KR100966635B1 - 유도전동기의 상수 추정 방법 - Google Patents

유도전동기의 상수 추정 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 유도전동기의 상수 추정 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 제1 주파수의 고주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제1 전류를 유도전동기에 인가하여, 상기 제1 전류에 따른 유도전동기의 제1 등가 저항과 제1 등가 인덕턴스를 포함한 제1 등가 임피던스를 측정하는 단계; 제2 주파수의 고주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제2 전류를 유도전동기에 인가하여, 제2전류에 따른 유도전동기의 제2 등가 저항과 제2 등가 인덕턴스를 포함하는 제2 등가 임피던스를 측정하는 단계; 및 측정된 제1 및 제2 등가 저항과 상기 제1 및 제2 전류의 주파수와의 관계에 기초하여 유도전동기의 고정자 저항을 추정하는 단계를 포함하는 유도전동기의 상수 추정 방법을 제공하는 것을 특징으로 한다.
상수, 고정자 저항, 회전자 저항, 회전자 누설 인덕턴스,

Description

유도전동기의 상수 추정 방법{Method of Estimating the Parameter of Induction Motor}
본 발명은 유도전동기의 상수를 추정하는 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는 유도전동기를 정지된 상태로 유지하면서, 상기 유도전동기에 직류성분과 교류성분이 합쳐진 전류를 인가하여 유도전동기의 고정자 저항을 추정하고, 추정된 고정자 저항에 기초하여 유도전동기의 상수들을 추정하는 방법에 관한 것이다.
최근 산업계의 여러 분야에서 유도전동기의 사용이 두드러지고 있는데, 그 이유는 구조가 간단하고 가격이 저렴하기 때문이다. 그러나 유도전동기는 이러한 장점에 불구하고 제어하기가 어렵다는 단점이 있다.
일반적으로 유동전동기는 벡터 제어 인버터를 통해 자속(FLUX)과 회전력(TORQUE)을 독립적으로 제어하는데, 유도전동기 고성능 구동 시스템의 성능 보장을 위해서는 전동기 상수를 초기에 정확히 설정하는 것이 매우 중요하다. 고정자 저항(Rs), 회전자 저항(Rr), 여자 인덕턴스(Lm), 고정자 누설 인덕턴스(Lls), 회전자 누설 인덕턴스(Llr)등의 상수를 측정한 후 이를 적용하여 유도 전동기의 고속운 전을 제어하게 된다. 특히 상기 상수들 중 상당히 많은 부분에서 회전자 누설 인덕턴스(Llr)가 사용되는데, 여기서 회전자 누설 인덕터스(Llr)는 온도 및 회전 속도에 따라 수∼수십배의 큰 변화를 하는 민감한 파라미터이므로 모터의 운전에 장애가 되지 않으면서 추정하는 것이 필요하다.
유도전동기 상수 추정에 관한 연구는 크게 오프라인과 온라인 추정이라는 2가지 영역으로 나눌 수 있다.
오프라인 추정법에는 전동기의 운전 초기에 제어에 필요한 상수들을 고전적인 무부하 시험과 구속시험 등으로부터 추정하거나 전동기 명판 정보로부터 추정하는 법 등이 있다. 이런 오프라인 방법은 대략적인 전동기 상수를 계산하는 데는 도움이 되지만, 이를 통해 구한 상수를 전동기 제어에 직접 사용하기에는 많은 무리가 있다. 최근에는 정지상태에서 의사 랜덤 바이너리 신호(Pseudo Random Binary Signal:PRBS)나 정현파를 강제로 주입하여 회전자 저항을 측정하는 방법 등이 연구되었는데, 이 방법은 주입한 신호에 따른 표피효과(skin effect)에 의해 회전자 저항의 오차가 발생한다. 한편, 직류전원을 인가 후 차단하여 회전자 시정수를 측정하는 방법 및 시간과 주파수 영역 상에서 정지 상태의 전동기 정보를 분석하는 방법 등은 직류전원 장치나 주파수 응답분석기와 같은 별도의 장치나 계측기를 설치해야 하는 단점이 있다. 더구나 이런 장비들은 전동기에 직결되어야 하므로 인버터 구동시스템이 전동기에 직접 연결된 산업현장에서는 실용화하기가 어렵다는 문제점이 있다.
