KR101674524B1 - 혼합 포맷 매체 전송 시스템 및 방법 - Google Patents
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Abstract
카메라를 동작시키는 시스템 및 방법이 설명된다. 이미지 센서로부터 수신된 이미지 신호가 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호로서 처리될 수 있다. 인코더는 케이블을 통한 전송을 위해 기저대역 및 디지털 비디오 신호를 결합할 수도 있다. 비디오 신호는 실질적으로 등시성인 기저대역 및 디지털 비디오 신호를 포함할 수도 있다. 디코더는 업스트림 신호를 복조하여 카메라의 위치 및 방향 및 기저대역 및 디지털 비디오 신호의 콘텐츠를 제어하는 제어 신를 획득한다. 다양한 신호를 수신하여, 신호에 관련된 동기화 정보를 제공하고, 신호의 위상 시프트 오프셋을 보정하며, 시그널링에서 사용된 인코딩 방법을 사용하거나 검출한다. 신호의 존재를 검출하는 시스템 및 방법이 설명된다.
Description
본 발명은 다중 매체 전송 시스템에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 신호 케이블을 통한 표준 아날로그 비디오 및 고화질 디지털 비디오를 전송하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.
디지털 방송 텔레비전 및 스트리밍 비디오 기술의 도래와 함께, 다양한 비디오 카메라, 모니터, 및 비디오 리코더가 향상된 해상도 및 향상된 특성으로 이용가능하게 되었다. 현재, 폐쇄회로 텔레비전 (CCTV) 시스템은 구내 감시, 장비의 접근 제어 및 원격 모니터링과 같은 애플리케이션에서의 사용을 위해 고화질 비디오 출력 및 압축된 디지털 비디오 신호를 제공한다. 그러나 구형 컴퓨터 시스템은 아직 남아있고 표준 아날로그 비디오 신호는 광범위하게 사용되며 모든 디지털, 고화질 시스템으로의 전송 동안 계속 사용될 것이다. 특히, 동축 케이블 ("Coax")은 CCTV 카메라로부터 감시국으로 신호를 전달하기 위해 사용되어왔다. 몇몇 사용된 CCTV 카메라는 지역 네트워크, 또는 광역 네트워크를 통해 압축된 비디오 신호를 전송하며, 이들 카메라는 압축된 비디오 신호를 전송하는 통신 수단으로서 인터넷 프로토콜 ("IP")을 사용할 수도 있다.
도 1은 표준 아날로그 비디오를 전달하기 위해 Coax를 사용하는 종래 시스템을 나타낸다. 통상적으로 기본 아날로그 카메라 (10)는 Coax (11)을 사용하여 300미터까지 전송될 수 있는 CVBS (composite video baseband signal)를 생성한다. 보통 CVBS 신호는 CVBS를 디지털 포맷으로 기록하는 디지털 비디오 리코더 ("DVR")을 종종 포함하는 비디오 기록 시스템에 제공된다. 종래의 모니터 (14)는 DVR (12)에 접속되어 일반적으로 720×480 화소의 해상도를 갖는 표준 아날로그 비디오를 동시에 디스플레이할 수도 있다.
디지털 카메라 (16)는 일부 적용에 있어서 아날로그 카메라 (10)를 대체할 수도 있다. 디지털 카메라 (16)는 대략 270 Mbps로 DVR (12)에 Coax (17)을 통해 비압축 표준 디지털 비디오를 전송하는데 사용될 수 있는 직렬 디지털 인터페이스 ("SDI")를 지원할 수도 있다.
도 2는 현재 사용된 시스템에서 고화질 비디오 (1920×1080 화소)를 전송함에 대한 종래의 접근이다. 우선, 디지털 카메라 (20)는 1.5Gbps 레이트로 DVR (22)에 Coax (21)을 통해 비압축 고화질 디지털 비디오를 전송하는 데 사용될 수 있는 고화질 직렬 디지털 인터페이스 (HD-SDI)를 지원할 수도 있다. 이러한 고 전송 레이트하에서 지원된 케이블 거리는 100 미터까지이다. 둘째, IP 기반 고화질 ("HD") 카메라 (24)는 100까지의 거리를 위해 표준 카테고리 5 ("CAT5") 트위스티드페어케이블 (25)을 사용하는 100Mbps 이더넷을 통해 압축된 디지털 HD 비디오 신호를 생성할 수도 있다. 신호는 DVR (22)에 의해 수신되어 비 실시간 재생을 위해 기록된다. 현재 Coax (26)는 CAT5-to-Coax 브리지 모뎀 (27 및 29) 또는 다른 변환 디바이스를 사용하여 카메라 (24)로부터 DVR (22)에 비디오를 전송하는데 사용될 수 있다. 카메라가 디지털 비디오를 전송하게 하는 네트워크의 사용은 이들 시스템이 몇몇 업스트림 통신, 통상적으로는 제어 및 오디오 신호 (28)를 부가하도록 한다.
본 발명의 특정 실시예는 카메라 및 시스템 및 카메라를 동작하는 방법을 제공한다. 프로세서는 이미지 센소로부터 이미지 신호를 수신하여 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호를 생성할 수도 있다. 인코더는 케이블을 통한 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 디지털 신호를 결합하는데 사용된다. 비디오 신호 실질적으로 등시성 (isochronous)인 디지털 비디오 및 기저대역 비디오를 포함할 수도 있다. 카메라는 폐쇄회로 고화질 텔레비전 카메라로서 동작할 수도 있다.
본 발명의 특정 양태에 따르는 경우, 기저대역 신호는 표준 아날로그 비디오 신호를 포함할 수 있으며, 디지털 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호와의 결합 이전에 변조될 수도 있다. 디지털 비디오 신호는 압축된 고화질 디지털 비디오 신호를 포함할 수 있다. 특히 변조된 디지털 신호가 비디오 리코더에 제공되는 경우, 디지털 비디오 신호의 프레임 레이트는 이미지 신호의 프레임 레이트 미만일 수 있다.
특정 실시예에서, 디코더는 다운스트림 비디오를 전달하는데 사용된 전송 케이블로부터 또는 무선 통신 네트워크로부터 수신된 업스트림 신호를 복조하도록 구성된다. 변조된 업스트림 신호는, 카메라의 위치 및 방향을 제어하는 신호, 프로세서에 의한 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호의 생성을 제어하는 신호, 기저대역 비디오 신호로서의 인코딩을 위한 이미지 신호의 부분을 선택하는 신호를 포함하는 제어 신호를 포함할 수 있다. 또한, 제어 신호는 디지털 비디오 신호로서의 인코딩을 위한 이미지 신호의 부분을 선택하는 신호, 및 확성기와 같은 카메라의 오디오 출력을 구동하는데 사용된 오디오 신호를 포함할 수도 있다.
본 발명의 특정 실시예는 비디오 이미지를 전송하는 방법을 제공한다. 방법은 고화질 이미지 비디오로부터 수신한 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하여 변조된 디지털 신호를 획득하는 단계, 변조된 신호와 비디오 신호를 나타내는 기저대역 아날로그 신호를 결합함으로써 출력 신호를 생성하는 단계, 및 모니터 및 디지털 비디오 저장 디바이스에 출력 신호를 동시에 전송하는 단계를 포함할 수도 있다. 이들 실시예들 중 일부에서, 모니터는 비디오 신호의 기저대역 아날로그 표현을 디스플레이하며, 및/또는 디지털 비디오 저장소는 디지털 비디오 리코더를 사용하여 변조된 디지털 신호로부터 추출된 고화질 프레임의 시퀀스를 기록한다. 디지털 비디오 신호는 압축될 수도 있다.
특정 실시예에서, 출력 신호를 전송하는 것은 출력 신호를 동축 케이블 및/또는 무선 전송기에 제공하는 것을 포함한다. 동축 케이블 또는 무선 네트워크로부터 수신된 입력 신호는 복조되어 제어 신호를 획득할 수도 있다. 기저대역 아날로그 신호는 복합 비디오 신호에서 비디오 신호의 부분을 인코딩함으로써 생성될 수도 있으며, 복합 비디오 신호에서 인코딩될 비디오 신호의 부분은 제어 신호를 사용하여 제어될 수도 있다. 제어 신호는 카메라의 위치를 제어할 수도 있다. 입력 신호를 복조하는 것은 입력 신호로부터 오디오 신호를 추가적으로 산출할 수도 있다.
본 발명의 특정 실시예는 카메라를 동작하는 시스템 및 방법을 제공한다. 프로세서는 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 복수의 비디오 신호를 생성하고, 제어 로직은 카메라에 의해 수신된 제어 신호에 응답하도록 구성될 수도 있으며, 변조기는 디지털 비디오 신호를 변조하여 변조된 신호를 획득하도록 구성될 수 있다. 복수의 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함할 수 있다. 복수의 비디오 신호 각각은 카메라의 시야 중 적어도 일부를 나타내며, 제어 신호는 디지털 비디오 신호 및 기저대역의 콘텐츠를 제어할 수도 있다. 통상적으로, 변조된 신호 및 기저대역 비디오 신호는 카메라에 의해 동시에 전송된다.
기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성일 수도 있다. 인코더는 케이블을 통한 전송용 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 변조된 신호를 결합할 수 있다. 제어 신호는 예를 들어, 무선 네트워크로부터 무선으로 수신될 수 있다. 변조된 신호는 적어도 부분적으로 무선으로 전송될 수도 있다. 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호일 수도 있으며, 압축된 디지털 비디오 신호일 수도 있다. 제어 신호는 비디오 신호 중 하나에 의해 나타난 시야 중 일부를 이동시킨다.
도 1은 표준 아날로그 비디오를 전달하는 Coax를 사용하는 종래 시스템을 나타낸다.
도 2는 고화질 디지털 비디오를 전송함에 대한 종래의 접근이다.
도 3은 본 발명의 특정 양태에 따른 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 시스템을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 특정 양태에 따른 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 네트워크를 나타낸다.
도 5는 본 발명의 특정 양태에 따른 동축 케이블을 통한 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 대역폭 할당을 도시한다.
도 6은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 CCTV 장비의 일 예를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 DVR 장비에서 사용된 모뎀의 일 예를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 네트워크 스위치 장비에서 사용된 모뎀의 일 예를 나타낸다.
도 9는 ATSC 디지털 텔레비전에서 사용된 프레임 구조의 예이다.
도 10은 종래 프레임 동기화 패킷의 일 예이다.
도 11은 종래 데이터 프레임의 데이터 세그멘트의 일 예이다.
도 12는 프레임 배열의 간략도를 제공한다.
도 13은 본 발명의 특정 양태에 따른 변조기의 블록도이다.
도 14는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 프레임 구조의 블록도이다.
도 15는 본 발명의 특정 실시예에서의 컨벌루션 바이트 인터리버의 동작을 나타낸다.
도 16은 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 선택적 코드 레이트 펑처 (punctured) 격자 코딩된 변조의 블록도이다.
도 17은 QAM 정합의 예를 나타낸다.
도 18은 프레임 동기화/모드 패킷을 나타낸다.
도 19는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 간단화된 프레임 구조이다.
도 20은 본 발명의 특정 양태에 따른 복조기의 블록도이다.
도 21은 본 발명의 특정 양태에 따른 카메라측 모뎀의 블록도이다.
도 22는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측 모뎀의 블록도이다.
도 23은 본 발명의 특정 양태에 따른 카메라측의 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 변조기를 나타낸다.
도 24a 및 도 24b는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측의 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 복조기를 나타낸다.
도 25는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측 디지털 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프를 나타낸다.
도 26은 감쇄가 동축 케이블에서 주파수의 기능으로서 나타냄을 도시한다.
도 27a는 균등화기 입력의 전력 스펙트럼 밀도 (PSD)를 나타낸다.
도 27b는 수렴된 균등화기 탭 (tap)의 진폭 응답을 나타낸다.
도 28a, 도 28b, 도 29a, 및 도 29b는 상이한 주파수에서 통과대역 디지털 비디오 신호의 손실 대 경사를 나타낸다.
도 30은 본 발명의 특정 양태에 따라 QAM 복조기 내부에 디지털 균등화기를 갖는 모니터측 모뎀을 나타낸다.
도 31은 본 발명의 특정 양태에 따라 기저대역 CVBS 를 균등화하는데 적합한 아날로그 활성 필터를 나타낸다.
도 32는 본 발명의 특정 실시예에서의 필터 응답의 예를 나타낸다.
도 33a 및 도 33b는 복소평면에서의 회전을 나타내는 QPSK 성좌도 (constellations)이다.
도 34는 본 발명의 특정 양태에 따른 위상 보정 처리를 나타내는 블록도이다.
도 35는 본 발명의 특정 양태에 따른 적분-비례 ("IP") 필터를 나타낸다.
도 36은 전송된 심볼을 나타낸다.
도 37a, 도 37b, 도 37c, 및 도 37d는 도 36의 전송된 심볼에 기반하여 가능한 복구된 심볼을 나타낸다.
도 38은 수신된 심볼에서의 위상 이동을 나타낸다.
도 39는 프레임 동기화 심볼의 통상적인 실수부 및 허수부에 기반하여 전송된 성좌도의 예를 나타낸다.
도 40은 본 발명의 특정 양태에 따라 사용된 위상 오프셋 보정기의 블록도이다.
도 41은 프레임 동기화와 관련된 신뢰성을 결정하는 프로세스를 나타낸다.
도 42는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프의 특정 양태를 나타낸다.
도 43은 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 위상 에러 검출 모듈 및 슬라이서 (slicer)를 나타낸다.
도 44는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 복수 지수 LUT 모듈을 나타낸다.
도 45a 및 도 45b는 QPSK 신호 (도 45a) 및 16-QAM 신호 (도 45b)의 균등화된 출력 중 실수부를 나타낸다.
도 46a, 도 46b, 및 도 46c는 성좌도가 균등화기가 R=58 에서 수렴되는 일 실시예를 사용하여 생성된 QPSK (도 46a), 16-QAM (도 46b), 및 64-QAM (도 46b)인 경우, 균등화된 출력의 전력의 히스토그램이다.
도 47은 균등화기 출력 및 반송파 위상/주파수 복구 루프 모듈 입력에서의 성좌도의 예이다.
도 48은 도시된 임계값으로의 QAM 정합의 예를 나타낸다.
도 49는 동일한 플롯상에서 중첩된 모든 세 개의 성좌도의 일사분면을 나타낸다.
도 50은 성좌도를 결정하는 일 접근의 동작을 나타낸다.
도 51a 및 도 51b는 신호의 중단 또는 탭을 가지며, 본 발명의 특정 양태에 따른 표준 및 고화질 비디오의 동시 전송에 위한 시스템을 나타낸다.
도 52a 및 도 52b는 본 발명의 특정 양태에 따라 노이즈 신호로부터 프레임 동기화 펄스를 생성하는 프로세스를 나타낸다.
도 53은 본 발명의 특정 양태에 따라 Coax 접속 지시자를 갖는 카메라측 모뎀의 블록도이다.
도 54는 자동 이득 제어 루프의 특정 양태를 나타낸다.
도 2는 고화질 디지털 비디오를 전송함에 대한 종래의 접근이다.
도 3은 본 발명의 특정 양태에 따른 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 시스템을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 특정 양태에 따른 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 네트워크를 나타낸다.
도 5는 본 발명의 특정 양태에 따른 동축 케이블을 통한 아날로그 및 디지털 비디오의 전송을 위한 대역폭 할당을 도시한다.
도 6은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 CCTV 장비의 일 예를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 DVR 장비에서 사용된 모뎀의 일 예를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 네트워크 스위치 장비에서 사용된 모뎀의 일 예를 나타낸다.
도 9는 ATSC 디지털 텔레비전에서 사용된 프레임 구조의 예이다.
도 10은 종래 프레임 동기화 패킷의 일 예이다.
도 11은 종래 데이터 프레임의 데이터 세그멘트의 일 예이다.
도 12는 프레임 배열의 간략도를 제공한다.
도 13은 본 발명의 특정 양태에 따른 변조기의 블록도이다.
도 14는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 프레임 구조의 블록도이다.
도 15는 본 발명의 특정 실시예에서의 컨벌루션 바이트 인터리버의 동작을 나타낸다.
도 16은 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 선택적 코드 레이트 펑처 (punctured) 격자 코딩된 변조의 블록도이다.
도 17은 QAM 정합의 예를 나타낸다.
도 18은 프레임 동기화/모드 패킷을 나타낸다.
도 19는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 간단화된 프레임 구조이다.
도 20은 본 발명의 특정 양태에 따른 복조기의 블록도이다.
도 21은 본 발명의 특정 양태에 따른 카메라측 모뎀의 블록도이다.
도 22는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측 모뎀의 블록도이다.
도 23은 본 발명의 특정 양태에 따른 카메라측의 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 변조기를 나타낸다.
도 24a 및 도 24b는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측의 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 복조기를 나타낸다.
도 25는 본 발명의 특정 양태에 따른 모니터측 디지털 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프를 나타낸다.
도 26은 감쇄가 동축 케이블에서 주파수의 기능으로서 나타냄을 도시한다.
도 27a는 균등화기 입력의 전력 스펙트럼 밀도 (PSD)를 나타낸다.
도 27b는 수렴된 균등화기 탭 (tap)의 진폭 응답을 나타낸다.
도 28a, 도 28b, 도 29a, 및 도 29b는 상이한 주파수에서 통과대역 디지털 비디오 신호의 손실 대 경사를 나타낸다.
도 30은 본 발명의 특정 양태에 따라 QAM 복조기 내부에 디지털 균등화기를 갖는 모니터측 모뎀을 나타낸다.
도 31은 본 발명의 특정 양태에 따라 기저대역 CVBS 를 균등화하는데 적합한 아날로그 활성 필터를 나타낸다.
도 32는 본 발명의 특정 실시예에서의 필터 응답의 예를 나타낸다.
도 33a 및 도 33b는 복소평면에서의 회전을 나타내는 QPSK 성좌도 (constellations)이다.
도 34는 본 발명의 특정 양태에 따른 위상 보정 처리를 나타내는 블록도이다.
도 35는 본 발명의 특정 양태에 따른 적분-비례 ("IP") 필터를 나타낸다.
도 36은 전송된 심볼을 나타낸다.
도 37a, 도 37b, 도 37c, 및 도 37d는 도 36의 전송된 심볼에 기반하여 가능한 복구된 심볼을 나타낸다.
도 38은 수신된 심볼에서의 위상 이동을 나타낸다.
도 39는 프레임 동기화 심볼의 통상적인 실수부 및 허수부에 기반하여 전송된 성좌도의 예를 나타낸다.
도 40은 본 발명의 특정 양태에 따라 사용된 위상 오프셋 보정기의 블록도이다.
도 41은 프레임 동기화와 관련된 신뢰성을 결정하는 프로세스를 나타낸다.
도 42는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프의 특정 양태를 나타낸다.
도 43은 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 위상 에러 검출 모듈 및 슬라이서 (slicer)를 나타낸다.
도 44는 본 발명의 특정 실시예에서 사용된 복수 지수 LUT 모듈을 나타낸다.
도 45a 및 도 45b는 QPSK 신호 (도 45a) 및 16-QAM 신호 (도 45b)의 균등화된 출력 중 실수부를 나타낸다.
도 46a, 도 46b, 및 도 46c는 성좌도가 균등화기가 R=58 에서 수렴되는 일 실시예를 사용하여 생성된 QPSK (도 46a), 16-QAM (도 46b), 및 64-QAM (도 46b)인 경우, 균등화된 출력의 전력의 히스토그램이다.
도 47은 균등화기 출력 및 반송파 위상/주파수 복구 루프 모듈 입력에서의 성좌도의 예이다.
도 48은 도시된 임계값으로의 QAM 정합의 예를 나타낸다.
도 49는 동일한 플롯상에서 중첩된 모든 세 개의 성좌도의 일사분면을 나타낸다.
도 50은 성좌도를 결정하는 일 접근의 동작을 나타낸다.
도 51a 및 도 51b는 신호의 중단 또는 탭을 가지며, 본 발명의 특정 양태에 따른 표준 및 고화질 비디오의 동시 전송에 위한 시스템을 나타낸다.
도 52a 및 도 52b는 본 발명의 특정 양태에 따라 노이즈 신호로부터 프레임 동기화 펄스를 생성하는 프로세스를 나타낸다.
도 53은 본 발명의 특정 양태에 따라 Coax 접속 지시자를 갖는 카메라측 모뎀의 블록도이다.
도 54는 자동 이득 제어 루프의 특정 양태를 나타낸다.
본 발명의 실시예들이 당업자가 본 발명을 실시할 수 있게 하는 설명적인 예로서 제공된 도면을 참조하여 상세히 설명될 것이다. 특히, 이하의 도면 및 예들은 본 발명의 범위를 단일의 실시예로 제한하도록 의도되지 않으며, 다른 실시예들이 설명되거나 도시된 구성요소 중 일부 또는 전부를 교환함에 의해 가능하다. 어디서든 편리하게, 동일한 참조 번호는 동면을 통해 동일하거나 유사한 부분을 지칭하도록 사용될 것이다. 이들 실시예의 특정 구성요소가 공지된 구성요소를 사용하여 부분적으로 또는 전체적으로 구현되는 경우, 이러한 공지된 구성요소 중 본 발명의 이해를 위해 필요한 부분만이 설명될 것이며, 이러한 공지된 구성요소의 다른 부분의 상세한 설명은 본 발명을 모호하게 하지 않도록 생략될 것이다. 상세한 설명에서, 단일의 구성요소를 나타내는 실시예는 제한하도록 의도되지 않으며, 본 발명은 여기서 명백히 다르게 언급되지 않는 이상 복수의 동일한 구성요소를 포함하거나 그 역인 다른 실시예를 포함하도록 의도된다. 또한, 출원인은 상세한 설명 또는 특허청구범위에서의 임의의 단어가, 일반적이지 않거나 특정한 의미로 명백히 명시되지 않는 그와 같은 의미가 되는 것을 의도하지 않는다. 또한, 본 발명은 설명에 의해 여기서 지칭된 구성요소에 대한 현재 및 미래의 균등물을 포함하지 않는다.
본 발명의 특정 실시예는 카메라가 Coax를 통해 표준 아날로그 비디오 및 고화질 디지털 비디오를 동시에 전송하게 하는 시스템 및 방법을 제공한다. 고화질 카메라는 디지털 비디오 신호 및 아날로그 기저대역 신호를 생성하는데 적용된다. 디지털 신호는 변조되어 기저대역 비디오 신호의 상위 주파수와 분리된 주파수 대역으로 전송된다. 아날로그 신호는 PAL, SECAM, 및 NTSC 표준 및 이들의 변경물을 포함하는 임의의 표준에 따라 인코딩될 수도 있다.
상세한 설명의 목적을 위해, coax를 통한 보안 링크 ("SLOC")를 사용하는 시스템의 예가 설명될 것이다. SLOC는 일반적으로 카메라에 대해 업스트림 및 다운스트림 신호를 갖는 것으로 설명되며, 카메라는 업스트림에 배치된다. 상세한 설명에서, SLOC 시스템의 예는, 제 1 통과대역의 다운스트림 고화질 ("HD"), 제 2 통과대역의 업스트림 및 제어 신호, 및 다운스트림 CVBS를 제공한다. 다른 대역통과 신호 및 대역폭의 할당이 사용될 수도 있다. 예를 들어, 시스템은 표준 또는 고화질 해상도의 2개의 디지털 비디오 신호를 사용할 수도 있다.
도 3은 본 발명의 특정 동작 이론을 설명하는 본 발명의 실시예를 나타낸다. 이 예는 DVR (32)에서 고화질의 비디오 복사를 기록하면서 카메라 (30)에 의해 생성된 라이브 비디오를 보는 것이 바람직한 시스템의 HD 카메라 (30)의 사용을 나타낸다. 이러한 시스템의 예는 보안 또는 감시 시스템이다. HD 카메라 (30)의 기능은 이하 설명될 바와 같이 원격으로 제어될 수도 있다. HD 카메라 (30)는 고화질 신호 (332) 및 아날로그 CVBS 신호 (330)를 동시에 생성하도록 적용될 수 있다. 특정 실시예에서, 고화질 신호 (332) 및 아날로그 CVBS 신호 (330)는 등시성이지만, 상이한 신호를 처리하는데 있어서 지연이 동일하지 않는 경우 실질적으로 등시성일 수도 있다. 일 예에서, CVBS 신호 (330)는 디지털-아날로그 변환 오버헤드로 인해 지연될 수도 있다. 또 다른 예에서, 고화질 신호 (332)는 압출될 수도 있으며, 압축 비율에 기반한 가능한 지연의 대상이 된다. 특정 실시예에서, CVBS (330) 및 고화질 신호 (332)는 카메라 (30)에 의해 생성된 보통 오디오 신호와의 일정 시간 관계에 있어서 유지되거나 동기화될 수도 있다.
