KR101154667B1 - 무선 통신을 위한 유사-선형 간섭 소거 - Google Patents

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Abstract

무선(예컨대, CDMA) 통신 시스템에서 간섭 소거를 수행하기 위한 기술들이 기재된다. 단일-섹터 간섭 소거기에 있어서, 수신된 샘플들이 처리(예컨대, 역확산)되어 신호를 송신기(예컨대, 기지국)로부터 격리시키고 입력 샘플들을 획득한다. 상기 입력 샘플들은 제 1 변환(예컨대, 고속 아다마르 변환)(416)에 기초하여 변환되어 다수의 직교 채널들(예컨대, 왈쉬 빈들)에 대한 수신된 심벌들을 획득한다. 상기 다수의 직교 채널들에 대한 수신된 심벌들은 다수의 이득(440)들을 통해 스케일링되어 스케일링된 심벌들을 획득한다. 상기 이득들은 상기 직교 채널들에 대한 전력 추정들의 역(inverse)들에 관련될 수 있다. 스케일링된 심벌들은 제 2 변환(예컨대, 역 고속 아다마르 변환)(442)에 기초하여 변환되어 출력 샘플들을 획득하며, 이들이 처리(예컨대, 확산)되어 상기 송신기로부터의 억제된 신호를 포함하는 간섭-소거된 샘플들을 획득한다.

Description

무선 통신을 위한 유사-선형 간섭 소거{QUASI-LINEAR INTERFERENCE CANCELLATION FOR WIRELESS COMMUNICATION}
본 명세서는 일반적으로 통신, 보다 구체적으로는 무선 통신 시스템에서 간섭 소거(cancellation)를 수행하는 기술들에 관한 것이다.
무선 다중-접속 통신 시스템은 다수의 무선 장치들, 예컨대 셀룰러 전화기들과 동시에 통신할 수 있다. 그러한 다중-접속 시스템들의 예들은 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템들, 시 분할 다중 접속(TDMA) 시스템들, 및 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 시스템들을 포함한다.
무선 다중-접속 시스템은 일반적으로 넓은 지리적 영역에 대한 통신 커버리지를 제공하는 다수의 기지국들을 포함한다. 각 기지국은 데이터를 임의의 주어진 순간에 그 커버리지 영역 내에 위치하는 하나 이상의 무선 장치들로 전송할 수 있다. 주어진 무선 장치는 서빙 기지국으로부터의 요구되는 전송과 더불어 인근의 기지국들로부터의 간섭 전송들도 수신할 수 있다. 이러한 간섭 전송들은 이러한 인근 기지국들의 커버리지 영역들 내에 위치하는 다른 무선 장치들을 향하는 것이지만 본 주어진 무선 장치에 대해서는 간섭으로서 작용한다. 상기 간섭은 요구되는 전송을 복조하는 상기 무선 장치의 능력을 방해하고 성능에 큰 영향을 끼친다.
그러므로 무선 통신 시스템에서 간섭 전송들의 존재시 요구되는 전송을 복조하는 기술들에 대한 당해 기술분야에서의 수요가 존재한다.
무선 통신 시스템(예컨대, CDMA 시스템)에서 간섭 소거를 수행하기 위한 기술들이 여기에 제시된다. 여기서 이용되는바와 같이, 소거(cancellation) 및 억제(suppression)는 동의어들이며 상호교환적으로 이용된다. 본 기술들은 무선 장치에 대한 성능을 개선할 수 있다. 또한 본 기술들은 간섭의 영향들을 감소시킬 수도 있으며, 이는 CDMA 시스템과 같은 간섭 제한 시스템의 용량을 증가시킬 수 있다.
단일-섹터 간섭 소거기의 일 실시예로, 수신된 샘플들이 처리(예컨대, 역확산)되어 송신기(예컨대, 섹터에 대한 기지국)로부터의 신호를 격리시키고 입력 샘플들을 획득한다. 상기 입력 샘플들은 제 1 변환(예컨대, 고속 아다마르 변환(fast Hadamard transform))에 기초하여 변환되어 다수의 직교 채널들(예컨대 왈쉬 빈(Walsh bin)들에 대한 수신된 심벌들을 획득한다. 상기 다수의 직교 채널들에 대한 수신된 심벌들은 다수의 이득들로써 스케일링되어 스케일링된 심벌들을 획득한다. 상기 이득들은 (1) 수신된 심벌들에 기초하여 상기 직교 채널들에 대한 전력 추정(estimate)들을 계산함으로써 그리고 (2) 각 직교 채널에 대한 전력 추정의 역(inverse)에 기초하여 상기 직교 채널에 대한 이득을 계산함으로써 유도될 수 있다. 스케일링된 심벌들은 제 2 변환(예컨대, 역 고속 아다마르 변환)에 기초하여 변환되어 출력 샘플들을 획득한다. 상기 출력 샘플들이 처리(예컨대, 확산)되어 억제된 상기 송신기로부터의 신호를 포함하는 간섭-소거된 샘플들을 얻는다.
병렬 멀티-섹터 간섭 소거기의 실시예로, 적어도 하나의 간섭 송신기에 대한 적어도 하나의 소거 신호가 각 간섭 송신기에 대한 확산 코드를 통해 상기 간섭 송신기로부터의 신호를 격리시킴으로써 유도된다. 각 소거 신호는 간섭 송신기에 대한 신호 성분을 포함하며, 예컨대 수신된 샘플들로부터 상기 간섭 송신기에 대한 간섭-소거된 샘플들을 차감(subtract)함으로써 얻어질 수 있다. 요구되는 송신기에 대한 신호 추정은 수신된 신호와 상기 적어도 하나의 소거 신호에 기초하여, 예컨대 상기 수신된 신호로부터 상기 소거 신호(들)를 차감함으로써, 유도된다. 다수의 스테이지들이 종속 접속(cascade)되어, 이하에 제시되는 바와 같이, 간섭 소거 성능을 개선할 수 있다.
종속접속된 멀티-섹터 간섭 소거기의 실시예로, 제 1 송신기에 대한 제 1 소거 신호가 본 송신기에 대한 확산 코드를 통해 상기 송신기로부터의 신호를 격리시킴으로써 유도된다. 상기 제 1 소거 신호가 상기 수신된 신호로부터 차감되어 중간(intermediate) 신호를 얻는다. 제 2 송신기에 대한 제 2 소거 신호가 상기 중간 신호에 기초하여 유도된다. 상기 제 1 송신기가 요구되는 송신기라면, 상기 요구되는 송신기에 대한 신호 추정은 상기 수신된 신호로부터 상기 제 2 소거 신호를 차감함으로써 얻어질 수 있다. 요구되는 송신기가 상기 제 1 또는 제 2 송신기가 모두 아니라면, 요구되는 송신기에 대한 신호 추정은 상기 중간 신호로부터 제 2 소거 신호를 차감함으로써 얻어질 수 있다. 이하에 제시되는 바와 같이, 셋 이상의 스테이지들이 연접될 수 있다.
본 발명의 다양한 특징들 및 실시예들이 이하에서 더 상세히 기재된다.
본 발명의 특징들 및 본질은 동일한 참조 문자들이 전체에 걸쳐 대응하도록 식별되는 도면들과 함께 참조할 때 이하에 제시되는 실시예로부터 더욱 명백해질 것이다.
도 1은 다수의 기지국들을 구비하는 CDMA 시스템을 나타낸다.
도 2는 기지국과 무선 장치의 블록도를 나타낸다.
도 3은 기지국에서의 CDMA 변조기를 나타낸다.
도 4는 단일-섹터 간섭 소거기를 나타낸다.
도 5는 다중 신호 경로들에 대한 단일-섹터 간섭 소거기를 나타낸다.
도 6은 병렬 멀티-섹터 간섭 소거기를 나타낸다.
도 7A는 종속접속된 2-섹터 간섭 소거기를 나타낸다.
도 7B는 종속접속된 멀티-섹터 간섭 소거기를 나타낸다.
도 8은 병렬 2-스테이지 간섭 소거기를 나타낸다.
도 9A 내지 9D는 유사-선형 간섭 소거(quasi-linear interference cancellation, QLIC) 블록의 4개의 실시예들을 나타낸다.
도 10A는 신호 경로 결합기를 나타낸다.
도 10B는 신호 경로 컨벌버(convolver)를 나타낸다.
도 11은 신호 경로마다의 처리를 이용하는 간섭 소거기를 나타낸다.
도 12는 신호 경로마다의 처리를 이용하는 2-스테이지 간섭 소거기를 나타낸 다.
도 13은 일반적인 유사-선형 간섭 소거기를 나타낸다.
용어 "예시적"은 여기서 "예, 예시, 또는 보기로서 기능하는" 것을 의미하는 것으로 이용된다. "예시적"으로 여기에 기재된 임의의 실시예나 설계가 반드시 다른 실시예들 또는 설계들에 비하여 바람직하거나 유리한 것으로 해석되는 것은 아니다.
여기 기재된 간섭 소거 기술들은 CDMA, TDMA, FDMA, 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA), 및 단일-반송파 FDMA(SC-FDMA) 시스템들과 같은 다양한 통신 시스템들에 이용될 수 있다. CDMA 시스템은 cdma2000, 광대역-CDMA(W-CDMA) 등과 같은 하나 이상의 CDMA 무선 접속 기술(radio access technology: RAT)들을 구현할 수 있다. cdma2000은 IS-2000, IS-856, 및 IS-95 표준들을 망라한다. TDMA 시스템은 GSM과 같은 RAT를 구현할 수 있다. 이러한 다양한 RAT들과 표준들은 당해 기술분야에 공지되어 있다. W-CDMA와 GSM은 "3세대 파트너십 프로젝트"(3GPP)로 명명된 컨소시엄으로부터의 문헌들에 기재된다. cdma2000은 "3세대 파트너십 프로젝트 2"(3GPP2)로 명명된 컨소시엄으로부터의 문헌들에 기재된다. 3GPP와 3GPP2 문헌들은 공개적으로 이용가능하다. OFDMA 시스템은 OFDM을 이용하여 직교 주파수 부대역들 상의 주파수 영역에서 심벌들을 전송한다. SC-FDMA 시스템은 직교 주파수 부대역들 상의 시간 영역에서 심벌들을 전송한다. 명확화를 위해, 상기 기술들은 이하에서 CDMA 시스템에 대해 기재되며, 이는 cdma2000 시스템 또는 W-CDMA 시스템일 수 있다.
도 1은 다수의 기지국들을 갖는 CDMA 시스템(100)을 나타낸다. 간소화를 위해, 도 1은 단 3 개의 기지국들(110a, 110b 및 110c)과 하나의 무선 장치(120)만을 도시한다. 기지국은 일반적으로 무선 장치들과 통신하는 고정국이며 또한 노드 B(3GPP 용어), 액세스 포인트, 또는 어떤 다른 용어로 불릴 수 있다. 각 기지국(110)은 특정 지리적 영역에 대한 통신 커버리지를 제공한다. 용어 "셀"은 상기 용어가 이용되는 문맥에 따라 기지국 및/또는 그 커버리지 영역을 지칭할 수 있다. 시스템 용량을 개선하기 위해, 상기 기지국 커버리지 영역은 다수의(예컨대, 3개) 더 작은 영역들로 구분될 수 있다. 각각의 더 작은 영역은 각각의 베이스 송수신기 서브시스템(base transceiver subsystem, BTS)에 의해 서빙된다. 용어 "섹터"는 상기 용어가 이용되는 문맥에 따라 BTS 및/또는 그 커버리지 영역을 지칭할 수 있다. 섹터화(sectorize)된 셀에 대해, 상기 셀의 모든 섹터들에 대한 BTS들은 일반적으로 상기 셀에 대한 기지국 내에 같이-배치된다. 이하의 설명은 각 셀이 다수의 섹터들로 구분된다고 가정한다. 간소화를 위해, 용어 "기지국"은 총칭하여 섹터에 대한 고정국과 함께 셀에 대한 고정국을 지칭한다. 서빙 기지국/섹터는 무선 장치가 통신하는 기지국/섹터이다.
무선 장치는 고정형 또는 이동형일 수 있으며 또한 사용자 장치(user equipment, UE)(3GPP 용어), 이동국, 사용자 단말, 또는 다른 어떤 용어로 호칭될 수도 있다. 무선 장치는 셀룰러 전화, 개인 휴대 정보 단말(PDA), 무선 모뎀 카드 등일 수 있다. 무선 장치는 임의의 주어진 순간에 순방향 링크(즉 다운링크) 및 역방향 링크(즉 업링크) 상에서 영(zero), 1, 또는 다수의 기지국들과 통신할 수 있다. 간소화를 위해, 도 1은 순방향 링크 상의 전송들만을 도시한다. 무선 장치(120)는 가시선(line-of-sight)과 반사 경로들을 통해 서빙 기지국(110a)으로부터 요구되는 전송을 수신하며 또한 가시선과 반사 경로들을 통해 인접 기지국들(110b 및 110c)로부터 간섭 전송들을 수신한다.
