레이트 매칭 및 인터리빙 유닛;
Figure 112017003870257-pct00121
상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하는 변조된 심벌을 획득하는 변조기; 및
Figure 112017003870257-pct00122
상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 전송하기 위한 전송기 유닛
을 포함한다.
전송기 장치에서의 대응하는 방법은 도 13에 도시되어 있다. 본 방법은:
적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하는 단계(100);
적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하여 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00123
을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하는 단계(110);
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00124
이 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00125
보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00126
보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하는 단계(121);
상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00127
이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 연관된 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00128
보다 작지 않다면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00129
보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하는 단계(122);
상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하는 단계(130); 및
상기 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하는 단계(140)
를 포함한다.
도 12b를 참조하면, 본 수신기 장치(40)는 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하도록 구성되어 있는 수신기(45)를 포함한다. 상기 수신기 장치(40)는 상기 수신된 신호를 복조하여 복조된 신호를 획득하도록 구성되어 있는 프로세서(50)를 더 포함한다. 상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00130
보다 크면, 상기 프로세서(40)는 상기 복조된 신호를 디-레이트(de-rate) 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득한다. 상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00131
보다 크지 않으면, 상기 프로세서는 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득한다. 상기 마더 코드 워드는 최종적으로 디코딩되어 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트가 획득된다.
이러한 수신기 장치는 도 12b에 도시된 바와 같으며, 여기서, 수신기(45)는 전술한 전송기로부터의 신호를 수신한다. 그 후, 프로세서(50)는 수신기로부터의 신호를 처리하여 정보 비트를 획득한다. 또한, 수신기 장치(40)는 획득된 정보 비트들을 전송하기 위한 출력 유닛을 (선택적으로) 포함할 수 있다. 언급된 유닛들은 도 12b에 도시되어 있다.
대안으로, 수신기 장치(40)는 본 솔루션을 수행하기 위한 전용 유닛을 포함할 수 있다. 즉, 수신기 장치(40)는 이 경우에:
Figure 112017003870257-pct00132
무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하기 위한 수신기;
Figure 112017003870257-pct00133
상기 수신된 신호를 복조하기 위한 복조기;
Figure 112017003870257-pct00134
코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00135
보다 크거나 크지 않은지를 결정하기 위한 결정 유닛;
Figure 112017003870257-pct00136
코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00137
보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고, 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 디-레이트 매처 및 디-인터리버 유닛;
Figure 112017003870257-pct00138
코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00139
보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고, 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 디-인터리버 및 디-레이트 매처 유닛; 및
Figure 112017003870257-pct00140
상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 얻기 위해 상기 마더 코드 워드를 디코딩하기 위한 디코더
를 포함한다.
수신기 장치에서의 대응하는 방법은 도 14에 도시되어 있다. 상기 방법은:
상기 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00141
를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하는 단계(200);
상기 수신된 신호를 복조하는 단계(210);
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00142
보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고, 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계(221);
상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00143
보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계(222); 및
상기 마더 코드 워드를 디코딩하여 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 획득하는 단계(230)
를 포함한다.
Figure 112017003870257-pct00144
은 가능한 CRC 비트를 포함하는 정보 비트의 크기라고 가정한다. 레이트 매칭 알고리즘 이전에 에러 정정 부호기(예를 들어, 컨볼루션 코드를 사용함)의 출력은
Figure 112017003870257-pct00145
비트로 각각 구성된
Figure 112017003870257-pct00146
개의 패리티 스트림을 포함한다.
마더 코드 레이트보다 높은 전송 코드 레이트에 대하여, 패리티 스트림은 통신 채널
Figure 112017003870257-pct00147
의 전송 코드 레이트와 매칭하도록 미리 정해진 천공 패턴 다음에 천공된다. 펑처링이 발생할 때 이러한 코딩 레이트에 대해, 인터리버가 레이트 매칭 유닛 앞에 배치되면, 인터리빙은 길이
Figure 112017003870257-pct00148
의 벡터에 걸쳐 수행된다. 인터리버가 레이트 매칭 유닛 뒤에 배치될 때, 인터리빙은 이미 펑처링된 비트의 단축 벡터에 대해 수행된다.
