KR101700503B1 - 무선 주파수 스위치를 구동하기 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

실시예에 따라, RF 스위칭 회로는 부하 경로 및 제어 노드를 포함하는 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀과, 제어 노드에 연결된 스위치 드라이버를 포함한다. 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀의 각각은 스위치 트랜지스터와, 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함한다. 스위치 드라이버는 제어 노드의 전압을 이용하여 변하는 가변 출력 임피던스를 포함한다.

Description

무선 주파수 스위치를 구동하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR DRIVING A RADIO FREQUENCY SWITCH}
본 개시는 일반적으로 전자 디바이스에 관한 것으로, 특히, 무선 주파수(radio frequency; RF) 스위치를 구동하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
RF 스위치들은 다양한 기능들을 구현하기 위해 여러 가지의 RF 회로들에 사용된다. 예를 들어, 상이한 주파수들을 통한 상이한 시그널링 방법들을 사용하는 RF 시스템은 상이한 타입의 RF 프론트-단자 회로들 사이로부터 선택하기 위해 안테나 스위치들의 네트워크를 이용함으로써 구현될 수 있다. 이러한 회로의 일 예는 코드 분할 다중 접속(code division multiple acess; CDMA) 또는 세계 무선 통신 시스템(Global System for Mobile Communications; GSM)과 같은 상이한 표준들을 사용하여 전화를 걸 수 있는 다중-표준 셀룰러 폰이다. RF 스위치를 사용함으로써, CDMA 통신에 최적화된 RF 프론트-단자 회로는 CDMA 전화를 위해 사용될 것이고, 반대로 GSM 통신에 최적화된 RF 프론트-단자 회로는 GSM 전화를 위해 사용될 것이다. 또한 RF 스위치들은 안테나들 및 전력 증폭기들을 위한 조절가능 매칭 네트워크들을 구현하기 위해 사용될 수 있고, 수동 매칭 및 튜닝 요소들을 스위칭 인 및 스위칭 아웃을 함으로써 및/또는 바이패싱함으로써 고주파수 필터들을 위한 조정 튜닝을 제공하기 위해 사용될 수 있다.
RF 구성요소들이 미세 기하학적 집적 회로 프로세스들에서 점점 고집적화되어가므로, 양호한 고주파수 성능을 갖는 RF 스위치들을 제조하는 것과 관련하여 다수의 기술적 도전들이 있게 된다. 이러한 도전의 하나는 신호 전송 과정 동안 발생할 수도 있는 큰 전압 스윙들을 핸들링하는 것이다. 일부 경우들에서, 이와 같은 전압 스윙들은 사용되는 특정 반도체 프로세스 기술의 파괴 전압을 초과할 수 있다. 이러한 도전을 해결하는 하나의 방법은 더 높은 전압들을 더 잘 이겨낼 수 있는 물리적 대형 디바이스들을 사용하고 및/또는 다수의 디바이스들을 적층하는 것이다. RF 스위치들을 집적하는 것에 대한 다른 도전은 더 높은 전압들을 견뎌내기 위해 사용되는 대형 디바이스들이 RF 신호를 약화 및/또는 저하시킬 수 있는 더 높은 기생성 용량에 영향을 받기가 쉬우므로, RF 스위치 그 자체의 기생 환경을 관리하는 것을 포함한다.
실시예에 따라, RF 스위칭 회로는 부하 경로 및 제어 노드를 갖는 복수의 직렬 접속 RF 스위치 셀들과, 상기 제어 노드에 연결된 스위치 드라이버를 포함한다. 복수의 직렬 접속 RF 스위치 셀들의 각각은 스위치 트랜지스터와, 상기 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자와, 상기 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함한다. 상기 스위치 드라이버는 상기 제어 노드의 전압에 따라 변화하는 다양한 출력 임피던스를 포함한다.
본 발명의 보다 완벽한 이해를 위해, 그리고 본 발명의 이점을 위해, 첨부되는 도면과 함께 제공되는 다음의 설명이 이제 논의된다.
도 1a 내지 1g는 종래의 RF 스위칭 회로를 도시한다.
도 2a 내지 2e는 실시예의 RF 스위칭 회로의 개략도를 도시한다.
도 3은 실시예의 RF 스위치 구동 회로를 도시한다.
도 4는 다양한 RF 스위칭 회로의 삽입 손실의 파형도를 도시한다.
도 5는 실시예의 방법의 블록도를 도시한다.
상이한 도면들에서의 대응하는 번호들과 심볼들은 달리 표시되지 않는 이상 일반적으로 대응하는 부분들을 나타낸다. 도면들은 선호되는 실시예들의 관련 측면들을 더 명확하게 설명하기 위해 그려지고, 반드시 일정하게 확대 또는 축소되어 그려지지는 않는다. 특정 실시예들을 보다 명확하게 설명하기 위해 동일한 구조, 물질, 또는 프로세스 단계의 변형들을 표시하는 문자는 도면 번호를 따를 것이다.
현재 선호되는 실시예들을 생산하고 사용하는 것은 아래에 상세히 논의된다. 그러나, 본 발명이 매우 다양한 구체적 문맥들에 구현될 수 있는 많은 적용가능한 발명 개념을 제공한다는 것은 이해되어야 할 것이다. 논의되는 특정 실시예들은 단지 발명을 생산하고 이용하는 특정 방법들을 분명하게 보여줄 뿐, 본 발명의 권리범위를 한정하는 것은 아니다.
본 발명은 특정 문맥에서 선호되는 실시예들; RF 스위치를 구동하기 위한 시스템 및 방법과 관련하여 서술될 것이다. 본 발명은 또한 고주파수 애플리케이션들을 위한 스위치들을 이용하는 다른 회로를 포함하는 다른 시스템들 및 애플리케이션들, 예컨대, 무선 및 유선 통신 시스템들, 레이더 시스템들에 적용될 수 있고, 발진기들, 수신/송신 스위치들, 감쇠기들, 전력 증폭기 바이패스 회로들, 일반 RF 매칭 및 RF 필터 스위칭과 같은 회로에서 응용될 수 있다.
본 발명의 실시예에서, RF 스위칭 회로들의 용량성 기생들은 RF 스위치의 트랜지스터들의 게이트들을 적응적 임피던스와 함께 구동함으로써 감소될 수 있다. 일 실시예에서, RF 스위치의 트랜지스터들은 RF 스위치의 상태가 전이 상태에 있는 경우 저 임피던스로 구동되고, RF 스위치의 상태가 안정된 상태(예컨대 온 또는 오프 상태)에 있는 경우 고 임피던스로 구동된다. RF 스위치의 트랜지스터들을 전이동안 저 임피던스로 구동함으로써 빠른 전이가 보장될 수 있다. RF 스위치의 트랜지스터들을 RF 스위치가 안정된 상태에 있을 때 고 임피던스로 구동함으로써, RF 스위치의 입력 포트 및 출력 포트에서 보이는 기생 캐패시턴스들은 감소된다.
추가 실시예에서, RF 스위치는 전류원을 이용하여 구동된다. RF 스위치의 상태가 전이 상태에 있을 때, RF 스위치의 트랜지스터들의 게이트들은 시기 적절한 상태 전이를 보장하기 위해 충분히 높은 전류로 구동된다. RF 스위치의 상태가 안정된 상태일 경우, 전류원의 전류는 그것의 바이어스 컨디션의 결과로서 감소되고 또는 피드백 메커니즘을 이용하여 셧오프된다.