카메라 (30)는 이부 컴포넌트를 부가하거나 하드웨어 및 소프트웨어를 카메라 (30)에 집적함으로써 적용될 수도 있다. 예를 들어, coax을 통한 보안 링크 모뎀 ("SLOC-T") (31)이 카메라 내부에 제공된다. SLOC-T (31)은 카메라 (30)에 부가물로서 집적된 모뎀으로서 구축되거나 카메라 (30)에 이미 집적된 컴포넌트를 사용하여 구현될 수 있다. SLOC-T (31)는 멀티미디어 공급이 도시된 바와 같이 통신을 통해 전송 다운스트림이 되게 하며, SLOC-T (31)은 카메라 (30)에 의해 생성된 비디오를 나타내는 상이한 해상도 신호를 전달하는 복수의 신호가 동축 케이블 (330을 통해 전송되게 하는 디바이스이다. 설명의 명백함을 위해, 카메라 (30)와 같은 전송 디바이스에서 사용된 SLOC는 여기서 "SLOC-T"로서 지칭될 것이며, DVR, 네트워크와 같은 수신 디바이스에서 제공된 SLOC는 "SLOC-R"로서 지칭될 것이다. SLOC-T 및 SLOC-R의 설명은 이하 더욱 상세히 설명된다.
SLOC-T (31)은 카메라 (30)의 컴포넌트들과 협력할 수도 있으며, 및/또는 카메라 (30)가 다양한 모드에서 동작하게하는 향상된 기능을 부가할 수도 있다. 일 실시예에서, 카메라 (30)는 비압축 HD 디지털 비디오 출력을 생성할 수도 있으며, SLOC-T (31)는 HD 디지털 비디오 신호를 압축하는 능력을 제공할 수도 있다. 그 결과, SLOC-T (31)는 필요에 따라 호스트 카메라 (30)의 기능성을 향상시키기 위해 변조 및 복조 이상의 성능을 제공할 수도 있다. 따라서, 몇몇 SLOC-T 디바이스는 다양한 모드에서 동작할 수 있으며, 그 중 일부가 예시적인 방법으로 제공된다. 일 모드에서, SLOC-T (31)은 카메라로부터 표준 아날로그 신호 버전 및 HD 압축된 비디오 신호를 수신하여, 이 둘의 신호를 coax (33)을 통해 전송한다. 또 다른 예에서, SLOC-T (31)는 카메라 (30)로부터 표준 아날로그 신호 버전 및 비압축 HD 비디오 신호를 수신하여, coax (33)을 통해 표준 아날로그 신호와 함께 압축된 HD 디지털 신호 버전을 전송한다. SLOC-T (31)는 카메라 (30)로부터 수신된 HD 신호로부터 추출된 표준 아날로그 신호 및 HD 디지털 신호를 전송한다.
특정 실시예에서, SLOC-T (31)는 주파수 분할 다중화를 사용하여, Coax (33)상의 전송을 위한 출력 신호를 생성한다. 도 5에서 도시된 예에서, 다운스트림 디지털 신호는 주파수 f Cd 의 반송파 (53)에 중앙이 위치한 주파수 (52)의 신호 대역에 제공된다. 주파수 (52)의 대역은 기저대역 아날로그 신호 (50)의 최고 주파수 f0보다 위에서 시작한다. 이 구분된 주파수 (52)의 대역은 채널로서 지칭될 수 있다. 채널 (52)은 SLOC-T (31)의 용량, 사용가능한 대역폭, 신호 대역폭 및 다른 이유에 기반하여 선택될 수도 있다. 일부 실시예에서, 채널 (52)는 수신 장비와의 호환성을 위해 선택될 수도 있다. 일 예에서, 신호는 표준 텔레비전에 직접 제공될 수도 있으며, 채널 (52)은 기저대역 신호로부터의 적당한 이격을 보장하기 위해 선택될 수도 있다. 채널 (52)의 주파수 대역은, 신호의 표준 규정 인코딩이 사용되는 경우, 디지털 비디오 전송에 대한 표준에 기반하여 선택될 수도 있다. 디지털 신호의 일부를 전달하기 위해, 단일의 디지털 신호가 2개 이상의 상이한 채널을 사용하여 전송될 수도 있음이 고려된다.
임의의 적당한 변조 방식이 전송가능한 디지털 신호의 버전을 생성하는데 사용될 수도 있다. 예를 들어, 상이한 유형의 유선 및 무선 접속이, 위상 편이 방식 (PSK; phase shift keying), 주파수 편이 방식 (FSK: frequency shift keying), 직교 진폭 변조 (QAM; quadrature amplitude modulation), 직교 주파수 분할 다중 (OFDM; orthogonal frequency division multiplexing) 등과 같은 변조 방식과 함께 사용될 수도 있다. 통상적으로 변조 방식은 전송에 사용된 매체, 원하는 비디오 신호의 프레임 레이트의 특성을 포함하는 요소, 및 채널 (52)의 사용가능한 대역폭에 영향을 주는 다른 요소에 기반하여 선택된다.
SLOC-R 모뎀 (35)은 DVR (32)와 같은 비디오 캡처 디바이스에 제공될 수도 있다. SLOC-R 모뎀 (35)은 디지털 비디오 및 CVBS 신호를 수신할 수도 있다. 통상적으로, CVBS 신호는 추출되어 카메라 (30)에 의해 캡처된 비디오 이미지의 라이브 시야를 위해 디스플레이 시스템 (33)에 직접 전달된다. 디스플레이 시스템 (33)은 수신된 아날로그 신호의 디지털화된 버전을 수신할 수도 있을지라도, 표준 모니터가 될 수도 있다. 일 실시예에서, SLOC-R 모뎀 (35)은 디지털 모니터 및 적당히 장착된 컴퓨터와의 사용을 위해 아날로그 신호의 디지털화된 버전을 생성할 수도 있다. 기저대역 신호는 아날로그 컴포넌트를 사용하거나 디지털 신호 처리 기술을 통해 구현될 수 있는 로우 패스 필터를 사용하여 영향받을 수 있다. 디지털 HD 신호는 개별적으로 추출되어 DVR (32)의 기록 부분에 제공될 수도 있다. 특정 실시예에서, 디지털 HD 비디오 신호는 기록 이전에 DVR에 압축될 수도 있다. 다수의 실시예에서, 디지털 HD 비디오 신호는 압축된 디지털 신호로서 수신된다.
특정 실시예에서, SLOC-T (31) 및 SLOC-R (35)는 신호의 양방향 통신을 지원하도록 구성된다. 보안 설치의 예에서, 그리고 도 6을 참조하여 이하 상세히 설명될 바와 같이, 카메라 (30)는 마이크로폰 (614), 확성기 (612), 센서 (616), 전기기계적 작동기를 제어하는 제어 인터페이스 (618), 및 다른 특징들을 포함할 수도 있다 (도 6참조). 이 예에서, 통상적으로 SLOC-T (31) 및 SLOC-R (35)는 카메라 (30)에 제어, 오디오 및 다른 데이터 (36)를 통신하도록 구성된다.
다시 도 5를 참조하면, 일 실시예에서, 업스트림 데이터는 이용가능한 대역폭의 상부 종단에 설치된 하나 이상의 채널 (54)에서 카메라에 통신될 수 있다. 디지털 멀티미디어 신호 (52)의 통신을 위한 채널 서택, 제어 및 오디오 신호 (54) 및 다른 데이터는 이용가능한 대역폭, 채널 (52 및 54)에서 검출된 신호 대 잡음비, 신호 표준 및/또는 애플리케이션 특정 조건에 기반하여 선택될 수 있다. 몇몇 실시예에서, 채널 구성, 대역폭 및 신호 대 잡음비는 연습 시퀀스 (training sequence)를 사용하여 SLOC-T (31) 및 SLOC-R (35)의 접속시 결정된다. 통상적으로, 연습 시퀀스는 미리 결정되거나 협상된 채널의 신호 용량을 확인하고, 디지털 비디오의 전송을 위한 채널 (52)을 선택하며, 선택된 채널 (52)에서 이용가능한 대역폭을 결정하는데 사용된다. 선택된 채널 (52)의 특성은 디지털 비디오 신호에 대한 압축 레벨을 설정하는데 사용될 수도 있다.
특정 실시예에서, 업스트림 신호 (54)는 다운스트림 (52) 및 기저대역 (50) 신호의 중앙을 제어할 수 있는 신호를 포함한다. 예를 들어, 카메라 광학 (600)은 카메라 (60)에 의해 모니터링된 어안 (fish-eye) 시야를 제공할 수도 있으며, 카메라 프로세서는 기저대역 신호 (50)로서 전송을 위한 이미지의 부분을 선택하도록 제어될 수도 있다. 통상적으로, 다운스트림 디지털 신호 (52)는 DVR상에 기록하거나 부가 처리를 위한 완전한 이미지를 제공할 수 있다. 기저대역 신호 (50)는 감시하의 영역의 라이브 모니터링을 위한 기저대역 신호 (50)를 수신한다. 기저대역 신호 (50)는 어안 렌즈에 의해 생성된 시각 효과를 보정하는 조정된 이미지를 포함할 수도 있다. 기저대역 신호 (50)의 보는 사람은, 시야를 위해 캡처된 이미지의 새로운 부분을 선택함으로써 어안 렌즈의 시야 내에서 시야를 이동시킬 수도 있다. 예를 들어, 보는 사람은 "팬-우측 (pan-right)"을 요청하여, 시야를 우측으로 이동시킬 수도 있다. 업스트림 신호 (54)에서 전송된 데이터는 카메라가 프로세서가 시야 중 원하는 부분을 추출하여 처리하게 한다. 특정 실시예에서, 기저대역 신호 (50)에 포함된 시야 이동 요청은 카메라 (60)의 물리적 이동을 유발할 수도 있다. 그 결과, 업스트림 신호 (54)의 제어 데이터는 기저대역 (50) 및 다운스트림 디지털 (52) 신호 모두의 콘텐츠에 영향을 줄 수도 있다.
특정 실시예에서, 다운스트림 오디오는 HD 디지털 비디오 신호의 일부 및/또는 CVBS 신호의 일부로서 전송될 수 있다. 몇몇 다운스트림 신호는 개별 전용 채널 (미도시)에서 전달될 수도 있다. 특정 실시예에서, 카메라 (30)에 대한 업스트림 통신은 예를 들어, 유선 또는 무선 네트워크를 포함하는 통신 방법을 벗어나 취급될 수도 있다. 특정 실시예가 대안 또는 부가적인 옵션으로서 다운스트림 디지털 신호 (52)를 무선으로 전송할 수도 있다. 그 결과, 기저대역 신호 (50)는 Coax를 통해 전송될 수 있으며, 업스트림 (54)과 다운스트림 (52)의 몇몇 결합은 무선으로 전송된다. 통상적으로, 업스트림 데이터 (54)는 전송방법에 무관하게 다운스트림 (52) 및 기저대역 (50) 신호에 대한 제어 신호를 포함한다.
특정 실시예에서, 케이블 (33)은 아날로그 표준 비디오의 디스플레이를 위해 디스플레이 시스템 (33)에 직접 제공될 수도 있다. 통상적으로, 표준 모니터 또는 디스플레이 (33)는 기저대역 신호와 표준 변조된 TV 채널 사이에서 선택을 가능하게 하는 필터 회로를 포함한다. 결국, 모니터 (330는 고주파수 디지털 인코딩된 반송파 신호를 폐기할 수도 있다. 또한, DVR (32)는, 디지털 비디오 신호가 표준 채널에서 전송되며 표준 디지털 인코딩을 사용하는 경우, 부가 처리없이 디지털 비디오 신호를 수신할 수 있다. SLOC-R (35)는 SLOC-T (31)에 의해 생성된 신호를 디코딩하여 DVR (32)에 디코딩된 HD 디지털 비디오 및 다른 신호를 제공한다. 또한, SLOC-R (35)은 카메라 (30)으로의 전송을 위한 제어, 오디오 및 다른 데이터를 인코딩할 수도 있다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 특정 동작 원리를 나타내는 본 발명의 실시예가 제공된다. 도 4는 네트워크 스위치 (44)를 통해 네트워크상에서 비디오의 고화질 복사본을 동시에 제공하면서, 카메라 (40)에 의해 생성된 라이브 비디오를 보는 것이 바람직한 시스템에 기반한 예를 도시한다. 일 예에서, HD 비디오 공급은 내부 또는 외부 IP 비디오 서버를 사용하여 캡처되거나 스트리밍된다. 통상적으로 카메라 (40)는 고화질 신호 및 아날로그 기저대역 비디오 신호를 동시에 생성하도록 적용된다. 카메라 (40)는 외부 컴포넌트를 부가하거나 SLOC-T (400)와 같은 하드웨어 소프트웨어를 카메라 (40)에 집적함으로써 적용될 수도 있다. SLOC-T (400)은 도 3에서 특징된 SLOC-R (31)과 같은 방법으로 동작할 수도 있다. 그러나, SLOC-T (400)은 네트워크를 통한 디지털 비디오 신호의 포워딩을 용이하게 하는 방법으로 디지털 비디오 신호를 인코딩하도록 구성될 수도 있다. 예를 들어, SLOC-T (400)은 프로그래밍되거나, 그렇지 않은 경우 IP 비디오 서버에 의해 지원된 스트리밍 포맷에 따라 디지털 비디오 신호를 제공하도록 구성될 수도 있다.
카메라 (40)에 의해 전송된 다중화된 비디오 신호는 SLOC-R (440)이 옵션적으로 장착된 네트워크 스위치 (44)에 의해 수신될 수도 있다. 기저대역 표준 아날로그 신호가 추출되어 디스플레이 (43)에 제공될 수 있다. 특정 실시예에서, SLOC-R (440)은 디지털 고화질 비디오 신호를 추출하여 비디오 서버 또는 디지털 비디오 신호를 전달하는데 충분한 대역폭을 갖는 적당한 네트워크를 사용하는 다른 네트워크 디바이스에 포워딩할 수도 있다. 디지털 HD 비디오 신호는 압축된 HD 비디오 신호를 포함할 수도 있다. 특정 실시예에서, SLOC-R (440)에 의해 추출된 디지털 고화질 신호는 압축되거나 비디오 서버 또는 다른 네트워크 디바이스에 포워딩하기 위해 더 압축된다. SLOC-R (440)은 네트워크상의 전송을 위해 디지털 고화질 신호를 기록 및/또는 재변조하는 하드웨어 및 소프트웨어를 포함하며, 예를 들어, SLOC-R (440)은 이더넷을 통한 통신을 위해 인코딩된 H-264 신호를 생성할 수도 있다.
다시 도 6을 참조하면, 본 발명의 특정 실시예는 보안 시스템에 적용가능한 향상된 성능을 제공한다. 도시된 예에서, 카메라 (60)는 본 발명의 특정 양태에 따라 디지털 인코딩된 멀티미디어 신호를 제공하도록 구성되고 적용된 프로세서 및 모뎀 SLOC-T (606)를 포함한다. 순차 이미지는 당업자에게 공지된 CCD 센서 및 렌즈 시스템의 조합을 포함하는 이미지 센서 (602) 및 광학 (600)의 조합을 사용하여 캡처될 수 있다. 통상적으로 프로세서 (604)는 원하는 또는 미리 결정된 프레임 레이트에 따라 캡처된 순차 이미지를 제공하는 이미지 센서 (602)로부터 스캔 신호 (603)를 수신한다.
몇몇 실시예에서, 이미지 센서 (602)는 하나 이상의 센서에 의해 캡쳐된 이미지를 나타내는 스캔된 아날로그 신호를 변환하여 디지털 비디오 신호를 생성할 수 있다. 예를 들어, 이미지 센서 (602)는 RGB (레드, 그린, 블루) 센서를 포함할 수도 있으며, 이미지 센서 (602)는 RGB 센서 출력을 내부적으로 처리하여 이미지 센서 (602)의 출력 (603)으로서 인코딩된 컬러 비디오 신호를 생성할 수도 있다. 다른 실시예에서, 프로세서 (604)는 이미지 센서 (602)로부터 신호 (603)를 미리 처리하여 미처리 (raw) 디지털 비디오 신호를 획득할 수도 있다. 미처리 디지털 비디오는, 내부적으로 획득되거나 이미지 센서 (602)로부터 수신되든, 프로세서 (604)에 의해 더 처리되어 초기 HD 디지털 비디오 신호를 획득할 수도 있다. 아날로그 표준 신호는 미처리 디지털 비디오 신호, 센서 (602)의 출력 (603), 또는 초기 HD 디지털 비디오 신호를 처리함으로써 획득될 수도 있다. 그 후, 프로세서 (604)는 초기 HD 디지털 비디오 신호를 포맷하여 방송 및 다른 표준에 부합하는 하나 이상의 HD 디지털 비디오 신호를 획득할 수도 있다. 예를 들어, 프로세서 (604)는 ATSC 및 DVB 표준과 같은 방송 비디오 표준에 부합하는 신호를 생성할 수도 있다. 프로세서 (604)는 디지털 비디오 신호를 추가로 압축할 수도 있다.
카메라 프로세서 (604)는 상업적으로 이용가능한 컴포넌트 및 맞춤형 하드웨어 및 소프트웨어의 조합을 포함할 수도 있다. 일 예에서, 프로세서는 순차적인 단계, 명령 및/또는 프로그램을 수행하는 지원 로직 및 메모리와 결합하여, 하나 이상의 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서, 마이크로제어기, 시퀀서 (sequencer) 및 다른 프로그램가능한 디바이스를 포함할 수도 있다. 저장부 (610)는 실생시 이 애플리케이션에서 설명한 기능 중 일부 또는 전부를 수행하는 컴퓨터 판독가능한 명령을 저장하는데 사용될 수도 있다. 카메라 프로세서 (604)는 본 발명의 특정 실시예의 구축을 위해 사용될 수 있는 몇몇 내장 또는 "하드 코딩된" 프로세스를 포함할 수도 있다. 또한, 저장부 (610)는 프로그램 스크래치 메모리에 대해, 및/또는 구성 정보를 유지하기 위해 사용될 수도 있다. 특정 실시예에서, 저장부 (610)는 카메라 (60)에 의해 캡처된 비디오의 기록을 저장하는데 사용될 수도 있다. 따라서, 저장부 (610)는 휘발성 및 비휘발성 메모리, 광학 및 자기 디스크, 착탈가능 전기적으로 삭제가능한 메모리, USB 메모리 드라이브 및 다른 반도체, 전자기 및 광학 저장 디바이스를 사용하여 구현될 수도 있다.
신호 (605)는 프로세서 (604)에 의해 SLOC-T (606)로 제공된 비디오 신호, 및 SLOC-T (606)에 의해 프로세서 (604)로 포워딩된, 업스트림 제어, 오디오 및 라인 (62)으로부터 수신된 다른 업스트림 정보를 포함한다. 업스트림 오디오 정보는, 오디오 정보가 확성기, 변환기, 또는 다른 오디오 출력 시스템 (612)레 릴레이되기 이전에 프로세서 (604)에 의해 디코딩, 처리, 및/또는 포맷될 수도 있다. 프로세서는 오디오 신호를 증폭하거나 오디오 출력 컴포넌트 (612)에 별개의 증폭기를 사용할 수도 있다. 업스트림 제어는 통상적으로 제어 인터페이스 (618)를 통해 제공되는 외부 디바이스에 대한 제어 신호 및 광학 제어 (601)를 포함할 수도 있다. 외부 디바이스는 카메라 (60)를 해석, 회전 또는 지향하는데 사용되는 모터 또는 작동기를 포함할 수도 있다. 광학 제어 신호 (601) 및 외부 제어 신호 (618)는 원격 제어 시스템에 의해 미리 규정된 명령에 응답하여 생성될 수도 있다. 예를 들어, 원격 사용자는 조이스틱을 조정하여 카메라 (604)에 의해 "수평면에서 시계방향으로 90도 카메라를 회전하라" 는 의미로 해석되는 코딩된 일련의 명령을 생성하며, 프로세서 (604)는 카메라 (60)에 대해 수직으로 설치된 스탭핑 모터에 일련의 펄스를 전송함으로써 반응하며, 일련의 펄스는 카메라는 카메라의 수직축에 대해 원하는 회전을 유발할 수도 있다. 유사한 명령이 광학 (600)의 초점, 줌, 및 홍채를 조절할 수도 있다.
또 다른 예에서, 명령 및 데이터가 프로세서 (604) 및/또는 센서 (602)의 기능을 제어하는데 사용될 수 있는 업스트림 제어 정보에 제공될 수도 있다. 명령 및 데이터는 업스트림 비디오 신호들 중 하나 이상에서의 인코딩을 위해 카메라 (60)의 시야 내의 영역을 선택하는데 사용될 수 있다. 특정 실시예에서, 명령 및 데이터는 인코딩될 시야의 부분을 지정하기 위해 원격으로 조정될 수 있는 하나 이상의 가상 카메라를 제공하여, 이에 의해 이 부분은 카메라 (60)의 광학에 의해 결정된 실제 시야 내에서 동작하는 가상 팬, 줌 및 기울기에 의해 선택된다. 특정 실시예에서, 프로세서 (604)는 카메라의 물리적 이동을 부가적으로 유발하여, 이에 의해 팬, 기울기, 및 줌 기능의 범위를 연장한다.
적어도 몇몇 실시예에서, CVBS 및 디지털 신호는 각각 이미지 센서 (602)에 의해 캡처된 이미지의 부분을 전달할 수도 있다. 이미지의 부분은 중첩되거나 렌즈 (600)에 의해 제공된 시야 내의 상이한 영역으로부터일 수도 있다. 또한, 특정 실시예에서, 추가적인 카메라 (60) 및/또는 추가적인 이미지 센서 (602)는 이용가능한 시야를 확장하는데 사용될 수도 있다. 예를 들어, 복수의 카메라를 구성하여 영역의 파노라마 (360°) 시야를 획득하는 것이 바람직할 수도 있다. 하나 이상의 프로세서 (604)는 시야 또는 시야의 부분을 나타내는 아날로그 및 디지털 신호를 제공할 수도 있다. 일 예에서, 완전한 파노라마 시야는 DVR 에 기록될 수도 있는 디지털 신호에 제공될 수도 있으며, CVBS 신호는 파노라마 내에 선택가능한 시야를 제공할 수도 있다. 선택가능한 시야는 줌, 팬, 및 다른 제어를 사용하여 제어될 수도 있다. 또 다른 예에서, CVBS 및 디지털 신호는 파노라마 시야의 공통되거나 상이한 부분을 제공할 수도 있으며, 이 부분은 원격 시청자에 의해 독립적으로 제어될 수도 있다.
도 7은 도 3에서 설명된 SLOC-R (35)와 유사하게, 보안 디지털 비디오 기록 시스템 (70)의 SLOC-R (700)의 사용의 예를 도시한다. 시스템 (70)은 SLOC-R (700), 주변 기기 (710, 712, 및 714)에 접속된 DVR 프로세서 (702), 아날로그 비디오 디코더 (704), 디지털 비디오 디코더 (708), 및 HD 디지털 디스플레이 프로세서 (706)을 포함한다. 전술한 바와 같이, SLOC-R (700)은 통상적으로 아날로그 표준 비디오 신호 및 HD 디지털 비디오 신호를 포함하는 Coax (72)로부터의 신호를 수신하여 디코딩한다. 또한, SLOC-R (700)은 Coax (72)를 통해 업스트림 오디오 및 제어 신호를 전송한다. 통상적으로 SLOC-R은 입력신호 (72)의 HD 디지털 비디오 신호로부터 아날로그 CVBS 신호를 분할하여, 프로세서 (702)에 디지털 비디오 신호를 제공하며, 도 6에 도시된 카메라 (60)로부터의 라이브 공급으로서 표준 모니터 (74)에 CVBS를 제공한다. SLOC-R (700)은 아날로그 비디오 디코더 (704)에 아날로그 기저대역 비디오 신호 (701)를 제공하며, 아날로그 비디오 디코더 (704)는 아날로그 기저대역 비디오 신호 (701)를 처리하여 디지털 표준 비디오 신호 (705)를 생성한다. 디스플레이 프로세서 (706)는 디지털 표준 신호 (705)와 저장된 HD 디지털 비디오의 재생으로부터 유도된 신호 (707) 사이에서 다중화 및/또는 선택한다. 디스플레이 프로세서는 선택된 신호를 HD 텔레비전 또는 모니터 (76)에 의해 디스플레이 가능한 포맷으로 제공한다.
DVR 프로세서 (702)는 디지털 HD 비디오 신호 (703)를 수신하고 옵션적으로 카메라 (60)에 의해 캡처된 비디오의 기록으로서 신호의 적어도 일부를 저장한다. 기록은 하드 디스크 드라이브 (714), 네트워크 저장부 (미도시), 또는 네트워크 인터페이스 (710) 및/또는 USB/파이어와이어 또는 다른 로컬 버스 (712)를 통해 접속된 다른 광학 전자기적 또는 반도체 저장부에 저장될 수도 있다. 기록된 비디오는 더 압축되어 저장 공간을 세이브한다. DVR 프로세서는 기록된 비디오를 회수하며 디지털 비디오 디코더 (708)를 사용하여 재신 신호 (707)를 제공한다.