도 2는 기지국(110i)과 무선 장치(120)의 블록도를 나타낸다. 기지국(110i)은 도 1에 도시된 기지국들 중 임의의 하나일 수 있다. 간소화를 위해, 도 2는 하나의 송신 안테나를 갖는 기지국(110i)과 하나의 수신 안테나를 구비하는 무선 장치(120)를 도시한다. 일반적으로, 기지국(110i)과 무선 장치(120)는 각각 임의의 수의 안테나들을 구비할 수 있다. 간소화를 위해, 도 1은 순방향 링크 상에서의 데이터 전송을 위한 처리 유닛들만을 도시한다.
기지국(110i)에서, 송신(TX) 데이터 처리기(210)는 서빙되는 무선 장치들에 대한 트래픽 데이터를 수신하고, 상기 트래픽 데이터를 처리(예컨대, 인코딩, 인터리빙, 및 심벌 매핑)하여 데이터 심벌들을 발생시키고, 그리고 상기 데이터 심벌들을 CDMA 변조기(220)에 제공한다. 여기서 이용되는 바로서, 데이터 심벌은 데이터에 대한 변조 심벌이고, 파일럿 심벌은 파일럿에 대한 변조 심벌이고, 변조 심벌은 신호 성상도(constellation)(예컨대, M-PSK, M-QAM 등에 대한) 내의 포인트에 대한 복소 값이고, 심벌은 복소 값이며, 파일럿은 기지국들과 무선 장치들 모두에 의해 선험적으로 알려지는 데이터이다. CDMA 변조기(220)는 상기 데이터 심벌들 및 파일럿 심벌들을 이하에 기재되는 바와 같이 처리하고 출력 칩(chip)들의 스트림을 송신기 유닛(TMTR)(230)에 제공한다. 송신기 유닛(230)은 상기 출력 칩 스트림을 처리하며, 예컨대, 아날로그로 변환, 증폭, 필터링, 및 주파수 상향변환)하여 순방향 링크 신호를 발생시키며, 이는 안테나(232)로부터 전송된다.
무선 장치(120)에서, 안테나(252)는 다른 기지국들과 더불어 기지국(110i)에 의해 송신되는 순방향 링크 신호들을 수신한다. 안테나(252)는 수신된 신호를 수신기 유닛(RCVR)(254)에 제공한다. 수신기 유닛(254)은 상기 수신된 신호를 처리(예컨대, 필터링, 증폭, 주파수 하향변환, 및 디지털화)하여 수신된 샘플들을 간섭 소거기(260)에 제공한다. 간섭 소거기(260)는 이하에 기재되는 바와 같이 간섭 기지국들로부터의 간섭을 추정 및 억제하여 서빙 기지국에 대한 간섭-소거된 샘플들을 레이크 수신기(270)에 제공한다. 안테나(52)는 상기 서빙 기지국으로부터의 순방향 링크 신호를 도 1에 도시된 바와 같은 하나 이상의 신호 경로들을 통해 수신할 수 있으며, 따라서 상기 수신된 신호는 상기 서빙 기지국에 대한 하나 이상의 신호 인스턴스들(또는 다중경로들)을 포함할 수 있다. 레이크 수신기(270)는 모든 관심 다중경로들을 처리하여 데이터 심벌 추정들을 제공하며, 이들은 상기 서빙 기지국에 의해 전송되는 데이터 심벌들의 추정들이다. 또한 레이크 수신기(270)는 등화기 또는 어떤 다른 종류의 수신기로 대체될 수도 있다. 수신(RX) 데이터 처리기(280)는 상기 데이터 심벌 추정들을 처리(예컨대, 심벌 디매핑, 디인터리빙, 및 디코딩)하여 디코딩된 데이터를 제공한다. 일반적으로, 레이크 수신기(270) 및 RX 데이터 처리기(280)에 의한 처리는, 기지국(110i)에서, CDMA 변조기(220)와 TX 데이터 처리기(210)에 의한 처리와, 각각 상보적이다.
제어기들(240 및 290)은, 각각 기지국(110i)과 무선 장치(120) 에서의 다양한 처리 유닛들의 동작을 감독한다. 메모리들(242 및 292)은, 각각, 기지국(110i)과 무선 장치(120)에 대한 데이터 및 프로그램 코드들을 저장한다.
CDMA에 대해, 다수의 직교 채널들이 상이한 직교 코드들을 이용하여 얻어질 수 있다. 예를 들어, 다수의 직교 트래픽 채널들이 cdma2000에서 상이한 왈쉬(Walsh) 코드들을 이용하여 얻어지며, 다수의 직교 물리 채널들은 W-CDMA에서 상이한 직교 가변 확산 인자(orthogonal variable spreading factor, OVSF) 코드들을 이용하여 얻어진다. 상기 직교 채널들은 상이한 무선 장치들에 대한 상이한 종류의 데이터(예컨대, 트래픽 데이터, 브로드캐스팅(broadcast) 데이터, 제어 데이터, 파일럿 등) 및/또는 트래픽 데이터를 전송하는데 이용될 수 있다. 상기 직교 채널들은 적절히 스케일링, 결합되고, 전체 시스템 대역폭에 걸쳐 스펙트럼상으로(spectrally) 확산된다. 상기 스펙트럼 확산은 확산 코드를 이용하여 수행되며, 이는 cdma2000에서의 의사-난수(pseudo-random number, PN) 시퀀스 및 W-CDMA에서의 스크램블링 코드이다. cdma2000에 대해, 왈쉬 코드들을 이용한 채널화는 "커버링"으로 호칭되며, 스펙트럼 확산은 "확산(spreading)"으로 불린다. W-CDMA에 대해, OVSF 코드를 이용한 채널화는 "확산"으로 불리며, 스펙트럼 확산은 "스크램블링"으로 불린다. 명확화를 위해, cdma2000 용어(예컨대, 트래픽 채널, 커버링, 확산 등)가 이하의 실시예에서 이용된다.
도 3은 기지국(110i) 내의 CDMA 변조기(220)의 블록도를 나타낸다. 간소화를 위해, 이하의 설명은 N 개의 트래픽 채널들이 각 섹터에 이용가능하며, 각각의 트래픽 채널은 길이 N의 상이한 왈쉬 코드를 할당받는다고 가정하고, 여기서 N은 cdma2000 에 대해 4, 8, 16, 32, 64 또는 128일 수 있다. 일반적으로, 상이한 길이들의 직교 코드들이 상기 트래픽 채널들에 이용될 수 있으며, N은 최장 직교 코드의 길이에 대응할 수 있다.
CDMA 변조기(220)는 상기 N 개의 트래픽 채널들에 대한 N개의 트래픽 채널 처리기들(310a 내지 310n)을 포함한다. 각각의 트래픽 채널 처리기(310) 내에서, 곱셈기(multiplier)(312)는 트래픽 채널 n에 대한 데이터 심벌들을 수신하고 트래픽 채널 n에 대해 이득 gi,n으로써 스케일링하여 스케일링된 데이터 심벌들을 제공한다. 상기 이득 gi,n은 트래픽 채널 n이 이용되지 않는다면 영(zero)으로 세팅될 수 있다. 왈쉬 커버 유닛(314)은 상기 스케일링된 데이터 심벌들을 트래픽 채널 n에 할당된 왈쉬 코드 wn을 이용하여 채널화한다. 유닛(314)은 각각의 스케일링된 데이터 심벌을 다수회 반복함으로써 커버링을 수행하여 N개의 복제(replicate)된 심벌들을 생성하고 상기 N개의 복제된 심벌들을 왈쉬 코드 wn의 N개의 칩(chip)들과 곱함으로써 상기 데이터 심벌에 대한 N개의 데이터 칩들을 생성한다. 결합기(320)는 모든 N개의 트래픽 채널들에 대한 데이터 칩들을 수신하고 부가(add)한다. 곱셈기(322)는 상기 결합된 데이터 칩들을 섹터 i에 할당되는 확산 코드와 곱(multiply)하여 출력 칩들을 생성한다.
섹터 i에 대한 출력 칩들은, 다음과 같이, 이산 시간에서 표현될 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00001
등식(1)
여기서 k는 칩 주기(period)에 대한 인덱스이고;
n은 트래픽 채널에 대한 인덱스이고;
i는 섹터에 대한 인덱스이고;
Figure 112010055313462-pct00002
는 칩 주기 k에서 전송되는 데이터 심벌이고;
Figure 112010055313462-pct00003
는 칩 주기 k에 대한 왈쉬 칩이고;
gi,n은 섹터 i의 트래픽 채널 n에 대한 이득이고;
ci(k)는 칩 주기 k에서 섹터 i에 대한 확산 코드 칩이고; 그리고
xi(k)는 칩 주기 k에서 섹터 i에 대한 출력 칩이다.
각 데이터 심벌은 N개의 칩 주기들에서 전송되고, 심벌 주기 m에 대한 데이터 심벌 si,n(m)은 칩 주기들 k=N·m 내지 N·m + N - 1에서 전송된다. 따라서,
Figure 112010055313462-pct00004
이고
Figure 112010055313462-pct00005
이며, 여기서 "
Figure 112010055313462-pct00006
"는 플로어(floor) 연산자를 나타낸다. 데이터 심벌들, 왈쉬 칩들, 및 확산 코드 칩들은 모든 칩 주기들 k, 심벌 주기들 m, 및 트래픽 채널들 n에 대해 단위 크기(magnitude)를 갖는 것으로 가정한다, 즉
Figure 112010055313462-pct00007
에 대해
Figure 112010055313462-pct00008
이다. 상이한 섹터들에 대한 확산 코드들은 비상관(uncorrelate)되며, 여기서
Figure 112010055313462-pct00009
이고, 이는 섹터 i와 j에 대한 확산 코드들 간의 기대값이
Figure 112010055313462-pct00010
이고 i=j일 때에만 1임을 의미한다. 상이한 섹터들은 cdma2000에서 동일한 PN 시퀀스의 상이한 시프트(shift)된 버전들을 할당받으며, 이 경우 상이한 섹터들에 대한 확산 코드들은 칩 오프셋들의 범위에 걸쳐 비상관된다.
등식(1)은, 다음과 같이, 행렬 형태로 표현될 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00011
등식(2)
여기서
Figure 112010055313462-pct00012
는 심벌 주기 m에서 N 개의 트래픽 채널들 상으로 전송될 N개의 데이터 심벌들을 포함하는 N×1 벡터이며, 여기서 " T "는 전치(transpose)를 나타낸다;
Figure 112008044369839-pct00013
는 N개의 트래픽 채널들에 대한 이득들을 포함하는 N×N 대각 행렬이다, 즉
Figure 112008044369839-pct00014
;
Figure 112010055313462-pct00015
는 N개의 열(column)들에서 N개의 왈쉬 코드들을 포함하는 N×N 왈쉬 행렬이다;
Figure 112010055313462-pct00016
은 심벌 주기 m에서 N개의 칩 주기들에 대한 N개의 확산 코드 칩들을 포함하는 N×N 대각 행렬이다, 즉
Figure 112008044369839-pct00017
; 그리고
Figure 112010055313462-pct00018
은 심벌 주기 m에서 섹터 i에 대한 N개의 출력 칩들을 포함하는 N×1 벡터이다.
대각 행렬은 대각선을 따라 영이-아닌(non-zero) 값들을 그리고 다른 곳에서는 영(zero)들을 포함한다. 트래픽 채널들이 상이한 왈쉬 코드 길이들을 갖는다면, N은 모든 트래픽 채널들에 대해 최장 왈쉬 코드 길이와 같으며, 각각의 더 짧은 왈쉬 코드가 행렬
Figure 112010055313462-pct00019
에서 반복된다.
무선 장치(120)는 기지국(110i) 및 다른 기지국들로부터 순방향 링크 신호들을 수신한다. 수신기 유닛(254)으로부터 수신된 샘플들은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00020
등식(3)
여기서 α i는 섹터 i에 대한 채널 이득이고;
n (m)은
Figure 112008044369839-pct00021
에 포함되지 않는 잡음 및 간섭의 N×1 벡터이고; 그리고
Figure 112010055313462-pct00022
은 심벌 주기 m에 대한 N개의 수신된 샘플들을 포함하는 N×1 벡터이다.
등식(3)은 모든 섹터들이 동기화되며 각 섹터에 대해 단일 신호 경로(즉, 다중 경로가 없음)가 존재한다고 가정한다. 간소화를 위해,
Figure 112008044369839-pct00023
의 잡음 및 간섭은 영 평균(zero mean) 벡터와
Figure 112008044369839-pct00024
의 공분산(covariance) 행렬을 갖는 부가 백색 가우스 잡음(AWGN)이라고 가정되며, 여기서 N 0 는 잡음 및 간섭의 분산이고, I 는 대각선을 따라 일(one)들을 그리고 다른 곳에서는 영(zero)들을 갖는 단위 행렬(identity matrix)이다.
등식(3)에서,
Figure 112010055313462-pct00025
은 하나의 심벌 주기에 대해 수신되는 벡터이다. 상이한 심벌 주기들에 대해 수신된 벡터들은 시간적으로 상관되지 않는 확산 코드들의 이용 때문에 비상관된다. 따라서, 상이한 심벌 주기들 간에 의존성(dependence)이 없으며, 명확화를 위해, 인덱스 m은 이하의 기재에서 생략된다.