도 1a는 RF 송수신기들(102, 104, 106 및 108)을 포함하는 RF 시스템(100)을 도시하는데, RF 송수신기들(102, 104, 106 및 108)의 출력들은 안테나 스위치(113)를 거쳐서 안테나(111)로 라우팅된다. 안테나 스위치(113)는 RF 송수신기들(102, 104, 106 및 108)의 출력들 중에서 안테나(111)로의 접속을 선택하는 단일 폴 4 스로우 SP4T RF-스위치(single pole 4 throw SP4T RF-switch)이다. 도 1a에 도시된 4개의 송수신기들의 시스템은 많은 가능한 RF 스위치 구성들 중 단지 하나의 예시일 뿐이다. 다른 안테나 스위칭 시스템들이 안테나로 라우팅되는 4개의 요소들보다 더 많거나 더 적은 요소들을 가질 수 있음이 이해되어야 할 것이다.
도 1b는 각각이 2개의 스위치들과 스위치 드라이버를 포함하는 RF 브랜치들을 4개 포함하는 안테나 스위치(113)의 단순화된 도식을 설명한다. 예를 들어, 제 1 입력 노드(In1)를 선택하는 제 1 RF 브랜치는 직렬 스위치(110) 및 션트 스위치(112)를 포함한다. 제 1 입력 노드(In1)가 선택될 때, 드라이버(126)는 스위치(110)를 폐쇄시키고 스위치(112)를 개방시키며, 이에 따라, 입력 노드(In1) 및 출력 노드(Out) 사이에 도전성 경로를 생성한다. 반면, 제 1 입력 노드(In1)가 선택되지 않을 때, 드라이버(126)는 스위치(110)를 개방시키고 스위치(112)를 폐쇄시켜, 출력 노드(Out)로부터 입력 노드(In1)를 접속 해지시키고 입력 노드(In1)를 그라운드로 션트시킨다. 유사하게, 제 2 입력(In2)이 선택될 때, 드라이버(128)는 스위치(116)를 폐쇄시키고 스위치(114)를 개방시키고, 이에 따라, 입력 노드(In2) 및 출력 노드(Out) 사이에 도전성 경로를 생성한다. 제 2 입력(In2)이 선택되지 않을 때, 드라이버(128)는 스위치(116)를 개방시키고 스위치(114)를 폐쇄시켜, 출력 노드(Out)로부터 입력 노드(In2)를 접속 해지시키고 입력 노드(In2)를 그라운드로 션트시킨다. 직렬 스위치(118), 션트 스위치(120) 및 드라이버(130)를 포함하는 제 3 브랜치는 출력 노드(Out)로부터 제 3 입력 노드(In3)를 접속해지시키거나 접속시키고, 직렬 스위치(124), 션트 스위치(122) 및 드라이버(132)를 포함하는 제 4 브랜치는 유사한 방식으로 출력 노드(Out)로부터 제 4 입력 노드(In4)를 접속해지시키거나 접속시킨다.
도 1c는 직렬 스위치(110), 션트 스위치(112) 및 드라이버(126)를 포함하는 제 1 RF 브랜치의 상세뷰를 도시한다. 도시된 바와 같이, 직렬 스위치(110) 및 션트 스위치(112)는 모두 직렬 접속된 복수의 적층된 트랜지스터들(MSW)을 이용하여 구현되고, 복수의 적층된 트랜지스터들의 각각의 트랜지스터는 직렬 게이트 저항(RGATE)을 갖는다. 이와 같은 적층은 예를 들어 높은 RF 전압 스윙들의 존재시 고장을 방지하기 위해 사용된다. 더 도시되는 바와 같이, 트랜지스터들(MSW)의 공통 소스/드레인 노드들은 저항들(RDS)을 거쳐서 그라운드에 연결된다. 일 예에서, 실시예 저항들(RDS)은 약 400kΩ이 될 수 있으나, 다른 값들 또한 사용될 수 있다. 스위치 회로는 CMOS-벌크, 얇은 또는 두꺼운 필름 실리콘 온 인슐레이터(SOI)를 이용하는 CMOS-SOI, GaAs-HEMTs, 또는 다른 FET 트랜지스터 타입 기술에서 FET 트랜지스터들을 이용하여 구현될 수 있다. 일부 경우들에서, PIN 다이오드들 역시 사용될 수 있다. 도시되는 바와 같이, 트랜지스터(MSW)는 NMOS 디바이스를 이용하여 구현될 수 있지만, 트랜지스터(MSW)는 PMOS 디바이스 또는 다른 트랜지스터 타입을 이용하여 구현될 수도 있다.
동작하는 동안에, 드라이버(126)는 스위치(112) 내의 트랜지스터들(MSW)의 게이트들에는 네거티브 전압을 인가하는 반면 스위치(110) 내의 트랜지스터들(MSW)의 게이트들에는 포지티브 전압을 인가함으로써 입력 노드(In1) 및 출력 노드(Out) 사이에 도전성 경로를 제공한다. 입력 노드(In1)를 출력 노드(Out)로부터 분리시키기 위해서는, 바이어스 전압들이 뒤바뀌어 네거티브 전압이 스위치(110) 내의 트랜지스터들(MSW)의 게이트들에 인가되는 반면 포지티브 전압이 스위치(112) 내의 트랜지스터들(MSW)의 게이트들에 인가된다. 이와 달리, 트랜지스터들(MSW)은 포지티브 전압을 이용하여 활성화되고 네거티브 전압을 이용하여 비활성화될 수도 있다. 이와 같은 실시예들에서, 추가의 DC 차단 캐패시터들(미도시)은 대칭 RF 스윙을 보장하기 위해 입력 노드(In1) 및 출력 노드(Out)에 연결될 수 있다. 이와 같은 DC 차단 캐패시터들은 예를 들어 DC 전압이 RF 라인 상에서 존재할 때 이용될 수 있다. 일부 실시예들에서, DC 전압이 RF 라인 상에 없을 때 DC 차단 캐패시터들은 사용되지 않는다. MOS 트랜지스터들 상에서 네거티브 바이어스를 갖지 않는 스위치들에 대해, DC 차단이 일반적으로 이용된다. 이와 같은 상황은 예를 들어 GaAs 기술을 이용하여 구현되는 회로에서 흔한 경우인, 트랜지스터의 게이트가 포지티브 전압과 그라운드 사이에서 스위칭되는 시스템들에서 발생할 것이다. NMOS 디바이스들 말고 다른 트랜지스터 타입들이 이용될 때 활성 전압 및 비활성 전압의 극성이 다를 수 있음 또한 이해되어야 할 것이다. 예를 들어, PMOS 디바이스들을 이용하는 실시에에서, 활성 전압은 비활성 전압보다 낮을 수 있다.
도 1d는 스위치(110) 및 대응하는 드라이버(126)를 도시하는데, 여기서 트랜지스터들(MSW)에는 기생 게이트-드레인 캐패시턴스들(Cgd) 및 기생 게이트-소스 캐패시턴스들(Cgs)가 더 표시되어 있다. 스위치(110)가 오프될 때, 기생 캐패시턴스들(Cgs 및 Cgd)의 직렬 구성은 입력 노드(In1) 또는 출력 노드(Out) 상에 존재하는 RF 신호를 트랜지스터들(MSW)에 걸쳐 동일하게 전파시킨다. RF 신호의 왜곡을 방지하기 위해, 저항(RGATE 및 RDS)은, 입력 노드(In1) 또는 출력 노드(Out)에서의 기생 부하를 방지하도록 캐패시턴스들(Cgs 및 Cgd)이 직렬 접속된 캐패시터인 것처럼 보이도록 충분히 높게 선택된다. RGATE 및 RDS에 대한 예시적 값들은 각각 400k 및 400k가 되나, 다른 값들 또한 이용될 수 있다. 그러나, 비이상적인 상황에서 저항들(RGATE)에 의해 제공되는 분리의 정도는 저항들(RGATE)과 연관된 기생 캐패시터들에 의해 제한된다.