첫 번째 경우, 동일한 코드 워드에 해당하는 인터리빙된 패리티 비트는 더 균일하게 분배되고 펑처링은 이것들 중 대부분 또는 모두를 제거하지는 않을 것이다. 이것은 통신 시스템의 더 나은 성능으로 이어질 것이다. 코드 레이트가 높을수록 더 많은 비트가 펑처링되므로 결과적으로 패리티 비트가 더 큰 영향을 받는다. 이것은 펑처링된 코드의 자유 거리에 직접적으로 관련될 수 있으며, 이는 수정할 수 있는 오류의 수를 크게 늘리며 결과적으로 펑처링 및 인터리빙 후에 결과 코드의 성능을 확장시킵니다.
자유 거리는 서로 다른 인코딩된 시퀀스 간의 최소 해밍 거리로 정의된다. 짧은 에러 이벤트를 가지는 코드 워드가 고려될 때 자유 거리의 값 및 그 다중성은 인코더, 레이트 매칭 및 인터리버 유닛의 최적의 세트를 설계하기 위한 수단으로서 사용될 수 있다. 최소 거리가 더 크고 최소 거리 값의 다중성이 더 작은 코드는 더 나은 보정 성능을 가지므로 더 나은 성능을 보장할 수 있습니다. 따라서, 인터리빙이 레이트 매칭 이전에 수행될 때, 마더 코드 레이트보다 코딩 레이트에 있어서는 자유 거리가 더 크고 자유 거리의 다중성은 더 작다.
또한, 매우 짧은 정보 비트 블록에 대응하는 매우 낮은 코드 레이트의 경우, 레이트 매칭 이전에 인터리버가 사용되면, 버스트의 크기는 인터리버의 길이를 초과할 수 있다. 따라서 인터리버는 오류 버스트를 해결하는 데 충분하지 않은 것으로 판명된다. 이 경우 레이트 매칭 블록 이후에 인터리버를 사용하면 인터리버가 더 큰 블록 크기 상에서 수행하는 데 도움이 될 수 있으며 오류 버스트를 쉽게 해결할 수 있다. 이 경우 패리티 비트의 짧은 블록을 인터리빙하는 것보다는 결과적인 반복 코드 워드를 인터리빙하는 것이 더 낫다. 실제로, 레이트 매칭 이후의 코드 워드 크기가 훨씬 더 크며, 버스트 에러는 반복 후의 결과적인 코드 워드를 따라 분배될 수 있다. 이 작동은 코드의 자유 거리를 사용하여 예측할 수도 있다. 이 경우, 레이트 매칭 후에 인터리버가 사용되는 경우 자유 거리가 더 클 것으로 추정된다.
하나의 정보 비트 스트림만이 있는 경우에 대해 전송기 및 수신기의 실시예의 블록도가 도 7 및 도 8에 도시되어 있다. 더 많은 정보 비트 스트림을 가지는 경우는 도 7의 설명에 기초하여 간단하다.
또한, MDS 비트-인터리버는 출력 패리티 스트림 각각에 대해 3개의 상이한 인터리버로서 구현될 수 있거나 도 7에 명백하게 도시된 바와 같이 3개의 패리티 스트림을 연결한 후 단일 인터리버로서 구현될 수 있다.
도 7 및 도 8의 실시예에서, 인터리버 및 디-인터리버는 LDS 행렬 유형이다. 이 솔루션의 분명한 이점은 단순한 직사각형 인터리버를 사용함으로써 개선된다는 점이다. 또한, 하나의 교환형 인터리버 대신 한 쌍의 교환형 인터리버를 사용함에 따른 복잡성의 증가는 작다. 그렇지만, 직사각형 유형의 인터리버는 하나의 가능한 선택이며, 다른 유형의 인터리버가 본 솔루션에서 좋은 선택을 나타낼 수 있다는 점을 지적해야 한다.
도 7에서, 정보 비트 스트림이 생성된 후, CRC가 "CRC" 블록에 의해 정보 비트 스트림에 부가된다. 정보 비트는 "에러 정정 코더"로 전송된다. "LDS 비트 인터리버" 블록은 Switch 1이 열리면 블록은 인터리빙을 수행한다. Switch 1이 닫히면, 본 솔루션에서 설명된 코딩 레이트에 대해, 인터리빙은 수행되지 않는다. 그 후에 코드 워드는 "레이트 매칭" 블록에 송신된다. 그러나 Switch 2가 열리면 레이트 매칭 후 인터리빙이 수행된다. 본 발명에서 설명된 경우에 기초하여 Switch 2가 닫히면, 그 단계에서의 인터리빙은 수행되지 않는다. 그 후 비트가 "변조" 블록을 통과할 때 심벌에 맵핑된다. "LDS Tx" 블록은 정보 심벌의 확산 및 동시 전송을 수행할 것이다.