도 8은 도 4에서 설명된 SLOC-R (440)와 유사하게, 네트워크된 보안 디바이스 (80)의 SLOC-R (800)의 사용의 예를 도시한다. 디바이스 (80)는 SLOC-R (800) 및 통상적으로 네트워크에 의해 IP 비디오 서버 (86)에 접속되는 네트워크 스위치 프로세서 (802)를 포함한다. 전술한 바와 같이, SLOC-R (800)은 통상적으로 아날로그 표준 비디오 신호 및 HD 디지털 비디오 신호를 포함하는 Coax (82)로부터의 신호를 수신하여 디코딩한다. SLOC-R (800)은 옵션적으로 Coax (82)를 통해 업스트림 오디오 및 제어 신호를 전송한다. 통상적으로 SLOC-R은 입력신호 (82)의 HD 디지털 비디오 신호로부터 아날로그 CVBS 신호를 분할하여, 프로세서 (802)에 디지털 비디오 신호를 제공하며, 도 6에 도시된 카메라 (60)로부터의 라이브 공급으로서 표준 모니터 (84)에 CVBS를 제공한다. 특정 실시예에서, SLOC-R (80)은 고화질 디스플레이 (85), 또한 도 6에 도시된 카메라 (60)로부터의 라이브 공급과 같은 디지털 디스플레이로의 사용을 위해 CVBS 신호 (801)를 디지털화하는 컴포넌트 (804, 806 등)를 포함한다. 그러나, 적당히 장착된 디스플레이 디바이스 또는 연산 디바이스가 CVBS 신호 (801)를 수신하여 신호의 디지털화를 수행할 수도 있다. 스위치 프로세서 (802)는 디지털 HD 비디오 신호 (803)를 수신하여 수신한 신호를 카메라 (60)에 의해 캡처된 비디오의 기록을 유지할 수 있는 네트워크 비디오 서버 (86)에 옵션적으로 전송한다. 디지털 HD 비디오 신호 (803)는 비디오 서버 (86)에 전송되지 이전에 더 압축될 수도 있다.
도 5 및 도 6을 참조하면, 본 발명의 특정 실시예는 원하는 바에 따라 선택되는 다운스트림 신호 (52) 및 기저대역 아날로그 신호 (50)의 콘텐츠를 허용한다. 일 예에서, 기저대역 신호 (50) 및 다운스트림 신호 (52)는 동일한 이미지를 포함하며, 전자는 아날로그 형태이며, 후자는 디지털적으로 인코딩된다. 디지털 이미지는 압축 및 비압축, 표준 및 고화질, 및 전체 프레임 또는 감소된 프레임 레이트로 옵션적이며 선택적으로 전송될 수 있다. 또 다른 예에서, 기저대역 신호 (50)는 이미지 센서 (602)에 의해 캡처된 전체 이미지 중 일부를 제공하며, 다운스트림 신호 (52)는 전체 이미지를 전달한다. 또 다른 예에서, 기저대역 신호 (50)는 이미지 센서에 의해 제공된 전체 이미지를 제공하며, 다운스트림은 전체 이미지 중 일부를 포함한다. 결과적으로, 고도로 구성될 수 있는 시스템은 디지털 카메라의 사용자가 비디오 이미지를 디스플레이, 기록, 및 전송에 대한 옵션의 넒은 범위로부터 선택하도록 허용한다.
기저대역 신호에 대한 아날로그 균등화기
본 발명의 특정 실시예는 케이블 길이가 증가함에 따라 더욱 많이 주파수가 감소됨을 유발하는 케이블에서의 상당한 주파수 하강의 영향을 개선하는 시스템 및 방법을 포함한다. 케이블에 의해 유발된 이 기울기는 기저대역 아날로그 신호 및 통과대역 디지털 비디오 신호를 열화시키고, 열화는 케이블 길이가 증가함에 따라 악화된다. 본 발명의 특정 실시예는 통상적으로 디지털 수신기에 디지털 통과대역 신호상의 기울기를 제거하는 균등화기를 제공하여 전송된 심볼의 신뢰할 수 있는 디코딩을 인에이블한다.
본 발명의 특정 실시예는, 전술한 시스템을 포함하여, 기저대역 비디오 신호가 기저대역 비디오 신호의 디지털 표현 및 제어 신호와 결합되는 시스템 및 장치의 성능을 개선하여, 이에 의해 동축 케이블 ("coax")과 같은 신호를 통한 전송을 인에이블한다. 도 3 및 도 4는 SLOC 시스템을 제공하는 실시예의 예를 도시하며, 도 5는 SLOC 시스템에 대한 하나의 가능한 변조 방식을 도시한다. 도 3의 예를 참조하면, HD 카메라 (30)는 압축된 디지털 HD 비디오 (332)를 포함하는 출력을 제공하며, 보조 카메라 출력 (330)은 아날로그 표준 ("SD") CVBS을 포함한다. 압축 비디오 신호 (332)는 기저대역 아날로그 CVBS 신호 (330)과 결합될 수 있는 변조된 신호를 제공하는 QAM 변조기를 포함하는 SLOC 카메라측 모뎀 (31)을 사용하여 통과대역 (52)으로 변조된다. 결합된 신호는 통상적으로 300m 이상 연장될 수 있는 거리에 대해 동축 케이블 (33)을 통해 전송된 다운스트림이다. 모니터 측에서, SLOC 모니터측 모뎀 (35)은 통과대역 다운스트림 비디오 신호 (332)의 신호 표현으로부터 기저대역 CVBS 신호를 나타내는 신호를 분리한다. CVBS의 신호 표현은 지연없는 라이브 보기를 위해 SD 디스플레이 (34)에 공급된다. 고 통과대역 다운스트림 신호는 모니터 (34)상의 라이브 (아마 약간 지연됨) HD 보기 및 나중의 보기를 위한 비실시간 HD 재생을 지원하는 호스트 프로세서 및 DVR (32)에 출력이 공급되는 QAM 복조기로 복조된다.
예를 들어, 업스트림 통신은, 예를 들어, IP 프로토콜에 따라 제공된다. 업스트림 통신은 모니터측으로부터 카메라 (30)로 오디오 및 카메라 제어 신호 (334)를 전송하는데 부가적으로 사용될 수도 있다. 통상적으로 업스트림 신호에 대한 비트 레이트 및 그 결과 요구된 대역폭은 다운스트림 통과대역 신호에 대해 요구되는 비트 레이트 및 그 결과 요구된 대역폭보다 상당히 낮다. 모니터측 SLOC 모뎀 (35)은 IP 신호를 업스트림 통과대역 (54)으로 변조하는 QAM 변조기를 포함한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 업스트림 통과대역 (54) 및 다운스트림 통과대역 (52)은 상이한 스펙트럼 위치에 위치한다. 카메라측에서, SLOC 모뎀 (31)은 업스트림 신호를 수신하는 QAM 복조기를 포함한다. 이 접근은 종래의 시스템 및 방법보다 아래와 같은 몇몇 이점을 제공한다.
(1) 증가된 동작 범위 - 증가된 거리.
(2) 현존하는 인프라구조를 사용하며 동축케이블을 재사용하여 사용될 수 있는 시스템.
(3) 저-지연, 실시간 (라이브) 비디오의 사용가능성
(4) 라이브 CVBS 및 HD 비디오가 개별적인 위치에서 보일 수 있음.
도 21은 도 4의 SLOC 카메라측 모뎀 (49)의 부가적인 세부사항을 도시하는 간략도이다. HD 카메라 (2100)로의 IP 접속은 미디어 독립적인 인터페이스 ("MII") 모듈 (210)을 통해 QAM 변조기 (212) 및 QAM 복조기 (214)에 인터페이스된다. 일 예에서, MII (210)은 IEEE 802.3 표준에 부합한다. QAM 변조기 (212)는 기저대역 IP 데이터 스트림 (2100)을 통과대역 QAM 심볼 (2120)로 변환하는 공지된 이론을 사용하여 동작한다. 이들 심볼은 기저대역 CVBS 신호 (2160)와 합산되어 다이플렉서 (218)로 공급된다. 다이플렉서 (218)는 coax 에 결합된 기저대역 및 저 통과대역 다운스트림 신호 (2162)를 전달하며 coax로부터 고 통과대역 업스트림 신호 (2140)를 수신하여 이를 QAM 복조기 (214)에 공급하는 이원 (2-way) 아날로그 디바일 수 있다. 통상적으로 QAM 복조기 (214)는 모니터측으로부터 수신된 고 통과대역 업스트림 신호 (2140)를 복조하여 MII 인터페이스 (210)에 기저대역 데이터를 출력하는 공지된 이론을 사용하여 동작한다.
도 22는 도 4의 SLOC 모니터측 모뎀 (45)의 부가적인 세부사항을 나타내는 간략도이다. 다이플렉서 (220)는 동축 케이블로부터 다운스트림 결합된 기저대역 CVBS 및 저 통과대역 IP 신호 (2200)를 수신하여, 신호 (2200)를 로우 패스 (LP) 및 하이 패스 (HP) 필터링에 의해 컴포넌트 요소 (2201-2203)로 나눈다. CVBS 신호 (2201)는 표준 모니터 또는 디스플레이 디바이스로 직접 전송될 수도 있다. 저 통과대역 신호 (2202)는 MII 인터페이스 모듈 (226)에 공급하는 QAM 복조기 (222)에 공급될 수 있다. 또한 다이플렉서는 QAM 변조기 (224)로부터 고 통과대역 신호 (2203)를 수신할 수 있으며, 이 업스트림 신호를 동축 케이블에 전달할 수도 있다. 통상적으로 QAM 변조기 (222)는 IP 프로토콜을 지원하는 호스트/DVR 에 연결될 수 있는 MII 인터페이스 (226)로부터 입력을 얻는다.
통상적으로 동축 케이블은 케이블 길이가 증가함에 따라 더욱 많은 고 주파수 감쇄를 유발하는 상당한 고 주파수 롤 오프 (roll off) 특성을 나타낸다. 이러한 "기울기 (tilt)"는 통과 대역 신호의 대역 내에서 중요할 수 있으며, 기울기는 상당한 내부 심볼 간섭 ("ISI")을 유발할 수 있다. 디지털 균등화가 QAM 복조기 (222)가 전송된 데이터를 정확히 복구하게 하는데 필요할 수도 있다.
기저대역에서
통과대역으로의
모듈
도 23은 카메라측 기저대역에서 통과대역으로의 QAM 변조기 (212) (도 21)를 더욱 상세히 도시한다. 예를 들어, 연관된 리스-솔로몬 코딩 (concatenated Reed-Solomon coding), 바이트 인터리빙, 및/또는 격자 코딩을 사용하여, MII (210)으로부터 수신된 데이터 스트림에 에어 방지 데이터를 부가하는 FEC 인코더/정합기에 의해 MII (210)으로부터 데이터가 수신된다. 정합기/인코더 (2300)는 데이터를 스트림 (2300 및 2302)으로 역다중화하며, 각각의 스트림에 대한 주어진 비트 그룹 사이즈는 실수 및 허수 방향에서 각각 QAM 심볼 진폭 레벨을 나타낸다. 고립 전송된 QAM 펄스는,
에 의해 주어지며,
여기서 dR ,m 및 dI ,m 은 2개의 독립적인 메시지 스트림에 의해 결정되며, 각각 복소 QAM 심볼의 실수부 및 허수부를 나타내고, m=1...M 은 기수 (cardinality) 2차원 QAM 성좌도를 인덱스하며, 여기서 M은 변조 반송파 주파수이며, q(t)는 루트 레이즈드 코사인 펄스 함수 (root raised cosine pulse function)이다.
연속적인 일련의 전송된 QAM 펄스 s(t)는 Fs=1/TS 의 레이트로 잡음 다중경로 채널을 통해 전달된다. 그 결과, QAM 수신기로의 입력에서의 수신 신호는 
에 의해 주어지며, 여기서 *는 컨벌루션 (convolution)을 나타내며, c(t)는 채널 임펄스 응답이고, υ(t)는 부가적인 화이트 가우시안 잡음이다. 그 결과,
이며, 여기서, d[n]은 복소 전송된 심볼이고, f0 및 θ0 은 각각 fL0=fc-f0 가 되도록, 전송기에 관하여 수신기 통과대역에서 기저대역으로의 복조기 로컬 발진기 의 주파수 및 위상 오프셋이다.
통과대역에서
기저대역으로의 복조기
도 24a는 모니터측 통고대역에서 기저대역으로의 QAM 복조기 (222) (도 22)를 더욱 상세히 도시한다. 신호 r(t)는 동축 케이블로부터 수신될 수도 있으며, 예를 들어, 심볼 레이트보다 높은 레이트로 샘플링되어 (240 참조) 샘플링된 신호 r(nTsamp)를 유발한다. 아래의 샐플링 이후:
그 후, 다운변환, 심볼 레이트 1/Ts 에서의 리샘플링, 및 정합된 필터링 이후,
를 획득한다. 여기서 
는 샘플링된 복소 필터링된 잡음이며, 완전한 심볼 레이트 샘플 타이밍과 결합된, 펄스 형상화 및 정합된 필터링 q 로 인해, 
는 채널 임펄스 응답 c 만으로 인한 것임을 가정한다.
균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프
도 24a의 디지털 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프가 도 25를 참조하여 더욱 상세히 설명된다. 신호 x[k]는 채널 임펄스 응답 c에 의해 유발된 기울기를 보상하는데 사용되는 선형 디지털 필터를 포함할 수 있는 어댑티브 디지털 균등화기 (250)에 인가된다. 탭 가중 조정치가 LMS 알고리즘을 포함하는 하나 이상의 공지된 방법을 사용하여 획득될 수 있다. 균등화기는 자신의 출력 y[k]를 2차원 ("2-D") 슬라이서 결정 
의 위상 회전 버전과 비교하여, 필터 탭 가중치의 업데이트된 세트를 계산하는데 사용되는 에러 신호를 생성한다. LMS 알고리즘은 아래아 같이 동작할 수도 있다.
x[k]는 N 개의 긴 균등화기 입력 벡터를 나타내며,
y[k]는 균등화기 출력 벡터 gH[k]x[k]를 나타낸다.
여기서, gH[k]는 N개의 긴 균등화기 탭 가중 벡터이며, 위첨자 H는 켤레 전치 (conjugate transposition) (헤르미이트)
여기서, μ은 작은 단계 사이즈의 파라미터이며, 위첨자 *는 켤레 복소수를 나타낸다.
통과대역 케이블 기울기의 영향을 제거하기 위해, 변환 이후, LMS 균등화기 탭은 채널 임펄스 응답 c의 역에 근접한다.
2-D 슬라이서 (252)는 원래 전송된 d[k]의 추정치인 출력 
및 z[k]의 실수부 및 허수부를 독립적으로 나눈다. 위상 에러 검출 모듈 (258)은 z[k] 및 
을 수시ㄴ하여 위상 에러 신호 
를 형성한다. 로우 패스 ("LP")필터 (256)은 루프가 위상 및 주파수 오프셋 모두를 정정하게 하는 적분 비례 필터일 수 있다. 로우 패스 필터 (256)의 출력은 θ0 및 f0 모두를 정정하는 복소 위상/주파수 정정 요소 
를 출력하는 복소 이산 전압 제어된 발진기 ("VCO") (254)에 공급된다. 또한, VCO (254)은 슬라이스 출력 
을 "비보정"하는 출력 
을 제공하여, 균등화기 탭 업데이트를 위한 에러 신호를 도출하는데 사용될 수 있다. 이는 통상적으로 균등화기가 x[k] 상에서 동작하기 때문에 요구된다. 또한, 도 24a를 참조하면, 균등화기 출력 z[k]은 검출된 실수 및 허수 레벨을 비트 그룹으로 변환하는 심볼 역정합기에 공급된다. 그 후, 디코더는 비터비 (Viterbi) 디코딩, 바이트 역인터리빙, 및/또는 리드-솔로몬 디코딩을 실행하여, 수신된 비트 에러를 정정하며 결과적인 데이터를 MII 인터페이스에 전달한다.
케이블 길이의 영향
수신된 비디오 신호는 주파수의 함수가 케이블의 특정 특성에 기여함에 따라 감쇄를 경험할 수 있다. 이 논의 목적을 위해, 동축 케이블의 예가 설명된다. 기울기로 지칭되는 감쇄의 엄정함은 통상적으로 케이블 유형 및 길이에 의존한다. 도 26a 및 도 26b는 다양한 길이의 케이블 유형 RG6 및 RG59에대한 주파수 함수로서의 감쇄를 도시한다. 기울기는 다중경로 왜곡과 균등하며, 부가 경로 및 주요 경로는 극히 작은 지연 스프레드 (spread)를 가진다. 기울기가 증가함에 따라, 적지않은 다중경로 컴포넌트의 수, 및 이들 각각의 이득 또한 증가한다. 다중경로 왜곡은 수신된 신호에서의 
를 유발하며, 그 결과, 전송 신뢰도를 상당히 악화시킬 수 있다. 디지털 신호에서, 균등화기는 이러한 장애를 제거하기 위해 수신기에서 사용될 수 있다. 도 27a 및 도 27b는 균등화기 입력의 전력 스펙트럼 밀도 (PSD) 및 수렴된 균등화기 탭의 응답을 각각 도시한다. 특히, 도 27a는 15.98MHz (통과대역 및 상대적인 기적대역 주파수 모두 도시)의 반송파 주파수로, RG-6 케이블의 2000ft를 통한 전송 이후 균등화기 입력의 PSD 를 도시하며, 도 27b는 수렴된 디지털 균등화기 탭의 진폭 응답을 도시한다.
본 발명의 특정 실시예는 케이블에 의해 소개된 기울기를 언두 (undo) 할 수 있는 디지털 균등화기를 포함할 수 있어 통과대역 신호에서의 
를 제거할 수 있으며, 전송된 데이터의 신뢰할 수 있는 디코딩을 가능케 한다. 케이블의 길이가 증가함에 따라, 모니터측에서 디지털 통과대역 신호는 디지털 균등화기, 또는 연관된 리스-솔로몬 코딩 및 격자 코딩과 같은 디지털 데이터에 대한 공지된 포워드 에러 방지 방법을 사용하여 신뢰성 있게 수신될 수 있다. 그러나, 케이블 기울기는 기저대역 아날로그 CVBS 신호의 고 주파수에 불리한 영향을 미쳐, 모니터측에서 보이는 컬러의 선명함 및 휘도를 감소시킨다. 따라서, 특정 실시예는 기저대역에서의 케이블 기울기를 보상하기 위해 모니터측에서의 CVBS 신호에 인가될 수 있는, 아날로그 균등화기와 같은 적용가능한 필터를 제공한다. 특정 실시예는 기저대역에서의 기울기 총량을 측정하기 위해 통과대역 디지털 균등화기를 사용하여, 수신된 CVBS 신호에 적용될 기저대역 아날로그 필터들 중 적당한 하나의 세트를 선택한다.
통과대역
기울기의 효율적인 측정
신호 대역에서 기울기를 측정함에 있어서, 입력 신호의 PSD 에서의 기울기가 dB 로 수량화되는 경우 대략 선형이 될 부분에서 주파수 대역이 선택될 수 있다. 따라서, 그 결과, 통과대역 입력 신호의 13.31MHz 및 18.65MHz에 대응하는 기저대역 디지털 균등화기 입력의 -2.67MHz 내지 2.67MHz의 주파수는 적당한 범위를 제공한다. 도 26a에 도시된 바와 같이, 13.31MHz 및 18.65MHz의 기울기는 RG-6의 2000피트 (feet)에 대해 대략 3.7dB 이다. 수렴된 디지털 균등화기 필터 탭으로부터 dB 의 기울기를 측정하기 위해, 다음의 계산이 수행될 수 있다.
G[k]는 시간 도메인 수렴된 균등화기 필터 탭의 DFT이며, k1 및 k2 는 DFT의 특정 주파수 빈 (bin)에 대응한다. 도 25의 디지털 균등화기는 시간 도메인 컨벌루션으로 수행될 수도 있기 때문에, 통상적으로 FFT (또는 양 포인트에 N 개의 복소수를 곱하거나 더하는 것도 가능함)는 주어진 k1 및 k2에 대한 기울기를 측정할 목적으로 요구된다. 즉,
여기서, 
이며, n=0, 1...N-1은 N 개의 시간 도메인 군등화기 탭이다 (시간 인덱스에 대한 의존성은 생략됨). 1/N 스칼라는 이 계산에서 불필요하다. 유사한 계산이 G(k2)에 대해 수행될 수도 있다. 그러나, 계산은 주파수 빈을 주의깊게 선택함으로써 상당히 감소될 수 있다. 2.67MHz의 주파수에 대응하여 K1=N/4 로 함으로써, 수학식 (2)의 복소 지수는 상당히 간단화된다.
필터 주파수 응답의 실수 및 허수부는 합산을 이용하여 계산될 수 있다.
최종적으로, 이 주파수 빈에서의 전력은:
k1=N/4 로 허용함으로써, 전력 계산은 상당히 간단화된다. 유사하게, -2.67MHz의 주파수에 대응하여, K1=3N/4로 함으로서, 복소 지수는 다시 상당히 간단화될 것이다.
실수부 및 허수부는:
와 같으며, 전력 
는 상기와 같이 계산된다. 도 2b에서, 수렴된 필터 탭의 (dB 의) 진폭 응답의 상승 기울기는 탭 잡음 및 64-QAM 신호 대한 보통의 SNR까지 선형이다. 또한, 이러한 방법에서 계산시, 
이며, 이는 이 3.7dB의 대역에 걸처 실제 기울기에 상당히 근접한다.
기저대역
CVBS
기울기 보정을 위한
통과대역
기울기 추정치의 이용
디지털 비디오 신호에 대한 통과대역 기울기를 추정한 이후, 적당한 기저대역 아날로그 필터가 M 개의 상이한 필터들 중 하나로부터 선택될 수도 있다. 디지털 비디오 신호 대역의 추정된 통과대역 기울기는 기저대역 CVBS 신호의 기울기의 강도 (severity)를 나타낼 것이며, 강도는 아날로그 필터로 대략 보정될 수 있다. 도 28a에서, 13.31MHz 및 18.65MHz의 디지털 비디오 신호 대역의 기울기는 RG-6, RG-11, RG-59, 및 RG-174 및 이들 케이블과 유사한 길이에 대해 도시된다. 도 28a는 RG-6, RG-11, RG-59, 및 RG-174 케이블 유형에 대한 통과대역 디지털 비디오 신호에서의 기울기 대 3.58MHz에서의 손실을 도시한다. 도 28b는 6MHz에서의 손실을 도시한다. 3.58MHz 및 6MHz에서의 손실은 주어진 기울기에 대해 4개의 케이블 유형에 대해 대략 동일하다. 도 29a는 RG-6, RG-11, RG-59, 및 RG-174 케이블 유형에 대한 통과대역 디지털 비디오 신호에서의 기울기 대 3.58MHz에서의 손실을 도시한다. 도 29b는 6MHz에서의 손실을 도시한다. 3.58MHz 및 6MHz에서의 손실은 주어진 기울기에 대해 4개의 케이블 유형에 대해 대략 동일함이 관측될 것이다.
추정된 통과대역 기울기가 케이블의 주파수 응답에 관한 유일한 이용가능한 정보이기 때문에, 이상적인 시나리오는, 기저대역 (CVBS 신호 대역)에서의 케이블의 주파수 응답이 케이블 유형 또는 길이에 관계없이 공지된 방법으로 통과대역 디지털 신호의 기울기에 관련된다는 것이다. 도 28b, 29a, 및 29b는 DC, 3.58MHz, 및 6MHz에서의 주파수 응답의 이러한 상황을 확인한다. 예를 들어, 통과대역 디지털 비디오 신호의 1.5dB 의 기울기에서, DC에서의 손실, 컬러 반송파 (3.58MHz)에서의 손실, 및 6MHz에서의 손실은 모든 4 개의 케이블에 대해 각각 대략 0.68dB, 4.1dB, 및 5.3dB이다. 그 결과, 통과대역 기울기의 1.5dB가 RG-174의 275ft., RG-59의 750ft., RG-9의 825ft., 또는 RG-11의 1825ft.로부터 유발되는지 여부에 관계없이, 동일한 아날로그 필터가 CVBS 신호의 기저대역 기울기를 언두할 수도 있다.
M 개의 필터 세트로부터 적당한 아날로그 필터를 선택하는데 사용된 알고리즘의 일 예는 아래와 같다.
α0=1이고, αn의 다른 값은 1보다 작으며, 비트-이동된 부가 (bit-shifted addition)는 Rn을 계산하는데 충분하도록 선택된다. 따라서, 도 24a의 모니터측 QAM 복조기는 통상적으로 수정되어, 통과대역 QAM 복조기의 디지털 균등화기는 M개의 아날로그 CVBS 필터 응답 중 하나를 선택하는 신호를 제공한다. 도 24b는 전술한 알고리즘에 따라 동작하는 디지털 균등화기로부터의 아날로그 필터 선택 출력을 갖는 모니터측 QAM 복조기의 수정된 부분을 도시한다. 도 30은 CVBS 아날로그 균등화기 (302)에 필터 선택 신호 (305)를 제공하는 QAM 복조기 (304) 내의 디지털 균등화기를 갖는 전체 모니터측 모뎀을 도시한다.
기저대역 CVBS 신호를 균등화하는데 적합한 아날로그 활성 필터의 예가 도 31에 도시된다. 이 예에서, M=3이여서, 4개의 가능한 필터링 선택이 존재한다. 바람직한 필터 응답은 스위치 모듈 (310)에 접속된 각각의 RC 쌍에 차례로 접지하는 스위치 모듈 (310)의 M+1 개의 스위치 중 하나를 닫음으로써 선택된다. 가능한 필터 응답은 도 32에 도시된다.