도 1e는 스위치(110)를 도시하는데, 스위치(110) 내의 각 게이트 저항(RGATE)의 션트 기생 캐패시턴스는 캐패시턴스(Cbp)로 표현되고, 저항(RDS)의 션트 캐패시턴스는 캐패시턴스(Cp)로 표현된다. 또한, 드라이버(126)는 포지티브 전압(+VGATE)을 트랜지스터들(MSW)의 게이트들에 연결하기 위한 PMOS 스위치 트랜지스터(140)와, 스위치(110)를 턴오프하기 위해 네거티브 전압(-VGATE)을 트랜지스터들(MSW)의 게이트들에 연결하기 위한 NMOS 스위치 트랜지스터(142)를 이용하여 구현되는 것으로 도시된다.
기생 캐패시턴스들(Cgs 및 Cgd)은 저항(RGATE)의 물리적 구현의 비이상성들로부터 발생될 수 있다. 예를 들어, 저항(RGATE) 및/또는 저항(RDS)이 기판의 상부에 배치된 폴리실리콘을 이용하여 구현될 때, 작은 양의 바이패스 캐패시턴스가 있게 된다. 예를 들어, 특정 저항 레이아웃에 따라, 400kΩ은 2fF 바이패스 캐패시턴스를 가질 수 있다. 1GHz에서, 2fF 캐패시턴스는 80kΩ의 캐패시티브 임피던스에 대응하고, 이에 따라 1GHz에서 RGATE의 총 실효 임피던스는 낮아진다. 이것이 물리적 저항의 하나의 특정 예시일 뿐이라는 것이 이해되어야 할 것이다. 다른 실시예의 저항들은 상이한 저항 값들 및/또는 그것과 연관된 다른 기생 캐패시턴스들을 가질 수 있다.
다수의 트랜지스터들이 적층될 때, 디바이스 분리에 대한 저항(RGATE)의 기생 캐패시턴스의 영향은 더 악화될 수 있다. 예를 들어, 일 실시예에서, 약 60V의 RF 전압 스윙들을 핸들링하기 위해, 40개의 트랜지스터들이 1.5V 디바이스 기술에서 직렬 구성으로 적층된다. 이 40개 트랜지스터들의 각각은 그것과 연관된 직렬 게이트 저항을 갖는다. 스위치가 턴오프될 때, 40개의 게이트 저항들의 병렬 결합은 그것과 연관된 기생 캐패시턴스와 함께 트랜지스터들이 턴오프될 때 트랜지스터들의 게이트를 분리시키는 실효 임피던스를 더 낮춘다. 이전 예시와 관련하여, 각각이 2fF의 기생 캐패시턴스를 갖는 400kΩ 저항을 갖는 40개 디바이스들을 적층하는 것은 2kΩ 용량성 임피던스와 병렬로 연결된 20kΩ 저항성 임피던스의 실효 임피던스를 생성시키고, 이것은 스위치 트랜지스터들이 턴오프될 때 아주 작은 게이트 분리를 제공한다.
트랜지스터들(140 및 142)을 이용하여 도시되는 구현과 같은 인버터 타입 드라이버들은 스위치(110)의 트랜지스터들(MSW)의 게이트들에 매우 낮은 임피던스를 제공한다. 일부 구현들에서, 이 낮은 임피던스는 RF 그라운드로서 보여질 수 있다. 게다가, 낮은 임피던스가 기생 캐패시턴스들(Cgs 및 Cgd)에 적용될 때, 기생 캐패시턴스는 기생 캐패시턴스(Cbp)를 병렬로 추가하는 효과 때문에 입력 노드(In2) 및 출력 노드(Out)에서 보이는 기생 캐패시턴스는 더 증가된다. 입력 노드(In1) 및 출력 노드(Out)에서 보이는 이 기생 캐패시턴스는 더 많은 트랜지스터들이 적층되고 트랜지스터들(MSW)의 폭들이 증가될 때 증가한다. 따라서, RF 스위치들에 공통적으로 사용되는 RON* Coff 성능 수치는 Cbp가 게이트 저항들(RGATE)의 임피던스를 낮춰주기 때문에 약화된다.
도 1f는 소스/드레인 접속으로부터 그라운드로 연결되는 것 대신에 트랜지스터들(MSW)의 소스/드레인 접속들과 병렬로 연결되는 저항들(RDS)을 갖는 스위치(111)를 도시한다. 이 경우의 RDS의 값은 약 20kΩ 내지 약 40kΩ 사이의 범위 내에 있을 수 있으나, 이와 같은 범위의 밖에 있는 다른 값이 특정 애플리케이션 및 그것의 사양에 따라 사용될 수도 있다. 다시 각각의 게이트 저항(RGATE)의 션트 기생 캐패시턴스는 캐패시턴스(Cbp)로 표현될 수 있고, 저항(RDS)의 션트 캐패시턴스는 캐패시턴스(Cp)로 표현될 수 있다. 이와 같은 회로에서, 소스/드레인 접속들은 그라운드에 연결된 여분의 저항(미도시)을 통해 또는, 예를 들어 도 1b의 스위치(112)와 같은, 그라운드에 연결된 스위치 입력에 의해 그라운드로 바이어스된다.
도 1g는 슈미트 트리거(162), 레벨 시프터(164) 및 출력 스테이지(166)를 포함하는 종래의 RF 스위치 드라이버를 도시한다. PMOS 트랜지스터들(M1, M2 및 M5)과, NMOS 트랜지스터들(M3, M4 및 M6)을 포함하는 슈미트 트리거(162)는 스위칭과, 노이즈가 존재할 시의 원치않는 스위칭을 방지하기 위해 입력 신호(IN)에 히스테리시스(hysteresis)를 제공한다. 도시되는 바와 같이, 슈미트 트리거(162)는 전력 공급 전압(VP) 및 그라운드 전압(GND)을 기준으로 한다. 일 예에서, 전력 공급 전압(VP)은 약 1.5V이고 그라운드 전압(GND)은 약 0V이다. 레벨 시프터(164)는 0V 내지 1.5V 사이에서 -1.5V 및 1.5V 사이로 슈미트 트리거(162)의 로직 레벨 출력을 변환한다. 일부 실시예들에서, 스위치 트랜지스터들에 네거티브 전압을 인가함으로써 더 나은 분리를 제공한다.
레벨 시프터(164)는 인버터들(172 및 174)의 출력들에 연결된 게이트들을 갖는 PMOS 입력 트랜지스터들(M6 및 M7)을 포함한다. 크로스-연결된 NMOS 디바이스들(M8 및 M9)은 로직 레벨들을 네거티브 공급으로 끌어내리기 위해 네거티브 공급 전압(VM1p5)에 연결된다. 레벨 시프터(164)의 출력은 출력 스테이지(166) 내의 버퍼들(168 및 170)에 인가된다. 버퍼들(168 및 170)은 예를 들어 단순한 인버터 구조를 이용하여 구현될 수 있다. 일부 경우들에서, 저항들(R1)은 출력 스테이지(166)의 출력 임피던스를 증가시키기 위해 버퍼들(168 및 170)의 출력에 연결된다.