도 8은 도 7에서 설명한 전송기에 대응하는 수신기를 도시하고 있다. 수신된 잡음 신호는 "DS BP-MUD"에 공급된다. 그런 다음 LDS BP-MUD 이후의 결과적인 소프트 비트는 Switch 2가 열리면 LDS 디-인터리버로 공급됩니다. 그렇지만, Switch 2가 닫혀 있다면, 본 개시 내용의 텍스트에서 설명된 코딩 레이트에 따라, 소프트 비트는 인터리빙되지 않고 "역 레이트 매칭" 블록에서의 역 레이트 매칭인 다음 단계를 직접 통과한다. Switch 1이 열려 있으면 디-레이트 매칭 이후에 LDS 디-인터리빙 이 "LDS 디-인터리빙" 블록에서 수행된다. Switch 1이 닫히면, 역 레이트 매칭 후의 결과적인 소프트 비트가 바로 "오류 정정 디코더" 블록에 직접 송신된. 디코딩 후에, 전송된 비트들이 정확하게 수신되는지를 검사하기 위해 CRC가 수행된다.
본 실시예에 따른 제안된 솔루션이 제안된 인터리빙 및 레이트 매칭 기법을 사용하여 LDS의 버스트-에러 특성에 대항하는 것을 목표로 하였지만, 자유 거리가 증가하고 가장 인접하는 인접의 다중성이 감소하여 종래 전송에서 개선이 또한 관찰될 것이다.
일반적인 경우, LDS 비트 인터리버의 직사각형 구조는 코드 워드의 크기가 특정 인자(예를 들어, 인터리버 행렬의 열의 수)의 배수가 되도록 제한한다는 점에서 한계가 될 수 있다. 이것이 발생하면, 코드 워드의 길이를 다른 실시예에 따른 인터리버의 열의 수의 정수배로 만들기 위해 더미 비트가 코드 워드에 추가될 수 있다.
바람직한 실시예에 따르면, LDS는 LDS 행렬 인터리버의 인터리버 행렬의 원소에 대해 열 치환을 적용하여 결과적인 버스트 오류를 더욱 차단하도록 구성되어 있다. 이러한 경우에, 이전에 설명된 LDS 행렬 인터리버의 열들은 치환 패턴 다음에 치환된다. 치환 패턴은 원래의 열 인덱스 각각에 새로운 열 인덱스를 관련시킨다. 디-인터리빙 시, 역 작동이 수행되어 전송기 또는 수신기에 공통인 치환 패턴을 사용하여 원래의 열 번호를 되돌린다. 치환 패턴은 동적으로 또는 정적으로 계산되거나 시그널링 될 수 있다.
제안된 방식에서는, 코드 레이트에 따라, 레이트 매칭 블록 전후에 인터리버를 배치할 수 있다. 전송 코딩 레이트가 마더 코드 레이트보다 클 때, 인터리버는 동일한 코드 워드에 대응하는 펑처링된 패리티 비트들이 모두 제거되지 않도록 보장하기 위해 레이트 매칭 이전에 작동한다. 반대로, 마더 코드 레이트 및 짧은 정보 블록 사이즈보다 낮은 전송 코딩 레이트의 경우, 인터리버는 레이트 매칭 블록 이후에 작동하여 에러 버스트가 균일하게 분배되는 것을 보장한다.
이 실시예에서, 도 7 및 도 8에 캡처된 전송 코드 레이트의 함수로서 개방되거나 폐쇄되는 2개의 스위치가 있다. 마더 코드 레이트보다 높은 전송 코드 레이트의 경우, Switch 1로 나타낸 스위치 번호 1이 개방되고, Switch 2로 나타낸 스위치 번호 2가 폐쇄된다. 따라서, 인터리빙은 레이트 매칭 이전에 수행된다. 전송 코드 레이트가 낮으면 스위치 번호 1이 닫히고 스위치 번호 2가 열린다. 따라서 인터리빙은 레이트 매칭 이후에 작동한다.
결과적으로, 예를 들어. 제2 인터리버가 전송기에서 활성화되고, 전송기에서 레이트 매칭 (Switch 2 개방) 후에 인터리빙이 수행될 때, 제1 디-인터리버 또한 수신기에서 활성화되고, 디-레이트 매칭(수신기에서 Switch 2가 개방된다) 이전에 디-인터리빙이 수행된다.
