KR101192535B1 - Ａｃ 입력 전압을 정류 스위치를 갖는 ｚ?형 컨버터를 사용하여 레귤레이팅된 ｄｃ 출력 전압으로 컨버팅하기 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

Z-형 컨버터 및 정류 스위치들을 사용하여 AC 입력 전압을 레귤레이팅된 DC 출력 전압으로 컨버팅하기 위한 AC-DC 컨버터. Z-형 컨버터는 크로스-결합된 구성에서 결합되는 제 1 및 제 2 인덕터들, 커패시터, 두개의 정류 스위치들 및 부하 디바이스를 포함한다. Z-형 컨버터는 Z-소스 또는 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크에 따라서 구성될 수 있다. AC 입력 전압이 입력에 인가되고, DC 출력 전압이 부하 디바이스를 가로질러 전개된다. 각각의 정류 스위치는 직렬-결합된 다이오드 및 전자 스위치로서 또는 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스로서 구성될 수 있다. 제어 네트워크는 DC 출력 전압을 모니터링하고 DC 출력 전압을 레귤레이팅하도록 제 1 및 제 2 정류 스위치들을 제어하기 위한 제어 신호를 전개한다. 제어 네트워크는 듀티 사이클 제어 및 전류 모드 제어에 기반해서 정류 스위치들을 제어할 수 있다.

Description

ＡＣ 입력 전압을 정류 스위치를 갖는 Ｚ?형 컨버터를 사용하여 레귤레이팅된 ＤＣ 출력 전압으로 컨버팅하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR CONVERTING AN AC INPUT VOLTAGE TO A REGULATED DC OUTPUT VOLTAGE USING A Z-TYPE CONVERTER WITH RECTIFIED SWITCHES}
본 발명은 Z-형 컨버터 및 정류 스위치들을 사용하여 AC 입력 전압을 레귤레이팅된 DC 출력 전압으로 컨버팅하기 위한 AC-DC 컨버터에 관한 것이다.
본 출원은 2010년 9월 30일 출원된 미국 가특허 제 61/388,334호의 혜택을 청구하고, 모든 의도들 및 목적들을 위해 그것의 전체로서 참조에 의해 이로써 병합된다.
도 1a는 종래의 Z-소스 정류기 네트워크(100)의 스키매틱 다이어그램이다. AC 전압 소스(101)는 인덕터 L1의 일단에 그리고 싱글-폴, 싱글-스로우(SPST) 스위치 S2의 일 단자에 결합되는 포지티브 단자를 가진다. 스위치 S2의 다른 단자가 제 2 인덕터 L2의 일단에 그리고 커패시터 CAC의 일단에 결합된다. CAC의 다른 단이 L1의 다른 단에 그리고 또 다른 SPST 스위치 S1의 일 단자에 결합된다. 스위치 S1의 다른 단자가 부하 레지스터 RL의 일단에 그리고 커패시터 CDC의 일단에 결합되고, 여기서 RL 및 CDC가 병렬로 결합된다. RL 및 CDC의 다른 단들이 L2의 다른 단에 그리고 AC 전압 소스(101)의 네거티브 단자에 결합된다. AC 전압 소스(101)가 AC 전압 VAC를 전개한다. Z-소스 정류기 네트워크(100)의 스위치들 S1 및 S2가 신호들 C1 및 C2 각각에 의해 제어되는 바와 같이 스위칭된다. AC 입력은 VAC이고 DC 출력 전압 VO는 커패시터 CDC와 병렬로 부하 레지스턴스 RL을 포함하는 부하를 가로지르는 전압이다. 스위치들 S1 및 S2의 각각의 스위칭 주파수는 VAC의 주파수보다 일반적으로 더 높다.
스위치들 S1 및 S2는 스위치 S1이'온'일 때, 스위치 S2가 '오프'가 되도록 교대로 컨덕팅한다(C1은 로직 레벨 1이고 C2는 로직 레벨 0이다). 유사하게 스위치 S2가 '온'일 때 스위치 S1은 '오프'이다(C1은 로직 레벨 0이고 C2는 로직 레벨 1이다). 듀티 사이클(D)은 시간의 라티오이고 C1은 총 스위칭 사이클에 대해 하이(로직 레벨 1)이다. 따라서, C1이 듀티 사이클 D에 기반해서 스위칭되고 C2가 1-D에 기반해서 스위칭된다.
도 1b는 듀티 사이클 D의 함수로서 Z-소스 정류기 네트워크(100)의 상응하는 DC 전압 이득을 플로팅하는 그래픽 다이어그램이다. 전압 이득은 AC 입력 전압에 의해 나누어진 DC 출력 전압 VO, 또는 VO/VAC이고, 여기서 VO/VAC=(1-2D)/(1-D)이 다. 제어 루프가 포지티브 또는 네거티브 입력 전압 둘 중 어느 하나에 대해 포지티브 출력 전압을 레귤레이팅하도록 사용될 수 있다. 그러므로 AC 사인곡선(sinusodial) 파형이 포지티브 및 네거티브 둘 모두를 스위핑함에 따라 DC 출력이 듀티 사이클을 제어하는 것에 의해 레귤레이팅될 수 있다.
도 2a는 종래의 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)의 스키매틱 다이어그램이다. 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)는 유사한 컴포넌트들이 동일한 참조 번호들을 가정한다는 점에 Z-소스 정류기 네트워크(100)와 유사하다. AC 전압 소스(101)는 L1의 일단에 그리고 스위치 S2의 다른 단자에 결합되는 포지티브 단자를 가진다. 스위치 S2의 다른 단자가 L2의 일단에 그리고 커패시터 CAC의 다른 단에 결합된다. CAC의 다른 단은 S1의 일 단자에 그리고 병렬로 결합된 RL 및 CDC의 각각의 일단에 결합된다. RL 및 CDC의 다른 단들이 L1의 다른 단에 결합된다. 스위치 S1의 다른 단자가 L2의 다른 단에 그리고 AC 전압 소스(101)의 네거티브 단자에 결합된다. AC 전압 소스(101)는 VAC를 전개한다.
쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)의 스위치들 S1 및 S2는 C1 및 C2 각각에 의해 제어되는 바와 같이 스위칭된다. 다시, AC 입력은 전압 소스 VAC이고 DC 출력 전압이 CDC와 병렬인 부하 RL을 가로지른다. 스위치들 S1 및 S2가 스위치 S1이 '온'일 때 스위치 S2가 '오프' 되도록 교대로 컨덕팅한다(예, C1은 로직 레벨 1이고 C2은 로직 레벨 0이다). 유사하게 스위치 S2가 '온'일 때 스위치 S1이 '오프'이다(예, C1은 로직 레벨 0이고 C2는 로직 레벨 1이다). 다시, 듀티 사이클 D는 시간의 라티오이고 C1은 총 스위칭 사이클에 대해 하이이며(예, 로직 레벨 1), C1은 듀티 사이클 D에 기반해서 스위칭되고 C2는 1-D에 기반해서 스위칭된다.
도 2b는 듀티 사이클 D의 함수로서 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)의 상응하는 DC 전압 이득을 플로팅하는 그래픽 다이어그램이다. 전압 이득은 입력 전압 VAC에 의해 나누어지는 DC 출력 전압 VO이고, 여기서 VO/VAC=(1-2D)/(D)이다. 제어 루프는 포지티브 또는 네거티브 입력 전압 둘 중 어느 하나에 대해 포지티브 출력 전압을 레귤레이팅하도록 사용될 수 있다. 그러므로 AC 사인곡선 파형이 포지티브 및 네거티브 둘 모두를 스위핑함에 따라 DC 출력은 듀티 사이클을 제어하는 것에 의해 레귤레이팅될 수 있다.