도 2a는 본 발명의 실시예에 따른 RF 스위치 시스템(200)을 도시한다. 도시되는 바와 같이, 인버터 드라이버(126) 및 RF 스위치(201) 사이에는 적응적 저항(202)이 연결된다. 실시예에서, 적응적 저항(202)은 RF 스위치(201)의 상태가 인-온 모드 및 인-오프 모드 간에 전이하고 인-오프 모드 및 인-온 모드 간에 전이하는 시간 동안 낮은 저항을 제공하도록 구성된다. 이러한 전이 기간동안 낮은 저항을 제공함으로써, RF 스위치(201)의 상태는 빨리 변할 수 있다. 그러나, RF 스위치(201)의 상태가 오프될 때, 적응적 저항(202)이 증가되어 인버터 드라이버(226)와 RF 스위치(201)의 트랜지스터들(MSW)의 게이트들 사이의 분리를 제공한다. RF 스위치(201)의 오프 모드 동안 높은 임피던스를 제공함으로써, 게이트 저항들(RGATE)의 바이패스 캐패시턴스들(Cbp)의 효과는 일부 실시예들에서 감소될 수 있다.
도 2b는 PMOS 트랜지스터(212) 및 NMOS 트랜지스터(214)를 포함하는 CMOS 전송 게이트와 병렬로 연결된 저항(216)을 이용하여 적응적 저항(202)이 구현되는 드라이버(210) 및 RF 스위치를 도시한다. 실시예에서, 저항(216)은 RF 스위치(201)의 상태가 전이될 때, NMOS 트랜지스터(214) 및 PMOS 트랜지스터(212)에 의해 바이패싱된다. 그러나, RF 스위치(201)가 오프 상태에 있을 때, 트랜지스터들(212 및 214)은 저항(216)으로 하여금 드라이버(226) 및 RF 스위치(201) 사이의 추가의 분리를 제공하는 것을 허용하기 위해 셧오프된다. 추가의 직렬 저항(218)은 추가의 저항을 제공하기 위한 선택 사항으로서 포함될 수 있다.
실시예에서, 가동 회로(240)는 적응적 저항(202)의 상태를 제어한다. 도시되는 바와 같이, 노드 Vsense는 복제 게이트 저항(RGATE_R)을 통해 복제 트랜지스터(MR)의 게이트에 인가된다. 복제 트랜지스터(MR) 및 복제 게이트 저항(RGATE_R)은 RF 스위치(201) 내에 구현된 트랜지스터(MSW) 및 저항(RGATE)과 동일한 사이즈를 가질 수 있거나, 조정된 버전일 수 있다. 예를 들어, 만약 복제 트랜지스터가 트랜지스터(MSW)의 폭의 절반이라면, 복제 게이트 저항(RGATE_R)은 RGATE의 저항의 2배를 제공하기 위한 크기로 조정되어, RGATE_R의 RC 시간 상수와 복제 트랜지스터(MR)의 총 게이트-드레인 및 게이트-소스 기생 캐패시턴스들(Cgd 및 Cgs)이 RGATE의 RC 시간 상수와 스위치 트랜지스터(MSW)의 총 게이트-드레인 및 게이트-소스 기생 캐패시턴스들(Cgd 및 Cgs)과 일치하게 된다. 복제 회로를 이용함으로써, 게이트 저항(RGATE)과 관련한 RC 스위치의 RC 안정화 동작이 고려될 수 있다.
실시예에서, 비교기(242)는 트랜지스터(MR)의 게이트 전압을 기준 전압 생성기(244)에 의해 생성된 기준 전압과 비교해서 적응적 임피던스(202)의 상태를 결정한다. 일 실시예에서, 기준 전압 생성기(244)에 의해 생성된 기준 전압은 RF 스위치(201)를 셧 오프시키는 안정된 전압의 미리결정된 비율(a predetermined fraction)로 설정된다. 예를 들어, 일 실시예에서, -1.5V 셧오프 전압의 경우에 -1.4V의 기준 전압이 사용될 수 있다. 이와 달리, 다른 기준 전압이 사용될 수도 있다. 대안적인 실시예들에서 활성 회로(240)에 대한 다른 회로 아키텍처들이 사용될 수 있다는 점 또한 이해되어야 할 것이다. 예를 들어, 슈미트 트리거를 갖는 단순 RC 회로는 통합된 지연 시간을 또한 구현하기 위해 사용될 수 있다. 이와 달리 RF 전압 그 자체는 비교기가 전송 게이트를 스위치 오프시킬 정도의 작은 차이를 "인식" 하자마자 스위치의 출력에서 검출될 수 있다.
도 2c는 본 발명의 추가 실시예에 따른 RF 스위치(201) 및 드라이버(261)를 포함하는 시스템(260)을 도시한다. 도시되는 바와 같이, 적응적 저항(262)은 포지티브 구동 전압(+VGATE) 및 드라이버(226)의 트랜지스터(140) 사이에 연결되고, 적응적 저항(264)은 네거티브 구동 전압(-VGATE) 및 드라이버(226)의 트랜지스터(142) 사이에 연결된다. 실시예에서, 적응적 저항들은 스위치(201)의 상태가 전이할 때 제 1 임피던스 값으로 세팅되고, 스위치(201)가 오프될 때 제 2 임피던스 값으로 세팅된다. 일부 실시예들에서, 제 1 임피던스 값은 제 2 임피던스 값보다 클 수 있다.
도 2d는 본 발명의 대안적인 실시예에 따른 RF 스위치(201) 및 드라이버(272)를 포함하는 시스템(270)을 도시한다. 드라이버(272)는 전류원 회로(276) 및 구동 로직(274)를 포함한다. 동작 동안에, 전류원(276)은 스위치(201)가 오프 상태에서 온 상태로 전이할 때 트랜지스터들(MSW)의 게이트들을 충전하는 충전 전류를 제공하고, 스위치(201)가 온 상태로부터 오프 상태로 전이할 때 트랜지스터들(MSW)의 게이트들을 방전하는 방전 전류를 제공한다. 다양한 실시예들에서, 이 전류는 특정한 턴 온 및 턴 오프 시간 요건을 만족시키도록 설정될 수 있다. 일단 트랜지스터들(MSW)의 게이트들이 완전히 충전되거나 방전되면, 전류원(276)은, 출력 트랜지스터들의 드레인-소스 전압이 제로로 감소된 결과, 전류를 더 이상 공급하거나 감소시키지 않는다.
도시되는 바와 같이, 전류원(276)은 PMOS 트랜지스터들(M20, M21, M22 및 M23)을 포함하는 적층된 PMOS 전류 미러를 포함한다. 구동 로직(274)은 PMOS 트랜지스터(M21)에 세트 전류를 제공하고, 이는 PMOS 트랜지스터들(M20 및 M22)을 통해 PMOS 트랜지스터(M23)로 미러링된다. 일부 실시예들에서, 구동 로직(274)은 선택가능 저항(R20)에 전압을 제공할 수 있고, 이 선택가능 저항(R20)은 PMOS 트랜지스터들(M20 및 M22)을 통해 전류를 세팅한다. 유사하게 전류원(276)은 NMOS 트랜지스터들(M24, M25, M26 및 M27)을 포함하는 적층된 NMOS 전류 미러를 포함한다. 구동 로직(274)은 NMOS 트랜지스터(M24)에 세트 전류를 더 제공하고, 이는 NMOS 트랜지스터들(M25 및 M27)을 통해 NMOS 트랜지스터(M26)로 미러링된다. 일부 실시예들에서, 구동 로직(274)은 선택가능 저항(R22)에 전압을 제공할 수 있고, 이 선택가능 저항(R22)은 NMOS 트랜지스터들(M24 및 M25)을 통해 전류를 세팅한다.
실시예에서, PMOS 트랜지스터(M22)는 PMOS 트랜지스터(M20) 보다 큰 크기로 제작될 수 있고, 구동 로직(274)의 내부 구동 전류를 감소시키기 위해, NMOS 트랜지스터(M27)는 NMOS 트랜지스터(M25)보다 큰 크기로 제작될 수 있다. 일 실시예에서 20:1 미러링 비율이 사용되어, 스위치(201)의 트랜지스터들(MSW)의 게이트들을 충전시키고 방전시키기 위해 구동 로직(274)은 약 1㎂의 전류를 생성하고 전류원 회로(296)는 20㎂의 전류를 생성한다. 대안적인 실시예들에서, 다른 미러링 비율들 및 디바이스 전류들이 이용될 수 있다.