전술한 바와 같이, 수신기가 지원할 수 있는 가능한 전송 레이트에 대한 표시는 수신기로부터 전송기로의 CQI 피드백을 통해 전송된다. 이 표시에 기초한 전송기는, 지시된 코드 레이트와 반드시 같지는 않은 코드 레이트인 전송 코드 레이트
Figure 112017003870257-pct00149
를 유도하고, 전송 시의 데이터 자원 요소의 수를 고려하여 계산된다(서브 프레임 내의 파일럿과 관련된 자원 요소를 제거함). 이 전송 코드 레이트가 마더 코드 레이트와 동일하다는 것으로 판명되면, 시스템에 펑처링이 필요 없다. 펑처링이 사용되지 않는다면, 전술한 두 방식 모두는 펑처링 유닛이 뒤를 따르는 인터리버 또는 인터리버가 뒤를 따르는 역 펑처링 유닛의 자유 거리가 동일한 성능에서 동일한 결과로 될 것이라는 알면 사용될 수 있다. 예를 들어, 전송기의 레이트 매칭 유닛보다 먼저 인터리빙 할 수 있다. 수신기에서는 디-레이트 매칭이 먼저 수행되고 그런 다음 인터리빙이 수행된다.
도 9, 도 10 및 도 11은 LDS 방식 상이한 유형의 인터리버를 사용하는 실시예의 스펙트럼 효율을 도시한다. 비교는 스펙트럼 효율(Spectral Efficiency, SE)로 수행되며 다음과 같이 정의된다.
Figure 112017003870257-pct00150
여기서
Figure 112017003870257-pct00151
은 시스템 과부하 인자이고,
Figure 112017003870257-pct00152
은 변조 차수이고 BLER은 블록 에러 레이트이다. SE는 비트/초/Hz 단위로 측정된다. 전체 코딩 속도는
Figure 112017003870257-pct00153
이며, 여기서
Figure 112017003870257-pct00154
는 채널 코드 속도이고
Figure 112017003870257-pct00155
는 CRC 코드의 레이트이다.
Figure 112017003870257-pct00156
는 CRC 비트를 포함하는 정보 워드의 크기를 나타내고,
Figure 112017003870257-pct00157
는 코딩된 비트의 수를 나타낸다. BLER는 신호대잡음비(Signal to Noise Ratio, SNR) 값의 범위에 대한 몬테카를로 시뮬레이션을 통해 추정된다.
본 명세서에서 채택된 SNR 풍미는 정보 비트 에너지 대 잡음 에너지의 비율
Figure 112017003870257-pct00158
이며, 여기서
Figure 112017003870257-pct00159
는 잡음의 양면 전력 스펙트럼 밀도이다. 모든 시뮬레이션에 대해
Figure 112017003870257-pct00160
의 과부하 인수에 해당하는
Figure 112017003870257-pct00161
를 가지는 시그내처 행렬을 선택한다.
채널 코딩 방식에 관해서는, 3GPP LTE 표준에서 규정된 하나의 방식을 고려했다. 이 방식은 레이트가 1/3이고 자유 거리가
Figure 112017003870257-pct00162
인 64-상태 피드-포워드 이진 컨볼루션 코드로 구성되어 있다. 생성기
Figure 112017003870257-pct00163
가 있는 제약-길이
Figure 112017003870257-pct00164
encoder를 사용하여 인코딩됩니다. 코드 트렐리스(code trellis)는 테일-비팅 기법을 사용하여 종료된다. 펑처링을 위해, 배경에서 설명된 LTE 표준에 따라 순환 버퍼 레이트 매칭을 사용했다.
LTE 표준에 명시된 바와 같이, 잔여 디코딩 오류를 검출할 수 있도록 인코딩 전에 정보 단어에 CRC 검사가 첨부된다. 컨볼루션 코딩의 경우, CRC 패리티 크기는
Figure 112017003870257-pct00165
비트이다. 결과적인 CRC 코드 비율은 다음과 같다.
Figure 112017003870257-pct00166
시뮬레이션에 사용된 매개 변수 집합은 다음 표 1에 나와 있다.