다음과 같이, 무선 장치(120)는 (1) 섹터 j에 의해 이용되는 확산 코드를 통해 수신된 샘플들을 역확산시키고 그리고 (2) 트래픽 채널 n에 대한 왈쉬 코드로 상기 역확산된 샘플들을 디커버링(decover)함으로써 트래픽 채널 n 상의 주어진 섹터 j에 의해 전송되는 데이터 심벌들의 추정(estimate)들을 도출할 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00026
등식(4)
여기서
Figure 112008044369839-pct00027
는 섹터 j에 대한 확산 코드 칩들을 포함하는 N×N 대각 행렬이고, 여기서 " H "는 공액 전치(conjugate transpose)를 나타내며;
Figure 112010055313462-pct00028
은 요구되는 트래픽 채널 n에 대한 왈쉬 코드를 포함하는 N×1 벡터이고;
Figure 112010055313462-pct00029
은 트래픽 채널 n 상의 섹터 j에 의해 전송되는 데이터 심벌이고; 그리고
Figure 112008044369839-pct00030
은 간섭 소거가 없는
Figure 112008044369839-pct00031
의 추정이다.
간섭하는 섹터 l로부터의 간섭을 소거하기 위해, 다음과 같이, 무선 장치(120)는 섹터 l에 의해 이용되는 확산 코드로 상기 수신되는 샘플들을 역확산시키고 역확산된 샘플들을 디커버할 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00032
등식(5)
여기서
Figure 112010055313462-pct00033
은 섹터 l에 대한 N개의 왈쉬 빈들에 대한 N개의 수신된 심벌들을 포함하는 N×1 벡터이다.
Figure 112010055313462-pct00034
에 의한 곱(multiplication)은 섹터 l에 대한 수신된 샘플들을 역확산 시키며
Figure 112010055313462-pct00035
에 의한 곱은 N개의 왈쉬 빈들에 대한 수신된 심벌들을 발생시킨다. 상기 N개의 왈쉬 빈들은 N개의 트래픽 채널들이 길이 N의 N개의 상이한 왈쉬 코드들을 할당받는다면 이러한 트래픽 채널들에 대한 것이다. 상기 N개의 왈쉬 빈들은
Figure 112010055313462-pct00036
를 이용한 디커버링을 통해 획득되는 N개의 직교 채널들에 대응하는 것으로서 보여질 수 있다.
벡터
Figure 112008044369839-pct00037
에 대한 공분산 행렬
Figure 112008044369839-pct00038
은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00039
등식(6)
여기서
Figure 112008044369839-pct00040
은 섹터 l에 대한 채널 전력 이득이고; 그리고
Figure 112008044369839-pct00041
은 모든 다른 섹터들에 대한 총 전력 이득이다.
상기 공분산 행렬
Figure 112010055313462-pct00042
은
Figure 112010055313462-pct00043
으로서 주어질 수 있으며, 여기서 n=1,...,N에 대해,
Figure 112010055313462-pct00044
이다.
Figure 112010055313462-pct00045
의 대각 원소들은 N개의 왈쉬 빈들에 대한 측정된 전력들(또는 고유치들)이다.
Figure 112010055313462-pct00046
은 모든 N개의 대각 원소들이 같다면, 즉
Figure 112010055313462-pct00047
에 대해
Figure 112010055313462-pct00048
이라면 등-대각적(equi-diagonal)이다.
무선 장치(120)는 선형 최소 평균 제곱 오차(linear minimum mean square error, LMMSE)법, 최소 제곱(least squares, LS)법 등과 같은 다양한 기법들에 기초하여 서빙 섹터 j의 트래픽 채널 n에 대한 심벌 추정들을 유도할 수 있다. 섹터 j의 트래픽 채널 n에 대한 심벌 추정들은, 다음과 같이, 상기 LMMSE법에 기초하여 유도될 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00049
Figure 112008044369839-pct00050
등식(7)
여기서
Figure 112008044369839-pct00051
는
Figure 112008044369839-pct00052
의 LMMSE이다.
등식(7)의 LMMSE 심벌 추정은 등식(5)와 결합되어, 다음과 같이, 더 작은 등식들로 나누어질 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00053
등식(8)
Figure 112008044369839-pct00054
, 및 등식(9)
Figure 112008044369839-pct00055
등식(10)
여기서
Figure 112008044369839-pct00056
은 억제된 섹터 l에 대한 신호 성분을 포함하는 N개의 간섭-소거된 샘플들을 포함하는 N×1 벡터이고;
Figure 112008044369839-pct00057
은
Figure 112008044369839-pct00058
으로서 주어지는 N×N 대각 행렬이고;
Figure 112008044369839-pct00059
은 s j ,n 의 비가중(unweighted) 추정이고; 그리고
Figure 112008044369839-pct00060
은 s j ,n 의 가중된 추정이다.
등식(8)은 하나의 간섭 섹터 l에 대한 간섭 소거를 나타낸다. 등식(8)은 선형 연산들(예컨대, W T 및 W 에 의한 변환들)과 비-선형 연산들(예컨대,
Figure 112011013587909-pct00061
을 이용한 역확산 및
Figure 112011013587909-pct00062
을 이용한 확산) 모두를 포함하는 것으로서 고려될 수 있다. 등식(8)은 따라서 유사-선형 간섭 소거(QLIC)를 수행하는 것으로 비춰질 수 있는데 이는 그 파형이 먼저 시 변(time varying) 함수(예컨대, 역확산 코드)로 곱해지기 때문이며, 이는 상기 파형의 성분과 동일한 함수이다(즉, 곱셈(multiplcation) 항 자체는 수신된 파형의 함수이다). 벡터
Figure 112011013587909-pct00063
은 섹터 l로부터의 억제된 간섭을 갖는 샘플들을 포함한다. 등식(9)은 sj,n 에 대한 나머지 LMMSE 심벌 추정이 등식(4)에 나타난 바와 같은, CDMA 수신기에 의해 종래에 수행되는 단순 역확산 및 디커버 연산들을 포함한다는 것을 지시한다. 특히, 벡터
Figure 112011013587909-pct00064
은 요구되는 섹터 j에 대한 확산 코드로 역확산되며 그리고 나서 요구되는 트래픽 채널 n에 대한 왈쉬 코드를 이용하여 디커버링된다. 등식(10)은 이후의 디코딩에 대한 가중된 추정들을 획득하기 위한 LMMSE 스케일링을 나타낸다.
등식(6)에 나타난 바와 같이,
Figure 112010055313462-pct00065
의 대각 원소들은 간섭 섹터 l에 대한 이득 행렬
Figure 112010055313462-pct00066
에 의해 부분적으로 결정된다. 섹터 l 내의 모든 N개의 트래픽 채널들에 대한 이득들이 같다면(즉,
Figure 112010055313462-pct00067
에 대해 gl,n =g l ),
Figure 112010055313462-pct00068
이고
Figure 112010055313462-pct00069
이며, 여기서 η는 전체(overall) 전력 이득이다. 이 경우,
Figure 112010055313462-pct00070
이고 등식(9)로부터의 비가중 심벌 추정
Figure 112010055313462-pct00071
은 간섭 소거가 없는 등식(4)로부터의 심벌 추정
Figure 112010055313462-pct00072
과 같다. 간섭 소거는, 더 큰 이득들을 갖는 트래픽 채널들이 등식(8)의 반전된(inverted) 공분산 행렬
Figure 112010055313462-pct00073
와의 곱으로써 더욱 감쇠(attenuate)되도록, 행렬
Figure 112010055313462-pct00074
의 이득들이 같지 않을 때 달성된다.
도 4는 도 2의 간섭 소거기(260)의 실시예인, 단일-섹터 간섭 소거기(260a)의 블록도를 나타낸다. 간섭 소거기(260a) 내에서, 곱셈기(412)는 수신된 샘플들 r을 섹터 l에 대한 복소-공액 확산 코드
Figure 112010055313462-pct00075
와 곱하여 입력 샘플들을 제공한다. 직-병렬(serial-to-parallel, S/P) 변환기(414)는 각 심벌 주기에 대한 N개의 입력 샘플들의 벡터를 형성하여 N개의 입력 샘플들을 병렬로 제공한다. 고속 아다마르 변환(FHT) 유닛(416)은 각 심벌 주기에 대한 N개의 입력 샘플들 상에 N-포인트 FHT를 수행하여 N개의 왈쉬 빈들에 대한 N개의 수신된 심벌들을 제공한다.
유닛(422)은 FHT 유닛(416)으로부터 각각의 수신된 심벌의 제곱 크기를 계산한다. 필터(424)는 각 왈쉬 빈에 대한 수신된 심벌들의 제곱 크기를 에버리징(average)하여 상기 왈쉬 빈에 대한 전력 추정
Figure 112010055313462-pct00076
를 제공한다. 필터(424)는
Figure 112010055313462-pct00077
의 대각 원소들의 추정들을 제공한다. 필터(424)는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터, 무산 임펄스 응답(IIR) 필터, 또는 어떠한 다른 종류의 필터를 이용하여 구현될 수 있다. 필터(424)는 예컨대, 32, 64, 128, 또는 다른 어떤 수의 심벌 주기들의 시상수(time constant)를 가질 수 있다. 유닛(426)은 각 왈쉬 빈에 대한 전력 추정의 역(inverse)을 계산한다. 곱셈기(440)는 각 심벌 주기의 N개의 왈쉬 빈들에 대한 N개의 수신된 심벌들을 획득하고, 각각의 왈쉬 빈에 대한 수신된 심벌을 상기 왈쉬 빈에 대한 역(inverse) 전력 추정과 곱하여, 상기 N개의 왈쉬 빈들에 대한 N개의 스케일링된 심벌들을 제공한다. 유닛들(422, 424, 426 및 440)은 왈쉬 빈 마다 처리를 수행한다.
역 FHT(IFHT) 유닛(422)은 각 심벌 주기에 대해 N개의 스케일링된 심벌들 상에 N-포인트 IHFT를 수행하여 상기 심벌 주기에 대한 N개의 출력 샘플들을 제공한다. 병-직렬(parallel-to-serial, P/S) 변환기(444)는 각 심벌 주기에 대한 N개의 출력 샘플들을 직렬화(seriallize)한다. 곱셈기(446)는 상기 출력 샘플들을 섹터 l에 대한 확산 코드와 곱하여 간섭-소거된 샘플들 rl 을 제공한다.
도 4에서, 곱셈기(412)는 섹터 l에 대한 역확산을 수행하며, 이는 등식(8)의
Figure 112010055313462-pct00078
과의 곱이다. 직-병렬 변환기(414)는 각 심벌 주기에 대한 입력 샘플들을 벡터화(vectorize)한다. FHT 유닛(416)은 상기 N개의 트래픽 채널들에 대한 디커버링을 수행하며, 이는 등식(8)의
Figure 112010055313462-pct00079
와의 곱이다. FHT 유닛(416)은 벡터화된 샘플들을 고유모드(eigenmode)들(또는 직교 채널들)로 왈쉬 코드들을 이용하여 효율적으로 투영(project)하며 공분산 행렬
Figure 112010055313462-pct00080
을 대각화(diagonalize)한다. 유닛(422), 필터(424), 및 유닛(426)은
Figure 112010055313462-pct00081
의 추정을 유도한다. 곱셈기(440)는 이러한 왈쉬 빈들에 대한 전력 추정들의 역에 기초하여 N개의 왈쉬 빈들을 스케일링한다. 따라서, 더 큰 전력들을 갖는 왈쉬 빈들은 더 많이 감쇠되며, 이는 이러한 왈쉬 빈들로부터의 간섭 기여분을 감소시킨다. 곱셈기(440)는 등식(8)의
Figure 112010055313462-pct00082
과의 곱셈을 수행한다. IFHT 유닛(442)은 N개의 왈쉬 빈들에 대한 커버링을 수행하며, 이는 등식(8)의 W 와의 곱이다. 곱셈기(446)는 섹터 l에 대한 확산(또는 재확산)을 수행하며, 이는 등식(8)의
Figure 112010055313462-pct00083
과의 곱이다. 곱셈기(412)에 의한 역확산과 곱셈기(446)에 의한 확산은 비-선형 연산들로 생각될 수 있는데 이는 이들이 수신된 파형의 성분에 직접적으로 의존적이기 때문이다. LMMSE 법들에 대한 유닛들(416 내지 442)에 의한 상관해제(decorrelation) 연산들은 선형 연산들이다.
도 5는 단일-섹터 간섭 소거기(260b)의 블록도를 나타내며, 이는 도 2의 간섭 소거기(260)의 다른 실시예이다. 간섭 소거기(260b)는 섹터 l에 대한 다수의 신호 경로들로부터의 간섭을 억제하는데 이용될 수 있다. 이러한 다수의 신호 경로들은 (1) 단일 수신 안테나로부터의 단일 수신된 신호에서의 다중 경로들, (2) 다수의 수신 안테나들로부터의 다수의 수신된 신호들, 또는 (3) 다수의 수신된 신호들에서의 다중경로들일 수 있다.