추가 실시예들에서, 다른 전류 미러링 구조들이 전류 미러(276)의 적층된 전류 미러들에 추가하여 혹은 그 대신에 사용될 수 있다. 예를 들어, 윌슨 전류 미러들, 위들러 전류 미러들, 하이 스윙 캐스케이드 전류 미러들, 및 다른 구조들이 이용될 수 있다.
일부 실시예들에서, 전류 미러(276)의 출력은 트랜지스터들(MSW)의 게이트들이 안정된 상태일 때보다 충전되고 있는 동안에 더 높은 출력 임피던스를 가진다. 충전하고 방전하는 동안, 출력 PMOS 트랜지스터들(M22 및 M23) 및 NMOS 트랜지스터들(M26 및 M27)은 턴오프되거나 포화 영역에서 동작한다. 트랜지스터들(MSW)의 게이트들이 충분히 충전되면, 출력 PMOS 트랜지스터들(M22 및 M23) 및 NMOS 트랜지스터들(M26 및 M27)은 턴오프되거나 선형 영역에서 바이어스된다. 출력 트랜지스터들(M22, M23, M26 및 M27)이 선형 영역에서 바이어스되는 실시예에서는, 출력 트랜지스터들(M22, M23, M26 및 M27)의 게이트-드레인 및 게이트-소스 캐패시턴스들의 직렬 적층에 의해 충분히 높은 출력 임피던스가 유지될 수 있다. 충분히 높은 출력 임피던스는, 출력 트랜지스터들(M22, M23, M26 및 M27)에서의 전류가 누설 소싱 및 싱킹 누설 전류들 때문에 완전히 제로로 가지 않기 때문에, 더 유지될 수 있다. 이와 같이, 적층된 트랜지스터들의 출력 임피던스는 적층된 디바이스들 내의 네거티브 패드백때문에 증가될 수 있다. 예를 들어, PMOS 트랜지스터(M23)의 상호 컨덕턴스는 PMOS 트랜지스터(M22)의 출력 임피던스를 효과적으로 증가시킬 수 있고, NMOS 트랜지스터(M26)의 상호 컨덕턴스는 NMOS 트랜지스터(M27)의 출력 임피던스를 효과적으로 증가시킬 수 있다.
도 2e는 스위치(201)가 완전히 충전되고 및/또는 방전되면 전류원(276)이 턴오프되는 실시예 시스템(280)을 도시한다. 드라이버(282)는 비교기들(284 및 286)과 트랜지스터들(M30 및 M32)을 더 갖는 점을 제외하면 도 2d의 드라이버(272)와 유사하다. 실시예에서, 드라이버(282)의 출력이 임계값(VREFP)을 포지티브 방향으로 가로지르면, 비교기(284)의 출력은 낮아지고, 따라서, 구동 로직(274) 및 전류원(276) 사이에 연결된 NMOS 트랜지스터(M30)를 셧 오프시킨다. 트랜지스터(M30)가 셧오프되면, 전류 미러 트랜지스터들(M20, M21, M22 및 M23)을 통해 흐르는 전류(일부 누설 전류를 제외하고)는 효과적으로 셧오프되고, PMOS 트랜지스터(M23)의 드레인에서 높은 임피던스를 생성한다. 유사하게, 드라이버(282)의 출력이 임계값(VREFN)을 네거티브 방향으로 가로지르면, 비교기(286)의 출력은 높아지고, 따라서, 구동 로직(274) 및 전류원(276) 사이에 연결된 PMOS 트랜지스터(M32)를 셧 오프시킨다. 트랜지스터(M32)가 셧오프되면, 전류 미러 트랜지스터들(M24, M25, M26 및 M27)을 통해 흐르는 전류(일부 누설 전류를 제외하고)는 효과적으로 셧오프되고, NMOS 트랜지스터(M26)의 드레인에서 높은 임피던스를 생성한다. 일부 실시예들에서, 각각의 트랜지스터(MSW)는 개별 전류원 드라이버에 할당될 수 있다. 이와 같은 실시예들에서, 저항(RGATE)은 생략될 수 있다.
도 3은 슈미트 트리거(162), 레벨 시프터(164) 및 전류원 출력 스테이지(302)를 포함하는 실시예 RF 스위치 드라이버(300)를 도시한다. 슈미트 트리거(162)는 PMOS 트랜지스터들(M1, M2 및 M5) 및 NMOS 트랜지스터들(M3, M4 및 M6)을 포함하고, 레벨 시프터(164)는 PMOS 입력 트랜지스터들(M6 및 M7), NMOS 트랜지스터들(M8 및 M9) 및 인버터들(172 및 174)을 포함한다. 슈미트 트리거(162) 및 레벨 시프터(164) 모두는 도 1g와 관련하여 위에 설명된 것과 같이 기능한다. 일부 실시예들에서 슈미트 트리거(162) 및/또는 레벨 시프터(164)는 생략될 수 있다.
전류원 출력 스테이지(302)는 도 2d의 실시예와 관련하여 위에 설명한 것과 같이 기능하는 PMOS 트랜지스터들(M20, M21, M22 및 M23)을 포함하는 적층된 PMOS 전류 미러와, NMOS 트랜지스터들(M24, M25, M26 및 M27)을 포함하는 적층된 NMOS 전류 미러를 포함한다. 도시되는 바와 같이, PMOS 트랜지스터(M22)는 트랜지스터들(M22a 및 M22b)로 표현되고, PMOS 트랜지스터(M23)는 트랜지스터들(M23a 및 M23b)로 표현되고, NMOS 트랜지스터(M26)는 트랜지스터들(M26a 및 M26b)로 표현되고, NMOS 트랜지스터(M27)는 트랜지스터들(M24a 및 M27b)로 표현된다. 출력 트랜지스터들의 분할은, 다수의 디바이스들이 특정 전류원 비율들을 달성하기 위해 전류원의 출력 스테이지에 사용되는 실시예들을 나타낸다. 그러나, 일부 실시예들에서, 단일 디바이스들은 전류원(302)의 출력 스테이지에 또한 사용될 수 있다. 저항들(R20 및 R22)은 PMOS 및 NMOS 전류 미러들에 입력 전류를 각각 세팅한다. 출력 저항들(R24 및 R26)은 전류원 출력 스테이지(302)의 출력 임피던스를 증가시키기 위해 포함될 수 있다.
도 4는 종래의 RF 스위치들 및 실시예의 삽입 손실의 비교 파형도를 도시한다. 트레이스(402)는, RF 스위치의 제어 노드와 직렬 연결된 1KΩ의 저항을 갖는 도 3의 실시예에 도시된 것과 같이, 실시예의 전류-소스 기반 구동 회로로 구동되는 20개의 트랜지스터 적층된 RF 스위칭에서의 mdB에서의 삽입 손실을 나타낸다. 트레이스(404)는, 드라이버의 출력에 직렬로 연결된 추가의 10KΩ의 저항을 갖는 도 1f에 도시된 것과 같이, 종래의 레벨 시프터로 구동되는 20개의 트랜지스터 적층된 RF 스위칭에서의 삽입 손실을 나타낸다. 트레이스(406)는, 추가의 직렬 저항이 없는 도 1f에 도시된 것과 같이, 종래의 레벨 시프터로 구동되는 20개의 트랜지스터 적층된 RF 스위칭에서의 삽입 손실을 나타낸다. 도 4에 의해 도시되는 바와 같이, 트레이스(402)에 의해 표시된 바와 같이 실시예 드라이버에 의해 구동되는 RF 스위치는 다른 시스템들과 비교했을 때 더 넓은 주파수 범위 상에서 더 적은 삽입 손실을 갖는다.