그외에도 자기동조(Self Commissioning) 방식으로 초기에 필요한 모든 전동기 상수는 물론 제어기 이득까지도 설정하는 방법 등이 연구되었다. 이 방법은 인버터가 장착된 상태에서 상수 취득을 수행하는 장점이 있지만 초기에 구한 상수의 오차가 나중에 구한 다른 상수의 오차로 계속 누적되는 단점이 있고 특히 운전 중에 취득한 값들이 아니므로 실제 운전 상황에서는 오차가 발생한다.
따라서, 전동기 상수 추정에 관한 연구의 대부분은 운전 중에 발생하는 상수 변동을 직접 보상하는 온라인 추정법에 초점이 맞추어져 있으나, 기존의 온라인 추정법 또한 별도의 센서를 부착해야 하며 계산량이 방대하여 구현이 힘들고, 특별한 운전 조건 하에서만 정밀성이 보장되는 문제점이 있다.
한편, 고성능 전동기 운전이 요구되는 제철라인과 같은 산업 현장에서는 미지의 전동기가 이미 기계적인 부하에 연결되어 전동기 상수 초기화나 상수 설정 등을 위한 유도전동기의 돌발적 운전이 불가능한 경우도 있다.
이와 같은 경우, 기존의 정지형 오프라인 상수 추정법은 개별적인 상수 추정시 다른 상수의 오차에 영향을 받으며, 또한 상수 오차에 따른 민감도가 떨어지는 문제점이 있다. 또한, 상수 초기 설정이 반드시 정지상태에서 이루어져야 하므로, 회전을 요구하는 기존의 오프라인 및 온라인 상수 추정법은 사용할 수 없다는 문제점이 있다. 따라서, 전동기 상수 초기 설정을 정지상태에서 단시간 내에 수행하기 위해서는 간단하며 정확한 상수 추정법이 요구된다.
본 발명이 해결하고자 하는 과제는, 부하에 연결된 유도전동기가 정지 상태를 유지하게 하면서 유도전동기에 소정의 크기와 주파수를 가지는 교류성분과 소정의 크기를 가지는 직류성분이 합쳐진 전류를 인가하여 유도전동기의 상수들을 추정하는 방법을 제공하는 것이다.
상기 과제를 달성하기 위하여 본 발명의 특징에 따른 유도전동기 상수 추정 방법은 (a) 제1 주파수의 고주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제1 전류를 유도전동기에 인가하여, 제1 전류에 따른 유도전동기의 제1 등가 저항과 제1 등가 인덕턴스를 포함한 제1 등가 임피던스를 측정하는 단계; (b) 제2 주파수의 고주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제2 전류를 유도전동기에 인가하여, 제2전류에 따른 유도전동기의 제2 등가 저항과 제2 등가 인덕턴스를 포함하는 제2 등가 임피던스를 측정하는 단계; 및 (c) 측정된 제1 및 제2 등가 저항과 제1 및 제2 전류의 주파수와의 관계에 기초하여 유도전동기의 고정자 저항을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 방법은 (d) 추정된 고정자 저항으로부터 제1 전류에 따른 회전자 저항, 회전자 누설 인덕턴스, 및 고정자 누설 인턱턴스를 추정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 방법은 (e) 제3 주파수의 저주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제3 전류를 유도전동기에 인가하여, 제3 전류에 따른 유도전동기의 제3 등가 인덕턴스를 측정하는 단계; 및 (f) 측정된 제3 등가 인덕턴스와 추정된 고정자 누설 인덕턴스의 차를 이용하여, 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 방법은 (g) 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스 및 추정된 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스와의 관계에 기초하여, 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항과 정격 슬립주파수에 따른 회전자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계를 더 포함할 수 있다.
바람직하게는, 상기 (g) 단계는, (g1) 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턱스와 제1 주파수의 이중근이 곱해진 제1 비례계수(K1)를 추출하는 단계; (g2) 추정된 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스로부터 회전자 바의 깊이에 일정 상수가 곱해진 제2 비례계수(K2)를 추출하는 단계; (g3) 제2 비례계수(K2), 제1 회전자 저항, 및 제1 회전자 누설 인덕턴스를 기초로 하여, 직류전류에 대한 회전자 바의 저항 및 직류전류에 대한 회전자 바의 누설 인덕턴스를 추출하는 단계; 및 (g4) 제1 비례계수, 제2 비례계수, 직류전류에 대한 회전자 바의 저항, 및 직류전류에 대한 회전자 바의 누설 인덕턴스를 기초로 하여 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항과 정격 슬립주파수에 따른 회전자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명에 의하면, 인버터를 포함하는 유도전동기가 부하에 연결되어 독립적 운전이 불가능한 경우에, 유도전동기가 정지상태를 유지하게 하면서 단시간 내에 간편하고 정확하게 유도전동기 상수를 추정할 수 있다.
