KR101518798B1 - 편광 분할 다중화를 사용하는 광 데이터 송신 방법 - Google Patents

편광 분할 다중화를 사용하는 광 데이터 송신 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101518798B1
KR101518798B1 KR1020137027361A KR20137027361A KR101518798B1 KR 101518798 B1 KR101518798 B1 KR 101518798B1 KR 1020137027361 A KR1020137027361 A KR 1020137027361A KR 20137027361 A KR20137027361 A KR 20137027361A KR 101518798 B1 KR101518798 B1 KR 101518798B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
optical signal
optical
signals
signal
time
Prior art date
Application number
KR1020137027361A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20130136540A (ko
Inventor
올리비에 라이벌
프란체스코 바콘디오
Original Assignee
알까뗄 루슨트
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 알까뗄 루슨트 filed Critical 알까뗄 루슨트
Publication of KR20130136540A publication Critical patent/KR20130136540A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101518798B1 publication Critical patent/KR101518798B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/06—Polarisation multiplex systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/50—Transmitters
    • H04B10/516—Details of coding or modulation
    • H04B10/532—Polarisation modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/614—Coherent receivers comprising one or more polarization beam splitters, e.g. polarization multiplexed [PolMux] X-PSK coherent receivers, polarization diversity heterodyne coherent receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J14/00—Optical multiplex systems
    • H04J14/002—Coherencemultiplexing

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

광 데이터 송신 방법이 제안된다. 이 방법은 상이한 단계들을 포함한다. 광 신호들이 동일한 파장, 각 데이터 값들에 의존하여 변조되는 각 위상들 및 본질적으로 서로 직교하는 각 편광 상태들을 갖도록, 제 1 광신호와 제 2 광신호가 생성된다. 미리 결정된 변화를 갖는 편광 상태를 갖도록 광 신호들을 결합함으로써 결합된 광신호가 생성된다. 결합된 광신호는 광 송신 라인을 통해 송신되어 수신된다. 2개의 직교 편광 평면들을 따라 수신된 광 신호를 샘플링함으로써 2개의 시간-이산 샘플링된 신호들이 생성된다. 각 미리 결정된 변화를 나타내는 함수를 사용하여 시간-이산 샘플링된 신호들을 시간-이산 도메인 내에서 필터링함으로써 2개의 필터링된 신호들이 생성된다. 최종적으로, 각 데이터 값들이 필터링된 신호들로부터 도출된다.

Description

편광 분할 다중화를 사용하는 광 데이터 송신 방법{METHOD OF OPTICAL DATA TRANSMISSION USING POLARIZATION DIVISION MULTIPLEXING}
본 발명은 편광 분할 다중화를 사용하는 광 데이터 송신 방법에 관한 것이다.
광 데이터 송신에 있어서, 디지털 데이터는 송신 데이터 값들에 의존하여, 그리고 각 위상-시프트 키잉(PSK) 변조 방법의 성운 그림(Constellation Diagram)에 따라 광 파장의 위상을 변조함으로써 송신된다. 성운 그림의 각 점은 송신될 데이터 비트들의 유한 세트를 나타낸다. 송신될 데이터 비트들의 세트에 의존하여, 광 파장의 위상은 성운 그림의 각 점에 대응하도록 변경된다. 위상-시프트 키잉 변조 방법들에 대한 예들은, 대응하는 성운 그림의 각 점이 하나의 비트를 나타내는 이진 위상-시프트 키잉(BPSK), 또는 대응하는 성운 그림의 각 점이 두 개의 비트를 나타내는 직교 위상-시프트 키잉(QPSK)이다.
성운 그림의 한 점에 의해 표현된 비트들의 세트는 심볼로 불린다. 파장의 위상이 변화되고, 따라서 심볼들이 송신되는 레이트는 심볼 레이트로 불린다.
특정 광 파장의 PSK 변조를 통해 데이터를 송신하기 위한 데이터 레이트를 증가시키기 위하여, 편광 분할 다중화(PDM)로 불리는 기술이 사용될 수 있다. PDM에 있어서, 예컨대 동일한 파장이지만 각 직교 편광 상태들을 갖는 2 개의 광신호들은 예컨대 각 신호에서 별도로 QPSK를 독립적으로 사용하여 변조되고, 이후 결합되어, 이후 섬유 링크에 전파될 수 있는 단일 광신호를 형성한다.
수신측에서, 이들 두 개의 광신호들은, 서로 직교하는 2개의 편광 면들을 따라 결합된 신호로부터 초래되는 광학 필드를 샘플링함으로써, PDM 신호로부터 복원될 수 있다. 샘플링된 신호는 이후 이들로부터 각 심볼 값들을 도출하기 위하여 사용될 수 있다. 이들 심볼 값들로부터 각 데이터 값들이 디맵핑될 수 있다.
데이터 레이트를 추가로 증가시키기 위하여, PDM의 기술뿐만 아니라, 파장 분할 다중화(WDM)의 기술도 또한 적용될 수 있다 : PDM은 상이한 광 파장들의 상이한 광신호들에 독립적으로 적용되고, 이후 이들 광신호들은 동일한 광 섬유를 통해 송신된다. 수신측에서, 직교 편광 평면들을 따른 수신된 광신호들의 샘플링은 각각의 파장에 대해 수행된다.
비-이상적인 광 섬유를 통해 광신호들을 송신할 때, 교차-편광 또는 교차-위상 변조와 같은 상이한 효과들이 송신 왜곡들을 야기할 수 있고, 이러한 송신 왜곡들은 차례로 송신된 광신호들의 신호 열화를 초래한다. 이러한 신호 열화는, 수신측에서 샘플링된 신호들로부터 심볼 값들을 도출하고, 도출된 심볼 값들로부터 데이터 값들을 디-맵핑할 때, 송신된 데이터 값들의 에러들을 초래할 수 있다.
순방향 에러 정정(FEC)를 통해 송신된 데이터 값들을 보호하는 것은 일반적인 기술이다. 송신측에서 FEC 인코딩 알고리즘을 사용하여 데이터 값들을 비트들의 블록으로 인코딩하고, 이후 수신측에서 인가된 FEC 알고리즘에 따라 비트들의 수신된 블록을 디코딩함으로써, 수신측에서 발생하는 데이터 값들의 비트 에러들은 보상될 수 있다. FEC 알고리즘은 FEC 블록당 최대 수의 비트 에러들만을 정정할 수 있다.
본 발명자들은, PDM 및/또는 WDM의 상술한 기술들을 사용하여 데이터 값들을 송신할 때, 송신 왜곡들에 의해 야기된 비트 에러들의 수-또는 비트 에러 비율(BER)-는 시간에 걸쳐 일정하지 않음을 관찰하였다. 비트 에러들의 피크-또는 BER의 피크-는 비트 에러들의 버스트로 불린다. 이러한 버스트는 정정 가능한 비트들의 수가 초과되는 FEC 블록들을 초래할 수 있다. 그러므로, 송신된 데이터 값들은 FEC 디코딩 이후 수신측에서 정정되지 않은 상태로 유지될 수 있다. 그러므로, 본 발명의 목적은 데이터 송신의 알려진 방법을 개선하는 것이다.
광 데이터 송신의 방법이 제안된다. 이 방법은 상이한 단계들을 포함한다. 제 1 광신호와 제 2 광신호가 생성되되, 광신호들이,
- 동일한 파장,
- 각 데이터 값들에 의존하여, 그리고 위상-시프트 키잉 방법에 따라 변조되는 각 위상들,
- 본질적으로 서로 직교하는 각 편광 상태들을 갖도록, 제 1 광신호와 제 2 광신호가 생성된다.
제 1 및 제 2 광신호를 결합함으로써 결합된 광신호가 생성되되, 결합된 광신호가 미리 결정된 변화를 갖는 편광 상태를 갖도록, 결합된 광신호가 생성된다. 결합된 광신호는 광 송신 라인을 통해 송신되어 수신된다.
두 개의 직교 편광 평면들을 따라 수신된 결합된 광신호를 샘플링함으로써, 두 개의 시간-이산 샘플링된 신호들이 생성된다. 미리 결정된 변화를 나타내는 함수를 사용하여, 시간-이산 도메인에서 시간-이산 샘플링된 신호들을 필터링함으로써 두 개의 필터링된 신호들이 생성된다. 각 데이터 값들은 필터링된 신호들로부터 도출된다.
제안된 방법의 성취를 이해하기 위하여, 다음의 고려사항들이 고려되어야 한다.
이전에 요약한 바와 같이, 송신 왜곡은 교차-편광 변조 및/또는 교차-위상 변조와 같은 현상에 의해 야기될 수 있다.
교차-편광 변조는 동일한 파장의 광신호들에 대한 두 개의 편광 평면들 사이에서 발생하는 효과이다. 교차-위상 변조는 상이한 광 파장을 갖는 다른 광신호의 위상에 대한 특정 광 파장을 갖는 광신호의 영향을 기술하는 효과이다. 교차-편광 변조와 교차-위상 변조는 이들 자체가 예컨대 케르(Kerr) 효과와 같은 광 섬유의 비선형 영향들에 의해 야기된다. 이러한 비선형 효과들이 발생하는 정도는 섬유 내에서 존재하는 광신호들의 신호 전력에 의존한다. 광 데이터 송신을 위해 PDM 및/또는 WDM을 사용할 때, 다수의 광신호들이 동일한 섬유를 통해 송신된다. 각 송신된 광신호는 송신된 데이터에 의존하는 자신의 랜덤 특성을 구비하는 각 신호 전력을 갖는다. 그러므로, 상이한 광신호 전력들에 의해 야기된 비선형 효과들의 전체적인 합은 또한 랜덤 특성을 구비한다. 더욱이, 비선형 효과들의 전체적인 합은 또한 다수의 WDM 채널들의 편광의 각 랜덤한 시간에 따라 변화하는 상태들에 강하게 의존한다.
즉, 교차-편광 및 교차-위상 변조로부터 야기된 전체적인 송신 왜곡들은 일정하지 않고, 오히려 시간에 걸쳐 변화하며, 송신된 광신호들의 랜덤 특성에 의존하여 전체적인 랜덤 특성을 갖는다. 송신 왜곡들이 디-맵핑된 데이터 값들의 비트 에러들을 야기할 수 있기 때문에, 송신 왜곡들의 전체적인 랜덤 특성은 FEC 블록 도중의 비트-에러 버스트의 확률을 결정한다.
제안된 방법에 따라, 송신된 광신호는 미리 결정된 변화들을 구비한다. 편광 상태의 이러한 변화는 광신호의 랜덤 특성을 변화시키고, 랜덤 특성은 차례로 송신 왜곡들의 전체적인 랜덤 특성을 변화시킨다. 그러므로, 편광 상태의 제안된 변화는 비트-에러 버스트의 변경된 확률을 초래한다. 이를 통해, FEC 블록 도중에 감소된 수의 비트 에러들이 달성될 수 있다. 감수된 수의 비트 에러들은 FEC 블록에 대해 최대로 정정 가능한 에러들의 수보다 작을 수 있다.
추가 성취는, 광신호의 제안된 미리 결정된 변화가 심지어 심볼 레이트보다 높을 수 있는 레이트로 수행될 수 있다는 점이다. 이러한 성취를 이해하기 위하여, 수신측에서 샘플링된 신호들의 필터링은, 이들 필터링된 신호들로부터 데이터 값들을 도출하기 전에, 상세하게 고려되어야 한다.
편광된 신호가 비-이상적인 광 섬유를 통해 전파할 때, 편광 상태는 온도 영향, 기계적인 응력의 영향, 또는 다른 영향들로 인해 송신 단부로부터 수신 단부로 회전을 겪는다. 편광 상태의 이러한 회전은 시간상 느리게 변화하고, 두 개의 직교 편광 평면들을 따라 결합된 신호의 광학 필드를 샘플링하고, 적합한 등화 알고리즘를 사용하여 각 샘플링된 신호들을 필터링함으로써, 수신측에서 보상될 수 있다. 이러한 등화 알고리즘은, 필터 계수들을 결정할 수 있는 상태로 최종적으로 수렴하기 전에, 비-이상적인 광 섬유에 의해 야기된 편광 상태들의 회전 및/또는 다른 송신 왜곡이 최적화된 방식으로 보상될 수 있도록, 샘플들의 최소 수에 대응하는 시간의 최소 양을 필요로 한다. 수렴 시간의 이러한 최소 양은 단일 송신된 심볼 값의 시간 지속기간보다 상당히 더 크다. 따라서, 수신측에서 추가 조처들이 전혀 취해지지 않는다면, 최소 수렴 시간은 송신측에서 야기된 편광 상태의 미리 결정된 변화의 변화 레이트에 제한을 부과한다.
하지만, 제안된 해결책에 따라 송신측에서 야기된 미리 결정된 변화를 나타내는 함수가 수신측에서 알려져, 샘플링된 신호들을 필터링하기 위하여 사용된다면, 편광 상태들의 미리 결정된 변화의 변화 레이트는 최소 수렴 시간을 초과할 수 있다. 가능하게, 편광 상태의 미리 결정된 변화의 변화 레이트는 심지어 심볼 레이트만큼 높을 수 있다.
즉, 미리 결정된 변화를 나타내는 함수를 아는 것 및 사용하는 것은, 등화 알고리즘이, 편광 상태가 심지어 변하는 레이트로 송신측에서 변하여, 편광 상태가 최소 수렴 시간 도중에 변한다 할지라도, 광 섬유에 의해 야기된 편광 상태의 회전을 보상하기 위한 최적화된 필터 계수들을 결정하는 것을 가능케 한다.
심지어 심볼 레이트만큼 높을 수 있는 레이트로 편광 상태를 변화시키는 것은 송신 왜곡의 전체적인 랜덤 특성의 더 큰 변화를 허용한다. 발생하는 송신 왜곡들은 따라서 FEC 블록의 송신 지속기간 도중에 보다 더 자유롭게 변할 수 있고, 이는 차례로 수신측에서 비트 에러 버스트의 위험을 감소시키는 것을 가능케 한다. 그러므로, 정정할 수 없는 에러들의 수로 FEC 블록을 구성하는 데이터 값들을 수신하는 위험은 감소될 수 있다.
도 1은 제 1 실시예에 따른 광 수신 디바이스 및 제 1 실시예에 따른 광 수신 디바이스를 도시하는 도면.
도 2는 제 2 실시예에 따른 광 송신 디바이스를 보다 더 상세하게 도시하는 도면.
도 3은 제 3 실시예에 따른 광 송신 디바이스를 보다 더 상세하게 도시하는 도면.
도 4는 제 2 실시예에 따른 광 수신 디바이스를 보다 더 상세하게 도시하는 도면.
도 1은 제 1 실시예에 따른 광 송신 디바이스(TD) 및 제 1 실시예에 따른 광 수신 디바이스(RD)를 도시한다.
송신 디바이스(TD)는 이제 상세하게 설명되는 바와 같이 광신호(o1m(t))와 광신호(o2m(t))를 생성한다.
송신 디바이스(TD)는 데이터 값들(x(k) 및 y(k))을 수신한다. 송신 디바이스(TD)는 데이터 값들(x(k))에 의존하여 그리고 위상-시프트 키잉 방법에 따라 광신호(o1(t))의 위상을 변조하기 위하여 변조 디바이스(MD)를 포함한다. 더욱이, 송신 디바이스(TD)는 데이터 값들(x(k))에 의존하여 그리고 위상-시프트 키잉 방법에 따라 광신호(o2(t))의 위상을 변조하기 위하여 변조 디바이스(MD)를 포함한다.
광신호들(o1(t) 및 o2(t))은 동일한 파장을 갖는 단색 광신호들이다. 더욱이 광신호들(o1(t) 및 o2(t))은 서로 직교하는 각 편광 상태들을 구비한다.
광신호(o1(t))의 변조로부터 초래되는 신호는 광신호(o1m(t))이다. 광신호(o2(t))의 변조로부터 초래되는 신호는 광신호(o2m(t))이다.
결합된 광신호(oc(t))가 미리 결정된 변화를 갖는 편광 상태를 구비하도록, 광신호들(o1m(t) 및 o2m(t))을 결합함으로써, 결합된 광신호가 생성된다. 편광 상태의 변화는 송신 디바이스(TD)에 의해 제어되는 미리 결정된 변화으로서 선택된다.
바람직하게, 송신 디바이스(TD)는, 결합된 광신호(ocm(t))에 작용하는 파라데이 회전자 또는 전압-제어 파장판과 같은 광학 디바이스(OPV)를 제어함으로써, 미리 결정된 방식으로 편광 상태들을 변화시킨다. 이것은 제 2 실시예에 관해 상세하게 설명된다.
대안적인 해결책으로서, 송신 디바이스(TD)는 도 1에 도시되지 않은 시간-이산 필터들을 제어함으로써, 신호들(o1m(t) 및 o2m(t))의 편광 상태들을 미리 결정된 방식으로 변화시키는데, 필터들은 데이터 값들(x(k) 및 y(k)) 또는 데이터 값들(x(k) 및 y(k))로부터 도출된 시간-이산 값들을 필터링한다. 필터링된 데이터 값들(x(k) 및 y(k)) 또는 데이터 값들(x(k) 및 y(k))로부터 도출된 시간-이산 값들은 이후 신호들(o1(t) 및 o2(t))을 변조하기 위하여 사용된다.
결합된 광신호(oc(t))는 광 송신 라인(OTL)을 통해 송신된다.
광 수신 디바이스(RD)는 광학 인터페이스(OIF)에서 송신된 신호들(oc(t))을 수신한다. 디지털-아날로그 변환기(DAC)는, 두 개의 직교 편광 평면들을 따라 수신된 광신호(oc(t))를 샘플링함으로써, 두 개의 시간-이산 샘플링된 신호들(u1(l) 및 u2(l))을 생성한다. 바람직하게, 두 개의 시간-이산 샘플링된 신호들(u1(l) 및 u2(l))의 생성은 주파수 도메인에서 수신된 광신호(oc(t))를 시프트하기 위한, 수신된 광신호(oc(t))와 반송파 신호(cs(t))의 위상-간섭 하이브리드 혼합을 포함한다. 이후, 주파수 시프트된 광신호(oc(t))는 두 개의 직교 편광 평면들을 따라 샘플링된다. 이것은, 주파수 시프트된 광신호가 샘플링되는 샘플링 레이트가, 광신호들(o1mpv(t) 및 o2mpv(t))을 직접 샘플링할 때보다 저 작은 레이트로 선택될 수 있는 장점을 갖는다. 반송파 신호(cs(t))는 필수적으로 광신호(oc(t))의 파장과 동일한 파장을 갖는 연속적인 파의 광신호인 것이 바람직하다.
신호 처리 알고리즘을 수행하는 디지털-신호 프로세서 또는 프로그램된 필드 프로그램어블 게이트 어레이와 같은 시간-이산 필터링 유닛(F)은 시간-이산 샘플링된 신호들(u1(l) 및 u2(l))을 필터링함으로써 필터링된 신호들(fs1(l) 및 fs2(l))을 생성한다. 이러한 필터링을 위하여, 필터링 유닛(F)은 송신 디바이스(TD)에서 야기된 신호들(o1mpv(t) 및 o2mpv(t))의 편광 상태들의 미리 결정된 변화들을 나타내는 함수(fopv(l))를 사용한다. 이러한 시간-이산 함수(fopv(l))를 사용하여, 디바이스(RD)의 필터링 유닛(F)은 송신 디바이스(TD)에서 야기된 편광 상태의 미리 결정된 변화를 필수적으로 보상할 수 있다. 함수(fopv(l))는 미리 결정된 함수이다. 더욱이, 함수(fopv(l))는 송신 디바이스(TD)에서 야기된 편광 상태의 미리 결정된 변화를 기술하는 결정론적인 함수이다.
필터링 유닛(F)에 의해 수행된 필터링의 단계는 바람직하게 비-이상적인 광 섬유들에 의해 야기된 선형 송신 왜곡들을 최적화된 방식으로 보상하기 위하여, 등화 알고리즘을 사용하여 샘플링된 신호들(u1(l) 및 u2(l))을 시간-이산 필터링하는 단계를 포함한다. 이러한 송신 왜곡의 예는 비-이상적인 광 섬유에 의해 야기된 편광 상태들의 회전이다.
신호 처리 알고리즘을 수행하는 디지털-신호 프로세서 또는 프로그램된 필드 프로그램어블 게이트 어레이가 될 수 있는 도출 유닛(D)은 필터링된 신호(fs1(l))로부터 추정된 데이터 값들(x'(k))과 필터링된 신호(fs2(l))로부터 추정된 데이터 값들(y'(k))을 도출한다.
필터링 유닛(F)과 도출 유닛(D)은 별도의 디바이스들로서 제공될 수 있거나, 또는 대안적으로 하나의 일체형 디바이스로 제공될 수 있다.
신호들(o1(t) 및 o2(t))이 최소화된 대역폭을 가져, 이들이 단일 파장을 갖는 것으로 간주될 수 있다는 점에서 이들은 단색이다.
제안된 방법은, 이전에 상세하게 기술되었고, 다음과 같이 요약될 수 있는 다음의 장점들 중 하나 이상을 성취할 수 있다:
- 편광 상태의 미리 결정된 변화는 광신호들의 랜덤 특성을 변화시키고, 이는 차례로 송신 왜곡들의 전체적인 랜덤 특성을 변화시킨다; 따라서, 편광 상태의 제안된 미리 결정된 변화는 비트-에러 버스트의 변경된 확률을 초래하고, 이에 의해 FEC 블록 도중에 비트 에러들의 감소된 수가 성취될 수 있다; 비트 에러들의 감소된 수는 FEC 블록에 대해 최대 정정 가능한 에러들의 수보다 작을 수 있다.
- 송신측에서 야기된 미리 결정된 변화를 나타내는 함수(fopv(l))는 수신측에 알려져, 샘플링된 신호들을 필터링하기 위하여 사용되고, 편광 상태의 미리 결정된 변화의 변화 레이트는 등화 알고리즘의 최소 수렴 시간을 초과할 수 있다; 이것은 더 큰 자유도로 송신 왜곡들의 전체적인 랜덤 특성에 영향을 미치는 것을 가능케 하고, 이것은 차례로 수신측에서 비트 에러 버스트의 위험을 줄이는 것을 허용한다.
도 2는 이제 상세하게 기술되는, 제 2 실시예에 따른 광 송신 디바이스(TD1)를 도시한다. 디바이스(TD1)는 데이터 값들(x(k)) 및 데이터 값들(y(k))을 수신한다. 데이터 값들(x(k) 및 y(k))은 바람직하게 데이터 비트들이고, 이들은 도 2에 도시되지 않은 적어도 하나의 FEC 인코딩 유닛에 의해 제공된다. FEC 인코딩 유닛은 디바이스(TD1)의 일체형 부분일 수 있거나, 또는 디바이스(TD1)가 적어도 하나의 데이터 인터페이스를 통해 연결되는 별도의 디바이스의 부분일 수 있다. 데이터 값들(x(k) 및 y(k))은 시간-이산 FEC 인코딩된 데이터 비트들이고, 시간-이산 색인(k)을 갖는다.
데이터 값들(x(k) 및 y(k))은 송신 디바이스(TD1)에서 데이터 레이트(fDR)로 수신된다. N개의 연속적인 데이터 값들(x(k))의 시퀀스는
fB = FDR / N
의 블록 레이트(fB)를 갖는 FEC 블록을 형성한다.
디바이스(TD1)는 적어도 하나의 신호 처리 유닛(SPU1)을 포함한다. 신호 처리 유닛(SPU1)은 적어도 하나의 맵핑 유닛(MU1, MU2)과 적어도 하나의 디지털-아날로그 변환기(DAC1, DAC2)를 포함한다.
맵핑 유닛(MU1)은 데이터 값들(x(k))을 PSK 변조 방식의 성운 점들에 맵핑함으로써 심볼 값들(ex(k'))을 생성한다. 맵핑 유닛(MU2)은 데이터 값들(y(k))을 위상-시프트 키잉 변조 방식의 성운 점들에 맵핑함으로써 심볼 값들(ey(k'))을 생성한다. 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))은 시간-이산 색인(k')을 갖는 시간-이산 값들이다.
M 개의 연속적인 데이터 값들(x(k))의 세트를 취하고, 심볼 값(ex(k'))으로, M 개의 데이터 값들의 이러한 세트를 나타내는 PSK 변조 방식의 성운 점을 선택함으로써 맵핑이 수행된다. 데이터 값들(y(k))로부터 심볼 값들(ey(k'))을 생성하기 위하여 동일한 맵핑이 수행된다. 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))은
fSYM = fDR / M
의 심볼 레이트(fSYM)을 갖는다.
본 애플리케이션에 있어서, PSK 변조 방법의 의미는 신호의 위상 및/또는 진폭이 송신된 데이터 값들에 의존하여 변조되는 방법들을 포함한다. 신호의 위상만이 변조되는 변조 방법의 예들은 BSPK 또는 QPSK 변조 방법이다. 신호의 위상 및 진폭이 변조되는 PSK 변조 방법의 예는 직교-진폭 변조(QAM) 방법이다.
BPSK의 변조 방법이 사용되는 경우, 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))은 시간-이산 실수 값들이고, 바람직하게는 -1 또는 +1의 가능한 값들을 갖는다. QPSK와 같은 변조 방법이 사용되는 경우, 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))은 시간-이산 복소 값들이고, 바람직하게는
Figure 112013093702504-pct00001
의 가능한 값들을 갖고, 여기에서
Figure 112013093702504-pct00002
이다.
심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))의 실수 부분(Re{ex(k')}, Re{ey(k')})은 특정 송신 주파수와 0의 위상 시프트를 갖는 코사인 신호의 진폭을 나타내는 반면, 심볼 값들(ex(k'), ey(k'))의 허수 부분(Im{ex(k')}, Im{ey(k')})은 동일한 특정 송신 주파수와 0의 주파수 시프트를 갖는 사인-신호를 나타낸다. 심볼 값들(ex(k'))에 의존하는 송신 주파수를 갖는 실제 송신 신호의 위상 변조는,
- 송신 주파수, 0의 위상 시프트, 및 실수 부분(Re{ex(k')})에 비례하는 진폭을 갖는 코사인-신호를 생성하고,
- 송신 주파수, 0의 위상 시프트, 및 허수 부분(Im{ex(k')})에 비례하는 진폭을 갖는 사인-신호를 생성하고,
- 최종적으로 위상-변조된 송신 신호를 얻기 위하여 생성된 코사인-신호와 생성된 사인-신호를 중첩시킴으로써, 수행된다.
제안된 송신 디바이스(TD1)에서 이러한 원리가 사용되는 방법이 이제 상세하게 설명된다.
심볼 값들(ex(k'))은 처리 유닛(SPU1)의 맵핑 유닛(MU1)으로부터 디지털 아날로그 변환기(DAC1)로 전달된다. 변환기(DAC1)는 심볼 값(ex(k'))의 실수 부분(Re{ex(k')})을 결정하고, 결정된 실수 부분(Re{ex(k')})에 비례하는 진폭을 갖는 시간-연속적인 전기 신호(ex1(t))를 생성한다. 더욱이, 심볼 값(ex(k'))이 복소 값인 경우, 변환기(DAC1)는 또한 심볼 값(ex(k'))의 허수 부분(Im{ex(k')})을 결정하고, 결정된 허수 부분(Im{ex(k')})에 비례하는 진폭을 갖는 시간-연속적인 전기 신호(ex2(t))를 생성한다. 신호들(ex1(t), ex2(t))의 색인(t)은 연속 시간을 나타낸다. 전기 신호들(ex1(t), ex2(t))은 수 기가헤르쯔(GHz)의 범위 내에 놓이는 것이 바람직한 주파수(fE)를 갖는다.
전기 신호들(ex1(t), ex2(t))은 신호 처리 유닛(SPU1)으로부터 광 처리 유닛(OPU1)으로 전달된다. 광 처리 유닛(OPU1)은 적어도 두 개의 주파수 생성기들(FG1, FG2, FG3, FG4), 적어도 하나의 광신호 생성기(OSG), 적어도 두 개의 변조 디바이스들(MD1, MD2, MD3, MD4), 적어도 하나의 광 편광 결합기(OPC), 적어도 하나의 광 편광 베리에이터(OPV1, OPV2) 및 적어도 하나의 광 인터페이스(OIF)를 포함한다.
광 처리 유닛(OPU1)에서, 신호(ex1hf(t))는 변조 디바이스(MD1)로 전달되는 반면, 신호(ex2(t))는 변조 디바이스(MD2)로 전달된다. 변조 디바이스들(MD1, MD2)은 마흐-젠더(Mach-Zehnder) 변조기들인 것이 바람직하다.
광 처리 유닛(OPU1)은 레이저(L)를 포함하는 광신호 생성기(OSG)를 포함한다. 레이저(L)는 단색 광신호(os(t))를 생성한다. 신호(os(t))는 수 테라헤르쯔(THz)의 범위 내에 놓이는 것이 바람직한 주파수(fO)를 갖는다. 신호(os(t))는 선형으로 편광된 광신호이고, 따라서 선형 편광 상태를 갖는다. 선형 편광된 광신호를 생성하기 위하여, 광 신호 생성기(OSG)는 레이저(L)에 결합된 선형 편광 필터를 포함할 수 있다. 신호(os(t))는 레이저(L)로부터 광신호 생성기(OSG) 내에 포함된 광분할 디바이스(OSD)로 전달된다. 분할 디바이스(OSD)는 광신호(os(t))를 두 개의 광 신호들(os1(t) 및 os2(t))로 분할하여, 신호(os1(t))의 선형 편광 상태가 필수적으로 신호(os2(t))의 선형 편광 상태와 직교하게 된다. 신호(os1(t))는 광신호 생성기(OSG)에 의해 광분할기(OS)에 제공되고, 광분할기는 신호(os1(t))을 변조 디바이스들(MD1 및 MD2)에 제공한다. 신호(os2(t))는 광신호 생성기(OSG)에 의해 광분할기(OS)에 제공되고, 광분할기는 신호(os2(t))를 변조 디바이스(MD3 및 MD4)에 제공한다.
변조 디바이스(MD1)는 전기 신호(ex1hf(t))의 진폭에 의존하여 광 신호(os1(t))의 진폭을 변조함으로써 광신호(os1r(t))를 생성한다. 변조 디바이스(MD2)는 전기 신호(ex2hf(t))의 진폭에 의존하여 광 신호(os2(t))의 진폭을 변조함으로써 광신호(os1i(t))를 생성한다. 신호(os1i(t))의 위상은 위상 시프터(PS1)를 사용하여 π/2의 시프트만큼 시프트되는데, 이는 코사인 신호를 사인 신호로 변화시키는 것과 등가이다. 신호들(os1r(t), os1i(t))은 이후 광 결합기(OC1)에 의해 광신호(osout1(t))로 결합된다. 신호(os1r(t))는 신호(osout1(t))의 실수 부분을 나타내는 반면, 신호(os1i(t))는 신호(osout1(t))의 허수 부분을 나타낸다.
위의 내용을 요약하면 : 심볼 값(ex(k'))이 사용되어, 전기 신호(ex1(t))를 생성하는데, 이의 진폭은 심볼 값(ex(k'))의 실수 부분(Re{ex(k')})에 비례한다. 이후, 단색 광신호(os1(t))의 진폭은 신호(ex1(t))에 의해 변조되는데, 이는 단색 광신호(os1r(t))를 초래한다. 따라서, 신호(os1r(t))는 위상 변조된 신호(osout1(t))의 실수 부분을 나타낸다. 더욱이, 심볼 값(ex(k'))이 사용되어, 전기 신호(ex2(t))를 생성하는데, 이의 진폭은 심볼 값(ex(k'))의 허수 부분(Im{ex(k')})에 비례한다. 이후 단색 광 신호(os1(t))의 진폭은 신호(ex2(t))에 의해 변조되는데, 이는 단색 광신호(os1i(t))를 초래한다. 따라서, 신호(os1i(t))는 위상 변조된 신호(osout1(t))의 허수 부분을 나타낸다.
위상 변조된 신호(osout1(t))를 얻기 위하여, 데이터 값들(x(k))이 사용되어 심볼 값(ex(k'))을 생성하는 방식과, 광신호(os1(t))의 위상이 심볼 값들(ex(k'))에 의존하여 변조되는 또 다른 방식이 위에서 상세하게 설명되었다. 심볼 값들(ex(k'))은 데이터 값들(x(k))을 사용하여 생성되므로, 광신호(os1(t))는 또한 데이터 값들(x(t))에 의존하여 변조된다. 유사한 방식으로, 도 2에 도시된 바와 같이, 위상 변조된 신호(osout2(t))를 얻기 위하여, 데이터 값들(y(k))이 사용되어, 심볼 값들(ey(k'))을 생성하고, 심볼 값들(ey(k'))에 의존하여 광신호(os1(t))를 변조시킨다. 심볼 값들(ey(k'))은 데이터 값들(y(k))을 사용하여 생성되고, 따라서 광신호(os2(t))는 데이터 값들(y(k))에 의존하여 변조된다.
신호들(osout1(t) 및 osout2(t))은 광 편광 결합기(OPC)에 의해 결합된 광신호(soout(t))로 결합되어, 이들의 편광 상태들이 보존된다. 따라서, 결합된 신호(osout(t))는 두 개의 신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))로 구성되고, 이들의 편광 상태들은 서로 직교한다.
시간-의존 함수(r1(t))는 디바이스(TD1)에 제공된다. 함수(r1(t))는 미리 결정된 시간-의존 신호이다. 신호(osout(t))의 선형 편광 상태들은 이러한 미리 결정된 결정론적인 함수(r1(t))에 의존하여 변한다. 편광 상태의 변화는 미리 결정된 변화들이다. 이러한 편광 변화의 결과는 결합된 신호(osout'(t))이다. 광신호의 편광 상태를 변화시키는 것은 소위 말하는 존스 행렬(Jones Matrix)을 사용하여 기술될 수 있다. 이의 가능한 수학적 기술이 이제 상세하게 제공된다.
예컨대, 신호 성분(osout1(t))은 선형 편광 상태를 갖는 신호이다. 따라서, 데카르트 좌표계를 참조할 때, 신호(osout1(t))는 배타적으로 x-평면 내에 놓이는 전기장(EX(t))을 갖는 전자기파로서 기술될 수 있다. 또한, 신호 성분(osout2(t))은 배타적으로 y-평면 내에 놓이는 전기장(EY(t))을 갖는 전자기파로서 기술될 수 있다. 편광 상태들의 제안된 변화의 예로서, 결합된 신호들(osout(t))의 선형 편광 상태의 회전이 수행되어, 신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))의 편광 상태들은 서로 직교 상태로 유지된다. 즉, 신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))의 편광 평면들은 동일한 각도로 회전된다. 또한 결합된 신호(osout(t))의 편광 상태는 변화되어, 신호들(osout1(t) 및 osout2(t))의 신호 에너지들이 보존된다.
최종 신호(osout'(t))의 최종 신호 성분들(
Figure 112013093702504-pct00003
)은 다음의 수학식
Figure 112013093702504-pct00004
에 의해 기술될 수 있는데, 위 수학식에서, U는
Figure 112013093702504-pct00005
의 형태을 갖는 존스 행렬로 불리는 신호 변환 행렬이다.
여기에서, 계수,
- uXX는 파(EX(t))의 파(
Figure 112013093702504-pct00006
)에 대한 기여를 결정하고,
- uYX는 파(EY(t))의 파(
Figure 112013093702504-pct00007
)에 대한 기여를 결정하고,
- uXY는 파(EX(t))의 파(
Figure 112013093702504-pct00008
)에 대한 기여를 결정하고,
- uYY는 파(EY(t))의 파(
Figure 112013093702504-pct00009
)에 대한 기여를 결정한다.
신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))의 편광 상태들이 서로 직교 상태로 유지되는 것을 보장하고, 신호 에너지들이 보존되는 것을 보장하기 위하여, 신호 변환 행렬(U)은 단위 행렬로서 선택된다. 따라서, 결합된 신호(osout(t))의 편광 상태의 미리 결정된 변화는 단위 신호 변환 행렬을 사용하는 결합된 전자기장의 신호 변환을 통해 기술될 수 있다.
도 2에 관해 기술된 이러한 제 2 실시예에 있어서, 결합된 신호들의 편광 상태는 적어도 하나의 광 편광 베리에이터(OPV1)을 사용하여 변화된다. 신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))을 갖는 결합된 입력 신호(osout(t))는 광 신호(osout'(t))를 생성하는 광 편광 베리에이터(OPV1)에 제공된다.
광 편광 베리에이터(OPV1)는 파라데이 회전자(FR)인 것이 바람직하다. 파라데이 회전자는 광신호의 편광 상태를 각도(α)만큼 회전시키는 광섬유로 이루어진다. 각도(α)는 광섬유를 둘러싸는 자기장(B)에 선형적으로 의존한다. 섬유 주위를 금속 코일로 감싸고, 코일을 통해 전류(I(t))를 보낼 때, 광섬유를 둘러싸는 자기장(B)은 전류(I(t))의 선형 함수이다. 따라서, 전류(I(t))를 미리 결정된 결정론적인 함수로서 선택할 때, 각도(α)는 또한 전류(I(t))의 시간-의존적이고 선형인 미리 결정된 함수이다. 전류(I(t))에 대한 α(t)의 의존성을 기술하는 정확히 미리 결정된 함수는, 코일의 크기, 광섬유 및 광섬유의 소위 베르데트(Verdet) 상수를 알고 있다면, 쉽게 결정될 수 있다.
파라데이 회전자(FR)에 의해 야기된 편광 상태들의 신호 변환은 다음의 행렬을 통해 기술될 수 있다.
Figure 112013093702504-pct00010
따라서, 파라데이 회전자를 제어하는 전류(I(t))를 미리 결정된 시간-의존 함수(r1(t)=I(t))로 선택함으로써, 신호들(osout1(t) 및 osout2(t))의 편광 상태들은 미리 결정된 방식으로 함수(r1(t))에 의존하여 변화된다. 각도(α)는
Figure 112013093702504-pct00011
와 같이 미리 결정된 함수(r1(t))의 직접적인 미리 결정된 함수이고, 추가로 신호 변환 행렬(UFR)은
Figure 112013093702504-pct00012
와 같이 r1(t)의 직접적인 미리 결정된 함수이다.
파라데이 회전자의 신호 변환 행렬(UFR)은 오로지 실수 부분만을 포함한다. 따라서, 신호들(osout(t))의 선형 편광 상태의 변화는 편광 상태들의 각도(α)만큼의 회전으로서 해석될 수 있다. 이것은 극 좌표들{r,θ,φ}로 기술된 푸앙카레구(Poincare Sphere)상의 편광 상태들의 표현을 각도(Δθ=α)만큼 변화시키는 것과 등가이다.
시간-의존 함수(r1(t))가 변화하는 레이트(fr1)는 신호(osout(t))의 편광 상태가 변화하는 레이트를 결정한다. 바람직하게, 시간-의존 함수(r1(t))는 FEC 블록 레이트(fB)보다 큰 레이트(fr1)로 변화된다. 시간-의존 함수(r1(t))는 FEC 블록 레이트(fB)와 심볼 레이트(fSYM)에 의해
Figure 112015034295902-pct00013
으로 한정된 범위 내에 놓이는 레이트(fr1)로 변화되는 것이 바람직한데, 이러한 범위는 이러한 레이트(fr1)에서 신호(osout(t))의 편광 상태의 변화를 초래한다. 심지어 심볼 레이트(fSYM)만큼 높을 수 있는 값을 갖는 레이트(fr1)에서 편광 상태의 변화가 가능하게 이루어질 수 있는데, 그 이유는 제안된 방법에 따라, 수신측에, 시간-의존 함수(r1(t)) 및, 수신된 광 신호로부터 광 신호(osout(t))의 추정치들을 도출하기 위한 편광 상태와 함수(r1(t)) 사이의 의존성(UFR)이 제공되기 때문이다. 이러한 도출은 수신 디바이스의 제안된 실시예를 참조하여 아래에서 추가로 기술된다.
결합된 광신호(osout(t))의 편광 상태를 변화시켜, 푸앙카레 구상의 편광 상태의 표현이 또한 각도(Δφ)만큼 변화하는 것이 바람직하다면, 대응하는 신호 변환 행렬(U)은 복소 요소들을 포함하여야 한다. 이를 성취하기 위하여, 신호(osout'(t))는 출력 신호(osout''(t))를 생성하는 전압 제어 파장판(VCW)에 제공된다.
전압 제어 파장판(VCW)은 전기장(E)에 노출되는 결정 매체로 이루어지는 광학 요소이다. 전기장(E)은 수정 매체(crystal medium)를 둘러싸는 커패시터에 의해 야기될 수 있다. 결정 매체 내에서, 포켈스 효과(Pockels effect)가 발생하는데, 이 효과는 결정의 한 방향으로 광 굴절률의 변조를 야기하는 선형 전기-광학 효과이다. 광 굴절률의 변조는 결정 매체가 노출된 전기장(E)에 대해 선형으로 의존한다. 언급된 방향에서의 광 굴절률의 변조는, 언급된 방향과 일치하는 한 축 위에 놓이는 광신호 성분과 언급된 방향에 직교하는 한 축 위에 놓이는 다른 신호 성분 사이의 선형 위상 시프트(Δφ)를 야기한다. 위상 시프트(Δφ)는 전기장(E)에 선형으로 의존하고, 따라서 커패시터에 작용하는 전압(V)에 선형으로 의존한다.
x-평면 위에 놓이는 전기장 성분(EX(t))과 y-평면 위에 놓이는 다른 전기장 성분(EY(t))를 통해 전압 제어 파장판(VCW)의 전자기파에 대한 영향을 기술하는 최종 신호 변환 행렬(UVCW)은 다음과 같이 주어진다.
Figure 112013093702504-pct00014
이것은 극 좌표들{r,θ,φ}로 기술된 푸앙카레구(Poincare Sphere)상의 신호 성분들의 편광 상태들의 표현을 각도(Δφ)만큼 변화시키는 것과 등가이다.
위에서 이전에 언급한 바와 같이, 각도(Δφ)는 전압 제어 파장판(VCW)의 커패시터에 작용하는 전압(V)에 선형으로 의존한다. 따라서, 제공된 미리 결정된 시간-의존 함수(r2(t))로서 전압(V)을 V(t)=r2(t)로 선택함으로써, 전압 제어 파장판(VCW)을 통과하는 광신호의 편광 상태는 제공된 시간-의존 함수(r2(t))에 의존하여 미리 결정된 방식으로 변화된다. 그러므로, 광신호(osout(t))의 편광 상태는 제공된 시간-의존 함수(r2(t))에 의존하여 미리 결정된 방식으로 변화된다. 전압(V(t))과 각도(Δφ) 사이의 정확한 선형의 미리 결정된 의존성은 전압 제어 파장판(VCW)의 크기에 의존하고, 광학 요소의 당업자에 의해 쉽게 결정될 수 있다.
파라데이 회전자(FR)와 전압 제어 파장판(VCW)에 의해 야기된 광신호의 편광 상태의 전체적인 미리 결정된 변화는 다음과 같은 전체적인 신호 변환 행렬(UO)을 통해 기술될 수 있는데,
Figure 112013093702504-pct00015
위 행렬은 제공된 함수들(r1(t) 및 r2(t))을 사용하여 전체적인 푸앙카레 구를 통해 편광 상태의 미리 결정된 변화를 허용한다.
바람직하게, 시간-의존 함수(r2(t))는 FEC 블록 레이트(fB)보다 큰 레이트(fr2)로 변화된다. 바람직하게, 시간-의존 함수(r2(t))는 FEC 블록 레이트(fB)와 심볼 레이트(fSYM)에 의해
Figure 112015034295902-pct00016
으로 한정된 범위 내에 놓이는 레이트(fr2)로 변화된다.
도 2에 관해 기술된 실시예에 있어서, 두 개의 디바이스들(FR, VCW)은 제공된 함수들(r1(t) 및 r2(t))에 의존하여 미리 결정된 방식으로 푸앙카레 구를 통한 편광 상태를 변화시키기 위하여 사용된다. 대안적인 해결책으로서, 오로지 하나의 디바이스(FR)가 오로지 하나의 제공된 함수(r1(t))에 의존하여 푸앙카레 구를 통한 편광 상태를 변화시키기 위하여 사용된다. 즉, 편광 상태는 적어도 하나의 제공된 미리 결정된 결정론적인 시간-의존 함수(r1(t), r2(t))에 의존하여 변화된다.
출력 신호(osout''(t))는 전압 제어 파장판(VCW)에 의해 광 인터페이스(OIF)에 제공된다. 광 인터페이스(OIF)는 출력 신호(osout''(t))를 송신 신호(ost(t))로서 광 섬유에 송신하기 위하여 광 섬유에 연결될 수 있다.
이러한 제 2 실시예에 있어서, 미리 결정된 결정론적인 시간-의존 시간-연속 함수들(r1(t) 및 r2(t))은 전류(r1(t)=I(t)) 형태 및 전압(r2(t)=V(t)) 형태의 전기 신호들로서 전기 디바이스(ED)에 의해 광 편광 베리에이터들(OPV1, OPV2)에 제공된다. 전기 디바이스(ED)는 송신 디바이스(TD1) 내에 포함되고, 바람직하게는 또한 광 처리 유닛(OPU1)의 일체형 부분이다. 즉, 이러한 제 2 실시예에 있어서, 전기 디바이스(ED)는 적어도 하나의 시간-의존 함수(r1(t), r2(t))를 제공하는 프로비저닝 디바이스이다.
송신 디바이스(TD1)의 이러한 제 2 실시예에 있어서, 편광 상태의 미리 결정된 변화는, 광신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))을 포함하는 결합 광 신호(osout(t))의 광신호 변경을 통해 광학 도메인 내에서 수행된다. 이것은 광 편광 베리에이터들(OPV1, OPV2)을 사용하여 이루어진다.
위에서 기술한 실시예에 있어서, 송신 디바이스(TD1)는 QPSK와 같은 변조 방식을 사용할 때 2개의 복소 심볼 값 스트림들(ex(k') 및 ey(k'))의 처리를 허용하기 위하여 4개의 주파수 생성기들(FG1, FG2, FG3, FG4), 4 개의 변조 디바이스들(MD1, MD2, MD3, MD4) 및 두 개의 위상 천이기들(PS1, PS2)을 포함한다. BPSK가 변조 방식으로 사용되는 경우, 심볼 값들(ex(k'), ey(k'))은 허수 성분이 없는 오로지 실수 값이 될 수 있다. 이 경우, 주파수 생성기들(FG2 및 FG4), 변조 디바이스들(MD2 및 MD4) 및 위상 천이기들(PS1, PS2)은 쓸모없을 것이고, 따라서 송신 디바이스(TD1) 내에 포함되지 않는다.
위에서 기술한 실시예에 있어서, 송신 디바이스(TD1)는 두 개의 독립적인 맵핑 유닛(MU1 및 MU2)을 포함한다. 대안적인 해결책으로서, 두 개의 맵핑 유닛(MU1 및 MU2)은 하나의 단일 맵핑 유닛으로 제공될 수 있다.
위에서 기술한 실시예에 있어서, 송신 디바이스(TD1)는 두 개의 디지털 아날로그 변환기(DAC1 및 DAC2)를 포함한다. 대안적인 해결책으로서, 두 개의 디지털 아날로그 변환기(DAC1 및 DAC2)는 하나의 단일 디지털 아날로그 변환기로서 제공될 수 있다.
위에서 기술한 실시예에 있어서, 광신호들(os1(t) 및 os2(t))은 본질적으로 서로 직교하는 편광 상태들을 갖는 신호들로서 광신호 생성기(OSG)에 의해 제공된다. 이후, 신호들(osout1(t) 및 osout2(t))은 각 편광 상태들을 갖는 신호들(os1(t) 및 os2(t))로부터 도출된다. 이후, 신호들(osout1(t) 및 osout2(t))은 결합기(OPC)에 의해 신호(osout(t))로 결합되어, 편광 상태들의 직교성이 보전되게 된다. 대안적인 해결책으로서, 광신호들(os1(t) 및 os2(t))은 동일한 편광 상태들을 갖는 신호들로서 광신호 생성기(OSG)에 의해 제공될 수 있는 반면, 신호들(osout1(t) 및 osout2(t))은 결합기(OPC)에 의해 각 편광 상태들의 회전을 포함하는 신호(osout(t))로 결합되어, 그들의 편광 상태들이 본질적으로 서로 직교하게 된다.
송신 디바이스(TD1)의 위에서 기술한 실시예에 있어서, 신호들(os1(t) 및 os2(t))은 PDM을 사용하는 데이터 전송을 수행하기 위하여, 본질적으로 서로 직교하는 각 선형 편광 상태들을 갖는 광신호들이다. 위에서 기술한 실시예는 선형 편광 상태들로 제한되지 않는다. 대안적으로, 신호들(os1(t) 및 os2(t))은 본질적으로 서로 직교하는 각 원형 편광 상태를 갖는 광신호들이다. 또 다른 대안으로서, 신호들(os1(t) 및 os2(t))은 본질적으로 서로 직교하는 각 타원 편광 상태를 갖는 광신호들이다. 편광 변화의 위에서 기술한 실시예는 선형의 직교 편광 상태들을 갖는 신호들뿐만 아니라, 원형 또는 타원 직교 편광 상태들을 갖는 신호들에도 적용될 수 있다.
송신 디바이스(TD1)의 위에서 기술한 실시예는, 각 데이터 값들(x(k) 및 y(k))을 송신하기 위하여, 각 직교 편광 상태들 및 각 동일한 파장들을 갖는 적어도 2 개의 광신호들(osout1(t) 및 osout2(t))을 생성함으로써 PDM을 포함하는 데이터 송신을 수행한다. 대안적인 해결책으로서, 송신 디바이스(TD1)는 PDM 및 WDM을 포함하는 데이터 송신을 수행하도록 확장될 수 있다. 이러한 대안적인 해결책에 있어서, 송신 디바이스(TD1)는, 또한 적어도 2개의 추가 광신호들을 생성하도록 확장될 수 있는데, 추가 광신호들은 각 데이터 값들을 송신하기 위하여 각 직교 편광 상태들, 및 신호들(osout1(t) 및 osout2(t))의 파장들과 다른 각 동일한 파장들을 가질 수 있다.
위에서 기술한 실시예에 있어서, 광신호(os1(t))의 위상은 심볼 값들(ex(k'))에 의존하여, 따라서 또한 데이터 값들(x(k))에 의존하여 변조되는 반면, 광신호(os2(t))의 위상은 심볼 값들(ey(k'))에 의존하여, 따라서 또한 데이터 값들(y(k))에 의존하여 변조된다.
도 3은, 신호 처리 유닛(SPU2) 및 광 처리 유닛(OPU2)을 포함하는, 제 3 실시예에 따른 제안된 송신 디바이스(TD2)를 도시한다. 일반적으로, 송신 디바이스(TD1)의 제 2 실시예에 관해 기술된 동일한 원리들이 도 3에 도시된 송신 디바이스(TD2)의 제 3 실시예에 적용된다. 제 2 실시예에 있어서, 결합된 광신호(osout(t))의 편광 상태의 미리 결정된 변화는 광신호들에 대해 작용하는 광 편광 베리에이터들(OPV1, OPV2)에 의해 광학 도메인 내에서 수행된다. 도 3에 도시된 송신 디바이스(TD2)의 제 3 실시예는, 광신호들(osout1(t) 및 osout2(t))의 편광 상태들이 시간-이산 전기 신호 도메인 내의 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))에 대해 작용하는 시간-이산 필터들(F1, F2, F3, F4)을 사용하여 변화된다는 점에서, 제 2 실시예와 상이하다. 따라서, 송신 디바이스(TD2)의 제 3 실시예는 광 편광 베리에이터들(OPV1, OPV2)에 대한 대안으로서 시간-이산 필터들(F1, F2, F3, F4)을 포함한다. 결합된 광신호(osout(t))는 광 인터페이스(OIF)에서 송신 신호(ost(t))로서 광 송신 섬유에 송신된다.
즉, 제 3 실시예에 있어서, 결합된 광신호(osout(t))의 편광 상태의 미리 결정된 변화는, 수신된 데이터 값들로부터 생성된 심볼 값들의 시간-이산 필터링에 의해, 시간-의존 함수에 의존하여 시간-이산 신호 도메인에서 신호 성분들(osout1(t), osout2(t))의 편광 상태들의 미리 결정된 변화를 통해 수행된다.
신호 처리 유닛(SPU1)은 적어도 하나의 맵핑 유닛(MU1, MU2), 적어도 4개의 시간-이산 필터링 요소들(F1, F2, F3, F4) 및 적어도 하나의 디지털 아날로그 변환기(DAC1, DAC2)를 포함한다.
광 처리 유닛(OPU2)은 적어도 2개의 주파수 생성기들(FG1, FG2, FG3, FG4), 적어도 하나의 광신호 생성기(OSG), 적어도 2개의 변조 디바이스들(MD1, MD2, MD3, MD4), 적어도 하나의 광 편광 결합기(OPC) 및 적어도 하나의 광 인터페이스(OIF)를 포함한다.
도 2에 도시된 제 2 실시예에 관해 요약한 바와 같이, 편광 상태의 변화는 광신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))을 나타내는 전기장 성분들(EX(t) 및 EY(t))에 작용하는 신호 변환 행렬
Figure 112013093702504-pct00017
에 의해 기술될 수 있는데, 이것은
Figure 112013093702504-pct00018
와 같은 최종 신호(osout'(t))의 전기장 성분들((
Figure 112013093702504-pct00019
)을 초래한다.
광신호 성분(osout1(t))을 나타내는 전기장 성분(EX(t))이 심볼 값(ex(k'))에 선형으로 의존하고, 광신호 성분(osout2(t))을 나타내는 전기장 성분(EY(t))이 심볼 값(ey(k'))에 선형으로 의존하기 때문에, 결합된 광신호(osout(t))의 편광 상태의 동일한 미리 결정된 변화는, 신호 변환 행렬(U)의 시간-이산 표현에 의존하여 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))의 변환에 의해 성취될 수 있다.
이러한 변화는, 시간-이산 신호 도메인 내에서 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))에 작용하는 시간-이산 필터들(F1, F2, F3, F4)에 의해 수행된다. 필터들(F1, F2, F3, F4)은 탭-길이(K)로 이루어진 유한-임펄스 응답 필터들인 것이 바람직하고, i= 1,...,K인 탭 색인이다. 필터들(F1, F2, F3, F4)은 임의로 선택되지만 고정된 탭 색인 i=1,...,K에 대해 각각의 필터 계수들(h1(k'), h2(k'), h3(k'), h4(k'))을 갖는다. 바람직하게, 상이한 탭 색인을 갖는 필터들(F1, F2, F3, F4)의 나머지 다른 필터 계수들은 값(0)이 되도록 선택된다.
제공된 입력 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))을 사용하여, 필터들(F1, F2, F3, F4)은 변경된 심볼 값들(ex'(k') 및 ey'(k'))을 심볼 레이트(fSYM)로 생성한다. 이것은
Figure 112013093702504-pct00020
와 같은 변환으로 기술될 수 있는데, 위 식에서 UTD는 필터 계수들(h1(k'), h2(k'), h3(k'), h4(k'))에 의존하는 대응하는 변환 행렬이다.
필터 계수들을
h1(k') = cos(α(k')),
h2(k') = - sin(α(k')),
h3(k') = sin(α(k')),
h4(k')) = cos(α(k'))로 선택하고,
제공된 시간-의존 함수(r1(t))를 심볼 레이트(fSYM)와 동일한 샘플링 레이트를 갖는 시간-이산 함수((r1(k')=α(k'))로 설정함으로써,
Figure 112013093702504-pct00021
와 같은 변환 행렬(UTD)을 산출한다.
이러한 변환 행렬(UTD)은 도 2에 도시된 실시예의 파라데이 회전자의 변환 행렬(UFR)과 편광 상태의 동일한 변화를 야기한다. 따라서, 결합된 광신호(osout1(t))의 편광 상태는 제공된 시간-의존 함수((r1(k')=α(k'))에 의존하여 변한다.
시간-의존 함수((r1(k'))가 변하는 레이트(f'r1)는 신호들(osout(t))의 편광 상태가 변하는 레이트를 결정한다. 바람직하게, 미리 결정된 결정론적인 시간-의존 함수(r1(k'))는 FEC 블록 레이트(fB)보다 큰 레이트(f'r1)로 변화된다. 바람직하게, 시간-의존 함수(r1(k'))는 FEC 블록 레이트(fB)와 심볼 레이트(fSYM)에 의해 fB < f'r1 ≤ fSYM 으로 한정된 범위 내에 놓이는 레이트(f'r1)로 변화하는데, 이는 신호(osout(t))의 편광 상태의 이러한 레이트(f'r1)에서의 변화를 초래한다. 심지어 심볼 레이트(fSYM) 만큼 높을 수 있는 값을 갖는 레이트(f'r1)에서의 편광 상태의 변화가 가능하게 이루어지는데, 그 이유는 제안된 방법에 따라, 수신측에, 시간-의존 함수(r1(k')) 및, 수신된 광 신호로부터 광 신호(osout(t))의 추정치들을 도출하기 위한 편광 상태와 함수(r1(k')) 사이의 의존성(UTD)이 제공되기 때문이다. 이것은 수신 디바이스의 제안된 실시예를 참조하여 아래에서 추가로 기술된다.
도 2에 도시된 제 2 실시예에 있어서, 신호(osout(t))의 편광 상태의 미리 결정된 변화는 또한 파라데이 회전자 및 전압 제어 파장판의 조합을 사용하여 제안되었다. 제 2 실시예에서 상세하게 설명된 바와 같이, 편광 상태들의 이러한 변화는
Figure 112013093702504-pct00022
와 같은 전체적인 변환 행렬(UTDO)에 의해 기술될 수 있다.
신호들(osout(t))의 편광 상태의 동일한 회전을 성취하기 위하여, 필터들(F1, F2, F3, F4)의 필터 계수들(h1(k'), h2(k'), h3(k'), h4(k'))은, 제공된 시간-의존 함수(r1(t) 내지 r1(k') = α(k'))를 설정하고, 제공된 시간-의존 함수(r2(t) 내지 r2(k') = φ(k'))를 설정하면서,
Figure 112013093702504-pct00023
와 같이 선택된다. 따라서, 광 신호들(osout(t))의 편광 상태는 제공된 미리 결정된 시간-의존 함수들(r1(t) 및 r2(t))에 의존하여 변한다.
입력 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))의 필터링으로부터 초래되는 출력 심볼 값들(ex'(k') 및 ey'(k'))은 이후 각 디지털 아날로그 변환기들(DAC1 및 DAC)에 제공된다.
송신 디바이스(TD2)의 제 3 실시예에 있어서, 광신호(osout(t))의 편광 상태를 변환 행렬(UTD) 또는 변환 행렬(UTDO)을 사용하여 미리 결정된 방식으로 변화시키는 것이 제안되었다. 신호 성분들(osout1(t) 및 osout2(t))의 편광 상태들이 서로 직교 상태로 유지되는 것을 보장하고, 신호 에너지들이 보존되는 것을 보장하기 위하여, 신호 변환 행렬들(UTD 및 UTDO)은 단위 행렬들로서 선택된다. 적어도 하나의 제공된 시간-의존 함수에 의존하여 편광 상태의 변화를 수행하는 이러한 단위 행렬의 추가 예(UEX)는
Figure 112013093702504-pct00024
의 행렬이다.
이러한 제 3 실시예에 있어서, 미리 결정된 결정론적인 시간-의존 함수들(r1(t) 및 r2(t))은 메모리 디바이스(MEM)에 의해 미리 결정된 결정론적인 시간-이산 함수들(r1(k')=α(k') 및 r2(k')=φ(k'))로서 필터링 요소들(F1, F2, F3, F4)에 제공된다. 메모리 디바이스(MEM)는 송신 디바이스(TD1) 내에 포함되고, 바람직하게는 신호 처리 유닛(SPU2)의 일체형 부분이다. 즉, 이러한 제 3 실시예에 있어서, 메모리 디바이스(MEM)는 적어도 하나의 시간-의존 함수(r1(t), r2(t))를 제공하는 프로비저닝 디바이스이다.
송신 디바이스(TD2)의 이러한 제 3 실시예에 있어서, 광신호(os1(t))의 위상은 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))에 의존하여, 따라서 데이터 값들(x(k) 및 y(k))에 의존하여 변조된다. 광신호(os2(t))의 위상은 심볼 값들(ex(k') 및 ey(k'))에 의존하여, 따라서 데이터 값들(x(k) 및 y(k))에 의존하여 변조된다.
이러한 애플리케이션에 있어서 송신 디바이스(TD1)의 제 2 실시예와 송신 디바이스(TD2)의 제 3 실시예의 결합이 될 수 있는 송신 디바이스가 또한 제안됨을 이해하여야 한다. 이러한 결합된 송신 디바이스는 광학 도메인에서 수행되는 편광 상태들의 변화를 수행하기 위한 광 처리 유닛, 및 시간-이산 신호 도메인에서 수행되는 편광 상태들의 변화를 수행하는 신호 처리 유닛을 포함한다.
도 4는 광 수신 디바이스(ORD)의 제 2 실시예를 도시한다. 또한 도 2에 도시된 광신호(osout''(t)) 또는 도 3에 도시된 광신호(osout(t))가 될 수 있는 송신된 광신호(ost(t))가 도시된다. 광섬유(OF)가 추가로 도시되고, 이를 통해 광신호(ost(t))가 송신된다. 최종 광신호(osr(t))는 광 수신 디바이스(ORD)에서 수신된다.
광 수신 디바이스(ORD)는 적어도 하나의 광-전기 변환 디바이스(OEC)를 포함한다. 광-전기 변환 디바이스(OEC)는 수신된 광신호(osr(t))를 주파수 도메인 내에서 시프트하기 위하여 수신된 광 신호(osr(t))와 반송파 신호(cs(l))의 위상-간섭 혼합을 수행한다. 이후 디바이스(OEC)는 샘플링된 두 개의 직교 편광 평면들에서 주파수 시프트된 광신호(osr(t))를 샘플링한다. 반송파 신호들(cs(t))은 바람직하게 수신된 광신호(osr(t))의 파장과 필수적으로 동일한 파장을 갖는 연속파의 광신호이다.
하나의 편광 평면 내에서 주파수 시프트된 광신호(osr(t))를 샘플링함으로써, 광-전기 변환 디바이스(OEC)는 시간-이산 전기 신호(ux(l))을 생성하는데, l은 시간-이산 색인이다. 다른 편광 평면 내에서 주파수 시프트된 광신호(osr(t))를 샘플링함으로써, 광-전기 변환 디바이스(OEC)는 시간-이산 전기 신호(uy(l))을 생성한다. 에일리어싱 효과들(aliasing effects)을 회피하기 위하여, 전기 신호(ux(l) 및 uy(l))의 샘플링 레이트(fU)는
fU ≥ 2·fO 와 같이, 주파수 시프트된 광신호의 주파수(fO)의 2 배와 같거나 이보다 크다.
광-전기 변환 디바이스(OEC)는 바람직하게 전기 신호들(ux(l) 및 uy(l))을 생성하기 위한 적어도 하나의 아날로그-디지털 변환기를 포함한다.
이전에 요약한 바와 같이, 도 2 및 도 3에 도시된 광신호 성분들(os1(t) 및 os2(t))의 조합으로부터 초래되는 광 송신 신호(ost(t))의 선형 편광 상태는 송신측에서 이들의 배향에 관해 비-이상적인 광섬유 내에서 회전할 수 있다. 수신된 신호(osr(t))가 샘플링되는 직교 편광 평면들은 방출된 신호 성분들(os1(t) 및 os2(t))의 편광 상태들과 반드시 동일한 것은 아니다.
광-전기 변환 디바이스(OEC)는 시간-이산 전기 신호들(ux(l) 및 uy(l))을 데이터 처리 유닛(DPU)에 제공한다. 데이터 처리 유닛(DPU)은 샘플링된 전기 신호들(ux(l) 및 uy(l))로부터 시간-이산 출력 전기 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))을 생성한다.
데이터 처리 유닛(DPU)은 샘플링된 신호들(ux(l) 및 uy(l))로부터 중간 시간-이산 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))을 생성하기 위한 필터들(F12, F12, F13, F14)을 제공한다. 필터들(F12, F12, F13, F14)은 바람직하게 적어도 4개의 시간-이산 유한-임펄스 응답 필터들이다. 각 시간-이산 유한-임펄스 응답 필터(F12, F12, F13, F14)는 R개의 필터 계수들의 필터 길이를 갖는다.
데이터 처리 유닛(DPU)은 또한 중간 시간-이산 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))로부터 출력 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))을 생성하기 위한 필터링 요소들(FE1, FE2, FE3, FE4)을 제공한다. 필터링 요소들(FE1, FE2, FE3, FE4)은 바람직하게 곱셈기들이다. 대안적으로 필터링 요소들(FE1, FE2, FE3, FE4)은 필터 길이(L)를 갖는 시간-이산 유한 임펄스 응답 필터들이다.
데이터 처리 유닛(DPU)은, 송신측에서 야기된 광신호(osr(t))의 편광 상태의 미리 결정된 변화를 나타내는 적어도 하나의 함수(UPOL(l))를 제공하는 메모리 디바이스(M)를 포함한다. 바람직하게, 메모리 디바이스는 함수(rl(l))와 행렬(UPOL(rl))을 제공하는데, 함수(rl(l))와 행렬(UPOL(rl))의 조합(UPOL(rl(l)))은 송신측에서 야기된 편광 상태의 미리 결정된 변화를 나타낸다. 제공된 시간 의존 함수들(UPOL(l),rl(l))은 시간-이산 함수로서 제공되는데, 이러한 함수는 시간-이산 색인(l)과, 샘플링된 신호들(ux(l) 및 uy(l))의 샘플링 레이트(fU)와 동일한 샘플링 레이트를 갖는다.
필터링 요소들(FE1, FE2, FE3, FE4)은 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))을 필터링하여, 함수들(UPOL(l),rl(l))에 의해 기술된 편광 상태들의 변화가 보상되게 된다. 이러한 함수(UPOL(l))는 바람직하게 송신측에서 수행되었던 신호 변환을 기술하는 변환 행렬이다.
편광 상태들의 변화가 오로지 하나의 시간-의존 함수(rl(l))에 의존하는 행렬(UPOL(rl))에 의해 기술되는 경우, 메모리 디바이스(M)는 이러한 하나의 함수(rl(l))를 제공한다. 편광 상태의 변화가 2개의 시간-의존 함수들(r1(l) 및 r2(l))에 의존하는 의존성(UPOL(r1, r2))에 의해 기술되는 경우, 메모리 디바이스(M)는 이들 2개의 함수들(r1(l) 및 r2(l))을 제공한다.
송신 디바이스가 다음의 변환 행렬에 의해 기술될 수 있는 신호 변환을 수행한다고 가정하면,
Figure 112013093702504-pct00025
메모리 디바이스(M)는 이러한 변환 행렬(UPOL(l))을 제공한다.
필터링 요소들(FE1, FE2, FE3, FE4)은 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))을 필터링하여, 제공된 변환 행렬(UPOL)에 의해 기술된 신호 변환에 역인 신호 변환이 수행되게 된다. 이렇게 수행된 신호 변환은 이후 제공된 변환 행렬(UPOL)의 다음과 같은 역행렬인 변환 행렬(UINV)에 의해 기술될 수 있다.
Figure 112013093702504-pct00026
최종 출력 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))은 이후 다음과 같이 기술될 수 있는 변환에 의해 생성된다.
Figure 112013093702504-pct00027
송신된 신호의 편광 상태를 변화시키기 위하여 제공된 변환 행렬(UPOL)에 의해 기술된 바와 같은 송신측에서 이전에 수행된 신호 변환에 역인 신호 변환이 수행되게 되도록, 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))을 필터링함으로써, 편광 상태들이 심지어 심볼 레이트(fSYM) 만큼 높을 수 있는 변화 레이트로 변할 수 있는 것을 보장한다.
의존성으로서 행렬(UPOL(l))을 제공하는 것에 대한 대안으로, 메모리 디바이스(M)는
S = {f1(l),f2(l),f3(l),f4(l)}와 같은 함수들의 세트(S)를 제공하는데,
함수(f1(l))는 시간-의존 계수(uinv1(l))와 동일하고,
함수(f2(l))는 시간-의존 계수(uinv2(l))와 동일하고,
함수(f3(l))는 시간-의존 계수(uinv3(l))와 동일하고,
함수(f4(l))는 시간-의존 계수(uinv4(l))와 동일하다.
의존성으로서 행렬(UPOL(l))을 제공하는 것에 대한 대안으로, 메모리 디바이스(M)는 수신된 신호(osr(t))의 편광 상태의 미리 결정된 변화를 나타내는 함수로서 함수(UINV(l))를 직접 제공한다.
송신 디바이스와 수신 디바이스 사이에서 야기된 시간-지연의 고려를 가능하게 하기 위하여, 메모리 디바이스(M)는 시간-지연을 나타내는 시간-지연 값(Δτ)을 제공한다. 시간-지연 값(Δτ)은, 네트워크 관리자에 의해 광 수신 디바이스(ORD)에 제공될 수 있거나, 또는 대안적으로 송신 디바이스와 광 수신 디바이스(ORD)에 의해 수행된 측정 도중에 결정된 미리 한정된 값이다. 시간-지연 값(Δτ)은 샘플링 레이트(fU)에 의존하여 시간-이산 도메인으로 전달되어, 다음과 같은 시간-이산 지연 값(Δl)을 산출한다.
Δl = Δτ·fU .
역변환 행렬(UINV)은 이후 다음과 같이 결정된다.
Figure 112013093702504-pct00028
최종 출력 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))은 이후 다음과 같이 기술될 수 있는 신호 변환에 의해 생성된다.
Figure 112013093702504-pct00029
필터링 요소들(FE1, FE2, FE3, FE4)이 각 곱셈 계수(m1(l), m2(l), m3(l) 및 m4(l))를 갖는 곱셈 요소들인 경우, 이들 곱셈 계수들은 다음과 같이 결정될 수 있다.
m1 = uinv1(l),
m2 = uinv2(l),
m3 = uinv3(l),
m4 = uinv4(l).
필터링 요소들(FE1, FE2, FE3 및 FE4)이, 필터 길이(L)를 갖고, 계수 색인 p = 0...L-1인 각 필터 계수들(hFE1(p),hFE2(p),hFE3(p),hFE4(p))을 갖는 시간-이산 유한-임펄스 응답 필터들인 경우, 임의로 선택되지만 고정된 색인(p = P)에 대하여 필터 계수들을,
hFE1(P)= uinv1(l),
hFE2(P)= uinv2(l),
hFE3(P)= uinv3(l),
hFE4(P)= uinv4(l)
와 같이 설정하고, 동시에 p ≠ P에 대한 모든 다른 필터 계수들을
hFE1(p≠P)= 0,
hFE2(p≠P)= 0,
hFE3(p≠P)= 0,
hFE4(p≠P)= 0.
와 같이 0으로 설정함으로써 필터 계수들(hFE1(p),hFE2(p),hFE3(p),hFE4(p))이 결정될 수 있다.
데이터 처리 유닛(DPU)은 필터들(F12, F12, F13, F14)의 최적화된 필터 계수들(hxx, hxy, hyx, hyy)을 도출하기 위하여 신호들(ux(l), uy(l), s'x(l) 및 s'y(l))을 사용하여, 전기 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))이 각 직교 광신호의 샘플링된 형태를 나타내게 된다. 데이터 처리 유닛(DPU)는 전기 신호(s'x(l))를 필터들(F1 및 F3)에 제공하고, 전기 신호(s'y(l))를 필터들(F2 및 F4)에 제공한다. 필터들(F1 및 F2)의 출력 신호들은 전기 신호(z'x(l))로 결합된다. 필터들(F3 및 F4)의 출력 신호들은 전기 신호(z'y(l))로 결합된다. 전기 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))은 필터링 요소들(FE1, FE2, FE3 및 FE4)에 제공된다.
입력 전기 신호들(ux(l) 및 uy(l)) 및 출력 전기 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))은 필터들(F12, F12, F13, F14)의 필터 계수들을 결정하기 위하여 데이터 처리 유닛(DPU)에서 사용된다. 최적화된 필터 계수들을 도출하기 위하여, 데이터 처리 유닛(DPU)은 예컨대, Seb J. Savory에 의한 문헌 "Digital Coherent Optical Receivers : Algorithms and Subsystems"(양자 전자공학의 선택된 주제에 대한 IEEE JOURNAL, Vol 16, No 5, 2010년 9월/10월)에 기술된 CM 알고리즘, 또는 T. Foggi, G. Colavolpe, 및 G. Prati에 의한 문헌 "Stop-and-go alogorithm for blind equalization in QAM single-carrier coherent optical systems"(IEEE Photonics Technology Letters, vol.22, pp. 1838-1840, 2010년 12월 15일)에서 제안된 알고리즘들 중 대안적인 알고리즘과 같은, 등화 알고리즘을 수행한다.
최종 전기 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))은 이들 신호들로부터 각 추정된 심볼 값들(
Figure 112013093702504-pct00030
및
Figure 112013093702504-pct00031
)을 복조하기 위하여 데이터 처리 유닛(DPU)에 의해 복조 단계(DEM) 내에서 사용된다. 더욱이, 송신된 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))의 추정치들을 얻기 위하여, 각 추정된 데이터 값들(x'(k) 및 y'(k))은 디-맵핑 단계(DE)에서 데이터 치리 유닛(DPU)에 의해 추정된 심볼 값들(
Figure 112013093702504-pct00032
및
Figure 112013093702504-pct00033
)로부터 디-맵핑된다. 송신된 데이터 신호들(x(k) 및 y(k))의 이들 추정치들은 이후 데이터 값들의 추정치들(x'(k) 및 y'(k))로부터 각 데이터 스트림들을 얻기 위하여, 도 3에 도시되지 않은 FEC 디코딩의 한 유닛에 제공된다. FEC 디코딩 유닛은 데이터 인터페이스를 통해 광 수신 디바이스(ORD)에 연결될 수 있다. 대안적으로, FEC 디코딩 유닛은 광 수신 디바이스(ORD)의 일체형 부분이다.
광 수신 디바이스(ORD)의 위에서 기술한 실시예에 있어서, 추정된 데이터 값들(x'(k))은 필터링된 신호(s'x(l))로부터 도출되는 반면, 추정된 데이터 값들(y'(k))은 필터링된 신호(s'y(l))로부터 도출된다.
광 수신 디바이스(ORD)의 위에서 기술한 실시예에 있어서, 중간 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))은 등화 알고리즘에 의해 제어되는 필터들(F12, F12, F13, F14)을 사용하여 샘플링된 신호들(ux(l) 및 uy(l))로부터 도출되는 반면, 다음의 이어지는 단계에서, 출력 신호들(s'x(l) 및 s'y(l))은 제공된 미리 결정된 함수(UPOL)에 따른 신호 변환을 수행하는 필터링 요소들(FE1, FE2, FE3, FE4)을 사용하여 중간 신호들(z'x(l) 및 z'y(l))로부터 생성된다.
광 수신 디바이스(ORD)의 위에서 기술한 실시예에 있어서, 신호들(os1(t) 및 os2(t))은 본질적으로 서로 직교하는 각 선형 편광 상태들을 갖는 광신호들이다. 위에서 기술한 실시예는 선형 편광 상태들에 국한되지 않는다. 대안적으로, 신호들(os1(t) 및 os2(t))은 본질적으로 서로 직교하는 각 원형 편광 상태들을 갖는 광신호들이다. 또 다른 대안으로서, 신호들(os1(t) 및 os2(t))은 본질적으로 서로 직교하는 각 타원 편광 상태들을 갖는 광신호들이다. 편광 변화를 보상하는 상술된 원리들은 선형 직교 편광 상태들뿐만 아니라, 본질적으로 서로 직교하는 원형 또는 타원 편광 상태들을 갖는 신호들에도 적용될 수 있다. 당업자는 위에서 기술한 다양한 방법들의 단계들이 프로그램된 컴퓨터 또는 디지털 신호 처리기들과 같은 프로그램 가능한 요소들에 의해 수행될 수 있음을 쉽게 인식할 것이다.
설명 및 도면들은 단지 본 발명의 원리들을 설명한다. 따라서, 당업자들은 비록 여기에 명확하게 설명되거나 또는 도시되지 않았지만, 본 발명의 원리들을 구현하며 그 사상 및 범위 내에 포함되는 다양한 장치들을 안출할 수 있을 것임이 이해될 것이다. 더욱이, 본 명세서에 나열된 모든 예들은 원칙적으로 본 기술을 발전시키기 위해 본 발명자(들)에 의해 기여된 개념들 및 본 발명의 원리들을 이해하는데 판독자를 돕기 위한 단지 교육적인 목적들을 위해 명확하게 의도되며, 이러한 구체적으로 열거된 예들 및 조건들에 제한되지 않는 것으로서 해석되어야 한다. 게다가, 본 발명의 원리들, 양상들 및 실시예들, 뿐만 아니라 그 특정 예들을 나열한 본 명세서에서의 모든 서술들은 그 등가물들을 포함하도록 의도된다.
"디바이스" 또는 "유닛"으로서 라벨링된 임의의 기능 블록들을 포함한 도 1, 도 2 및 도 3에 도시된 다양한 요소들의 기능들은 전용 하드웨어뿐만 아니라 적절한 소프트웨어와 연관되어 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다. 프로세서에 의해 제공될 때, 상기 기능들은 단일 전용 프로세서에 의해, 단일 공유 프로세서에 의해, 또는 그 일부가 공유될 수 있는 복수의 개별 프로세서들에 의해 제공될 수 있다. 게다가, 상기 용어 "처리 유닛", "디바이스" 또는 "유닛"의 명시적인 사용은 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 배타적으로 나타내도록 해석되지 않아야 하며, 제한되지 않고 디지털 신호 프로세서(DSP) 하드웨어, 네트워크 프로세서, 주문형 집적 회로(ASIC), 필드 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA), 소프트웨어를 저장하기 위한 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 및 비 휘발성 저장장치를 암시적으로 포함할 수 있다. 종래의 및/또는 맞춤형의 다른 하드웨어가 또한 포함될 수 있다. 당업자라면, 본 명세서의 임의의 블록도들이 본 발명의 원리들을 구현하는 예시적인 회로의 개념적인 도면을 나타냄을 인식할 것이다.

Claims (9)

  1. 광 데이터 송수신 방법에 있어서,
    - 제 1 광신호(o1m(t)) 및 제 2 광신호(o2m(t))로서, 상기 광 신호들(o1m(t), o2m(t))이,
    * 동일한 파장,
    * 각 데이터 값들(x(k), y(k))에 의존하여 위상-시프트 키잉 방법에 따라 변조되는 각 위상들, 및
    * 본질적으로 서로 직교하는 각 편광 상태들을 갖도록, 상기 제 1 광신호(o1m(t)) 및 제 2 광신호(o2m(t))를 생성하는 단계,
    - 상기 제 1 및 제 2 광신호들(o1m(t), o2m(t))을 결합함으로써 결합된 광신호(oc(t))를 생성하는 단계로서, 상기 결합된 광신호(oc(t))가 미리 결정된 변화를 갖는 편광 상태를 갖고, 상기 제 1 및 제 2 광신호의 상기 각 편광 상태들이 서로 직교한 상태로 있도록, 상기 결합된 광신호(oc(t))를 생성하는 단계, 및
    - 광 송신 라인(OTL)을 통해 상기 결합된 광신호(oc(t))를 송신하는 단계를 포함하고, 상기 방법은,
    - 상기 결합된 광신호(oc(t))를 수신하는 단계,
    - 2개의 직교 편광 평면들을 따라 상기 수신된 결합된 광신호(oc(t))를 샘플링함으로써 적어도 2개의 시간-이산 샘플링된 신호들(u1(l), u2(l))을 생성하는 단계,
    - 상기 각 미리 결정된 변화를 나타내는 함수(fopv(l))를 사용하여, 상기 시간-이산 샘플링된 신호들(u1(l), u2(l))을 시간-이산 도메인 내에서 필터링함으로써 적어도 2개의 필터링된 신호들(fs1(l), fs2(l))을 생성하는 단계, 및
    - 상기 필터링된 신호들(fs1(l), fs2(l))로부터 각 데이터 값들(x'(k) 및 y'(k))을 도출하는 단계를 더 포함하는, 광 데이터 송수신 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 시간-이산 샘플링된 신호들(u1(l), u2(l))을 생성하는 단계는,
    - 상기 수신된 결합된 광신호(oc(t))와 반송파 신호(cs(l))의 위상-간섭 혼합(phase-coherent mixing)을 수행하여 상기 수신된 결합된 광신호(oc(t))를 주파수 시프트하는 단계, 및
    - 2개의 직교 편광 평면들을 따라 상기 주파수 시프트된 광신호를 샘플링하는 단계를 포함하는, 광 데이터 송수신 방법.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 편광 상태는, 적어도 하나의 미리 결정된 신호(r1(t))를 사용하여 상기 결합된 광신호(oc(t))를 광 도메인 내에서 변경함으로써 변화되는, 광 데이터 송수신 방법.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 광신호들(o1m(t), o2m(t))을 결합함으로써 상기 결합된 광신호(oc(t))를 생성하는 단계는,
    - 상기 데이터 값들(x(k), y(k))과 위상-시프트 키잉 변조 방식을 사용하여 제 1 심볼 값들(ex(k')) 및 제 2 심볼 값들(ey(k'))을 생성하는 단계,
    - 상기 결합된 광신호(oc(t))의 상기 편광 상태를 변화시키는 단계로서,
    * 적어도 하나의 미리 결정된 함수(r1(k'))를 사용하여, 상기 심볼 값들(ex(k'), ey(k'))을 시간-이산 신호 도메인 내에서 필터링하고,
    * 필터링된 심볼 값들(ex'(k'), ey'(k'))을 사용하여, 상기 광신호들(o1m(t), o2m(t))의 위상들을 변조하여,
    상기 제 1 및 제 2 광신호(o1m(t), o2m(t))의 편광 상태들을 변화시킴으로써, 상기 결합된 광신호(oc(t))의 상기 편광 상태를 변화시키는 단계를 포함하는, 광 데이터 송수신 방법.
  5. 광 송신 디바이스(TD1, TD2)로서,
    - 제 1 광신호(o1m(t)) 및 제 2 광신호(o2m(t))로서, 상기 광 신호들(o1m(t), o2m(t))이,
    * 동일한 파장,
    * 각 데이터 값들(x(k), y(k))에 의존하고 위상-시프트 키잉 방법에 따라 변조되는 각 위상들, 및
    * 본질적으로 서로 직교하는 각 편광 상태들을 갖도록,
    상기 제 1 광신호(o1m(t)) 및 제 2 광신호(o2m(t))를 생성하고,
    - 결합된 광신호(oc(t))가 미리 결정된 변화를 갖는 편광 상태를 갖고, 상기 제 1 및 제 2 광신호의 상기 각 편광 상태들이 서로 직교한 상태로 있도록, 상기 제 1 및 제 2 광신호들(o1m(t), o2m(t))을 결합함으로써 결합된 광신호(oc(t))를 생성하고, 상기 미리 결정된 변화는 수신측 상의 시간-이산 도메인에서 필터링하는데 사용되는 함수로서 나타내어지고,
    - 결합된 광신호(oc(t))를 광 송신 라인(OTL)에 송신하도록 구성되는, 광 송신 디바이스.
  6. 제 5 항에 있어서,
    적어도 하나의 미리 결정된 신호(r1(t))를 사용하여 상기 결합된 광신호(oct(t))를 광 도메인 내에서 변경함으로써 상기 편광 상태를 변화시키도록 또한 구성되는, 광 송신 디바이스.
  7. 제 5 항에 있어서,
    - 상기 데이터 값들(x(k), y(k))과 위상-시프트 키잉 변조 방식을 사용하여 제 1 심볼 값들(ex(k')) 및 제 2 심볼 값들(ey(k'))을 생성하고,
    - 상기 결합된 광신호(oc(t))의 상기 편광 상태를 변화시키되,
    * 적어도 하나의 미리 결정된 함수(r1(k'))를 사용하여, 상기 심볼 값들(ex(k'), ey(k'))을 시간-이산 신호 도메인 내에서 필터링하고,
    * 상기 필터링된 심볼 값들(ex'(k'), ey'(k'))을 사용하여, 상기 광신호들(o1m(t), o2m(t))의 위상들을 변조하여,
    상기 제 1 및 제 2 광신호들(o1m(t), o2m(t))의 편광 상태들을 변화시킴으로써, 상기 결합된 광신호(oc(t))의 상기 편광 상태를 변화시키도록 또한 구성되는, 광 송신 디바이스.
  8. 광 수신 디바이스(RD, ORD)로서,
    - 광신호(osr(t))를 수신하고,
    - 2개의 직교 편광 평면들을 따라 수신된 광신호(osr(t))를 샘플링함으로써 적어도 2개의 시간-이산 샘플링된 신호들(ux(l), uy(l))을 생성하고,
    - 편광 상태들의 미리 결정된 변화들을 나타내는 함수(Upol)를 사용하여, 상기 시간-이산 샘플링된 신호들(ux(l), uy(l))을 시간-이산 도메인 내에서 필터링함으로써 적어도 2개의 필터링된 신호들(s'x(l), s'y(l))을 생성하고,
    - 상기 필터링된 신호들(s'x(l), s'y(l))로부터 각 데이터 값들(x'(k) 및 y'(k))을 도출하도록 구성되는, 광 수신 디바이스.
  9. 제 8 항에 있어서,
    - 상기 수신된 광신호(osr(t))와 반송파 신호(cs(l))의 위상-간섭 혼합을 수행함으로써, 상기 수신된 광신호(osr(t))를 주파수 시프트하고,
    - 2개의 직교 편광 평면들을 따라 상기 주파수 시프트된 광신호를 샘플링함으로써, 상기 시간-이산 샘플링된 신호들(ux(l), uy(l))을 생성하도록 또한 구성되는, 광 수신 디바이스.
KR1020137027361A 2011-03-25 2012-03-05 편광 분할 다중화를 사용하는 광 데이터 송신 방법 KR101518798B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP11305334A EP2506478A1 (en) 2011-03-25 2011-03-25 Method of optical data transmission using polarization division multiplexing
EP11305334.2 2011-03-25
PCT/EP2012/053746 WO2012130562A1 (en) 2011-03-25 2012-03-05 Method of optical data transmission using polarization division multiplexing

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20130136540A KR20130136540A (ko) 2013-12-12
KR101518798B1 true KR101518798B1 (ko) 2015-05-15

Family

ID=44201927

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020137027361A KR101518798B1 (ko) 2011-03-25 2012-03-05 편광 분할 다중화를 사용하는 광 데이터 송신 방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9264172B2 (ko)
EP (1) EP2506478A1 (ko)
JP (1) JP5774767B2 (ko)
KR (1) KR101518798B1 (ko)
CN (1) CN103444112B (ko)
WO (1) WO2012130562A1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102273666B1 (ko) 2020-04-09 2021-07-05 연세대학교 산학협력단 편광 크로스토크를 보정할 수 있는 광 송수신 장치 및 방법

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2506478A1 (en) * 2011-03-25 2012-10-03 Alcatel Lucent Method of optical data transmission using polarization division multiplexing
CN103281149B (zh) * 2013-05-31 2016-01-13 中国科学院长春光学精密机械与物理研究所 圆偏振激光载波多路通讯系统
CN103401610A (zh) * 2013-08-06 2013-11-20 中国科学院长春光学精密机械与物理研究所 差分式圆偏振激光载波通讯系统
US9768880B2 (en) 2015-05-20 2017-09-19 Ciena Corporation Method and system for nonlinear interference mitigation
US10481220B2 (en) * 2016-02-01 2019-11-19 Allegro Microsystems, Llc Circular vertical hall (CVH) sensing element with signal processing and arctangent function
US10887022B2 (en) * 2017-06-15 2021-01-05 Nokia Of America Corporation Backward propagation with compensation of some nonlinear effects of polarization mode dispersion

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009089194A (ja) * 2007-10-01 2009-04-23 Fujitsu Ltd 光伝送システムおよび光伝送方法

Family Cites Families (29)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5384635A (en) * 1993-08-10 1995-01-24 At&T Corp. Remote sensing in optical fiber networks by synchronously detecting backscattered optical signals
US6459830B1 (en) * 2000-02-08 2002-10-01 Sprint Communications Company L.P. Method and apparatus to compensate for polarization mode dispersion
WO2002032021A2 (de) * 2000-10-09 2002-04-18 Reinhold Noe Anordnung und verfahren für eine optische informationsübertragung
US7333611B1 (en) * 2002-09-27 2008-02-19 Northwestern University Ultra-secure, ultra-efficient cryptographic system
US7469106B2 (en) * 2004-02-17 2008-12-23 Nortel Networks Limited Reference phase and amplitude estimation for coherent optical receiver
US7623797B2 (en) * 2004-07-14 2009-11-24 Fundacion Tarpuy Compensating impairments of optical channel using adaptive equalization
US7903977B2 (en) * 2004-10-06 2011-03-08 The Board Of Regents Of The University Of Oklahoma Method for polarization-based intrusion monitoring in fiberoptic links
JP4800674B2 (ja) * 2005-06-10 2011-10-26 株式会社日立製作所 通信方法および通信システム
US7606498B1 (en) * 2005-10-21 2009-10-20 Nortel Networks Limited Carrier recovery in a coherent optical receiver
US7522841B2 (en) * 2005-10-21 2009-04-21 Nortel Networks Limited Efficient data transmission and training of data processing functions
WO2008141678A1 (en) * 2007-05-24 2008-11-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Optical transmitter, optical network and method for compensation of polarisation mode dispersion
JP5088052B2 (ja) * 2007-08-31 2012-12-05 富士通株式会社 偏光多重送信装置
JP5018453B2 (ja) * 2007-12-19 2012-09-05 富士通株式会社 波長多重伝送システム
CN101505192B (zh) * 2008-02-04 2011-09-21 华为技术有限公司 一种产生差分正交相移键控码光信号的方法及装置
JP5181770B2 (ja) * 2008-03-27 2013-04-10 富士通株式会社 光伝送システム
EP2109233B1 (en) * 2008-04-11 2010-08-04 Alcatel Lucent Modulation scheme with increased number of states of polarization
US8068742B2 (en) * 2008-07-10 2011-11-29 Finisar Corporation Phase shift keyed modulation of optical signal using chirp managed laser
JP5083134B2 (ja) * 2008-09-10 2012-11-28 富士通株式会社 偏波多重光送信器およびその制御方法
JP5141498B2 (ja) 2008-10-30 2013-02-13 富士通株式会社 光送受信システム，光送信器，光受信器および光送受信方法
FR2938913A1 (fr) * 2008-11-27 2010-05-28 France Telecom Mesure du retard de groupe differentiel d'une liaison par fibre optique
US8121480B2 (en) * 2009-01-30 2012-02-21 Agilent Technologies, Inc. Methods and apparatus for recovering first and second transmitted optical waves from a polarization multiplexed optical wave
WO2010094342A1 (en) * 2009-02-20 2010-08-26 Nokia Siemens Networks Gmbh & Co. Kg Method and arrangement for adaptive dispersion compensation.
JP5421792B2 (ja) * 2010-01-12 2014-02-19 株式会社日立製作所 偏波多重送信器及び伝送システム
JP5350284B2 (ja) * 2010-01-28 2013-11-27 株式会社日立製作所 光送受信システム及び光受信機
EP2521293B1 (en) * 2010-02-04 2016-04-13 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Transmission method, reception method, transmitter apparatus, and receiver apparatus
JP5549333B2 (ja) * 2010-04-07 2014-07-16 富士通株式会社 偏波変動補償装置および光通信システム
JP5585190B2 (ja) * 2010-04-30 2014-09-10 富士通株式会社 光伝送システム，光送信装置，光受信装置及び光伝送方法
US8693897B2 (en) * 2011-01-22 2014-04-08 Viasat, Inc. Digital demodulator architecture
EP2506478A1 (en) * 2011-03-25 2012-10-03 Alcatel Lucent Method of optical data transmission using polarization division multiplexing

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009089194A (ja) * 2007-10-01 2009-04-23 Fujitsu Ltd 光伝送システムおよび光伝送方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102273666B1 (ko) 2020-04-09 2021-07-05 연세대학교 산학협력단 편광 크로스토크를 보정할 수 있는 광 송수신 장치 및 방법

Also Published As

Publication number Publication date
JP2014510487A (ja) 2014-04-24
CN103444112B (zh) 2017-05-03
JP5774767B2 (ja) 2015-09-09
KR20130136540A (ko) 2013-12-12
WO2012130562A1 (en) 2012-10-04
CN103444112A (zh) 2013-12-11
EP2506478A1 (en) 2012-10-03
US9264172B2 (en) 2016-02-16
US20140050477A1 (en) 2014-02-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101518798B1 (ko) 편광 분할 다중화를 사용하는 광 데이터 송신 방법
EP3202056B1 (en) All-optical silicon-photonic constellation conversion of amplitude-phase modulation formats
TWI506971B (zh) 用於同調偵測模式之光學偏振多工解訊
JP5511849B2 (ja) 光伝送システム
Erkılınç et al. Spectrally efficient WDM Nyquist pulse-shaped 16-QAM subcarrier modulation transmission with direct detection
US9832055B2 (en) Method and arrangement for transmitting an optical transmission signal with reduced polarisation-dependent loss
WO2013039968A1 (en) Performance enhancement through optical variants
JP2014060714A (ja) 帯域内管理データ変調
US20160182182A1 (en) Polarization tracking using signal tone information while keeping least mean squares frequency domain equalization
Erkılınç et al. Spectrally efficient WDM Nyquist pulse-shaped subcarrier modulation using a dual-drive Mach–Zehnder modulator and direct detection
Fallahpour et al. Experimental demonstration of tunable optical de-aggregation of each of multiple wavelength 16-QAM channels into two 4-PAM channels
WO2017212492A1 (en) Kramers-kronig receiver
KR20140027500A (ko) 위상 변조된 광 신호를 복조하는 방법
Foo et al. Distributed nonlinear compensation using optoelectronic circuits
Jiang et al. Electronic pre-compensation of narrow optical filtering for OOK, DPSK and DQPSK modulation formats
US9071382B2 (en) Method of optical data transmission using polarization division multiplexing
Paskov Algorithms and subsystems for next generation optical networks
JP2021166364A (ja) 信号処理装置
Morohashi et al. Synthesis of 16 quadrature amplitude modulation using polarization-multiplexing QPSK modulator
Mohajerin-Ariaei et al. Experimental demonstration of all-optical phase noise mitigation of 40-Gbits/s QPSK signals by mixing differentially delayed nonlinear products
Ip Coherent detection and digital signal processing for fiber optic communications
Patel Transmissores-recetores de Baixa Complexidade Para Redes óticas
Jiang High-speed electronic signal processing for pre-compensation in optical communications
da Costa OPTICAL FIBRE TELECOMMUNICATION SYSTEMS
Leuthold et al. Optical Fiber Telecommunications VIB: Chapter 9. Optical OFDM and Nyquist Multiplexing

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180427

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20190417

Year of fee payment: 5