당업자는 본 발명이 다른 통과대역 변조를 사용하는 디지털 통신 시스템 및 포워드 에러 정정 방법에 적용됨을 이해할 것이다. 또한, 당업자는 통과대역 디지털 균등화기 탭 가중 벡터 g[n]의 FFT의 2개 이상의 포인트가 CVBS 신호에 대한 아날로그 필터를 선택하는데 사용될 수도 있으며, G1[k] 및 G2[k]의 값이 균등화 처리의 일부로서 이미 계산된 주파수 도메인 균등화기를 포함하여 통과대역 신호에 대한 다른 유형의 디지털 균등화기 설계가 사용될 수 있음을 인식할 것이다. 또한, RLS 와 같이, LMS 이외의 공지된 균등화기 탭 가중 계상 방법이 사용될 수도 있다.
특정 실시예에서, 선택가능한 응답을 갖는 CVBS 아날로그 필터는 전술한 형태 이외의 형태를 취할 수도 있다. 또한, CVBS 신호에 대한 균등화기는 CVBS가 균등화 이전에 샘플링 및 디지털화되는 디지털 필터의 형태를 취할 수도 있다. 이 경우, 디지털 필터의 탭 가중치는 M 개의 아날로그 필터 응답 중 하나를 선택하기 위해 설명된 동일한 알고리즘에 따라 소정의 M개의 가중 벡터 세트로부터 선택된다.
디지털 통신 시스템에서의
프레임화
통상적으로 디지털 데이터는 몇몇 종류의 프레임 구조를 가져서, 데이터는 균일한 크기의 비트 또는 바이트 그룹으로 조직화된다. 블록 기반 포워드 에러 정정 (FEC)을 사용하는 시스템은 에러 정정 코드 워드 사이즈 주변에서 조직화된 프레임을 가진다. 또한, 시스템이 임펄스 잡음과 싸우는 인터리빙을 사용하는 경우, 프레임 구조는 마음속의 인터리버 파라미터로 배열될 것이다. 시스템이 플랫 (flat) 스펙트럼을 획득하기 위해 데이터 랜덤화를 사용하는 경우, 사용된 의사-랜덤 시퀀스 (pseudo-random sequence)가 각각의 프레임의 시작에서 재시작하는 프레임 구조에 동기화될 수도 있다.
RF 디지털 통신 시스템에 대해, 통상적으로 수신기는 우선 반송파 및 심볼 플럭 동기화 및 균등화를 획득해야 한다. 그 후, 수신기는 전성된 데이터를 복구할 수 있다. 그러나 인가되는 데이터 스트림을 이해하기 위해서는, 수신기는 프레임 구조에 동기화하여야 한다. 즉, 수신기는 에러 정정 코드 워드가 어디서 시작하고 종료하는지 알아야 한다. 또한, 전송기의 인터리버 동작에 정합하기 위해 역인터리버와 같은 수신기 모듈을 동기화하여, 결과적인 역인터리빙된 비트 또는 바이트가 정확히 순서화되어야 하며, 역랜덤화기는 스펙트럼을 평탄화하기 위해 송신기에서 사용된 의사-랜덤 시퀀스의 시작 포인트에 정합한다.
종래의 시스템은 종종 프레임의 시작과 종료에 고정된 길이의 공지된 패턴의 심볼을 첨부함으로써 수신기 프레임 동기화를 제공한다. 이 동일한 패턴은 매 프레임마다 반복되며, 선호할만한 자동-상관 특성을 갖는 2-레벨 (즉, 이진) 의사-랜덤 시퀀스로 구성된다. 이는 시퀀스의 자동-상관이 0 오프셋에서 큰 값을 산출하는 동안, 오프셋이 0이 아닌 경우, 상관값 (사이드 로브 (side-lobe))는 상당히 작음을 의미한다. 또한, 랜덤 심볼을 갖는 이 프레임 동기 시퀀스에 대한 상관은 작은 값을 산출할 것이다. 따라서, 수신기가 저장된 프레임 동기 패턴 버전으로, 인가되는 심볼들의 상관을 실행하는 경우, 각각의 프레임의 정확한 시작에서만 큰 값으르 산출할 것이다. 그 후, 수신기는 각각의 프레임의 시작 포인트를 용이하게 결정할 수 있다.
프레임 구조의 예
도 9를 참조시, 1996년에 채택된 ATSC 디지털 텔레비전 (DTV) 지상 전송 표준은 데이터가 프레임으로 전송되는 시스템을 제공한다. 프레임 (90)은 313 개의 세그멘트를 포함하고, 각각의 세그멘트는 832개의 심볼을 포함하여, 프레임당 총 260,416개의 심볼이 포함된다. 각 세그멘트의 최초 4개의 심볼은 시퀀스 [+5, -5, -5, +5]를 포함하는 세그멘트 동기 심볼 (92)이다. 각각의 프레임의 최초 세그멘트는 312개의 데이터 세그멘트 (96, 98)를 갖는 프레임 동기 세그멘트 (94)이다. 도 10을 참조하면, 프레임 동기 세그멘트 (94)는 세그멘트 동기 (100), 511개의 심볼 의사-랜덤 잡음 (PN511) 시퀀스 (101), 63개의 심볼 의사-랜덤 잡음 (PN63) 시퀀스 (102), 제 2 PN63 시퀀스 (203), 및 제 3 PN63 시퀀스 (104)를 가진다. 이는 모드가 8개의 VSB 임을 나타내는 24개의 모드 심볼 (105)에 의해 후속된다. 프리-코드 (Pre-code) 심볼 (107) 및 예약 심볼 (106)은 프레임 동기 세그멘트 (94)를 완성한다. 세그멘트 동기 (100) 및 PN511 (101) 심볼은 수신기에 공지되어 있으며, 상관 방법을 통해 프레임 동기화를 획득하는데 사용될 수도 있다. 전술한 모든 심볼은 세트 {+5, -5}로부터 온다. 이 세그멘트의 최종 12개의 심볼 세트 {-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7}로부터이며, 선행하는 데이터 필드의 최종 12개의 심볼의 복사본이다. 이들은 프리코드 (precode) 심볼 (본 명세서에서는 논의하지 않음)로 지칭된다.
또한, 도 11을 참조하면, 데이터 세그멘트로 지칭되는, 필드의 후속하는 312개의 세그멘트 각각에 대해, 4개의 세그멘트 동기 심볼 (30)에 후속하는 828개의 심볼 (32)은 한번에 2개의 비트를 취하여 이들을 3개의 비트로 격자 인코딩 (trellis encoding)한 후, 3개의 비트의 각각의 유닛을 세트 {-7 -5 -3 -1 +1 +3 +5 +7}로부터의 8 개의 레벨 심볼에 정합함으로써, 단일의 207 바이트 (1656 비트) 리드-솔로몬 (RS) 코드-워드로부터 생성된다.
디지털 통신 시스템에서 프레임화의 또 다른 예는 ISDB-T 시스템에서 나타난다. 단일-반송파 ATSC 시스템과는 달리, ISDB-T 는 직교 부호화 주파수 분할 다중 방식 {COFDM; coded orthogonal frequency division multiplexing}을 사용하는 다중-반송파 시스템이다. 예를 들어, ISDB-T에 대한 모드 1은 1,404개의 반송파를 사용한다. 프레임은 204개의 COFDM 심볼로 구성되며, 각각의 COFDM 심볼은 각각의 반송파에 대해 하나인, 1,404개의 독립적인 QAM 심볼의 조합으로 생각될 수 있다. 그 결과, 프레임은 204×1040=286,416 개의 QAM 심볼로 구성된다. 이 중에서, 254,592개는 데이터이며, 31,824개는 파일롯 정보 (프레임 동기화에 사용될 수 있음) 및 공지된 패턴으로 프레임을 통해 분산되는 모드 정보를 포함한다.
이러한 프레임 구성의 간략화된 보기가 도 12에 도시된다. 파일롯 및 모드 정보가 공지된 패턴으로 프레임에 대해 분산됨을 알 수 있다. 이 시스템은 3개의 상이한 QAM 성좌도 -QPSK, 16 QAM, 및 64 QAM 을 사용하는 모드를 가진다. 또한, 이 시스템은 단일의 천공 모 코드 {punctured mother code} 에 기반하여 5개의 상이한 격자 코딩 레이트 {1/2, 2/3, 3/4, 5/6, 7/8}를 지원한다. 이 공지된 기술은 용이하게 조정되어 특정 코드 중 5개 모두를 디코딩할 수 있는 수신기에서 단일의 비터비 (Viterbi) 디코더를 구축하는데 상당히 경제적이다.
전송기에서의 격자 코딩 이전에, 데이터는 204 바이트 (1,632 개의 비트) 긴 RS 블록으로 형성된다. 프레임 당 COFDM 심볼의 수는 언제나 일정하며, 프레임 당 RS 블록의 수는 선택된 모드에 따라 변경되지만, 가장 중요한 것은 그 수는 언제나 정수라는 것이다. 이는 프레임 동기가 확립되었으며 격자 코드 레이트가 공지된 경우, 수신기에서 RS 블록 동기화를 용이하게 한다. 이것이 사실이 되도록, 격자 코딩 이전의 프레임당 데이터 비트의 수는 모든 모드에 대해 1.632개로 고르게 분배되어야 한다.
표 1은 모든 모드 (QAM 성좌도 및 격자 코드 레이트의 조합) 에 대해 프레임 당 데이터 비트의 수를 나타낸다. 모든 경우에, 프레임 당 데이터 비트의 수는 1632개로 고르게 분배된다 (데이터 비트는 격자 코딩 이전의 비트를 의미함).
| 모드 | 데이터 비트/프레임 (격자 코딩 이전) | 격자 코딩 이후 비트/프레임 | ||||
| 1/2 | 2/3 | 3/4 | 5/6 | 7/8 | ||
| QPSK | 254592 | 336456 | 381888 | 424320 | 445536 | 509184 |
| 16 QAM | 509184 | 678912 | 763776 | 848640 | 891372 | 1318368 |
| 64 QAM | 763776 | 1318368 | 1145664 | 1272960 | 1336608 | 1527552 |
본 발명의 특정 실시예는 디지털 통신 시스템에서 사용된 변조 시스템에 대한 프레임 구조를 제공한다. 특히, 전술한 것들을 포함하여, 보안 시스템에서 사요될 수 있는 신호 시스템 및 방법이 제공된다. 컨벌루션 바이트 인터리버는 데이터의 프레임을 인터리빙하고, 인터리버는 프레임 구조로 동기화되며, 랜덤화기는 인터리빙된 데이터 프레임으로부터 랜덤화된 데이터 프레임을 생성하도록 구성된다. 일 예에서, 천공된 격자 코드 변조기는 랜덤화된 데이터 프레임으로부터 격자 코딩된 데이터 프레임을 생성하는 선택가능한 코드 레이트에서 동작된다. QAM 정합기는 격자 코딩된 데이터 프레임의 비트 그룹을 변조 심볼에 정합시켜 이에 의해 정합된 프레임을 제공하며, 동기화기는 정합된 프레임에 동기화 패킷을 부가한다. 천공된 격자 코드 변조기는 다양한 백색 잡음 조건 하에서 최적화된 네트 비트 레이트를 획득하기 위해 원하는 데로 바이패스 (bypass)될 수 있어, 이에 의해 시스템의 성능 최적화를 허가한다.
특정 실시예에서, 신규 프레임 구조가 단일의 반송파 통신 시스템에 제공된다. 0의 오프셋에서 프레임의 시작과 종단에서의 고정된 길이의 심볼의 공지된 패턴의 자동-상관은 큰 값을 산출하며, 오프셋이 0이 아닌 경우, 상관값 (사이드-로브 (side-lobe))는 상당히 작다. 그러나, 랜덤 심볼을 갖는 이 프레임 동기 시퀀스에 대한 상관은 작은 값을 산출한다. 따라서, 수신기가 각각의 프레임의 시작 포인트를 결정하게 하는 각각의 프레임의 정확한 시작에서 큰 값을 획득하기 위해, 수신기는 프레임 동기 패턴의 저장된 버전으로 인가되는 심볼의 상관을 수행할 수도 있다. 통신 시스템은 복수의 모드 중 임의의 모드에서 동작할 수 있으며, 심볼 성좌도, 격자 코드, 및 인터리브 패턴의 다양한 조합을 사용할 수도 있다. 수신기는 전송된 데이터를 성공적으로 복구하기 위해 모드를 인식하고 이해해야 한다. 이 목적을 위해, 부가적인 모드 심볼이 프레임 동기 패턴에 부가될 수 있다. 이들 모드 심볼은, 모드 심볼이 매 프레임마다 반복적으로 전송되기 때문에 상관 방법을 사용하여 신뢰성있게 수신될 수 있다. 블록 코드를 사용하여 모드 심볼을 인코딩함으로써 신뢰성 있는 수신이 더욱 견성해질 수 있다.
본 발명의 특정 양태에 따른 프레임 구조는 ISDB-T 에서 사용된 것들과 유사한 천공된 격자 코딩 및 QAM 성좌도 조합을 사용한다. 프레임당 심볼의 수는 모드에 의존하는 가변 정수일 수 있으며, 프레임당 RS 패킷의 수는 모드에 관계없는 일정한 정수이다. 이 구조는 프레임당 RS 패킷의 수가 언제나 고정되기 때문에, 역랜덤화기 및 역인터리버와 같은 블록을 처리하는 수신기의 설계를 간단화한다. ISDB-T 와 같은 종래 시스템에서, 프레임당 심볼의 수는 일정하며, 프레임당 RS 패킷의 수는 모드에 의존한 가변 정수이다. 프레임은 본 발명의 특정 양태에 따라 구축된 전송기 구조의 도 13에서 도시된 예를 참조하여 설명될 것이다.
RS 인코더 (1300)는 바이트 데이터 (1301) 및 315개의 리드-솔로몬 패킷 (1322)의 각각의 그룹의 시작을 나타내는 외부적으로 생성된 프레임 동기 신호를 획득한다. 도 14에 도시된 바와 같이, 각각의 패킷 (140)은 20개가 패리티 바이트 (142)인 207개의 바이트를 포함한다. 이들 315개의 리드-솔로몬 패킷은 65,205 바이트를 포함하는 포워드 에러 정정 ("FEC") 데이터 프레임 (1322)를 형성한다.
컨벌루션 바이트 인터리버 (1302)는 이하와 같다. 도 15는 전송된 신호에 영향을 미치는 임펄스 잡음과 싸우는 인터리버 (1302)의 동작 모드를 나타낸다. 경로 (156, 158)의 파라미터 B는 207로 설정되며, 경로 (152, 154, 156, 및 158)의 파라미터 M은 1로 설정된다. 프레임 동기 신호 (1303)는 입력 및 출력 정류자 (150 및 151)를 최상 위치 (1500)로 힘을 가하며, 그 결과 프레임 구조로 인터리빙을 동기화한다. 입력 및 출력 정류자 (150 및 151)는 바이트가 인터리버로 인가되고 상이한 바이트가 인터리버를 나오는 경우 하나의 위치 (1502)로 하강 이동한다. 정류자 (150 및 151)가 바닥 (1508)으로 도달하는 경우, 정류자 (150 및 151)는 다시 최상 (1500)으로 이동한다. B 평행 경로 (1506, 1508) 각각은 도 15에 도시된 길이를 갖는 이동 레지스터 (156 및 158)을 포함한다 (경로 (1506)는 (B-2)M의 길이를 가지며, 경로 (1508)는 (B-1)M의 길이를 가진다).
랜덤화기 (1306)는 매 프레임 동기 시간마다 PN (의사-랜덤 잡음)시퀀스 생성기를 재설정함에 의해 짧아지는 209-1길이의 PN 시퀀스를 갖는 FEC 데이터 프레임 (1324)의 65,205×8=521,640개의 비트 상에서 배타적 논리합 연산 (exclusive or operation)을 실행함으로써 FEC 데이터 프레임 (1324)의 65,205×8=521,640개의 비트상에서 동작함으로써 랜덤화된 FEC 데이터 프레임 (1328)을 생성한다.
선택가능한 코드 레이트 천공된 격자 코딩된 변조 ("PTCM; punctured trellis coded modulation) 모듈 (1308)의 예가 도 16에 상세히 도시된다. PTCM (1308)은 당업자에게 공지된 방법을 사용한다. 방법은 64 개의 상태 1/2 레이트 코더로 시작하며 천공을 시작하여 5개의 상이한 코드 레이트 중 임의의 하나를 획득한다. 또한, 특정 실시예에서, PTCM (1308)은 완전히 바이패스 (코드 레이트=1)될 수 있다. 이는 시스템에 대한 백색 잡음 성능과 네트 비트 레이트 사이의 선택가능한 트레이드 오프를 허용한다. 유사한 격자 코딩 기술이 ISDB-T 및 DVB-T 시스템에서 사용된다. PTCM은 입력 (1328)에 제공되는 매 비트 마다의 출력에서 2개의 비트 (1332)를 생성한다. 그러나, 출력 비트들 (1332) 중 일부는 선택된 코드 레이트 및 대응하는 천공 패턴에 따라 폐기된다. QAM 정합기 (1313)는 코더 출력 (1332)로부터 2, 4, 또는 6개의 그룹으로 비트들을 취하여, 각각 QPSK, 16 QAM, 또는 64 QAM 심볼로 정합시킨다. 이러한 정합의 예는 도 17에 제공된다.
모듈 (1312)은 각각의 FEC 데이터 프레임 (1334)의 시작에 프레임-동기/모드 심볼 패킷 (모든 심볼은 QPSK임)을 부가한다. 도 18을 참조하면, 이 패킷의 제 1 부분 (180)은 127개의 심볼을 포함하며, 심볼에 대한 실수부 및 허수부 모두에 대한 식별 이진 PN 시퀀스를 포함한다. 다른 PN 시퀀스 길이가 가능하며, 실수부 및 허수부는 반대 부호를 가질 수 있다. 이 패킷의 제 2 부분 (182)은 전송 모드 - 선택된 QAM 성좌도 및 선택된 격자 코드 레이트를 나타내는 데이터를 포함한다. 이 모드 데이터는 수신기에서의 부가된 신뢰성을 위해 블럭 에러 정정 코드를 사용하여 인코딩될 수 있다. 사용될 수 있는 방법들은 BCH 코딩 및 다른 블록 코드를 포함한다. 일 예에서, 바이패스를 포함하는 6개의 가능한 격자 코드 레이트가 가능하다. 또한, 18개의 모드를 도출하는 3개의 성좌도가 가능하다. 따라서, 5개의 비트가 가능한 모드 선택 각각을 나타내는데 필요하다. 5개의 비트는 연장된 BCH 코드를 사용하여 16 비트 코드 워드로 인코딩될 수 있다. 각각의 QPSK 심볼은 2개의 비트를 포함하므로, 8개의 모드 심볼이 요구될 수 있다.
도 19는 통과대역 변조 ("PB Mod")에 제공된 프레임 구조 (1336) (도 13 참조)를 도시한다. 페이로드 (190)는 315개의 RS 패킷 (521,640 개의 비트)을 포함한다. 315개의 RS 패킷이 정합되는 QAM 심볼의 수는 모드 선택에 따라 변경될 수 있다. 그 후, PB Mod 모듈 (1314)은 당업자에게 공지된 임의의 적합한 방법을 사용하여 통과대역으로 기저대역 QAM 심볼을 변조한다.
본 발명의 특정 양태에 따른 프레임 구조는 종래 프레임의 특정 결점 및 실패를 유리하게 극복한다. 특히, 프레임 구조는 모든 모드에 대해 ;
- 모드에 관계없이 프레임당 일정한 정수의 RS 패킷들, 및
- 프레임당 QAM 심볼의 수는 모든 모드에 대해 가변 정수임.
- 모든 모드에 대한 프레임당 천공 패턴 주기의 정수
를 제공한다. FEC 데이터 프레임은 I×207개의 데이터 바이트를 정확히 가져야 하기 때문에, 프레임당 정수의 QAM 심볼을 제공하는 것은 사소한 성과이며, 여기서 I는 프레임당 고정된 정수의 RS 패킷을 가지기 위해 선택된 정수이다. 따라서, 격자 코딩 이전에 프레임당 데이터 비트의 수는 정수이어야 할 뿐만 아니라, 모든 모드에 대해 207×8=1656에 이해 균등하게 분배되어야 한다. 또한, QAM 심볼당 격자 코더 출력 비트의 수는 각각 QPSK, 16 QAM, 및 64 QAM에 대해 2, 4, 및 6개의 비트이다 (격자 코드 바이패스에 대해 코드 레이트 =1을 도시한 표 2 참조). 또한, 격자 코딩은 비트를 부가한다. 격자 코딩 이전의 심볼당 데이터 비트의 수는 표 2에 도시되며, 여기서 각각의 엔트리는 아래와 같이 계산된다.
(최우측 열 엔트리- 코드 레이트)
| 성좌도 | 격자 코드 레이트 | |||||
| 1/2 | 2/3 | 3/4 | 5/6 | 7/8 | 1 | |
| QPSK | 1.00 | 4/3 | 1.50 | 5/3 | 1.75 | 2.00 |
| 16 QAM | 2.00 | 8/3 | 3.00 | 13/3 | 3.50 | 4.00 |
| 64 QAM | 3.00 | 4.00 | 4.50 | 5.00 | 5.25 | 6.00 |
심볼당 데이터 비트의 수는 단편적인 요구이며, 프레임 당 RS 패킷 사이즈 및 RS 패킷의 수는 정확히 선택된다. 프레임 당 315개의 패킷 및 207의 RS 패킷 사이즈로, 프레임당 진정수의 심볼이 획득된다. 표 3에 도시된 바와 같이, 각각의 엔트리는 아래와 같이 계산된다.
(프레임당 데이터 비트 수/심볼당 데이터 비트 수 = 521640/표2로부터의 엔트리)
| 성좌도 | 격자 코드 레이트 | |||||
| 1/2 | 2/3 | 3/4 | 5/6 | 7/8 | 1 | |
| QPSK | 521640 | 391230 | 347760 | 312984 | 298080 | 260820 |
| 16 QAM | 260820 | 195615 | 173880 | 156492 | 149040 | 130410 |
| 64 QAM | 173880 | 130410 | 115920 | 104328 | 99360 | 86940 |
이 프레임은 모든 모드에 대해 프레임당 진정수 (integral number)의 천공 패턴 (pp/프레임) 주기 존재하는 부가적인 이점을 제공한다. 천공된 격자 코딩된 데이터를 디코딩하기 위해, 수신기의 디코더는 어떻게 데이터로 천공 패턴이 정렬되는지를 알아야 한다. 모 코드 (mother code)의 출력에 인가된 비트 와이즈 (bit-wise) 천공 패턴은 도 16의 표의 두번째 열에 나타난다. 각각의 천공 패턴의 1들의 수는 천공 패턴 길이이다. 제안된 시스템에서, 천공 패턴은 언제나 FEC 데이터 프레임의 시작으로 라인업된다. 이는 수신기에서 프레임 동기의 사용을 허용하여, 비트 스트림으로 비터비 디코더에서 역-천공기를 적절히 정렬시킨다. 바람직한 정렬이 모든 모드에 대해 pp/프레임의 진정수를 도시하는 표 4에 나타난다. 심볼당 천공 패턴 ("pp/심볼") 엔트리는 아래와 같이 계산된다.
(pp/심볼당 격자 코더 출력의 #)
pp/프레임 엔트리는;
표3으로부터의 프레임당 심볼/(pp/심볼)
| 코드 레이트 |
pp 길이 |
QPSK (2개의 비트/심볼) |
16QAM (4개의 비트/심볼) |
||||
| pp/심볼 | pp/프레임 | pp/심볼 | pp/프레임 | pp/심볼 | pp/프레임 | ||
| 1/2 | 2 | 1 | 521640 | 2 | 521640 | 3 | 521640 |
| 2/3 | 3 | 2/3 | 260820 | 4/3 | 260820 | 2 | 260820 |
| 3/4 | 4 | 1/2 | 173880 | 1 | 173880 | 3/2 | 173880 |
| 5/6 | 5 | 1/3 | 134328 | 2/3 | 134328 | 1 | 134328 |
| 7/8 | 8 | 1/4 | 74520 | 1/2 | 74520 | 3/4 | 74520 |
| 1 | NA | NA | NA | NA | NA | NA | NA |
동일한 원하는 결과를 얻기 위해 프레임당 패킷의 수 및 RS 패킷 사이즈의 다른 조합이 사용될 수 있다. 여기서 제공된 수는 오직 설명의 목적을 위해 개시된다.
도 20에 도시된 바와 같이, 본 발명의 특정 실시예는 본 발명의 특정 양태에 따라 구성된 프레임을 취급하도록 구성된 수신기를 제공한다. 모듈 (2000)은 통과대역 신호에서 전송된 데이터를 수신하여 기저대역 QAM 심볼로 전환한다. 모듈 (2000)에 의해 수행된 동작은 통상적으로 서브-모듈을 사용하여, 심볼 클럭 동기화, 균등화 (중간-심볼 간섭을 제거하기 위함), 및 반송파 복구를 포함할 수 있다. 따라서, 모듈 (2000)은 복구된 기저대역 QAM 심볼 (2001)을 출력하는 균등화기를 포함할 수도 있다. 기저대역 QAM 신호들 (2001)은 실수 방향 및 허수 방향 모두로 슬라이스하는 2-레벨 슬라이서 (2018)로 제공되어, 이에 의해 프레임-동기 모듈 (2020)에 제공되는 시퀀스 
및 
(2019)를 형성한다. 프레임 동기 모듈 (2000)은 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 별개로, 인가하는 슬라이스된 QAM 심볼 (2019)상에서 연속적인 상호-상관 (cross-correlation)동작을 수행한다. 저장된 복사본의 각각의 수는 -1 또는 +1의 값을 가진다. 이 동작은,
에 의해 주어진다.