코드 레이트 Conv. code
1/10
4/10
8/10		 S = 96, T = 960
S = 384, T = 960
S = 768, T = 960
시뮬레이션 파라미터
모든 시뮬레이션에서 우리는 240개의 시간 - 주파수 자원 요소에 대해 _bit의 정보 어의 전송을 수행한다. 코딩된 비트는 QPSK 변조를 사용하여 변조되므로 과부하 인자를 고려하여 960비트의 코드 워드 길이를 얻습니다. 시뮬레이션에 사용된 추가 매개 변수 집합이 표 1에보고됩니다.
도 9는 전송 코드 레이트 0.4에 대한 스펙트럼 효율을 나타낸다. 레이트 매칭 이전에 MDS 인터리버를 사용하는 것이 레이트 매칭 후에 MDS 인터리버가 사용되는 경우와 비교하여 더 잘 수행되는 것으로 나타났다. 도 10은 전송 코드 레이트 0.8에 대한 스펙트럼 효율을 나타낸다. 레이트 매칭 이전에 인터리버를 가지는 것이, 추정된 바와 같이, 이 레이트에서 더 큰 이득을 가지는 것으로 도시되어 있다.
관찰된 작동을 증명하기 위해, 서로 다른 순서로 해당 설정을 위한 인코더-레이트 매칭-인터리버 유닛의 자유 거리를 계산하였다.
요약하면, 코드 워드는 트렐리스(trellis) 다이어그램의 경로(정확한 경로)로 표현될 수 있다. 오류 이벤트는 특정 이산 시간 t에서 정확한 경로에서 분기되고 다른 순간
Figure 112017003870257-pct00167
에서 정확한 경로로 다시 병합하는 트렐리스 경로이다. 오류 이벤트의 길이는
Figure 112017003870257-pct00168
트렐리스 단계이다. 컨볼루션 인코더가 구속 조건 길이 K를 가지고 정확한 경로가 올-제로 경로인 것으로 가정하면:
- 최단 오류 이벤트는 트렐리스에서 길이 K를 가진다. 길이 K의 단일 에러 이벤트를 가지는 모든 코드 워드는 해밍 가중치 1을 가지는 정보 워드에 의해 생성된다: '1000000...' 및 모든 순환 교대.
- 길이가 K+1인 오류 이벤트는 정보 단어 '11000000...' 및 모든 순환 교대에 의해 생성된다.
- 길이가 K+2인 오류 이벤트는 정보 단어 '101000000...', '111000000...' 및 모든 순환 교대에 의해 생성된다.
- 길이가 K+3인 오류 이벤트는 정보 단어 '10010000...', '10110000...', '11010000...' , '11110000...' 및 모든 순환 교대 기타 등등에 의해 생성된다.
이들 정보 단어를 인코더-레이트 매칭하고 대응 코드 워드의 해밍(Hamming) 가중치를 카운팅하는 것은 가중치 열거 함수의 저차 항(lower-order term), 즉 자유 거리 및 그 다중성을 제공한다. 자유 거리를 계산하기 위해, 몇 가지 길이(
Figure 112017003870257-pct00169
,
Figure 112017003870257-pct00170
,
Figure 112017003870257-pct00171
및
Figure 112017003870257-pct00172
)를 고려하였다.
이러한 경우의 자유 거리와 자유 거리의 다양성은 표 2에 나와 있다.

레이트		 레이트 매칭 이전의 인터리버 레이트 매칭 이후의 인터리버
Figure 112017003870257-pct00173
 다중성
Figure 112017003870257-pct00174
 다중성
0.4 10 921 8 78
0.8 3 303 3 568
서로 다른 경우의 자유 거리 및 그 다중성
레이트 매칭 이전의 인터리버를 사용하는 전송 코드 레이트 0.4에 대하여, 이 레이트에서의 코드의 관측된 성능에 일치하는 레이트 매칭 이후의 인터리버를 사용하는 것보다 더 큰 자유 거리가 주어진다는 것이 표 2에 나타나 있다. 실제로, 레이트 매칭 이전에 MDS 인터리버가 사용될 때 그 획득된 성능이 더 좋다.
레이트 매칭 전 또는 후에 인터리빙할 때 전송 코드 레이트가 0.8에 있어서, 자유 거리의 동일한 값을 관찰하지만 레이트 매칭 이전에 인터리버가 사용될 때 다중성은 더 낮다. 이것은 이 경우에 대해서는 가장 가까운 인접 수가 적다는 것을 나타내므로 더 나은 성능이 기대될 수 있다. 이것은 레이트 매칭 유닛 이전에 MDS 인터리버를 사용할 때 이득이 있는 성능 곡선과 일치한다.