도 5는 RF 스위치의 실시예 스위칭 방법(500)을 도시한다. 단계 502에서, 제 1 고정 전압은 제 1 임피던스를 이용하여 RF 스위치의 제어 노드에 인가된다. 제 1 고정 전압은 RF 스위치로 하여금 온 상태(또는 전도 상태)에 있게 하도록 구성될 수 있다. 단계 504에서, RF 스위치의 제어 노드에 인가된 전압은 제 2 임피던스를 인가하는 동안 변경되고, 단계 506에서 제 2 고정 전압은 RF 스위치의 제어 노드에 인가된다. 제 2 고정 전압은 제 3 임피던스를 인가하는 동안 RF 스위치로 하여금 오프 상태(또는 비전도 상태)에 있게 하도록 구성될 수 있다. 실시예에서, 제 1 임피던스 및 제 3 임피던스는 제 2 임피던스보다 크다.
실시예 RF 스위치 시스템들이 다양한 애플리케이션에 적용될 수 있음이 이해되어야 할 것이다. 예를 들어, 도 1a 내지 1c에 도시된 SP4T RF 스위치는 실시예 RF 스위치 드라이버 회로들을 이용하여 구현될 수 있다. RF 스위치들을 사용한 다른 애플리케이션들 또한 실시예 RF 스위치 드라이버 회로들을 이용하여 역시 구현될 수 있다.
실시예에 따라, RF 스위칭 회로는 부하 경로 및 제어 노드를 포함하는 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀과, 제어 노드에 연결된 스위치 드라이버를 포함한다. 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀의 각각은 스위치 트랜지스터와, 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함한다. 스위치 드라이버는 제어 노드의 전압에 따라 변하는 가변 출력 임피던스를 포함한다.
실시예에서, 스위치 드라이버는 제 1 기준 전압 노드 및 제어 노드 사이에 연결된 제 1 전류원과, 제 2 기준 전압 노드 및 제어 노드 사이에 연결된 제 2 전류원을 포함한다. 제 1 전류원은 제 1 전류 미러를 이용하여 구현되고 제 2 전류원은 제 2 전류 미러를 이용하여 구현될 수 있다. 제 2 기준 전압 노드는 그라운드 노드일 수 있다.
RF 스위칭 회로는 제 1 전류 미러와 직렬로 연결된 제 1 셧오프 스위치와, 제 2 전류 미러와 직렬로 연결된 제 2 셧오프 스위치와, 제어 노드의 전압을 제 1 임계 전압과 비교하고 제어 노드의 전압이 제 1 임계 전압을 제 1 방향으로 가로지를 때 제 1 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 1 비교기와, 제어 노드의 전압을 제 2 임계 전압과 비교하고, 제어 노드의 전압이 제 2 임계 전압과 제 1 방향과 반대인 제 2 방향으로 가로지를 때 제 2 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 2 비교기를 더 포함할 수 있다. 실시예에서, 제 1 셧오프 스위치는 제 1 전류 미러의 입력에 직렬로 연결된 제 1 트랜지스터를 포함하고, 제 2 셧오프 스위치는 제 2 전류 미러의 입력에 직렬로 연결된 제 2 트랜지스터를 포함한다. 제 1 전류 미러 및 제 2 전류 미러는 적층된 전류 미러를 이용하여 구현될 수 있다.
실시예에서, RF 스위칭 회로는 제 1 전류 미러의 입력 및 제 2 전류 미러의 입력에 연결된 출력을 갖는 레벨 시프터 회로를 더 포함한다. RF 스위칭 회로는 레벨 시프터 회로의 입력에 연결된 출력을 갖는 슈미트 트리거를 더 포함할 수 있다.
실시예에서, 스위치 드라이버는 제어 노드에 연결된 스위칭가능 임피던스 요소를 포함하고, 스위칭가능 임피던스 요소는 고정 임피던스 요소 및 상기 고정 임피던스 요소와 병렬로 연결된 바이패스 스위치를 포함한다. RF 스위칭 회로는 제 1 기준 전압 노드 및 중간 노드 사이에 연결된 제 1 드라이버 트랜지스터와, 제 2 기준 전압 노드 및 중간 노드 사이에 연결된 제 2 드라이버 트랜지스터를 더 포함할 수 있다. 스위칭가능 임피던스 요소는 중간 노드 및 제어 노드 사이에서 연결된다.
다양한 실시예들에서, RF 스위칭 회로는 제어 노드의 전압이 임계값과 만나는 경우 바이패스 스위치를 폐쇄하도록 구성되는 제어 회로를 더 포함할 수 있다. RF 스위칭 회로는 복제 트랜지스터와, 복제 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 스위칭가능 임피던스 요소에 연결된 제 2 단자를 갖는 복제 저항을 포함하는 복제 스위치와, 복제 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 입력과, 임계 전압 노드에 연결된 제 2 입력과, 바이패스 스위치의 제어 단자에 연결된 출력을 갖는 비교기를 더 포함할 수 있다.
실시예에서, 스위치 드라이버는, 제 1 기준 전압 노드 및 제어 노드 사이에 연결된 제 1 가변 저항과, 제 2 기준 전압 노드 및 제어 노드 사이에 연결된 제 2 가변 저항을 포함한다. 제 1 가변 저항과 직렬로 연결된 제 1 스위치와, 제 2 가변 저항과 직렬로 연결된 제 2 스위치 또한 포함될 수 있다.
추가 실시예에 따르면, 무선 주파수 집적 회로(radio frequency integrated circuit; RFIC)는, 반도체 기판 상에 배치된 제 1 RF 스위치 - 제 1 RF 스위치는 제 1 단자 및 제 2 단자 사이에 연결된 부하 경로를 가짐 - 와, 제 1 RF 스위치의 제 1 제어 노드에 연결된 제 1 RF 스위치 드라이버를 포함한다. 제 1 RF 스위치 드라이버는 제 1 기준 노드 및 제 1 제어 노드 사이에 연결된 제 1 전류원과 제 2 기준 노드 및 제 1 제어 노드 사이에 연결된 제 2 전류원을 포함한다.
실시예에서, RFIC는 반도체 기판 상에 배치된 제 2 RF 스위치 - 제 2 RF 스위치는 제 2 단자 및 제 3 단자 사이에 연결된 부하 단자를 가짐 - 와, 제 2 RF 스위치의 제 2 제어 노드에 연결된 제 2 RF 스위치 드라이버를 더 포함한다. 제 2 RF 스위치 드라이버는 제 1 기준 노드 및 제 2 제어 노드 사이에 연결된 제 3 전류원과 제 2 기준 노드 및 제 2 제어 노드 사이에 연결된 제 4 전류원을 포함한다. 제 1 전류원은 제 1 전류 미러를 포함할 수 있고, 제 2 전류원은 제 2 전류 미러를 포함할 수 있다. 제 1 전류 미러는 제 1 적층된 전류 미러를 포함할 수 있고, 제 2 전류 미러를 제 2 적층된 전류 미러를 포함할 수 있다.