간섭 소거기(260b) 내부에서, 각 칩 주기에서, 곱셈기(512)는 P개의 신호 경로들에 대한 P개의 수신된 샘플들을 포함하는 벡터
Figure 112010055313462-pct00084
을 수신하고, 각 벡터 위치에서의 수신된 샘플을 섹터 l에 대한 복소-공액 확산 코드
Figure 112010055313462-pct00085
과 곱하여,
Figure 112010055313462-pct00086
의 P 위치들에 대한 P개의 입력 샘플들을 제공한다. 직-병렬 변환기(514)는 각 심벌 주기에서 입력 샘플들의 N×P 행렬을 형성한다. 본 행렬은 상기 P개의 신호 경로들에 대한 P개의 열(column)들을 포함하며, 여기서 각 열은 하나의 신호 경로에 대해 N개의 입력 샘플들을 포함한다. FHT 유닛(516)은 상기 N×P 입력 샘플 행렬의 각 열에 N-포인트 FHT를 수행하여 수신된 심벌들의 N×P 행렬을 제공한다. 본 수신된 심벌 행렬은 P개의 신호 경로들에 대한 P개의 열들을 포함하며, 여기서 각 열은 하나의 신호 경로에서 N개의 왈쉬 빈들에 대한 N개의 수신된 심벌들을 포함한다.
유닛들(522 내지 540)은 왈쉬 빈 마다 수신된 심벌들의 행렬-벡터 곱(matrix-vector multiply)을 수행한다. 유닛(522)은 상기 N×P 수신 심벌 행렬의 N개의 행(row)들로써 N개의 벡터들을 형성하며, 여기서 각 벡터는 하나의 왈쉬 빈에 대한 P개의 신호 경로들에 대해 P개의 수신 심벌들을 포함한다. 그리고 나서 유닛(522)은 각 왈쉬 빈에 대한 수신된 심벌 벡터의 외적을 계산하여 상기 왈쉬 빈에 대한 P×P 상관 행렬을 제공한다. 필터(524)는 다수의 심벌 주기들에 걸쳐 상기 N개의 왈쉬 빈들에 대한 N개의 상관 행렬들을 필터링하여 상기 N개의 왈쉬 빈들에 대한 N개의 P×P 공분산 행렬들을 제공한다. 유닛(526)은 각각의 P×P 공분산 행렬을 반전(invert)시킨다. 곱셈기(540)는 상기 N×P 수신 심벌 행렬의 각 행(이는 하나의 왈쉬 빈에 대한 1×P 행 벡터임)을 상기 왈쉬 빈에 대한 P×P 반전 공분산 행렬과 곱하여 결과적인 심벌들의 대응하는 1×P 행 벡터를 제공한다. 곱셈기(540)는 각 심벌 주기에서 결과적인 심벌들의 N×P 행렬을 제공한다.
IFHT 유닛(542)은 N×P 스케일링된 심벌 행렬의 각 열에 N-포인트 IFHT를 수행하여 상기 심벌 주기에 대한 출력 샘플들의 N×P 행렬을 제공한다. 병-직렬 변환기(544)는 각 심벌 경로에 대한 N개의 출력 샘플들을 직렬화하여 각 칩 주기에서 P개의 신호 경로들에 대한 P개의 출력 샘플들의 벡터를 제공한다. 곱셈기(546)는 각 신호 경로에 대한 출력 샘플들을 섹터 l에 대한 확산 코드와 곱하여 상기 신호 경로에 대한 간섭-소거된 샘플을 제공한다. 각 칩 주기에서, 곱셈기(546)는 P개의 신호 경로들에 대한 P개의 간섭-소거된 샘플들을 포함하는 벡터
Figure 112010055313462-pct00087
을 제공한다.
도 4 및 5는 하나의 간섭 섹터 l에 대한 간섭 소거를 나타낸다. 다수의 섹터들로부터의 간섭은 또한 추정될 수 있으며, 그리고 요구되는 섹터를 복조하기에 앞서 소거될 수 있다. 각 섹터 l에 대한 소거 항
Figure 112011013587909-pct00088
은 다음과 같이 정의될 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00089
등식(11)
여기서
Figure 112008044369839-pct00090
은 섹터 l에 대한 스케일링 인자(factor)이고; 그리고
Figure 112008044369839-pct00091
은
Figure 112008044369839-pct00092
의 스케일링된 버전이다.
벡터
Figure 112010055313462-pct00093
는 섹터 l에 대한 신호 성분과 더불어 등식(6)의 σ 2 항에 기인하는 왜곡 잡음도 포함한다. 벡터
Figure 112010055313462-pct00094
는 다른 섹터들에 대한 간섭 성분을 나타내며
Figure 112010055313462-pct00095
이 등-대각(equi-diagonal)적이면 영(zero)이다. 상이한 섹터들에 대한 벡터들
Figure 112010055313462-pct00096
은 상이한 섹터들에 의한 상이한 확산 코드들의 이용 때문에 상관되지 않는다. 간섭 섹터 l에 대한 벡터
Figure 112010055313462-pct00097
도, 역시 다른 확산 코드들의 이용 때문에, 요구되는 섹터 j에 대한 전송되는 벡터
Figure 112010055313462-pct00098
와 상관되지 않는다. 스케일링 인자
Figure 112010055313462-pct00099
는 상이한 간섭 섹터들로부터의 간섭 기여분들의 최적 가중(weighting)을 가져온다.
섹터 j에 대해 전송되는 벡터
Figure 112008044369839-pct00100
의 추정은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00101
등식(12)
여기서
Figure 112010055313462-pct00102
는
Figure 112010055313462-pct00103
의 추정치이고
Figure 112010055313462-pct00104
는 다른 섹터들로부터의 소거 신호들의 합이다. 벡터
Figure 112010055313462-pct00105
는 섹터 j로부터의 신호 성분을 포함하며 다른 섹터들로부터의 소거된 간섭 성분들을 갖는다. 등식들 (11) 및 (12)은 각 섹터로부터의 데이터 심벌들이 독립적이며 영 평균(zero mean)이라는 가정 하에서
Figure 112010055313462-pct00106
의 추정에 대해 신호-대-잡음-및-간섭 비(SINR)를 최대화한다. 다음과 같이, 전송되는 벡터
Figure 112010055313462-pct00107
는 역확산되고 디커버링되어 섹터 j로부터의 요구되는 트래픽 채널 n에 대한 데이터 심벌 추정들을 획득할 수 있다:
Figure 112008044369839-pct00108
등식(13)
도 6은 병렬 멀티-섹터 간섭 소거기(260c)의 블록도를 나타내며, 이는 도 2의 간섭 소거기(260)의 다른 실시예이다. 간섭 소거기(260c)는 다수(L)의 섹터들에 대한 간섭 소거를 수행하여 이러한 L개의 섹터들에 의해 전송되는 신호들의 추정들을 제공한다.
간섭 소거기(260c) 내부에서, 수신된 신호 r(이는 수신기 유닛(254)으로부터 수신되는 샘플들에 대응한다)이 상기 L개의 섹터들에 대한 L개의 QLIC 블록들(610a 내지 610l)에 제공된다. 각 QLIC 블록(610)은 할당된 섹터에 대한 소거 신호를 유도하며 이하에 기재된 바와 같이 구현될 수 있다. 결합기(620)는 모든 L개의 섹터들에 대한 소거 신호들(e 1 내지 e L)을 부가적으로 결합하여 총(total) 소거 신호 e total 을 제공한다. 각 섹터 j에 대해, 합산기(612)는 상기 총 소거 신호 e total 로부터 상기 섹터에 대한 소거 신호 e j 를 차감(subtract)하여 타-섹터 소거 신호 e os ,j 를 제공하며, 이는 등식(12)의 항
Figure 112008044369839-pct00109
에 대응한다. 각 섹터 j에 대해, 합산기(614)는 상기 수신된 신호 r로부터 상기 섹터에 대한 타-섹터 소거 신호 e os ,j 를 차감하여 상기 섹터에 대한 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00110
를 획득한다. 각 섹터에 대한
Figure 112008044369839-pct00111
는 다른 L-1개의 섹터들로부터 제거된 소거 신호들을 갖는다. 합산기들(614a 내지 614l)은 상기 L개의 섹터들에 대한 신호 추정들(
Figure 112008044369839-pct00112
내지
Figure 112008044369839-pct00113
)을, 각각, 레이크 수신기(270) 내부의, 핑거 처리기들(650a 내지 650l)에 제공한다. 각 핑거 처리기(650)는 할당된 섹터에 대해 등식(13)에 나타난 바와 같이 복조를 수행할 수 있다.
도 6은 다수의 섹터들에 대한 병렬적인 간섭 소거의 실시예를 나타낸다. L개의 섹터들에 대한 소거 신호들이 수신된 신호 r에 기초하여 병렬로 유도된다. 각 섹터에 대한 소거 신호의 정확도는 모든 다른 섹터들로부터의 간섭에 영향을 받는다. 그리고 나서 각 섹터에 대한 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00114
가 상기 섹터에 대한 소거 신호 e j , 모든 L개의 섹터들에 대한 전체 소거 신호 e total , 및 수신된 신호 r에 기초하여 유도된다.
다수의 섹터들에 대한 간섭 소거는 연속적인 방식, 즉 순차적 또는 종속 접속되는 방식으로 수행될 수도 있다. L개의 섹터들에 대한 연속적인 간섭 소거는 L개의 연속적인 스테이지들에서 수행될 수 있으며, 여기서 하나의 섹터로부터의 간섭은 각 스테이지에서 소거된다. 각 스테이지에서의 간섭 소거는 이전 스테이지로부터의 출력에 기초하여 수행될 수 있으며, 이는 제거된 모든 이전 스테이지들로부터의 간섭을 가질 수 있으며 따라서 수신된 신호보다 "깨끗(cleaner)"할 수 있다. 연속적인 간섭 소거는 성능을 개선할 수 있다. 예를 들어, 상이한 섹터들이 상에한 간섭량을 유발한다면, 간섭 소거는 먼저 강한(strong) 섹터에 대해 수행되어 이 섹터로부터의 신호 성분을 억제할 수 있으며, 그리고 나서 더 약한 섹터에 대해 수 행될 수 있다. 상기 더 약한 섹터에 대한 간섭 소거가 개선될 수 있는데 이는 상기 강한 섹터로부터의 신호 기여분이 감쇠되었기 때문이다. 강한 섹터의 소거는 더 약한 섹터에 대한 등식(6)의 σ 2항을 감소시키며, 이는 더 약한 섹터에 대한 이득 행렬을 더 두드러지게 하여 상기 더 약한 섹터에 대한
Figure 112008044369839-pct00115
의 특성을 개선한다. 따라서, 상기 강한 섹터의 소거는 더 약한 섹터의 더 나은 간섭 소거를 가능하게 한다.
도 7A는 종속 접속된(cascaded) 2-섹터 간섭 소거기(260d)의 블록도를 나타내며, 이는 도 2의 간섭 소거기(260)의 또 다른 실시예이다. 본 실시예에 대해, 요구되는 섹터 j에 대한 신호 성분이 먼저 소거되고, 간섭 섹터 l로부터의 간섭이 소거되어 상기 요구되는 섹터에 대한 신호 추정을 발생시킨다.
간섭 소거기(260d) 내에서, 수신된 신호 r은 QLIC 블록(710a)에 제공되며, 이는 요구되는 섹터 j에 대한 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00116
를 유도한다.
Figure 112008044369839-pct00117
의 윗첨자 "1"은 스테이지 번호(stage number)에 대한 것이며, 아래첨자 j는 상기 스테이지에 의해 처리되는 섹터에 대한 것이다. 합산기(712a)는 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00118
를 상기 수신된 신호 r로부터 차감하여 요구되는 섹터에 대한 억제된 왜곡 잡음 및 신호 성분을 갖는 중간(intermediate) 신호
Figure 112008044369839-pct00119
를 제공한다. QLIC 블록(710b)은 상기 중간 신호
Figure 112008044369839-pct00120
를 수신하여 간섭 섹터 l에 대한 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00121
를 유도한다. 합산기(712b)는 상기 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00122
를 수신된 신호 r로부터 차감하여 요구되는 섹터에 대한 신호 성분을 포 함하지만 간섭 섹터로부터의 억제된 간섭을 갖는 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00123
를 제공한다. 레이크 수신기(270) 내부의 핑거 처리기(650j)는 상기 요구되는 섹터 j에 대한 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00124
에 복조를 수행한다.
도 7B는 종속 접속된 멀티-섹터 간섭 소거기(260e)의 블록도를 나타내며, 이는 도 2의 간섭 소거기(260)의 또 다른 실시예이다. 본 실시예에 대해, L개의 섹터들에 대한 신호 성분들이 연속적으로 L개의 스테이지들에서 억제된다.
간섭 소거기(260e) 내부에서, 수신된 신호 r은 QLIC 블록(710a)에 제공되며, 이는 제 1 섹터에 대한 소거 신호 e 1를 유도한다. 합산기(712a)는 상기 소거 신호 e 1를 수신된 신호 r로부터 차감하여 상기 제 1 섹터에 대한 억제된 신호 성분을 갖는 중간 신호 r 1를 제공한다. QLIC 블록(710b)은 상기 중간 신호 r 1를 수신하여 제 2 섹터에 대한 소거 신호 e 2를 유도한다. 합산기(712b)는 상기 소거 신호 e 2를 상기 중간 신호 r 1로부터 차감하여 제 1 및 제 2 섹터들 모두에 대한 억제된 신호 성분을 갖는 중간 신호 r 2를 제공한다.