도면 11과 표 1에서 낮은 비율과 고정된 코드 워드 크기는 매우 짧은 정보 단어를 사용하도록 한다는 것을 알 수 있다. 결과적으로 레이트 매칭 유닛 앞에 배치된 인터리버는 에러 버스트를 분쇄하기에 불충분하며 성능은 크게 영향을 받는다. 이 경우, 레이트 매칭 유닛 뒤에 인터리버를 가지는 것이 바람직하다.
표 3은 계산된 자유 거리와 그 다중도를 요약한 것이다. 이 경우, 코드의 자유 거리는 모든 경우에 동일하지만, 레이트 매칭 후에 인터리빙이 사용될 때 가장 가까운 인접 수가, 인터리빙이 가장 좋은 성능을 기대할 수 있게 하는 최소 수이다.
레이트 레이트 매칭 이전의 인터리버 레이트 매칭 이후의 인터리버
Figure 112017003870257-pct00175
 다중성
Figure 112017003870257-pct00176
 다중성
0.1 48 88 48 41
서로 다른 경우에 있어서 자유 거리 및 그 다중성
따라서, 전송 코드 레이트에 기초하여 레이트 매칭 전 또는 후에 인터리빙을 유사한 방식으로 수행할 수 있다. 그렇지만, 터보 코드의 경우 자유 거리의 계산은 내부 피드백과 내부 인터리버로 인해 다르다. 이것은 인터리버 및 레이트 매칭 유닛이 컨벌루션 코드의 경우에 대해 설명된 바와 같이 상이한 코딩 레이트로 스위칭 될 수 있다는 사실을 방지하지 못할 것이다. 본 솔루션은 터보 코드 및 컨볼루션 코드와 같은 다른 유형의 에러 정정 코드와 함께 사용될 수 있다. 배경 정보에서 설명된 바와 같이, 다른 유형의 인코더에는 레이트 매칭 및 인터리버 유닛이 존재한다. 예를 들어, 터보 코드의 경우, 레이트 매칭 유닛은 터보 코드로부터의 패리티 비트를 천공한다. 레이트 매칭 후에, 체계적인 비트 및 패리티 비트는 독립적으로 인터리빙된다.
본 솔루션은 종래의 CDMA, MC-CDMA 및 고속 다운링크 패킷 액세스(High Speed Downlink Packet Access, HSDPA)와 같은 전송기에서 확산이 사용되는 모든 경우에 부가적으로 사용될 수 있다.
본 솔루션은 또한 다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output, MIMO) 전송의 통합된 부분일 수도 있다. 실제 MU-MIMO 전송에서, 상이한 사용자 또는 상이한 데이터 스트림은 특정 전송 프리코더를 사용하여 공간 영역에서 함께 선형적으로 결합된다. 이것은 LDS 전송기를 사용하여 서로 다른 스트림을 선형으로 결합한 LDS와 유사하며 LDS 전송기는 코드 도메인에서 작동한다. 따라서, MU-MIMO 전송의 기능 및 구조는 LDS 프리코더와 유사하다. 결과적으로, 본 발명은 유효하며 MU-MIMO 셋업에 매우 적합하다. 더 중요한 것은 레이트 매칭 유닛 후에 LTE 인터리버를 사용하면 잠재적으로 시스템 스펙트럼 효율을 높일 수 있다.
또한, 본 솔루션에 따른 임의의 방법은 처리 수단에 의해 실행될 때 이 처리 수단이 방법의 단계들을 실행하게 하는 코드 수단을 가지는 컴퓨터 프로그램으로 구현될 수 있다. 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 프로그램 제품의 컴퓨터 판독 가능 매체에 포함된다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 ROM(Read-Only Memory), PROM (Programmable Read-Only Memory), EPROM (Erasable PROM), 플래시 메모리, EEPROM (Electrically Erasable PROM) 등과 같은 필수적인 임의의 메모리, 또는 하드 디스크 드라이브를 포함할 수 있다.