실시예에서, RFIC는 스위칭 로직 회로와, 스위칭 로직 회로의 제 1 출력 및 제 1 전류 미러의 입력 사이에 연결된 제 1 직렬 저항과, 스위칭 로직 회로의 제 2 출력 및 제 2 전류 미러의 입력 사이에 연결된 제 2 직렬 저항을 더 포함한다. 일부 실시예들에서, RFIC는, 제 1 직렬 저항과 직렬로 연결된 제 1 셧오프 스위치와, 제 2 직렬 저항과 직렬로 연결된 제 2 셧오프 스위치와, 제 1 제어 노드의 전압을 제 1 임계 전압과 비교하고, 제 1 제어 노드의 전압이 제 1 임계 전압을 제 1 방향으로 가로지를 때 제 1 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 1 비교기와, 제 1 제어 노드의 전압을 제 2 임계 전압과 비교하고, 제 1 제어 노드의 전압이 제 2 임계 전압을 제 1 방향과 반대인 제 2 방향으로 가로지를 때 제 2 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 2 비교기를 더 갖는다. 제 1 셧오프 스위치는 제 1 트랜지스터를 이용하여 구현될 수 있고, 제 2 셧오프 스위치는 제 2 트랜지스터를 이용하여 구현될 수 있다.
실시예에서, 스위칭 로직 회로는 레벨 시프터에 연결된 슈미트 트리거를 포함하고, 레벨 시프터는 스위칭 로직 회로의 제 1 출력에 연결된 제 1 출력과 스위칭 로직 회로의 제 2 출력에 연결된 제 2 출력을 포함한다. 일부 실시예들에서, 제 1 RF 스위치는 부하 경로 및 제어 노드를 포함하는 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀을 포함한다. 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀의 각각은 스위치 트랜지스터와, 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함한다.
추가 실시예에 따르면, 방법은 부하 경로 및 제어 노드를 갖는 RF 스위칭 회로를 동작시키는 것을 향한다. RF 스위칭 회로는 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀을 포함하고, 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀의 각각은 스위치 트랜지스터와, 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함한다. 방법은 제 1 인가된 임피던스에서 RF 스위칭 회로의 제어 노드에 제 1 고정 전압을 인가하는 단계와, RF 스위칭 회로의 제어 노드의 전압을 제 1 고정 전압으로부터 제 2 고정 전압으로 변경하는 단계와, 제 3 인가된 임피던스에서 RF 스위칭 회로의 제어 노드에 상기 제 2 고정 전압을 인가하는 단계를 포함한다. 전압을 변경하는 단계는 RF 스위칭 회로의 제어 노드를 제 2 인가된 임피던스에서 충전하는 단계를 포함한다.
실시예에서, 제 1 고정 전압을 인가하는 단계와, 전압을 변경하는 단계와, 제 2 고정 전압을 인가하는 단계는, 제 1 기준 전압 및 제어 노드 사이에 연결된 제 1 전류 미러를 사용하는 단계와, 제 2 기준 전압 및 제어 노드 사이에 연결된 제 2 전류 미러를 사용하는 단계를 포함한다. 일부 실시예들에서, 제 1 고정 전압을 인가하는 단계와, 제 2 고정 전압을 인가하는 단계는, 스위칭가능 기준 전압 생성기 및 제어 노드 사이에 고정된 임피던스를 연결하는 단계를 포함하고, 전압을 변경하는 단계는 고정된 임피던스를 바이패싱하는 단계를 포함한다.
방법은 복제 트랜지스터의 게이트 전압을 스위칭가능 기준 전압 생성기에 의해 생성된 기준 전압과 비교하는 단계와, 비교에 기초하여 고정된 임피던스를 바이패싱할 때를 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다. 일부 실시예들에서, 제 1 인가된 임피던스는 제 2 인가된 임피던스보다 크고, 제 3 인가된 임피던스는 제 2 인가된 임피던스보다 크다.
본 발명의 실시예들의 이점은 RF 스위치 및 RF 스위치 드라이버 사이의 연결 라인에서의 공진 효과 감소 뿐만 아니라 RF 스위치에서의 RF 기생의 감소를 포함하는 것이다. 예를 들어, 실시예 스위치 드라이버들의 추가의 직렬 저항은, 그라운드 임피던스, 스위치들에 연결된 저항의 바이패스 캐패시턴스, 스위치 트랜지스터들의 Cgs/Cgd에 의해 발생하는 로우-Q 공진 탱크들을 약화시키도록 일을 할 수 있다.
실시예들의 추가의 이점들은, 특히 높은 스로 카운트 스위치들(high throwcount switches)에 대한 더 적은 삽입 손실; 스위치 구성들과 함께 캐패시터들을 사용하는 디지털 캐패시턴스 튜너들에서의 더 낮은 기생 Coff을 포함한다. 다른 이점들은 스위치 트랜지스터들의 게이트에 연결된 폴리실리콘 저항의 비선형적인 동작을 실시예 스위치 드라이버 저항이 줄여주므로, 향상된 선형성을 포함한다.
본 발명은 예시적 실시형태들에 대해 설명되었지만, 이 설명은 제한의 의미로 해석되어서는 안된다. 이 설명을 참조하면 당업자에게는 본 발명의 다른 실시형태들뿐만 아니라 예시적 실시형태들의 다양한 변형 및 조합이 명백할 것이다. 예를 들어, 실시예 스위치 드라이버들은 캐패시터들 및 다른 튜닝 구성요소들을 스위칭인 그리고 스위칭 아웃함으로써 발진기들을 튜닝하는데 사용될 수 있다. 실시예 스위치 드라이버 회로들은 또한 다른 타입의 회로 및 시스템 뿐만 아니라, 수신/전송 스위치들, 감쇠기들, 전력 증폭기 바이패스 회로들, RF 매칭, 일반 RF 필터 스위칭에 적용될 수 있다.

Claims (29)

  1. 무선 주파수(radio frequency; RF) 스위칭 회로로서,
    부하 경로 및 제어 노드를 포함하는 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀 - 상기 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀의 각각은 스위치 트랜지스터와, 상기 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 상기 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함함 - 과,
    상기 제어 노드에 연결된 스위치 드라이버 - 상기 스위치 드라이버는 상기 제어 노드의 전압에 따라 변하는 가변 출력 임피던스를 포함함 - 를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 드라이버는 제 1 기준 전압 노드 및 상기 제어 노드 사이에 연결된 제 1 전류원과, 제 2 기준 전압 노드 및 상기 제어 노드 사이에 연결된 제 2 전류원을 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 기준 전압 노드는 그라운드 노드를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 전류원은 제 1 전류 미러를 포함하고, 상기 제 2 전류원은 제 2 전류 미러를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 미러와 직렬로 연결된 제 1 셧오프 스위치와,
    상기 제 2 전류 미러와 직렬로 연결된 제 2 셧오프 스위치와,
    상기 제어 노드의 전압을 제 1 임계 전압과 비교하고, 상기 제어 노드의 전압이 상기 제 1 임계 전압을 포지티브 방향으로 가로지를 때 상기 제 1 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 1 비교기와,
    상기 제어 노드의 전압을 제 2 임계 전압과 비교하고, 상기 제어 노드의 전압이 상기 제 2 임계 전압을 상기 포지티브 방향과 반대인 네거티브 방향으로 가로지를 때 상기 제 2 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 2 비교기를 더 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 셧오프 스위치는 상기 제 1 전류 미러의 입력에 직렬로 연결된 제 1 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제 2 셧오프 스위치는 상기 제 2 전류 미러의 입력에 직렬로 연결된 제 2 트랜지스터를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  7. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 미러 및 상기 제 2 전류 미러는 적층된 전류 미러를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  8. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 미러의 입력 및 상기 제 2 전류 미러의 입력에 연결된 출력을 갖는 레벨 시프터 회로를 더 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 레벨 시프터 회로의 입력에 연결된 출력을 갖는 슈미트 트리거를 더 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 드라이버는 상기 제어 노드에 연결된 스위칭가능 임피던스 요소를 포함하고,
    상기 스위칭가능 임피던스 요소는 고정 임피던스 요소 및 상기 고정 임피던스 요소와 병렬로 연결된 바이패스 스위치를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  11. 제 10 항에 있어서,
    제 1 기준 전압 노드 및 중간 노드 사이에 연결된 제 1 드라이버 트랜지스터와,
    제 2 기준 전압 노드 및 중간 노드 사이에 연결된 제 2 드라이버 트랜지스터를 더 포함하되,
    상기 스위칭가능 임피던스 요소는 상기 중간 노드 및 상기 제어 노드 사이에 연결되는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 제어 노드의 전압이 임계값과 만나는 경우 상기 바이패스 스위치를 폐쇄하도록 구성되는 제어 회로를 더 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  13. 제 10 항에 있어서,
    복제 트랜지스터와, 상기 복제 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 상기 스위칭가능 임피던스 요소에 연결된 제 2 단자를 갖는 복제 저항을 포함하는 복제 스위치와,
    상기 복제 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 입력과, 임계 전압 노드에 연결된 제 2 입력과, 상기 바이패스 스위치의 제어 단자에 연결된 출력을 갖는 비교기를 더 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치 드라이버는,
    제 1 기준 전압 노드 및 상기 제어 노드 사이에 연결된 제 1 가변 저항과,
    제 2 기준 전압 노드 및 상기 제어 노드 사이에 연결된 제 2 가변 저항을 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 제 1 가변 저항과 직렬로 연결된 제 1 스위치와,
    상기 제 2 가변 저항과 직렬로 연결된 제 2 스위치를 더 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로.
  16. 무선 주파수 집적 회로(radio frequency integrated circuit; RFIC)로서,
    반도체 기판 상에 배치된 제 1 RF 스위치 - 상기 제 1 RF 스위치는 제 1 단자 및 제 2 단자 사이에 연결된 부하 경로를 가짐 - 와,
    상기 제 1 RF 스위치의 제 1 제어 노드에 연결된 제 1 RF 스위치 드라이버 - 상기 제 1 RF 스위치 드라이버는 제 1 기준 노드 및 상기 제 1 제어 노드 사이에 연결된 제 1 전류원과 제 2 기준 노드 및 상기 제 1 제어 노드 사이에 연결된 제 2 전류원을 포함함 - 를 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 반도체 기판 상에 배치된 제 2 RF 스위치 - 상기 제 2 RF 스위치는 상기 제 2 단자 및 제 3 단자 사이에 연결된 부하 경로를 가짐 - 와,
    상기 제 2 RF 스위치의 제 2 제어 노드에 연결된 제 2 RF 스위치 드라이버 - 상기 제 2 RF 스위치 드라이버는 상기 제 1 기준 노드 및 상기 제 2 제어 노드 사이에 연결된 제 3 전류원과 상기 제 2 기준 노드 및 상기 제 2 제어 노드 사이에 연결된 제 4 전류원을 포함함 - 를 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 1 전류원은 제 1 전류 미러를 포함하고 상기 제 2 전류원은 제 2 전류 미러를 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 전류 미러는 제 1 적층된 전류 미러를 포함하고 제 2 전류 미러를 제 2 적층된 전류 미러를 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  20. 제 18 항에 있어서,
    스위칭 로직 회로와,
    상기 스위칭 로직 회로의 제 1 출력 및 상기 제 1 전류 미러의 입력 사이에 연결된 제 1 직렬 저항과,
    상기 스위칭 로직 회로의 제 2 출력 및 상기 제 2 전류 미러의 입력 사이에 연결된 제 2 직렬 저항을 더 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 직렬 저항과 직렬로 연결된 제 1 셧오프 스위치와,
    상기 제 2 직렬 저항과 직렬로 연결된 제 2 셧오프 스위치와,
    상기 제 1 제어 노드의 전압을 제 1 임계 전압과 비교하고, 상기 제 1 제어 노드의 전압이 상기 제 1 임계 전압을 포지티브 방향으로 가로지를 때 상기 제 1 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 1 비교기와,
    상기 제 1 제어 노드의 전압을 제 2 임계 전압과 비교하고, 상기 제 1 제어 노드의 전압이 상기 제 2 임계 전압을 상기 포지티브 방향과 반대인 네거티브 방향으로 가로지를 때 상기 제 2 셧오프 스위치를 턴오프하게 하도록 구성된 제 2 비교기를 더 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 1 셧오프 스위치는 제 1 트랜지스터를 포함하고,
    상기 제 2 셧오프 스위치는 제 2 트랜지스터를 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 스위칭 로직 회로는 레벨 시프터에 연결된 슈미트 트리거를 포함하고,
    상기 레벨 시프터는 상기 스위칭 로직 회로의 제 1 출력에 연결된 제 1 출력과 상기 스위칭 로직 회로의 제 2 출력에 연결된 제 2 출력을 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  24. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 1 RF 스위치는 부하 경로 및 제어 노드를 포함하는 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀을 포함하고, 상기 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀의 각각은 스위치 트랜지스터와, 상기 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 상기 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함하는
    무선 주파수 집적 회로.
  25. 부하 경로 및 제어 노드를 포함하는 RF 스위칭 회로를 동작시키는 방법 - 상기 RF 스위칭 회로는 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀을 포함하고, 상기 복수의 직렬 연결된 RF 스위치 셀의 각각은 스위치 트랜지스터와, 상기 스위치 트랜지스터의 게이트에 연결된 제 1 단자 및 상기 제어 노드에 연결된 제 2 단자를 갖는 게이트 저항을 포함함 - 으로서,
    상기 방법은,
    제 1 인가된 임피던스에서 상기 RF 스위칭 회로의 제어 노드에 제 1 고정 전압을 인가하는 단계와,
    상기 RF 스위칭 회로의 제어 노드의 전압을 상기 제 1 고정 전압으로부터 제 2 고정 전압으로 변경하는 단계 - 상기 전압을 변경하는 단계는 상기 RF 스위칭 회로의 제어 노드를 제 2 인가된 임피던스에서 충전하는 단계를 포함함 - 와,
    제 3 인가된 임피던스에서 상기 RF 스위칭 회로의 제어 노드에 상기 제 2 고정 전압을 인가하는 단계를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로 동작 방법.
  26. 제 25 항에 있어서,
    상기 제 1 고정 전압을 인가하는 단계와, 상기 전압을 변경하는 단계와, 상기 제 2 고정 전압을 인가하는 단계는,
    제 1 기준 전압 및 상기 제어 노드 사이에 연결된 제 1 전류 미러를 사용하는 단계와,
    제 2 기준 전압 및 상기 제어 노드 사이에 연결된 제 2 전류 미러를 사용하는 단계를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로 동작 방법.
  27. 제 25 항에 있어서,
    상기 제 1 고정 전압을 인가하는 단계와, 상기 제 2 고정 전압을 인가하는 단계는,
    스위칭가능 기준 전압 생성기 및 상기 제어 노드 사이에 고정된 임피던스를 연결하는 단계를 포함하고,
    상기 전압을 변경하는 단계는 상기 고정된 임피던스를 바이패싱하는 단계를 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로 동작 방법.
  28. 제 27 항에 있어서,
    복제 트랜지스터의 게이트 전압을 상기 스위칭가능 기준 전압 생성기에 의해 생성된 기준 전압과 비교하는 단계와,
    상기 비교에 기초하여 상기 고정된 임피던스를 바이패싱할 때를 결정하는 단계를 더 포함하는
    무선 주파수 스위칭 회로 동작 방법.
  29. 제 25 항에 있어서,
    상기 제 1 인가된 임피던스는 상기 제 2 인가된 임피던스보다 크고,
    상기 제 3 인가된 임피던스는 상기 제 2 인가된 임피던스보다 큰
    무선 주파수 스위칭 회로 동작 방법.
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