TWI580272B - 混合格式媒體傳輸的系統及方法 - Google Patents

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TWI580272B
TWI580272B TW105103320A TW105103320A TWI580272B TW I580272 B TWI580272 B TW I580272B TW 105103320 A TW105103320 A TW 105103320A TW 105103320 A TW105103320 A TW 105103320A TW I580272 B TWI580272 B TW I580272B
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林可漢
菲莫夫馬克
托莫札克葛瑞格
慕札巴丹尼斯
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英特矽爾美國有限公司
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Description

混合格式媒體傳輸的系統及方法
本發明大體上係有關多媒體傳輸系統且尤其係有關用於透過一單一電纜上傳輸高畫質數位視訊及標準畫質類比視訊的系統及方法。
本發明主張2009年1月30日申請名稱為「Mixed Format Media Transmission Systems and Methods」之美國專利申請案12/363,669號之優先權，且主張2009年6月17日申請名稱為「SLOC Analog Equalizer For Baseband Video Signal」之美國臨時專利申請案61/187,970號之優先權，且主張2009年6月17日申請名稱為「A Method For Constellation Detection In A Multi-Mode QAM Communications System」之美國臨時專利申請案61/187,977號之優先權，且主張2009年6月17日申請名稱為「Novel Carrier Phase Offset Correction For A QAM System」之美國臨時專利申請案61/187,980號之優先權，且主張2009年6月17日申請名稱為「Novel Frame Structure For A QAM System」之美國臨時專利申請案61/187,986號之優 先權，且主張2009年6月17日申請名稱為「SLOC SPOT Monitoring」之美國臨時專利申請案61/187,996號之優先權，以上所有申請案係以引用方式併入本文。
隨著數位廣播電視及串流視訊技術之出現，各種具有高解析度及先進功能之視訊相機、監視器及視訊記錄器變得可。現在的閉路電視(CCTV)系統可供應高畫質視訊輸出及壓縮數位視訊信號用於例如營業場所監控、進出控制及設施之遠端監視的應用。然而，舊有系統仍被使用，且標準畫質類比視訊信號已被廣泛使用，且在過渡至全數位、高畫質系統之期間繼續使用。尤其是，同軸電纜(coax)已佈署以自CCTV相機承載信號至監視站。一些已佈署的CCTV相機透過區域網路(或廣域網路)傳輸壓縮視訊信號，且此等相機可使用網際網路協定(IP)作為一通信方法來傳輸壓縮視訊信號。
第1圖說明使用coax來承載標準畫質類比視訊的習知系統。一基本類比相機10通常可產生一複合視訊基頻信號(CVBS)，其可使用coax 11傳輸至多300米。一般提供CVBS信號至經常包括一記錄數位格式之CVBS的數位視訊記錄器(DVR)12的一視訊記錄系統。可將一習知監視器14連接至DVR12以同時顯示標 準畫質類比視訊，其大體上具有720x480像素之一解析度。
數位相機16可於一些應用中取代類比相機10。數位相機16可支援串列數位介面(SDI)，其係用以依約270Mbps透過coax 17將未壓縮標準畫質數位視訊傳輸至DVR12。
第2圖說明目前發展系統中傳輸高畫質視訊(1920x1080像素)之習知方法。首先，一數位相機20可支援一高畫質串列數位介面(HD-SDI)，其係可用來以1.5Gbps之速率透過coax 21傳輸未壓縮高畫質數位視訊至DVR22。在此高傳輸率下支援的電纜距離係至多100米。其次，一以IP為主、高畫質(HD)相機24可使用標準類別5(CAT5)雙絞線電纜25透過100Mbps乙太網路產生一壓縮數位HD視訊信號達到100米之距離。該信號係藉由一DVR 22接收及記錄用於非即時播放。現存coax 26可用來使用CAT5至coax橋接數據機27及29或其他轉換裝置自相機24傳輸視訊至一DVR22。使用網路以致使相機傳輸數位視訊容許此等系統增加一些上行通信，通常為控制及音訊信號28。
本發明的某些具體實施例提供相機及操作相機的系統及方法。一處理器可自一影像感測器接收一影像信號且產生代表該影像信號的複數視訊信號。一解碼 器係用以組合基頻視訊信號及數位視訊信號成為一用於透過一電纜傳輸之輸出信號。該等視訊信號可包括一基頻視訊信號及一數位視訊信號且實質上等時。該相機可操作為一閉路高畫質電視相機。
根據本發明的某些態樣，基頻視訊信號可包括一標準畫質類比視訊信號且數位視訊信號可在與基頻視訊信號組合前調變。數位視訊信號可包括一壓縮高畫質數位視訊信號。數位視訊信號的訊框率可能少於影像信號的訊框率，尤其對一視訊記錄器提供調變數位信號時。
在某些具體實施例中，一解碼器係經組態以解調一自用以承載下行視訊之傳輸電纜或自一無線通信網路接收的上行信號。解調上行信號可包含控制信號，其包括用以控制相機的位置及定向之信號，以藉由處理器控制基頻視訊信號及數位視訊信號的產生及選擇影像信號之一部分用於編碼作為基頻視訊信號。該等控制信號亦可包括一信號以選擇影像信號之一部分編碼作為數位視訊信號及用來驅動諸如一揚聲器之相機的音訊輸出的音訊信號。
本發明之某些具體實施例提供傳輸視訊影像之方法。該方法可包括將自一高畫質成像裝置接收之一視訊信號分頻多工處理以獲得一調變數位信號，藉由組合該調變數位信號與一代表視訊信號之基頻類比信號來產生一輸出信號，及同時將輸出信號傳輸至一監視器及 數位視訊儲存裝置。在一些此等具體實施例中，監視器顯示代表視訊信號之基頻類比表示及/或數位視訊儲存器使用一數位視訊記錄器記錄自該調變數位信號擷取的一高畫質訊框序列。可壓縮該數位視訊信號。
在某些具體實施例中，傳輸輸出信號包括提供輸出信號至一同軸電纜及/或至一無線傳輸器。自同軸電纜或一無線網路接收之一輸入信號可經解調以獲得一控制信號。可藉由將一複合視訊信號中之視訊信號的一部分編碼來產生基頻類比信號，且待在複合視訊信號中編碼的視訊信號之該部分可使用控制信號控制。該控制信號可控制相機的位置。將輸入信號解調可自輸入信號額外地產生一音訊信號。
本發明之某些具體實施例提供用於操作相機的系統及方法。一處理器可自一影像感測器接收一影像信號且產生複數視訊信號，控制邏輯可經組態以回應於一藉由相機接收的控制信號且一調變器可經組態以調變數位視訊信號來獲得一調變信號。複數視訊信號可包括一基頻視訊信號及一數位視訊信號。該複數視訊信號之各者表示相機的視野之至少一部分且控制信號可控制基頻及數位視訊信號的內容。該調變信號及基頻視訊信號典型由相機同時傳輸。
基頻及數位的視訊信號可實質上同步。一編碼器可組合基頻視訊信號及該調變信號作為用於透過一電纜傳輸的一輸出信號。控制信號例如可自一無線網路 無線地接收。經調變信號可至少部分地無線傳輸。數位視訊信號可為一高畫質數位視訊信號及可為一壓縮數位視訊信號。控制信號移動藉由視訊信號之一表示的視野的部分。
10‧‧‧類比相機
11‧‧‧coax/同軸電纜
12‧‧‧數位錄影機/DVR
14‧‧‧監視器
16‧‧‧數位相機
17‧‧‧同軸電纜
20‧‧‧數位相機
21‧‧‧同軸電纜
22‧‧‧DVR/MII協定介面
24‧‧‧高畫質相機
25‧‧‧雙絞線電纜
26‧‧‧同軸電纜
27‧‧‧數據機
28‧‧‧控制及音訊信號
29‧‧‧數據機
30‧‧‧相機
31‧‧‧數據機/SLOC-T
32‧‧‧DVR/數據機
33‧‧‧同軸電纜
34‧‧‧SD顯示
35‧‧‧SLOC-R數據機
36‧‧‧資料
38‧‧‧監視器側主系統
40‧‧‧數位相機
41‧‧‧IP輸出
42‧‧‧控制信號
43‧‧‧顯示器/SD顯示器
44‧‧‧網路開關/上行通帶
45‧‧‧監視器側SLOC數據機
49‧‧‧SLOC相機側數據機
50‧‧‧基頻類比信號
52‧‧‧單一頻帶
53‧‧‧載波
54‧‧‧通道/上行通帶
60‧‧‧相機
70‧‧‧系統
72‧‧‧同軸電纜
74‧‧‧標準畫質監視器
80‧‧‧網路化保全裝置
82‧‧‧同軸電纜/輸入信號
84‧‧‧標準畫質監視器
85‧‧‧高畫質顯示器
86‧‧‧IP視訊伺服器
92‧‧‧片段同步符元
94‧‧‧訊框同步片段
96‧‧‧資料片段
98‧‧‧資料片段
100‧‧‧片段同步
101‧‧‧符元偽隨機雜訊序列
102‧‧‧符元偽隨機雜訊
104‧‧‧第三PN63序列
105‧‧‧模態符元
106‧‧‧保留符元
107‧‧‧預編碼符元
140‧‧‧封包
142‧‧‧奇偶性位元組
150‧‧‧輸入換向器
151‧‧‧輸出換向器
152‧‧‧路徑
154‧‧‧路徑
156‧‧‧路徑/移位暫存器
158‧‧‧路徑/移位暫存器
180‧‧‧第一部分
182‧‧‧第二部分
190‧‧‧酬載
203‧‧‧第二PN63序列
207‧‧‧訊框
210‧‧‧媒體獨立介面(MII)模組
212‧‧‧QAM調變器
214‧‧‧QAM解調器
216‧‧‧符元
218‧‧‧雙工器
220‧‧‧雙工器
222‧‧‧QAM解調器
224‧‧‧QAM調變器
226‧‧‧MII介面模組
248‧‧‧數位等化器及載波相位/頻率迴路
250‧‧‧數位等化器
252‧‧‧2D分割器
254‧‧‧電壓控制振盪器/VCO
256‧‧‧低通濾波器
258‧‧‧相位誤差偵測器模組
302‧‧‧CVBS類比等化器
304‧‧‧QAM解調器
305‧‧‧濾波器選擇信號
330‧‧‧類比CVBS信號/輔助相機輸出
332‧‧‧高畫質信號/通帶下行IP信號
334‧‧‧上行通信
340‧‧‧信號
341‧‧‧等化器
342‧‧‧2D分割器
344‧‧‧電壓控制振盪器/VCO
345‧‧‧IP濾波器
346‧‧‧相位誤差偵測器模組
400‧‧‧LUT
402‧‧‧運算
404‧‧‧元件
420‧‧‧等化器
422‧‧‧誤差計算器模組
423‧‧‧階段管理器
424‧‧‧查找表/LUT
426‧‧‧IP濾波器
427‧‧‧分割器及相位誤差偵測器模組
428‧‧‧等化器及載波相位/頻率迴路
430‧‧‧開關
432‧‧‧第二開關
434‧‧‧三階段
436‧‧‧2維分割器
440‧‧‧SLOC-R
444‧‧‧LUT
445‧‧‧相位校正因子
446‧‧‧輸出
480‧‧‧圓
482‧‧‧圓
510‧‧‧相機
511‧‧‧SLOC相機側數據機
512‧‧‧電纜片段
513‧‧‧濾波階
514‧‧‧電纜片段
515‧‧‧數據機
516‧‧‧SD顯示器
519‧‧‧濾波階
530‧‧‧相機側QAM解調器
531‧‧‧同軸電纜連接信號
532‧‧‧相機側QAM調變器
533‧‧‧下行通帶信號
534‧‧‧輸入信號
540‧‧‧AGC迴路
543‧‧‧預定參考位準
544‧‧‧低通濾波器/LPF
545‧‧‧加法器
546‧‧‧延遲元件
547‧‧‧增益控制信號
548‧‧‧增益塊
549‧‧‧系統輸入
600‧‧‧相機光學元件
602‧‧‧影像感測器
603‧‧‧掃描信號
604‧‧‧處理器
605‧‧‧信號
606‧‧‧SLOC-T
606‧‧‧數據機/SLOC-T
610‧‧‧儲存器
612‧‧‧音訊輸出系統/揚聲器
614‧‧‧麥克風
616‧‧‧感測器
618‧‧‧控制介面
700‧‧‧SLOC-R
701‧‧‧類比基頻視訊信號
702‧‧‧DVR處理器
703‧‧‧數位視訊信號
704‧‧‧類比視訊解碼器
705‧‧‧數位標準畫質視訊信號
706‧‧‧HD數位顯示處理器
707‧‧‧信號
708‧‧‧數位視訊解碼器
710‧‧‧周邊裝置/網路介面
712‧‧‧周邊裝置/本機匯流排
714‧‧‧周邊裝置/本機硬碟機
800‧‧‧SLOC-R
801‧‧‧CVBS信號
802‧‧‧網路開關處理器
803‧‧‧數位視訊信號
804‧‧‧組件
806‧‧‧組件
1300‧‧‧RS編碼器
1301‧‧‧位元組資料
1302‧‧‧迴旋位元組交錯器
1303‧‧‧訊框同步信號
1306‧‧‧隨機產生器
1308‧‧‧PT CM模組
1312‧‧‧模組
1313‧‧‧QAM映射器
1314‧‧‧通帶調變/PB Mod
1322‧‧‧封包/向前誤差校正(FEC)資料訊框
1324‧‧‧FEC資料訊框
1328‧‧‧輸入
1332‧‧‧輸出位元/編碼器輸出
1334‧‧‧FEC資料訊框
1336‧‧‧訊框結構
1500‧‧‧頂部
1506‧‧‧平行路徑
1508‧‧‧平行路徑/底部
2000‧‧‧模組
2001‧‧‧基頻QAM符元
2002‧‧‧相位偏移校正器
2004‧‧‧模組
2006‧‧‧軟解映射器
2008‧‧‧Viterbi解碼器
2014‧‧‧位元組解交錯器
2016‧‧‧RS解碼器
2018‧‧‧二位準分割器
2019‧‧‧分割QAM符元
2020‧‧‧訊框同步模組
2021‧‧‧訊框同步信號
2023‧‧‧解隨機產生器
2100‧‧‧相機/基頻IP資料流
2120‧‧‧通帶QAM符元
2160‧‧‧基頻CVBS信號
2162‧‧‧通帶下行信號
2140‧‧‧高通帶上行信號
2200‧‧‧低通帶IP協定信號
2201‧‧‧CVBS信號
2202‧‧‧低通帶信號
2203‧‧‧高通帶信號
2300‧‧‧映射器/編碼器/流
2302‧‧‧流
5000‧‧‧額外連接
5100‧‧‧基頻CVBS信號
5102‧‧‧信號
5130‧‧‧相機側SD顯示器
5131‧‧‧測試數據機
5170‧‧‧信號
第1圖說明使用同軸以承載標準畫質類比視訊的一先前技術系統。
第2圖說明傳輸高畫質數位視訊之先前技術方法。
第3圖描述根據本發明的某些態樣傳輸類比及數位視訊的一系統。
第4圖描述根據本發明的某些態樣傳輸類比及數位視訊的一網路系統。
第5圖顯示根據本發明的某些態樣透過一同軸電纜傳輸類比及數位視訊的頻寬分配。
第6圖說明根據本發明的某些態樣構造的CCTV相機設備的一實例。
第7圖說明用於根據本發明的某些態樣構造之DVR設備的一數據機之一實例。
第8圖說明用於根據本發明的某些態樣構造之網路開關設備的一數據機之一實例。
第9圖係用於ATSC數位電視的一訊框結構之一實例。
第10圖係一習知訊框同步封包的一實例。
第11圖係在一習知資料訊框中之資料片段的一實例。
第12圖提供一訊框配置的一簡化圖。
第13圖係根據本發明的某些態樣之一調變器的一方塊圖。
第14圖係使用於本發明的某些具體實施例的一訊框結構之方塊圖。
第15圖說明在本發明的某些具體實施例中之一迴旋位元組交錯器的操作。
第16圖係使用於發明的某些具體實施例之一可選擇碼率刪餘交錯編碼調變的一方塊圖。
第17圖說明QAM映射的實例。
第18圖顯示一訊框同步/模態封包。
第19圖係使用於本發明的某些具體實施例的一簡化訊框結構。
第20圖係根據本發明的某些態樣之一解調器的一方塊圖。
第21圖係根據本發明的某些態樣之一相機側數據機的一方塊圖。
第22圖係根據本發明的某些態樣之一監視器側的數據機之一方塊圖。
第23圖說明根據本發明的某些態樣之一相機側基頻對通帶QAM調變器。
第24A及24B圖說明根據本發明的某些態樣之監視器側通帶對基頻QAM解調器。
第25圖說明根據本發明的某些態樣之一監視器側數位等化器及載波相位/頻率迴路。
第26圖顯示描述衰減為同軸電纜中之頻率的一函數。
第27A圖描述等化器輸入之功率頻譜密度(PSD)。
第27B圖描述收斂等化器階之振幅響應。
第28A、28B、29A及29B圖顯示在不同頻率下於一通帶數位視訊信號中之損失相對於傾斜。
第30圖顯示根據本發明的某些態樣在QAM解調器內具有一數位等化器的一監視器側數據機。
第31圖描述根據本發明的某些態樣適用於等化基頻CVBS之一類比主動濾波器。
第32圖顯示在本發明的某些具體實施例中之濾波器回應的實例。
第33A及33B圖說明在複數平面中之旋轉QPSK群集。
第34圖係說明根據本發明的某些態樣之相位校正程序之一方塊圖。
第35圖描述根據本發明的某些態樣之積分比例(IP)濾波器。
第36圖說明一經傳輸符元。
第37A、37B、37C及37D圖說明為基於第36圖之傳輸符元的可能恢復符元。
第38圖顯示在一接收到符元中之相位偏移的一實例。
第39圖顯示基於訊框同步符元之實及虛部的一傳輸群集之一實例。
第40圖係使用於本發明的某些具體實施例之一相位偏移的一方塊圖。
第41圖說明決定有關訊框同步化的可靠性之一程序。
第42圖描述使用於本發明之某些具體實施例的一等化器及載波相位/頻率迴路的某些態樣。
第43圖顯示使用於本發明的某些具體實施例之分割器及相位誤差偵測器模組。
第44圖說明使用於本發明之某些具體實施例的一複數指數LUT模組。
第45A及45B圖繪製在一QPSK信號(第45A圖)及一16-QAM信號(第45B圖)中之等化輸出的實部。
第46A、46B及46C圖係當使用其中等化器在R=58收歛之一具體實施例產生的群集係QPSK(第46A圖)、16-QAM(第46B圖)及64-QAM(第46C圖)時之等化輸出之功率的直方圖。
第47圖說明等化器輸出及載波相位/頻率恢復迴路模組輸入處之群集的實例。
第48圖顯示具有所描述臨限值之QAM映射的實例。
第49圖顯示在相同圖上重疊之所有三群集的右上方象限。
第50圖說明決定一群集之方法的操作。
第51A及51B圖描述根據本發明之某些態樣用於同時傳輸標準畫質及高畫質視訊及具有信號之一階或中斷的系統。
第52A及52B圖說明根據本發明的某些態樣自一吵雜信號產生一訊框同步脈衝之程序。
第53圖係根據本發明的某些態樣具有一同軸連接指示符的一相機數據機之一方塊圖。
第54圖說明一自動增益控制迴路的某些態樣。
本發明之具體實施例現將參考圖式詳盡描述，其係提供作為說明性實例以致使熟習此項技術人士能實現本發明。應注意以下圖式及實例非意於使本發明之範圍局限於一單一具體實施例，而是其他具體實施例係由交換一些或所有經描述或說明元件而可行。當合宜時，全部圖式中之相同參考數字將用來指相同或相似部 分。在此等具體實施例之某些元件可使用已知組件來部分或完全執行時，僅描述必要理解本發明之此等已知組件的部分，及將會省略此等已知組件的其他部分之詳細描述，以便不影響本發明。在本說明書中，不應該將顯示一特異組件的一具體實施例看作限制；而是，除非明確地在本文陳述，本發明意欲包括其他包括複數相同組件的具體實施例，且反之亦然。此外，除非明確地提出，本申請人非意於將說明書或申請專利範圍中之術語歸屬於非尋常或特別意思。此外，本發明包括對於藉由說明在此所指之組件的目前及未來符合的等效物。
本發明的某些具體實施例提供使一相機能同時透過coax傳輸高畫質數位視訊及標準畫質類比視訊之系統及方法。一高畫質相機適於產生一壓縮數位視訊信號及一類比基頻信號。數位信號係在一自基頻視訊信號的上部頻率分離的頻帶中調變及傳輸。類比信號可根據任何所需標準編碼，包括APL、SECAM及NTSC標準及其變體。
為了此描述的目的，將描述使用一透過coax之安全性連結(SLOC)的一系統的一實例。此外，SLOC大體上將被認為具有關於一相機之上行與下行信號：相機係位於上行。在描述中，一SLOC系統的一實例提供一第一通帶中之一下行高畫質(HD)視訊信號，一第二通帶中的一上行音訊及控制信號及一下行複合視訊基頻信號(CVBS)。應瞭解可使用其他通帶信號及頻寬的分 配。例如，該系統可使用標準或高畫質解析度之兩數位視訊信號。
第3圖描述一說明本發明之某些操作原理的本發明的一具體實施例。該實例描述在一系統中之HD相機30的佈署，其中需要檢視由相機30產生的現場視訊，同時並行地在DVR32上記錄該視訊的一高畫質複本。此一系統的一實例係一保全或監視系統。HD相機30之功能可遠端控制，於以下更詳細描述。HD相機30可調適以同時產生高畫質信號332及類比CVBS信號330。在某些具體實施例中，高畫質信號332及一類比CVBS信號330係等時，但若(例如)在處理不同信號中之延遲不相等則可為實質上等時。在一實例中，CVBS信號330可能因為數位至類比轉換負荷而延遲。在另一實例中，高畫質信號332可基於壓縮比等等壓縮且經受可變延遲。在某些具體實施例中，CVBS 330及高畫質信號332可被同步化或與由相機30產生之一共同音訊信號維持在一恆定時間關係中。
相機30可藉由增加外部組件或藉由將硬體及軟體整合至相機30內來調適。在實例中，一透過coax之安全性連結數據機(SLOC-T)31係提供在相機30內。SLOC-T 31可建構為一經整合作為對於相機30之一增加之數據機或使用已整合進入至相機30之組件實施。SLOC-T31致使一多媒體饋送透過一通信通道傳輸至下行：如說明，SLOC-T31係一致使一承載代表由相 機30產生之視訊的不同解析度信號之多信號能透過一同軸電纜33傳送的裝置。為了清楚描述，佈署於諸如相機30之傳輸裝置中的一SLOC將此在稱作「SLOC-T」，且在諸如一DVR、網路開關等等之一接收裝置中提供的一SLOC將稱為一「SLOC-R」。SLOC-T及SLOC-R裝置的描述將會在下文中更詳細提供。
SLOC-T31可與相機30的其他組件協作及/或可增加致使相機30以各種模態操作之增強功能性。在一實例中，相機30可產生一未壓縮HD數位視訊輸出且SLOC-T31可提供壓縮HD數位視訊信號的一能力。因此，SLOC-T 31視需要可提供調變及解調以外之能力以提升主相機30的功能性。因此，若干SLOC-T裝置可以各種模態操作，其中一些係藉由實例提供。在一模態中，SLOC-T31自相機30接收一壓縮HD視訊信號及該信號之一標準畫質類比版本及透過coax 33傳輸兩信號。在另一模態中，SLOC-T31自相機30接收一未壓縮HD視訊信號及該信號的一標準畫質類比版本且透過coax 33將該信號的一壓縮HD數位版本與標準畫質類比信號一起傳輸。SLOC-T31可傳輸一HD數位信號及自接收自相機30的一HD信號導出的一標準畫質類比信號。
在某些具體實施例中，SLOC-T31使用分頻多工處理來產生在coax 33上傳輸之一輸出信號。在第5圖中說明的實例中，下行數位信號係在集中於頻率f cd 之 一載波53上的一單一頻帶52中提供。頻帶52在基頻類比信號50的最高頻率f 0 上開始。可將此不同頻帶52稱作一通道。通道52可基於SLOC-T31之能力、可用頻寬、信號頻寬及其他原因選擇。在一些具體實施例中，通道52可針對與接收設備之相容性選擇。在一實例中，信號可直接提供至一標準畫質電視且可選擇通道52以確保與基頻信號的適當分離。當使用信號之標準定義編碼時，通道52中之頻帶亦可基於數位視訊傳輸之標準選擇。已預想一單一數位信號可用二或以上不同通道傳輸以承載數位信號的部分。
可用任何適合調變方案來產生數位信號的一可傳輸版本。例如，不同類型之有線及無線連接可配合調變方案使用，諸如相移鍵控(PSK)、頻移鍵控(FSK)、正交振幅調變(QAM)、正交分頻多工處理(OFDM)等等。調變方案典型係基於包括用於傳輸之媒體的特性，所需視訊信號之訊框率及其他影響通道52中之可用頻寬的不同因素的因素來選擇。
一SLOC-R數據機35可在諸如DVR32之一視訊擷取裝置中提供。SLOC-R數據機35可接收及處理數位視訊及CVBS信號。典型地，將CVBS信號擷取及直接傳遞至一顯示系統33用於現場檢視由相機30擷取的視訊影像。顯示系統33可為一標準畫質監視器，雖然顯示系統亦可接收該接收到類比信號的一數位化版本。在一實例中，SLOC-R數據機35可產生類比信號的一數 位化版本用於與數位監視器或適當配備的電腦使用。基頻信號的擷取典型地可使用一可使用類比組件實施的一低通濾波器或透過數位信號處理技術發生作用。數位HD信號可分開地擷取及提供至DVR32的記錄區段。在某些具體實施例中，數位HD視訊信號可於記錄之前在DVR中壓縮。在許多具體實施例中，數位HD視訊信號係接收作為一壓縮數位信號。
在某些具體實施例中，SLOC-T 31及SLOC-R 35經組態以支援信號的雙向傳輸。在保全安裝的實例中(且如參考第6圖詳盡描述於下)，相機30可包括一麥克風614、揚聲器612、感測器616、用於控制電子機械致動器之控制介面618及其他特徵(參見第6圖)。在此實例中，SLOC-T31及SLOC-R35典型經組態以將控制、音訊及其他資料36傳送至相機30。
再參考第5圖，在一具體實施例中，可將上行資料在位於可用頻寬上端的一或多數通道54中傳送至相機。用於傳送數位多媒體信號52，控制及音訊信號54及其他資料的通道之選擇可基於可用頻寬、通道52及54中偵測到之信號對雜訊比、發信號標準及/或應用特定需求。在一些具體實施例中，通道組態、頻寬及信號對雜訊比係當使用一訓練序列連接SLOC-T 31及SLOC-R35時決定。典型地，訓練序列係用來確定經預定或協調通道的發信號能力，以為數位視訊的傳輸選擇 一通道52及用於決定選定通道52中的可用頻寬。選定通道52的特性可用來為數位視訊信號設定壓縮程度。
在某些具體實施例中，上行信號54包括可控制下行52及基頻50信號之內容的信號。例如，相機光學元件600可提供由相機60監視之位置的一魚眼視野且可控制相機處理器以選擇影像之一部分傳輸作為基頻信號50。典型地，下行數位信號52可提供完全影像用於在一DVR上記錄或用於額外處理。基頻信號50可接收基頻信號50用於在監視下之區域的現場監視。基頻信號50可包括一經調整影像用於由魚眼鏡頭產生之視覺效果的校正。基頻信號50之一檢視者可藉由選擇用於檢視之經擷取影像的一新部分以造成該視野在魚眼鏡頭的視野內移動。例如，此檢視者可請求「pan-right(向右搖攝)」以將視野移動至右邊。在上行信號54中傳輸之資料接著造成相機處理器擷取及處理視野的所需部分。在某些具體實施例中，移動併入基頻信號50中之視野的請求可造成相機60的實體運動。因此，上行信號54中的控制資料可影響基頻50及下行數位52信號兩者的內容。
在某些具體實施例中，下行音訊可作為HD數位視訊信號的一部分及/或作為CVBS信號的一部分而被傳輸。可在一分離的專用通道(未顯示)中承載某些下行信號。在某些具體實施例中，對相機30之上行通信可使用帶外通信方法處理，包括(例如)使用有線或無線網路。已預想某些具體實施例可(作為替代或作為附加選 項)無線地傳輸下行數位信號52。因此，基頻信號50可透過coax傳輸，而上行54及下行52的某些組合係無線地傳輸。典型地，上行資料54包括用於下行52及基頻50信號之控制信號而不論傳輸的方法。
在某些具體實施例中，電纜33可直接提供至顯示系統33用於類比標準畫質視訊的顯示。一標準畫質監視器或顯示器33典型地包括濾波電路，其可在基頻信號及標準調變電視通道之間選擇。因而監視器33可丟棄高頻數位編碼載波信號。若數位視訊信號在一標準畫質通道中傳輸及使用標準畫質數位編碼，DVR 32亦能接收數位視訊信號而無需額外處理。SLOC-R35解碼由SLOC-T31產生之信號及提供用於DVR32之解碼HD數位視訊及其他信號。SLOC-R 35亦可編碼控制、音訊及其他資訊用於傳輸至相機30。
現參考第4圖，其呈現本發明之一具體實施例以說明本發明的某些操作原理。第4圖描述基於一系統的一實例，其中需要檢視藉由相機40產生的現場視訊，同時並行地透過網路開關44在一網路上提供該視訊之一高畫質複本。在一實例中，HD視訊饋送係使用一內部或外部IP視訊伺服器擷取及串流。HD相機40典型經調適以同時產生高畫質信號及一類比基頻視訊信號。相機40可藉由增加外部組件或藉由整合硬體及軟體(如SLOC-T 400)至相機40內來調適。SLOC-T 400可用如第3圖之SLOC-T 31的特徵之相同方式操作。然而， SLOC-T 400可經組態以依一促進透過一網路轉遞數位視訊信號之方式將一數位視訊信號編碼。例如，SLOC-T 400可程式化或組態以根據由IP視訊伺服器支援的一串流格式提供數位視訊信號。
藉由數位相機40傳輸的多工視訊信號可藉由一網路開關44接收，視需要配有SLOC-R 440。可將基頻標準畫質類比信號擷取及提供至顯示器43。在某些具體實施例中，SLOC-R 440可擷取數位高畫質視訊信號及將其轉遞至一視訊伺服器或使用具有足夠頻寬以承載數位HD視訊信號之適合網路的其他網路裝置。數位HD視訊信號可包括一壓縮HD視訊信號。在某些具體實施例中，由SLOC-R 440擷取的數位高畫質信號係壓縮或進一步壓縮用於轉遞至一視訊伺服器或其他網路裝置。SLOC-R 440可包括用於再編碼及/或再調變數位高畫質信號用於在一網路上傳輸之硬體及軟體；例如，SLOC-R 440可產生編碼用於透過乙太網路傳輸的一H-264信號。
現參考第6圖，本發明的某些具體實施例提供可應用於保全系統的提升能力。在所描述實例中，相機60包括一數據機SLOC-T 606及處理器，其經組態及調適以依據本發明的某些態樣提供數位編碼的多媒體信號。影像的序列可使用光學元件600及一影像感測器602之一組合擷取，包括熟習此項技術人士已知之透鏡系統及CCD感測器的組合。處理器604典型地自提供根據一 所需或預定義訊框率擷取的影像序列的一影像感測器602接收一掃描信號603。
在一些具體實施例中，影像感測器602可包括硬體及邏輯以轉換代表由一或多數感測器擷取的影像之一掃描類比信號且可產生一數位視訊信號。例如，影像感測器602可包括RGB(紅色、綠色、藍色)感測器且影像感測器602可內部處理RGB感測器輸出以產生一數位編碼彩色視訊信號作為其輸出603。在其他具體實施例中，處理器604可預處理來自影像感測器602之信號603以獲得一原始數位視訊信號。原始數位視訊(不論是內部獲得或自影像感測器602接收)可由處理器604進一步處理以獲得一初始HD數位視訊信號。一類比標準畫質信號可由處理原始數位視訊信號、感測器602的輸出603或初始HD數位視訊信號來獲得。處理器604接著可將初始HD數位視訊信號格式化以獲得符合廣播及其他標準的一或多數HD數位視訊信號。例如，處理器604可產生符合諸如ATSC及DVB標準之廣播視訊標準的一信號。處理器604可額外地壓縮該數位視訊信號。
相機處理器604可包括可商購組件及客製硬體及軟體的一組合。在一實例中，處理器可包括微處理器、數位信號處理器、微控制器、序列器及其他可程式裝置之一或多數，其與記憶體及支援邏輯組合以施行一序列步驟、指令及/或程式。可用儲存器610來儲存電腦可讀指令，其當執行時施行在此申請案中描述的一些或 所有功能。相機處理器604可包括一些內建或「硬編碼」程序，其可用作本發明之某些具體實施例的構造。亦可將儲存器610用作程式暫用記憶體及/或用以保持組態資訊。在某些具體實施例中，儲存器610可用來儲存由相機60擷取的視訊之記錄。因此，儲存器610可使用揮發性及非揮發性記憶體、光碟及磁碟、可移除之電可抹除記憶體、USB記憶體驅動器及其他半導體、電磁及光學儲存裝置實施。
信號605包括由處理器604提供至SLOC-T606的視訊信號及自線62接收由SLOC-T606轉遞至處理器604之上行控制、音訊及其他上行資訊。上行音訊資訊可在音訊中繼至一揚聲器、轉換器或其他音訊輸出系統612前由處理器604解碼、處理及/或格式化。處理器可放大音訊信號或可使用一於音訊輸出組件612中之分離放大器。上行控制可包括光學元件控制601及用於外部裝置之控制信號，其典型係透過控制介面618提供。外部裝置可包括用來平移、旋轉或定向相機60之馬達或致動器。光學元件控制信號601及外部控制信號618可回應於預定義命令由一遠端控制系統產生。例如，遠端使用者可操縱一操縱桿，其產生由相機處理器604解譯以意指「在水平面中順時針方向旋轉相機90度」之一序列編碼指令，且處理器604可藉由將一序列之脈衝傳送給相對於相機60軸向安裝的一步進馬達來回應，使得該序列之脈衝造成相機60繞其垂直軸的所需 旋轉。類似命令可調整光學元件600的焦點、變焦及光圈。
在另一實例中，可在可用來控制處理器604及/或感測器602之功能的上行控制資訊中提供指令及資料。可用指令及資料來在相機60之視野內選擇一區域中用於在下行視訊信號之一或多數中編碼。在某些具體實施例中，處理器及感測器協作以提供可遠端操縱以指定待編碼之視野的部分之一或多數虛擬相機，藉以該等部分係由在藉相機60的光學元件決定之實際視野內操作之虛擬搖攝、變焦及傾斜功能而選定。在某些具體實施例中，處理器604可額外地造成相機之實體運動，從而延伸搖攝、傾斜及變焦功能的範圍。
已預想在至少一些具體實施例中，CVBS及數位信號可各承載由影像感測器602擷取的一部分影像。影像部分可重疊或可來自由透鏡600提供的視野內之不同區域。此外，在某些具體實施例中，可使用額外相機60及/或額外影像感測器602來擴展可用的視野。例如，可能需要組態複數相機以獲得一區域的全景(360°)視野。一或多數處理器604可提供代表該視野，或該視野之一部分的類比及數位信號。在一實例中，完整全景視野可在記錄於一DVR上的一數位信號中提供，而CVBS信號可提供全景內之一可選擇視野。可選擇視野可使用變焦、搖攝及其他控制來控制。在另一實例中， CVBS及數位信號可提供全景視野之一共同或不同部分且該等部分可由一遠端檢視者獨立地控制。
第7圖描述使用在一保全數位視訊記錄系統70中之一SLOC-R 700(類似第3圖中描述之SLOC-R 35)的一實例。系統70包含SLOC-R 700，一連接至周邊裝置710、712及714之DVR處理器702，一類比視訊解碼器704，一數位視訊解碼器708及HD數位顯示處理器706。如上述，SLOC-R 700接收及解碼來自coax 72之信號，其典型包含一類比標準畫質視訊信號及一HD數位視訊信號。SLOC-R 700亦透過coax 72傳輸上行音訊及控制信號。SLOC-R典型地將輸入信號72中之類比CVBS信號與HD數位視訊信號分開，提供數位視訊信號703至處理器702且CVBS信號701至一標準畫質監視器74作為一來自第6圖所示相機60之現場饋送。SLOC-R 700可視需要提供類比基頻視訊信號701至類比視訊解碼器704，其處理該信號以產生一數位標準畫質視訊信號705。顯示處理器706在數位標準畫質信號705及自經儲存HD數位視訊之播放導出的一信號707之間多工及/或選擇。顯示處理器可依一可由HD電視或監視器76顯示的格式提供選定信號。
DVR處理器702接收數位HD視訊信號703及視需要儲存該信號之至少一部分作為由相機60擷取的視訊之一記錄。該記錄可在一本機硬碟機714中、在透過網路介面710及/或USB/Firewire或其他本機匯 流排712連接之網路儲存器(未顯示)上或其他光學、電磁或半導體儲存器中儲存。經記錄視訊可進一步壓縮以節省儲存空間。DVR處理器可擷取經記錄視訊及使用數位視訊解碼器708提供一播放信號707。
第8圖描述使用在一網路化保全裝置80中之一SLOC-R 800(類似第3圖中描述之SLOC-R 35)的一實例。裝置80包含SLOC-R 800及一網路開關處理器802，其典型由一網路連接至IP視訊伺服器86。如上述，SLOC-R 800接收及解碼來自coax 82之信號，其典型包含一類比標準畫質視訊信號及一HD數位視訊信號。SLOC-R 800視需要透過coax 82傳輸上行音訊及控制信號。SLOC-R典型地將在輸入信號82中之類比CVBS信號與HD數位視訊信號分開，提供數位視訊信號803至處理器802且CVBS信號801至一標準畫質監視器84作為一來自第6圖所示相機60之現場饋送。在某些具體實施例中，SLOC-R 80可包括組件804、806或類似者，以數位化CVBS信號801用於配合一數位顯示器(諸如高畫質顯示器85)使用，亦作為一來自第6圖所示相機60之現場饋送。然而，應理解一適當配備之顯示裝置或計算裝置可接收CVBS信號801及施行信號的數位化。網路開關處理器802接收數位HD視訊信號803及視需要將信號傳輸給一接著可保持由相機60擷取之視訊的一記錄之網路視訊伺服器86。數位HD視訊信號803可在傳輸至視訊伺服器86前進一步壓縮。
再次參考第5及6圖，本發明的某些具體實施例准許視需要選擇基頻類比信號50及下行信號52的內容。在一實例中，基頻信號50與下行信號52兩者含有相同影像，前者依類比形式且後者經數位編碼。數位影像可經壓縮及未壓縮、依標準畫質與高畫質及以全訊框率或減少訊框率而視需要及選擇性地傳輸。在另一實例中，基頻信號50提供由影像感測器擷取之全影像的一部分，而下行信號52承載全影像。在另一實例中，基頻信號50提供由影像感測器提供的全影像，而該下行含有全影像之一部分。因而，預想一種容許數位相機之使用者自各式各樣選項中選擇用於顯示、記錄及傳輸視訊影像之高度可組態系統。
基頻信號之類比等化
本發明的某些具體實施例包括用於改善電纜中之高頻斜坡衰減(roll off)之效應的系統及方法，該效應係當電纜長度增加時造成更多高頻衰減。由電纜導入之此傾斜使基頻類比視訊及通帶數位視訊信號退化，當電纜長度增加時，該退化會惡化。然而，本發明的某些具體實施例提供一等化器(典型在數位接收器中)，其移除數位通帶信號上的傾斜，使被傳輸之符元(symbol)能可靠的解碼。
本發明的某些具體實施例改進系統及設備(包括上述系統)之效能，其中基頻視訊信號可與基頻視訊信號的數位表示及與控制信號組合，從而致能透過諸 如一同軸電纜(coax)的單一電纜傳輸。第3及4圖顯示提供一SLOC系統之具體實施例的實例且第5圖顯示SLOC系統之一可能調變方案。採取第3圖之實例，HD相機30提供包含壓縮數位HD視訊332之一輸出，及包含類比標準畫質(SD)CVBS之一輔助相機輸出330。壓縮HD視訊信號332係利用一SLOC相機側數據機31調變至通帶52，數據機31包含提供可與基頻類比CVBS信號330組合之一調變信號的一QAM調變器。經組合信號透過同軸電纜33傳輸下行，典型地達到可延伸至300米或更長距離。在監視器側處，一SLOC監視器側數據機35將代表基頻CVBS信號330之一信號與通帶下行視訊信號332的一信號分離。代表CVBS之信號饋送一SD顯示34用於無延遲現場檢視。高通帶下行信號係用一QAM解調器解調，其輸出饋送一主處理器及DVR32，其支援在監視器34上之現場(雖然可能稍有延遲)HD檢視及非即時HD播放用於後續檢視。
在該實例中，上行通信當需要時係藉由(例如)IP協定提供。上行通信可額外用來自監視器側傳輸音訊及相機控制信號334至相機30。典型地，上行信號之位元率及因此所需頻寬係典型地比下行通帶信號所需者低得多。監視器側SLOC數據機35包括一QAM調變器，其調變IP信號至上行通帶54。如第5圖中所述，上行通帶54及下行通帶52位於不同頻譜位置。在相機側處， SLOC數據機31包括用於接收上行信號之一QAM解調器。此方法提供優於先前系統及方法之若干優點，包括：
(1)增加操作範圍-增加距離。
(2)系統可使用現存基礎結構並再利用同軸電纜佈署。
(3)低延遲、即時(現場)視訊之可用性。
(4)現場CVBS視訊及HD視訊可在不同位置中檢視。
第21圖係顯示第4圖之SLOC相機側數據機49的額外細節之一簡化示意圖。對於HD相機2100之IP連接係透過媒體獨立介面(MII)模組210建立至QAM調變器212及QAM解調器214之介面。在一實例中，MII 210符合IEEE 802.3標準。QAM調變器212使用熟知原理操作以轉換基頻IP資料流2100成為通帶QAM符元2120。此等符元在216與基頻CVBS信號2160相加及接著饋送至雙工器218。雙工器218可為一2向類比裝置，其將經組合基頻及低通帶下行信號2162傳遞至coax及自coax接收之高通帶上行信號2140且將其饋送至QAM解調器214。QAM解調器214典型地使用熟知原理操作以將自監視器側接收的高通帶上行信號2140解調及輸出基頻資料至MII介面210。
第22圖係顯示第4圖之SLOC監視器側數據機45的額外細節之一簡化示意圖。雙工器220自一同軸電纜接收下行組合基頻CVBS與低通帶IP信號2200，及藉由低通(LP)及高通(HP)濾波將信號分成組成元件 (component element)2201至2203。可將CVBS信號2201直接傳輸至一標準畫質監視器或其他顯示裝置。可將低通帶信號2202饋送至QAM解調器222，其饋送MII介面模組226。雙工器亦可自QAM調變器224接受一高通帶信號2203及可將此上行信號傳遞至同軸電纜。QAM調變器222典型自可連接至一支援IP協定之主/DVR的MII介面226取得其輸入。
同軸電纜典型會顯現一明顯高頻斜坡衰減特性，其當電纜長度增加時造成更多高頻衰減。此「傾斜」在一通帶信號之頻帶內可能明顯且其可產生相當大間干擾(ISI)。可能需求數位等化以致使QAM解調器222能正確地恢復傳輸資料。
基頻至通帶調變
第23圖更詳細顯示相機側基頻至通帶QAM調變器212(第21圖)。來自MII 210之資料係藉由FEC編碼器/映射器2300接收，其使用(例如)級聯之Reed-Solomon編碼、位元組交錯及/或籬柵編碼將誤差保護資料加至自MII 210接收的資料流中。映射器/編碼器2300將資料解多工成為流2300及2302，其中各資料流之位元組的一給定大小群組分別代表在實及虛方向中之一QAM振幅位準。一隔離傳輸QAM脈衝係給定為： 其中d R,m 及d I.m 係藉由兩獨立訊息流決定且分別代表一複數QAM之實及虛部，其中m=1…M指示基數之一2維QAM群集，其中M係調變載波頻率，且q(t)係一根昇餘弦脈衝函數。
一連續串列之傳輸QAM脈衝s(t)以F S =1/T S 之一速率穿過一吵雜多路徑通道。因此，在至QAM接收器之輸入處接收的信號係藉由r(t)=s(t)*c(t)+v(t)給定，其中*指示迴旋，c(t)係通道脈衝響應，且v(t)係相加性白高斯雜訊。因此： 其中d[n]係複數傳輸，f 0 及θ 0 分別係相關於傳輸器之接收器通帶至基頻解調器本機振盪器的相位及頻率偏移，使得f LO =f c -f 0 。
基頻至通帶解調器
第24A圖更詳細顯示監視器側通帶至基頻QAM解調器222(第22圖)。一信號r(t)可自一同軸電纜接收，例如係以比該率更高之一速率取樣(參見240)，導致取樣信號r(nT samp )。取樣後： 接著，在向下轉換後，依率1/T s 再取樣及匹配濾波獲得： 其中v’[k]係取樣複數濾波雜訊，因為脈衝成型與匹配濾波q與完美率取樣時序組合，故假設任何ISI係僅由於通道脈衝響應c。
等化器及載波相位/頻率迴路
第24A圖之數位等化器及載波相位/頻率迴路係參考第25圖更詳細討論。一信號x[k]進入一適應性數位等化器250，其可包括用來補償起因於通道脈衝響應c之傾斜的一線性數位濾波器。階權重調整可使用一或多數已知方法達到，包括LMS演算法。等化器將其輸出y[k]與一相位旋轉版本之二維(2D)分割器決定[k]，比較以產生一誤差信號，用來計算濾波器階權重的一更新組。LMS演算法可操作如下：若x[k]表示一N長等化器輸入向量，及y[k]表示等化器輸出向量g H [k]x[k]，其中g H [k]係N長等化器階權重向量且H上標指示共軛移項(Hermitian)。
g[k+1]=g[k]-2μx[k]e *[k]，其中μ係一小段差大小參數且*上標指示複數共軛。為了移除通帶電纜傾斜的影響，在收斂後LMS等化器階可近似通道脈衝響應c之反轉。
一2D分割器252將z[k]及輸出[k](其係初始傳輸之d[k]的一估計)的實及虛部獨立地分割。相位誤差偵測器模組258接收z[k]及[k]且形成相位誤差信號 。低通(LP)濾波器256可為一積分比例濾波 器，其容許該迴路校正相位及頻率偏移兩者。低通濾波器256的輸出饋送一複數離散電壓控制振盪器(VCO)254，其輸出一針對及θ 0及f 0兩者校正的一複雜相位/頻率校正因子e -jθ[k]。VCO 254亦提供「未校正」分割器輸出[k]之一輸出(e +jθ[k])，使得可其可用來導出一用於等化器階更新的誤差信號。此典型需要係因為等化器在x[k]上操作。亦參考第24A圖，等化器輸出z[k]係饋送至轉換偵測到實及虛位準成為位元之群組的一解映射器。FEC解碼器接著執行Viterbi解碼，位元組解交錯，及/或Reed-Solomon解碼以校正接收到位元誤差及將所得資料傳遞至MII介面。
電纜長度的影響
接收到視訊信號可經歷衰減成為可歸因於電纜之某些特性的頻率的一函數。為了此討論目的，係描述一同軸電纜的實例。衰減(經常將其稱作傾斜)的嚴重性典型地取決於電纜類型及長度。第26A及26B圖顯示衰減成為針對電纜類型RG6及RG59之各種長度的頻率的一函數。其可顯示該傾斜相當於多路徑失真，其中額外路徑及主路徑具有一極小延遲展開。隨著傾斜增加，非不重要多路徑組件的數目(及其各自之增益)亦增加。多路徑失真造成接收信號中的ISI且因此可能使傳輸可靠性嚴重地降級。在一數位信號中，可將一等化器用於接收器以移除此損害。第27A及27B圖分別顯示等化器 輸入之功率頻譜密度(PSD)及收歛等化器階之振幅響應。明確言之，第27A圖顯示在透過2000英尺RG-6電纜傳輸後等化器輸入的PSD，其具有15.98MHz之一載波頻率(顯示通帶及相關基頻頻率兩者)且第27B圖顯示收歛數位等化器階之振幅響應。
本發明的某些具體實施例包含一數位等化器，其可取消由電纜引入的傾斜，移除通帶信號中的ISI且致能可靠解碼傳輸資料。隨著電纜長度增加，監視器側之數位通帶信號可使用用於數位資料之數位等化器及著名向前誤差保護方法(如Reed-Solomon解碼及籬柵編碼)來可靠地接收。然而，電纜傾斜亦負面地影響基頻類比CVBS信號的高頻率，其當在監視器側檢視時減少圖像鮮明度及彩度。因此，某些具體實施例提供一可調適濾波器(例如一類比等化器)，其可應用於監視器側處之CVBS信號以補償在基頻處之電纜傾斜。某些具體實施例利用通帶數位等化器以估計基頻處之傾斜量為接著選擇一組基頻類比濾波器之一適當者以應用於接收到CVBS信號。
通帶傾斜之有效率估計
在估計信號帶中的傾斜時，可選擇一頻率帶，其中當以分貝量化時，輸入信號之PSD中的傾斜將大約線性。因此，基頻數位等化器輸入中-2.67MHz至2.67MHz的頻率(其將因此對應於通帶輸入信號中的13.31MHz及18.65MHz)提供一適合範圍。如第26A 圖中顯示，自13.31MHz至18.65MHz之傾斜對於2000英尺之RG-6係大約3.7分貝。為了以分貝自收歛數位等化器濾波器階估計傾斜，可施行以下計算： 其中G[k]係時域收歛等化器濾波器階之DFT，且k 1及k 2對應於DFT之特定頻段。因為第25圖之數位等化可用一時域迴旋來施行，為了估計一給定k 1及k 2之傾斜的目的，典型地需要一FFT(或可能用於兩點的N複數乘法及加法)。即 其中g(n)=g R (n)+ig I (n),n=0,1...N-1係N時域等化器階(省略時間索引上的相依)。應注意1/N純量在此計算中非必要。一類似計算將會針對G(k 2)施行。然而，該計算可藉由仔細選擇頻段而明顯地減少。藉由使k 1=N/4(對應於2.67MHz的一頻率)，方程式(2)中的複數指數急劇簡化： 可使用加法計算濾波器頻率響應的實及虛部：
最後，在此頻段處之功率係： 藉由容許k 1=N/4，功率計算係明顯地簡化。同樣地，若k 1=3N/4(對應於-2.67MHz之一頻率)，則複數指數將再次明顯地簡化。
實及虛部係計算為：
且功率|G[k 1]|2係計算如上。在第2b圖中，收斂濾波器階之振幅響應(依分貝)中的向上傾斜即使具有針對一64-QAM之適度SNR亦係大約線性。此外，當以此方式計算時，，其在3.7dB的此帶上極接近實際傾斜。
使用通帶傾斜估計用於基頻CVBS傾斜校正
在估計數位視訊信號之通帶傾斜後，可自M不同濾波器之一選擇一適當基頻類比濾波器。其此可顯示數位視訊信號帶之估計通帶傾斜將指示基頻CVBS信號中傾斜的嚴重性，接著可用一類比濾波器大略地校正。在第28A圖中，顯示用於RG-6、RG-11、RG-59及RG-174之自13.31MHz至18.65MHz之數位視訊信號帶中的傾斜且該等電纜之可能長度。第28A圖顯示3.58MHz處的損失相對於RG-6、RG-11、RG-59及 RG-174電纜類型之通帶數位視訊信號中的傾斜。第28B圖顯示6MHz處之損失。可觀察到3.58MHz及6MHz處的損失對於一給定傾斜之所有四種電纜類型係大略相同。第29A圖顯示3.58MHz處相對於RG-6、RG-11、RG-59及RG-174電纜類型之通帶數位視訊信號中的傾斜的損失。第29B圖顯示6MHz處之損失。將會可觀察到3.58MHz及6MHz處的損失對於一給定傾斜之所有四種電纜類型係大略相同。
因為估計通帶傾斜係有關電纜頻率響應的唯一可用資訊，故理想情形係其中在基頻(CVBS信號帶)之電纜的頻率響應以已知方式與通帶數位信號的傾斜相關聯，而不論電纜類型或長度如何。第28B、29A及29B圖確認在DC、3.58MHz及6MHz處之頻率響應中的此情況。例如，分別針對所有四電纜，在通帶數位視訊信號中之1.5分貝的一傾斜處，DC處的損失、彩色載波處的損失(3.58MHz)，及6MHz處的損失係約0.68分貝、4.1分貝及5.3分貝。因此，不論1.5分貝的通帶傾斜是否自275英尺之RG-174、750英尺之RG-59、825英尺之RG-6或1825英尺之RG-11所造成，相同的類比濾波器將會取消CVBS信號之基頻傾斜。
用於自一組M濾波器選擇一適當類比濾波器之演算法的一實例顯示如下：
應注意α 0=1；α n的其他值係<1及經選定以致位元偏移加法係足以計算R n。因此，第24A圖之監視器側QAM解調器係典型地修改使得通帶QAM解調器之數位等化器提供選擇M類比CVBS濾波響應之一的一信號。第24B圖顯示監視器側QAM解調器之修改部分，其中類比濾波器選擇來自根據上述演算法運算之數位等化器的輸出。第30圖顯示整個監視器側數據機，其中在QAM解調器304內之一數位等化器提供一濾波器選擇信號305至CVBS類比等化器302。
第31圖顯示適用於等化基頻CVBS信號之一類比主動濾波器的一實例。在此實例中，M=3，因此有4個可能濾波選擇。所需濾波器響應係由在開關模組310中關閉M+1開關之一來選擇，其繼而將連接至其之各自RC對接地。第32圖中顯示可能濾波器響應。
熟習此項技術人士將瞭解可將本發明應用於使用其他通帶調變及向前誤差校正方法的數位通信系統。熟習此項技術人士亦將認知到可使用通帶數位等化器階權重向量g[n]之FFT中多於二點來選擇一類比濾波器用於CVBS信號，及可使用其他類型之數位等化器設計用於通帶信號，包括頻域等化器，其中G 1[k]及 G 2[k]之值將已經計算作為等化程序的部分。另外，可使用除了LMS以外的習知等化器階權重計算方法，諸如RLS。
在某些具體實施例中，具有可選擇響應之一CVBS類比濾波器可採取上述以外的一形式。另外，CVBS信號的等化器可採取一數位濾波器的形式，在該情況下，CVBS於等化前取樣及數位化。在此情況下，數位濾波器之階權重係根據經描述以選擇M類比濾波器響應之一的相同演算法自一組預定M階權重向量中選擇。
在數位通信系統中分框
數位資料流典型地具有某種框結構使得資料被組織成為位元或位元組的均一大小之群組。使用以區塊為主之向前誤差校正(FEC)的任何系統將具有組織成約誤差校正碼字元大小的訊框。另外，若系統用交錯來對抗脈衝雜訊，訊框結構將會考慮交錯器參數來配置。若系統用資料隨機化來達到一平頻譜，則所用之偽隨機序列可同步化至訊框結構，在各訊框的開始處重新開始。
對於一RF數位通信系統，一接收器典型地必須首先達到載波及時脈同步及等化。其可接著恢復該傳輸資料。但為了瞭解此進入資料流，接收器亦必須同步至該訊框結構。換句話說，接收器必須知道誤差校正碼字元在何處開始及結束。其亦必須能同步化諸如解交錯器之接收器模組以匹配傳輸器之交錯器操作，使得所得 之解交錯位元或及位元組正確地定序，且解隨機產生器用以匹配傳輸器中所用之偽隨機序列的起點而使頻譜平坦化。
習知系統經常藉由在訊框之開始或結束處附加一固定長度的符元之已知模式來提供接收器訊框同步化。每一訊框重複此相同模式，且其經常由具有有利之自相關性質的一二位準(即二進位)偽隨機序列組成。此意味著儘管該序列與其本身之自相關在零偏移處獲得一大值，若偏移係非零，則相關值(旁瓣，side lobe)係極小。另外，具有隨機符元之此訊框同步序列的相關將獲得一小值。因此，若接收器執行進入符元與訊框同步模式之一儲存版本的一相關，其應該期望僅在各訊框的確切開始處獲得一大值。接著接收器可易於決定各訊框的起點。
訊框結構的實例
參考第9圖，在1996年採用的ATSC數位電視(DTV)地面傳輸標準提供資料在訊框中傳輸的一系統。各訊框90包含313片段，且各片段含有832個符元，每一訊框總共260416個符元。各片段中的首先四符元係包含序列[+5，-5，-5，+5]之片段同步符元92。各訊框中的第一片段係一具有312資料片段96、98之訊框同步片段94。現參考第10圖，訊框同步片段94具有一片段同步100，一511符元偽隨機雜訊(PN511)序列101，一63符元偽隨機雜訊(PN63)序列102，一第二PN63序 列203及一第三PN63序列104。此係由指示模態係8VSB的24模態符元105跟隨。預編碼符元107及保留符元106完成訊框同步片段94。片段同步100及PN511 101符元對於接收器係事前已知及可用來經由相關方法獲取訊框同步化。所有前述符元來自集合{+5,-5}。此片段的最後12個符元來自集合{-7-5-3-1+1+3+5+7}，且係前置資料欄位之最後12個符元的複製。此等係稱為預編碼符元(在此內未討論)。
亦參考第11圖，對於該欄位之後續312片段的各者(稱作資料片段)，跟隨四片段同步符元30的828符元32係藉由一次採取2位元而自一單一207位元組(1656位元)Reed-Solomon(RS)碼字元產生，將其籬柵編碼成為3位元，接著將3位元的各單元映射至來自該集合{-7-5-3-1+1+3+5+7}之一8位準符元。
在ISDB-T的系統中見到在一數位通信系統中分框的另一實例。與單一載波ATSC系統不同，ISDB-T係利用編碼正交分頻多工處理(COFDM)的一多載波系統。例如，ISDB-T之模態1使用1404載波。一訊框由204 COFDM符元組成且可認為各COFDM符元係1404獨立QAM符元的組合，載波之各者使用一者。因此，訊框係由204x1404=286416 QAM符元的組合組成。此等中，254592係資料，且31824包含先導資訊(其可用於訊框同步化)及模態資訊，其係依一已知模式散布該訊框。
第12圖顯示此訊框配置的一簡化圖。可見到圖及模態資訊依一已知模式散布訊框中。此系統具有利用三不同QAM群集-QPSK、16QAM及64QAM之模態。其亦支援基於一單一刪餘(punctured)母碼之五不同籬柵編碼率(1/2，2/3，3/4，5/6，7/8)。此著名技術使其極經濟地在接收器中建構一單一Viterbi解碼器，其可易於調整以解碼所有五個特定碼。
於傳輸器處籬柵編碼前，資料係形成為204位元組(1632位元)長RS區塊。當每一訊框COFDM符元的數目始終恆定時，每一訊框RS區塊的數目隨著選擇模態變化，但最重要的是，該數目始終係一整數。一旦訊框同步已經建立且籬柵碼率已知，此容許接收器中容易使RS區塊同步。為了使此為真，籬柵編碼之前的每一訊框的資料位元數目必須可針對所有模式由1632恰好整除。
表1顯示針對所有模態(QAM群集及籬柵碼率的組合)每一訊框之資料位元的數目。在每一情況中每一訊框之資料位元數目係由1632恰好整除(資料位元意指籬柵編碼前的位元)。
本發明之某些具體實施例提供數位通信系統中所用之調變系統的一分框結構。尤其是，發信號系統及方法係提供可用於保全系統(包括上述者)。一迴旋位元組交錯器將資料的一訊框交錯，其中交錯器同步化至一訊框結構且一隨機產生器可組態以自交錯資料訊框產生一隨機化資料訊框。在一實例中，一刪餘籬柵碼調變器係在一可選擇碼率處操作以自隨機化資料訊框產生一籬柵編碼資料訊框。一QAM映射器將在籬柵編碼資料訊框中之成群組的位元映射至調變符元，從而提供一映射訊框且一同步器將一同步封包加至映射訊框。視需要可使刪餘籬柵碼調變器繞行以在各種白雜訊條件下獲得一最佳化淨位元率，從而允許系統的效能最佳化。
在某些具體實施例中，在一單一載波通信系統中提供新穎訊框結構。在一訊框的開始或結束處之一固定長度的符元之一已知模式的自相關在零偏移處獲得一大值，若偏移係非零，則相關值(旁瓣)極小。然而，此訊框同步序列與隨機符元之相關將獲得一小值。因此，一接收器可執行進入符元與訊框同步模式之一儲存版本的相關以在各訊框的確切開始處獲得一大值致使接收器能決定各訊框的起點。通信系統可在複數模態之任何模態中操作，及可使用符元群集、籬柵編碼及交錯模式的各種組合。接收器必須辨識及理解該模態以成功恢復傳輸資料。由於此目的，可將額外模態符元加至訊框同步模式。可使用相關方法可靠地接收此等模態符元因 為其在每一訊框重複地傳送。可藉由使用一區塊碼將其編碼使其甚至更強健。
根據本發明某些態樣的一訊框結構利用刪餘籬柵編碼及QAM的群集組合(類似用於ISDB-T者)。每一訊框之符元數目可根據模態為一可變整數而每一訊框之RS封包的數目係不論模態而為一恆定整數。此配置簡化處理區塊之接收器的設計(例如解隨機產生器及解交錯器)，因為每一訊框的RS封包數目始終係固定。在諸如ISDB-T之習知系統中，每一訊框的符元數目係恆定而每一訊框的RS封包數目根據模態係一可變整數。訊框將會參考第13圖所述根據本發明的某些態樣建構之一傳輸器結構的一實例來描述。
一RS編碼器1300接受位元組資料1301及一指示315Reed-Solomon封包1322之各群組的開始之外部產生訊框同步信號。如第14圖中顯示，各封包140包含207位元組，其中20位元組係奇偶性位元組142。此315 Reed-Solomon封包形成含有65205位元組的向前誤差校正(FEC)資料訊框1322。
一迴旋位元組交錯器1302如下。第15圖說明對抗影響傳輸信號之脈衝雜訊的交錯器1302之操作的一模態。路徑156、158中之參數B係設定成207，且路徑152、154、156及158中的參數M設定成1。訊框同步信號1303強制輸入及輸出換向器150及151至頂部位置1500，從而同步化對於訊框結構之交錯。當一位元組 進入交錯器且一不同位元組離開交錯器時輸入及輸出換向器150及151向下移一位置1502。當換向器150及151達到底部1508時，其移回至頂部1500。B平行路徑1506、1508之各者含有一移位暫存器156及158，其具有在第15圖中顯示之長度(路徑1506具有長度(B-2)M且路徑1508具有長度(B-1)M)。
隨機產生器1306藉由在每一訊框同步時間處重設PN序列產生器所縮短之一長度219-1的PN(偽隨機雜訊)序列在FEC資料訊框1324之65205x8=8521640位元上運算(藉由在該等位元上執行一互斥或運算)來產生一隨機化FEC資料訊框1328。
一可選擇碼率刪餘籬柵編碼調變(PTCM)模組1308之一實例更詳細顯示於第16圖中。PTCM1308使用一種熟習此項技術者已知的方法。該方法以64狀態1/2率編碼器開始且執行刪餘以達到5不同碼率之任一者。在某些具體實施例中，PTCM1308亦可完全繞行(碼率=1)。此容許在系統的淨位元率及白雜訊效能之間可選擇地折衷。類似籬柵編碼技術係用於ISDB-T及DVB-T系統。PTCM對於提供至輸入1328之每一位元在輸出處產生兩位元1332。然而，一些輸出位元1332係根據選定碼率及對應刪餘模式丟棄。QAM映射器1313自編碼器輸出1332取得成2、4或6之群組的位元及將其分別映射成為QPSK、16QAM或64QAM符元。此等映射的實例係在第17圖中提供。
模組1312將一訊框同步/模態符元封包(所有符元係QPSK)加至各FEC資料訊框1334的開始。參考第18圖，此封包的第一部分180包含127個符元及包含一相同二進位PN序列用於符元的實及虛部兩者。其他PN序列長度亦可能，且實及虛部可具有相反符號。此封包的第二部分182包含指示傳輸模態之資料-選定QAM群集及選定籬柵碼率。此模態資訊可使用一區塊誤差校正碼來編碼用於接收器處的增加可靠性。可使用的方法包括BCH編碼及其他區塊碼。在一實例中，包括繞行的6個可能籬柵碼率係可能。此外，三群集可能導致18個模態。因此，需要5位元來表示可能模態選擇之各者。5位元可使用一延伸BCH碼來編碼成為一16位元碼字元。因為各QPSK符元含有2位元，故需要8模態符元。
第19圖說明提供予通帶調變(PB Mod)1314的一訊框結構1336(參見第13圖)。承載190包括315RS封包(521640位元)。315RS封包所映射之QAM符元的數目隨模態選擇而變化。PB Mod模組1314接著使用熟習此項技術者已知之任何適合方法調變基頻QAM符元至通帶。
根據本發明某些態樣的訊框結構有利地克服習知訊框之一些缺點及失效。尤其係，訊框結構對於所有模態提供：-不論模態每一訊框之一恆定整數的RS封包，及-對於所有模態，每一訊框之QAM符元數係一可變整數 -對於所有模態，每一訊框之一整數的刪餘模式循環。請注意每一訊框提供一整數的QAM符元並非無關重要之方式，因為FEC資料訊框必須確切地包含Ix207資料位元組，其中I係選定整數以便每一訊框具有一固定整數的RS封包。因此，於籬柵編碼前每一訊框之資料位元的數目不僅必須為一整數，且對於所有模態該數目必須可由207x8=1656恰好整除。此外，每一QAM符元之籬柵編碼器輸出位元的數目分別對於QPSK、16QAM及64QAM而言係2、4及6位元(參見表2，其對於籬柵碼繞行顯示一碼率=1)。此外，籬柵編碼增加位元。籬柵編碼前之每一符元的資料位元數目係顯示於表2中，其中各項目係計算為： 每一符元之資料位元數目可為分數之事實需要精確地選擇每一訊框之RS封包大小及RS封包數目。使用每一訊框207及315封包的RS封包大小可達到每一訊框之一整數符元。如表3中顯示，各項目可計算為：
此訊框提供額外優點係對於所有模態係有一整數的每一訊框之刪餘模式循環(pp/frame)。為了正確地解碼該刪餘籬柵編碼資料，接收器中之解碼器必須知悉刪餘模式如何與資料對準。在母碼籬柵編碼器之輸出處應用的泛位元刪餘模式係在第16圖之表的第二欄中指示。各刪餘模式中之1的數目係刪餘模式長度。在建議的系統中，刪餘模式始終與FEC資料訊框的開始一致。此容許接收器中使用訊框同步以將接收器Viterbi解碼器中之解刪餘器與位元流對準。所需對準係在表4中指示，其顯示對於所有模態之一整數的pp/frame。每一符元之刪餘模式(pp/symbol)項目可計算為： 該pp/frame項目可計算為：
應瞭解可使用RS封包大小及每一訊框之封包數目的其他組合以獲得同樣所需結果。在此提供的數目僅用於說明目的而描述。
如第20圖顯示，本發明的某些具體實施例提供一接收器，其經建構以處置根據本發明的某些態樣構造之一訊框。模組2000接收在通帶信號中傳輸的資料及將其轉換成基頻QAM符元。由模組2000執行的操作可包括符元時脈同步化，等化(以移除符元間干擾)及載波恢復，其典型地係使用子模組。因此，模組2000可包括一等化器，其輸出恢復基頻QAM符元2001。基頻QAM信號2001被提供至二位準分割器2018用於在實及虛方向兩者中分割，從而形成序列a R [k][--1,+1]及a I [k][--1,+1]2019，其係提供至訊框同步模組2020。訊框同步模組2020用二進位訊框同步PN序列的一儲存複本，在進入之分割QAM符元2019上針對實及虛部分開地執行一連續交叉相關運算。儲存複本之各成員具有-1或+1之一值。此運算給定如下： 其中s係長127之訊框同步PN序列中之儲存複本。b R 或b I 之最大量值指示FEC資料訊框的開始。
一旦找到訊框同步開始位置，則得知含有模態位元(群集及籬柵碼率)的碼字元之位置。碼字元可由(例如)一BCH解碼器或由將接收到碼字元與所有可能碼字元相關且選擇產生最高所得值的碼字元而可靠地解碼。因為重複傳送此資訊，故可由需要在接受其前相同結果發生多次而獲得額外可靠性。
使用此導出訊框同步信號2021來指示在將符元饋送至軟解映射器2006前哪些符元係要在「移除訊框同步/模態符元」模組2004中移除。在一實例中，將127訊框同步符元及8模態符元自該流中移除以確保僅對應於RS封包之符元被傳遞至軟解映射器2006。軟解映射器2006使用此項技術中已知演算法(包括例如由Akay及Tosato描述之演算法)計算軟位元比較量。為了正確操作，軟解映射器2006必須知道將哪一刪餘模式(哪一籬柵碼率)用於傳輸器及該模式與接收到位元的對準。此資訊2021由訊框同步模組2020提供，其解碼該模態資訊及亦提供一重複訊框同步信號至刪餘模式所對準者而不論目前模態為何。此等軟位元比較量被饋送至以此項技術中已知之方式操作的Viterbi解碼器2008 以達到被輸入至傳輸器中的PTCM編碼器之位元的估計。
均藉由訊框同步信號2021同步之解隨機產生器2013、位元組解交錯器2014及RS解碼器2016分别將位元組資料解隨機、解交錯及解碼，以獲得原始輸入傳輸器中之RS編碼器的資料。
載波相位偏移校正
本發明之某些具體實施例使用載波相位偏移校正系統及方法。在某些具體實施例，一接收器包含一相位偏移校正器，其接收一代表一正交振幅調變信號之等化信號，且自該等化信號導出一相位校正信號；一二位準分割器，其分割等化信號以獲得實及虛序列；一訊框同步器，其用一儲存訊框同步偽隨機序列之對應部分及由訊框同步器提供至相位偏移校正器之一相位校正符元，來執行實及虛序列的一相關。相位校正信號係基於相關之最大實及虛值。訊框同步器在進入之分割正交振幅調變符元上執行連續交叉相關。連續交叉相關用一二進位訊框同步偽隨機雜訊序列之一儲存複本分開地針對實及虛序列執行。
基頻至通帶調變
某些無線數位通信系統(包括廣播、無線LAN及廣域行動系統)使用某些QAM形式。QAM亦用於北美及歐洲數位電纜電視標準兩者，其使用致使雙側帶抑制載波調變波能占用相同通道頻寬之正交載波多工，其中 各波由一獨立訊息調變。如以上討論，第23圖描述一簡單QAM調變器，其可用作第13圖的實例中之PB mod 1314。一隔離傳輸脈衝QAM係給定如下： 其中d R,m 及d I,m 係分別由兩獨立訊息流決定且代表一複數QAM符元之實及虛部(參見，例如第17圖)，其中m R =1…M指示一2維QAM群集之基數，其中M係調變載波頻率，且q(t)係一根提升餘弦脈衝函數。
一連續系列之傳輸QAM脈衝s(t)(以一F s =1/T s 速率)通過一吵雜多路徑通道。因此，在至QAM接收器之輸入處的接收到信號係由r(t)=s(t)*c(t)+v(t)給定，其中*指迴旋，c(t)係通道脈衝響應，且v(t)係相加白高斯雜訊。因此， 其中d[n]係複數傳輸符元，f 0 及θ 0 分別係相關於傳輸器之接收器通帶至基頻解調器本機振盪器之頻率及相位偏移，因此f LO =f c -f 0 。
通帶至基頻解調器
第35圖更詳細顯示第20圖的PB至BB、sym時脈同步、等化器/載波恢復模組2000的一實例。接收到信號r(t)係以高於符元率之一速率取樣350，導致取樣信號r(Nt samp )。取樣後： 接著，在解調後，依符元率1/T s 再取樣及匹配濾波獲得： 其中v’[k]係取樣複數濾波雜訊。此假設由於脈衝成型及匹配濾波q，與完美符元率取樣時序組合，任何ISI係僅由於通道脈衝響應c。在解調後，假設完美等化，在等化器輸出處之近基頻複數序列z[k]係給定如下： 因此，恢復的近基頻序列表示傳輸群集，具有依一頻率f 0 旋轉的一相位偏移θ 0 。為了使用例如一二維分割器可靠地恢復傳輸d R 及d I ，等化器(與一相位及頻率偏移恢復迴路組合)必須移除造成群集旋轉之頻率偏移f 0 ，且接收器必須移除否則將使群集在一靜態旋轉位置內之θ 0 剩餘靜態相位偏移。
為了理解相位/頻率恢復，必須理解基頻處的QAM群集。在第33A圖之一簡單實例中，4QAM調變(其亦稱為作QPSK)，該群集由四符元組成。在所述實例中，d[k]之實及虛部可各採取2不同值(例如±3)。相位偏移θ 0 在已恢復d[k]上的影響顯示在第33B圖中，其顯示複數平面中之一旋轉。藉由注意在一圓中旋轉(逆時針方向或順時針方向取決於f 0 之符號)時前進來理解f 0 的影響。
等化器及載波相位/頻率迴路
第34圖中，一信號x[k]340由一數位等化器及載波相位/頻率迴路248接收(參見，例如第24A圖)。 等化器341組件典型地包含一線性數位濾波器，且使用例如最小均方(LMS)演算法的一專有或眾所週知的方法，等化器341將其輸出y[k]與分割器決定[k]343的一相位旋轉版本比較，以產生用來計算濾波器階權重的一更新組之一誤差信號。此濾波器移除起因於通道脈衝響應的ISI。
2D分割器342獨立地分割z[k]及輸出[k]之實和虛部，其係原始傳輸d[k]的一估計。z[k]及[k]兩者進入相位誤差偵測器模組346及形成由e θ [k]=Im{z[k]*[k]}給定的一相位誤差信號。一積分比例(IP)濾波器345可包含第35圖的濾波器或熟習此項技術者已知的任何等效物。IP濾波器345允許迴路校正相位及頻率偏移兩者。IP濾波器345的一輸出饋送一複數電壓控制振盪器(VCO)344，其輸出一校正θ 0 及f 0 兩者的一複數相位/頻率校正因子e -jθ[k]。VCO344亦輸出e +jθ[k]以「未校正」分割輸出[k]，以致其可用來導出用於等化器階更新的一誤差信號。指示此方法因為等化器在含有θ 0 及f 0 兩者上操作。
在某些具體實施例中，可由依一離散形式實施VCO344作為饋送一複數指數查找表(LUT)的一積分器之延遲而獲得效率。然而，用於θ 0 之最後校正可具有π/2的一不定性(ambiguity)，其意指恢復相位可被校正(offset=0)或可具有π/2的一偏移，π之一偏移，或3π/4的一偏移。此等結果係在第36及37圖中說 明：一實際傳輸符元係顯示於第36圖中且具有各自偏移之可能恢復符元在第37A至37D圖中顯示。典型地，接收器無法知道四個可能符元中哪一個係實際上傳輸，因為2D分割器342執行一最靠近相鄰者操作。第38圖示範其中一傳輸符元a係在等化器輸入處接收為具有θ 0 之a’的一實例。因此，相位恢復迴路可旋轉該信號以補償θ 0 ，以致a’與a對準。然而，2D分割器162之決定將會是正確符元係b，因為其較接近a’。此可使相位恢復迴路依旋轉群集以致a’與b對準的方式收斂。在此種情況下，最後相位自其原有處偏移-π/2。
本發明的某些具體實施例提供用於最小化及/或消除籬柵編碼系統中之此等問題的方法，包括用於某些現描述具體實施例之刪餘籬柵碼的族群。如上述，等化器的輸出由一2D位準分割器342分成實及虛方向而形成序列a R [k][-1,+1]及a I [k][-1,+1]，其被饋送至一訊框同步模組2020(參見第20圖)。訊框同步模組2020用二進位訊框同步PN序列之一儲存複本，在進入之分割QAM符元上分别針對實及虛部執行一連續交叉相關運算。經儲存複本之各成員具有一值-1或+1。此運算之特徵因此為： 其中s係127長訊框同步PN序列之儲存複本。b R 或b I 之最大量值指示FEC資料訊框的開始。
對於訊框同步符元，實及虛部具有相同符號且第39圖顯示其群集。因此，可理解最大量值b R 或b I 之符號對於零旋轉兩者均為正。一-π/2旋轉獲得一負最大量值b R 及一正最大量b I 。對於π之一旋轉，b R 和b I 兩者為負，而對於π/2之一旋轉，最大量值b R 係正而最大量值b I 係負。此在以上表5中概述。因此，組合中的最大量值b R 及b I 之各自符號指示最後相位偏移已收斂之複數平面的象限。此容許應用一額外相位校正至該信號，如第20圖所示。最大b R 和b I 之符號自相關為主訊框同步模組傳送至相位偏移校正器。一相位偏移校正器模組之運算顯示於第40圖中，一LUT運算404在實例中圖示。給定z[k]=z R [k]+jz I [k]，此運算可簡單地執行為：1.對於ψ=+θ的情況：z’[k]=-z R [k]-jz I [k]2.對於ψ=+π/2的情況：z’[k]=-z I [k]+jz R [k]3.對於ψ=-π/2的情況：z’[k]=+z I [k]-jz R [k]第40圖係代表藉由用根據本發明之某些態樣的一相關的最大真及虛值的符號索引一查找表導出一相位校正信號的一相位偏移校正器的方塊圖。
多模態QAM群集偵測
某些具體實施例提供自一組可能接收到QAM群集決定一未知QAM群集的系統及方法。一方法利用符 元間干擾(ISI)已用一修改恆定模數演算法(CMA)等化器最小化之後，但在載波頻率及相位已完全恢復以前之信號的功率之一直方圖。未知群集接著自直方圖決定。等化程序接著基於現已知群集用標準CAM重新開始以使ISI減至最少。等化器輸出可正確地比例縮放，其後可施行減少的群集載波恢復(RCCR)之階段及決定相關載波恢復，導致藉由組合等化器載波頻率/相位迴路而恢復載波頻率及相位。在用於決定一未知QAM群集的另一方法中，等化器最初使用修改CMA操作來使ISI減至最少。雖然等化器輸出在該程序中之此點處可能無法正確地比例縮放，但等化器載波頻率/相位迴路可在不知道群集下用RCCR來恢復載波頻率及相位。經恢復相位可為吵雜。接收器可讀取嵌入信號訊框中指示哪一QAM群集被傳輸之資訊。接著基於已知群集用一標準CMA重新開始等化器操作，之後為RCCR及決定相關載波恢復。
本發明的某些具體實施例使用刪餘籬柵編碼及QAM群集組合，類似於用於ISDB-T及上述者。如在此使用，一群集係瞭解意指在一調變方案內之可能符元的複數平面中之一映射。每一訊框之符元數目係取決於模態之一可變整數且每一訊框的RS封包數目不論模態如何係一恆定整數。此配置係於上更詳細描述及簡化一接收器的設計。
再次參考第20圖，訊框同步模組2020用二進位訊框同步PN序列之一儲存複本，在進入之分割QAM 符元1219上分别針對實及虛部執行一連續交叉相關運算。該儲存複本之各成員具有-1或+1之一值。此運算由方程式10(在以上)給定，且在此重複： 其中s係127長訊框同步PN序列中之儲存複本。b R 或b I 之最大量值指示FEC資料訊框的開始。
如將更詳細在下文中解釋，恢復載波相位中具有一π/2之不定性。此導致零、±π/2或π的一任意額外恢復相位偏移。對於訊框同步符元，實及虛部係相同符元且第39圖顯示其傳輸群集。因此，可理解對於零相位偏移，最大量值b R 或b I 之符號兩者均為正。如第40圖之表404所概述，一-π/2偏移將會獲得一負最大量值b R 及一正最大量值b I ；對於π之一偏移，b R 和b I 兩者將為負，而對於π/2之一偏移，最大量值b R 將為正而最大量值b I 將為負。因此，組合中的最大量值b R 及b I 之各自符號可指示最後相位偏移所收斂之複數平面的象限。此允許應用一額外相位校正至相位偏移校正器模組2002中之該信號。最大b R 和b I 之符號自相關為主訊框同步模組2020傳送至相位偏移校正器2002。
另外參考第40圖，可更加瞭解第20圖之實例中的相位偏移校正器2002之某些態樣之操作。LUT 400基於最大量值b R 和b I 之符號產生一輸出(參見第40圖之 元件404)。給定z[k]=z R [k]+jz I [k]，運算402可執行如下：
1.對於ψ=+π的情況：z’[k]=-z R [k]-jz I [k]
2.對於ψ=+π/2的情況：z’[k]=-z I [k]+jz R [k]
3.對於ψ=-π/2的情況：z’[k]=+z I [k]-jz R [k]
一旦找到訊框同步開始位置且校正mπ/2相位偏移，會得知含有模態位元(群集及籬柵碼率)的碼字元之位置。碼字元可藉由(例如)一BCH解碼器或藉由將接收到碼字元與所有可能碼字元相關且選擇產生最高所得值的碼字元來可靠地解碼。因為重複傳送此資訊，可由需要在接受其前發生多次相同結果而獲得額外可靠性。
第41圖顯示可由訊框同步模組2020執行之此一程序的一實例。回應於訊框同步信號2021，在步驟4100處，接收到群集碼字元係與所有有效碼字元交叉相關。交叉相關產生可用來選擇最可能匹配之一值。在一實例中，在步驟4102處選擇產生最大相關值的有效碼字元。接著可用此選定碼字元來識別一目前群集。在步驟4104處，目前群集之識別係與一先前識別群集的已記錄或儲存識別比較。在步驟4104，若目前群集及先前識別群集係相同群集，則可增加一信賴計數。若在步驟4104決定先前識別群集係與目前群集不同，則目前群集在步驟4107記錄為先前識別群集且信賴計數在步驟4107減量且另一同步訊框在步驟4109處等待。步驟4106信賴 計數之增量後，在步驟4108處檢查信賴計數，且若在步驟4108處決定超過一預定或經組態臨限值，則可在步驟4110處作成信號群集的決定。可反覆執行此程序直至信賴計數超過預定或經組態臨限值。
等化器及載波相位/頻率迴路
參考第42圖，將描述第24A圖之等化器及載波相位/頻率迴路248的某些態樣。一信號x[k]進入數位等化器及載波相位/頻率迴路248，其可包括一等化器420(其包括一線性數位濾波器)。一誤差計算器模組422計算一誤差信號e[k]，其可用以使用熟習此項技術者已知之任何適合方法計算一更新組的濾波器階權重。在一實例中，可使用一LMS演算法。濾波器移除起因於通道脈衝響應c的ISI。等化器420之一輸出y[k]接著係在421處相位旋轉以減少任何剩餘載波相位及頻率偏移。相位旋轉輸出z[k]接著由分割器及相位誤差偵測器模組427處理，其計算饋送至一積分比例(IP)濾波器426的一相位誤差值e θ [k]。IP濾波器426輸出體送一積分器且複數指數查找表(LUT)424，其計算用於迴路以校正載波相位及頻率偏移的複數指數值。分割器及相位誤差偵測器模組427亦輸出一最靠近相鄰者2維分割符元決定，其相位係在425用e +jθ[k]相乘而「未校正」且接著用於誤差計算器模組422。誤差計算器模組422使用該輸入以及x[k]以計算一誤差信號e[k]。如所述，誤差計算器模組422和分割器及相位誤差偵測器模組427的內部 操作取決於由階段管理器423決定的一目前階段操作(1、2或3)。
在某些具體實施例中，一最小均方(LMS)演算法用於計算等化器濾波器階權重及操作如下：若x[k]表示一L長等化器輸出向量，y[k]表示等化器輸出向量，其中y[k]=g H[k]x[k]，其中g H [k]係L長等化器階權重向量且H上標指示共軛移項(Hermitian)。接著，使用例如以下描述之方法計算在誤差計算器模組422中的更新e[k]：g[k+1]=g[k]-2μx[k]e *[k]，(方程式11)其中μ係小段差大小參數且*上標指示複數共軛。
在實例中，階段管理器423在整個操作的三階段中採用等化器及載波相位/頻率迴路428，藉以自階段1至階段2至階段3之切換係基於輸入資料樣本x[k]的簡單計數臨限值執行。應注意，基於等化器輸出處之誤差的估計的複雜階段切換亦可能。三階段係在表6中概述。
一分割器及相位誤差偵測器模組427在第43圖中更詳細顯示。開關430根據操作的三階段之一434設定。在階段1期間，開關430在最高位置中，以致e θ [k]=0。此有效地關閉載波迴路因此在此階段期間沒有載波相位校正。在階段2期間，開關430在中間位置中且 迴路使用一減少群集載波恢復(RCCR)演算法操作。若由｜z[k]｜2給定之符元z[k]的功率超過一臨限值ξ，則其假設z[k]係群集的角落符元之一及RCCR係由設定經描述之第二開關432至上方位置而賦能，產生e θ [k]=Im{z[k]α[sign(z *[k])]}。否則，若|z[k]2 ξ，則第二開關432在下方經描述位置而停用載波迴路。在階段2期間僅符元的一子集可作用於載波恢復。臨限值ξ可減少以在群集角落附近之區域中包括更多符元，但所得相位校正項e θ [k]將更吵雜。在階段3期間，開關430在最低描述位置，產生e θ [k]=Im{z[k] *[k]}，其甲 *[k]係最靠近相鄰者2維分割符元決定[k]的複數共軛。在階段3期間，假設已經過足夠時間，因此等化器階已收斂且載波相位已實質上校正以致該分割符元決定係可靠。尤其，關係e θ [k]=Im{z[k]α[sign(z *[k])]}及e θ [k]=Im{z[k] *[k]}在複數平面的單一象限內有效地操作。其導致以上討論在恢復載波相位中之mπ/2之不定性。
IP濾波器426(參見第42圖)之一實例在第35圖中更詳細顯示。IP濾波器426容許迴路校正相位及頻率偏移兩者。IP濾波器426的輸出饋送積分器及複數指數LUT模組424，第45圖更詳示。積分器/LUT424的輸入與模數2π於440相加(第44圖)至延遲一步驟442之輸入部分以形成饋送至一查找表(LUT)444的一相位誤差信號θ[k]，LUT444輸出校正θ 0 及f 0 兩者的相位校正因子445(e -jθ[k])。LUT 444亦提供一輸出446(e +jθ[k])，其「未校正」分割器輸出[k]，以致其可 用來導出一用於等化器階更新的誤差信號。此因為等化器在含有θ 0 及f 0 兩者之x[k]上操作而需要。
誤差計算器模組及階段操作概述
誤差計算器422可根據階段使用不同方法計算e[k]。對於階段1及2，典型地使用基於一恆定模數演算法(CMA)的一程序計算：e[k]=y[k](|y[k]2-R)， 其中R係一預定常數，其係由以下給定： 且其中E係預期望運算元且d[k]係一符元(參見第17圖)。注意自以上方程式11導出之階更新係獨立於符元決定及x[k]的相位而僅取決於等化器輸出、等化器輸入及群集的統計。在階段1及2期間可顯示，將CMA誤差用於驅動方程式11相當於使ISI減至最少，即使該群集由於載波頻率及相位偏移旋轉。
因此，在階段1期間，相位/頻率恢復迴路停用，且等化器使用CMA誤差功能將ISI減至最少。在已使ISI減至最少後，階段2開始且迴路對於RCCR打開；載波相位/頻率恢復僅使用群集之角落符元開始，如先前關於第43圖解釋。在階段2結束處，已充分恢復載波相位及頻率，以致第43圖的2維分割器436開始輸出可靠之符元決定[k]。
決定相關(DD)誤差可用於階段3。DD誤差可計算為e[k]=e jθ[k] [k]-y[k]。為了此描述目的，在此假設接收器已決定傳輸第17圖之三群集中哪一群集，因為R對於此等群集之各者係不同。此外，RCCR需要群集的知識，及尤其群集之角落符元之功率的知識。
具有一未知群集之CMA
在此內描述的實例中，可傳輸三不同QAM群集之一且上述等化及相位/頻率恢復需要已傳輸群集的知識。當群集選擇在模態符元中編碼，等化及相位/頻率恢復先於訊框同步(參見第20圖)，其中此資訊可如上述直接解碼(如第18、20及41圖)。因而，在某些具體實施例中，群集係在等化器及載波恢復演算法本身內決定。
注意該R(如方程式12中提供)係群集相依。在某些具體實施例中及繼續參考第17圖，64-QAM之符元的實及虛部係選自集合±{1，3，5，7}，16-QAM之符元的實及虛部係選自集合±{2，6}，而QPSK之符元的實及虛部係選自集合±4。依據方程式12，R的值將為： 對於第17圖中之三群集的任一者，其可顯示將一比例縮放值αR用於CMA誤差計算造成等化器濾波階收斂至由比例縮放之相同組的值，其中等化器輸出同樣地比例縮放。然而其可顯示ISI最少。在群集未知之一實例中， R可設定成58，及不論傳輸的群集為何，將使ISI在階段1期間減至最少。對於所述實例，將會使用範圍於32至58之任何R值。然而，最大值(即58)的選擇防止在等化器輸出處之最密群集(在此之64-QAM)的壓縮及減少等化器效能的負擔。
使用比例縮放參數R之結果導致由收斂濾波器階之等化輸出的比例向上，因此等化器輸出的統計將為：E{|y[k]|4}/E{|y[k]|2}=58，其假設完美ISI移除及不論群集。因此，對於QPSK，等化器輸出將在階段1期間已使ISI最小化後比例縮放。
第45A圖說明其中θ 0 =f 0 =0之情況下用於具有QPSK之一系統之等化輸出的實部。可見到輸出由於R=58的值而 藉由比例縮放，因為等化器係收斂至移除ISI之一 解答。第45B圖說明用於其中θ 0 =f 0 =0之情況下具有 16-QAM之一系統之等化輸出的實部。因為相對 較靠近1，故等化器輸出之實部看似僅輕微地比例縮放。因此實際比例縮放在等化器收斂期間係明顯。
群集偵測方法
某些具體實施例中，可用一直方圖方法來決定進入階段2前之群集。即使還沒有恢復載波相位及頻率亦可決定該群集。考慮在第46A、46B及46圖中分別針對QPSK、16-QAM及64-QAM群集之等化器輸出 η[k]=y[k]y *[k]之功率的直方圖。直方圖表示在等化器已用R=58收斂後之功率。因為等化器輸出之功率獨立於相位且各群集的直方圖實質上不同，故可在接收器中自等化器輸出功率直方圖決定傳輸的群集。
無相加或階雜訊下，對於QPSK群集，各等化器輸出樣本之功率係η[k]=58。對於16-QAM群集，用於等化器輸出功率之機率質量函數係： 同樣地，對於64-QAM群集，用於等化器輸出功率之機率質量函數係：
由於輸入信號上的階更新雜訊及相加雜訊v’，即使例如對於30分貝之一實質SNR在此等值周圍的直方圖中存在某些展開。模擬等化器輸出上的雜訊作為相加及獨立於該等符元，及假設該輸出無ISI，則：|y[k]|2=|d[k]+n[k]|2=|d[k]+n[k]|2=|d[k]|2+|n[k]|2+2Re{d[k]n *[k]} (方程式16在一給定符元上調節有關2Re{d[k]n*[k]}項之變化隨著增加符元功率而增加。在直方圖之圖式中，此現象呈現為展開(即變化)，其圍繞隨增加符元功率而增加之一給定群集功率。在16-QAM情況中，關於符元±2.1±j2.1 之群集功率的展開少於關於符元±6.3±j6.3之群集功率的展開。
可自等化器輸出功率的直方圖觀察到某些其他關係：
●在QPSK直方圖中，區域T1大略落在16-QAM的直方圖中第二及第三區域(分別為R2及R3)之間。因此，對於QPSK及16-QAM群集，表示哪一符元被傳輸之區域係未重疊。
●QPSK直方圖對64-QAM的直方圖之一比較顯露Pr{η[k] T 1}<Pr{η[k] T 1}用於64-QAM。因此，對於η[k]對區域T 1之一比較，η[k]更可能在該區域外。
●當64-QAM實例中不存在雜訊時，η[k]以機率9/16採取來自集合{2，18，26，34，58，98}之一值。因此，當下方群集係64-QAM時忽視雜訊： 其中U指示一OR。因此，若傳輸群集係64-QAM及η[k]與區域R1、R2及R3比較，η[k]更可能在該等區域外。
某些具體實施例使用基於此等觀察的演算法： 演算法可在等化器收斂後初始，及在第一部分中增量QPSK計數器λ 4[k]，若等化器輸出功率在區域T 1中經過N等化器輸出樣本。若等化器輸出功率不在區域T 1，則計數器減量。同樣地，若η[k]在區域R1、R2及R3中，16-QAM計數器λ 16 [k]增量，否則減量。
在N等化器輸出取樣後，其可假設已正確地描述直方圖。若下方群集係64-QAM，則QPSK及16-QAM計數器將極小，因為功率估計η[k]將更可能落在QPSK及16-QAM區域外。若傳輸群集係QPSK或16-QAM，該傳輸群集的計數器將明顯較大。因此， 臨限值M可用經驗決定，但相較於N應較小。該演算法極為健全，當傳輸QPSK、16-QAM或64-QAM時，可靠地針對低信號對雜訊比(SNR)選擇正確的群集。在已可靠決定群集後，可設定R以校正方程式13值且階段1可執行至完成。等化器輸出將適當地比例縮放且階段2可用RCCR所需之臨限值ξ的知識開始。
現描述等化器進入階段3前決定群集的另一方法。在此方法中，階段1執行及容許用R=68完成。因此及如已解釋，所有三群集將已在等化器輸出處比例縮放導致y[k]如第47圖的三群集中顯示，雖然此等群集將可能旋轉。如關於第43圖討論，對於階段二RCCR之一關鍵係僅考慮其中如由｜z[k]｜2給定之符元z[k]的功率超過一臨限值之符元。接著其假設z[k]係群集的角落符元之一。同樣地，|z[k]|>可指示一角落符元。當群集已知時相對較容易選擇ξ的一值，如第48(A)圖針對64-QAM群集所說明。第48圖顯示在等化器輸出及載波相位/頻率恢復迴路模組輸入處之所有三群集。可見到對於角落點｜z[k]｜=9.90。例如，由點線圓484指示的 一臨限值確保僅選擇角落點。同樣地，一圓 482及一圓480可將較寬裕之邊際分別用於 16-QAM及QPSK。
第49圖顯示所有三群集之右上方象限的一重 疊圖。可見到若，僅用於QPSK及16-QAM之角 落點(落在點圓外)會由RCCR利用。然而，若接收64-QAM，五群集點(四個非角落)落在圓外及將由RCCR利用。因為恢復相位較不吵雜，故若僅使用角落群集點，RCCR典型運作較佳。然而，即使使用一些額外點，RCCR仍可成功恢復相位，雖然會產生相位雜訊 增加。因此，階段2最初可用操作，容許對於所有 三群集之適當初始載波恢復而群集對接收器來說仍保持未知。
如以上關於第20圖之描述，等化器2000饋送一2位準分割器2018，其繼而饋送訊框同步2020。訊框同步模組2020可如方程式10描述用二進位訊框同步PN序列的一儲存複本在進入之分割QAM符元的符號上施行一連續交叉相關運算。連續交叉相關運算可分開地針對實及虛部施行。儲存複本之各成員具有-1或+1之一值。b R 及b I 之最大量值指示FEC資料訊框的開始。現唯一差別係對於64-QAM群集，2位準分割器2018在一具有某些額外相位雜訊的信號上操作。然而，此額外相位雜訊在2位準分割及其後交叉相關為主訊框同步上具有 很少負面影響，即使出現相位雜訊其亦很穩健。如先前描述，群集碼字元之解碼對於相位雜訊亦很穩健。
第50圖說明決定該群集之此替代方法的操作，此可概述如下：
(1)等化器及相位/頻率迴路用R=58完成階段1，接著進入階段2。
(2)不等待階段3，在階段2期間該相關為主訊框同步2020接受輸入資料，找到訊框同步，及解碼群集碼字元。
(3)將決定群集資訊2021傳送回至等化器2000及相位/頻率迴路，其使用適當地對應該決定群集之一R值回至階段1。
(4)接著如之前完成階段1、2及3。應瞭解到，第50圖及第20圖中描述之系統之間的主要差別係自訊框同步2020至承載群集資訊的等化器/載波恢復2000之額外連接5000。
同軸安全連結中之SPOT監視
本發明的某些具體實施例中改進系統及設備的效能，包括以上描述者且其中基頻視訊信號可與基頻視訊信號及控制信號的數位表示組合，從而達成透過例如一同軸電纜(coax)的單一電纜傳輸。再次參考第4圖，本發明的一具體實施例提供透過coax安全連結(SLOC)之一系統。第5圖顯示SLOC系統之一可能調變方案。在該實例中，HD相機30提供包含壓縮數位HD視 訊影像332之一IP輸出41，及包含類比SD CVBS 330的一輔助相機信號。壓縮HD視訊IP信號332利用一SLOC相機側數據機49調變至通帶52，SLOC相機側數據機49包含一QAM調變器(參見在第21圖之數據機32中的調變器212)。調變器212提供一可與基頻類比CVBS信號330組合的調變信號。組合信號透過同軸電纜41傳輸「下行」，典型地可延伸至300米或更長距離。在監視器側，一SLOC監視器側數據機45分離基頻CVBS信號330與通帶下行IP信號332。經分離CVBS信號330饋入一SD顯示43用於現場、無延遲檢視。通帶下行IP信號332係用一QAM解調器(參見第22圖中之解調器222)解調，其輸出一信號至主網路開關44或一處理器/DVR(未顯示於圖4)。
在該實例中，上行通信依據IP需求提供。上行通信334可額外用來自監視器側傳送音訊及相機控制信號42至相機40。典型地，上行信號的位元率及對應需求頻寬將比下行通帶信號所需低得多。監視器側SLOC數據機45包括一QAM調變器(參見第22圖中之調變器224)，其調變IP信號至上行通帶44。如第5圖中之描述，上行通帶54及下行通帶52位於不同頻譜位置。在相機側，SLOC數據機包括一QAM解調器49(參見第21圖之數據機中的解調器214)用於接收上行信號。此方法提供優於先前系統及方法之若干優點，包括增加操作範圍，易於使用現存coax基礎建設佈署及獲得低延遲、即 時視訊。第21及22圖之簡化示意圖顯示第4圖之SLOC相機側數據機及第4圖中之SLOC監視側數據機45的額外細節。
第51A圖顯示基於第4圖說明之系統的一SLOC系統，其中一濾波階519在同軸電纜片段512及514之間提供，以使階513及電纜片段512及514操作以連接相機側設備與監視側組件。經濾波之階513典型地用來擷取至少一部分基頻CVBS信號5100至相機側SD顯示器5130。可在相機510附近提供顯示器5130用於測試、設定及/或局部監視。濾波階513典型地包含一低通濾波器，其阻擋可能干擾顯示功能5130之不需要信號，例如調變數位、IP及/或控制信號。階513亦可包括在數據機511及515之間阻擋信號傳輸的濾波器或開關。例如，一測試數據機5131可透過階513連接以致能故障診斷或初始設定相機側數據機511且顯示側數據機515可斷開以避免信號的干擾及/或劣化。如第5圖中顯示，SLOC相機側數據機511典型地基於信號5102之由相機產生之部分輸出一低通帶QAM信號及基頻CVBS信號5100，且SLOC監視側數據機515基於信號5170中之控制信號輸出一高通帶QAM信號。可藉由階513提供一或多數濾波器以避免可在SD顯示器5130及/或516上見到的不合需求之干擾，且阻擋IP及控制信號。應瞭解一些顯示及監視器缺少阻擋通帶信號中較高頻信號(相對於基頻CVBS信號5100)所需之濾波。
第51B圖中顯示一基於第3圖中說明的系統之一SLOC系統，其中相機側及監視側之間的電纜514已在相機側暫時斷開，且已將一SD顯示裝置或監視器5130透過電纜片段519直接連接至SLOC相機側數據機511。一測試數據機5131可視需要連接用於測試/設定目的。SD顯示裝置5130顯示基頻CVBS信號及提供在相機510的實體位置附近自相機510監視視訊的一能力且可能需求連接的再組態以促進設定及故障診斷。第51B圖中，低通帶QAM信號5102可造成缺少高頻濾波的SD顯示器5130上之不合需求的可見干擾。
在第51A及51B圖顯示的實例中，可能發生數據機511及515之間信號的部分或完全斷開。信號的部分斷開可使QAM信號傳輸路徑仍保持完整。然而，連接的某些再組態導致相機側數據機511及監視側SLOC數據機515之間的QAM信號傳遞斷開。本發明的某些具體實施例提供機構，當數據機511及515間的連接斷開時，相機側數據機511藉由該機構停止通帶QAM傳輸，僅輸出CVBS信號。應瞭解到，用測試數據機5131暫時替換顯示器數據機典型包括一程序，其包括數據機511及515之間斷開，在數據機511及5131之間建立連接，在數據機511及5131之間斷開及在數據機511及515之間再建立連接。QAM信號之斷開可使用數據機511的各種功能組件偵測。因此，以下詳盡描述SLOC系統的操作。
用於一SLOC系統的QAM調變器結構
如上述，第19圖說明提供至通帶調變(PB)模組1314的一訊框結構1336(參見第13圖)。第16圖之籬柵編碼增加位元；籬柵編碼前每一映射QAM符元之資料位元數目(如表2中顯示)。第14圖之315RS封包(521640位元)所映射之QAM符元的數目隨模態選擇而變化。使用每一訊框207及315封包的RS封包大小，獲得每一訊框一整數個符元，如表3中顯示。PB Mod模組1314接著使用熟習此項技術者已知的任何適合方法調變基頻QAM符元至通帶。(參見，例如以上有關第24圖之描述)。
如上述，參考第20圖，將進一步描述第21及22圖的QAM解調器。模組2000接收在一通帶信號中的傳輸資料及將其轉換成基頻QAM符元。由模組2000施行的操作可包括符元時脈同步化，等化(以移除符元間干擾)及載波恢復，其典型地係使用子模組。因此，模組2000可包含一等化器，其輸出恢復基頻QAM符元2001。基頻QAM信號2001被提供至二位準分割器2018用於為在實及虛方向兩者中分割，從而形成序列a R [k][-1,+1]及a I [k][-1,+1]2019，其被提供至訊框同步模組2020。
訊框同步模組2020用二進位訊框同步PN序列的一儲存複本，在進入之分割QAM符元2019上分開地針對實及虛部執行一連續交叉相關運算。經儲存複本 之各成員具有-1或+1之一值。此運算由方程式1給定，重複於下： 其中s係127長訊框同步PN序列中之儲存複本。b R 或b I 之最大量值指示FEC資料訊框的開始。當在該流中偵測到此FEC資料訊框起點時將一訊框同步脈衝或其他同步信號傳送至接收器模組之一或多數。
第52A及52B圖顯示當接收到一雜訊信號時能可靠地產生一訊框同步脈衝的一程序的元件。第52A圖顯示決定訊框長度之程序的一部分。訊框長度可根據選定傳輸模態變化(表3)。當符元接收到時重複執行在步驟5200處開始的一程序，且一符元計數器在執行間追蹤一些符元，其導致在一預定臨限值上的一值。在步驟5201處，針對各到達符元施行交叉相關且將符元計數器增量直至在步驟5202處決定已超過預定臨限值。符元計數器針對各符元增量5203直至超過臨限值。當在步驟5202超過臨限值時，則清除符元計數器5204且重複交叉相關5205、增量符元計數器5207及接收一新符元5208的步驟，直至其決定在步驟5206處已超過臨限值。在步驟5208處記錄一中間符元計數且在步驟5209處重設符元計數器。交叉相關5210、增量符元計數器5212及接收一新符元5213之步驟被重複直至其在步驟5211處中決定超過臨限值。若在步驟5214處符元計數 器係與步驟5208處記錄的中間符元計數相同，則訊框長度在5215處返回成為符元計數器的值。應瞭解，在上述實例中，訊框長度可在兩連續一致計數後決定。然而，所需連續相同計數的數目可視需要選擇。
第52B圖說明即使當接收到信號極吵雜時訊框同步模組2020亦可藉由其產生正確地計時訊框同步脈衝的一程序。該程序亦提供用於當信號之一暫時性中斷發生時，或傳輸器傳輸模態改變造成frame_size改變後擷取一新訊框同步位置。一自由運行符元計數器使用模數frame_size算術計數接收到符元，其中frame_size已由關於第52A圖描述的步驟決定。已預期當方程式10交叉相關的結果超過選定臨限值時，符元計數器值將始終具有相同值。當該值係一致時，使一信賴計數器增量直至一選定最大值(例如最大值為16)；否則信賴計數器其係減量至零的一最小值。
因此，當在5250處接收一符元時，在5251處執行交叉相關，及若在5252處的結果超過臨限值，在5253處將目前最大值設定成臨限值且將一最大點設定成符元計數器的目前值。在所述實例中，若將信賴計數器設定成至少4的(5254)且目前符元計數指示訊框同步點(5255)，則一訊框同步信號係在5256處輸出。其次，符元計數器在5257處增量，在此使用模數4加法。下一符元在步驟5277處等待，除非在步驟5270處決定符元計數器係零。若符元計數器係零，則在5271處重設 目前最大值。接著，在5272處若目前最大值點等於訊框同步點，則信賴計數器在5273處增量且下一符元在步驟5277處等待；否則，信賴計數器在5274處減量。在目前說明的實例中，若在步驟5275處決定該信賴已落至2之下，則在步驟5276處將訊框同步點設定至目前最大值點。不論何情況，下一符元在步驟5277處等待。
總之，根據上述的程序，當信賴計數器超過一預定值(此例中為4)時決定訊框同步已可靠地獲得。該訊框同步模組接著可清除以在正確時間提供一訊框同步脈衝。若信賴計數器超過4，該訊框同步脈衝將在正確時間輸出(典型地對應於一訊框的開始)，即使雜訊偶爾使方程式10產生一低值。
若傳輸模態改變，信賴計數器最終地將計數回至零。此可用來觸發決定新訊框長度的訊框長度之一重計算(如，使用第52A圖的程序)。如以下將關於載波恢復所述，在恢復載波相位中可能有一π/2之不定性，其可導致零、±π/2或π的一任意額外恢復相位偏移。對於訊框同步符元，實及虛部係相同符號且傳輸群集顯示於第39圖中。
因此，應瞭解對於零相位偏移，最大量值b R 與b I 之符號兩者均為正。如表5所概述，-π/2偏移將會獲得一負最大量值b R 及一正最大量值b I ；對於π之一偏移，b R 和b I 兩者將為負，而對於π/2之一偏移，最大量值b R 將為正而最大量值b I 將為負。因此，組合中的最大 量值b R 及b I 之各自的符號可指示最後相位偏移已收斂之複數平面的象限。此允許一額外相位校正應用至相位偏移校正器模組2002中之該信號(第20圖)。最大b R 與b I 之符號自相關為主訊框同步模組2020傳送至相位偏移校正器2002。
另外參考第40圖，可更加瞭解第20圖之實例中的相位偏移校正器2002之某些態樣。LUT 400基於最大量值b R 和b I 之符號產生一輸出(參見表5)。給定z[k]=z R [k]+jz I [k]，運算402可執行如下：
(1)對於ψ=+π的情況：z’[k]=-z R [k]-jz I [k]
(2)對於ψ=+π/2的情況：z’[k]=-z I [k]+jz R [k]
(3)對於ψ=-π/2的情況：z’[k]=+z I [k]-jz R [k]
一旦找到訊框同步開始位置且校正mπ/2相位偏移，得知含有模態位元(群集及籬柵碼率)的碼字元之位置。碼字元可接著由(例如)一BCH解碼器或由將接收到碼字元與所有可能碼字元相關且選擇產生最高所得值的碼字元而可靠地解碼。因為重複傳送此資訊，可要求在接受前產生多次相同的結果以獲得額外可靠性。第41圖顯示可藉由訊框同步模組2020施行之一程序的一實例。
繼續第20圖的系統，自訊框同步模組2020輸出之訊框同步信號的2021可用來指示在將符元饋送至軟解映射器前哪些符元係要在模組2004中移除。在一實例中，將127訊框同步符元及8模態符元自該流中移除確 保僅對應於RS封包之符元被傳遞至軟解映射器2006。軟解映射器2006使用此項技術演算法計算軟位元計量，例如，由Akay及Tosato描述之演算法。為了正確操作，軟解映射器2006必須知道將哪一刪餘模式(哪一籬柵碼率)用於傳輸器及該模式與接收到位元的對準。此資訊2021由訊框同步模組2020提供，其解碼該模態資訊及亦提供一重複訊框同步信號至刪餘模式所對準者，而不論目前模態為何。此等軟位元比較量被饋送至以此項技術中已知之方式操作的Viterbi解碼器2008以達到被輸入至傳輸器中的PTCM編碼器之位元的估計處。均藉由訊框同步信號2021同步之解隨機產生器2013、位元組解交錯器2014及RS解碼器2016分别將位元組資料解隨機、解交錯及解碼，以獲得原始輸入傳輸器中之RS編碼器的資料。
階段切換
某些具體實施例使用基於等化器輸出處之均方誤差的估計之階段切換。等化器輸出處之均方誤差的一精確估計可自藉由第42圖的誤差計算器模組422計算的一系列誤差e[k]得到。例如，可由使用以下獲得一估計：MSE[k]=(1-β)e 2[k]+βMSE[k-1]，(方程式18)其中β<1係一遺忘因子。用於平均e[k]的其他方法係為人已知及可使用。方程式18產生可與一預定臨限值比較 之一結果及由第42圖的階段控制器模組423用以當MSE[k]降至該臨限值下時切換自階段1至階段2的操作。其可與一第二預定臨限值比較以當MSE[k]降至該第二臨限值下時切換自階段2至階段3的操作。
偵測斷開及再連接
某些具體實施例提供用於偵測一通信連結之相機側上的斷開及再連接事件之系統及方法。再次參考第51A及51B圖，數據機511及515之間信號的部分或完全斷開可在正常操作中發生。某些斷開影響在相機側數據機511及監視側SLOC數據機515間之QAM發信號。 尤其係，承載藉由HD相機510擷取之影像的信號係藉由數據機511編碼及/或調變用於透過電纜514傳輸至顯示側數據機515。可藉由相機側SLOC數據機511施行偵測關於同軸514之斷開及再連接事件的複數方法。回應於一斷開或再連接事件，數據機511可暫停，開始或再開始下行通帶QAM傳輸。在一些具體實施例中，自一QAM解調器至一QAM調變器傳輸的「同軸連接」信號可用以控制用於連接相關事件的傳輸。
參考第53圖，例如，一相機側QAM解調器530可經組態以僅當一同軸連接信號531藉由一相機側QAM調變器532確證時傳輸一下行通帶信號533。相機側QAM解調器532可使用各種方法決定藉由監視器側QAM調變器(未顯示)傳輸的輸入信號534的存在。典型地，當確認群集識別及/或在已獲得一訊框同步之驗證 時，而當輸入信號534之接收經可靠確認時，該同軸連接信號531藉由相機側QAM解調器532確證。
偵測輸入信號534的存在之一方法包括一種基於一自動增益控制(AGC)迴路的方法。在通信接收器(包括QAM解調器)中一般發現AGC係用來在接收器中的各級及點處控制信號位準。第27圖中描述一實例，其顯示加至第24圖之接收器前端的AGC迴路540。在AGC迴路540中，一複數信號的量值在541決定且在542自一預定參考位準543減去。該結果由低通濾波器(LPF)544濾波以抑制雜訊及短程變動。LPF 544提供一輸出饋送至一包含加法器545及一延遲元件546的累積器。該累積器輸出係用作回饋至系統輸入549處之增益塊548的增益控制信號547。在一實例中，增益控制信號547用作一增益因子或乘法器，其決定由增益塊548提供的增益以致當增益控制547增加時，由增益塊548提供的增益在預定極限內增加。當輸入549斷開時(如該同軸斷開)，量值塊541的輸出傾向於極低。典型地，該同軸連接之信號531可僅當量值塊輸出在一預定臨限值上時確證。此外，當輸入549斷開時，增益控制信號547典型極高。因此，該同軸連接信號531可僅當增益控制信號低於一預定臨限值時確證。即使在QAM解調器532中他處找到該迴路，亦可用AGC迴路540來監視輸入549的連接狀況。
偵測輸入信號534之存在的另一方法係基於第43圖顯示的等化器及載波相位/頻率迴路級(亦參見方 程式18)。尤其係，當QAM解調器532的QAM調變器階段控制器434(最初在階段1)基於方程式18的結果切換至階段2時，可確證同軸連接信號531。僅在同軸連接時發生階段1至階段2轉變且QAM解調器532主動地自監視器側QAM調變器接收一上行信號。該同軸的任何後續斷開將造成信號的損失，由方程式18計算之MSE的一增加將導致反轉至階段1。當QAM解調器532在階段1時，可重設或解確證該同軸連接信號531。在一些具體實施例中，相機側QAM解調器532其可需求在確證同軸連接信號531前已達到階段3。
用於偵測輸入信號534之存在的另一方法係基於有關第52B圖討論之解調器訊框同步信賴計數器。尤其係，該同軸連接信號531可僅當信賴計數器顯示大於一預定臨限值之一值時由相機側QAM解調器532確證。在一實例中，臨限值可為4。因此，僅當同軸連接且監視器側數據機對相機傳輸SLOC訊框至相機時將確證該同軸連接信號531。若即使未接收任何符元而訊框同步程序持續自由運行時，斷開將使信賴計數器向後計數及最終落至4以下且該同軸連接信號531將解確證。
用於偵測輸入信號534的存在的另一方法係基於更高層協定。再參考第51A圖，HD相機30及監視器側主系統38可使用一網路協定通信。為了討論目的，將普遍存在之網際網路協定(IP)用作一網路協定的一實例。IP的一些模態固有係雙向且導致資料在上行及下行 兩者傳送。若電纜斷開，HD相機30及/或數據機32中的一網路控制器或處理器認知沒有返回IP封包自監視器側到達且可通知相機側SLOC數據機32停止通帶傳輸。在一實例中，此通知可包括自HD相機30透過例如用第53圖顯示之MII介面536傳輸一特別預定資料封包至數據機32。
本發明某些態樣的額外描述
本發明的先前描述意欲為說明性而非限制。例如，熟習此項技術者將瞭解本發明可用上述功能及能力的各種組合來實踐，且可包括比在上述者較少或額外組件。本發明之某些額外態樣及特性在下文中進一步提出，及可使用以上更詳細描述的功能及組件獲得，如熟習此項技術者經本揭示內容教示後將會瞭解。
本發明的某些具體實施例提供有關一相機的系統及方法。一些此等具體實施例包含一處理器，其自一影像感測器接收一影像信號及產生代表該影像信號之複數視訊信號；及一編碼器，其組合該基頻視訊信號及該數位視訊信號作為透過一電纜傳輸之一輸出信號。在一些此等具體實施例中，該等視訊信號包括一基頻視訊信號及一數位視訊信號。在一些此等具體實施例中，該等組合基頻及數位視訊信號係實質上同步。在一些此等具體實施例中，該相機係一閉路高畫質電視相機。在一些此等具體實施例，該基頻視訊信號包含一標準畫質類比視訊信號。在一些此等具體實施例，該數位視訊信號 在與該基頻視訊信號組合前調變。在一些此等具體實施例中，該數位視訊信號包含壓縮視訊信號。在一些此等具體實施例中，該數位視訊信號係一高畫質數位視訊信號。在一些此等具體實施例中，該數位視訊信號的訊框率小於該影像信號的訊框率。在一些此等具體實施例中，對一視訊記錄器提供該調變數位信號。
一些此等具體實施例包含一解碼器，其係經組態以解調自電纜接收之一上行信號。在一些此等具體實施例中，該解調上行信號包含控制信號。在一些此等具體實施例中，該等控制信號包括用以控制相機的位置及定向之信號。在一些此等具體實施例中，該等控制信號包括用以藉由該處理器控制該基頻視訊信號及該數位視訊信號的產生之信號。在一些此等具體實施例中，該等控制信號包括用以選擇影像信號之一部分用於編碼作為該基頻視訊信號之信號。在一些此等具體實施例中，該等控制信號包括用以選擇該影像信號之一部分用於編碼作為該數位視訊信號之信號。在一些此等具體實施例中，該解調上行信號包含用來驅動該相機之一音訊輸出的一音訊信號。
本發明的某些具體實施例提供用於傳輸視訊影像之方法。一些此等具體實施例包含將自一高畫質影像裝置接收之一視訊信號分頻多工處理以獲得一調變數位信號，藉由組合該調變數位信號與一代表該視訊信號之基頻類比信號來產生一輸出信號，及同時將該輸出信 號傳輸至一顯示系統及數位視訊擷取及/或儲存裝置。在一些此等具體實施例中，該顯示系統顯示自代表該視訊信號之該基頻類比表示導出之一影像。在一些此等具體實施例中，該數位視訊儲存器使用一數位視訊記錄器記錄自該調變數位信號擷取的一高畫質訊框序列。
一些此等具體實施例包含壓縮該視訊信號。在一些此等具體實施例中，分頻多工處理該數位視訊信號之步驟包括調變之前壓縮該視訊信號。在一些此等具體實施例中，傳輸該輸出信號包括提供該輸出信號至一同軸電纜。一些此等具體實施例包含將自該同軸電纜接收之一輸入信號解調以獲得一控制信號。一些此等具體實施例包含藉由將一複合視訊信號中之視訊信號的一部分編碼來產生該基頻類比信號。一些此等具體實施例包含使用該控制信號選擇待在該複合視訊信號中編碼的視訊信號之該部分。一些此等具體實施例包含使用該控制信號控制該相機之一位置。在一些此等具體實施例中，將該輸入信號解調包括自該輸入信號擷取一音訊信號。
本發明之某些具體實施例提供用於操作相機的系統及方法。一些此等具體實施例包含一處理器，其自一影像感測器接收一影像信號且產生複數視訊信號；控制邏輯，其經組態以回應於藉由該相機接收的一控制信號；及一調變器，其經組態以調變該數位視訊信號作為一調變信號。在一些此等具體實施例中，該複數視訊信號包括一基頻視訊信號及一數位視訊信號。在一些此 等具體實施例中，該複數視訊信號之各者表示該相機的一視野之至少一部分。在一些此等具體實施例中，該控制信號控制該等基頻及數位視訊信號的內容。在一些此等具體實施例中，該調變信號及該基頻視訊信號由該相機同時傳輸。
在一些此等具體實施例中，該等基頻及數位視訊信號實質上同步。一些此等具體實施例包含一編碼器，其組合該基頻視訊信號及該調變信號作為用於透過一電纜傳輸的一輸出信號。在一些此等具體實施例中，該控制信號接收作為一無線信號。在一些此等具體實施例中，該調變信號係無線傳輸。在一些此等具體實施例中，該數位視訊信號為一高畫質數位視訊信號。在一些此等具體實施例中，數位視訊信號包含壓縮數位視訊。在一些此等具體實施例中，該控制信號移動藉由該等視訊信號之一表示的該視野的部分。
本發明的某些具體實施例提供一等化器，其用於配合由頻率分離及由一電纜承載之一數位信號及一基頻類比信號。一些此等具體實施例包含一數位等化器，其將自在該接收器接收的數位信號移除失真。一些此等具體實施例包含一類比等化器，其補償起因於該電纜之類比信號的衰減。在一些此等具體實施例中，該類比等化器應用一組基頻類比濾波器之一來補償該衰減。在一些此等具體實施例中，基於由不同頻率之衰減中差 別的數位等化器所計算的估計選擇應用的基頻類比濾波器。
在一些此等具體實施例中，在一相機中體現的一傳輸器及一接收器之間傳輸該數位信號及該類比信號，且其中該接收器提供代表類比信號之一等化信號至一監視器。在一些此等具體實施例中，該電纜包含一同軸電纜。在一些此等具體實施例中，該失真隨該電纜長度而增加。在一些此等具體實施例中，該失真包括多路徑失真。在一些此等具體實施例中，該衰減估計自具有其中傾斜係大約線性的一功率頻譜密度的一頻帶計算。在一些此等具體實施例中，該傾斜係針對複數濾波器階使用一快速傅立葉(Fourier)轉換來計算。在一些此等具體實施例中，該頻帶中之頻段經選定以允許使用以下加法式計算該數位等化器之一濾波器的頻率響應：
，其中 G[k]係時域收斂等化器濾波器階之離散傅立葉轉換，且k 1對應於該DFT之一特定頻段。在一些此等具體實施例中，該數位信號包含由一相機擷取之視訊信號的一高畫質表示，及其中該類比信號包含該等視訊信號之一標準畫質表示。
本發明的某些具體實施例提供用於等化一類比信號的方法，該類比信號係在亦承載由頻率自該類比 信號分離之一數位信號的電纜中。在一些此等具體實施例中，該方法係由一數據機施行，其接收該等類比及數位信號及輸出一基頻視訊信號。一些此等具體實施例包括計算該數位信號中的傾斜。在一些此等具體實施例中，該傾斜將衰減描述為可歸因於該電纜之頻率的一函數。一些此等具體實施例包含基於經計算傾斜等化該數位信號。一些此等具體實施例包含藉由使用該計算傾斜以選擇一組基頻類比濾波器之一來組態一類比等化器。一些此等具體實施例包含使用該選定基頻類比濾波器等化該類比信號。
在一些此等具體實施例中，該類比信號包含一基頻視訊信號且該數位信號包含該基頻視訊信號之一高畫質版本。在一些此等具體實施例中，該電纜包含一同軸電纜且其中該傾斜隨該電纜的長度變化。在一些此等具體實施例中，該傾斜自多路徑失真導出。在一些此等具體實施例中，計算傾斜包括估計在具有其中傾斜係大約線性的一功率頻譜密度的一頻帶中之衰減。在一些此等具體實施例中，估計衰減包括針對複數濾波器階使用一快速傅立葉轉換。在一些此等具體實施例中，估計衰減包括在該頻帶中選擇頻段。在一些此等具體實施例中，該選定頻段最佳化計算該傾斜之步驟的效率。
本發明的某些具體實施例提供使用一新穎分框結構之數位通信系統。一些此等具體實施例包括交錯一資料訊框的一迴旋位元組交錯器，其中該交錯器經同 步化至一訊框結構。一些此等具體實施例包括一隨機產生器，其經組態以自該交錯資料訊框產生一隨機化的資料訊框。一些此等具體實施例包含一刪餘籬柵碼調變器，其以自該隨機化資料訊框產生一籬柵編碼資料訊框的一可選擇碼率操作。一些此等具體實施例包含一QAM映射器。其映射該籬柵編碼資料訊框中成群組的位元至調變符元，從而提供一映射訊框。一些此等具體實施例包括一同步器，其將一同步封包加至該映射訊框。
在一些此等具體實施例中，該刪餘籬柵碼調變器繞行以基於該系統之一量測白雜訊效能獲得一最佳化淨位元率。在一些此等具體實施例中，該相同同步封包加至一後續映射訊框序列中之各者。在一些此等具體實施例中，相同同步封包係加至各映射訊框。在一些此等具體實施例中，該同步封包之一部分包含127個符元。在一些此等具體實施例中，該同步封包之一部分包含用於該等調變符元之實及虛部之不同二進位序列。在一些此等具體實施例中，該同步封包之一部分包含用於該等調變符元之實及虛部的一相同二進位序列。在一些此等具體實施例中，該同步封包包含指示該映射訊框之一傳輸模態的資料。在一些此等具體實施例中，傳輸模態的指示包括一選定QAM群集及一選定籬柵碼率。在一些此等具體實施例中，不論傳輸模態如何，該系統產生用於資料的各訊框的一恆定整數之Reed-Solomon封包。在一些此等具體實施例中，不論傳輸模態如何，該 系統產生用於資料的各訊框的一可變整數之調變符元。在一些此等具體實施例中，不論傳輸模態如何，該系統產生用於資料的每一訊框的一整數之刪餘模式循環。
本發明的某些具體實施例提供用於一可變淨位元率數位通信系統之分框方法。一些此等具體實施例包含提供一組不同正交振幅調變(QAM)群集。一些此等具體實施例包含使用刪餘籬柵碼組合產生資料封包的訊框，各組合對應於一相關模態。一些此等具體實施例包括提供具有QAM符元之一可變整數的一訊框。在一些此等具體實施例中，QAM符元的數目對應於一選定模態。在一些此等具體實施例中，位元組及每一訊框Reed-Solomon封包之一相關數目係常數。在一些此等具體實施例中，不論相關模態如何，使用刪餘籬柵碼組合產生資料封包之訊框包括產生用於資料的每一訊框的一整數之刪餘模式循環。在一些此等具體實施例中，用於一或多數模態之每一QAM符元之資料位元的數目係分數。在一些此等具體實施例中，對於所有模態，每一訊框之籬柵編碼器刪餘模式循環之一數目係一整數。
本發明的某些具體實施例提供校正相位偏移之系統。一些此等具體實施例包含一相位偏移校正器，其接收代表一正交振幅調變信號之等化信號及自該等化信號導出一相位校正信號。一些此等具體實施例包含一二位準分割器，其將等化信號分割以獲得實及虛序列。一些此等具體實施例包含一訊框同步器，其用一儲存訊 框同步偽隨機序列之對應部分施行該等實及虛序列的一相關。一些此等具體實施例包含由該訊框同步器提供至該相位偏移校正器的一相位校正信號。在一些此等具體實施例中，該相位校正信號基於該相關之最大實及虛值。在一些此等具體實施例中，該訊框同步器在進入之分割正交振幅調變符元上施行連續交叉相關。
在一些此等具體實施例中，該連續交叉相關係用二進位訊框同步偽隨機雜訊序列的經儲存複本分開地針對該等實及虛序列執行。在一些此等具體實施例中，使用刪餘籬柵碼調變該正交振幅調變信號。在一些此等具體實施例中，使用正交相移鍵控調變來調變該正交振幅調變信號。在一些此等具體實施例中，該正交振幅調變(QAM)信號使用16-QAM調變。在一些此等具體實施例中，該正交振幅調變的(QAM)信號使用64-QAM調變。在一些此等具體實施例中，正交振幅調變信號之訊框同步符元具有相同符號且該相關之最大真及虛值的符元係指示該等化信號中的相位旋轉。在一些此等具體實施例中，由該訊框同步器提供的相位校正信號包含該相關之最大實及虛值的符號。在一些此等具體實施例中，該相位偏移校正器藉由用該相關之最大實及虛值的符號索引一查找表以決定一相位校正值來導出該相位校正信號。
本發明的某些具體實施例提供用於在一接收器中校正一正交振幅調變信號中之載波相位偏移的方 法。一些此等具體實施例包括等化該信號。一些此等具體實施例包含分割該等化信號，從而自該等化信號獲得實及虛序列。一些此等具體實施例包含識別該等實及虛序列中的一訊框同步序列。在一些此等具體實施例中，識別該訊框同步序列包括將一儲存偽隨機序列與該等實及虛序列相關。在一些此等具體實施例中，識別該訊框同步序列包括自關聯該等真及虛序列之最大相關值決定一訊框之一開始。一些此等具體實施例包含基於該等最大相關值校正該等化信號中之一相位誤差。
在一些此等具體實施例中，該相關步驟包括用一二進位訊框同步偽隨機雜訊序列的一儲存複本在一系列分割正交振幅調變符元上施行連續交叉相關。在一些此等具體實施例中，該相關步驟包括分開地用該等實及虛序列在一儲存複本的訊框同步序列上施行連續交叉相關。在一些此等具體實施例中，該訊框同步序列之訊框同步符元具有相同符元。在一些此等具體實施例中，校正一相位誤差包括基於該等最大相關值的符元在該等化信號中決定相位旋轉。在一些此等具體實施例中，校正該等化信號中的一相位誤差包括用該等實及虛最大相關值的符號來索引一查找表。
本發明的某些具體實施例提供用於在一正交振幅調變信號中校正載波相位偏移的方法。在一些此等具體實施例中，該方法可在包含經組態以執行指令的一或多數處理器之一系統中實施。一些此等具體實施例包 含在一或多數處理器上執行經組態以等化該信號的指令。一些此等具體實施例包括在一或多數處理器上執行經組態以分割該等化信號從而自該等化信號獲得實及虛序列的指令。一些此等具體實施例包括在一或多數處理器上執行經組態以識別該等實及虛序列中之一訊框同步序列的指令。在一些此等具體實施例中，識別該訊框同步序列包括分開地用該等實及虛序列在一儲存複本的訊框同步序列上施行連續交叉相關。在一些此等具體實施例中，識別該訊框同步序列包自關聯該等實及虛序列之最大相關值決定一訊框之一開始。一些此等具體實施例包含在一或多數處理器上執行經組態以基於該等最大相關值校正該等化信號中一相位誤差的指令。在一些此等具體實施例中，該訊框同步序列的訊框同步符元具有相同符元。一些此等具體實施例中，校正一相位誤差包括基於該等最大相關值的符號決定該等化信號中之相位旋轉。
本發明的某些具體實施例提供用於識別符元之一群集的方法。在一些此等具體實施例中，由一多模態正交振幅調變通信系統之一或多數處理器執行該方法。一些此等具體實施例包含執行造成一或多數處理器在一信號中描述功率分佈的指令。在一些此等具體實施例中，該功率分佈統計上追蹤該信號中偵測到功率位準的發生。一些此等具體實施例包含執行造成一或多數處理器決定功率分佈內功率位準之一或多數尖峰發生的指 令。一些此等具體實施例包含執行造成一或多數處理器基於該等尖峰發生的分佈決定該群集的指令。
在一些此等具體實施例中，一或多數處理器亦基於一或多數尖峰發生之展開決定該群集。在一些此等具體實施例中，該信號係一等化信號且其中一或多數處理器藉由在該功率分佈的直方圖中檢查複數區段來決定該群集。在一些此等具體實施例中，該等區段之各者對應於功率位準之一範圍，該等功率位準關聯複數群集候選者之一但非所有。在一些此等具體實施例中，該複數群集候選者包括一正交相移鍵控群集及一正交振幅調變(QAM)群集。在一些此等具體實施例中，該複數群集候選者包括16-QAM及64-QAM群集。在一些此等具體實施例中，該複數群集候選者包括一256-QAM群集。
一些此等具體實施例包括執行造成一或多數處理器藉由施行針對一系列群集決定之各者的步驟來建立一識別群集的可靠性之指令。在一些此等具體實施例中，當一後續決定確認該群集之識別時，該等步驟包含增量一計數器。在一些此等具體實施例中，當一後續決定識別一不同群集時，該等步驟包含減量一計數器。在一些此等具體實施例中，該等步驟包括基於該計數器的值提供可靠性之一測量。在一些此等具體實施例中，該群集係當該計數器超過一臨限值時被識別。在一些此等具體實施例中，一計數器提供用於複數群集候選者的各者且其中該群集當其對應計數器超過一臨限值時被識 別。在一些此等具體實施例中，功率位準之尖峰發生對應於該群集的角落符元。在一些此等具體實施例中，在該信號等化前識別出該群集。
本發明的某些具體實施例提供在一多模態正交振幅調變通信系統中識別符元之一群集的方法。在一些此等具體實施例中，該等方法由該通信系統之一數據機中的一處理器執行。一些此等具體實施例包含執行造成該處理器回應於在數據機接收之一資料之訊框的一開始之偵測而自該資料的訊框擷取模態資訊的指令。一些此等具體實施例包含執行造成該處理器藉由自複數可能群集中選擇一最緊密匹配該等模態位元之一對應碼來決定一目前群集的指令。一些此等具體實施例包含執行若該目前群集匹配一先前決定群集則造成該處理器增加關聯該先前識別群集之一信賴計量的指令。一些此等具體實施例包含執行若該目前群集不同於該先前識別群集，則造成處理器減少信賴計量，且記錄該目前群集作為該先前識別群集的指令。一些此等具體實施例包含重複造成該處理器擷取模態資訊，選擇一目前群集及調整信賴計量用於資料的後續訊框直至該信賴計量超過一預定臨限值的該等步驟。在一些此等具體實施例中，當該信賴計量超過該預定臨限值時該群集被識別出。
在一些此等具體實施例中，選擇一群集碼包含造成該處理器對於具有對應碼位元之複數可能群集碼的各者施行交叉相關。在一些此等具體實施例中，該群 集係在一承載資料的訊框及資料的後續訊框之未等化信號中識別出。在一些此等具體實施例中，該群集被識別出而該處理器係自該信號恢復一載波。一些此等具體實施例包含執行造成該處理器使用一恆定模數演算法(CMA)來計算一誤差信號以收斂等化器濾波器階來允許該信號的等化的指令。在一些此等具體實施例中，該誤差信號係使用一比例縮放CMA參數以改進等化效能來計算。在一些此等具體實施例中，執行該信號的等化包括分析該等化信號之功率的該等直方圖。在一些此等具體實施例中，分析該等直方圖包括使用一機率質量函數。在一些此等具體實施例中，施行該信號的等化包含執行造成該處理器計算關聯該等化信號中之複數符元之功率的指令。在一些此等具體實施例中，施行該信號的等化包含執行造成該處理器藉由使用一臨限值功率位準識別該群集的角落符元之指令。在一些此等具體實施例中，該臨限值功率位準指示該群集的識別。
本發明的某些具體實施例提供用於傳輸視訊信號之系統，該系統包含一相機側數據機，其經組態以自一視訊相機接收兩信號，各信號係代表由該相機擷取之影像的序列，且進一步經組態以傳輸兩信號之一作為一複合基頻視訊信號及調變與傳輸另一信號作為一通帶視訊信號，其不重疊基頻信號。在一些此等具體實施例中，該相機側數據機包括一混合器，其組合該等基頻及通帶視訊信號以提供一傳輸信號。在一些此等具體實施 例中，該相機側數據機包括一雙工器，其經組態以透過一傳輸線傳輸該傳輸信號及自該傳輸線擷取一接收到通帶信號。在一些此等具體實施例中，該相機側數據機包括一偵測器，其監視該相機側數據機及當識別出該接收到通帶信號時產生一致能信號。在一些此等具體實施例，該致能信號控制該基頻視訊信號及該通帶視訊信號之至少一者的傳輸。
在一些此等具體實施例中，僅當產生該致能信號時傳輸該通帶視訊信號。在一些此等具體實施例中，該接收到通帶信號係正交振幅調變。在一些此等具體實施例中，該偵測器監視在一正交調幅解調器中之均方誤差的估計，且其中當該估計超過一臨限值時產生該致能信號。在一些此等具體實施例中，該偵測器監視一群集偵測器。在一些此等具體實施例中，基於由該群集偵測器提供之可靠性的一測量產生該致能信號。在一些此等具體實施例中，該可靠性測量基於一訊框同步序列。在一些此等具體實施例中，該偵測器監視一等化器中之均方誤差的一估計。在一些此等具體實施例中，當該估計超過一臨限值時產生該致能信號。在一些此等具體實施例中，該偵測器監視該相機側數據機的一自動增益控制模組中之一增益因子。在一些此等具體實施例中，當增益因子具有小於一臨限值之一值時產生該致能信號。在一些此等具體實施例中，該偵測器監視該接收到通帶信號之一量值。在一些此等具體實施例中，當該 量值具有超過一臨限值之一值時產生該致能信號。在一些此等具體實施例中，該接收到通帶信號包含根據網際網路協定編碼的資料。
本發明的某些具體實施例提供用於控制在一保全系統中發信號的方法。一些此等具體實施例包含在一上行數據機處決定在一同軸電纜上傳輸之一複合信號中的一上行QAM信號的存在。一些此等具體實施例包含當決定存在該上行QAM信號時，造成該上行數據機在同軸電纜上傳輸一複合基頻視訊信號及一通帶視訊信號。在一些此等具體實施例中，該複合基頻視訊信號及通帶視訊信號係由一視訊相機擷取的一影像序列的並行表示。一些此等具體實施例包含當決定不存在該上行QAM信號時，造成上行數據機在同軸電纜上傳輸該複合基頻視訊信號及防止該通帶視訊信號的傳輸。
在一些此等具體實施例中，當一自動增益控制信號中的一增益值超過一臨限值時，決定該上行QAM信號存在。在一些此等具體實施例中，當該上行QAM信號量值之一測量小於一臨限值時，決定該上行QAM信號存在。在一些此等具體實施例中，當一等化器中之均方誤差的一估計超過一臨限值時，決定該上行QAM信號不存在。在一些此等具體實施例中，當在該上行QAM信號中識別出一網際網路協定資料封包時，決定該上行QAM信號不存在。
本發明的某些具體實施例提供自動再組態系統用於傳輸視訊信號。一些此等具體實施例包含一上行數據機，其經組態以自一視訊相機接收兩信號。在一些此等具體實施例中，各信號係代表由該相機擷取之影像的序列。在一些此等具體實施例中，該上行數據機經組態以傳輸兩信號之一作為一複合基頻視訊信號及調變與傳輸該另一信號作為一通帶視訊信號，其不重疊該基頻信號。一些此等具體實施例包含一下行數據機，其經組態以自該上行數據機接收複合基頻視訊信號及通帶視訊信號，且進一步經組態以傳輸一上行通帶信號至該上行數據機。在一些此等具體實施例中，當偵測該上行通帶信號中之一劣化時，該上行數據機停止兩信號之至少一信號的傳輸。
雖然本發明已參考特定範例性具體實施例描述，但熟習此項技術者將會明瞭可在不脫離本發明的更廣泛精神及範圍下進行對此等具體實施例的各種修正及改變。例如，已描述系統並行地提供壓縮數位HD視訊與一基頻類比視訊信號。本發明之其他具體實施例同時提供標準畫質數位及類比體送。其他具體實施例連同基頻類比視訊提供全訊框率數位HD視訊。因此，說明書及圖式應視為說明性而非一限制性意義。
30‧‧‧相機
31‧‧‧數據機/SLOC-T
32‧‧‧DVR/數據機
33‧‧‧同軸電纜
34‧‧‧SD顯示
35‧‧‧SLOC-R數據機
36‧‧‧資料
330‧‧‧類比CVBS信號/輔助相機輸出
332‧‧‧高畫質信號/通帶下行IP信號

Claims (19)

  1. 一種用於混合格式媒體傳輸的方法，包括以下步驟：在一第一數據機處，接收從一成像裝置導出之一或更多視訊信號；調變該一或更多視訊信號中的至少一者以獲得一調變數位信號，該調變數位信號代表由該成像裝置產生的一視訊影像；在一同軸電纜的基頻中傳輸一類比視訊信號，該類比視訊信號代表該視訊影像；及與該傳輸該類比視訊信號同時，在自該同軸電纜的該基頻分離的一頻帶中傳輸該調變數位信號。
  2. 如請求項1所述之方法，其中該類比視訊信號與該調變數位信號是等時(isochronous)。
  3. 如請求項1所述之方法，進一步包括以下步驟：壓縮從該成像裝置接收的一數位信號以獲得一壓縮數位信號，其中該調變該一或更多視訊信號中的該至少一者之步驟包括：調變該壓縮數位信號。
  4. 如請求項3所述之方法，進一步包括以下步驟：格式化從該成像裝置接收的該數位信號以獲得一或更多高畫質數位視訊信號，至少一個高畫質數位視訊信號符合廣播標準。
  5. 如請求項4所述之方法，進一步包括以下步驟：從該一或更多高畫質數位視訊信號導出該類比視訊信號。
  6. 如請求項3所述之方法，進一步包括以下步驟：從接收自該成像裝置的該數位信號導出該類比視訊信號。
  7. 如請求項3所述之方法，其中該數位信號及該壓縮數位信號具有不同的訊框率(frame rate)。
  8. 一種用於混合格式媒體傳輸的設備，包括：一數據機，該數據機配置以將該設備耦接至一同軸電纜；及 一處理系統，該處理系統耦接至該數據機，且該處理系統配置以：接收從一成像裝置導出之一或更多視訊信號；使得該數據機在該同軸電纜的基頻中傳輸一類比視訊信號；及使得該數據機在該同軸電纜中於自該同軸電纜的該基頻分離的一頻帶內傳輸一調變數位視訊信號，其中該類比視訊信號與該調變數位視訊信號是同時地傳輸的，且是代表由該成像裝置產生的視訊影像，且其中該調變數位視訊信號被傳輸至一數位視訊記錄器、一視訊伺服器、及一數位顯示器中之一或更多者。
  9. 一種用於混合格式媒體傳輸的系統，包括：一第一數據機，該第一數據機配置以接收從一成像裝置導出的一或更多視訊信號，該第一數據機被進一步配置以在一同軸電纜的基頻中傳輸一類比視訊信號及在該同軸電纜中於自該同軸電纜的該基頻分離的一頻帶內傳輸一調變數位視訊信號，其中該類比視訊信號及該調變數位視訊信號代表由該成像裝置產生之視訊影像；及一第二數據機，該第二數據機配置以從該同軸電纜接收該調變數位視訊信號且該第二數據機解調該調變數 位視訊信號以獲得一高畫質視訊信號，其中該高畫質視訊信號是由該第二數據機傳輸至一數位視訊記錄器、一視訊伺服器、及一數位顯示器中之一或更多者。
  10. 如請求項9所述之系統，進一步包括：一濾波器，該濾波器將該類比視訊信號從該調變數位視訊信號分離，其中該類比視訊信號被提供至一標準畫質監視器。
  11. 如請求項9所述之系統，其中該第一數據機調變一壓縮視訊信號以獲得該調變數位視訊信號，該壓縮視訊信號是自該成像裝置導出。
  12. 如請求項9所述之系統，其中從該成像裝置導出的該一或更多視訊信號中之至少一者是由該第一數據機壓縮的。
  13. 如請求項9所述之系統，其中該第二數據機調變一上行(upstream)控制信號並傳輸該調變控制信號於該同軸電續的一頻道(channel)中，其中該調變控制信號由該第一數據機接收與解調，且其中該上行控制信號控制該類比視訊信號及該調變數位視訊信號 中之一或更多者的內容。
  14. 如請求項13所述之系統，其中該上行控制信號決定由該成像裝置捕捉由該類比視訊信號及該調變數位視訊信號中之一或更多者承載的一視訊影像的一部分。
  15. 如請求項14所述之系統，其中該調變數位視訊信號承載一區域的一全景視野，且其中該類比視訊信號承載該全景視野的一部分。
  16. 如請求項15所述之系統，其中該上行控制信號藉由控制一變焦(zoom)及一搖攝(pan)中之一或更多者來決定由該類比視訊信號承載之該全景視野的該部分。
  17. 如請求項14所述之系統，其中該調變數位視訊信號承載由一攝影機監控的一位置的一魚眼視野，且其中該類比視訊信號承載該魚眼視野的一部分。
  18. 如請求項17所述之系統，其中該上行控制信號使得該魚眼視野的該部分虛擬地(virtually) 移動。
  19. 如請求項17所述之系統，其中該上行控制信號藉由發起該攝影機的實體運動(physical movement)來使得該魚眼視野改變。
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