여기서 s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스에 저장된 복사본이다. bR 또는 bI 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다.
프레임 동기 시작 위치가 배치된 경우, 모드 비트 (성사도 및 격자 코드 레이트)를 포함하는 코드 워드들의 위치는 공지된다. 코드 워드는 예를 들어, BCH 디코더에 의하거나, 수신된 코드 워드를 모든 가능한 코드 워드와 상관시키고 최상의 결과값을 산출하는 코드 워드를 선택함으로써 신뢰성있게 디코딩될 수 있다. 이 정보가 반복적으로 전송되므로, 결과가 받아들여지기 전에 동일한 결과가 복수회 발생함을 요구함으로써 부가적인 신뢰성이 획득될 수 있다.
이 도출된 프레임-동기 신호 (2021)는, 심볼이 소프트 역-정합기 (2006)에 공급되기 이전에, 어느 심볼이 "제거 프레임-동기/모드 심볼" 모듈 (2004)에서 제거될지를 나타내는데 사용된다. 일 예에서, 127 개의 프레임-동기 심볼 및 8개의 모드 심볼이 스트림으로부터 제거되어, RS 패킷에 대응하는 심볼만이 소프트 역-정합기 (2006)에 전달됨을 보장한다. 소프트 역-정합기 (2006)는 예를 들어, Akay 및 Tosato에 의해 설명된 알고리즘을 포함하는 당업계에 공지된 알고리즘을 사용하여 소프트 비트 매트릭스를 계산한다. 정확한 동작을 위해, 소프트 역-정합기 (2006)는 어느 천공 패턴 (어느 격자 코드)가 전송기에서 사용되었는지 및 수신된 비트를 갖는 패턴의 정렬을 알아야한다. 이 정보 (2021)는 전류 모드에 관계 없이, 천공 패턴이 정렬되는 반복 프레임 동기 신호를 제공하며 모드 정보를 디코딩하는 프레임-동기 모듈 (2020)에 의해 제공된다. 이들 소프트 비트 매트릭스는 당업계에 공지된 방법으로 동작하여 전송기의 PTCM 인코더로 입력되었던 비트의 추정치에 도달하는 비터비 디코더 (2008)에 공급된다.
역-랜덤화기 (2013), 바이트 역-인터리버 (2014), 및 RS 디코더 (2016)는 모두 프레임-동기 신호 (2021)에 의해 동기화되고, 각각 바이트 데이터를 역-랜덤화, 역-인터리빙, 및 디코딩하여 전송기의 RS 인코더에 원래 인가되었던 데이터를 획득한다.
반송파 위상 오프셋 상관
본 발명의 특정 실시예는 반송파 위상 오프셋 정정 시스템 및 방법을 사용한다. 특정 실시예에서, 수신기는 직교 진폭 변조된 신호를 나타내는 균등화된 신호를 수신하여 균등화된 신호로부터 위상-보정된 신호를 도출하는 위상 오프셋 보정기, 균등화된 신호를 슬라이스하여 실수 시퀀스 및 허수 시퀀스를 획득하는 2-레벨 슬라이서, 실수 시퀀스 및 허수 시퀀스와 저장된 프레임-동기 의사-랜덤 시퀀스의 대응 부분과의 상관을 수행하는 프레임 동기화기, 및 프레임 동기화기에 의해 위상 오프셋 보정기로 제공된 위상 보정 신호를 포함한다. 위상 보정 신호 상관의 최대 실수값 및 허수값에 기반한다. 프레임 동기화기는 인가하는 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼에 대해 연속적인 상호-상관을 수행한다. 연속적인 상호-상관은 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 저장된 복사본으로 실수 시퀀스 및 허수 시퀀스에 대해 개별적으로 수행된다.
기저대역으로부터
통과대역으로의
변조
방송, 무선 LAN, 및 광역 이동 시스템을 포함하는 특정 무선 디지털 통신 시스템은 몇몇 형태의 QAM을 사용한다. QAM은 또한, 2개의 이중-측면-대역 억제된-반송파 변조된 파를 인에이블하여 동일한 채널 대역폭을 차지하게 하며, 각각의 파는 독립적인 메시지에 의해 변조되는 구형-반송파 다중화를 사용하는 북미 및 유럽 디지털 케이블 텔레비전 표준에서 모두 사용된다. 전술한 바와 같이, 도 23은 도 13의 예에서의 PB 모드 (mod) (1314)로서 작용할 수도 있는 단순한 QAM 변조기를 도시한다. 고립된 전송된 QAM 펄스는,
에 의해 주어진다.
여기서, dR , m 및 dI ,m은 2개의 독립적인 스트림에 의해 결정되고, 복소 QAM 심볼 (예를 들어, 도 17 참조)의 실수부 및 허수부를 각각 나타내며, m=1...M 은 기수의 2차원 QAM 성좌도를 인덱스하며, 여기서 M은 변조 반송파 주파수이며, q(t)는 루트 레이즈드 코사인 펄스 함수이다.
연속적인 일련의 전송된 QAM 펄스 s(t)는 Fs=1/TS 의 레이트로 잡음 다중경로 채널을 통해 전달된다. 그 결과, QAM 수신기로의 입력에서의 수신 신호는 
에 의해 주어지며, 여기서 *는 컨벌루션 (convolution)을 나타내며, c(t)는 채널 임펄스 응답이고, υ(t)는 부가적인 화이트 가우시안 잡음이다. 그 결과,
이며, 여기서, d[n]은 복소 전송된 심볼이고, f0 및 θ0 은 각각 fL0=fc-f0 가 되도록, 전송기에 관하여 수신기 통과대역에서 기저대역으로의 복조기 로컬 발진기 의 주파수 및 위상 오프셋이다.
통과대역에서
기저대역으로의 복조기
도 24a는 모니터측 통고대역에서 기저대역으로의 QAM 복조기 (222) (도 22)를 더욱 상세히 도시한다. 신호 r(t)는 동축 케이블로부터 수신될 수도 있으며, 예를 들어, 심볼 레이트보다 높은 레이트로 샘플링되어 (240 참조) 샘플링된 신호 r(nTsamp)를 유발한다. 아래의 샐플링 이후:
그 후, 복조, 심볼 레이트 1/Ts 에서의 리샘플링, 및 정합된 필터링 이후,
여기서 
는 샘플링된 복소 필터링된 잡음이다. 완전한 심볼 레이트 샘플 타이밍과 결합된, 펄스 형상화 및 정합된 필터링 q로 인해, 임의의 
는 채널 임펄스 응답 c 만으로 인한 것임을 가정한다. 복조 이후, 완전한 균등화를 가정하는 경우, 균등화기 출력에서의 근처 기저대역 복소 시퀀스 z[k]는,
에 의해 획득된다.
그 결과, 복구된 근처 기저대역 시퀀스는 위상 오프셋 θ0, 주파수 f0에서의 회전을 갖는 전송된 성좌도를 나타낸다. 전송된 dR 및 dI 를 신뢰성있게 복구하기 위해, 예를 들어, 위상 및 주파수 오프셋 복구 루프와 결합된 균등화기, 이차원 슬라이서의 사용은 성좌도를 회전시키는 주파수 오프셋 f0을 제거해야 하며, 수신기는 성좌도를 정적 회전 위치에 둘 수도 있는 나머지 정적 위상 오프셋 θ0을 제거해야 한다.
위상/주파수 복구를 이해하기 위해, 기저대역에서의 QAM 성좌도가 이해되어야 한다. 도 33a의 간단한 예에서, QPSK로 공지된 QAM 변조는 4개의 심볼로 구성된다. 도시된 예에서, d[k]의 실수부 및 허수부는 각각 2개의 상이한 값 (±3과 같음)을 취할 수 있다. 복구된 d[k]상의 위상 오프셋 θ0의 효과는 복소 평면에서의 회전을 나타내는 도 33b에 도시된다. f0의 효과는 회전이 f0의 부호에 의존하여 시계반대 방향 또는 시계방향으로 시간에 따라 호전함을 인식함으로써 이해된다.
균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프
도 34에서, 신호 x[k] (340)는 디지털 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 (248) (예를 들어, 도 24a 참조)dp 의해 수신된다. 균등화기 (341) 컴포넌트는 통상적으로 선형 디지털 필터를 포함하며, LMS (least mean square)와 같은 공지되거나 소유된 방법을 사용하여, 균등화기 (341)는 균등화기 (341)의 출력 y[k]을 슬라이서 결정 
의 위상 회전된 버전과 비교하여, 업데이트된 필터 탭 가중치 세트를 계산하는데 사용되는 에러 신호를 생성한다. 이 필터는 채널 임펄스 응답 c에 의해 유발된 
를 제거한다.
2-D 슬라이서 (342)는 z[k]의 실수부 및 허수부를 독립적으로 슬라이스하여, 원래 전송된 d[k]의 추정치인 
를 출력한다. z[k] 및 
모두 위상 에러 검출 모듈 (346)으로 인가하여 
에 의해 주어진 위상 에러 신호를 형성한다. 적분-비례 ("IP") 필터 (345)는 도 35의 필터 또는 당업자에 공지된 임의의 균등물을 포함할 수 있다. IP 필터 (345)는 루프가 이상 및 주파수 오프셋을 보정하도록 승인한다. IP 필터 (345)의 출력은 θ0 및 f0 모두를 보정하는 복수 위상/주파수 보정 성분 
을 출력하는 복소 전압 제어된 발진기 (VCO) (344)에 공급된다. 또한, VCO (344)는 슬라이스 출력 
을 "보정하지 않는" 
를 출력하여, 
는 균등화기 탭 업데이트에 대한 에러 신호를 도출하는데 사용될 수 있다.
이러한 접근은 균등화기가 θ0 및 f0 모두를 포함하는 x[k]상에서 동작하기 때문에 나타난다.
특정 실시예에서, 복소 지수 룩업 테이블 (LUT; look-up table)에 공급되는 일 적분기의 지연으로 인해 이산 형태의 VCO (344)를 구현함으로써 효율성이 획득될 수 있다. 그러나, θ0에 대한 최종 보정은, 복구된 위상이 정확하거나 (오프셋=0), π/2, 오프셋 π, 또는 오프셋 3π/4를 가질 수 있음을 의미하는 모호한 π/2를 가질 수 있다. 이들 결과는 도 35, 및 도 37에 나타나며, 실제 전송된 심볼은 도 36에 도시되며, 각각의 오프셋을 갖는 가능한 복구된 심볼은 도 37a 및 37d에 도시된다. 통상적으로, 2-D 슬라이서 (342)는 가장 근접한 이웃 동작을 실행하기 때문에, 수신기는 4개의 가능한 심볼 중 어느 것이 실제로 전송되었는지 알 수 없다. 도 38은 도시된 바와 같이 전송된 심볼 a가 θ0로 균등화기 입력에서 
로서 수신된다. 따라서, 위상 복구 루프는 신호를 회전시켜 θ0를 보상함으로써, 
은 a로 라인업된다. 그러나, 2-D 슬라이서 (162)의 결정은, b가 
에 더 근접하기 때문에 보정 심볼은 b라는 것이 될 것이다. 이는 위상 복구 루프가, 성좌도를 회전시켜 
가 b로 라인업되는 방법으로 수렴하게 할 수 있다. 이 경우 최종 위상은 있어야 할 곳으로부터 오프셋 -π/2 이다.
본 발명의 특정 실시예는 현재 개시된 실시예의 일부에서 사용된 천공된 격자 코드 군을 포함하여, 격자 코딩된 시스템에서의 이러한 문제를 제거하거나 및/또는 최소화하는 방법을 제공한다. 전술한 바와 같이, 균등화기의 출력은, 프레임-동기 모듈 (2020) (도 20 참조)에 공급되는 시퀀스 
및 
를 형성하는 2-D 레벨 슬라이서 (342)에 의해 실수 방향 및 허수 방향 모두로 슬라이스된다. 프레임 동기 모듈 (2020)은 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로, 인가되는 슬라이스된 QAM 심볼상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행한다. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 가진다. 이 동작은 구체화될 수도 있어 결과는,
이다.
여기서, s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본이다. bR 또는 bI의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다.
| 최대 bR의 부호 | 최대 bI의 부호 | 필요한 위상 보정 |
| + | + | 0 |
| - | + | +π/2 |
| - | - | +π |
| + | - | -π/2 |
프레임 동기 심볼에 대해, 실수부 및 허수부는 동일한 부호를 가지며 실수부 및 허수부의 성좌도는 도 39에 도시된다. 그 결과, 최대 진폭 bR 또는 bI의 부호는 모두 0의 회전에 대해 포지티브이다. π의 회전에 대해, bR 및 bI은 모두 네거티브이며, π/2의 회전에 대해, 최대 진폭 bR은 포지티브이며, 최대 진폭 bI은 네거티브이다. 이는 상기 표 5에서 요약된다. 그 결과, 최대 진폭 bR 및 bI의 각각의 부호는 조합하여, 최종 위상 오프셋이 수렴하는 복소 평면의 사분면을 나타낸다. 이는 도 20에 도시되는 바와 같이 신호에 적용될 부가적인 위상 보정을 허용한다. 최대 bR 및 bI의 부호는 상관 기반 프레임-동기 모듈로부터 위상 오프셋 보정기로 전송된다. LUT 동작 (404)가 예로서 도시되는 위상 오프셋 보정기 모듈의 동작이 도 40에 도시된다. 
가 주어지는 경우, 이 동작은,
1. φ=+θ에 대해 
2. φ=+π/2에 대해 
3. φ=-π/2에 대해 
로서, 실행될 수 있다.
도 40은 본 발명의 특정 양태에 따라 상관의 최대 실수값 및 허수값의 부호로 LUT를 인덱싱함으로써, 위상-보정된 신호를 도출하는 위상 오프셋 보정기의 블록도 표현이다.
다중-
모드
QAM
성좌도 검출
특정 실시예는 가능한 수신된 QAM 성좌도 세트로부터 미공지 QAM 성좌도를 결정하는 시스템 및 방법을 제공한다. 일 방법은 중간-심볼-간섭 (ISI; inter-symbol-interference)이 수정된 상수 계수 알고리즘 (CMA; constant modulus algorithm) 균등화기로 최소화된 이후지만, 반송파 주파수 및 위상이 완전히 복구되기 이전에 신호의 전력의 히스토그램을 사용한다. 그 후, 미공지 성좌도는 히스토그램으로부터 결정된다. 균등화 프로세서는 미공지 성좌도에 기반하여 
를 최소화하기 위해 표준 CMA 로 재시작한다. 균등화기 출력은 정확하게 스케일링될 수 있으며, 이 단계 이후 감소된 성좌도 반송파 복구 (RCCR; reduced constellation carrier recovery) 및 반송파 복구에 대한 결정이 수행되어, 결합된 균등화기 반송파 주파수/위상 루프에 의해 반송파 주파수 및 위상을 복구한다. 미공지 QAM 성좌도를 결정하는 또 다른 방법에서, 균등화기는 초기에, 수정된 CMA 를 사용하여 
를 최소화한다. 균등화기 출력이 프로세스 주 이 포인트에서 정확히 스케일링되지 않을 수도 있지만, 균등화기 반송파 주파수/위상 루프는 성좌도를 알지 못하면서 RCCR을 사용하여 반송파 주파수 및 위상을 복구한다. 복구된 위상은 잡음일 수 있다. 수신기는 QAM 성좌도가 전송되고 있는 신호 프레임에 내장된 정보를 판독할 수도 있다. 그 후 균등화기 동작은 미공지 성좌도에 기반하여 표준 CMA로 재시작하며, 반송파 복구에 대한 RCCR 및 결정이 후속한다.
본 발명의 특정 실시예는 전술한 ISDB-T에서 사용된 것과 유사한 천공된 격자 코딩 및 QAM 성좌도 조합을 사용한다. 본 명세서에서 사용된 바와 같이, 성좌도는 변조 방법에 있어서 가능한 심볼의 복소 평면에서의 정합을 의미하는 것으로 이해된다. 프레임당 심볼의 수는 모드에 의존하는 가변 정수이며, 프레임당 RS 패킷의 수는 모드에 관계없는 일정한 정수이다. 이 구성은 위에서 더욱 상세히 설명하였고 수신기의 설계를 간단화한다.
도 20을 다시 참조하면, 프레임 동기 모듈 (2020)은 인가하는 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로, 인가하는 슬라이스된 QAM 심볼 (1219)상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행한다. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 가진다. 수학식 10에 의해 주어진 이 동작이 여기서 반복된다.
여기서 s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스에 저장된 복사본이다. bR 또는 bI 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다.
이하 더욱 상세히 설명하는 바와 같이, 복구된 반송파 위상에는 π/2의 모호함이 있다. 이는 0, ±π/2, 또는 π의 임의의 부가적인 복구된 위상 오프셋을 유발한다. 프레임 동기 심볼에 대해, 실수부 및 허수부는 동일한 부호이며, 프레임 동기 심볼에 대해 전송된 성좌도는 도 39에 도시된 바와 같다. 그 결과, 0의 위상 오프셋에 대해, 최대 진폭 bR 및 bI의 부호는 모두 포지티브이다. 도 40의 표 404에 요약된 바와 같이, -π/2 오프셋은 네거티브 최대 진폭 bR 및 포지티브 최대 진폭 bI를 산출하고, π의 오프셋에 대해, bR 및 bI 모두 네거티브일 것이며, π/2의 오프셋에 대해 최대 진폭 bR은 포지티브일 것이며 최대 진폭 bI는 네거티브일 것이다. 그 결과, 최대 진폭 bR 및 bI의 각각의 부호는 조합하여, 최종 위상 오프셋이 수렴하는 복소 평면의 사분면을 나타낸다. 이는 위상 오프셋 상관 모듈 (2002)의 신호에 적용될 부가적인 위상 보정을 승인한다. 최대 bR 및 bI의 부호는 상관 기반 프레임-동기 모듈 (2020)로부터 위상 오프셋 보정기 (2002)로 전송될 수도 있다.
도 40을 참조하면, 도 20의 예의 위상 오프셋 보정기 (2002)의 특정 양태의 동작은 더욱 잘 이해될 수 있다. LUT (400)는 최대 진폭 bR 및 bI 의 부호에 기반하여 출력을 생성한다 (도 40의 성분 (404) 참조). 
가 주어지는 경우, 동작 (402)는,
1) φ=+π에 대해 
2) φ=+π/2에 대해 
3) φ=-π/2에 대해 
로서, 실행될 수 있다.
프레임 동기 시작 위치가 배치되고 mπ/2 위상 오프셋이 보정된 경우, 모드 비트 (성좌도 및 격자 코드 레이트)를 포함하는 코드 워드의 위치가 공지된다. 코드 워드는 예를 들어, BCH 디코더에 의하거나, 수신된 코드 워드를 모든 가능한 코드 워드와 상관시키고 최상의 결과값을 산출하는 코드 워드를 선택함으로써 신뢰성있게 디코딩될 수 있다. 이 정보가 반복적으로 전송되므로, 결과가 받아들여기지 전에 동일한 결과가 복수회 발생함을 요구함으로써 부가적인 신뢰성이 획득될 수 있다.
도 41은 프레임 동기 모듈 (2020)에 의해 수행될 수 있는 프로세스의 예를 도시한다. 프레임-동기 신호 (2021)에 응답하여, 단계 (4100)에서, 수신된 성좌도 코드 워드들은 모든 유효 코드 워드와 상호-상관된다. 상호-상관은 최상의 정합을 선택하는데 사용될 수 있는 값을 산출한다. 일 예에서, 최대 상관 값을 생성하는 유효 코드 워드는 단계 4102에서 선택된다. 이 선택된 코드 워드는 현재 성좌도를 식별하는데 사용될 수 있다. 단계 4104에서, 현재 성좌도의 아이덴터티는 기록되거나 저장된 이전에 식별된 성좌도의 아이덴터티와 비교된다. 단계 4104에서, 현재 성좌도와 이전에 식별된 성좌도가 동일한 성좌도인 경우, 신뢰도 카운터가 증가될 수 있다. 단계 4104에서, 이전에 식별된 성좌도가 현재 성좌도와 상이하다고 결정된 경우, 단계 4107에서 현재 성좌도는 이전에 식별된 성좌도로서 기록되고, 단계 4107에서 신뢰도 카운터가 감소되며, 단계 4109에서 또 다른 동기 프레임이 대기된다. 신뢰도 카운터의 증가인 단계 4106에 후속하여, 단계4108에서 신뢰도 카운터가 시험되어, 미리 결정되거나 구성된 임계값을 초과하는 것으로 결정된 경우, 단계4110에서 신호 성좌도의 결정이 이루어질 수도 있다. 이 프로세스의 반복이 신뢰도 카운터가 미리 결정되거나 구성된 임계값을 초과하기까지 수행될 수도 있다.
균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프
도 42를 참조하여, 도 24a의 균등화기 및 반송파 위상/주파수 루프 (248)의 특정 양태가 설명된다. 신호 x[k]는 선형 디지털 필터를 포함하는 균등화기 (420)를 포함할 수 있는 반송파 위상/주파수 루프 (248) 및 디지털 균등화기로 인가된다. 에러 계산 모듈 (422)은 당업자에게 공지된 임의의 적합한 방법을 사용하여 업데이트된 필터 탭 가중치 세트를 계산하는데 사용될 수 있는 에러 신호 e[k]를 계산한다. 일 예에서, LMS 알고리즘이 사용될 수도 있다. 필터는 채널 임펄스 응답 c에 의해 유발된 
를 제거한다. 균등화기 (420)의 출력 y[k]는 임의의 나머지 반송파 위상 및 주파수 오프셋을 감소시키기 위해 (421)에서 위상 회전된다. 위상 회전된 출력 z[k]은 적분-비례 (IP) 필터 (426)에 공급되는 위상 에러 값 eθ[k]을 계산하는 위상 에러 검출기 모듈 (427) 및 슬라이서에 의해 처리된다. IP 필터 (426) 출력은 반송파 위상 및 주파수 오프셋을 보정하기 위해 루프에서 사용된 복소 지수 값을 계산하는 복수 지수 LUT (424) 및 적분기로 공급된다. 슬라이서 및 위상 에러 검출 모듈 (427)은 그 위상이 
로 곱셈에 의해 "보정되지 않으며" 에러 계산기 모듈 (422)에서 사용되는 가장 근접한 이웃 2-차원 슬라이스된 심볼 결정을 출력한다. 에러 계산기 모듈 (422)은 이 입력뿐만 아니라 x[k]를 사용하여 에러 신호 e[k]를 계산한다. 도시된 바와 같이, 에러 계산기 모듈 (422) 및 슬라이스 및 위상 에러 검출기 모듈 (427)의 내부 동작은 단계 제어기 (423)에 의해 결정되는 현재 동작 단계 (1, 2, 또는 3)에 의존한다.
특정 실시예에서, LMS 알고리즘이 균등화기 필터 탭 가중치를 계산하는데 사용되며 다름과 같이 동작한다:
x[k]는 N 개의 긴 균등화기 입력 벡터를 나타내고, y[k]는 균등화기 출력 벡터 y[k]=gH[k]x[k]를 나타내며, 여기서, gH[k]는 N개의 긴 균등화기 탭 가중 벡터이며, 위첨자 H는 켤레 전치 (conjugate transposition) (헤르미이트) 이다. 그 후, 예를 들어, 아래에 설명된 방법을 사용하여 에러 계산기 모듈 (422)에서 업데이트된 e[k]를 계산한다.
여기서, μ은 작은 단계 사이즈의 파라미터이며, 위첨자 *는 켤레 복소수를 나타낸다.
단계 제어기 (423)는 3개의 동작 단계를 통해 반송파 위상/주파수 루프 (428) 및 균등화기를 취하며, 이에 의해 단계 1로부터 단계 2, 단계 3으로의 스위칭은 입력 데이터 샘플 x[k]의 간단한 카운트 임계값에 기반하여 실행된다. 또한, 균등화기 출력에서의 에러의 추정치에 기반한 더욱 복잡한 단계 스위칭이 가능하다. 3개의 단계가 표 6에 요약된다.
| 단계 | eθ[k]계산 방법 | e[k]계산 방법 | 주파수/위상 복구 단계 |
| 1 | CMA | 언제나 0 | 성좌도 스핀 |
| 2 | CMA | 김소된 성좌도에 기반함 (RCCR) | 위상/주파수가 점진적으로 복구 |
| 3 | DD | 전체 성좌도에 기반함 | 위상 잡음 감소 |
슬라이서 및 위상 에러 검출기 모듈 (427)이 도 43에 더욱 상세히 도시된다. 스위치 (430)는 3개의 동작 단계 (434) 중 하나에 따라 설정된다. 단계 1 동안, 스위치 (430)는 최상 위치에 있어 eθ[k]=0 이다. 이는 반송파 루프를 효율적으로 턴 오프하여, 이 단계 동안 반송파 위상이 존재하지 않는다. 단계 2 동안, 스위치 (430)는 중간 위치에 있으며, 루프는 감소된 성좌도 반송파 복구 (RCCR) 알고리즘을 사용하여 동작한다. 