각각의 이후의 스테이지 i는 스테이지 2와 유사한 방식으로 동작한다. 스테이지 i에 대한 QLIC 블록(710)은 이전 스테이지 i-1로부터 중간 신호 r i-1을 수신하여 스테이지 i에 할당되는 섹터 i에 대한 소거 신호 e i 를 유도한다. 스테이지 i에 대한 합산기(712)는 상기 소거 신호 e i 를 이전 스테이지에 의해 생성된 상기 중간 신호 r i-1로부터 차감하여 다음 스테이지에 현재 및 이전 스테이지들에 할당된 모든 섹터들에 대한 억제된 신호 성분들을 포함하는 중간 신호 r i 를 제공한다.
최종 스테이지에 대한 합산기(712l)는 모든 L개의 섹터들로부터의 억제된 신호 성분들을 갖는 중간 신호 r L를 제공한다. 합산기(714a)는 제 1 섹터에 대한 소거 신호 e 1를 상기 중간 신호 r L에 부가하여 제 1 섹터에 대한 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00125
를 제공한다. 합산기(714b)는 제 2 섹터에 대한 소거 신호 e 2를 상기 중간 신호 r L에 부가하여 제 2 섹터에 대한 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00126
를 제공한다. 추가적인 가산기들이 다른 섹터들에 대한 신호 추정들을 생성하는데 이용될 수 있다.
일 실시예로, 상기 섹터들은 이들의 신호 강도에 기초하여 상기 스테이지들에 할당된다. 예를 들어, 가장 강한 수신된 섹터가 스테이지 1에 할당될 수 있고, 다음의 강한 수신된 섹터가 스테이지 2에 할당될 수 있는 등이다. 다른 실시예로, 가장 먼저 도달하는 신호를 갖는 섹터가 스테이지 1에 할당될 수 있고, 다음으로 도달하는 신호를 갖는 섹터가 스테이지 2에 할당될 수 있는 등이다. 또한 상기 섹터들은 다른 방식으로 스테이지들에 할당될 수도 있다.
도 8은 병렬 2-스테이지 간섭 소거기(260f)의 블록도를 나타내며, 이는 도 2의 간섭 소거기(260)의 또 다른 실시예이다. 간섭 소거기(260f)는 도 6의 간섭 소 거기(260c)와 도 7A의 간섭 소거기(260d)의 조합이다.
제 1 스테이지에 대해, 수신된 신호 r은 L개의 섹터들에 대한 L개의 QLIC 블록들(810a 내지 810l)에 제공된다. 각 QLIC 블록(810)은 수신된 신호에 기초하여 그 할당된 섹터에 대한 소거 신호를 유도한다. 결합기(820)는 모든 L개의 QLIC 블록들(810a 내지 810l)로부터 소거 신호들(
Figure 112008044369839-pct00127
내지
Figure 112008044369839-pct00128
)을 부가적으로 결합하여 제 1 스테이지에 대한 총(total) 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00129
를 제공한다. 각 섹터 j에 대해, 합산기(812)는 상기 섹터에 대한 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00130
를 상기 총 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00131
로부터 차감하여 상기 섹터에 대한 타-섹터 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00132
를 제공한다. 각 섹터 j에 대해, 합산기(814)는 상기 타-섹터 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00133
를 상기 수신된 신호 r로부터 차감하여 상기 섹터에 대한 초기 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00134
를 제공한다. 각 섹터에 대한 상기 초기 신호 추정은 다른 L-1개의 섹터들로부터의 제거된 소거 신호들을 갖는다. 합산기들(814a 내지 814l)은 L개의 섹터들에 대한 초기 신호 추정들
Figure 112008044369839-pct00135
내지
Figure 112008044369839-pct00136
를 제공한다.
제 2 스테이지에 대해, QLIC 블록들(830a 내지 830l)은, 각각, 합산기들(814a 내지 814l)로부터 초기 신호 추정들
Figure 112008044369839-pct00137
내지
Figure 112008044369839-pct00138
를 수신한다. 각 QLIC 블록(830)은 그 초기 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00139
에 기초하여 할당된 섹터 j에 대한 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00140
를 유도한다. 각 섹터 j에 대해, 제 2 스테이지로부터의 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00141
는 제 1 스 테이지로부터의 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00142
보다 섹터 j에 대해 일반적으로 상기 신호 성분의 더 나은 추정인데 이는
Figure 112008044369839-pct00143
이 다른 L-1개의 섹터들로부터의 억제된 간섭을 갖는 초기 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00144
에 기초하여 유도되기 때문이다. 결합기(840)는 모든 L개의 QLIC 블록들(830a 내지 830l)로부터 소거 신호들
Figure 112008044369839-pct00145
내지
Figure 112008044369839-pct00146
을 부가적으로 결합하여 제 2 스테이지에 대한 총 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00147
를 제공한다. 각 섹터 j에 대해, 합산기(832)는 상기 섹터에 대한 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00148
를 총 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00149
로부터 차감하여 상기 섹터에 대한 타-섹터 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00150
를 제공한다. 각 섹터 j에 대해, 합산기(834)는 상기 타-섹터 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00151
를 수신된 신호 r로부터 차감하여 상기 섹터에 대한 최종 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00152
를 제공한다. 각 섹터에 대한 상기 최종 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00153
는 다른 L-1개의 섹터들로부터의 억제된 신호 성분들을 갖는다. 합산기들(834a 내지 834l)은 상기 L개의 섹터들에 대한 최종 신호 추정들
Figure 112008044369839-pct00154
내지
Figure 112008044369839-pct00155
을, 각각, 레이크 수신기(270) 내부의, L개의 핑거 처리기들(650a 내지 650l)에 제공한다.
도 6 내지 8은 하나 또는 다수의 섹터들에 대한 간섭 소거를 수행하는 일부 예시적인 간섭 소거기들을 나타낸다. 도 6 내지 8의 각 QLIC 블록은 하나의 섹터의 하나의 신호 경로(경로별 처리), 하나의 섹터의 다수의 신호 경로들(섹터별 처리), 또는 다수의 섹터들의 다수의 신호 경로들(멀티-섹터 처리)에 대한 소거 신호를 유도할 수 있다. 주어진 QLIC 블록에 의해 처리되는 다수의 신호 경로들은 하 나 또는 다수의 수신 안테나들에 대한 것일 수 있다. 또한 다른 간섭 소거기들이 여기에 제시되는 실시예에 기초하여 설계될 수 있다. 예를 들어, 도 8에 도시되는 실시예는 셋 이상의 종속 접속된 간섭 소거 스테이지들을 포함하도록 확장될 수 있다.
도 9A는 QLIC 블록(910a)의 블록도를 나타내며, 이는 도 6 내지 8에 도시된 간섭 소거기들(260c 내지 260f)의 각 QLIC 블록에 이용될 수 있다. QLIC 블록(910a)은 인입하는 샘플들을 수신하여 하나의 섹터 l에 대한 소거 신호 e l 에 대한 샘플들을 생성한다. 명확화를 위해, 도 9A는 제 1 스테이지에 이용되는 QLIC 블록(910a)을 나타내며, 그리하여 인입 샘플들은 수신되는 신호 r에 대한 수신된 샘플들이다. QLIC 블록(910a)은 인입 샘플들의 리샘플링(resampling)을 수행하지 않으며 섹터들이 동기화되고 이러한 섹터들로부터의 신호들이 시간적으로 정렬된 무선 장치에서 수신된다면 멀티-섹터 간섭 소거기들(260c 내지 260f)에서 이용될 수 있다.
QLIC 블록(910a)내에서, 곱셈기(412), 직-병렬 변환기(414), FHT 유닛(416), 제곱 크기 유닛(squared magnitude unit)(422), 필터(422), 및 역(inverse) 유닛(426)은 도 4에 전술한 바와 같이 동작한다. 역 유닛(426)은 N개의 역 전력 추정들을 제공하며, 이들은
Figure 112008044369839-pct00156
의 대각 원소들의 추정들이다. 합산기(432)는 상기 N개의 역 전력 추정들을 합산하여
Figure 112008044369839-pct00157
의 자취(trace)를 계산한다. 유닛(434)는
Figure 112008044369839-pct00158
의 자취의 역을 계산하여 스케일링 인자
Figure 112008044369839-pct00159
를 제공한다. 곱셈기(436) 는 유닛(426)으로부터의 N개의 역 전력 추정들 각각을 상기 스케일링
Figure 112008044369839-pct00160
와 곱한다. 또한 곱셈기(436)는, 등식(11)에서 지시되는 바와 같이, 곱셈기(446) 후에 위치할 수도 있다. IFHT 유닛(442), 병-직렬 변환기(444), 및 곱셈기(446)는 도 4에 대해 전술한 바와 같이 동작한다. 곱셈기(446)는 역 공분산 행렬
Figure 112008044369839-pct00161
에 기초하여 감쇠된 섹터 l에 대한 왜곡 잡음 및 신호 성분을 갖는 간섭-소거된 샘플들을 제공한다. 합산기(448)는 상기 수신된 샘플들로부터 간섭-소거된 샘플들을 차감하여 섹터 l에 대한 소거 샘플들 e l 을 제공한다.
도 9A에 도시된 실시예에 대해, 수신된 샘플들 r은 곱셈기(446)로부터의 대응하는 샘플들이 이용가능해질 때까지 일시적으로 저장된다. 다른 실시예로, 합산기(448)는 곱셈기(440)와 IFHT 유닛(442) 사이에 위치하고, 적절한 스케일링이 수행되어 합산기(448)의 이러한 이동을 도모한다. 본 실시예에 대해, 합산기(448)는 곱셈기(440)의 출력을 FHT 유닛(416)의 출력으로부터 차감하여 그 출력을 IFHT 유닛(442)에 제공한다. 본 실시예는 수신된 샘플들을 저장하고 버퍼링 요구를 감소시킬 필요성을 개선한다.
도 9B는 QLIC 블록(910b)의 블록도를 나타내며, 이는 간섭 소거기들(260c 내지 260f)의 각 QLIC 블록에 이용될 수도 있다. QLIC 블록(910b)은 수신된 샘플들에 기초하여 하나의 섹터 l에 대한 소거 신호 el 에 관한 샘플들을 생성한다. QLIC 블록(910b)은 도 5에 대해 전술한 바와 같이 동작하는 유닛들(512 내지 526)과 유닛들(540 내지 546)을 포함한다. 유닛(526)은 각 왈쉬 빈에 대한
Figure 112010055313462-pct00162
의 추정을 제공한다. QLIC 블록(910b)은 섹터 l에 대한 적절한 가중치(weight)를 계산하는 유닛들(532, 534 및 536)을 더 포함한다. 각 심벌 주기에 대해, 유닛(532)은 모든 N개의 왈쉬 빈들에 대한
Figure 112010055313462-pct00163
의 추정들을 합산하여 중간 행렬을 제공한다. 유닛(534)은 상기 중간 행렬의 역을 계산하여 섹터 l에 대한 중간 행렬을 제공한다. 곱셈기(536)는 각 왈쉬 빈에 대한
Figure 112010055313462-pct00164
의 추정을 상기 중간 행렬과 곱하여 상기 왈쉬 빈에 대한 이득 행렬을 제공한다. 곱셈기(536)에 의한 곱셈은, 곱셈기(546)의 전 또는 후로, 이동될 수도 있다. 곱셈기(540)는 각 왈쉬 빈에 대한 수신된 심벌들의 벡터를 상기 왈쉬 빈에 대한 이득 행렬과 곱하여 결과적인 심벌들의 대응 벡터를 제공한다.
도 9C는 QLIC 블록(910c)의 블록도를 나타내며, 이는 간섭 소거기들(260c 내지 260f) 내의 각 QLIC 블록에 이용될 수도 있다. QLIC 블록(910c)은 수신된 샘플들에 기초하여 하나의 섹터 l에 대한 소거 신호 e l 에 관한 샘플들을 생성한다. QLIC 블록(910c)은 적절한 칩 타이밍으로 상기 수신된 샘플들의 리샘플링을 수행하며 섹터들이 동기화되지 않고 이러한 섹터들로부터의 신호들이 시간적으로 정렬되지 않고 수신 장치에서 수신될지라도 멀티-섹터 간섭 소거기들(260c 내지 260f)에 이용될 수 있다.
QLIC 블록(910c) 내부에서, 유닛(410)은 섹터 l의 타이밍에 기초하여 수신된 샘플들에 리샘플링(예컨대, 내삽(interpolation))을 수행하여 칩 타이밍과 동기화 한다. 예를 들어, 유닛(410)은 칩 레이트의 두배(즉 칩x2)로 수신된 샘플들을 획득할 수 있으며 칩 레이트(즉 칩x1)로 그리고 섹터 l의 타이밍을 이용하여 내삽된 샘플들을 생성할 수 있다. 당해 기술 분야에서 공지된 바와 같이, 섹터 l의 타이밍은 섹터 l로부터 수신된 파일럿에 기초하여 확정(ascertain)될 수 있으며 시간 추적 루프(time tracking loop)를 따라 추적될 수 있다. 유닛들(412 내지 448)은 도 4 및 9A에 앞서 기재된 바와 같이 내삽된 샘플들을 처리한다. 합산기(448)는 섹터 l의 타이밍으로 정렬되는 샘플들을 제공한다. 외삽(extrapolation) 유닛(450)은 합산기(448)로부터의 샘플들에 외삽을 수행하여 동일한 레이트로 그리고 수신된 샘플들과 동일한 타이밍으로 소거 샘플들을 제공한다.