또한, 본 발명의 장치(전송기 및 수신기)가 본 솔루션을 수행하기 위한 기능, 수단, 유닛 등의 형태로 필요한 통신 능력을 포함한다는 것은 당업자에 의해 인식된다. 이러한 다른 수단, 유닛, 요소 및 기능의 예로는 프로세서, 메모리, 제어 로직, 인코더, 디코더, 맵핑 유닛, 승산기, 결정 유닛, 선택 유닛, 스위치, 인터리버, 디-인터리버, 변조기, 복조기, 입력, 출력, 안테나, 증폭기, RX 유닛, TX 유닛, DSP, MSD, TCM 인코더, TCM 디코더, 인터페이스, 통신 프로토콜 등을 들 수 있으며, 이것들은, 함께 적절하게 배치된다.
특히, 본 장치의 프로세서는 예를 들어 중앙 처리 장치(CPU), 처리 유닛, 처리 회로, 프로세서, ASIC(Application Specific Integrated Circuit), 마이크로프로세서, 또는 명령을 해석하고 실행할 수 있는 다른 프로세싱 로직 중 하나 이상의 인스턴스를 포함할 수 있다. 프로세서라는 표현은 따라서, 예를 들어 전술한 것들 중 임의의 것, 일부 또는 전부와 같은 복수의 처리 회로를 포함하는 처리 회로를 나타낼 수 있다. 처리 회로는 호 처리 제어, 사용자 인터페이스 제어 등과 같은, 데이터 버퍼링 및 장치 제어 기능을 포함하는 데이터의 입력, 출력 및 처리를 위한 데이터 처리 기능을 추가로 수행할 수 있다.
마지막으로, 본 발명은 전술한 실시예들에 한정되지 않고, 첨부된 독립항들이 범위 내의 모든 실시예들에 관련되어 통합된다.

Claims (18)

  1. 무선 통신 시스템(10)을 위한 전송기 장치로서,
    적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하는 송수신기(25)
    를 포함하고,
    상기 전송기 장치(20)는 프로세서(30)를 더 포함하고,
    상기 프로세서(30)는,
    마더 코드 레이트
    Figure 112018014500182-pct00216
    을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하기 위해 적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하고,
    상기 마더 코드 레이트
    Figure 112018014500182-pct00217
    이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드에 관련된 전송 코드 레이트
    Figure 112018014500182-pct00218
    보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
    Figure 112018014500182-pct00219
    보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하며,
    상기 마더 코드 레이트
    Figure 112018014500182-pct00220
    이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 관련된 전송 코드 레이트
    Figure 112018014500182-pct00221
    보다 작지 않으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
    Figure 112018014500182-pct00222
    보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하고,
    상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하도록 구성되어 있으며,
    상기 송수신기(25)는 상기 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하도록 추가로 구성되어 있는, 전송기 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 프로세서(30)는 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드 또는 확장된 코드 워드를 인터리빙하기 위한 저밀도 확산(Low Density Spreading, LDS) 행렬 인터리버를 포함하는, 전송기 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 LDS 행렬 인터리버는 인터리버 행렬의 원소에 열 치환(column permutation)을 적용하도록 구성되어 있는, 전송기 장치.
  4. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 LDS 행렬 인터리버 크기는 전송을 위한 다른 정보 비트 스트림과 관련된 다른 코드 레이트에 적응되는, 전송기 장치.
  5. 제2항 또는 제3항에 있어서,
    상기 LDS 행렬 인터리버는 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드의 코드 워드 길이가 인터리버 행렬의 열 개수의 배수가 되도록 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 더미 비트(dummy bit)를 부가하도록 구성되어 있는, 전송기 장치.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 LDS 행렬 인터리버는 직사각형 인터리버인, 전송기 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    전송기 장치(20)는 상기 신호를 전송하도록 적응된 부호분할다중접속(Code Division Multiple Access, CDMA) 전송기, 또는 고속 다운 링크 패킷 액세스(High Speed Downlink Packet Access, HSDPA) 전송기, 또는 다중 반송파 CDMA(Multi Carrier, MC-CDMA) 전송기를 포함하는, 전송기 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    CDMA, 또는 HSDPA, 또는 MC-CDMA 전송기는 상기 신호를 전송할 때 전송용 칩보다 더 많은 시그내처 시퀀스를 사용하도록 구성되어 있는, 전송기 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 시그내처 시퀀스는 희소 시그내처 시퀀스(sparse signature sequence)인, 전송기 장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 에러 정정 코드는 터보 코드(turbo code) 또는 컨볼루션 코드(convolutional code)인, 전송기 장치.