에 의해 주어진 심볼의 전력 z[k]이 임계값 ξ를 초과하는 경우, z[k]는 성좌도의 코너 심볼 중 하나이며, RCCR 은 도시된 제 2 스위치 (432)를 
를 산출하는 상위 위치로 설정함으로써 인에이블된다. 또는, 
인 경우, 제 2 스위치 (432)는 반송파 루프를 디스에이블하는 더 낮게 도시된 위치에 있다. 그 결과, 심볼들 중 서브세트만이 단계 2 동안 반송파 복수에 기여할 수 있다. 임계값 ξ성좌도 코너 주변 영역에 더 많은 심볼을 포함하기 위해 감소될 수 있지만, 결과적인 위상 보정 텀 (term) eθ[k]은 더 잡음이 많을 것이다. 단계 3 동안, 스위치 (430)는 
를 산출하는 최저로 도시된 위치에 있으며, 여기서 
는 가장 근접한 이웃 2-차원 슬라이스된 심볼 결정 
의 켤레 복소수이다. 균등화기 탭들이 수렴하도록 충분한 시간이 흘렀으며, 슬라이드된 심볼 결정이 신뢰할만 하도록 반송파 위상이 실질적으로 보정되었음을 가정한다. 특히, 관계 
및 
은 단일의 복소 평면 내에서 효율적으로 동작한다. 이는 전술한 바와 같이 복구된 반송파 위상에서 mπ/2의 모호함을 유발한다.
IP 필터 (도 42참조)의 예가 도 35에서 더욱 상세히 도시된다. IP 필터 (426)는 루프가 위상 및 주파수 오프셋 모두를 보정하게 한다. IP 필터 (426)의 출력은 도 45에서 더욱 상세히 설명되는 적분기 미 복소 지수 LUT 모듈 (424)에 공급된다. 적분기/LUT (424)의 입력은 θ0 및 f0 모두를 보정하는 위상 보정 성분 (445) (
)을 출력하는 LUT (444)로 공급되는 위상 에러 신호 θ[k]를 형성하기 위해 입력의 한 단계 지연된 (442) 버전에 모듈로 (modulo) 부가된 2π (440) (도 44 참조) 이다. LUT (444)는 슬라이서 출력 
을 "보정하지 않는" 출력 (446) (
)을 제공하여, 출력 (446) (
)은 균등화기 탭 업데이트에 대한 에러 신호를 도출하는데 사용될 수 있다. 이는 균등화기가 θ0 및 f0 모두를 포함하는 x[k]사에서 동작하기 때문에 필요하다.
에러 계산 모듈 및 단계 동작 요약
에러 계산기 (422)는 단계에 의존하여 e[k]를 계산하는 상이한 방법을 사용할 수 있다. 단계 1 및 2에 대해, e[k]는 통상적으로 CMA;
에 기반한 프로세스를 사용하여 계산된다. 여기서, R은,
에 의해 주어진 미리 결정된 상수이다.
그리고 여기서 E는 예상 동작기이며 d[k]는 심볼 (도 17참조)이다. 상기 수학식 11의 탭 업데이트를 도출하는 이 e[k]는 심볼 결정 및 x[k]의 위상에 독립적이며, 균등화기 출력, 균등화기 입력, 및 성좌도의 통계에만 의존한다. 단계 1, 2, 및 3 동안, 수학식 11을 도출하는 CMA 에러의 사용은, 성좌도가 반송파 주파수 및 위상 오프셋으로 인해 스핀하는 경우에도 
를 최소화하 것과 균등하다.
그 결과, 단계 1 동안, 위상/주파수 복구 루프가 디스에이블되며, 균등화기는 CMA 에러 기능을 사용하여 
를 최소화한다. 
가 최소화된 이후, 단계 2 가 시작하여 루프는 RCCR에 대해 턴온되며, 도 43에 관하여 전술한 바와 같이, 반송파 위상/주파수 복구는 성좌도의 코너 심볼만을 사용하여 시작한다. 단계 2의 종료시, 반송파 위상 및 주파수가 성공적으로 복구되어, 도 43의 2-차원 슬라이서 (436)는 신뢰할만한 심볼 결정 
을 출력하기 시작한다.
결정 검출된 (DD) 에러는 단계 3에서 사용될 수도 있다. DD 에러는 
로서 계산될 수도 있다. 이러한 설명의 목적을 위해, R 이 이들 성좌도 각각에 대해 상이하기 때문에, 수신기는 도 17의 3개의 성좌도 중 어느 것이 전송되고 있는지를 결정한 것으로 가정한다. 또한, RCCR은 성좌도의 지식, 특히 성좌도의 코너 심볼의 전력 지식을 요구한다.
미공지
성좌도를
갖는
CMA
본 명세서에서 설명한 예에서, 3개의 상이한 성좌도 중 하나가 전송될 수도 있으며, 전술한 균등화 및 위상/주파수 복구는 전송된 성좌도의 지식을 요구한다. 성좌도 선택은 모드 심볼에서 인코딩되며, 균등화 및 위상/주파수 복구는 프레임 동기를 선행하며 (도 20 참조), 이 정보는 전술한 바와 같이 (예를 들어, 도 28, 20 및 41 참조) 직접 디코딩될 수 있다. 결과적으로, 특정 실시예에서, 성좌도는 균등화기 및 반송파 복구 알고리즘 자체 내에서 결정된다.
R (수학식 12에서 제공되는 바와 같음)은 성좌도 의존적이다. 특정 실시예 및 도 17을 계속하여 참조하면, 64-QAM에 대한 심볼의 실수부 및 허수부는 세트 ±{1,3,5,7}로부터 선택되고, 16-QAM에 대한 심볼의 실수부 및 허수부는 세트 ±{2,6}로부터 선택되며, QPSK에 대한 심볼의 실수부 및 허수부는 세트 ±4로부터 선택된다. 수학식 12에 따라, R의 값은,
이다.
도 17의 3개의 성좌도 중 임의의 성좌도에 대해, CMA 에러 계산에 대하 스케일링된 값 αR의 사용은 균등화기 필터 탭이 
에 의해 스케일링된 도일한 값의 세트로 수렴되게 하며, 균등화기는 출력은 유사하게 스케일링된다. 
는 그럼에도 불구하고 최소화된다. 성좌도가 미공지된 일 예에서, R은 58로 설정될 수 있으며, 전송된 성좌도에 관계없이, 
는 단계 1 동안 최소화될 것이다. 전술한 예에 대해, 범위 32-58 내의 임의의 값 R이 사용될 수 있다. 그러나 최대값 (즉, 58)의 선택은 균등화기 출력에서 초대 밀도의 성좌도 (여기서는 64-QAM)의 압축을 방지하며, 균등화기 성능에 대한 부담을 감소시킨다.
스케일링된 CMA 파라미터 R의 사용은 수렴된 필터 탭에 의한 균등화된 출력의 스케일링 상승을 유발하여, 균등화기 출력의 통계는,
일 것이며, 완전한 
의 제거 및 성좌도와 관계없음을 가정한다. 그 결과, QPSK 에 대해, 
가 단계 1 동안 최소화된 이후, 균등화기 출력은 아래와 같이 스케일링될 것이다.
도 45a는 θ0=f0=0 인 경우에 대해, QPSK 를 갖는 시스템에 대한 균등화된 출력의 실수부를 나타낸다. 균등화기가 
를 제거하는 솔루션에 수렴함에 따라, R=58의 값으로 인해 출력은 
에 의해 스케일링된다. 도 45b는 θ0=f0=0 인 경우에 대해, 16-QAM 를 갖는 시스템에 대한 균등화된 출력의 실수부를 나타낸다. 
이 상대적으로 1에 근접하기 때문에, 균등화기 출력의 실수부는 약간 스케일링된 것으로만 보인다. 그 결과, 실제 스케일링은 균등화기 수렴 동안 명백하다.
성좌도 보호 방법
특정 실시예에서, 2 단계로 진입하기 이전에, 히스토그램이 성좌도를 결정하는데 사용될 수 있다. 반송파 위상 및 주파수가 아직 복구되지 않는 경우에도 성좌도는 결정될 수 있다. QPSK, 16-QAM, 및 64-QAM 성좌도 각각에 대한 도 16a, 46b, 및 46c에 도시된 균등화기 출력 
의 전력 히스토그램을 고려한다. 히스토그램은 균등화기가 R=58로 수렴된 이후의 전력을 나타낸다. 균등화기의 출력이 위상에 독립적이며, 각각의 성좌도에 대한 히스토그램은 실질적으로 상이하기 때문에, 전송된 성좌도는 균등화기 출력 전력 히스토그램으로부터 수신기에서 결정될 수 있다.
부가 또는 탭 잡음없이, QPSK 성좌도에 대해 각각의 균등화기 출력 샘플의 전력은 
이다. 16-QAM 성좌도에 해대, 균등화기 출력에 대한 확률 질량 함수는,
이며, 유사하게, 64-QAM 성좌도에 해대, 균등화기 출력에 대한 확률 질량 함수는,
이다.
입력 신호 상의 부가적인 잡음 
및 탭 업데이트 잡음으로 인해, 예를 들어, 실질적인 30dB의 SNR에 대해서도 이들 값 주변에 히스토그램의 일부 확산이 존재한다. 균등화기 출력상의 잡음을 심볼에 부가적이며 독립적으로 모델링시, 출력에는 
가 없음을 가정하면,
주어진 심볼의 조건에 따르며, 
항과 관련된 변동은 심볼 전력이 증가함에 따라 증가한다. 히스토그램 형상에서, 이 현상은 증가하는 심볼 전력과 함께 증가하는 주어진 성좌도 전력 주변의 확산, 즉 변동으로 나타난다. 16-QAM 경우, 심볼 ±2.1±j2.1의 성좌도 전력에 대한 확산은 심볼 ±6.3±j6.3의 성좌도 전력에 대한 확산 미만이다.
특정 다른 관계가 균등화기 출력 전력의 히스토그램으로부터 관측될 수 있다.
ㆍQPSK 히스토그램의 영역 T1은 16-QAM 히스토그램의 제 2 및 제 3 영역 각각인 R2 및 R3 사이에서 대략 하강한다. 따라서, 어느 심볼 전력이 전송되었는지 선언하는 영역은 QPSK 및 16-QAM 성좌도에 대해 오버랩핑하지 않는다.
ㆍ64-QAM 히스토그램에 대한 QPSK 히스토그램의 비교는 64-QAM에 대해 
를 나타낸다. 그 결과, 영역 T1에 대한 
의 비교를 위해, 
는 영역 T1의 외부에 있을 가능성이 높다.
ㆍ64-QAM 예의 잡음의 부재에서, 
는 9/16의 확률로 세트 {2,18,26,34,58,98}로부터 값을 취한다. 그 결과, 기본적인 성좌도가 64-QAM 인 경우, 잡음을 무시하면,
여기서 
는 OR 를 나타낸다. 따라서, 전송된 성좌도가 64-QAM 이며 
가 영역 R1, R2, 및 R3 와 비교되는 경우, 
는 이들 영역의 외부에 있을 가능성이 높다.
특정 실시예는 이들 관찰에 기반하여 알고리즘을 사용한다.
균등화기가 수렴한 이후 알고리즘이 초기화되며, 첫 번째 부분에서, 균등화기 출력 전력이 N개의 균등화기 출력 샘플 위희 영역 T1에 있는 경우 QPSK 카운터 λ4[k]를 증가시킨다. 균등화기 출력 전력이 영역 T1에 있지 않은 경우, 카운터는 감소한다. 유사하게, 16-QAM 카운터 λ16[k]은 
이 영역 R1, R2, 및 R3 내에 있는 경우 증가하며, 그렇지 않은 경우 감소한다.
N개의 균등화기 출력 샘플 이후, 히스토그램은 정확히 특징지어진다. 기본적인 성좌도가 64-QAM 인 경우, QPSK 및 16-QAM 카운터들은 훨씬 더 작아질 것이며, 전력 추정치 
는 QPSK 및 16-QAM 영역의 외부에 속할 것이다. 전송된 성좌도가 QPSK 또는 16-QAM 인 경우, 전송된 성좌도의 카운터는 상당히 클 것이다.
그 결과,
임계값 M은 실험적으로 결정될 수 있지만, N 에 비해 상대적으로 작아야 한다. 알고리즘은 극단적으로 견성하여, QPSK, 16-QAM, 또는 64-QAM 이 전송되는 경우, 낮은 신호대 잡음비 (SNR)을 신뢰성있게 선택한다. 성좌도가 신뢰할 수 있게 결정된 경우, R은 수학식 13값을 보정하도록 설정될 수 있으며 단계 1은 완료에 도달한다. 균등화기 출력은 적절히 스케일링될 것이며, 단계 2는 RCCR 에 요구된 임계값 ξ의 지식으로 개시할 수 있다.
균등화기가 단계 3으로 진입하기 이전에 성좌도를 결정하는 또 다른 방법이 설명된다. 이 방법에서, 단계 1이 실행되어 R=58로 완료하도록 허용된다. 그 결과, 설명한 바와 같이, 모든 성좌도는 균등화기 출력에서 스케일링될 것이며, 이들 성좌도가 스핀할 것 같을지라도 도 47의 3개의 성좌도에서 도시된 바와 같은 y[k]을 도출한다. 도 43에 관하여 논의된 바와 같이, 심볼의 전력이 z[k] 주어진 
임계값 ξ을 초과하는 경우, 단계 2 RCCR에 대한 키는 심볼들만의 고려사항이다. z[k]는 성좌도의 코너 심볼들 중 하나인 것으로 가정될 수도 있다. 균등하게, 
는 코너 심볼을 나타낼 수 있다. 64-QAM 성좌도에 대해 도 48a에서 설명한 바와 같이 성좌도가 공지된 경우 , ξ에 대한 값을 선택하기가 상대적으로 용이하다. 도 48은 반송파 위성/주파수 복구 루프 모듈 입력 및 균등화기 출력에서의 3개의 성좌도를 모두 도시한다. 코너 포인트에 대해 
일 수 있다. 예를 들어, 점선원 (484)에 의해 표시된 임계값 
은 코너 포인트만이 선택됨을 보장한다. 유사하게, 원 (482)에 의한 
및 원 (480)에 의한 
은 16-QAM 및 QPSK 각각에 대해 상당한 마진으로 사용될 수 있다.
도 49는 모든 3개의 성좌도 중 일사분면의 중복 표기를 나타낸다. 
인 경우, 점선 외부에 속하는 QPSK 및 16-QAM 대한 코너 포인트만이 RCCR에 의해 사용될 것이다. 그러나 64-QAM 이 수신된 경우, 5개의 성좌도 포인트 (4개의 비-코너)가 원 외부에 속하며, RCCR에 의해 사용될 것이다. 복구된 위상이 덜 잡음이 있기 때문에 코너 성좌도 포인트들이 사용된 경우에만 RCCR은 통상적으로 최상으로 동작한다. 그러나 위상 잡음이 발생할지라도, 일부 부가적인 포인트가 사용되는 경우에도 RCCR은 성공적으로 위상을 복구한다. 따라서, 단계 2는 
로 초기에 동작할 수 있어, 모든 3개의 성좌도에 대한 적합한 초기 반송파를 허용하며, 성좌도는 수신기에 미공지로 유지된다.
도 20에 관하여 설명한 바와 같이, 균등화기 (2000)는 2-레벨 슬라이서 (2018)에 공급하며, 2-레벨 슬라이서 (2018) 차례로 프레임 동기 모듈 (2020)에 공급한다. 프레임 동기 모듈 (2020)는 수학식 10에 의해 설명된 바와 같이, 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 인가된 슬라이스된 QAM 심볼의 부호상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행할 수 있다. 연속적인 상호-상관 동작은 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로 수행될 수 있다. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 갖는다. bR 또는 bI 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다. 여기서 유일하게 다른점은 64-QAM 성좌도에 대해, 2-레벨 슬라이서 (2018)는 몇몇 부가적인 위상 잡음을 갖는 신호상에서 동작한다는 것이다. 그러나 이 부가적인 위상 잡음은 위상 잡음의 존재시에도 상당히 견고한 2-레벨 슬라이싱 및 후속하는 상호-상관 기반 프레임 동기에 D주적인 해로운 영향을 가진다. 성좌도 코드워드의 디코딩은 전술한 바와 같이 위상 잡음에 상당히 견성하다.
도 50은 다음과 같이 요약될 수 있는 성좌도를 결정하는 이 또 다른 접근의 동작을 설명한다.
(1) 균등화기 및 위상/주파수 루프는 R=58로 단계 1을 완료한 후, 단계 2 로 진입한다.
(2) 단계 3을 대기하는 대신, 상관 기반 프레임-동기 (2020)는 단계 2 동안 입력 데이터를 수신하며, 프레임 동기를 검색하여, 성좌도 코드워드를 디코딩한다.
(3) 결정된 성좌도 정보 (2021)는 결정된 성좌도에 적절히 응답하는 R 값을 사용하여 단계 2 로 돌아가는 위상/주파수 루프 및 균등화기 (2000)로 다시 전송된다.
(4) 단계 1, 2, 및 3은 이전과 같이 완료된다.
도 50과 도 20에서 도시된 시스템의 주요 차이는 프레임-동기 (2020)로부터 성좌도 정보를 전달하는 균등화기/반송파 복구 (2000)로의 부가적인 접속 (5000)이다.
Coax
보안 링크에서의
SPOT
변조
본 발명의 특정 실시예는 전술한 실시예를 포함하여, 기저대역 비디오 신호가 기저대역 비디오 신호의 디지털 표현 및 제어 신호와 결합되어, 동축 케이블 (coax)과 같은 단일 케이블을 통한 전송을 인에이블할 수 있는 시스템 및 장치의 성능을 개선한다. 도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예는 coax 를 통한 보안 링크 ("SLOC") 시스템을 제공한다. 도 5는 SLOC 시스템에 대한 하나의 가능한 변조 방법을 도시한다. 예를 들어, HD 카메라 (30)는 압축된 디지털 HD 비디오 (332), 및 아날로그 SD CVBS (330)을 포함하는 보조 카메라 신호를 포함하는 IP 출력 (41)을 제공한다. 압축된 HD 비디오 IP 신호 (332)는 QAM 변조기 (도 21의 모뎀 (32)의 변조기 (212) 참조)를 포함하는 SLOC 카메라측 모뎀 (49)를 사용하여 통과대역 (52)으로 변조된다. 변조기 (212)는 기저대역 아날로그 CVBS 신호 (330)와 결합될 수 있는 변조된 신호를 제공한다. 결합된 신호는 통상적으로 300m 이상 연장될 수 있는 거리에 대해 동축 케이블 (41)을 통해 전송된 다운스트림이다. 모니터 측에서, SLOC 모니터측 모뎀 (45)은 통과대역 다운스트림 IP 신호 (332)로부터 기저대역 CVBS 신호 (330)를 분리한다. 분리된 CVBS 신호 (330)은 지연 없는 보기인 라이브를 위해 SD 디스플레이 (43)에 공급된다. 통과대역 다운스트림 IP 신호 (332)는 호스트 네트워크 스위치 (44) 또는 프로세서/DVR (도 4에는 미도시)로 신호를 출력하는 QAM 복조기 (도 22의 복조기 (222) 참조)로 복조된다.
일 예에서, 업스트림 통신이 IP 프로토콜 요구조건에 따라 제공된다. 업스트림 통신 (334)은 모니터측으로부터 카메라 (40)로 오디오 및 카메라 제어 신호 (42)를 전송하는데 부가적으로 사용될 수도 있다. 통상적으로 업스트림 신호에 대한 비트 레이트 및 대응하는 요구된 대역폭은 다운스트림 통과대역 신호에 대해 요구되는 것보다 훨씬 낮을 것이다. 모니터측 SLOC 모뎀 (45)은 IP 신호를 업스트림 통과대역 (44)으로 변조하는 QAM 변조기 (도 22의 변조기 (224) 참조)를 포함한다. 도 5에 도시된 바와 같이, 업스트림 통과대역 (54) 및 다운스트림 통과대역 (52)은 상이한 스펙트럼 위치에 위치한다. 카메라측에서, SLOC 모뎀 (49)은 업스트림 신호를 수신하는 QAM 복조기 (도 21의 모뎀의 복조기 (214) 참조)를 포함한다. 이 접근은 증가된 동작 범위, 현존하는 coax 인프라구조를 사용하는 채택의 용이함, 저-지연, 실시간 비디오의 획득을 포함하는, 종래의 시스템 및 방법에 대한 몇몇 이점을 제공한다. 도 21 및 도 22의 간략도는 도 4의 SLOC 카메라측 모뎀 (49) 및 도 4의 SLOC 모니터측 모뎀 (45)을 도시하며 상세히 전술되었다.
도 51는 필터링된 탭 (519)이 동축 케이블 세그멘트 (512)와 동축 케이블 세그멘트 (514) 사이에 제공되어, 탭 (513) 및 케이블 세그멘트 (512 및 514)가 카메라측 장비를 모니터측 컴포넌트와 접속하도록 동작하는, 도 4에 설명된 시스템에 기반하는 SLOC 시스템을 도시한다. 통상적으로 필터링된 탭 (513)은 기저대역 CVBS 신호 (5100) 중 적어도 일부를 카메라측 SD 디스플레이 (5130)로 추출하는데 사용된다. 디스플레이 (5130)는 테스트, 셋업 및/또는 로컬 모니터링을 위해 카메라 (510)의 근처에 제공될 수도 있다. 통상적으로, 필터링된 탭 (513)은 디스플레이 기능 (5130)에 간섭할 수 있는 변조된 디지털, IP 및/또는 제어 신호와 같은 원하지 않는 신호를 차단하는 로우 패스 필터를 포함한다. 또한, 탭 (513)은 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 신호의 전송을 차단하는 필터 또는 스위치를 포함할 수도 있다. 예를 들어, 테스트 모뎀 (5131)이 탭 (513)을 통해 접속되어 카메라측 모뎀 (511)의 초기 셋업 또는 고자 수리를 인에이블 할 수도 있으며, 디스플레이측 모뎀 (515)은 신호의 간섭 및/또는 열화를 방지하도록 분리될 수도 있다. 도 5에 도시된 바와 같이, 통상적으로 SLOC 카메라측 모뎀 (511)은 기저대역 CVBS 신호 (5100)에 더하여 신호 (5102)의 카메라-생성 부분에 기반하여 저 통과대역 QAM 신호를 출력하며, SLOC 모니터측 모뎀 (515)은 신호 (5170)의 제어 신호에 기반하여 고 통과대역 QAM 신호를 출력한다. 하나 이상의 필터가 탭 (513)에 의해 제공되어, SD 디스플레이 (5130) 및/또는 (516)상에서 볼 수 있는 원하지 않는 간섭을 방지하며, IP 및 제어 신호를 차단할 수도 있다. 몇몇 디스플레이 및 모니터는 통과대역 신호에서의 (기저대역 CVBS 신호 (5100)에 대해) 더 녹은 주파수 신호를 차단하는데 필요한 필터링을 결여한다.
도 51b는 카메라측과 모니터측 사이의 케이블 (514)이 카메라측에서 일시적으로 분리되며, SD 디스플레이 디바이스 또는 모니터 (5130)가 케이블 세그멘트 (519)를 통해 SLOC 카메라측 모뎀 (511)에 직접 접속된, 도 3에서 설명한 시스템에 기반한 SLOC 시스템을 도시한다. 테스트 모뎀 (5131)은 테스트/셋업 목적을 위해 옵션적으로 접속될 수도 있다. SD 디스플레이 디바이스 (5130)은 기저대역 CVBS 신호를 디스플레이하고, 카메라 (510)의 물리적 위치 근처의 카메라 (510)로부터 비디오를 모니터링하는 능력을 제공하며, 접속의 재구성은 셋업 및 고장 수리를 용이하게 하는데 바람직할 수도 있다. 도 51b에서, 저 통과대역 QAM 신호 (5102)는 고 주파수 필터링을 결여하는 SD 디스플레이 (5130)상의 바람직하지 않은 시각적 간섭을 유발할 수 있다.
도 51a 및 도 51에서 도시된 예에서, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 신호의 부분적 또는 완전한 접속끊김이 발생할 수도 있다. 신호의 부분적 접속끊김은 QAM 신호 전송 경로를 완전히 남긴다. 그러나 몇몇 접속의 재구성은 카메라측 모뎀 (511)과 모니터측 SLOC 모뎀 (515) 사이의 QAM 신호의 분리를 유발한다. 본 발명의 특정 실시예는 카메라측 모뎀 (511)이 통과대역 QAM 전송을 중단하며, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 접속이 중단된 경우 CVBS 신호만을 출력하는 메카니즘을 제공한다. 디스플레이측 모뎀에 대한 테스트 모뎀 (5131)의 일시적인 교체는, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 접속끊김, 모뎀 (511)과 모뎀 (5131) 사이의 접속의 구축, 모뎀 (511)과 모뎀 (5131) 사이의 접속끊김, 및 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 접속의 재구축을 포함하는 시퀀스를 통상적으로 포함한다. QAM 신호의 접속끊김은 모뎀 (511)의 다양한 기능적인 컴포넌트를 사용하여 검출될 수도 있다. 따라서, SLOC 시스템의 동작은 이하 더욱 상세히 설명된다.