도 6 내지 8에서, 각각의 QLIC 블록이 상기 QLIC 블록에 할당되는 섹터의 타이밍에 기초하여 동작할 수 있다. 유닛(450)에 의한 외삽은 모든 섹터들에 대한 소거 샘플들의 타이밍을 정렬(align)시켜 이러한 샘플들이 결합기들(620, 820 및 840)에 의해 부가적으로 결합될 수 있게 한다.
도 9D는 QLIC 블록(910d)의 블록도를 나타내며, 이는 또한 간섭 소거기들(260c 내지 260f)의 각 QLIC 블록에 이용될 수도 있다. QLIC 블록(910d)은 수신된 샘플들에 기초하여 하나의 섹터 l에 대한 소거 신호 e l 에 관한 샘플들을 생성한다. QLIC 블록(910d)은 섹터 l에 대한 다수의 신호 경로들을 처리할 수 있다. 이러한 다수의 신호 경로들은 하나의 수신 안테나에 대한 다중경로들 또는 다수의 수신 안테나들에 대한 다수의 신호 경로들일 수 있다.
QLIC 블록(910d)은 도 4 및 9A에 전술한 바와 같이 동작하는 유닛들(412 내지 448)을 포함한다. QLIC 블록(910d)은 신호 경로 결합기(408) 및 신호 경로 컨벌버(convolver)(452)를 더 포함한다. 신호 경로 결합기(408)는, 예컨대 섹터 l의 SINR을 최대화하기 위해, 본 섹터에 대한 신호 경로들의 부가적(additive) 가중(weighted) 결합을 수행한다. 신호 경로 결합기(408)는 등화기, 파일럿-가중(pilot-weighted) 결합기 등을 이용하여 구현될 수 있다. 신호 경로 컨벌버(452)는 임펄스 응답 쉐이핑(impulse response shaping)을 수행하여 섹터 l의 유효(effective) 임펄스 응답을 매칭(match)시킨다. 합산기(448)로부터의 출력은 섹터 l에 대한 신호 성분의 추정이다. 신호 경로 컨벌버(452)는 섹터 l과 무선 장치 사이의 무선 채널을 모델링한다. 신호 경로 컨벌버(452)의 출력은 섹터 l의 개별 신호 경로들에 대한 소거 신호들이다. 결합기(454)는 섹터 l의 모든 신호 경로들에 대한 소거 신호들을 결합하여 섹터 l에 대한 소거 신호를 제공하며, 이는 섹터 l로부터의 무선 장치에서 관측되는 간섭의 추정이다.
도 10A는 도 9D의 신호 경로 결합기(408)의 실시예의 블록도를 나타낸다. 수신된 샘플들 r이 섹터 l에 대한 P 개의 신호 경로들에 관한 P개의 지연 엘리먼트들(1010a 내지 1010p)에 제공되며, 여기서 P≥1이다. 상기 신호 경로들은, 당해 기술분야에 공지된 바와 같이, 섹터 l로부터 수신되는 파일럿에 기초하여 레이크 수신기(270) 내의 탐색기(searcher)에 의해 식별될 수 있다. 또한 각각의 신호 경로에 대한 타이밍과 수신된 신호 품질이 수신된 파일럿에 기초하여 확정될 수 있다. 각각의 지연 엘리먼트(1010)는 수신된 샘플들을 그 할당된 신호 경로에 대해 지연 t p 만큼 지연시킨다. 모든 P개의 지연 엘리먼트들(1010a 내지 1010p)로부터의 지연된 샘플들은 시간적으로 정렬(align)된다. 유닛들(1012a 내지 1012p)은, 각각, 지연 엘리먼트들(1010a 내지 1010p)로부터 지연된 샘플들을 수신하고, 이러한 지연된 샘플들을 데시메이트(decimate)하여 칩 레이트로 데시메이트된 샘플들을 획득한다. 곱셈기들(1014a 내지 1014p)은, P개의 신호 경로들에 대해, 각각, 유닛들(1012a 내지 1012p)로부터 상기 데시메이트된 샘플들을, 그리고 각각, 공액의(conjugated) 가중치(weight)들
Figure 112008044369839-pct00165
내지
Figure 112008044369839-pct00166
를 수신한다. 각각의 신호 경로에 대한 가중치는 채널 이득, 수신된 신호 강도, 수신된 신호 품질, 또는 상기 신호 경로에 대한 어떤 다른 메트릭에 기초하여 유도될 수 있다. 각 곰셈기(1014)는 할당된 신호 경로에 대한 데시메이트된 샘플들을 상기 신호 경로에 대한 가중치로써 스케일링하여 스케일링된 샘플들을 제공한다. 결합기(1016)는 모든 P개의 신호 경로들에 대한 스케일링된 샘플들을 결합하여 섹터 l에 대한 복합(composite) 샘플들 r'을 제공한다.
도 10B는 신호 경로 컨벌버(452)의 실시예의 블록도를 나타낸다. 도 9D의 합산기(448)로부터의 샘플들이 섹터 l의 P개의 신호 경로들에 대한 P개의 지연 엘리먼트들(1050a 내지 1050p)에 제공된다. 각 지연 엘리먼트(1050)는 그 샘플들을 그 할당된 신호 경로의 지연만큼 앞당긴다(advance). 모든 P개의 지연 엘리먼트들(1050a 내지 1050p)로부터의 지연된 샘플들은 상기 P개의 신호 경로들의 타이밍으로써 정렬된다. 필터들(1052a 내지 1052p)은, 각각 지연 엘리먼트들(1050a 내지 1050p)로부터 지연된 샘플들을 수신하고, 송신 및 수신 측들에 대한 결합된 기저대역 필터 응답을 이용하여 상기 지연된 샘플들을 필터링한다. 곱셈기들(1054a 내지 1054p)은, P개의 신호 경로들에 대해, 각각, 필터들(1052a 내지 1052p)로부터 필터링된 샘플들을, 그리고 각각, 채널 이득들(h 1 내지 h P)를 수신한다. 각 신호 경로에 대한 채널 이득은 수신된 파일럿에 기초하여 추정될 수 있다. 각 곱셈기(1054)는 할당된 신호 경로에 대한 필터링된 샘플들을 상기 신호 경로에 대한 채널 이득으로써 스케일링하여 상기 신호 경로에 대한 소거 샘플들을 제공한다. 곱셈기들(1054a 내지 1054p)은 섹터 l의 P개의 신호 경로들에 대한 P개의 소거 신호들을 제공한다.
도 6, 7A, 7B 및 8의 간섭 소거기들(260c, 260d, 260e 및 260f), 각각에 대해, 수신된 신호 r로부터 핑거 처리기(650)로의 각 처리 경로는 섹터 또는 섹터의 신호 경로에 대한 것일 수 있다. 또한 상기 처리 경로들은 다른 방식들로 형성될 수도 있다.
도 11은 간섭 소거기(260g)의 블록도를 나타내며, 이는 도 2의 간섭 소거기(260)의 또 다른 실시예이다. 간섭 소거기(260g)는 각 섹터에 대한 소거 신호를 유도하지만 각 섹터의 개별 신호 경로들에 대한 간섭 소거를 수행한다.
소거기(260g)는 간섭 추정기(1102), 결합기(1120), 및 신호 및 간섭 결합기(1130)를 포함한다. 간섭 추정기(1102) 내부에서, 수신된 신호 r은 L개의 섹터들에 대한 L개의 신호 경로 결합기들(1108a 내지 1108l)에 제공된다. 각 신호 경 로 결합기(1108)는 그 할당된 섹터에 대한 신호 경로들의 부가적인 가중된 결합을 수행하여 상기 섹터에 대한 복합 신호를 제공한다. 각 신호 경로 결합기(1108)는 도 10A의 신호 경로 결합기(408) 또는 다른 어떤 설계를 이용하여 구현될 수 있다. 신호 경로 결합기들(1108a 내지 1108l)은 동일한 수(K)의 신호 경로들(도 11에 도시된 바와 같이) 또는 다른 수의 신호 경로들을 처리할 수 있다. 신호 경로 결합기들(1108a 내지 1108l)은 상기 L개의 섹터들에 대한 L개의 복합 신호들
Figure 112008044369839-pct00167
내지
Figure 112008044369839-pct00168
을, 각각, L개의 QLIC 블록들(1110a 내지 1110l)에 제공한다. 각각의 QLIC 블록(1110)은 복합 신호에 기초하여 할당된 섹터에 대한 소거 신호를 유도한다. 각 QLIC 블록(1110)은 QLIC 블록(910a, 910b 또는 910c)를 이용하여 또는 다른 어떤 QLIC 설계를 이용하여 구현될 수 있다. QLIC 블록들(1110a 내지 1110l)은 L개의 섹터들에 대한 L개의 소거 신호들 e 1 내지 e L을, 각각, L개의 신호 경로 컨벌버들(1112a 내지 1112l)에 제공한다. 각 신호 경로 컨벌버(1112)는 할당된 섹터에 대해 소거 신호에 임펄스 응답 쉐이핑을 수행하여 상기 섹터의 신호 경로들에 대한 소거 신호들을 제공한다. 각 신호 경로 컨벌버(1112)는 도 10B의 신호 경로 컨벌버(452)를 이용하여 또는 어떠한 다른 설계를 이용하여 구현될 수 있다. 결합기(1120)는 모든 L개의 신호 경로 컨벌버들(1112a 내지 1112l)로부터의 모든 L개의 섹터들의 모든 신호 경로들에 대한 소거 신호들을 부가적으로 결합하여 총(total) 소거 신호 e total 을 제공한다.
신호 및 간섭 결합기(1130)는 각 섹터의 각 신호 경로에 대한 합산기들(1132 및 1134)의 쌍을 포함한다. 각 섹터 j의 각 신호 경로 k에 대해, 합산기(1132)는 상기 섹터에 대한 소거 신호 e j ,k 를 상기 총 소거 신호 e total 로부터 차감하여 타-섹터 소거 신호 e os ,j,k 를 제공한다. 각 섹터 j의 각 신호 경로 k에 대해, 합산기(1134)는 타-섹터 소거 신호 e os ,j,k 를 수신된 신호 r로부터 차감하여 섹터 j의 신호 경로 k에 대한 신호 추정
Figure 112008044369839-pct00169
를 제공한다. 각 신호 추정은 레이크 수신기(270) 내부의 각 핑거 처리기(650)에 의해 처리된다.
도 12는 2-스테이지 간섭 소거기(260h)의 블록도를 나타내며, 이는 도 2의 간섭 소거기(260)의 또 다른 실시예이다. 간섭 소거기(260h)는 두 개의 스테이지들을 포함한다. 각 스테이지는 각 섹터에 대한 소거 신호를 유도하지만 각 섹터의 개별 신호 경로들에 대한 간섭 소거를 수행한다.
제 1 스테이지에 대해, 수신된 신호 r이 간섭 추정기(1102a)에 제공되며, 이는 도 11의 간섭 추정기(1102)로써 구현될 수 있다. 간섭 추정기(1102a)는 L개의 섹터들의 신호 경로들에 대한 소거 신호들을 유도한다. 결합기(1120a)는 간섭 추정기(1102a)로부터의 모든 L개의 섹터들의 신호 경로들에 대한 소거 신호들을 부가적으로 결합하여 제 1 스테이지에 대한 총 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00170
를 제공한다. 도 11의 신호 및 간섭 결합기(1130)를 이용하여 구현될 수 있는, 신호 및 간섭 결합기(1130a)는 상기 수신된 신호 r, 간섭 추정기(1102a)로부터의 소거 신호들, 및 결합기(1120a)로부터의 총 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00171
에 기초하여 모든 L개의 섹터들의 신호 경 로들에 대한 초기 신호 추정들을 유도한다.
제 2 스테이지에 대해, 모든 L개의 섹터들의 신호 경로들에 대한 초기 신호 추정들이 간섭 추정기(1102b)에 제공되며, 이 또한 도 11의 간섭 추정기(1102)로써 구현될 수 있다. 간섭 추정기(1102b)는 L개의 섹터들의 신호 경로들에 대한 소거 신호들을 유도한다. 제 2 스테이지로부터의 소거 신호들은 다른 섹터들로부터의 억제된 신호들을 갖는 초기 신호 추정들에 기초하여 유도되며 따라서 상기 제 1 스테이지로부터의 소거 신호들보다 일반적으로 나은 추정들이다. 결합기(1120b)는 간섭 추정기(1102b)로부터의 모든 L개의 섹터들의 신호 경로들에 대한 소거 신호들을 부가적으로 결합하여 제 2 스테이지에 대한 총 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00172
를 제공한다. 신호 및 간섭 결합기(1130b)는 수신된 신호 r, 간섭 추정기(1102b로부터의 소거 신호들, 및 결합기(1120b)로부터의 총 소거 신호
Figure 112008044369839-pct00173
에 기초하여 모든 L개의 섹터들의 신호 경로들에 대한 최종 신호 추정들을 유도한다.
도 11 및 12에 도시된 실시예들에 대해, 소거 신호는 각 섹터에 대해 유도되지만 간섭 소거는 각 섹터의 개별 신호 경로들에 대해 수행된다. 수신된 신호 r로부터 도 11 및 12의 핑거 처리기(650)로의 각 처리 경로는 하나의 섹터의 하나의 신호 경로에 대한 것이다. 그러나, 각 섹터의 모든 신호 경로들에 대한 처리 경로들은 동일한 QLIC 블록(들)을 공유한다. 또한 상기 간섭 소거는 다른 방식들로 수행될 수도 있다.
도 4, 5, 및 9A 내지 9D에 도시된 실시예들에 대해, FHT와 IFHT의 크기는 전송에 이용되는 최장 왈쉬 코드에 의해 결정되며, 이는 cdma2000에 대해 128 칩이고 W-CDMA에 대해 512 칩일 수 있다. 파일럿은 왈쉬 코드 0으로써 그리고 고정(fixed) 변조 또는 무(no) 변조를 이용하여 전송될 수 있다. 이 경우, 파일럿 왈쉬 코드는 이론적으로 듀레이션(duration)에 있어서 무한하다. 파일럿 채널은 더 킨 왈쉬 코드(예컨대, 4N)로서 처리되어 파일럿 추정의 품질을 개선할 수 있다.
일 실시예로, 파일럿 처리는 다음과 같이 수행될 수 있다. 각 심벌 주기 m에 대해, N-포인트 FHT가 심벌 주기 m에 대한 N개의 입력 샘플들에 수행되어 N개의 왈쉬 코드들에 대한 N개의 수신된 심벌들을 획득한다. 4개의 심벌 주기들, 예컨대 현재의 심벌 주기 m 및 3개의 최근의 심벌 주기들 m-1, m-2 및 m-3에서 상기 파일럿 왈쉬 코드에 대해 획득된 4개의 수신된 심벌들은 4-포인트 FHT로써 변환되어 상기 파일럿 왈쉬 코드의 4개의 왈쉬 서브-빈(sub-bin)들에 대한 4개의 디커버링된 심벌들을 획득할 수 있다. 하나의 왈쉬 서브-빈은 파일럿에 대한 것이며 다른 3개의 왈쉬 서브-빈들은 잡음이다. 그리고 나서 현재의 심벌 주기 m에서의 N-1개의 비-파일럿 왈쉬 코드들에 대한 N-1개의 수신된 심벌들과 4개의 파일럿 왈쉬 서브-빈들에 대한 4개의 디커버링된 심벌들(또는 N+3개의 심벌들의 전체)이, 예컨대, 도 4의 블록들(422, 424, 426 및 440)에 의해 처리되어, N+3개의 스케일링된 심벌들을 획득한다. 그리고 나서 4-포인트 IFHT가 상기 4개의 파일럿 왈쉬 서브-빈들에 대한 4개의 스케일링된 심벌들에 수행되어 4개의 커버링된 심벌들을 획득한다. 파일럿에 대한 왈쉬 서브-빈들에 대한 커버링된 심벌은 파일럿 왈쉬 코드에 대한 스케일링된 심벌로서 제공되며, 다른 3개의 왈쉬 서브-빈들에 대한 커버링된 심벌들은 폐기(discard)된다. 그리고 나서 N개의 왈쉬 코드들에 대한 N개의 스케일링된 심벌들이, 예컨대, 도 4의 블록들(442, 444 및 446)에 의해, 처리되어 현재의 심벌 주기 m에 대한 간섭-소거된 샘플들을 획득한다. 파일럿 왈쉬 서브-빈에 대한 디커버링된 심벌은 초과 에버리징(averaging) 때문에 더 높은 SNR을 가지며, 이는 간섭 소거를 개선할 수 있다.
도 13은 포괄적(generic) 유사-선형 간섭 소거기(260g)의 실시예의 블록도이며, 이는 다양한 통신 시스템들에 적용가능할 수 있다. 수신된 샘플들이 초기에 획득된다. 이러한 수신된 샘플들은 시간 영역(예컨대, CDMA에 대해) 또는 주파수 영역(예컨대, OFDM에 대해)에 있을 수 있다. 수신된 샘플들이 처리되어 신호를 간섭 송신기 l로부터 격리(isolate)시킨다(블록(1312). 블록(1312)에서의 처리는 cdma2000에 관한 역확산, W-CDMA에 대한 디스크램블링(descrambling) 등과 같은 비-선형 동작일 수 있다. 그리고 나서 고유치-분해(eigen-decomposition)가 수행되어 송신기 l에 대한 직교 채널들 또는 다수의 고유모드(eigenmode)들을 획득한다(블록(1316)). 직교 채널들은 cdma2000에 대한 상이한 왈쉬 코드들 그리고 W-CDMA에 대한 상이한 OVSF 코드들을 이용하여 획득된다. 그러므로, 고유치-분해는 cdma2000 및 W-CDMA에 대해 FHT를 이용하여 이뤄질 수 있다. 고유치-분해는 OFDM 및 FDMA 시스템들에 대해 고속 푸리에 변환(FFT)으로써 그리고 다른 시스템들에 대해 다른 종류의 변환으로써 이뤄질 수 있다.
간섭 소거는 각각의 직교 채널에 대한 LMMSE 스케일링을 수행함으로써 이루어질 수 있다. 이 경우, 송신기 l에 대한 각 고유모드의 전력이 추정된다(블록(1322). 각 고유 채널에 대한 전력 추정의 역(inverse)이 계산된다(블록(1326)). 그리고 나서 각 고유 채널이 상기 고유 채널에 대한 역 전력 추정에 의해 스케일링되어, 더 큰 전력 추정들을 갖는 직교 채널들이 더 많이 감쇠된다(블록(1340)). 그리고 나서 상기 직교 채널들이 고유치-분해에 이용되는 변환의 역을 이용하여 이산 시간으로 다시 변환된다(블록(1342)). 그리고 나서 송신기 l을 격리시키는 처리가 되돌려진다(undo). 블록(1346)에서의 처리는 cdma2000에 대한 확산, W-CDMA에 대한 스크램블링 등과 같은 비-선형 동작일 수 있다.
무선 장치는 (1) 상기 무선 장치가 통신하는 섹터들을 포함하는 활성(active) 세트, (2) 상기 활성 세트의 섹터들의 이웃(neighbor)들인 섹터들을 포함하는 인접(neighbor) 세트, (3) 상기 무선 장치에 의해 강하게 수신되며 상기 활성 세트로의 산입을 위한 후보들인 섹터들을 포함하는 후보(candidate) 세트, 및/또는 (4) 어떠한 다른 섹터 세트들과 같은 섹터들의 하나 이상의 세트들을 유지할 수 있다. 간섭 소거는 다양한 방식으로 수행될 수 있다. 일 실시예로, 간섭 소거는 활성 세트 내의 섹터들에 대해 수행된다. 무선 장치는 일반적으로 이러한 섹터들을 강하게 수신하며 추가로 이러한 섹터들에 대한 간섭 소거를 효율적으로 수행하기 위한 타이밍 및 다중경로 정보를 갖는다. 다른 실시예로, 간섭 소거는 무선 장치의 처리 능력에 기초하여 가능한 많은 섹터들에 대해 수행된다. 상기 섹터들은 이들의 수신된 신호 강도 또는 다른 어떤 기준에 기초하여 간섭 소거를 위해 선택될 수 있다.
여기 기재된 간섭 소거 기술들은 다양한 이점들을 제공한다. 먼저, 간섭 소거 처리는 한 번에 하나의 섹터에 대해 수행될 수 있으며 간섭 소거의 상대적으로 간소한 형태이다. 둘째로, 각 섹터에 대한 고유모드(eigenmode)들(이는 직교 트래픽 채널들에 대응함)이 FHT를 수행함으로써 효율적으로 획득될 수 있다. 셋째로, 상기 기재된 일부 실시예들에 대해, 상기 고유모드들에 대한 고유값들(이들은 LMMSE 간섭 소거에 이용되는 전력 추정들임)이 행렬 반전(inversion)을 수행할 필요없이 용이하게 반전(invert)될 수 있다. 넷째로, 간섭 소거가, 심벌 처리를 수행함으로써 획득되는, 소거되는 섹터에 대한 저 지연(latency) 간섭 추정에 기초하여 수행된다. 이는 데이터의 프레임 또는 패킷을 디코딩, 재-인코딩(re-encoding), 및 재변조함으로써 얻어지는 간섭 추정과 대조적이며, 이는 구현하기에 어렵거나 비실용적일 수 있으며 프레임 처리 때문에 더 많은 지연을 갖는다.
여기 기재된 기술들은 CDMA 시스템의 순방향 링크 상에서 전체 시스템 용량을 개선할 수 있다. 순방향 링크 상의 용량은 간섭에 제한된다. 즉, CDMA 시스템과 통신하는 무선 장치의 수가 증가함에 따라, 이러한 무선 장치들로 전송되는 전체 전력이 증가하며, 이는 각 무선 장치에 의해 관측되는 간섭을 증가시킨다. 결과적으로, 상기 간섭은 더 이상의 무선 장치가 CDMA 시스템에 접속할 수 없게 한다. 여기 기재된 기술들은 무선 장치에서의 간섭의 유해한 효과들을 감소시킨다. 그리하여 더 적은 송신 전력이 무선 장치에 대해 이용되어 동일한 수준의 성능을 달성하며, 이는 다른 무선 장치들에 대한 간섭을 감소시키고 더 많은 무선 장치들이 상기 시스템에 접속하게 하여 준다.
여기 기재된 기술들은 다양한 수단들에 의해 구현될 수 있다. 예를 들어, 이러한 기술들은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다. 하드웨어 구현을 위해, 간섭 소거를 수행하는데 이용되는 처리 유닛들은 하나 이상의 주문형 반도체(ASIC)들, 디지털 신호 처리기(DSP)들, 디지털 신호 처리 장치(digital signal processing device, DSPD)들, 프로그램가능 논리 장치들(PLD)들, 필더 프로그래머블 게이트 어레이(FPGA)들, 처리기들, 제어기들, 마이크로-제어기들, 마이크로프로세서들, 전자 장치들, 여기 기술된 기능들을 수행하도록 설계된 다른 전자 유닛들, 또는 이들의 조합 내에서 구현될 수 있다.
펌웨어 및/또는 소프트웨어 구현을 위해, 상기 기술들은 여기 기재된 기능들을 수행하는 모듈들(예컨대, 절차들, 함수들 등)로써 구현될 수 있다. 펌웨어 및/또는 소프트웨어 코드들은 메모리(예컨대, 도 2의 메모리(292))에 저장될 수 있으며 처리기(예컨대, 제어기(290))에 의해 실행될 수 있다. 상기 메모리는 상기 처리기 내부에 또는 상기 처리기 외부에 구현될 수 있다.
상기 개시된 실시예들에 대한 상술내용은 임의의 당업자로 하여금 본 발명을 생산 또는 이용하게 하기 위하여 제시된다. 이러한 실시예들에 대하여 다양한 변형들이 당업자에게 용이하게 명백할 것이며, 여기 정의된 일반 원리들은 본 발명의 사상과 범위를 벗어나지 않고도 다른 실시예들에 적용될 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기 제시된 실시예들에 제한하고자 하는 것이 아니라 여기 개시된 원리들과 신규한 특징들에 따라서 가장 광범위하게 해석되어야 한다.

Claims (58)

  1. 장치로서,
    복수의 직교 채널들에 대한 수신된 심벌들을 획득하기 위해 제 1 변환에 기반하여 수신된 신호의 입력 샘플들을 변환하고;
    상기 복수의 직교 채널들의 전력 추정치들에 기반하여 제 1 스케일링 인자를 도출하고, 상기 전력 추정치들의 역(inverse)들의 총합에 기반하여 제 2 스케일링 인자를 도출하며;
    상기 제 1 및 제 2 스케일링 인자들에 기반하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 스케일링된 심벌들을 획득하기 위해 복수의 이득들을 이용하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 상기 수신된 심벌들을 스케일링하고; 그리고
    간섭-소거된(interference-cancelled) 샘플들을 획득하기 위해, 제 2 변환 ― 상기 제 1 및 제 2 변환들은 서로 역임 ― 에 기반하여 상기 스케일링된 심벌들을 변환하는 것을 수행하도록 동작하는 적어도 하나의 프로세서를 포함하는,
    장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 적어도 하나의 트래픽 채널을 포함하고, 상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 수신된 신호에서 상기 간섭-소거된 샘플들을 차감(subtracting)함으로써, 상기 적어도 하나의 트래픽 채널에 대응하는 심벌 추정치들을 도출하도록 추가적으로 동작하는,
    장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 트래픽 채널에 대응하는 심벌 추정치들은 LMMSE(linear minimum mean square error) 기술에 따라 도출되는, 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 트래픽 채널에 대응하는 심벌 추정치들은 LS(least square) 기술에 따라 도출되는,
    장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 복수의 직교 채널들에 대한 상기 수신된 심벌들로부터 상기 간섭-소거된 샘플들을 차감하도록 추가적으로 동작하는,
    장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 수신된 신호에 대하여 간섭 소거의 복수의 종속접속(cascade)된 스테이지(stage)들을 수행하도록 추가적으로 동작하는,
    장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 특정 섹터의 신호 강도에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하도록 추가적으로 동작하는,
    장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 특정 섹터의 도착 시간에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하도록 추가적으로 동작하는,
    장치.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 파일럿 채널 및 하나 이상의 비-파일럿 채널들을 포함하고, 상기 파일럿 채널에 대응하는 왈쉬(Walsh) 코드는 상기 비-파일럿 채널들 중 적어도 하나에 대응하는 적어도 하나의 왈쉬 코드보다 긴,
    장치.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 직교 주파수-분할 멀티플렉싱(OFDM) 채널들을 포함하고, 상기 수신된 신호의 입력 샘플들은 OFDM 심벌들을 포함하는,
    장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 제 2 스케일링 인자에 기반하여 상기 복수의 이득들 중 적어도 하나를 도출하도록 추가적으로 동작하는,
    장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 무선 디바이스에서 이용되는,
    장치.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 수신된 신호는 복수의 섹터들로부터 수신되며, 상기 복수의 섹터들 각각은 복수의 기지국 커버리지 영역들 중 하나에 대응하는,
    장치.