  11. 무선 통신 시스템(10)을 위한 수신기 장치로서,
    상기 수신기 장치(40)는,
    상기 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하도록 구성되어 있는 수신기(45)
    를 포함하고,
    상기 수신기 장치(40)는 프로세서(50)를 더 포함하며,
    상기 프로세서(50)는,
    상기 수신된 신호를 복조하여 복조된 신호를 획득하고,
    상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00223
    보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트(de-rate) 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하고,
    상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00224
    보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득하며, 그리고
    상기 적어도 하나의 코드 워드를 디코딩하여 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 획득하도록 구성되어 있는, 수신기 장치.
  12. 무선 통신 시스템(10)에서의 전송 방법으로서,
    적어도 하나의 정보 비트 스트림을 수신하는 단계(100);
    적어도 하나의 에러 정정 코드를 사용함으로써 상기 적어도 하나의 정보 비트 스트림을 인코딩하여 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00225
    을 가지는 적어도 하나의 마더 코드 워드를 획득하는 단계(110);
    상기 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00226
    이 전송 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00227
    보다 작으면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 인터리빙하여 인터리빙된 코드 워드를 획득하고, 상기 인터리빙된 코드 워드를 레이트 매칭하여, 상기 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00228
    보다 높은 코드 레이트를 가지는 단축된 코드 워드를 획득하는 단계(121);
    상기 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00229
    이 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드와 연관된 전송 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00230
    보다 작지 않다면, 상기 적어도 하나의 마더 코드 워드를 레이트 매칭하여 확장된 코드 워드를 획득하고, 상기 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00231
    보다 낮은 코드 레이트를 가지는 상기 확장된 코드 워드를 인터리빙하는 단계(122);
    상기 단축된 또는 확장된 코드 워드를 변조하여 변조된 심벌을 획득하는 단계(130); 및
    상기 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 상기 변조된 심벌을 포함하는 신호를 전송하는 단계(140)
    를 포함하는 전송 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 마더 코드 워드 또는 확장된 코드 워드를 저밀도 확산(Low Density Spreading, LDS) 행렬 인터리버에 의해 인터리빙하는 단계
    를 포함하는 전송 방법.
  14. 제13항에 있어서,
    인터리버 행렬의 원소에 열 치환(column permutation)을 적용하는 단계
    를 포함하는 전송 방법.
  15. 제13항 또는 제14항에 있어서,
    상기 LDS 행렬 인터리버 크기를 전송을 위한 다른 정보 비트 스트림에 관련된 다른 코드 레이트에 맞추는 단계
    를 포함하는 전송 방법.
  16. 제13항 또는 제14항에 있어서,
    상기 단축된 또는 확장된 코드 워드의 코드 워드 길이가 인터리버 행렬의 열 개수의 배수가 되도록 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 더미 비트를 부가하는 단계
    를 포함하는 전송 방법.
  17. 무선 통신 시스템에서의 수신 방법으로서,
    상기 무선 통신 시스템(10)의 무선 채널을 통해 코드 레이트를 가지는 적어도 하나의 단축된 또는 확장된 코드 워드와 관련된 변조된 심벌을 포함하는 신호를 수신하는 단계(200);
    상기 수신된 신호를 복조하여 복조된 신호를 획득하는 단계(210);
    상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00232
    보다 크면, 상기 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 획득하고, 상기 디-레이트 매칭된 복조된 신호를 디-인터리빙하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계(221);
    상기 코드 레이트가 상기 단축된 또는 확장된 코드 워드에 대한 마더 코드 워드의 마더 코드 레이트
    Figure 112017003983443-pct00233
    보다 크지 않으면, 상기 복조된 신호를 디-인터리빙하여 디-인터리빙된 복조된 신호를 획득하고 상기 디-인터리빙된 복조된 신호를 디-레이트 매칭하여 상기 마더 코드 워드를 획득하는 단계(222); 및
    상기 마더 코드 워드를 디코딩하여 상기 마더 코드 워드와 관련된 정보 비트를 획득하는 단계(230)
    를 포함하는 수신 방법.
  18. 컴퓨터 프로그램이 컴퓨터상에서 실행될 때, 제12항 또는 제17항에 따른 방법을 수행하기 위한 프로그램 코드를 가지는 컴퓨터 프로그램을 포함하는 컴퓨터 판독 가능형 저장 매체.
KR1020177000985A 2014-06-13 2014-06-13 인터리빙 전에 반복을 수행하고 인터리빙 후에 펑처링을 수행하는 전송기 및 수신기 및 그 방법 KR101900353B1 (ko)

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