SLOC
시스템에 대한
QAM
변조 구조
전술한 바와 같이, 도 19는 통과대역 변조 (PB 모드) 모듈 (1314) (도 13 참조)에 제공된 프레임 구조 (1336)를 나타낸다. 도 16의 격자 코딩은 비트를 부가하며, 격자 코딩 이전의 정합된 QAM 심볼당 데이터 비트의 수는 표 2에 도시된 바와 같다. 도 14의 315개의 RS 패킷 (521640개의 비트)이 정합되는 QAM 심볼의 수는 모드 선택에 따라 변경된다. 표 3에 도시된 바와 같이, 프레임 당 315개의 패팃 및 207의 RS 패킷 사이즈로, 프레임당 진정수의 심볼이 획득된다. PB 모드 모듈 (1314)은 당업자에게 공지된 임의의 접합한 방법을 사용하여 기저대역 QAM 심볼을 통과대역으로 변조한다 (예를 들어, 도 24에 관하여 전술한 내용 참조).
전술한 바와 같이, 도 20에 관하여, 도 21 및 도 22의 QAM 복조기가 더 설명된다. 모듈 (2000)은 통과대역 신호에서 전송된 데이터를 수신하여 기저대역 QAM 심볼로 전환한다. 모듈 (2000)에 의해 수행된 동작은 통상적으로 서브-모듈을 사용하여, 심볼 클럭 동기화, 균등화 (중간-심볼 간섭을 제거하기 위함), 및 반송파 복구를 포함할 수 있다. 따라서, 모듈 (2000)은 복구된 기저대역 QAM 심볼 (2001)을 출력하는 균등화기를 포함할 수도 있다. 기저대역 QAM 신호들 (2001)은 실수 방향 및 허수 방향 모두로 슬라이스하는 2-레벨 슬라이서 (2018)로 제공되어, 이에 의해 프레임-동기 모듈 (2020)에 제공되는 시퀀스 
및 
(2019)를 형성한다.
프레임 동기 모듈 (2020)은 이진 프레임-동기 PN 시퀀스의 저장된 복사본으로, 실수부 및 허수부 모두에 대해 개별적으로, 인가되는 슬라이스된 QAM 심볼상에서 연속적인 상호-상관 동작을 수행한다. 저장된 복사본의 각각의 멤버는 -1 또는 +1의 값을 가진다. 이 동작은 수학식 1에 의해 주어지며, 여기서 재생성된다.
{수학식 10}
여기서 s는 127개의 긴 프레임-동기 PN 시퀀스에 저장된 복사본이다. bR 또는 bI 의 최대 진폭은 FEC 데이터 프레임의 시작을 나타낸다. 이 FEC 데이터 프레임 시작 포인트가 스트림에서 검출되는 경우, 프레임 동기 펄스 또는 다른 동기화 신호가 수신기 모듈 중 하나 이상에 통신된다.
도 52a 및 도 52b는 잡음 신호가 수신된 경우, 프레임 동기 펄스를 신뢰성있게 생성할 수 있는 프로세스의 구성요소를 나타낸다. 도 52a는 프레임 길이를 결정하는 프로세서의 일부이다. 프레임 길이는 선택된 전송 모드에 의존하여 변경될 수 있다 (표 3). 단계 5200에서 개시하는 프로세스는 심볼이 수신시 반복적으로 실행되며, 심볼 카운터는 미리 결정된 임계값을 초과하는 값을 유발하는 실행들 사이의 심볼의 수를 기록한다. 단계 5201에서, 상호 상관이 각각 도착하는 심볼에 대해 수행되며, 심볼 카운터는 미리 결정된 임계값이 단계 5202에서 초과되는 것으로 결정되기까지 증가한다. 심볼 카운터는 임계값이 초과되기까지 각각의 심볼에 대해 증가한다 (5203). 단계 5202에서 임계값이 초과되는 경우, 심볼 카운터는 클리어되며 (5204), 상호-상관 (5205), 심볼 카운터의 증가 (5207), 및 새로운 심볼의 수신 (5208)의 단계는 단계 5206에서 임계값이 초과되는 것으로 결정되기까지 반복된다. 중간 심볼 카운터는 단계 5208에서 기록되며, 심볼 카운터는 단계 5209에서 재설정된다. 상호-상관 (5210), 심볼 카운터의 증가 (5212), 및 새로운 심볼의 수신 (5213)의 단계는 단계 5211에서 임계값이 초과되는 것으로 결정되기까지 반복된다. 단계 5214에서 심볼 카운터가 단계 5208에서 기록된 중간 심볼 카운터와 동일한 경우, 단계 5215에서 프레임 길이는 심볼 카운터의 값으로서 복귀된다. 설명한 예에서, 프레임 길이는 2개의 연이은 일정한 카운터 이후 결정될 수 있다. 그러나 요구된 연이은 동일한 카운터는 원하는 데로 선택될 수도 있다.
도 52b는 수신된 신호가 상당히 잡음이 있는 경우에도 프레임 동기 모듈 (2020)이 정확히 타임이된 프레임 동기 펄스들을 생성하는 일 프로세스를 도시한다. 또한, 프로세스는 일시적인 신호의 중단이 발생한 경우, 또는 전송기 전송 모드 변화가 프레임_사이즈에서의 대응하는 변화를 유발한 이후, 새로운 프레임 동기 위치의 획득을 제공한다. 자유 진행 (free running) 카운터는 모듈로 프레임_사이즈 연산을 사용하여, 수신된 심볼을 카운트 하며, 여기서 프레임_사이즈는 도 52a와 연관하여 설명한 단계에 의해 결정되었다. 수학식 10의 결과에서, 상호-상관이 선택된 임계값을 초과하는 경우, 심볼 카운터 값은 언제나 동일한 값을 가질 것이다. 값이 일정한 경우, 신뢰도 카운터는 선택된 최대값-예를 들어 최대값 16가지 증가되며, 그렇지 않은 경우, 신뢰도 카운터는 최소값 0을 향해 감소된다.
그 결과, 단계 5250에서 심볼의 수신시, 상호 상관은 단계 5251에서 수행되며, 단계 5252에서의 결과가 임계값을 초과하는 경우, 전류 최대값은 임계값으로 설정되며, 최대 포인트는 단계 5253에서 심볼 카운터의 전류 값으로 설정된다. 도시된 예에서, 신뢰도 카운터가 4이상으로 설정되며 (5254), 전류 심볼 카운터가 프레임 동기화 포인트를 나타내는 경우 (5255), 단계 5256에서 프레임 동기 신호가 출력된다. 다음으로, 단계 5257에서 심볼 카운터가 여기서는 모듈로 4 부가를 사용하여 증가된다. 단계 5270에서 심볼 카운터가 0으로 결정되지 않는 한, 다음 심볼은 단계 5277에서 대기한다. 심볼 카운터가 0일 경우, 단계 5271에서 전류 최대값은 재설정된다. 단계 5272에서, 전류 최대 포인트가 프레임 동기화 포인트와 동일한 경우, 신뢰도 카운터는 단계 5273에서 증가되고, 다음 심볼은 단계 5277에서 대기하며, 그렇지 않은 경우 신뢰도 카운터는 단계 5274에서 감소된다. 현재 설명한 예에서, 단계 5275에서 신뢰도가 2 아래로 하강한 것으로 결정된 경우, 단계 5276에서 프레임 동기화 포인트는 전류 최대 포인트로 설정된다. 어떠한 경우에도, 다음 심볼은 단계 5277에서 대기된다.
요약하여, 설명한 프로세스에 따르면, 신뢰도 카운터가 미리 결정된 값-예를 들어, 4를 초과하는 경우, 프레임 동기화는 신뢰성 있게 획득된 것으로 결정된다. 그후, 프레임 동기 모듈은 클리어되어 정화한 시간에 프레임 동기 펄스를 제공할 수 있다. 신뢰도 카운터가 4를 초과하는 경우에는, 잡음이 종종 수학식 10이 낮은 값을 생성하게 할지라도, 프레임 동기 펄스는 정확한 시간-통상적으로 프레임의 시작에 대응하는 시간에 출력될 것이다.
전송 모드가 변경되는 경우, 신뢰도 카운터는 궁극적으로 0으로 복귀할 것이다. 이는 새로운 프레임 길이를 결정하는 것의 프레임 길이의 재계산을 트리거하는데 사용될 수 있다 (예를 들어, 도 52a의 프로세스를 사용함). 반송파 복구에 관하여 후술하는 바와 같이, 이진 부가적인 복구된 위상 오프셋 0, ±π/2, 또는 π를 유발할 수도 있는 복구된 반송파 위상에서의 π/2 의 모호함이 있을 수 있다. 프레임 동기 심볼에 대해, 실수부 및 허수부는 동일한 부호를 가지며, 전송된 성좌도는 도 39에 도시된다.
그 결과, 0의 위상 오프셋에 대해, 최대 진폭 bR 및 bI의 부호는 모두 포지티브이다. 표 5에 요약된 바와 같이, -π/2 오프셋은 네거티브 최대 진폭 bR 및 포지티브 최대 진폭 bI를 산출하고, π의 오프셋에 대해, bR 및 bI 모두 네거티브일 것이며, π/2의 오프셋에 대해 최대 진폭 bR은 포지티브일 것이며 최대 진폭 bI는 네거티브일 것이다. 그 결과, 최대 진폭 bR 및 bI의 각각의 부호는 조합하여, 최종 위상 오프셋이 수렴하는 복소 평면의 사분면을 나타낸다. 이는 위상 오프셋 상관 모듈 (2002)의 신호에 적용될 부가적인 위상 보정을 승인한다. 최대 bR 및 bI의 부호는 상관 기반 프레임-동기 모듈 (2020)로부터 위상 오프셋 보정기 (2002)로 전송될 수도 있다.
도 40을 참조하면, 도 20의 예의 위상 오프셋 보정기 (2002)의 특정 양태의 동작은 더욱 잘 이해될 수 있다. LUT (400)는 최대 진폭 bR 및 bI 의 부호에 기반하여 출력을 생성한다 (표 5참조). 
가 주어지는 경우, 동작 (402)는,
1) φ=+π에 대해 
2) φ=+π/2에 대해 
3) φ=-π/2에 대해 
로서, 실행될 수 있다.
프레임 동기 시작 위치가 배치되고 mπ/2 위상 오프셋이 보정된 경우, 모드 비트 (성좌도 및 격자 코드 레이트)를 포함하는 코드 워드의 위치가 공지된다. 코드 워드는 예를 들어, BCH 디코더에 의하거나, 수신된 코드 워드를 모든 가능한 코드 워드와 상관시키고 최상의 결과값을 산출하는 코드 워드를 선택함으로써 신뢰성있게 디코딩될 수 있다. 이 정보가 반복적으로 전송되므로, 결과가 받아들여지기 전에 동일한 결과가 복수회 발생함을 요구함으로써 부가적인 신뢰성이 획득될 수 있다. 도 41은 프레임 동기 모듈 (2020)에 의해 수행될 수 있는 프로세스의 예를 도시한다.
도 20의 시스템에 계속하여, 프레임-동기 신호 (2021)는, 심볼이 소프트 역-정합기 (2006)에 공급되기 이전에, 어느 심볼이 모듈 (2004)에서 제거될지를 나타내는데 사용될 수 있다. 일 예에서, 127 개의 프레임-동기 심볼 및 8개의 모드 심볼이 스트림으로부터 제거되어, RS 패킷에 대응하는 심볼만이 소프트 역-정합기 (2006)에 전달됨을 보장한다. 소프트 역-정합기 (2006)는 예를 들어, Akay 및 Tosato에 의해 설명된 알고리즘을 포함하는 당업계에 공지된 알고리즘을 사용하여 소프트 비트 매트릭스를 계산한다. 정확한 동작을 위해, 소프트 역-정합기 (2006)는 어느 천공 패턴 (어느 격자 코드)이 전송기에서 사용되었는지 및 수신된 비트를 갖는 패턴의 정렬을 알아야한다. 정보 (2021)는 전류 모드에 관계없이, 천공 패턴이 정렬되는 반복 프레임 동기 신호를 제공하며 모드 정보를 디코딩하는 프레임-동기 모듈 (2020)에 의해 제공된다. 이들 소프트 비트 매트릭스는 당업계에 공지된 방법으로 동작하여 전송기의 PTCM 인코더로 입력되었던 비트의 추정치에 도달하는 비터비 디코더 (2008)에 공급된다. 역-랜덤화기 (2013), 바이트 역-인터리버 (2014), 및 RS 디코더 (2016)는 모두 프레임-동기 신호 (2021)에 의해 동기화되고, 각각 바이트 데이터를 역-랜덤화, 역-인터리빙, 및 디코딩하여 전송기의 RS 인코더에 원래 인가되었던 데이터를 획득한다.
단계 스위칭
특정 실시예는 균등화기의 출력에서의 평균 제곱 에러에 기반하는 단계 스위칭을 사용한다. 균등화기 출력의 평균 제곱 에러 (MSE; mean square error)의 정확한 추정치는 도 42의 에러 계산 모듈 (422)에 의해 계산된 일련의 에러 e[k]로부터 획득될 수 있다. 예를 들어, 추정치는
에 의해 획득될 수도 있다. 여기서 β＜1 망각된 인자이다. e[k]를 평균화하는 다른 방법은 공지되며 사용될 수 있다. 수학식 18은, 미리 결정된 임계값과 비교될 수 있으며, MSE[k]가 임계값 아래로 하강하는 경우, 단계 1에서 단계 2로 동작을 스위칭하는 도 42의 단계 제어 모듈 (423)에 의해 사용될 수 있는 결과값을 생성한다. 결과값은 제 2 미리결정된 임계값과 비교되어, MSE[k]가 제 2 임계값 아래로 하강하는 경우 단계 2에서 단계 3으로 동작을 스위칭할 수 있다.
접속 끊김 및 재접속 검출
특정 실시예는 통신 링크의 카메라측에서 접속 끊김 및 재접속 이벤트를 검출하는 시스템 및 방법을 제공한다. 다시 도 51a 및 51b를 참조하면, 모뎀 (511)과 모뎀 (515) 사이의 신호의 부분적 또는 완전한 접속끊김이 일반 동작에서 발생할 수도 있다. 특정 접속끊김은 카메라측 모뎀 (511)과 모니터측 SLOC 모뎀 (515)사이의 QAM 신호에 영향을 미친다. 특히, HD 카메라 (510)에 의해 캡처된 이미지를 전달하는 신호는 디스플레이측 모뎀 (515)으로 케이블 (514)을 통해 전송을 위해 모뎀 (511)에 의해 인코딩 및/또는 변조된다. coax (514)에 관련된 접속끊김 및 재접속 이벤트를 검출하는 복수의 방법이 카메라측 SLOC 모뎀 (511)에 의해 수행될 수 있다. 접속끊김 또는 재접속 이벤트에 응답하여, 모뎀 (511)은 다운스트림 통과대역 QAM 전송을 정지, 개시, 또는 재개시할 수도 있다. 몇몇 실시예에서, QAM 복조기 (530)로부터 QAM 변조기로 전송된 "coax 접속된" 신호는 접속-관련된 이벤트에 대한 전송을 제어하는데 사용될 수도 있다.
도 53을 참조하면, 예를 들어, coax 접속된 신호 (531)가 카메라측 QAM 변조기 (532)에 의해 주장되는 경우에만, 카메라측 QAM 변조기 (530)가 다운스트림 통과대역 신호 (533)를 전송하도록 구성될 수도 있다. 카메라측 QAM 복조기 (532)는 비터비 방법을 사용하여 모니터측 QAM 변조기 (미도시)에 의해 전송된 입력 신호 (534)의 존재를 결정할 수 있다. 통상적으로, 입력 신호 (534)의 수신이 신뢰성있게 확인되는 경우, 성좌도 식별이 확인되는 경우, 및/또는 프레임 동기의 확인이 획득시, coax 접속된 신호 (531)가 카메라측 QAM 복조기 (532)에 의해 주장된다.
입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 방법은 자동 이득 제어 (AGC; automatic gaim control) 루프에 기반한 방법을 포함한다. QAM 복조기를 포함하는 통신 수신기에서 발견되는 바와 같이, AGC는 수신기의 다양한 단계 및 포인트에서 신호 레벨을 제어하는데 사용된다. 도 24의 수신기 프런트 엔드 (front end)에 부가된 AGC 루프 (540)를 도시하는 일 예가 도 27에 도시된다. AGC 루프 (540)에서, 복소 신호의 진폭이 541에서 결정되며 미리 결정된 기준 레벨 (543)로부터 541에서 차감된다. 결과는 로우 패스 필터 (LPF) (544)에 의해 필터링되어 잡음 및 단기간 변경을 억제한다. LPF (544)는 가산기 (545) 및 지연 성분 (546)을 포함하는 누산기에 공급되는 출력을 제공한다. 누산기 출력은 시스템 입력 (549)에서 이득 블록 (548)으로 다시 공급되는 이득 제어 신호 (547)로서 사용된다. 일 예에서, 이득 제어 신호 (547)는 이득 블록 (548)에 의해 제공된 이득을 결정하는 곱셈기 또는 이득 성분으로서 사용되어, 이득 블록 (548)에 의해 제공된 이득은 이득 제어 (547)이 증가함에 따라 미리결정된 제한 내에서 증가한다. 입력 (549)가 접속끊기는 경우 (예를 들어, coax가 접속끊기는 경우) 진폭 블록 (541)의 출력은 상당히 낮아지는 경향이 있다. 통상적으로, coax 접속된 신호 (531)는 진폭 블록 출력이 미리결정된 임계값을 초과하는 경우에만 주장될 수도 있다. 또한, 통상적으로 이득 제어 신호 (547)는 입력 (549)이 접속끊기는 경우에 상당히 높다. 그 결과, coax 접속된 신호 (531)는 이득 제어 신호가 미리 결정된 임계값 아래인 경우에만 주장될 수도 있다. AGC 루프 (540)는 루프가 QAM 복조기 (532)의 다른 곳에서 발견되는 경우에만 입력 (549)의 접속 상태를 모니터링하는데 사용될 수 있다.
입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 방법은 도 43에서 도시된 반송파 위상/주파수 로프 단계 및 균등화기에 기반한다 (수학식 18 참조). 특히, QAM 복조기 (532)의 QAM 변조기 단계 제어기 (434)는 (단계 1의 초기에) 수학식 18의 결과에 기반하여 단계 2로 스위칭하는 경우, coax 접속된 신호 (531)가 주장될 수도 있다. coax가 접속되고 QAM 복조기 (532)가 모니터측 QAM 변조기로부터 업스트림 신호를 활성적으로 수신하고 있는 경우에만 단계 1에서 단계 2로의 전환이 발생한다. coax의 후속하는 접속끊김은 신호의 손실, 수학식 18에 의해 계산된 MSE에서의 증가를 유발하며, 단계 1로의 복귀를 유도할 것이다. coax 접속된 신호 (531)는 QAM 복고기 (532)가 단계 1에 있는 경우 재설정되거나 역-주장될 수 있다. 몇몇 실시예에서, 카메라측 QAM 복조기 (532)는 coax 접속된 신호 (531)를 주장하기 이전에 획득된 단계 3을 가지기 위해 요구될 수도 있다.
입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 또 다른 방법은 도 52b에 관하여 논의된 복조기 프레임 동기 신뢰도 카운터에 기반한다. 특히, ocax 접속된 신호 (531)는, 신뢰도 카운터가 미리결정된 임계값 보다 큰 값을 등록하는 경우에만, 카메라측 QAM 복조기 (532)에 의해 주장될 수도 있다. 일 예에서, 임계값은 4일 수도 있다. 따라서, coax 접속된 신호 (531)는, coax가 접속되며 모니터측 모뎀이 카메라에 SLOC 프레임을 전송하고 있는 경우에만 주장될 것이다. 프레임 동기 프로세스가 자유 진행을 계속하는 경우에는, 심볼이 수신되고 있지 않는 경우라도, 접속끊김은 신뢰도 카운터를 되돌려 결국 4 아래로 하강하게 하며, coax 접속된 신호 (531)는 역-주장될 것이다.
입력 신호 (534)의 존재를 검출하는 또 다른 방법은 더 높은 층의 프로토콜에 기반한다. 도 51a를 다시 참조하면, HD 카메라 (30) 및 모니터측 호스트 시스템 (38)은 네트워킹 프로토콜을 사용하여 통신할 수도 있다. 이 논의의 목적을 위해, 유비쿼터스 인터넷 프로토콜 (IP)이 네트워킹 프로토콜의 예로서 사용될 수 있다. 몇몇 IP 모드는 본질적으로 2-방향이므로, 데이터를 업스트림 및 다운스트림 모두로 전송되게 한다. 케이블이 접속끊기는 경우, HD 카메라 (30) 및/또는 모뎀 (32)의 네트워크 제어기 또는 프로세서는 모니터측으로부터 도달하는 복귀 IP 패킷이 없음을 인식하여, 통과대역 전송을 중단하기 위해 카메라측 SLOC 모뎀 (32)에 통지할 수 있다. 일 예에서, 이러한 통지는 예를 들어, 도 53에서 도시된 MII 인터페이스 (536)를 통해 HD 카메라 (30)로부터 모뎀 (32)으로 특별한 미리결정된 데이터 패킷을 전송하는 것을 포함할 수도 있다.
본 발명의 특정 양태의 부가적인 설명
본 발명의 앞선 설명은 설명적인 것을 의도하며 제한을 의도하는 것이 아니다. 예를 들어, 당업자는 본 발명이 전술한 기능성 및 성능의 다양한 조합으로 실행될 수 있으며, 전술한 것보다 더 적거나 많은 컴포넌트를 포함할 수 있음을 이해할 것이다. 본 발명의 특정 부가적인 양태 및 특징들이 아래에 더 많이 주어지며, 본 발명의 개시에 의해 교시된 이후 당업자에게 이해될 바와 같이, 상기에서 더욱 상세히 설명한 기능성 및 컴포넌트들을 사용하여 획득될 수 있다.
본 발명의 특정 실시예는 카메라와 관련된 시스템 및 방법을 제공한다. 이들 실시예들은 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호를 생성하는 프로세서, 및 케이블을 통한 전송을 위해 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 디지털 비디오 신호를 결합하는 인코더를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함한다. 기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성일 수도 있다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라는 폐쇄회로 고화질 텔레비전 카메라이다. 이들 실시예 중 몇몇에서,기저대역 비디오 신호는 표준 아날로그 비디오 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서,디지털 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호와 결합하기 이전에 변조된다. 이들 실시예 중 몇몇에서,디지털 비디오 신호는 압축 디지털 비디오를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호이다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호의 프레임 레이트는 이미지 신호의 프레임 레이트 미만이다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 변조된 디지털 신호는 비디오 리코더에 제공된다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 디코더는 케이블로부터 수신된 업스트림 신호를 복조하도록 구성된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복조된 업스트림 신호는 제어 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어신호는 카메라의 위치 및 방향을 제어하는 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 프로세서에 의한 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호의 생성을 제어하는 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 기저대역 비디오 신호로서 인코딩을 위한 이미지 신호 중 일부를 선택하는 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 디지털 비디오 신호로서 인코딩을 위한 이미지 신호 중 일부를 선택하는 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복조된 업스트림 신호는 카메라의 오디오 출력을 구동하는 오디오 신호를 포함한다.
본 발명의 특정 실시예는 비디오 이미지를 전송하는 시스템 및 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 고화질 이미지 디바이스로부터 수신된 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하여 변조된 디지털 신호를 획득하는 것, 변조된 디지털 신호를 비디오 신호를 나타내는 기저대역 아날로그 신호와 결합함으로써 출력 신호를 생성하는 것, 및 출력 신호를 디스플레이 시스템 및 디지털 비디오 캡처 및/또는 저장소 디바이스에 동시에 전송하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디스플레이 시스템은 비디오 신호의 기저대역 아날로그 표현으로부터 도출된 이미지를 디스플레이한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 저장부는 변조된 디지털 신호로부터 추출된 고화질 프레임의 시퀀스를 디지털 비디오 리코더를 사용하여 기록한다.
이들 실시예 중 몇몇은 비디오 신호를 압축하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호를 주파수 분할 다중화하는 단계는 변조 이전에 비디오 신호를 압축하는 단계를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 출력 신호를 전송하는 것은 동축 케이블에 출력 신호를 제공하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 동축 케이블로부터 수신된 입력 신호를 복조하여 제어 신호를 획득하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 합성 비디오 신호에서 비디오 신호의 일부를 인코딩함으로써 기저대역 아날로그 신호를 생성하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 제어 신호를 사용하여, 합성 비디오 신호에서, 인코딩될 비디오 신호의 일부를 선택하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 제어 신호를 사용하여 카메라의 위치를 제어하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 입력 신호를 복조하는 것은 입력 신호로부터 오디오 신호를 추출하는 것을 포함한다.
본 발명의 특정 실시예는 카메라를 동작하는 시스템 및 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은, 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 복수의 비디오 신호를 생성하는 프로세서, 카메라에 의해 수신된 제어 신호에 응답하도록 구성된 제어 로직, 및 디지털 비디오 신호를 변조된 신호로서 변조하도록 구성된 변조기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 비디오 신호 각각은 카메라의 시야 중 적어도 일부를 나타낸다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 디지털 비디오 신호 및 기저대역의 콘텐츠를 제어한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 변조된 신호 및 기저대역 비디오 신호는 카메라에 의해 동시에 전송된다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성이다. 이들 실시예 중 몇몇은 케이블을 통한 전송용 출력 신호로서 기저대역 비디오 신호와 변조된 신호를 결합하는 인코더를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 무선 신호로서 수신된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 변조된 신호는 무선으로 전송된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호이다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 비디오 신호는 압축된 디지털 비디오 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 제어 신호는 비디오 신호 중 하나에 의해 나타난 시야 중 일부를 이동시킨다.