  14. 제12항에 있어서,
    상기 복수의 섹터들은 섹터들의 활성 세트를 포함하며, 상기 무선 디바이스는 상기 섹터들의 활성 세트에 있는 각각의 섹터와 통신하는,
    장치.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 복수의 섹터들은 섹터들의 이웃 세트를 더 포함하며, 상기 섹터들의 이웃 세트에 있는 각각의 섹터는 상기 섹터들의 활성 세트에 있는 하나 이상의 섹터들의 이웃인,
    장치.
  16. 제14항에 있어서,
    상기 복수의 섹터들은 섹터들의 후보 세트를 포함하고, 상기 섹터들의 후보 세트에 있는 각각의 섹터는 상기 섹터들의 활성 세트에 포함시키기 위한 후보인,
    장치.
  17. 제14항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 섹터들의 활성 세트에 대하여 상기 간섭 소거된 샘플들을 획득하도록 추가적으로 동작하는,
    장치.
  18. 제13항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 프로세서는 상기 복수의 섹터들에 대하여 상기 간섭 소거된 샘플들을 획득하도록 추가적으로 동작하며, 상기 복수의 섹터들은 섹터들의 활성 세트, 섹터들의 이웃 세트, 및 섹터들의 후보 세트를 포함하는,
    장치.
  19. 컴퓨터-구현 방법으로서,
    복수의 직교 채널들에 대한 수신된 심벌들을 획득하기 위해 제 1 변환에 기반하여 수신된 신호의 입력 샘플들을 변환하는 단계;
    상기 복수의 직교 채널들의 전력 추정치들에 기반하여 제 1 스케일링 인자를 도출하고, 상기 전력 추정치들의 역들의 총합에 기반하여 제 2 스케일링 인자를 도출하는 단계;
    상기 제 1 및 제 2 스케일링 인자들에 기반하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 스케일링된 심벌들을 획득하기 위해 복수의 이득들을 이용하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 상기 수신된 심벌들을 스케일링하는 단계; 및
    간섭-소거된 샘플들을 획득하기 위해, 제 2 변환 ― 상기 제 1 및 제 2 변환들은 서로 역임 ― 에 기반하여 상기 스케일링된 심벌들을 변환하는 단계를 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 수신된 신호로부터 상기 간섭-소거된 샘플들을 차감하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  21. 제19항에 있어서,
    상기 전력 추정치들은 LMMSE(linear minimum mean square error) 기술에 따라 도출되는,
    컴퓨터-구현 방법.
  22. 제19항에 있어서,
    상기 전력 추정치들은 LS(least squares) 기술에 따라 도출되는,
    컴퓨터-구현 방법.
  23. 제19항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들에 대한 수신된 심벌들로부터 상기 간섭-소거된 샘플들을 차감하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  24. 제19항에 있어서,
    상기 수신된 신호에 대하여 간섭 소거의 복수의 종속접속된 스테이지들을 수행하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    특정 섹터의 신호 강도에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  26. 제24항에 있어서,
    특정 섹터의 도착 시간에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  27. 제19항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 파일럿 채널 및 하나 이상의 비-파일럿 채널들을 포함하고, 상기 파일럿 채널에 대응하는 왈쉬(Walsh) 코드는 상기 비-파일럿 채널들 중 적어도 하나에 대응하는 적어도 하나의 왈쉬 코드보다 긴,
    컴퓨터-구현 방법.
  28. 제19항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 직교 주파수-분할 멀티플렉싱(OFDM) 채널들을 포함하고, 상기 수신된 신호의 입력 샘플들은 OFDM 심벌들을 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  29. 제19항에 있어서,
    상기 제 2 스케일링 인자를 도출한 이후에, 상기 제 2 스케일링 인자에 기반하여 상기 복수의 이득들 중 적어도 하나를 도출하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  30. 제19항에 있어서,
    상기 수신된 신호의 입력 샘플들을 변환하기 전에, 상기 복수의 직교 채널들의 트래픽 채널을 통해 상기 수신된 신호의 입력 샘플들을 수신하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  31. 제30항에 있어서,
    제 2 변환에 기반하여 상기 스케일링된 심벌들을 변환한 이후에, 확산 코드를 이용하여 상기 입력 샘플들을 역확산시키는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    확산 코드를 이용하여 상기 입력 샘플들을 역확산시킨 이후에, 상기 트래픽 채널에 대응하는 왈쉬 코드를 통해 상기 역확산된 입력 샘플들에 대해 디커버링(decover) 동작을 수행하는 단계를 더 포함하는,
    컴퓨터-구현 방법.
  33. 명령들을 포함하는 비-일시적인(transitory) 컴퓨터-판독가능 매체로서, 상기 명령들은 프로세서에 의해 실행되는 경우 상기 프로세서로 하여금:
    복수의 직교 채널들에 대한 수신된 심벌들을 획득하기 위해 제 1 변환에 기반하여 수신된 신호의 입력 샘플들을 변환하고;
    상기 복수의 직교 채널들의 전력 추정치들에 기반하여 제 1 스케일링 인자를 도출하고, 상기 전력 추정치들의 역(inverse)들의 총합에 기반하여 제 2 스케일링 인자를 도출하며;
    상기 제 1 및 제 2 스케일링 인자들에 기반하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 스케일링된 심벌들을 획득하기 위해 복수의 이득들을 이용하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 상기 수신된 심벌들을 스케일링하고; 그리고
    간섭-소거된(interference-cancelled) 샘플들을 획득하기 위해, 제 2 변환 ― 상기 제 1 및 제 2 변환들은 서로 역임 ― 에 기반하여 상기 스케일링된 심벌들을 변환하도록 하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 프로세서에 의해 실행되는 경우 상기 명령들은, 상기 프로세서로 하여금, 특정 섹터의 신호 강도에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하도록 하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  35. 제33항에 있어서,
    상기 프로세서에 의해 실행되는 경우 상기 명령들은, 상기 프로세서로 하여금, 특정 섹터의 도착 시간에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하도록 하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  36. 제33항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 파일럿 채널 및 하나 이상의 비-파일럿 채널들을 포함하고, 상기 파일럿 채널에 대응하는 왈쉬(Walsh) 코드는 상기 비-파일럿 채널들 중 적어도 하나에 대응하는 적어도 하나의 왈쉬 코드보다 긴,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  37. 제33항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 직교 주파수-분할 멀티플렉싱(OFDM) 채널들을 포함하고, 상기 수신된 신호의 입력 샘플들은 OFDM 심벌들을 포함하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  38. 제33항에 있어서,
    상기 복수의 이득들 중 적어도 하나는 상기 제 2 스케일링 인자에 기반하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  39. 제33항에 있어서,
    상기 비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체는 무선 디바이스에 상주하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 수신된 신호는 복수의 섹터들로부터 수신되며, 상기 복수의 섹터들 각각은 복수의 기지국 커버리지 영역들 중 하나에 대응하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  41. 제40항에 있어서,
    상기 복수의 섹터들은 섹터들의 활성 세트를 포함하며, 상기 무선 디바이스는 상기 섹터들의 활성 세트에 있는 각각의 섹터와 통신하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  42. 제40항에 있어서,
    상기 복수의 섹터들은 섹터들의 이웃 세트를 포함하며, 상기 섹터들의 이웃 세트에 있는 각각의 섹터는 상기 섹터들의 활성 세트에 있는 하나 이상의 섹터들의 이웃인,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  43. 제40항에 있어서,
    상기 복수의 섹터들은 섹터들의 후보 세트를 포함하고, 상기 섹터들의 후보 세트에 있는 각각의 세트는 상기 섹터들의 활성 세트에 포함시키기 위한 후보인,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  44. 제41항에 있어서,
    상기 프로세서에 의해 실행되는 경우 상기 명령들은 추가적으로, 상기 프로세서로 하여금, 상기 섹터들의 활성 세트에 대하여 상기 간섭-소거된 샘플들을 획득하도록 하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  45. 제40항에 있어서,
    상기 프로세서에 의해 실행되는 경우 상기 명령들은 추가적으로, 상기 프로세서로 하여금, 섹터들의 활성 세트, 섹터들의 이웃 세트, 및 섹터들의 후보 세트에 대하여 상기 간섭-소거된 샘플들을 획득하도록 하는,
    비-일시적인 컴퓨터-판독가능 매체.
  46. 장치로서,
    복수의 직교 채널들에 대한 수신된 심벌들을 획득하기 위해 제 1 변환에 기반하여 수신된 신호의 입력 샘플들을 변환하기 위한 수단;
    상기 복수의 직교 채널들의 전력 추정치들에 기반하여 제 1 스케일링 인자 및 상기 전력 추정치들의 역들의 총합에 기반하여 제 2 스케일링 인자를 도출하기 위한 수단;
    상기 제 1 및 제 2 스케일링 인자들에 기반하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 스케일링된 심벌들을 획득하기 위해 복수의 이득들을 이용하여 상기 복수의 직교 채널들에 대한 상기 수신된 심벌들을 스케일링하기 위한 수단; 및
    간섭-소거된 샘플들을 획득하기 위해, 제 2 변환 ― 상기 제 1 및 제 2 변환들은 서로 역임 ― 에 기반하여 상기 스케일링된 심벌들을 변환하기 위한 수단을 포함하는,
    장치.
  47. 제46항에 있어서,
    상기 도출하기 위한 수단은 복수의 역 전력 추정치들을 계산하기 위한 수단, 상기 복수의 역 전력 추정치들을 합산하고 트레이스(trace) 값을 도출하기 위해 공분산(covariance) 매트릭스의 역에 대한 트레이스 동작을 수행하기 위한 수단, 및 상기 트레이스 값의 역을 계산하기 위한 수단을 포함하는,
    장치.
  48. 제47항에 있어서,
    상기 복수의 역 전력 추정치들 각각을 상기 트레이스 값의 역과 곱하기 위한 수단을 더 포함하는,
    장치.
  49. 제46항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 적어도 하나의 트래픽 채널을 포함하고, 상기 장치는 상기 적어도 하나의 트래픽 채널에 대응하는 심벌 추정치들을 도출하기 위한 수단을 더 포함하는,
    장치.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 트래픽 채널에 대응하는 심벌 추정치들은 LMMSE(linear minimum mean square error) 기술에 따라 도출되는,
    장치.
  51. 제49항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 트래픽 채널에 대응하는 심벌 추정치들은 LS(least square) 기술에 따라 도출되는,
    장치.
  52. 제46항에 있어서,
    특정 섹터의 신호 강도에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 상기 수신된 신호의 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하기 위한 수단을 더 포함하는,
    장치.
  53. 제46항에 있어서,
    특정 섹터의 도착 시간에 기반하여 상기 특정 섹터로부터 수신된 신호를 상기 수신된 신호의 간섭 소거의 특정 종속접속된 스테이지에 할당하기 위한 수단을 더 포함하는,
    장치.
  54. 제46항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 파일럿 채널 및 하나 이상의 비-파일럿 채널들을 포함하고, 상기 파일럿 채널에 대응하는 왈쉬 코드는 상기 비-파일럿 채널들 중 적어도 하나에 대응하는 적어도 하나의 왈쉬 코드보다 긴,
    장치.
  55. 제46항에 있어서,
    상기 복수의 직교 채널들은 직교 주파수-분할 멀티플렉싱(OFDM) 채널들을 포함하고, 상기 수신된 신호의 입력 샘플들은 OFDM 심벌들을 포함하는,
    장치.
  56. 제46항에 있어서,
    상기 복수의 이득들 중 적어도 하나는 상기 제 2 스케일링 인자에 기반하는,
    장치.
  57. 제46항에 있어서,
    상기 장치는 무선 디바이스 내에서 이용되는,
    장치.
  58. 제57항에 있어서,
    상기 무선 디바이스는 셀룰러 전화인,
    장치.
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