본 발명의 목적은 AC 입력 전압이 주어진 DC 출력 전압을 레귤레이팅하는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 하이 스위칭 주파수 및 레귤레이션을 갖는 단일 컨버전 스테이지를 사용하여 다이렉트(direct) AC-DC 파워 컨버전을 제공한다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 발광 다이오드(LED) 백열 전구 교체를 가능하게 한다. 본 발명의 일 실시예에 따르는 시스템은 파워 스위치로서 갈륨 니트리드(GaN) 특성들의 사용을 이용할 수 있다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 일반적인 AC-레귤레이팅된 DC 컨버터들에서 공통인 브리지 정류기를 제거한다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 부하 레귤레이션 및 AC 정류 모두를 획득하도록 듀티 사이클 제어를 사용한다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 Z-소스 정류기 네트워크 또는 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크와 같은, Z-형 정류기 네트워크를 사용한다. Z-형 정류기 네트워크는 '정류 스위치'를 사용하여 제어되거나 또는 스위칭된다. 일 실시예에서, 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스가 Z-형 정류기 네트워크를 스위칭하기 위한 정류 스위치로서 사용된다. 또 다른 실시예에서, 직렬-결합된 다이오드 및 전자 스위치가 Z-형 정류기 네트워크를 스위칭하기 위한 정류 스위치로서 집합적으로 사용된다. 여기서 설명된 실시예들에서, 각각의 정류 스위치를 위한 전자 스위치가 N-채널 금속-산화 반도체, 전계-효과 트랜지스터(MOSFET)로서 도시된다. 그러나 전자 스위치들의 대안적인 유형들이 예를 들어, FET 디바이스(예, P-채널 MOSFETs, NFETs, PFETs 등)들의 다른 유형들, 및 바이폴라 트랜지스터(예, 바이폴라 접합 트랜지스터들, 절연된-게이트 바이폴라 트랜지스터들 등)들과 같은 트랜지스터들의 다른 유형들과 같이 사용될 수 있다는 점이 인정된다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 컴온(common) 인덕터들을 사용하고 커스텀(custom) 트랜스포머들을 회피한다.
DC 출력 전압이 Z-소스 컨버터 또는 쿼지-Z-소스 컨버터 둘 중 하나와 같은, Z-형 컨버터를 사용하여 AC 입력 전압으로부터 컨버팅된다. 둘 중 어느 하나의 컨버터에 있어서, AC 입력 VAC가 포지티브 및 네거티브 둘 모두를 스위핑함에 따라 듀티 사이클(D)이 DC 출력을 레귤레이팅하도록 제어된다. 일 실시예에서 출력 전압 VO가 레귤레이팅된다. 일 대안적인 실시예에서, 출력 전류가 레귤레이팅된다. 여기서 사용된 바와 같이, VAC는 AC 라인 입력 전압, 하프-브리지 정류된 AC 전압, 풀-브릿지 정류된 AC 전압 등과 같은, 임의 적합한 주파수 및/또는 크기의 AC 입력 전압의 임의 유형을 나타낸다. 본 발명의 실시예들이 단일-위상 시스템들에 대해 도시되나, 그러나 폴리-위상 구성들로 쉽게 확장될 수 있다. 예를 들어, 부하는 부가되는 요소들을 절약하도록 Y-연결된 폴리 위상 시스템의 뉴트럴(neutral)에 대해 레퍼렌싱될(referenced) 수 있다. 여기서 설명된 바와 같은 Z-소스 또는 쿼지-Z-소스 컨버터가 AC 동기식 모터 또는 제너레이터 또는 그와 유사한 것의 로터(rotor) 필드 제어들에 대해 사용될 수 있다.
본 발명의 제어 네트워크는 듀티 사이클 제어 및 전류 모드 제어에 기반해서 정류 스위치들을 제어할 수 있다.
본 발명의 혜택들, 특징들, 및 이점들이 다음의 설명, 및 첨부된 도면들과 관련해서 더 잘 이해될 것이고, 여기서:
도 1a는 종래의 Z-소스 정류기 네트워크의 스키매틱 다이어그램이고, 도 1b는 듀티 사이클의 함수으로서 도 1a의 Z-소스 정류기 네트워크의 상응하는 DC 전압 이득을 플롯팅하는 그래픽 다이어그램이고;
도 2a는 종래의 쿼지(quasi)-Z-소스 정류기 네트워크이고 도 2b는 듀티 사이클의 함수로서 도 2a의 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크의 상응하는 DC 전압 이득을 플롯팅하는 그래픽 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 실행되는 Z-소스 컨버터의 스키매틱 다이어그램이다.
도 4는 도 3의 Z-소스 컨버터의 스위칭을 제어하기 위한 G1 및 G2를 발생시키기 위한 또 다른 제어 방법을 도시하는 타이밍도이다.
도 5a는 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 Z-소스 컨버터를 도시하는 스키매틱 다이어그램이다.
도 5b는 도 5a의 쇼팅된(shorted) 게이트들을 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스들 M1 및 M2의 스태틱 특성들을 도시하는 그래픽 다이어그램이다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예를 따르는 쿼지-Z-소스 컨버터의 스키매틱 다이어그램이다.
도 7은 본 발명의 또 다른 실시예를 따르는 쿼지-Z-소스 컨버터의 스키매틱 다이어그램이다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예를 따르는 쿼지-Z- 소스 컨버터의 스키매틱 다이어그램이다.
도 9는 동일한 또는 유사한 제어 스킴들이 Z-소스 컨버터 구성 및 쿼지-Z-소스 컨버터 구성 모두에 적용될 수 있음을 도시하는 Z-소스 컨버터의 도식화된 블록도이다.
도 10-13은 여기서 설명된 구성 중 어느 하나에 따라 실행되는 Z-형 컨버터를 사용하는 다양한 전자 디바이스들을 도시한다.
본 발명의 혜택들, 특징들, 및 이점들은 다음의 설명, 및 첨부된 도면들과 관련해서 더 잘 이해될 것이다. 다음의 설명은 해당 기술분야에서 통상의 기술자들이 본 출원의 문맥 및 그것의 요구사항들 내에 제공되는 바와 같이 본 발명을 구성하고 사용하는 것이 가능하도록 제시된다. 그러나 바람직한 실시예에 대한 다양한 수정들이 해당 기술분야에서 당업자에게 명백할 것이고, 여기서 규정된 일반적인 원칙들이 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 그러므로, 본 발명은 여기서 도시되고 설명된 소정 실시예들로 한정되도록 의도되지 않으나, 여기서 개시된 원칙들 및 신규한 특징들에 일치하는 가장 넓은 범위에 부합해야만 한다.
AC 입력 전압이 주어진 DC 출력 전압을 레귤레이팅하는 방법이 여기서 개시된다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 하이 스위칭 주파수 및 레귤레이션을 갖는 단일 컨버전 스테이지를 사용하여 다이렉트 AC-DC 파워 컨버전을 제공한다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 발광 다이오드(LED) 백열 전구 교체를 가능하게 한다. 본 발명의 일 실시예에 따르는 시스템은 파워 스위치로서 갈륨 니트리드(GaN) 특성들의 사용을 이용할 수 있다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 일반적인 AC-레귤레이팅된 DC 컨버터들에서 공통인 브리지 정류기를 제거한다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 부하 레귤레이션 및 AC 정류 모두를 획득하도록 듀티 사이클 제어를 사용한다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 Z-소스 정류기 네트워크 또는 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크와 같은, Z-형 정류기 네트워크를 사용한다. Z-형 정류기 네트워크는 '정류 스위치'를 사용하여 제어되거나 또는 스위칭된다. 일 실시예에서, 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스가 Z-형 정류기 네트워크를 스위칭하기 위한 정류 스위치로서 사용된다. 또 다른 실시예에서, 직렬-결합된 다이오드 및 전자 스위치가 Z-형 정류기 네트워크를 스위칭하기 위한 정류 스위치로서 집합적으로 사용된다. 여기서 설명된 실시예들에서, 각각의 정류 스위치를 위한 전자 스위치가 N-채널 금속-산화 반도체, 전계-효과 트랜지스터(MOSFET)로서 도시된다. 그러나 전자 스위치들의 대안적인 유형들이 예를 들어, FET 디바이스(예, P-채널 MOSFETs, NFETs, PFETs 등)들의 다른 유형들, 및 바이폴라 트랜지스터(예, 바이폴라 접합 트랜지스터들, 절연된-게이트 바이폴라 트랜지스터들 등)들과 같은 트랜지스터들의 다른 유형들과 같이 사용될 수 있다는 점이 인정된다. 본 발명의 일 실시예를 따르는 시스템은 컴온 인덕터들을 사용하고 커스텀 트랜스포머들을 회피한다.