이들 실시예 중 몇몇은, 주파수에 의해 분리되며 케이블에 의해 전달되는 디지털 신호 및 기저대역 아날로그 신호로의 사용을 위한 균등화기를 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 수신기에서 수신된 디지털 신호로부터 왜곡을 제거하는 디지털 균등화기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 케이블에 의해 유발된 아날로그 신호의 감쇄를 보상하는 아날로그 균등화기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 아날로그 균등화기는 기저대역 아날로그 필터 세트 중 하나를 적용하여 감쇄를 보상한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 적용된 기저대역 아날로그 필터는 상이한 주파수에서의 감쇄의 차이의 디지털 균등화기에 의해 계산된 추정치에 기반하여 선택된다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 신호 및 아날로그 신호는 카메라에 내장된 전송기와 수신기 사이에서 전송되며, 수신기는 모니터에 아날로그 신호를 나타내는 균등화된 신호를 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 케이블은 동축 케이블을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 왜곡은 케이블의 길이와 함께 증가한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 왜곡은 다중 경로를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 감쇄의 추정치는 기울기가 대략 선형인 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 주파수 대역으로부터 계산된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기는 복수의 필터 탭에 대한 고속 푸리에 변환을 사용하여 계산된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 주파수 대역 내의 주파수 빈은 합산을 사용하여 디지털 균등화기의 필터의 주파수 응답의 계산을 허용하도록 선택된다.
여기서, G[k]는 시간 도메인 수렴된 균등화기 필터 탭의 DFT이며, k1 및 k2 는 DFT의 특정 주파수 빈에 대응한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 디지털 신호는 카메라에 의해 캡처된 비디오 이미지의 고화질 표현을 포함하며, 아날로그 신호는 비디오 이미지의 표준 표현을 포함한다.
본 발명의 특정 실시예는 주파수에 의해 아날로그 신호와 분리된 디지털 신호를 전달하는 케이블에서의 아날로그 신호를 균등화하는 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 아날로그 및 디지털 신호를 수신하여 기저대역 비디오 신호를 출력하는 모뎀에 의해 수행된다. 이들 실시예 중 몇몇은 디지털 신호에서 기울기를 계산하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기는 케이블에 기여할 수 있는 주파수의 기능으로서 감쇄를 특징화한다. 이들 실시예 중 몇몇은 계산된 기울기에 기반하여 디지털 신호를 균등화하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 계산된 기울기를 사용함으로써 아날로그 균등화기를 구성하여 기저대역 아날로그 필터 세트 중 하나를 선택하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 선택된 기저대역 아날로그 필터를 사용하여 아날로그 신호를 균등화한다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 아날로그 신호는 기저대역 비디오 신호를 포함하며, 디지털 신호는 기저대역 비디오 신호의 고화질 버전을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 케이블은 동축 케이블을 포함하며, 기울기는 케이블의 길이에 따라 변한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기는 다중-경로 왜곡으로부터 도출된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 기울기를 계산하는 것은 기울기가 대략 선형인 전력 스펙트럼 밀도를 갖는 주파수 대역 내의 감쇄를 추정하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 감쇄를 추정하는 것은 복수의 필터 탭에 대해 고속 푸리에 변환을 사용하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 감쇄를 추정하는 것은 주파수 대역 내의 주파수 빈을 선택하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 선택된 주파수 빈은 기울기를 계산하는 단계의 효율성을 최적화한다.
본 발명의 특정 실시예는 새로운 프레임 구조를 사용하는 디지털 통신 시스템을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 데이터의 프레임을 인터리빙하는 컨벌루션 바이트 인터리버를 포함하며, 인터리버는 프레임 구조에 동기화된다. 이들 실시예 중 몇몇은 인터리빙된 데이터 프레임으로부터 랜덤화된 데이터 프레임을 생성하도록 구성된 램덤화기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 랜덤화된 데이터 프레임으로부터 격자 코딩된 데이터 프레임을 생성하는 선택가능한 코드 레이트에서 동작된 천공된 격자 코드 변조기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 격자 코딩된 데이터 프레임의 비트 그룹을 변조 심볼에 정합하여 정합된 프레임을 생성하는 QAM 정합기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 정합된 프레임에 동기화 패킷을 부가하는 동기화기를 포함한다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 천공된 격자 코드 변조기는 시스템의 측정된 백색 잡음 성능에 기반하여 최적화된 네트 비트 레이트를 획득하기 위해 바이패스된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동일한 동기화 패킷이 후속하는 정합된 프레임의 시퀀스 각각에 부가된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동일한 동기화 패킷이 각각 정합된 프레임에 부가된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷의 일부는 127개의 심볼을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷의 일부는 변조 심볼의 실수부 및 허수부에 대한 상이한 이진 시퀀스를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷의 일부는 변조 심볼의 실수부 및 허수부 모두에 대해 동일한 이진 시퀀스를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 동기화 패킷은 정합된 프레임을 위한 전송 모드를 나타내는 데이터를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 전송 모드의 표시는 선택된 QAM 성좌도 및 선택된 격자 코드 레이트를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 일정한 진정수의 리드-솔로몬 패킷을 생성한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 가변 정수의 변조 심볼을 생성한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 시스템은 전송 모드에 관계없이 각각의 데이터 프레임에 대해 진정수의 천공 패턴 주기를 생성한다.
본 발명의 특정 실시예는 가변 네트 비트 레이트 디지털 통신 시스템에 대한 프레임화 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 상이한 직교 진폭 변조 (QAM) 성좌도 세트를 제공하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 천공된 격자 코드 조합을 사용하여 데이터 패킷 프레임을 생성하는 것을 포함하며, 각각의 조합은 관련 모드에 대응한다. 이들 실시예 중 몇몇은 가변 진정수의 QAM 심볼을 갖는 프레임을 제공하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, QAM 심볼의 수는 선택된 모드에 대응한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임당 관련 바이트 및 리드-솔로몬 패킷의 수는 상수이다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 천공된 격자 코드 조합을 사용하여 데이터 패킷의 프레임을 생성하는 것은 관련 모드에 관계없이 데이터 프레임당 진정수의 천공 패턴 주기를 생성하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 하나 이상의 모드에 대해 QAM 심볼당 데이터 비트의 수는 분수이다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임당 격자 코더 천공 패턴 주기의 수는 모든 모드에 대해 정수이다.
본 발명의 특정 예는 위상 오프셋을 보정하는 시스템을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 직교 진폭 변조된 신호를 나타내는 균등화된 신호를 수신하여 균등화된 신호로부터 위상-보정된 신호를 도출하는 위상 오프셋 보정기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 균등화된 신호를 슬라이스하여 실수 및 허수 시퀀스를 획득하는 2-레벨 슬라이서를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 실수 및 허수 시퀀스와 저장된 프레임-동기 의사-랜덤 시퀀스의 대응하는 부분과의 상관을 수행하는 프레임 동기화기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 프레임 동기화기에 의해 위상 오프셋 보정기로 제공된 위상 보정 신호를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 위상 보정 신호는 상관의 최대 실수 및 허수값에 기반한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화기는 인가된 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼상에 지속적인 상호-상관을 수행한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 지속적인 상호-상관은 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 저장된 복사본으로 실수 및 허수 시퀀스에 대해 개별적으로 수행된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 직교 진폭 변조된 신호는 천공된 격자 코드를 사용하여 변조된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 직교 진폭 변조된 신호는 직교 위상 시프트 키잉 변조를 사용하여 변조된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, QAM 신호는 16-QAM 을 사용하여 변조된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, QAM 은 64-QAM 을 사용하여 변조된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 직교 진폭 변조된 신호의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가지며, 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호는 균등화된 신호에서의 위상 회전을 나타낸다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화에 의해 제공된 위상 보정 신호는 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호를 포함한다. 위상 오프셋 보정기는 상관의 최대 실수 및 허수값의 부호로 LUT를 인덱싱함으로써 위상-보정된 신호를 도출하여 위상 보정값을 결정한다.
본 발명의 특정 실시예는 수신기에서 직교 진폭 변조된 신호의 반송파 위상 오프셋을 보정하는 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 신호를 균등화하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 균등화된 신호를 슬라이스하는 것을 포함하여, 이에 의해 균등화된 신호로부터 실수 및 허수 시퀀스를 획득한다. 이들 실시예 중 몇몇은 실수 및 허수 시퀀스의 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 저장된 의사-랜덤 시퀀스를 실수 및 허수 시퀀스와 상관시키는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 실수 및 허수 시퀀스와 관련된 최대 상관값으로부터 프레임의 시작을 결정하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 최대 상관값에 기반하여 균등화된 신호의 위상 에러를 정정하는 것을 포함한다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 상관 단계는 일련의 슬라이스된 직교 진폭 변조된 심볼과 이진 프레임-동기 의사-랜덤 잡음 시퀀스의 저장된 복사본과의 지속적인 상호-상관을 수행하는 단계를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 상관 단계는 실수 및 허수 시퀀스로 프레임 동기화 시퀀스의 저장된 복사본에 개별적으로 지속적인 상호-상관을 수행하는 단계를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가진다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 위상 에러를 정정하는 것은 최대 상관값의 부호에 기반하여 균등화된 신호의 위상 회전을 결정하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 균등화된 신호의 위상 에러를 보정하는 것은 실수 및 허수 최대 상관값의 부호로 LUT를 인덱싱하는 것을 포함한다.
본 발명의 특정 실시예는 직교 진폭 변조된 신호의 반송파 위상 오프셋을 보정하는 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 명령을 실행하도록 구성된 하나 이상의 프로세서들을 포함하는 시스템에서 구현될 수 있다. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서상에서 신호를 균등화하도록 구성된 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 균등화된 신호를 슬라이스하여, 이에 의해 균등화된 신호로부터 실수 및 허수 시퀀스를 획득하도록 구성된 명령을 하나 이상의 프로세서상에서 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 실수 및 허수 시퀀스의 프레임 동기화 시퀀스를 식별하도록 구성된 명령을 하나 이상의 프로세서상에서 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 실수 및 허수 시퀀스로 프레임 동기화 시퀀스의 저장된 복사본에 개별적으로 지속적인 상호-상관을 수행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스를 식별하는 것은 실수 및 허수 시퀀스와 관련된 최대 상관값으로부터 프레임의 시작을 결정하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 최대 상관값에 기반하여 균등화된 신호의 위상 에러를 보정하도록 구성된 명령을 하나 이상의 프로세서상에서 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프레임 동기화 시퀀스의 프레임 동기 심볼은 동일한 부호를 가진다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 위상 에러를 보정하는 것은 최대 상관값의 부호에 기반하여 균등화된 신호의 위상 회전을 결정하는 것을 포함한다.
본 발명의 특정 실시예는 심볼의 성좌도를 식별하는 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템의 하나 이상의 프로세서에 의해 수행된다. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 신호의 전력 분배를 특징화하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 전력 분배는 신호에서 검출된 전력 레벨의 발생을 통계적으로 추적한다. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 전력 분배 내에서 전력 레벨의 하나 이상의 피크 발생을 결정하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 피크 발생의 분배에 기반하여 성좌도를 결정하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 하나 이상의 프로세서는 하나 이상의 피크 발생의 확산에 기반하여 성좌도를 결정한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호는 균등화된 신호이며, 하나 이상의 프로세서는 전력 분배의 히스토그램의 복수의 섹션을 시험함으로써 성좌도를 결정한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 각각의 섹션은 복수의 성좌도 후보 중 모두가 아닌 하나와 관련된 전력 레벨의 범위에 대응한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 성좌도 후보는 직교 위상 시프트 키 성좌도 및 QAM 성좌도를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 성좌도 후보는 16-QAM 및 64-QAM 성좌도를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 복수의 성좌도 후보는 256-QAM 성좌도를 포함한다.
이들 실시예 중 몇몇은 하나 이상의 프로세서가 성좌도 결정의 각각의 연속에 대한 단계를 수행함으로써 식별된 성좌도의 신뢰도를 확립하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 이 단계는 계속적인 결정이 성좌도의 아이덴터티를 확인하는 경우 카운터를 증가하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 이 단계는 계속적인 결정이 상이한 성좌도를 식별하는 경우 카운터를 감소하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 이 단계는 카운터의 값에 기반하여 신뢰도의 측정을 제공하는 것을 포함한다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 카운터는 복수의 성좌도 후보 각각에 제공되며, 성좌도는 성좌도의 대응하는 카운터가 임계값을 초과하는 경우 식별된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 전력 레벨의 피크 발생은 성좌도의 코너 심볼에 대응한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 신호가 균등화되기 이전에 식별된다.
본 발명의 특정 실시예는 다중-모드 직교 진폭 변조된 통신 시스템에서 심볼의 성좌도를 식별하는 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 방법은 통신 시스템의 모뎀의 프로세서에 의해 수행된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 프로세서가 모뎀에서 수신된 데이터 프레임의 시작의 검출에 응답하는 데이터 프레임으로부터 모드 정보를 추출하게 하는 명령을 수행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 복수의 잠재적 성좌도 코드들 중에서 모드 비트의 대응하는 코드에 가장 근접하게 정합하는 코드를 선택함으로써 현재 성좌도를 결정하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 현재 성좌도가 이전에 결정된 성좌도에 정합하는 경우 이전에 식별된 성좌도와 관련된 신뢰도 매트릭을 증가하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 현재 성좌도가 이전에 식별된 성좌도와 상이한 경우, 현재 성좌도를 이전에 식별된 성좌도로서 기록하고 신뢰도 매트릭을 감소하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 신뢰도 매트릭이 미리 결정된 임계값을 초과하기까지, 프로세서가 모드 정보를 추출하고, 현재 성좌도를 결정하며, 후속하는 데이터 프레임에 대한 신뢰도 매트릭을 조정하게 하는 단계를 반복하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 성좌도 매트릭이 미리 결정된 임계값을 초과하는 경우 식별된다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도 코드를 선택하는 것은 프로세서가 복수의 잠재적 성좌도 코드 각각을 대응하는 코드 비트들과의 상호-상관을 수행하게 하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 데이터 프레임 및 후속하는 데이터 프레임을 전달하는 균등화된 신호에서 식별된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 성좌도는 프로세서가 신호로부터 반송파를 복구하고 있는 동안 식별된다. 이들 실시예 중 몇몇은 프로세서가 균등화기 필터 탭을 수렴하여 신호의 균등화를 승인하는 상수 계수 알고리즘을 사용하여 에러 신호를 계산하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 에러 신호는 스케일링된 CMA 파라미터를 사용하여 계산되어 균등화 성능을 개선한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호의 균등화를 수행하는 것은 균등화된 신호의 전력의 히스토그램을 분석하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 히스토그램을 분석하는 것은 확률 질량 함수를 사용하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호의 균등화를 수행하는 것은 프로세서가 균등화된 신호의 복수의 심볼과 관련된 전력을 계산하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신호의 균등화를 수행하는 것은 프로세서가 임계 전력 레벨을 사용함으로써 성좌도의 코너 심볼을 식별하게 하는 명령을 실행하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 임계 전력 레벨은 성좌도의 아이덴터티를 나타낸다.
본 발명의 특정 실시예는 비디오로부터 각각 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스는 나타내는 2개의 신호를 수신하고, 2개 중 하나의 신호를 합성 통과대역 비디오 신호로서 전송하며, 다른 신호를 기저대역 신호와 중첩하지 않는 통과대역 비디오 신호로서 변조 및 전송하도록 구성된 카메라측 모뎀을 포함하는 비디오 신호를 전송하는 시스템을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라측 모뎀은 기저대역 및 통과대역 비디오 신호를 결합하여 전송 신호를 제공하는 혼합기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라측 모뎀은 통신 라인을 통해 전송 신호를 전송하며 전송 라인으로부터 수신된 통과대역 신호를 추출하도록 구성된 다이플렉서 (diplexer)를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 카메라측 모뎀은 카메라측 모뎀을 모니터링하며, 수신된 통과대역 신호가 식별된 경우 인에이블 신호를 생성하는 검출기를 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호 중 적어도 하나의 전송을 제어한다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 통과대역 비디오 신호는 인에이블 신호가 생성되는 경우에만 전송된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 수신된 통과대역 신호는 직교 진폭 변조된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 직교 진폭 변조기에서의 평균 제곱 에러의 추정치를 모니터링하며, 인에이블 신호는 추정치가 임계값을 초과하는 경우 생성된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 성좌도 검출기를 모니터링한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 성좌도 검출기에 의해 제공된 신뢰도의 측정에 기반하여 생성된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 신뢰도의 측정은 프레임 동기화의 시퀀스에 기반한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 균등화기의 평균 제곱 에러의 추정치를 모니터링한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 추정치가 임계값을 초과하는 경우 생성된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 카메라측 모뎀의 자동 이득 제어 모듈의 이득 성분을 검출한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 이득 성분이 임계값 미만의 값을 갖는 경우 생성된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 검출기는 수신된 통과대역 신호의 진폭을 모니터링한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 인에이블 신호는 진폭이 임계값을 초과하는 값을 갖는 경우 생성된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 수신된 통과대역 신호는 인터넷 프로토콜에 따라 인코딩된 데이터를 포함한다.
본 발명의 특정 실시예는 보안 시스템에서 신호를 제어하는 방법을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 업스트림 모뎀에서, 동축 케이블 상에서 전송된 합성 신호에서 업스트림 QAM 신호의 존재를 검출하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇은 엄스트림 모뎀이, 업스트림 QAM 신호가 존재하는 것을 결정되는 경우, 동축 케이블상에서 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호를 전송하게 하는 것을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호는 비디오 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스의 동시 표현이다. 이들 실시예 중 몇몇은 업스트림 모뎀이 동축 케이블 상에서 합성 기저대역 비디오 신호를 전송하게 하며, 업스트림 QAM 신호가 부재하는 것으로 결정되는 경우, 통과대역 비디오 신호의 전송을 방지하게 하는 것을 포함한다.
이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 자동 이득 제어 신호의 이득값이 임계값을 초과하는 경우 존재하는 것으로 결정된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 업스트림 QAM 신호의 진폭의 추정치가 임계값 미만인 경우 존재하는 것으로 결정된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 균등화기의 평균 제곱 에러의 추정치가 임계값을 초과하는 경우 부재하는 것으로 결정된다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 QAM 신호는 인터넷 프로토콜 데이터 패킷이 업스트림 QAM 신호에서 식별되는 경우 부재하는 것으로 결정된다.
본 발명의 특정 실시예는 비디오 신호를 전송하기 위해 자동으로 구성될 수 있는 시스템을 제공한다. 이들 실시예 중 몇몇은 비디오 카메라로부터 2개의 신호를 수신하도록 구성된 업스트림 모뎀을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 각각의 신호는 카메라에 의해 캡처된 이미지의 시퀀스를 나타낸다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 모뎀은 2개의 신호 중 하나를 합성 기저대역 비디오 신호로서 전송하며, 다른 신호를 기저대역 신호와 중첩되지 않는 통과대역 비디오 신호로서 변조 및 전송하도록 구성된다. 이들 실시예 중 몇몇은 업스트림 모뎀으로부터 합성 기저대역 비디오 신호 및 통과대역 비디오 신호를 수신하여, 업스트림 모뎀에 업스트림 통과대역 신호를 전송하도록 구성된 다운스트림 모뎀을 포함한다. 이들 실시예 중 몇몇에서, 업스트림 모뎀은, 업스트림 모뎀이 업스트림 통과대역 신호에서 저하 (degradation)를 검출하는 경우, 2개의 신호 중 적어도 하나의 전송을 중단한다.
본 발명이 특정 예시적인 실시예를 참조하여 설명되었지만, 다양한 변경물 및 수정물이 본 발명의 광범위한 사상 및 범위로부터 벗어나지 않고 이루어질 수 있음을 당업자에게 명백할 것이다. 예를 들어, 압축된 디지털 HD 비디오를 기저대역 아날로그 비디오 신호와 함께 동시에 제공하는 시스템이 설명되었다. 본 발명의 또 다른 실시예는 동시 표준 디지털 및 아날로그 공급을 제공한다. 다른 실시예는 기저대역 아날로그 비디오와 함께 전체 프레임 레이트 디지털 HD 비디오 아날로그를 제공한다. 따라서, 상세한 설명 및 도면은 제한의 의미가 아닌 설명의 의미로 간주되어야 한다.
Claims (109)
- 이미지 센서;
상기 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 상기 이미지 신호를 나타내는 복수의 비디오 신호들을 생성하되, 상기 비디오 신호들은 아날로그 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함하는, 프로세서; 및
반송파 중심의 변조된 디지털 비디오 신호를 얻기 위해 상기 디지털 비디오 신호를 변조하는 모뎀을 포함하고,
상기 변조된 디지털 비디오 신호는 동축 케이블을 통하여 전송되고,
상기 아날로그 비디오 신호는, 상기 동축 케이블에 연결된 디스플레이 시스템에 수신될 수 있고 상기 디스플레이 시스템에서 로우 패스 필터를 이용하여 추출될 수 있는, 기저대역 비디오 신호로서 상기 동축 케이블의 기저대역에 전송되고,
상기 변조된 디지털 신호의 주파수는 상기 기저대역 비디오 신호의 최고 주파수를 넘어서는, 카메라. - 제 1항에 있어서,
상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 디지털 비디오 신호들은 등시성인, 카메라. - 제 1항에 있어서,
상기 기저대역 비디오 신호는 표준 아날로그 비디오 신호를 포함하는, 카메라. - 제 1항에 있어서,
상기 모뎀은 상기 디지털 비디오 신호를 상기 기저대역 비디오 신호의 상위 주파수와 분리된 주파수 대역으로 변조하고,
상기 카메라는 동축 케이블을 통한 전송을 위해 상기 변조된 디지털 비디오 신호와 상기 기저대역 비디오 신호를 결합하는 엔코더를 더 포함하는, 카메라. - 제 4항에 있어서,
상기 디지털 비디오 신호는 고화질 디지털 비디오 신호인, 카메라. - 제4항에 있어서,
상기 디지털 비디오 신호의 프레임 레이트는 상기 이미지 신호의 프레임 레이트 미만인, 카메라. - 제4항에 있어서,
상기 변조된 디지털 신호는 비디오 캡처 디바이스에 제공되는, 카메라. - 제 1항에 있어서,
상기 동축 케이블로부터 수신된 업스트림 신호를 복조하도록 구성된 디코더를 더 포함하며, 상기 복조된 업스트림 신호는 제어 신호들을 포함하는, 카메라. - 제 8항에 있어서,
상기 제어 신호는 상기 카메라의 위치 및 방향을 제어하는 신호를 포함하는, 카메라. - 제 8항에 있어서,
상기 제어 신호는 상기 프로세서에 의해 상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 디지털 비디오 신호의 생성을 제어하는 신호를 포함하는, 카메라. - 제10항에 있어서,
상기 제어 신호는 상기 기저대역 비디오 신호로서 인코딩하는 상기 이미지 신호의 일부를 선택하는 신호를 포함하는, 카메라. - 제 10항에 있어서,
상기 제어 신호는 상기 디지털 비디오 신호로서 인코딩하는 상기 이미지 신호의 일부를 선택하는 신호를 포함하는, 카메라. - 제 8항에 있어서,
상기 복조된 업스트림 신호는 상기 카메라의 오디오 출력을 구동하는 오디오 신호를 포함하는, 카메라. - 삭제
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- 이미지 센서로부터 이미지 신호를 수신하여 복수의 비디오 신호를 생성하되, 상기 복수의 비디오 신호 각각은 카메라의 시야 중 적어도 일부를 나타내고, 상기 복수의 비디오 신호는 기저대역 비디오 신호 및 디지털 비디오 신호를 포함하는 프로세서;
상기 카메라에 의해 수신된 제어 신호에 응답하도록 구성된 제어 로직으로서, 상기 제어 신호는 상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 디지털 비디오 신호의 컨텐츠를 제어하는, 상기 제어 로직; 및
상기 디지털 비디오 신호를 변조하도록 구성된 모듈레이터를 포함하며,
상기 변조된 디지털 비디오 신호는 케이블의 주파수의 제1 대역에 전송되고,
상기 기저대역 비디오 신호는 상기 케이블의 기저대역에 전송되며,
상기 변조된 디지털 비디오 신호 및 상기 기저대역 비디오 신호는 상기 카메라에 의해 상기 케이블을 통하여 디스플레이 디바이스, 저장소 디바이스 및 비디오 서버 중 하나 이상에 동시에 전송되는, 카메라. - 제 22항에 있어서,
상기 제어 신호는 상기 복수의 비디오 신호들 중 적어도 하나에 의해 나타나는 시야 중 일부를 이동시키는, 카메라. - 제 22항에 있어서,
상기 제어 신호는 무선 신호로서 수신되는, 카메라. - 제 22항에 있어서,
상기 변조된 디지털 비디오 신호는 무선으로 전송되는, 카메라. - 제22항에 있어서,
상기 기저대역 및 디지털 비디오 신호는 실질적으로 등시성인(isochronous)인, 카메라. - 제22항에 있어서,
케이블을 통한 전송을 위해 출력 신호로서 상기 기저대역 비디오 신호 및 상기 변조된 디지털 비디오 신호를 결합하는 인코더를 더 포함하는, 카메라. - 삭제
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| N231 | Notification of change of applicant | ||
| A107 | Divisional application of patent | ||
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| A107 | Divisional application of patent | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant |