KR101554886B1

KR101554886B1 - 영구자석 동기모터를 제어하기 위한 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101554886B1
Application number: KR1020147030461A
Authority: KR
Inventors: 지퀴아오 우; 아이반 자드릭
Original assignee: 존슨 컨트롤스 테크놀러지 컴퍼니
Priority date: 2010-03-08
Filing date: 2011-02-24
Publication date: 2015-09-24
Also published as: KR101534518B1; KR20140137460A; EP3154183B1; CN105591583A; US9923497B2; US9490733B2; US20160218654A1; WO2011112363A2; CN105591583B; TWI505630B; WO2011112363A3; US20160218651A1; US9941825B2; CN102792580B; EP3154183A2; US20130141024A1; US20160218653A1; TW201206049A; EP2545642A2; CN102792580A

Abstract

쇄교자속(flux linkage)을 추정한 것을 기초로 동기모터의 회전자 위치를 결정함으로써 동기모터를 제어하기 위한 방법이 개시되어 있다. 이 방법은 동기모터의 고정자 권선의 전압을 전달함수에 적용하는 단계를 포함한다. 전달함수는 에스(S)-도메인 적분 연산 및 오차수정변수를 포함한다. 전달함수의 출력은 전달함수에 도입된 오차수정변수를 보상하기 위해서 처리된다. 추정한 쇄교자속이 발생되고 회전자 위치의 각도는 그 쇄교자속을 기초하여 계산된다. 계산된 회전자 위치는 동기모터의 위치나 속도를 제어하기 위해서 컨트롤러에 입력된다.

Description

영구자석 동기모터를 제어하기 위한 방법 및 장치{Method and system for controlling a permagnent magnet synchronous motor}

본 출원은 "METHOD FOR CONTROLLING A PERMANENT MAGNET SYNCHRONOUS MOTOR"라는 발명의 명칭으로 2010년 3월 8일자로 출원된 미국 임시 특허출원 제 61/311,420 호의 우선권을 주장하며, 상기 특허문헌은 여기에서는 참조로서 통합된 것이다.

본 출원은 일반적으로 영구자석 모터용 모터 드라이브에 관한 것이다. 본 출원은 더욱 상세하게는 고속 영구자석형 동기모터(PMSM)를 제어하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

가변속 드라이브들(VSDs)은 가열, 통기, 공기조화 및 냉각(HVAC&R) 시스템에서 다양한 모터 타입들에게 동력을 인가하도록 사용된다. HVAC&R 시스템에서 사용되는 공통 형식의 모터들은 유도 전동기, 스위치드 릴럭턴스 모터, 그리고 그러한 HVAC&R 시스템에서 필요한 토크 및 속도범위를 취급할 수 있는 다른 AC 및 DC 모터들을 포함한다.

영구자석형 동기모터(PMSM)는 레귤러 AC 유도 전동기와 비교하여 높은 효율과 높은 전력밀도를 가지므로 HVAC&R 시스템에서 사용하기에 특별히 매력적이다. PMSM들은 영구자석 회전자와 함께 작동하는 회전 전기 기계장치이다. 영구자석 회전자는 다른 구성 및 배열을 갖는 내부 영구자석들이나 표면 장착형 영구자석들을 갖도록 구성될 것이다. PMSM의 고정자는 유도 전동기의 고정자와 유사할 것이다. 그런데, PMSM에 대하여 전체적으로 다른 고정자 디자인이 가능하고, 비록 고정자 기술이 유도 전동기와 유사할지라도 고정자 디자인 최적화는 필요할 것이다. 상당한 에어갭 자속을 발생시키기 위하여 영구자석을 사용하는 것은 고효율의 PMSM들을 디자인할 수 있게 한다.

사인꼴 전류에 의해서 구동되는 PMSM은 PMSM으로 언급되지만, 직사각형 위상 전류 파형에 의해서 구동되는 PMSM은 무브러시 DC(BLDC) 기계장치로서 언급될 수 있다. PMSM과 BLDC의 회전자 구조는 표면 장착 영구자석 회전자와 동일할 수 있다. PMSM과 BLDC는 주어진 회전자 위치와 연관된 고정자 전류에 의해서 구동된다. 발생된 고정자 쇄교자속과 회전자 자석에 의해서 발생된 회전자 쇄교자속 사이의 각도는 토크를 한정하고 따라서 모터의 속도를 한정하게 된다. 고정자 쇄교자속의 크기와 고정자 쇄교자속과 회전자 쇄교자속 사이의 각도는 토크를 최대화하거나 손실을 최소화하도록 제어될 수 있다. PMSM의 성능을 최대화하고 시스템의 안정성을 보장하기 위해서, 모터는 적당한 작동을 위한 전력 전자 컨버터를 필요로 한다.

PMSM을 작동시키는 동안에 최대 성능과 제어를 달성하기 위해서는, 회전자 위치를 결정하는 것이 필요하다. 속도센서나 위치센서 혹은 이들의 조합은 회전자 위치를 결정하도록 사용될 수 있다. 그러나, 속도센서나 위치센서는 가혹한 환경에 노출되는 경우에는 적절하게 제기능을 수행하지 못할 것이다. 또한, 센서들을 추가하게 되면 시스템의 비용이 증가하게 되고, 센서가 실패하는 경우에는 PMSM의 완전한 해체가 필요하게 된다.

고속 및 초고속 응용에 있어서, 특별한 속도센서와 위치센서가 필요한데, 이때는 특별한 속도센서와 위치센서의 유용성과 가격이 문제가 된다. 추정한 전기적 변수들로부터 위치를 제거하고 쇄교자속으로부터 회전자 위치 정보를 얻음으로써 특별한 속도센서와 위치센서를 제거하기 위한 다양한 종류의 무센서 전략들이 제안되어 왔다. 플럭스 추정을 위한 현존하는 방법은 스위칭 주파수 대 기초 주파수의 비율이 높고 샘플링 주파수 대 기초 주파수의 비율이 높은 경우에 적당할 것이다. 그러나, 낮은 샘플링 주파수 대 기초 주파수의 비율 및 낮은 스위칭 주파수 대 기초 주파수의 비율하에서 작동하는 경우에, 고속 또는 초고속 PMSM 드라이브들에 대한 경우에서, 쇄교자속을 정확히 추정하는 것은 더 어려워졌다. 그러므로, 전통적인 방법들은 적용이 어렵다.

발표한 장치 및/또는 방법의 의도된 장점들은 이러한 필요성들 중 하나 또는 그 이상을 만족시키거나 또는 다른 바람직한 특징들을 제공한다. 다른 특징 및 장점들은 본 명세서를 통해서 분명하게 밝혀질 것이다. 발표한 내용들은, 본 발명의 실시 예들이 상기한 필요성들 중 하나 또는 그 이상을 달성하는지 아닌지에 관계없이, 특허청구의 범위 내에 있는 실시 예들로 확장된다.

제 1 실시 예에 있어서, 쇄교자속을 추정한 것을 기초하여 동기모터의 회전자 위치를 결정함으로써 동기모터를 제어하기 위한방법이 개시된다. 이 방법은 동기모터의 고정자 권선의 전압과 전류를 전달함수에 적용하는 단계를 포함한다. 전달함수는 에스(S)-도메인 통합연산과 오차수정변수를 포함한다. 상기 방법은 상기 전달함수로 도입된 오차수정변수를 보상하기 위해서 전달함수의 출력을 처리하는 단계와, 추정한 회전자 쇄교자속을 발생시키는 단계와, 회전자 쇄교자속을 기초하여 회전자 위치의 각도를 계산하는 단계와, 그리고 동기모터의 위치나 속도를 제어하기 위해서 계산된 회전자 위치를 컨트롤러에 입력하는 단계를 더 포함한다.

제 2 실시 예에 있어서, 냉각 시스템은 폐쇄된 냉각 루프로 연결된 압축기, 응축기 및 증발기를 포함한다. 동기모터는 압축기에 동력을 제공하도록 압축기에 연결된다. 가변속 드라이브가 동기모터에 연결된다. 가변속 드라이브는 고정된 입력 AC 전압과 고정된 입력 주파수하에서 입력 AC 전력을 수용하고 가변 전압과 가변 주파수하에서 출력 전력을 동기모터로 제공하도록 배열된다. 가변속 드라이브는 입력 AC 전압을 제공하는 AC 전력원에 연결 가능한 컨버터를 포함한다. 컨버터는 입력 AC 전압을 DC 전압으로 변환하도록 배열된다. 가변속 드라이브는 컨버터에 연결된 DC 링크 및 DC 링크에 연결된 인버터를 더 포함한다. DC 링크는 컨버터 스테이지로부터 나오는 DC 전압을 필터링하고 저장하도록 구성된다. 추정한 쇄교자속을 기초로하여 동기모터의 회전자 속도를 제어하기 위해서 컨트롤러가 배열된다.

여기에서 설명한 실시 예들의 적어도 하나의 장점은 속도/위치 센서들에 대한 필요성 없이 고속 표면-장착 PMSM을 제어하는 방법을 제공한다.

도 1은 가열, 통기 및 공기조화 시스템의 바람직한 실시 예를 나타낸 도면.
도 2는 바람직한 증기 압축장치의 등각도.
도 3은 가열, 통기 및 공기조화 시스템의 바람직한 실시 예를 개략적으로 나타낸 도면.
도 4는 가변속 드라이브의 바람직한 실시 예를 개략적으로 나타낸 도면.
도 5는 바람직한 영구자석 동기모터의 개략적인 다이어그램.
도 6은 내부 PMSM(IPM)의 다른 바람직한 회전자들의 개략적인 다이어그램.
도 7은 영구자석형 동기모터에서 플럭스를 추정하기 위한 바람직한 전달함수를 나타낸 도면.

도 1에는 통상적인 상업적 셋팅을 위해서 빌딩(12)에서의 가열, 통기 및 공기조화(HVAC&R) 장치(10)에 대한 예시적인 환경이 도시되어 있다. 장치(10)는 빌딩(12)을 냉각시키는데 사용될 냉각 액체를 공급할 수 있는 증기 압축장치(14)를 포함할 수 있다. 장치(10)는 빌딩(12)을 가열하는데 사용될 가열된 액체를 공급하기 위한 보일러(16) 및 빌딩(12)을 통해서 공기를 순환시키는 공기 분배장치를 포함할 수 있다. 공기 분배장치는 공기 복귀 덕트(18), 공기 공급 덕트(20) 및 에어 핸들러(22)를 포함할 수 있다. 에어 핸들러(22)는 도관(24)에 의해서 보일러(16)와 증기 압축장치(14)에 연결되는 열교환기를 포함할 수 있다. 에어 핸들러(22)에 있는 열교환기는 장치(10)의 작동모드에 따라서 보일러(16)으로부터 나오는 가열된 액체나 증기 압축장치(14)로부터 나오는 냉각된 액체를 수용할 것이다. 장치(10)는 빌딩(12)의 각 층에서 별도의 에어 핸들러를 구비하고 있는 것으로 도시되어 있지만, 에어 핸들러는 층들간에 공유될 것이다.

도 2와 3은 HVAC&R 장치(10)에서 사용될 수 있는 증기 압축 시스템(14)의 바람직한 실시 예를 나타낸 도면이다. 증기 압축 시스템(14)은 압축기(32), 응축기(34), 팽창밸브(들)이나 장치(들)(36), 증발기나 액체 냉각기(38)를 포함하는 회로를 통해서 냉매를 순환시킬 수 있다. 증기 압축 시스템(14)은 아날로그 디지털(A/D) 변환기(42), 마이크로프로세서(44), 비휘발성 메모리(46) 및 인터페이스 보드(48)를 포함할 수 있는 제어 패널(40)을 또한 포함할 수 있다. 증기 압축 시스템(14)에서 냉매로서 사용될 수 있는 유체의 몇몇 예들로서는 예를 들어 R-410A, R-407, R-134a와 같은 하이드로플루오로카본(HFC) 기지 냉매들, 하이드로플루오로 올레핀(HFO), 암모니아(NH₃), R-717, 이산환탄소(CO₂), R-744와 같은 "천연" 냉매들, 또는 탄화수소 기지 냉매들, 수증기 또는 다른 적당하 타입의 냉매들을 들 수 있다.

압축기(32)와 함께 사용되는 모터(50)는 가변속 드라이브(VSD)(52)에 의해서 전력을 공급받거나 또는 교류(AC)나 직류(DC) 전원으로부터 직접적으로 전력을 공급받을 수 있다. 모터(50)는 VSD에 의해서 전력을 공급받거나 교류(AC)나 직류(DC) 전원으로부터 직접적으로 전력을 공급받을 수 있는 소정 타입의 PMSM을 포함할 수 있다.

도 4는 VSD의 바람직한 실시 예를 나타낸다. VSD(52)는 AC 전원으로부터 특별한 고정 라인 전압 및 고정 라인 주파수를 갖는 AC 전력을 받으며, 특별한 요구조건들을 만족시키도록 변할 수 있는 원하는 전압과 원하는 주파수로 AC 전력을 모터(50)에 제공한다. VSD(52)는 3개의 부품들, 정류기/컨버터(222), DC 링크(224) 및 인버터(226)를 구비할 수 있다. 정류기/컨버터(222)는 AC 전원으로부터 제공된 고정 주파수, 고정 크기의 AC 전압을 DC 전압으로 변환한다. DC 링크(224)는 컨버터(222)로부터 나오는 DC 전력을 필터링하여 캐패시터들 및/또는 인덕터들과 같은 에너지 저장 부품들로 제공한다. 끝으로, 인버터(226)는 DC 링크(224)로부터 나오는 DC 전압을 모터(50)를 위한 가변 주파수, 가변 크기의 AC 전압으로 변환한다.

바람직한 일 실시 예에 있어서, 정류기/컨버터(222)는 VSD(52)에 대한 입력전압보다 큰 VSD(52)로부터의 최대 RMS 출력전압을 얻기 위해서 승압 DC 전압을 DC 링크(224)로 제공하기 위해서 절연 게이트 양극성 트랜지스터를 갖는 3상 펄스 폭 변조 부스트 정류기일 것이다. 이와는 달리, 컨버터(222)는 승압능력없는 수동 다이오드 또는 사이리스터 정류기일 것이다.

VSD(52)는 특별한 부하조건에 반응하여 모터(50)의 효과적인 작동을 가능하게 하기 위하여 모터(50)에 가변 크기의 출력전압과 가변 주파수를 제공할 수 있다. 제어 패널(40)은 제어 패널(40)에 의해서 수신된 특정 센서 판독값들에 대한 적절한 작동 설정하에서 VSD(52)와 모터(50)를 작동시키기 위해서 제어신호를 VSD(52)에 제공할 수 있다. 예를 들면, 제어 패널(40)은 증기 압축 시스템(14)에서의 변화하는 조건들에 반응하여 VSD(52)에 의해서 제공된 출력 전압과 출력 주파수를 조정하기 위해서 VSD(52)로 제어신호를 제공할 수 있다. 즉, 제어 패널(40)은 압축기(32)상에서 증가하거나 감소하는 부하 조건에 반응하여 VSD(52)에 의해서 제공된 출력 전압과 출력 주파수를 중가시키거나 감소시키도록 명령을 제공할 수 있다. 하기에서 더욱 상세히 설명하는 바와 같이 모터(50)의 추정한 회전자 위상 각도 θ_r와 회전자 주파수 ω_r는 모터(50)의 위치와 회전 주파수의 피드백 제어를 위해서 제어 패널로 입력될 것이다.

압축기(32)는 냉매 증기를 압축하여 배출 통로를 통해서 응축기(34)로 운반한다. 한 바람직한 실시 예에 있어서, 압축기(22)는 하나 또는 그 이상의 단을 갖는 원심형 압축기가 될 수 있다. 압축기(32)에 의해서 응축기(34)로 운반된 냉매 증기는 유체, 예를 들어 물이나 공기로 열을 전달한다. 유체와의 열교환의 결과로서 냉매 증기는 응축기(34)에서 냉매 액체를 응축한다. 응축기(34)로부터 나오는 액체 냉매는 팽창장치(36)를 통해서 증발기(38)로 유동한다. 고온 가스 바이패스 밸브(HGBV)(134)는 압축기 배출측으로부터 압축기 흡입측으로 연장되는 별도 라인으로 연결될 것이다. 도 3에 도시된 한 바람직한 실시 예에 있어서, 응축기(34)는 수냉식이고, 냉각탑(56)에 연결된 튜브 번들(54)을 포함한다.

증발기(38)로 운반된 액체 냉매는 응축기(34)에 대하여 사용된 동일한 타입의 유체가 되거나 되지 않을 것이고 냉매 증기로의 상변화를 겪을 다른 유체로부터 열을 흡수한다. 도 3에 도시된 한 바람직한 실시 예에 있어서, 증발기(38)는 공급라인(60S) 및 냉각부하(62)에 연결된 복귀라인(60R)을 갖는 튜브 번들(60)을 포함한다. 처리 유체, 예를 들어, 물, 에틸렌 글리콜, 염화칼슘 브라인, 염화나트륨 브라인 또는 다른 적당한 액체가 복귀라인(60R)을 경유하여 증발기(38)로 들어가고 공급라인(60S)을 경유하여 증발기(38)를 빠져나간다. 증발기(38)는 튜브들에 있는 처리유체의 온도를 낮춘다. 증발기(38)에서 튜브 번들(60)은 다수의 튜브들과 다수의 튜브 번들들을 포함할 수 있다. 증기 냉매는 증발기(38)를 빠져나가서 회로나 사이클을 완성하기 위해서 흡입라인에 의해 압축기(32)로 복귀한다. 한 바람직한 실시 예에 있어서, 증기 압축 시스템(14)은 하나 또는 그 이상의 냉각회로들에서 하나 또는 그 이상의 가변속 드라이브(VSD)(52), 모터(50), 압축기(32), 응축기(34), 팽창밸브(36) 및/또는 증발기(38)를 사용할 것이다.

도 7을 참조하여 하기에서 설명하게될 제어방법은, 전압과 전류 측정값들로부터 불가피한 dc 시프트 및 오차 계수나 보정 변수 a로 인한 추정 오차를 줄이기 위해서 영구자석 동기모터에서의 플럭스를 추정하기 위한 보상방법을 제공한다. 상기 방법은, 오차수정변수의 값을 선택된 인터벌로 조정하는 단계와, 오차수정변수의 값을 PMSM의 회전자의 속도의 함수로서 변화시키는 단계와, 소정의 초기 모터 시동 인터벌 동안에 빠른 컨버전스를 얻기 위하여 구성된 오차수정변수의 제 1 값을 적용하는 단계와, 그리고 상기 소정의 초기 모터 시동 인터벌 경과후에 오차수정변수의 제 2 값을 적용하는 단계 - 상기 제 2 값은 플럭스 추정에서의 오차를 줄이도록 구성됨 -;를 포함한다. 또한, 상기 보상방법은 오차수정변수 a로 인한 추정 오차를 줄인다. 추정한 쇄교자속은 실제 성분 알파와 가상 성분 베타를 포함한다. 추정한 쇄교자속의 알파와 베타 성분들은 오차수정변수 a로 인한 오차를 보상하기 위해서 사용될 것이다.

도 5를 참조하면, 예시적인 PMSM(86)은 고정자 부분(72)을 포함한다. 고정자 부분(72)은 종래의 유도 전동기의 고정자와 상당히 유사하게 구성될 수 있다. 고정자 부분(72)은 회전자 부분(70)에 인접한 고정자 부분(72)의 내부 반경 주위로 대칭적으로 분포한 다수의 치형(17)에 의해서 한정된 슬롯(25)에 배치된 다수의 권선들(74)을 포함한다. 회전자 부분(70)은 내부 고정자 부분(72)과 축방향 동심으로 위치한다. 회전자 부분(70)과 고정자 부분(72)은 에어 갭(68)에 의해서 이격된다. 회전자 부분(70)은 원통형 스틸 회전자 프레임이나 케이지(31)를 포함할 것이며, 이때 다수의 영구자석(84)이 회전자 케이지(31)상에서 주기적으로 배열된다.

영구자석(84)은 회전자 부분(70)에서 예를 들어 2개 자극 또는 4개 자극(도 6A 및 6B 참조)과 같은 다중의 자극 배열이나 구성을 제공하도록 위치하거나 배열된다. 영구자석(84)은 케이지(31)에 고정 부착되고, PMSM(86)의 회전과정 동안에 회전자 부분(70)상에 원심력이 작용하는 경우에 영구자석(84)을 케이지(31)상에서 유지하기 위해서 슬리이브(29)에 의해서 에워싸인다. 슬리이브(29)는 탄소 섬유 관형상 시이트 재료, 스테인레스 또는 다른 유사한 유연한 고강도 자기적으로 비투과성인 재료로 구성될 것이다. 에어 갭(68)은 반대 화살표들(45) 사이에 나타낸 유효 에어 갭(g)에 비해서 작다. 유효 에어 갭(g)은 영구자석(84)과 슬리이브(29)의 높이(h)를 포함한다.

도 7을 참조하면, PMSM에서 플럭스 추정의 바람직한 방법에 있어서, 추정한 플럭스를 얻기 위해서 저역 통과 필터가 사용된다. 저역 통과 필터의 전달함수는 다음의 방정식 1로 나타내어진다:

방정식 1

여기에서,

s는 저역 통과 필터의 S-도메인 통합 연산을 나타내고, 그리고

a는 저역 통과 필터에 대한 오차수정변수이다.

한 바람직한 실시 예에 있어서, 전달함수에 의해서 나타내어진 저역 통과 필터는 소프트웨어로 실행될 것이다. 이와는 달리, 저역 통과 필터는 하드웨어 성분들, 예를 들어 집적 회로, ASIC 또는 R-L-C 회로에서 실행될 것이다. 방정식 1에서 변수 a의 값을 증가시키면, 추정한 플럭스의 컨버전스는 짧은 시간 간격으로 일어날 수 있지만, 추정한 플럭스에서의 오차가 커질 것이다. 변수 a의 값을 감소시키면, 컨버전스의 변수 a의 값은 더 느려질 수 있지만, 추정한 플럭스에서의 오차는 작아질 것이다. 예를 들면, 회전자 속도가 94.25rad/s인 경우, 다른 "a"값은 다른 각도 오차들을 산출한다.

a = 2 sinΦ = 0.9997749 각도 오차 = 1.2167°

a = 4 sinΦ = 0.99910058 각도 오차 = 2.43025°

a = 6 sinΦ = 0.99797971 각도 오차 = 3.64265°

a = 8 sinΦ = 0.99641682 각도 오차 = 4.851787°

a = 10 sinΦ = 0.99441813 각도 오차 = 6.056610°

개방 루프 추정방법(100)이 도 7에 도시되어 있다. α-축 전압(ν_a)이 가산 블록(102)의 입력(101)에 인가된다. 추정방법에 대한 입력은 α-β 좌표계에서 표현된 모터 위상 전류와 전압이다. 좌표계와 PMSM의 전압과 전류 벡터들은 위상 축 a, b 및 c가 되고, α-축과 β-축은 위상 a와 정렬된 고정 데카르트 좌표계를 나타내고; d-축과 q-축은 회전자 플럭스와 정렬된 회전 데카르트 좌표계를 나타낸다. α-축과 β-축에 대한 α-β 프레임 표현들은 클라아크 변환을 그들의 대응하는 3상 표시에 적용하여 얻어진다.

위상 a 고정자, 또는 전기자, 전류를 나타내는α-축 전류값 i_a는 추정에 사용되는 전류를 예측하는 전류 예측모델(104)에 제공된다. 전류 예측모델(104)의 출력 i_a는 고정자 권선에서 추정한 강하 전압을 발생시키도록 블록(106)에서 고정자 저항 r_s를 곱하게 된다. 블록(106)의 출력은 가산 블록(102)에서 α-축 위상 전압(ν_a)로부터 차감되고, 블록(102)의 출력은 방정식 1의 전달함수로 표현되는 전달함수 블록(108)에 적용된다. 전달함수 블록(108)에 있어서, 필터 변수 a는 필요한 컨버전스 시간 내에 다른 속도범위로 최소 오차를 달성하기 위해서 도입된다. 블록(108)의 출력은 블록(108)에서 a에 의해서 도입된 오차를 줄이거나 제거하기 위해서 블록(110)에서 보완된다. 블록(108)의 출력은 가산 블록(102)에서 블록(114)의 출력과 결합된다. 블록(114)은 고정자 상호 인덕턴스(L_m)을 나타내는데, 이것은 블록(114)의 출력을 발생시키도록 입력 예측 전류(i_a)이 곱해진 값이다. 블록(114)의 출력은, 블록(112)에서, 오차가 보상된 에어 갭 쇄교자속 또는 블록(110)의 출력으로부터 차감된다. 블록들(110,114)의 차이는 블록(112)의 출력이며, 이것은 α-축에서 추정한 회전자 쇄교자속을 나타낸다. 그러면, 회전자 위상 각도(θ_r)는 α-축과 β-축 모두로부터 추정한 회전자 쇄교자속을 사용하여 각도 계산 블록(116)에 의해서 추정된다. 추정한 회전자 위상 각도(θ_r)(120)가 블록(118)에 적용되고, 추정한 회전자 위상 각도(θ_r)(120)의 시간 도메인 파생이 회전자 주파수(ω_r)로서 블록(117)의 출력에서 발생한다.

PMSM(86)의 보다 정밀한 플럭스 추정은 소정의 인터벌로 변수 a의 값을 조정함으로써 달성될 것이다. 예를 들면, a의 값은 회전자 속도의 함수로서 변화할 것이며, 여기에서 a의 값은 처음에, 예를 들면 추정의 초기에 빠른 컨버전스를 얻기 위해서 PMSM(86)을 시작할 때 크다. 컨버전스 후에, 플럭스 추정에서 오차를 줄이기 위해 작은 값의 a가 적용된다. 또한, 한 바람직한 실시 예에 있어서, a의 값은 점진적으로 변환되거나, 개선된 장치 안정성을 제공하기 위해서 a의 높은 초기 값으로부터 a의 낮은 값으로 점점 저하된다.

이 방법의 바람직한 실시 예는 다음과 같이 표현된다:

점진적 저하 a:

만일 (ω_r> 1200 및 ω_r< 1500)

a = 5-(ω_r-1200)*0.01

만일 (ω_r> 1500)

a = 2

("a" = 오차수정변수)

보상방법은 a로 인하여 추정오차를 줄이기 위해서 발표되었다. 추정한 쇄교자속은 2개 성분들을 포함하는데, 실제 성분 알파(α)와 가상 성분 베타(β)이다. 추정한 쇄교자속의 알파와 베타 성분들은 오차보정변수 a로 인하여 크기 오차를 보상하기 위해서 사용될 것이다. 크기 보상의 표현은 다음의 방정식으로 표현된다:

방정식 2

여기에서,

a는 오차수정변수이고

은 회전자 속도이다.

제 2 단계는 위상 각도 수정을 위한 것이고, 이때 쇄교자속 복합변수는 2개의 성분, 즉 실제성분 알파와 가상성분 베타가 사용된다. 이러한 복합변수의 알파와 베타 성분들은 오차보정변수 a로 인하여 위상 오차를 보상하기 위해서 사용될 것이다. 위상 각도 보상을 위해서 사용된 복합변수의 표현은 다음으로 주어진다:

방정식 3

만일 크기 보상과 위상 보상이 결합되면, 그 보상의 표현은 다음 방정식들로 주어진다:

방정식 4

방정식 5

여기에서,

와

는 보상후에 쇄교자속의 알파성분과 베타 성분이다;

와

는 보상전에 쇄교자속의 알파성분과 베타성분이고, ω_r은 회전자 속도이다.

샘플링 함수 대 기초 함수의 비율이 낮으므로, 샘플링 주파수를 증가시킴이 없이 비교적 긴 지연은 불가피하다. 샘플링 주파수를 증가시키면 제어장치의 비용이 증가하게 된다. 전류 예측방법은 샘플링 주파수를 증가시킬 필요없이 샘플링 지연의 영향을 제거하도록 전류를 예측하기 위해서 채용될 수 있다. 고속 및 초고속 응용에 있어서, 사이클당 샘플링 수는 크게 줄어들게 된다. 추정 오차를 줄이기 위해서, N^th 샘플링 인터벌에서 전류는 다음 (N+1)^th 샘플링 인터벌에서 전류를 예측하기 위해 사용될 것이다. 예측된 전류는 쇄교자속 추정에서의 오차를 줄이기 위해서 사용될 것이다. 전류 예측은 PMSM 기계장치 모델을 기초로 한다.

이러한 방법의 바람직한 실시 예가 설명된다.

예측방법은 q-d 참조를 기초한다:

예측된 q-축 전류는 다음과 같이 주어진다:

예측된 d-축 전류는 다음과 같이 주어진다:

여기에서,

와

는 N^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 전압들이며;

와

은 N^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 전류들이며;

와

는 (N+1)^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 전류들이며;

와

는 N^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 쇄교자속들이며;

은 회전자 속도이다.

위에서는 무센서 PMSM을 제어하기 위한 제어장치 및 방법을 설명하였지만, 모터의 각 위치와 속도를 추정하기 위한 제어장치 및 방법은 다른 형식의 무센서, 동기 모터, 예를 들면 유도타입 전동기들에 적용될 수 있으며, 그러한 동기 모터들은 여기에서 설명하고 청구하는 제어장치의 영역 내에서 고려된다.

본 출원은 다음의 설명이나 도면에 도시된 상세한 내용들이나 방법론으로 제한되지 않음을 이해하여야 한다. 여기에서 채용된 어법과 전문용어는 단지 설명을 위한 목적으로서 채용된 것으로 본 발명을 제한하기 위한 것이 아님을 이해하여야 한다.

바람직한 실시 예들이 도면에 도시되고 여기에서 설명되었지만, 이러한 실시 예들은 단지 예로서 주어진 것임을 이해하여야 한다. 따라서, 본 발명은 특별한 실시 예로서 제한되지 않으며, 다양한 변형으로 확장이 가능하다. 공정이나 방법 단계들의 순서나 절차는 대안적인 실시 예들에 따라서 변화하거나 그 순서를 다시 배열할 수 있을 것이다.

본 출원은 방법, 장치 및 그것의 작동을 달성하기 위한 기계판독 가능매체상의 프로그램 제품을 고려한 것이다. 본 출원의 실시 예들은 현존 컴퓨터 프로세서들을 사용하여 실행되거나, 또는 이것 또는 다른 목적을 위해서 통합된 적절한 장치를 위한 특별한 목적의 컴퓨터 프로세서, 또는 하드웨어 시스템에 의해서 실행될 것이다.

다양한 바람직한 실시 예들에서 보여진 바와 같이 PMSM 제어를 위한 플럭스 추정방법의 구성 및 배열은 단지 설명만을 위한 것임을 주목해야 한다. 비록 본 명세서에서는 적은 수의 실시 예들이 상세하게 설명되었지만, 본 명세서를 읽는 사람들은 본 출원에서 인용한 주제의 새로운 기술이나 장점들을 벗어남이 없이 많은 변형들(예를 들면, 크기, 치수, 구조, 형상, 다양한 요소들의 비율, 매개변수들의 값, 장착 배열, 재료의 사용, 색채, 배향 등에서의 변화)이 가능함을 쉽게 이해할 수 있을 것이다. 예를 들면, 일체로 형성된 것으로 보여진 요소들은 다중의 부분이나 요소들로 구성될 수도 있고, 요소들의 위치는 뒤바뀌거나 다르게 변할 수 있으며, 불균일한 요소들의 특성이나 수 그리고 위치는 바뀌거나 변할 수 있다. 따라서, 모든 그러한 변형들은 본 출원의 영역 내에 포함되도록 의도된다. 소정 공정이나 방법의 순서나 절차는 대안적인 실시 예들에 따라서 변하거나 순서를 다시 정할 수 있다. 본 출원의 영역을 벗어남이 없이 바람직한 실시 예들의 설계, 작동조건 및 배열에 있어서 다른 대체, 변형, 변화 및 생략이 이루어질 수 있다.

상기한 바와 같이, 본 출원의 영역 내에 있는 실시 예들은 기계에서 실행가능한 명령어들 또는 거기에 저장된 데이터 구조를 보유하거나 갖는 기계판독 가능매체을 구비한 프로그램 제품을 포함한다. 그러한 기계판독 가능매체는 일반적 목적이나 특별한 목적의 컴퓨터나 프로세서를 갖춘 다른 기계장치에 의해서 접근 가능한 유용한 매체가 될 수 있다. 예를 들면, 그러한 기계판독 가능매체는 RAM, ROM, EPROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 스토리지, 자기디스크 스토리지, 또는 기계에서 실행가능한 명령어들이나 데이터 구조의 형태로 원하는 프로그램 코드를 보유하거나 저장하도록 사용될 수 있고 일반적 목적이나 특별한 목적의 컴퓨터나 프로세서를 갖춘 다른 기계장치에 의해서 접근 가능한 다른 자기 저장장치들이나 소정의 다른 매체를 포함할 수 있다. 정보가 네트워크나 다른 통신 연결(하드워어, 무선 또는 하드웨어나 무선의 조합)을 통해서 기계장치로 전달되거나 제공되는 경우에, 기계장치는 기계판독 가능매체로서 그 통신 연결을 적절하게 본다. 그러므로, 그러한 연결은 기계판독 가능매체에 적절히 주어진다. 상기한 조합은 기계판독 가능매체의 영역 내에서 포함된다. 기계적으로 실행가능한 명령어들은 예를 들면 일반적 목적의 컴퓨터, 특별한 목적의 컴퓨터 또는 특별한 목적의 처리기계장치로 하여금 어떤 기능이나 기능들의 그룹을 수행하도록 하기 위한 명령어들과 데이터를 포함한다.

비록 첨부도면들은 본 발명의 단계들의 특별한 순서를 나타내었지만, 이러한 단계들의 순서는 도시한 것과 다를 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 또한, 둘 또는 그 이상의 단계들은 동시에 또는 시차를 두고 수행될 수 있을 것이다. 그러한 변화는 소프트웨어와 하드웨어 시스템의 선택과 디자이너의 선택에 의존하게 된다. 모든 그러한 변화들은 본 출원의 영역 내에 있음을 이해할 수 있을 것이다. 마찬가지로, 소프트웨어 실행은 다양한 연결단계들, 처리단계들 및 결정단계들을 달성하기 위한 룰 기초 로직과 다른 로직에 따른 표준 프로그래밍 기술들을 사용하여 달성될 수 있다.

Claims

쇄교자속을 추정하여 동기모터의 회전자 위치를 결정함으로써 동기모터를 제어하기 위한 방법으로서,
상기 동기모터의 고정자 권선의 전압을 전달함수에 적용하는 단계로써, 상기 전달함수는 에스(S)-도메인 적분 연산과 오차수정변수를 포함하여, 아래 식과 같이 표현되고,
1/(s + a)
여기서, s는 에스(S)-도메인 적분 연산을 나타내고,
a = 오차수정변수이며,
상기 전달함수로 도입된 상기 오차수정변수를 보상하기 위해서 상기 전달함수의 출력을 처리하는 단계;
추정된 회전자 쇄교자속을 발생시키는 단계;
추정된 회전자 쇄교 자속을 각도 계산 블록에 입력하여 상기 회전자 위치의 각도를 계산하되, 상기 회전자 위치의 각도는 알파(α)-축과 베타(β)-축으로부터 상기 추정된 쇄교자속을 이용하여 상기 각도 계산 블록에 의해 추정되는 단계;
상기 동기모터의 위치나 속도를 제어하기 위해서 계산된 회전자 위치를 컨트롤러에 입력하는 단계;
알파(α)-축 전류와 베타(β)-축 전류를 결정하고, 결정된 상기 알파(α)-축 전류와 상기 베타(β)-축 전류를 전류 예측 모델에 적용함으로써, 다음 시간 간격에서 고정자 전류값을 예측하는 단계; 그리고,
q-축 전류 및 d-축 전류를 예측하는 단계로, 예측된 q-축 전류는 아래 수식에 의하여 결정되며,

예측된 d-축 전류는 아래 수식에 의하여 결정되고,

여기에서,
와
는 N^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 전압들이며;

와
은 N^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 전류들이며;

와
는 (N+1)^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 전류들이며;

와
는 N^th 샘플링 인터벌에서 q-축과 d-축 쇄교자속들이며;

은 회전자 속도이고,
상기 방법은, N^th샘플링 인터벌하에서 고정자 전류값과 고정자 권선 전압을 결정하는 단계;
N^th 샘플링 인터벌하에서 결정된 고정자 전류값과 고정자 권선 전압을 기초하여 N+1^th 샘플링 인터벌하에서 상기 고정자 전류값을 예측하는 단계;
추정한 쇄교자속에서의 오차를 줄이기 위해서 상기 N+1^th 샘플링 인터벌하에서 예측한 고정자 전류값을 적용하는 단계를 더 포함하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 전달함수는 저역 통과 필터를 나타내는 방법.
삭제
제 1 항에 있어서, 상기 예측한 고정자 전류값에 고정자 저항값을 곱하는 단계, 및 추정한 강하 전압을 상기 고정자 권선상에서 발생시키는 단계를 더 포함하는 방법.
제 4 항에 있어서, 상기 고정자 권선의 전압은 상기 고정자 권선의 알파(α)-축 전압과 베타(β)-축 전압으로부터 상기 추정한 강하 전압을 차감하는 것에 의해서 얻어지는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 오차수정변수는 요구된 컨버전스 시간 내에 다중 속도 범위로 최소 오차를 달성하도록 선택되는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 전달함수에 도입된 상기 오차수정변수를 보상하기 위해서 상기 전달함수의 출력을 처리하는 단계는, 상기 동기모터의 회전자에 의해서 발생된 쇄교자속을 얻기 위하여 상기 오차수정변수에 의해서 도입된 오차를 줄이거나 제거하도록 보상하는 단계를 포함하는 방법.
제 1 항에 있어서, 추정한 쇄교자속을 발생시키는 단계는, 추정한 회전자 쇄교자속을 발생시키기 위하여, 고정자 상호 인덕턴스값에 예측된 고정자 전류를 곱하고 추정한 회전자 쇄교자속으로부터 곱한 고정자 상호 인덕턴스를 차감함으로써 추정한 쇄교자속을 계산하는 단계를 포함하는 방법.
제 8 항에 있어서, 알파(α)-축과 베타(β)-축으로부터 상기 추정한 쇄교자속을 기초하여 회전자 위상 각도를 추정하는 단계와, 추정한 회전자 위상 각도의 시간 도메인 파생으로서 회전자 주파수를 발생시키는 단계를 더 포함하는 방법.
제 1 항에 있어서, 상기 전달함수의 출력을 처리하는 단계는, 상기 오차수정변수로 인한 오차를 보상하기 위해서 상기 추정한 쇄교자속의 알파 성분과 베타 성분을 포함하는 보상 알고리즘을 사용하는 단계를 더 포함하며, 여기에서 크기 보상 알고리즘은 다음의 방정식:

에 의해서 표현되고,
여기에서, a는 오차수정변수이고

은 회전자 속도인 방법.
제 10 항에 있어서, 쇄교자속 복합 변수는 실제성분과 가상성분을 포함하며, 상기 쇄교자속 복합변수는 상기 오차수정변수로 인한 위상 오차를 보상하기 위해서 채용되고, 상기 쇄교자속 복합변수는 다음의 방정식:

에 의해서 표현되는 방법.
제 11 항에 있어서, 크기 보상과 위상 보상을 결합하는 단계를 더 포함하며, 상기 크기 보상과 상기 위상 보상의 결합은 다음의 방정식:

에 의해서 결정되고,
여기에서,
와
는 보상후에 쇄교자속의 알파성분과 베타성분이고,

와
는 보상전에 쇄교자속의 알파성분과 베타성분이고,
ω_r은 회전자 속도인 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 동기모터의 회전자의 속도의 함수로서 오차수정변수의 값을 변화시키는 단계;
소정의 초기 모터 기동 인터벌에 걸쳐서 빠른 컨버전스를 얻도록 구성된 오차수정변수의 제 1 값을 적용하는 단계; 그리고
상기 소정의 초기 모터 기동 인터벌 후에 상기 오차수정변수의 제 2 값을 적용하는 단계 - 상기 제 2 값은 플럭스 추정에서 오차를 줄이도록 구성됨 -;를 더 포함하는 방법.