DC 출력 전압이 Z-소스 컨버터 또는 쿼지-Z-소스 컨버터 둘 중 하나와 같은, Z-형 컨버터를 사용하여 AC 입력 전압으로부터 컨버팅된다. 둘 중 어느 하나의 컨버터에 있어서, AC 입력 VAC가 포지티브 및 네거티브 둘 모두를 스위핑함에 따라 듀티 사이클(D)이 DC 출력을 레귤레이팅하도록 제어된다. 일 실시예에서 출력 전압 VO가 레귤레이팅된다. 일 대안적인 실시예에서, 출력 전류가 레귤레이팅된다. 여기서 사용된 바와 같이, VAC는 AC 라인 입력 전압, 하프-브리지 정류된 AC 전압, 풀-브릿지 정류된 AC 전압 등과 같은, 임의 적합한 주파수 및/또는 크기의 AC 입력 전압의 임의 유형을 나타낸다. 본 발명의 실시예들이 단일-위상 시스템들에 대해 도시되나, 그러나 폴리-위상 구성들로 쉽게 확장될 수 있다. 예를 들어, 부하는 부가되는 요소들을 절약하도록 Y-연결된 폴리 위상 시스템의 뉴트럴에 대해 레퍼렌싱될 수 있다. 여기서 설명된 바와 같은 Z-소스 또는 쿼지-Z-소스 컨버터가 AC 동기식 모터 또는 제너레이터 또는 그와 유사한 것의 로터 필드 제어들에 대해 사용될 수 있다.
도 1a는 종래의 Z-소스 정류기 네트워크(100)의 스키매틱 다이어그램이다. AC 전압 소스(101)는 인덕터 L1의 일단에 그리고 싱글-폴, 싱글-스로우(SPST) 스위치 S2의 일 단자에 결합되는 포지티브 단자를 가진다. 스위치 S2의 다른 단자가 제 2 인덕터 L2의 일단에 그리고 커패시터 CAC의 일단에 결합된다. CAC의 다른 단이 L1의 다른 단에 그리고 또 다른 SPST 스위치 S1의 일 단자에 결합된다. 스위치 S1의 다른 단자가 부하 레지스터 RL의 일단에 그리고 커패시터 CDC의 일단에 결합되고, 여기서 RL 및 CDC가 병렬로 결합된다. RL 및 CDC의 다른 단들이 L2의 다른 단에 그리고 AC 전압 소스(101)의 네거티브 단자에 결합된다. AC 전압 소스(101)가 AC 전압 VAC를 전개한다. Z-소스 정류기 네트워크(100)의 스위치들 S1 및 S2가 신호들 C1 및 C2 각각에 의해 제어되는 바와 같이 스위칭된다. AC 입력은 VAC이고 DC 출력 전압 VO는 커패시터 CDC와 병렬로 부하 레지스턴스 RL을 포함하는 부하를 가로지르는 전압이다. 스위치들 S1 및 S2의 각각의 스위칭 주파수는 VAC의 주파수보다 일반적으로 더 높다.
스위치들 S1 및 S2는 스위치 S1이'온'일 때, 스위치 S2가 '오프'가 되도록 교대로 컨덕팅한다(C1은 로직 레벨 1이고 C2는 로직 레벨 0이다). 유사하게 스위치 S2가 '온'일 때 스위치 S1은 '오프'이다(C1은 로직 레벨 0이고 C2는 로직 레벨 1이다). 듀티 사이클(D)은 시간의 라티오이고 C1은 총 스위칭 사이클에 대해 하이(로직 레벨 1)이다. 따라서, C1이 듀티 사이클 D에 기반해서 스위칭되고 C2가 1-D에 기반해서 스위칭된다.
도 1b는 듀티 사이클 D의 함수로서 Z-소스 정류기 네트워크(100)의 상응하는 DC 전압 이득을 플로팅하는 그래픽 다이어그램이다. 전압 이득은 AC 입력 전압에 의해 나누어진 DC 출력 전압 VO, 또는 VO/VAC이고, 여기서 VO/VAC=(1-2D)/(1-D)이 다. 제어 루프가 포지티브 또는 네거티브 입력 전압 둘 중 어느 하나에 대해 포지티브 출력 전압을 레귤레이팅하도록 사용될 수 있다. 그러므로 AC 사인곡선 파형이 포지티브 및 네거티브 둘 모두를 스위핑함에 따라 DC 출력이 듀티 사이클을 제어하는 것에 의해 레귤레이팅될 수 있다.
도 2a는 종래의 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)의 스키매틱 다이어그램이다. 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)는 유사한 컴포넌트들이 동일한 참조 번호들을 가정한다는 점에 Z-소스 정류기 네트워크(100)와 유사하다. AC 전압 소스(101)는 L1의 일단에 그리고 스위치 S2의 다른 단자에 결합되는 포지티브 단자를 가진다. 스위치 S2의 다른 단자가 L2의 일단에 그리고 커패시터 CAC의 다른 단에 결합된다. CAC의 다른 단은 S1의 일 단자에 그리고 병렬로 결합된 RL 및 CDC의 각각의 일단에 결합된다. RL 및 CDC의 다른 단들이 L1의 다른 단에 결합된다. 스위치 S1의 다른 단자가 L2의 다른 단에 그리고 AC 전압 소스(101)의 네거티브 단자에 결합된다. AC 전압 소스(101)는 VAC를 전개한다.
쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)의 스위치들 S1 및 S2는 C1 및 C2 각각에 의해 제어되는 바와 같이 스위칭된다. 다시, AC 입력은 전압 소스 VAC이고 DC 출력 전압이 CDC와 병렬인 부하 RL을 가로지른다. 스위치들 S1 및 S2가 스위치 S1이 '온'일 때 스위치 S2가 '오프' 되도록 교대로 컨덕팅한다(예, C1은 로직 레벨 1이고 C2은 로직 레벨 0이다). 유사하게 스위치 S2가 '온'일 때 스위치 S1이 '오프'이다(예, C1은 로직 레벨 0이고 C2는 로직 레벨 1이다). 다시, 듀티 사이클 D는 시간의 라티오이고 C1은 총 스위칭 사이클에 대해 하이이며(예, 로직 레벨 1), C1은 듀티 사이클 D에 기반해서 스위칭되고 C2는 1-D에 기반해서 스위칭된다.
도 2b는 듀티 사이클 D의 함수로서 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)의 상응하는 DC 전압 이득을 플로팅하는 그래픽 다이어그램이다. 전압 이득은 입력 전압 VAC에 의해 나누어지는 DC 출력 전압 VO이고, 여기서 VO/VAC=(1-2D)/(D)이다. 제어 루프는 포지티브 또는 네거티브 입력 전압 둘 중 어느 하나에 대해 포지티브 출력 전압을 레귤레이팅하도록 사용될 수 있다. 그러므로 AC 사인곡선 파형이 포지티브 및 네거티브 둘 모두를 스위핑함에 따라 DC 출력은 듀티 사이클을 제어하는 것에 의해 레귤레이팅될 수 있다.
다음의 시스템들 및 방법들이 Z-소스 정류기 네트워크를 포함하는 Z-형 정류기 네트워크 또는 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크 중 어느 하나의 유형에 동일하게 적용된다. 다양한 실시예들에서, 스위치들 S1 및 S2의 각각이 정류 스위치에 의해 대체된다. 일 실시예에서, 스위치들 S1 및 S2의 각각은 MOSFET(금속-산화 반도체, 전계-효과 트랜지스터) 또는 그와 유사한 것과 직렬인 다이오드에 의해 대체된다. 또 다른 실시예에서, 스위치들 S1 및 S2의 각각은 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스에 의해 대체된다. 정류 스위치를 사용하는 두 접근 모두 단일 스테이지 AC-DC 파워 컨버전을 특징으로 하고, 2-스테이지 AC-DC 컨버전 방법들의 일반적인 브리지 정류기를 회피한다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따라 실행되는 Z-소스 컨버터(300)의 스키매틱 다이어그램이다. Z-소스 컨버터(300)는 Z-소스 정류기 네트워크(100)와 유사한 방법으로 결합되는 AC 전압 소스(101), 인덕터들 L1 및 L2, 커패시터 CAC 및 부하 RL 및 CDC를 포함한다. 인덕터 L1은 노드(301, 303)들 사이에 결합되고 인덕터 L2는 노드(305, 307)들 사이에 결합된다. AC 전압 소스(101)는 노드(301)에 결합되는 그것의 포지티브 단자 및 노드(307)에 결합되는 그것의 네거티브 단자를 가진다. 커패시터 CAC는 노드(303, 305)들 사이에 결합된다. 스위치들 S1 및 S2는 각각의 정류 스위치들 RS1 및 RS2에 의해 대체되고, 각각의 정류 스위치는 N-채널 MOSFET로 나타나는 직렬 결합된 다이오드 및 전자 스위치를 포함한다. 앞서 설명된 바와 같이, 전자 스위치들의 다른 유형들(예, MOS 또는 FET 디바이스들의 다른 유형들, BJT들 및 그와 유사한 것 등과 같은 트랜지스터들의 다른 유형들)이 사용될 수 있다. 정류 스위치 RS1에 있어서, 다이오드 D1은 노드(303)에 결합되는 그것의 애노드를 가지고, N-채널 MOSFET Q1의 드레인에 결합되는 그것의 캐소드를 가진다. Q1의 소스는 노드(309)에 결합된다. RL 및 CDC는 노드(307, 309)들 사이에 병렬로 결합된다. 따라서 다이오드 D1 및 MOSFET Q1은 제 1 정류 스위치 RS1을 형성하도록 직렬로 결합된다. 정류 스위치 RS2에 있어서, 다이오드 D2는 노드(305)에 결합되는 그것의 애노드를 가지고, N-채널 MOSFET Q2의 드레인에 결합되는 그것의 캐소드를 가진다. Q2의 소스는 노드(301)에 결합된다. 따라서 다이오드 D2 및 MOSFET Q2는 제 2 정류 스위치 RS2를 형성하도록 직렬로 결합된다. MOSFET Q1 및 Q2는 게이트 신호들 G1 및 G2 각각에 의해 제어된다. AC 입력은 노드(301, 307)들에 인가된 AC 전압 소스(101)에 의해 전개된 전압 VAC이고, DC 출력 전압은 노드(309, 307)들 사이에서 RL을 가로지르는 VO이다.
일 실시예에서, G1 및 G2 제어 신호들이 서로에 관련된 마주하는 극성들로 토글링되나, 그러나 VAC의 극성에 더 기반한다. 제어 네트워크는 제어 신호들 G1 및 G2를 전개하도록 VAC의 극성 및 출력 전압 VO 또는 인덕터 L1 및 L2를 통한 전류 둘 중 하나를 감지한다. 일 실시예에서, 예를 들어, 제어 네트워크(801)(도 8)는 제어 스킴을 수행하도록 사용될 수 있다. 이하에서 더 설명되는 바와 같이, VAC가 포지티브일 때, G2는 PWM 신호와 동시에 토글링되고 G1은 PWM 신호의 반전된 버전과 동시에 토글링된다. VAC가 네거티브일 때, G1은 PWM 신호와 동시에 토글링되고, G2는 PWM 신호의 반전된 버전과 동시에 토글링된다. 동작 동안 동작은 이 방법으로 반복한다. G1 및 G2의 스위칭 주파수(그리고 따라서 정류 스위치 RS1 및 RS2의 것임)는 일반적으로 VAC의 주파수보다 더 높다.
도 4는 Z-소스 컨버터(300)의 스위칭을 제어하도록 G1 및 G2를 발생시키기 위한 또 다른 제어 방법을 도시하는 타이밍도이다. VAC는 G1 및 G2 대(versus) 시간을 따라 플로팅된다. 입력 라인 전압 VAC의 포지티브 하프 사이클 동안, G2는 하이로 홀딩되고 G1은 부하 전압(RL을 가로지름) 또는 부하 전류(RL 또는 하나의 또는 모든 인덕터들을 통함)를 제어하도록 모듈레이팅된다(VO 또는 부하 전류의 모니터링에 기반한 PWM 신호 또는 그와 유사한 것에 기반함). 입력 전압 VAC의 네거티브 하프 사이클 동안, G1은 하이로 홀딩되고 G2는 부하 전압 또는 전류를 제어하도록 모듈레이팅된다. 모듈레이션은 단순화된 형태로 나타나고, 모듈레이팅된 신호의 듀티 사이클은 제어 펑션(출력 전압 또는 부하 전류 또는 그와 유사한 것)을 따라 제어된다는 점이 이해된다. 이하에서 더 설명되는 제어 네트워크(601)는 도 4에서 도시되는 제어 스킴을 따라 동작한다.
도 5a는 본 발명의 또 다른 실시예를 따라 Z-소스 컨버터(500)를 도시하는 스키매틱 다이어그램이다. Z-소스 컨버터(500)는 유사한 컴포넌트들이 동일한 참조번호들을 가정한다는 점에서 Z-소스 컨버터(300)와 유사하고, 노드(301, 303, 305, 307, 309)들과 관련된 동일한 방법으로 함께 결합되는 AC 전압 소스(101), 인덕터들 L1 및 L2, 커패시터 CAC 및 부하 디바이스 RL 및 CDC를 포함한다. 이 경우에 정류 스위치들 RS1 및 RS2는 각각이 그것의 전류 단자들 중 하나에 쇼팅되는 그것의 게이트들 중 하나를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스들이고, 구성은 여기서 "쇼팅된 게이트(shorted gate)"로 언급된다. 특히, 다이오드 D1 및 MOSFET Q1은 노드(303, 309)들 사이에 결합되는 전류 단자들을 갖고 노드(303)에 역시 결합되는 하나의 쇼팅된 게이트를 갖는 GaN 디바이스 M1에 의해 대체된다. 또한 다이오드 D2 및 MOSFET Q2는 노드(301, 305)들 사이에 결합되는 전류 단자들을 갖고 노드(305)에 역시 결합되는 하나의 쇼팅된 게이트를 갖는 GaN 디바이스 M2에 의해 대체된다. M1의 다른 게이트는 제어 신호 G1을 수신하고, M2의 다른 게이트는 제어 신호 G2를 수신한다.
다시, AC 입력은 전압 소스 VAC이고 DC 출력 전압 VO는 부하 레지스터 RL을 가로지른다. 일 실시예에서, G1 및 G2는 제어 신호들 C1 및 C2와 동일한 형태를 가질 수 있다. 또 다른 실시예에서, 도 4에서 도시된 제어 방법은 Z-소스 컨버터(500)의 스위칭을 제어하도록 G1 및 G2를 발생시키도록 사용될 수 있다. 따라서 유사한 동작이 정류 스위치들 RS1 및 RS2 각각으로서 직렬-결합된 다이오드들 D1 및 D2를 갖는 MOSFET들 Q1 및 Q2를 갖는 바와 같이 듀얼 게이트 GaN 디바이스들 M1 및 M2와 함께 구현된다.
도 5b는 쇼팅된 게이트들을 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스들 M1 및 M2의 정지 특성들을 도시하는 그래픽 다이어그램이다. 특히, 전류 단자들 ID를 통한 전류가 온(VGS=ON) 및 오프(VGS=OFF) 조건들 모두에 대해 전류 단자들 VDS를 가로지는전압에 대비해서 플로팅된다. 제 2 게이트는 포워드 조건 및 블록킹을 제어하고, 반면에 디바이스는 역전류를 블록킹한다. 이들 특성들은 직렬-결합된 다이오드 및 MOSFET의 특성들과 유사하다. 그러므로 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스들을 갖는 컨버터 동작 역시 도 4에서 나타난 바와 유사하다.
도 3 및 5a 모두가 Z-소스 정류기를 포함하는 Z-소스 컨버터 구성을 도시함에도, 유사한 쿼지-Z-소스 컨버터 구성이 대신에 쿼지-Z-소스 정류기를 포함하여 실행될 수 있다. 따라서 직렬-결합된 다이오드 및 MOSFET 또는 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스 둘 중 어느 하나가 유사한 결과들을 획득하도록 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크(200)의 스위치들 S1 및 S2를 대체한다. 게이트 제어 신호들 G1 및 G2는 도 4에서 도시되는 바와 같이 제어될 수 있다.
도 6은 본 발명의 또 다른 실시예를 따르는 쿼지-Z-소스 컨버터(600)의 스키매틱 다이어그램이고, 그것은 스위칭 펑션에 있어서 정류 스위치들로 스위치들 S1 및 S2를 대체하는 것에 의해 수정되는 것을 제외하고 도 2a에서 나타난 바와 유사한 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크를 포함한다. 쿼지-Z-소스 컨버터(600)는 유사한 컴포넌트들이 동일한 참조 번호들을 가정한다는 점에서 Z-소스 컨버터(300)와 형태에서 유사하고, 노드(301, 303, 305, 307)들과 관련된 유사한 방법으로 함께 결합되는 AC 전압 소스(101), 인덕터들 L1 및 L2, 커패시터 CAC를 포함한다. 그러나 이 방법에서 부하 디바이스들 RL 및 CDC가 서로 병렬로 결합되고, 노드(301, 303)들 사이에서 L1과 직렬로 집합적으로 결합된다. 도시되는 바와 같이, L1은 노드(301)와 중간 노드(602) 사이에 결합되고, RL 및 CDC는 노드(602, 303)들 사이에 병렬로 결합된다. 정류 스위치 RS1은 노드(307, 303) 사이에 결합되고, 다이오드 D1 및 MOSFET Q1을 포함한다. 다이오드 D1은 노드(307)에 결합되는 그것의 애노드 및 Q1의 드레인에 결합되는 그것의 캐소드를 가진다. Q1의 소스가 노드(303)에 결합된다. 정류 스위치 RS2가 노드(301, 305)들 사이에 결합되고, 다이오드 D2 및 MOSFET Q2를 포함한다. 다이오드 D2는 노드(301)에 결합되는 그것의 애노드 및 Q2의 드레인에 결합되는 그것의 캐소드를 가진다. Q2의 소스가 노드(305)에 결합된다. AC 입력은 노드(301, 307)들을 가로질러 VAC를 제공하는 AC 전압 소스(101)이고, DC 출력 전압 VO는 노드(303, 602)들 사이에서 RL을 가로지른다.
또한 제어 네트워크(601)가 도 4에서 도시된 바와 유사한 방법으로 스위치들을 제어하도록 제어 신호들 G1 및 G2를 발생시키도록 제공된다. 제어 네트워크(601)는 포지티브 및 네거티브 입력 전압 둘 모두에 대해 루프 이득을 선형화하도록 루프를 반전시키는 듀티 사이클 제어를 수행한다. 이 경우에, RL을 가로지르는 출력 전압 VO가 모니터링되고 인테그레이터로서 구성되는 에러 증폭기(603)에 의해 기준 전압 REF와 비교된다. 나타나는 바와 같이, RL의 일 단이 커패시터(621)의 일 단에 결합되는 그것의 다른 단을 갖는 레지스터(617)의 일 단에 그리고 에러 증폭기(603)의 반전 입력에 결합된다. RL의 다른 단이 기준 전압 REF를 전개하는 전압 소스(615)의 네거티브 단자에 제공되고, 전압 소스(615)는 에러 증폭기(603)의 비반전 입력에 결합되는 그것의 포지티브 단자를 가진다. 커패시터(621)의 다른 단이 에러 전압 ER을 전개하도록 에러 증폭기(603)의 출력에 결합된다. ER은 비교기(605)의 비반전 입력에 제공되고, 그라운드(GND)로 레퍼런싱되는 소투스 제너레이터(607)로부터 출력되는 소투스 웨이브 SW를 수신하는 그것의 반전 입력을 가진다.
비교기(605)의 출력은 2-입력 OR 게이트(609)의 일 입력에 그리고 또 다른 2-입력 OR 게이트(613)의 일 입력에 제공되는 PWM 신호를 전개한다. AC 감지 신호 AS가 OR 게이트(609)의 다른 입력에 제공된다. 비교기(611)는 전압 소스(101)의 포지티브 단자에 결합되는 그것의 비반전 입력을 가지고, 전압 소스(101)의 네거티브 단자에 결합되는 그것의 반전 입력을 가진다. 따라서 비교기(611)는 VAC를 감지하고 그것의 출력에서 AS 신호를 전개한다. AS가 OR 게이트(613)의 다른 입력에 결합되는 그것의 출력을 갖는 인버터(612)에 의해 반전된다. OR 게이트(609)의 출력이 정류 스위치 RS2를 제어하기 위해 제어 신호 G2를 전개하도록 사용되고 OR 게이트(613)의 출력이 정류 스위치 RS1을 제어하기 위해 제어 신호 G1을 전개하도록 사용된다.
동작에서, 출력 전압 VO와 기준 전압 REF 사이의 임의 차이가 ER을 제공하도록 에러 증폭기(603)에 의해 인테그레이팅되고, PWM을 전개하도록 소투스 웨이브 SW를 갖는 비교기(605)에 의해 비교된다. VAC가 포지티브일 때, AS는 G2를 하이로 유지하는 하이이고, PWM은 G1을 토글링한다. VAC가 네거티브일 때, AS는 G1을 하이로 유지하는 로우이고, 반면에 PWM은 도 4에서 나타난 바와 유사한 방법으로 G2를 토글링한다.
제어 네트워크(601)가 정류 스위치들 RS1 및 RS2로서 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스들과 함께 대신에 구성되는 쿼지-Z-소스 컨버터(600)를 제어하도록 사용될 수 있다. 또한, 제어 네트워크(601)는 Z-소스 컨버터(300) 또는 Z-소스 컨버터(500) 중 어느 하나를 제어하도록 사용될 수 있다. 소투스 웨이브 SW는 램프 제너레이터의 임의 유형에 의해 제공되는 램프 웨이브의 예시적인 실시예이다.
도 7은 쿼지-Z-소스 컨버터(700)의 스키매틱 다이어그램이고, 그것은 도 6에서 도시된 바와 유사한 쿼지-Z-소스 정류기 네트워크를 포함한다. AC 전압 소스(101), 인덕터들 L1 및 L2, 부하 디바이스들 RL 및 CDC 및 커패시터 CAC가 쿼지-Z-소스 컨버터(600)에 있어서와 같이 노드(301, 303, 305, 307, 602)들과 관련된 유사한 방법으로 결합되도록 제공된다. 또한, 정류 스위치 RS1이 유사한 방법으로 노드(307, 303)들 사이에 직렬로 결합되는 다이오드 D1 및 MOSFET Q1을 포함하도록 제공된다. 또한, 정류 스위치 RS2가 유사한 방법으로 노드(301, 305)들 사이에 직렬로 결합되는 다이오드 D2 및 MOSFET Q2를 포함하도록 제공된다.
제어 네트워크(601)가 제어 네트워크(701)에 의해 대체된다. 제어 네트워크(701)는 에러 전압 ER을 전개하도록 제어 네트워크(601)와 유사한 방법으로 RL에 결합되는 전압 소스(615), 레지스터(617) 및 커패시터(621)를 포함한다. 그러나 이 경우에, 제어 네트워크(701)는 제어 루프에 있어서 대안적인 방법을 제공하는 전류 모드 제어를 수행한다. 다시, AC 입력은 VAC를 제공하는 전압 소스(101)이고, DC 출력 전압은 RL을 가로지르는 VO이다. 오직 쿼지-Z-소스 컨버터(600)에 있어서만, 에러 증폭기(603)가 RL을 가로지르는 출력 전압과 기준 전압 REF 사이의 차이를 인테그레이팅하도록 사용되는 인테그레이터로서 구성된다. 이 경우에, 에러 증폭기(603)의 ER 출력이 전류 커맨드 신호로서 사용되고, 그것은 정류 스위치들 RS1 및 RS2 각각을 제어하기 위해 제어 신호들 G1 및 G2를 전개하도록 독립적인 전류 레귤레이터(703, 705)들에 제공된다.
제어 네트워크(701)는 각각이 AC 극성 신호들을 제공하도록 AC 전압 소스(101)에 결합되는 AC 극성 비교기(707, 709)들을 더 포함한다. 비교기(707)는 AC 전압 소스(101)의 포지티브 및 네거티브 단자들 각각에 결합되는 그것의 반전 및 비반전 입력들을 가지고, 전류 레귤레이터(703)의 입력에 제 1 AC 극성 신호 ACN을 제공하는 출력을 가진다. 비교기(709)는 AC 전압 소스(101)의 네거티브 및 포지티브 단자들 각각에 결합되는 그것의 반전 및 비반전 입력들을 가지고, 전류 레귤레이터(705)의 입력에 제 2 AC 극성 신호 ACP를 제공하는 출력을 가진다. 전류 센서(711)는 인덕터 L1을 통해 전류를 모니터링하고 전류 레귤레이터(703)에 상응하는 전류 감지 신호 IL1을 제공하고, 또 다른 전류 센서(713)는 인덕터 L2를 통해 전류를 모니터링하고 전류 레귤레이터(705)에 상응하는 전류 감지 신호 IL2를 제공한다.
동작에서, VAC가 포지티브일 때, ACP는 하이이고 G2는 이러한 하프 사이클에 대해 하이로 남겨진다(도 4에서와 같음). 또한, VAC가 포지티브인 동안, 전류 레귤레이터(703)는 IL1을 통해 인덕터 L1의 전류를 모니터링하고, 전류를 제어하도록 G1 상에 듀티 사이클 DA를 전개한다. 이 경우에 VAC가 포지티브인 동안, 다이오드 D2는 듀티 사이클(1-DA)과 함께 컨덕팅한다. VAC가 네거티브일 때, ACN은 하이이고 G1은 이러한 하프 사이클에 대해 하이이다(도 4에서 도시된 바와 같음). 또한 VAC가 네거티브인 동안, 정류 스위치 RS2에 대한 전류 레귤레이터(705)가 IL2를 통해 인덕터 L2의 전류를 모니터링하고, 전류를 제어하도록 G2 상에 듀티 사이클 DB를 전개한다. 이 경우에 VAC가 네거티브인 동안, 다이오드 D1은 듀티 사이클(1-DB)과 함께 컨덕팅한다. 평균 전류 모드 제어, 피크 전류 모드 제어 등과 같은, 전류-모드 제어 스킴들의 다양한 유형들이 심사숙고된다.
제어 네트워크(701)가 정류 스위치들 RS1 및 RS2로서 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스들과 함께 대신에 구성되는 쿼지-Z-소스 컨버터(600)를 제어하도록 사용될 수 있다. 또한 제어 네트워크(701)가 Z-소스 컨버터(300) 또는 Z-소스 컨버터(500) 둘 하나를 제어하도록 사용될 수 있다.
도 8은 본 발명의 또 다른 실시예를 따르는 쿼지-Z-소스 컨버터(800)의 스키매틱 다이어그램이고, 그것은 제어 네트워크(601)가 제어 네트워크(801)에 의해 대체되는 것을 제외하고 쿼지-Z-소스 컨버터(600)와 유사하다. AC 전압 소스(101), 인덕터들 L1 및 L2, 부하 디바이스들 RL 및 CDC, 정류 스위치들 RS1 및 RS2, 및 커패시터 CAC가 쿼지-Z-소스 컨버터(600)에 있어서와 같이 노드(301, 303, 305, 307, 602)들과 관련된 유사한 방법으로 결합되도록 제공된다. 제어 네트워크(801)는 제어 네트워크(601)와 유사하고, 앞서 설명된 바와 동일한 방법으로 동작하도록 구성되는 에러 증폭기(603)(컴포넌트(615, 617, 621)들을 지지하는 것과 함께), SW를 제공하는 소투스 제너레이터(607), 및 비교기(605, 611)들을 포함한다. 이 경우에, OR 게이트(609, 613)들 및 인버터(612)가 2-입력 익스쿨루시브-OR 게이트(803) 및 인버터(805)에 의해 대체된다. 비교기(611)의 출력에서 AS 신호가 일 입력에 제공되고, PWM이 정류 스위치 RS1을 제어하기 위해 G1을 전개하도록 버퍼링된 그것의 출력을 갖는 익스쿨루시브-OR 게이트(803)의 다른 입력에 제공된다. 익스쿨루시브-OR 게이트(803)의 출력이 인버터(805)에 의해 반전되고 정류 스위치 RS2를 제어하기 위해 G2를 전개하도록 버퍼링된다. 이 경우에, VAC가 포지티브일 때, PWM 신호가 G2로 효율적으로 라우팅되고, PWM 신호의 반전된 버전이 G1으로 라우팅된다. VAC가 네거티브일 때, PWM 신호가 G1으로 효율적으로 라우팅되고, PWM 신호의 반전된 버전이 G1으로 라우팅된다. 결과 루프 이득은 VAC의 하프 사이클들 둘 모두에 대해 동일하다.
도 6, 7 및 8은 쿼지-Z-소스 컨버터 구성에 적용되는 다양한 제어 스킴들을 도시한다. 도 9는 동일한 또는 유사한 제어 스킴들이 Z-소스 컨버터 구성에 적용될 수 있는 바와 같이 도시하는 Z-소스 컨버터(900)의 도식화된 블록도이다. Z-소스 컨버터(900)는 Z-소스 컨버터(300)와 동일한 구성을 가지고, 동일한 방법으로 노드(301, 303, 305, 307, 309)들에 결합되는 AC 전압 소스(101), 인덕터들 L1 및 L2, 커패시터 CAC, 정류 스위치들 RS1 및 RS2 및 부하 디바이스들 RL 및 CDC를 포함한다. 정류 스위치들 RS1 및 RS2가 컨버터(300, 500)들과 유사한 방법으로 Z-소스 정류기 구성에서 도시된다. 각각의 정류 스위치 RS1 및 RS2가 도 3에서 도시된 바와 같이 직렬 결합된 다이오드 및 전자 스위치(예, MOSFET 또는 그와 유사한 것)로서 또는 도 5a에서 도시된 바와 같이 쇼팅된 게이트들을 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스들로서 구성될 수 있다. 입력 전압은 VAC이고, 출력 전압은 노드(309, 307)들 사이에서 RL을 가로질러 인가되는 VO이다.
AC 감지 블록(901)이 AC 전압 소스(101)를 가로질러 VAC를 감지하고 AC 감지 정보 ACS를 제공하도록 도시된다. ACS는 하나의 신호(예, 도 6 및 8에서 도시된 바와 같은 AS) 또는 멀티플 신호(예, 도 7에서 도시된 바와 같은 ACP 및 ACN)들일 수 있다. 제어 블록(903)이 ACS를 수신하고, 부하 레지스터 RL을 가로질러 출력 전압 VO를 감지하고, 정류 스위치들 RS1 및 RS2 각각으로 G1 및 G2 제어 신호들을 제공하도록 도시된다. 제어 블록(903)이 제어 네트워크(601, 701, 801) 중 임의 하나와 같이, 여기서 설명된 제어 스킴들 중 임의 하나를 따라 구성된다. PWM 제어 스킴들은 예를 들어, 고정된 주파수 PWM, 가변 주파수 PWM, 히스테리시스 제어, 고정된 온-타임, 고정된 오프-타임 등과 같은 제어 스킴의 임의 유형을 따를 수 있다. 전류 모드 제어를 위한 제어 네트워크(701)를 따라 실행될 때, 전류 감지 디바이스(905, 907)들이 인덕터들 L1 및 L2 각각을 통해 전류를 감지하고, 제어 블록(903)으로 상응하는 전류 감지 신호들 IL1 및 IL2를 제공하도록 제공될 수 있다.
도 10-13은 여기서 설명된 구성들 중 임의 하나를 따라 실행되는 Z-형 컨버터(1000)를 사용하는 다양한 전자 디바이스들을 도시한다. Z-형 컨버터(1000)는 여기서 설명된 바와 같이 Z-소스 컨버터로서 또는 쿼지-Z-소스 컨버터로서 실행될 수 있다. 도 10에서 도시된 바와 같이, 컨버터(1000)는 VAC를 수신하고 DC 부하(1003)의 임의 유형을 구동한다. 도 11에서 도시되는 바와 같이, 컨버터(1000)는 VAC를 수신하고 하나 또는 그이상의 재충전가능한 배터리들을 포함하는 배터리 또는 배터리 뱅크(1101)를 충전한다. 도 12에서 도시되는 바와 같이, 컨버터(1000)는 VAC를 수신하고 하나 또는 그이상의 발광 다이오드(LED)(1201)들로 전류를 제공한다. 도 13에서 도시되는 바와 같이, 컨버터(1000)는 VAC를 수신하고 전자 모터(1303) 또는 그와 유사한 것에 대해 마그네틱 필드를 발생시키도록 코일(1301) 또는 그와 유사한 것에 전류를 제공한다.
본 발명이 그것의 특정 바람직한 버전들에 대한 참조와 함께 매우 상세하게 설명됨에도, 다른 버전들 및 변형들이 가능하고 심사숙고된다. 해당 기술분야의 당업자들은 그들이 다음의 청구항(들)에 의해 정의된 바와 같이 발명의 사상 및 범위로부터 벗어남 없이 본 발명의 동일한 목적들을 제공하도록 다른 구조들을 설계하거나 또는 수정하기 위한 토대로서 개시된 개념 및 소정 실시예들을 용이하게 사용할 수 있다는 점을 인정해야 한다.
603: 에러 증폭기
607: 소투스 제너레이터
703, 705: 전류 레귤레이터
901: AC 감지 블록
903: 제어 블록
1000: Z-형 컨버터
1003: DC 부하

Claims (22)

  1. AC 입력 전압을 레귤레이팅된 DC 출력 전압으로 컨버팅하기 위한 AC-DC 컨버터에 있어서,
    상기 AC 입력 전압을 수신하고 상기 DC 출력 전압을 제공하는 Z-형 컨버터로서,
    제 1 및 제 2 노드들 사이에 결합되는 제 1 인덕턴스 및 제 3 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 2 인덕턴스,
    상기 제 2 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 1 정류 스위치 및 상기 제 1 및 제 3 노드들 사이에 결합되는 제 2 정류 스위치,
    상기 제 2 및 제 3 노드들 사이에 결합되는 커패시턴스, 및
    상기 제 1 인덕턴스 및 상기 제 1 정류 스위치 중 하나와 직렬로 결합되어 상기 DC 출력 전압을 전개하는 부하 디바이스를 포함하고,
    상기 AC 입력 전압은 상기 Z-형 컨버터의 상기 제 1 및 제 4 노드들을 통해 인가되는 상기 Z-형 컨버터; 및
    상기 AC 입력 전압 및 상기 DC 출력 전압을 감지하고 상기 DC 출력 전압을 레귤레이팅하도록 상기 제 1 및 제 2 정류 스위치들을 제어하기 위한 제어 신호를 전개하는 제어 네트워크;를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 컨버터.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제어 신호는 펄스 제어 신호를 포함하고, 상기 제어 네트워크는 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 2 정류 스위치를 토글링하는 동안 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 1 부분에 대해 상기 제 1 정류 스위치를 액티베이팅하고, 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 1 정류 스위치를 토글링하는 동안 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 2 부분에 대해 상기 제 2 정류 스위치를 액티베이팅하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 컨버터.
  3. 제 1항에 있어서,
    상기 제어 신호는 펄스 제어 신호를 포함하고, 상기 제어 네트워크는 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 1 부분 동안 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 1 정류 스위치를 토글링하고 상기 펄스 제어 신호의 반전된 버전을 사용하여 상기 제 2 정류 스위치를 토글링하며, 상기 제어 네트워크는 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 2 부분 동안 상기 펄스 제어 신호의 상기 반전된 버전을 사용하여 상기 제 1 정류 스위치를 토글링하고 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 2 정류 스위치를 토글링하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 컨버터.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 Z-형 컨버터는 Z-소스 컨버터를 포함하고 상기 부하 디바이스는 상기 제 2 및 제 4 노드들 사이의 상기 제 1 정류 스위치와 직렬로 결합되는 것을 특징으로 하는 AC-DC 전압 컨버터.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 Z-형 정류기 컨버터는 쿼지-Z-소스 컨버터를 포함하고, 상기 부하 디바이스는 상기 제 1 및 제 2 노드들 사이의 상기 제 1 인덕턴스와 직렬로 결합되는 것을 특징으로 하는 AC-DC 전압 컨버터.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 정류 스위치들 각각은 직렬-결합된 다이오드 및 MOSFET 디바이스를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 전압 컨버터.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 정류된 스위들 각각은 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 전압 컨버터.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 제어 네트워크는:
    기준 전압 레벨과 관련해서 상기 DC 출력 전압의 상기 전압 레벨에 기반해서 에러 신호를 전개하는 에러 증폭기 네트워크;
    램프 신호를 제공하는 램프 제너레이터;
    상기 에러 신호 및 상기 램프 신호를 수신하고 그것을 나타내는 펄스 제어 신호를 제공하는 비교기;
    상기 AC 입력 전압의 극성을 나타내는 AC 감지 신호를 제공하는 AC 감지 네트워크; 및
    상기 AC 입력 전압이 제 1 극성인 동안 상기 제 1 정류 스위치를 액티베이팅하고 상기 펄스 제어 신호에 따라서 상기 제 2 정류 스위치의 액티베이션을 토글링하며 그리고 상기 AC 입력 전압이 제 2 극성인 동안 상기 제 2 정류 스위치를 액티베이팅하고 상기 펄스 제어 신호에 따라서 상기 제 1 정류 스위치의 액티베이션을 토글링하는 로직 네트워크;를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 전압 컨버터.
  9. 제 1항에 있어서,
    상기 제어 네트워크는:
    기준 전압 레벨과 관련해서 상기 DC 출력 전압의 상기 전압 레벨에 기반해서 에러 신호를 전개하는 에러 증폭기 네트워크;
    램프 신호를 제공하는 램프 제너레이터;
    상기 에러 신호 및 상기 램프 신호를 수신하고 그것을 나타내는 펄스 제어 신호를 제공하는 비교기;
    상기 AC 입력 전압의 극성을 나타내는 AC 감지 신호를 제공하는 AC 감지 네트워크; 및
    상기 AC 입력 전압이 제 1 극성인 동안 상기 펄스 제어 신호를 따라서 상기 제 1 정류 스위치의 액티베이션을 토글링하고 상기 펄스 제어 신호의 반전된 버전을 따라서 상기 제 2 정류 스위치의 액티베이션을 토글링하며, 상기 AC 입력 전압이 제 2 극성인 동안 상기 펄스 제어 신호에 따라서 상기 제 2 정류 스위치의 액티베이션을 토글링하고 상기 펄스 제어 신호의 반전된 버전에 따라서 상기 제 1 정류 스위치의 액티베이션을 토글링하는 로직 네트워크;를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 전압 컨버터.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 제어 네트워크는:
    기준 전압 레벨과 관련해서 상기 DC 출력 전압의 상기 전압 레벨에 기반해서 에러 신호를 전개하는 에러 증폭기 네트워크;
    상기 AC 입력 전압의 극성을 나타내는 AC 감지 신호를 제공하는 AC 감지 네트워크;
    상기 제 1 인덕턴스를 통해 전류를 감지하고 제 1 전류 감지 신호를 제공하는 제 1 전류 센서;
    상기 제 2 인덕턴스를 통해 전류를 감지하고 제 2 전류 감지 신호를 제공하는 제 2 전류 센서;
    상기 에러 신호, 상기 AC 감지 신호 및 상기 제 1 전류 감지 신호에 기반해서 상기 제 1 정류 스위치를 제어하는 제 1 전류 레귤레이터; 및
    상기 에러 신호, 상기 AC 감지 신호 및 상기 제 2 전류 감지 신호에 기반해서 상기 제 2 정류 스위치를 제어하는 제 2 전류 레귤레이터;를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC-DC 전압 컨버터.
  11. 제 1 및 제 2 노드들 사이에 결합되는 제 1 인덕턴스, 제 3 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 2 인덕턴스, 및 상기 제 2 및 제 3 노드들 사이에 결합되는 커패시턴스를 포함하는 Z-형 컨버터를 사용하여 AC 입력 전압을 DC 출력 전압으로 컨버팅하는 방법으로서, 상기 방법은:
    상기 제 2 및 제 4 노드들 사이에 제 1 정류 스위치를 제공하는 단계;
    상기 제 1 및 제 3 노드들 사이에 제 2 정류 스위치를 제공하는 단계;
    상기 제 1 인덕턴스 및 상기 제 1 정류 스위치 중 하나와 직렬로 상기 DC 출력 전압을 전개하는 부하 디바이스를 결합시키는 단계;
    상기 제 1 및 제 4 노드들을 통해 상기 AC 입력 전압을 수신하는 단계; 및
    상기 AC 입력 전압 및 상기 DC 출력 전압을 감지하고 상기 DC 출력 전압을 레귤레이팅하도록 상기 제 1 및 제 2 정류 스위치들을 제어하기 위한 제어 신호를 전개하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제 11항에 있어서,
    상기 제어 신호를 전개하는 단계는 펄스 제어 신호를 전개하는 단계를 포함하고;
    상기 제 1 및 제 2 정류 스위치들을 제어하는 것은 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 2 정류 스위치를 토글링하는 동안 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 1 부분에 대해 상기 제 1 정류 스위치를 액티베이팅하고, 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 1 정류 스위치를 토글링하는 동안 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 2 부분에 대해 상기 제 2 정류 스위치를 액티베이팅하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  13. 제 11항에 있어서,
    상기 제어 신호를 전개하는 단계는 펄스 제어 신호를 전개하는 단계를 포함하고;
    상기 제 1 및 제 2 정류 스위치들을 제어하는 것은 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 1 부분 동안 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 1 정류 스위치를 토글링하고 상기 펄스 제어 신호의 반전된 버전을 사용하여 상기 제 2 정류 스위치를 토글링하며, 상기 AC 입력 전압의 각각의 사이클의 제 2 부분 동안 상기 펄스 제어 신호를 사용하여 상기 제 2 정류 스위치를 토글링하고 상기 펄스 제어 신호의 상기 반전된 버전을 사용하여 상기 제 1 정류 스위치를 토글링하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제 11항에 있어서,
    상기 Z-형 컨버터는 Z-소스 컨버터를 포함하고, 상기 부하 디바이스를 결합시키는 단계는 상기 제 2 및 상기 제 4 노드들 사이의 상기 제 1 정류 스위치와 직렬로 상기 부하 디바이스를 결합시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  15. 제 11항에 있어서,
    상기 Z-형 컨버터는 쿼지-Z-소스 컨버터를 포함하고, 상기 부하 디바이스를 결합시키는 단계는 상기 제 1 및 제 2 노드들 사이의 상기 제 1 인덕턴스와 직렬로 상기 부하 디바이스를 결합시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  16. 제 11항에 있어서,
    상기 제 1 정류 스위치를 제공하는 단계 및 상기 제 2 정류 스위치를 제공하는 단계 각각은 MOSFET 디바이스와 직렬로 다이오드를 결합시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 11항에 있어서,
    상기 제 1 정류 스위치를 제공하는 단계 및 상기 제 2 정류 스위치를 제공하는 단계 각각은 쇼팅된 게이트를 갖는 듀얼 게이트 GaN 디바이스를 제공하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 11항에 있어서,
    상기 AC 입력 전압 및 상기 DC 출력 전압을 감지하는 단계 및 상기 DC 출력 전압을 레귤레이팅하도록 상기 제 1 및 제 2 정류 스위치들을 제어하기 위해 제어 신호를 제어하는 단계는:
    기준 전압 레벨과 관련된 상기 DC 출력 전압의 상기 전압 레벨에 기반해서 에러 신호를 전개하는 단계;
    상기 AC 입력 전압의 극성을 나타내는 AC 감지 신호를 제공하는 단계;
    상기 제 1 인덕턴스를 통해 전류를 감지하고 제 1 전류 감지 신호를 제공하는 단계;
    상기 제 2 인덕턴스를 통해 전류를 감지하고 제 2 전류 감지 신호를 제공하는 단계;
    상기 에러 신호, 상기 AC 감지 신호 및 상기 제 1 전류 감지 신호에 기반해서 상기 제 1 정류 스위치를 제어하는 단계; 및
    상기 에러 신호, 상기 AC 감지 신호 및 상기 제 2 전류 감지 신호에 기반해서 상기 제 2 정류 스위치를 제어하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 전자 디바이스에 있어서,
    제 1, 제 2, 제 3 및 제 4 노드들을 갖고, 상기 제 1 및 제 4 노드들을 통해 AC 입력 전압을 수신하고 상기 제 2 및 제 3 노드들을 통해 DC 출력 전압을 제공하도록 구성되는 Z-형 컨버터로서,
    상기 제 1 및 제 2 노드들 사이에 결합되는 제 1 인덕턴스 및 상기 제 3 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 2 인덕턴스,
    상기 제 2 및 제 4 노드들 사이에 결합되는 제 1 정류 스위치 및 상기 제 1 및 제 3 노드들 사이에 결합되는 제 2 정류 스위치,
    상기 제 1 인덕턴스 및 상기 제 1 정류 스위치 중 하나와 직렬로 결합되어 DC 출력 전압을 전개하는 부하 디바이스, 및
    AC 입력 전압 및 상기 DC 출력 전압을 감지하고 상기 DC 출력 전압을 레귤레이팅하도록 상기 제 1 및 제 2 정류 스위치들을 제어하기 위한 제어 신호를 전개하는 제어기를 포함하는 상기 Z-형 컨버터; 및
    상기 DC 출력 전압을 수신하기 위한 제 2 및 제 3 노드들에 결합되는 DC 부하;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  20. 제 19항에 있어서,
    상기 DC 부하는 적어도 하나의 재충전가능한 배터리를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  21. 제 19항에 있어서,
    상기 DC 부하는 적어도 하나의 발광 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
  22. 제 19항에 있어서,
    상기 DC 부하는 전기 모터용 마그네틱 필드를 발생시키기 위한 코일을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자 디바이스.
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