또한 본 발명에 의하면, 직류성분 전류와 고주파 교류성분 전류를 함께 인가하고 전류가 0 부근을 지나지 않도록 설정하여 ZCC(Zero Current Clamping)효과의 영향을 배제하였으며, 고주파 교류성분은 그 주파수 대역이 기본파와 상이하여 운전 중에 주입하더라도 운전 성능에 영향을 미치지 않는다.
또한 본 발명에 의하면, 오프라인 상수 설정법과는 달리 개별 상수 설정에 타 상수의 오차가 개입되지 않으며, 회전자의 주파수 특성을 이용하므로 높은 정확도를 가진다.
또한 본 발명에 의하면, 인버터와의 통신을 통해 원거리에서도 수행할 수 있으므로 전동기 상수 추정 시간을 단축할 수 있다.
도 1은 심구형 회전자 바를 나타낸 도면이다.
대부분의 농형 유도전동기의 회전자는 도 1에 나타난 것처럼 심구형 농형 회전자(deep-bar rotor)의 형태이다. d는 회전자 바의 총 깊이이고, w는 슬롯의 폭이고, wb는 회전자 바의 폭이고, y는 회전자 바의 임의의 한 점의 높이이며, dy는 y의 변위(미세 변화)이다.
회전자 바의 전체 임피던스는 저항성분(Real Part)과 누설 인덕턴스 성분(Reactive Part)으로 나눌 수 있으며 회전자의 총 전압강하(V)는 다음의 [수학식 1]과 같이 나타낼 수 있다
Figure 112007092235125-pat00001
Vr: 저항성분에 의한 전압 강하 Vx: 쇄교자속에 의한 전압 강하
J: 전류밀도(A/m2) ρ: 회전자 바의 저항률
Φ: 쇄교자속
또한, 상기 [수학식 1]은 다음의 [수학식 2]처럼 정리될 수 있다.
Figure 112007092235125-pat00002
w: 슬롯의 폭(여기서, 슬롯 폭(w)과 회전자 바의 폭(wb)은 동일하다고 가정)
α:
Figure 112007092235125-pat00003
상기 [수학식 2]에서 ρ/(wd)는 직류 전류에 대한 회전자 바의 단위 길이당 저항(Rr0)과 같으므로, 상기 [수학식 2]는 다음처럼 나타낼 수 있다.
Figure 112007092235125-pat00004
상기 [수학식 3]에서 총 임피던스(Z)는 V/I 이므로, 회전자 바의 총 임피던스(Z)를 저항 성분(Rr)과 누설 리액턴스 성분(Xlr)으로 나누어 표현하면, 다음과 같다.
Figure 112007092235125-pat00005
여기서, Z는 회전자의 총 임피던스이고, Rr은 회전자 저항 성분이고, Xlr은 회전자 누설 리액턴스 성분이고, Rr0는 직류전류에 대한 회전자 저항이고, d는 회전자 바의 깊이이며,
Figure 112007092235125-pat00006
이다(f:회전자 바에 흐르는 전류의 주파수, μ0:진공투자율(4π*10-7),ρ:회전자 바의 저항률).
한편, 직류전류에 대한 회전자의 누설 인덕턴스(Llr0)는 다음의 [수학식 5]처럼 표현되므로, 결국 상기 [수학식 4]는 다음의 [수학식 6]처럼 표현된다.
Figure 112007092235125-pat00007
Figure 112007092235125-pat00008
여기서, Xlr0는 직류전류에 대한 회전자 누설 리액턴스이다.
도 2는 주파수 변화에 따라 [수학식 4] 및 [수학식 6]에 포함된 비선형항의 변화를 나타낸 그래프이다.
도 2의 그래프에서 가로축은 αd의 변화를 나타내며, 세로축은 상기 [수학식 4] 및 [수학식 6]에 포함된 비선형항의 변화를 나타낸다. α는 상기에서 설명한 바와 같으므로, 결국 αd는 주파수에 대한 함수로서 주파수가 변화하면 바뀐다.
도 2를 참조하면, 주파수의 함수인 αd가 3 이상인 경우, [수학식 6]에 포함된 비선형항은 모두 1로 수렴하게 된다. 따라서, αd가 3 이상인 경우에는, 상기 [수학식 6]의 회전자 저항(Rr)과 회전자 누설 리액턴스(Xlr)는 주파수에 대한 선형적 함수가 된다. 후술하겠지만, 이런 선형영역(αd가 3 이상인 경우)에서의 회전자 특성을 이용하여, 비선형 영역(αd가 3 미만인 경우), 즉 정격 슬립주파수에서의 유도전동기 상수를 추정할 것이다.
한편, αd가 3 이상인 경우에는 상기 [수학식 4]와 상기 [수학식 6]의 비선 형항이 수렴하므로 다음의 식도 성립하게 된다.
Figure 112007092235125-pat00009
Figure 112007092235125-pat00010
(단, )
이하 본 발명의 바람직한 실시예를 도면을 참조하여 상세히 설명한다.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 유도전동기 상수 추정 방법의 흐름도이다.
우선, 제1 주파수(f1=ωh/(2π))의 고주파 교류성분(Ih)과 직류성분(Ids)을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제1 전류를 유도전동기에 인가하여, 상기 제1 전류에 따른 유도전동기의 제1 등가 저항(Req1)과 제1 등가 인덕턴스(Leq1)를 포함한 제1 등가 임피던스(Zeq1)를 측정한다(310).
정지상태에서 전동기 상수를 추정하기 위하여 동기좌표계(전동기가 정지된 상태이므로 동기좌표계와 정지좌표계가 일치함)에서 d축 전류(토크분 전류:ie ds)와 q축 전류(자속분 전류:ie qs)를 포함하는 제1 전류를 다음처럼 제어한다.
Figure 112007092235125-pat00011
높은 주파수에서 Ih가 커지면 d축과 q축의 인덕턴스 차이가 커지게 되고 이로 인해 릴럭턴스 토크가 발생하여 전류의 맥동을 유발하므로, Ih는 Ids의 1/10정도로 설정하는 것이 바람직하며, 또한 주파수는 유도전동기의 용량에 따라
Figure 112007092235125-pat00012
의 조건을 만족하도록 제1 주파수(f1)를 결정하는 것이 바람직하다.
직류분 전류의 크기(Ids)가 교류분 전류의 크기(Ih)에 비해 충분히 크고 전류의 방향이 항상 일정하므로 모든 상전류는 영점(zero current) 부근을 지나지 않는다. 따라서 ZCC(Zero Current Clamping) 효과는 발생되지 않으며, 또한 q축 전류(ie qs)를 0으로 제어하므로 전동기는 정지 상태를 유지하게 된다.
한편, 상기에서 설명한 것처럼 회전자 바의 주파수에 대한 비선형성을 제거하려면
Figure 112007092235125-pat00013
의 조건을 만족하는 주파수로 제1 주파수(f1)를 결정하는 것이 바람직하다. αd는 회전자 바의 재질, 회전자 바의 깊이, 및 회전자에 흐르는 전류의 주파수에 관련된 함수이므로 회전자 바의 재질과 깊이를 알 수 있다면 최소 주입 주파수를 결정할 수 있다.
회전자 바의 재질은 대표적으로 알루미늄과 구리가 있는데, αd값이 상대적으로 더 작은 알루미늄 회전자 바를 기준으로
Figure 112007092235125-pat00014
을 만족하는 주입 주파수를 결정한다면 회전자 바의 재질에 대한 문제는 고려하지 않아도 된다.
5[kW] 이하의 유도전동기의 경우 회전자 바의 깊이는 1.5[cm]보다 작으며 7[kW] 이상의 유도전동기의 경우 회전자 바의 깊이는 2[cm]가 넘는다. 이처럼 용량이 커질수록 최소 주입주파수는 낮아진다. 5[kW] 이하의 유도전동기의 경우에는 최소 주입 주파수를 고려했을 때 가장 적당한 주입 주파수는 500[Hz] 정도가 바람직하며, 7[kW] 이상의 유도전동기의 경우에는 200[Hz] 정도가 바람직하다. 주입 주파수를 낮추면 αd의 값은 작아지지만, αd의 값이 2 정도로 작아져도 오차는 5% 정도가 되어 오차가 그리 크지 않다는 것을 알 수 있다(도 2 참조).
도 4는 d축에 직류성분과 고주파 교류성분이 합쳐진 전류가 주입되었을 때의 등가회로이다.
도 4의 전류는
Figure 112007092235125-pat00015
의 형식을 가지는 전류이다. 주입 주파수가 충분히 크면 교류성분(Ihcoswht)의 전류는 대부분 회전자를 통해서만 흐르게 되고 직류성분(Ids)의 전류는 여자회로(Lm)를 통해서 흐르게 된다. 유도전동기의 등가 임피던스(Zeq)는 등가 저항(Req)과 등가 인덕턴스(Leq)의 합으로서, 고주파에서의 등가 임피던스(Zeq)를 구하는 방법은 페이져(Phasor)를 이용하는 방법 및 저역통과필터(LPF)를 이용한 신호처리 방법 등 다양한 방법이 알려져 있다. 본 발명은 다양한 방법에 의해 제1 전류에 따른 유도전동기의 제1 등가 저항(Req1)과 제1 등가 인덕턴 스(Leq1)를 포함한 제1 등가 임피던스(Zeq1)를 측정하게 된다.
다시 도 3으로 돌아가서 설명하도록 한다.
310 단계 후에 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 유도전동기 상수 추정 방법은, 제2 주파수(f2=ωh2/(2π))의 고주파 교류성분(Ih)과 직류성분(Ids)을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제2 전류를 유도전동기에 인가하여, 상기 제2전류에 따른 유도전동기의 제2 등가 저항(Req2)과 제2 등가 인덕턴스(Leq2)를 포함하는 제2 등가 임피던스(Zeq2)를 측정한다(320). 이때 제2 주파수는 310 단계에서 이용된 제1 주파수(f1)와는 주파수가 상이해야 한다. 이때 상기 310 단계와 마찬가지로 Ih는 Ids의 1/10 정도로 설정하는 것이 바람직하며, 또한 주파수는 유도전동기의 용량에 따라
Figure 112007092235125-pat00016
의 조건을 만족하도록 제2 주파수를 결정하는 것이 바람직하다.
측정된 제1 등가 저항(Req) 및 제2 등가 저항(Req2)과 상기 제1 및 제2 전류의 주파수(f1, f2)와의 관계에 기초하여 상기 유도전동기의 고정자 저항(Rs)을 추정한다(330).
고정자 저항(Rs)은 다음의 [수학식 8]과 같으므로, 주파수 f1, f2에서의 등가 저항(Req1,Req2)은 각각 [수학식 9] 및 [수학식 10]으로 표현된다(Req = Rr + Rs).
Figure 112007092235125-pat00017
(여기서, Kr은 상수임)
Figure 112007092235125-pat00018
Figure 112007092235125-pat00019
상기 [수학식 9]와 상기 [수학식 10]을 연립하여 Kr, 및 Rr0를 제거하고, 고정자 저항(Rs)에 대해 정리하면 다음의 [수학식 11]과 같다. 다음의 [수학식 11]에 상기 310과 320 단계에서 측정한 등가저항(Req1,Req2) 및 주파수(f1, f2)를 대입하면 고정자 저항(Rs)이 계산된다.
Figure 112007092235125-pat00020
상기 추정된 고정자 저항(Rs)으로부터 상기 제1 전류에 따른 회전자 저 항(Rr), 회전자 누설 인덕턴스(Llr), 및 고정자 누설 인턱턴스(Lls)를 추정한다(340).
도 5는 도 3의 340 단계를 상세히 설명한 흐름도이며, 340 단계는 다음의 단계를 포함한다.
측정된 제1 등가 저항(Req1)과 추정된 고정자 저항(Rs)의 차를 이용하여 제1 전류에 따른 회전자 저항(Rr1)을 추정한다(510)(Rr1 = Req1 - Rs).
추정된 회전자 저항(Rr1)과 제1 주파수(f1)에 기초하여 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr1)를 추정한다(520). 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr)는 다음의 [수학식 12]에 상기 510 단계에서 구한 제1 전류에 따른 회전자 저항(Rr1) 및 제1 주파수(f1)를 대입하여 계산한다.
Figure 112007092235125-pat00021
측정된 제1 등가 인덕턴스(Leq1)와 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr1)의 차를 이용하여 고정자 누설 인덕턴스(Lls)를 추정한다(530)(
Figure 112007092235125-pat00022
).
상기에서 추정된 유도전동기 상수들 중 고정자 저항(Rs) 및 고정자 누설 인덕턴스(Lls)는 주파수와 무관하게 일정한 값을 가지므로, 후술할 나머지 유도전동기 상수를 구하는데 있어서 상기 추정된 고정자 저항(Rs) 및 고정자 누설 인덕턴스(Lls)가 이용될 것이다.
제3 주파수(f3)의 저주파 교류성분(Ih)과 직류성분(Ids)을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제3 전류를 유도전동기에 인가하여, 제3 전류에 따른 유도전동기의 제3 등가 인덕턴스(Leq3)를 측정한다(350). 이때 상기 310 단계와 마찬가지로 Ih의 크기는 Ids의 1/10 정도로 설정하는 것이 바람직하다. 한편, 제3 주파수(f3)는 αd가 2 미만이 되도록 결정하는 것이 바람직하다.
측정된 제3 등가 인덕턴스(Leq3)와 상기 추정된 고정자 누설 인덕턴스(Lls)의 차를 이용하여, 상기 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr3)를 추정한다(360). Lls 는 주파수에 무관한 값으로서 530 단계에서 이미 구하였으므로,
Figure 112007092235125-pat00023
식을 이용하면 상기 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr3)가 계산된다.
추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스 및 추정된 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스와의 관계에 기초하여, 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항 과 회전자 누설 인덕턴스를 추정한다(370).
도 6은 도 3의 370 단계를 상세히 설명한 흐름도이며, 370 단계는 다음의 단계를 포함한다.
추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턱스(Llr1)와 제1 주파수(f1)의 이중근이 곱해진 제1 비례계수(K1)를 추출한다(610).
제1 주파수(f1)는 αd > 3의 조건을 만족하므로 , 상기 [수학식 6]에서 비선형항이 1로 수렴한다. 따라서, 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턱스(Llr1)는 다음의 [수학식 13]과 [수학식 14]로서 표현되며, 결국 제1 비례계수(K1)는 다음의 [수학식 15]로 정의되어 계산된다.
Figure 112007092235125-pat00024
(여기서, Llr0는 직류전류에 대한 회전자 누설 인덕턴스이고, αd는 주파수에 대한 함수임)
Figure 112007092235125-pat00025
(여기서,
Figure 112007092235125-pat00026
임)
Figure 112007092235125-pat00027
상기 추정된 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr3)로부터 회전자 바의 깊이에 일정 상수가 곱해진 제2 비례계수(K2)를 추출한다(620).
제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr3)는 저주파이므로(αd < 2), [수학식 6]에서의 비선형항이 1로 수렴하지 않고 존재한다. 따라서, Llr3는 다음의 [수학식 16]과 [수학식 17]로 표현된다. [수학식 17]의 우항에 존재하는 Llr3, f3, K1 값을 모두 알고 있으므로, [수학식 17]로부터 αd 값이 결정된다(여기서, αd는 주파수에 대한 함수로서 주파수에 따라 변경되는 값임).
Figure 112007092235125-pat00028
Figure 112007092235125-pat00029
Figure 112007092235125-pat00030
Figure 112007092235125-pat00031
상기 [수학식 18]로부터 제2 비례계수(K2)가 상기 [수학식 19]처럼 유도되며, [수학식 19]에서 αd 와 f3는 이미 결정되었으므로, 그로부터 K2가 계산된다.
추출된 제2 비례계수(K2), 추정된 제1 전류에 따른 회전자 저항(Rr1), 및 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr1)를 기초로 하여, 직류전류에 대한 회전자 저항(Rr0) 및 직류전류에 대한 회전자 누설 인덕턴스(Llr0)를 추출한다(630).
직류전류에 대한 회전자 저항(Rr0)은 다음의 [수학식 20]에 의해 유도된 [수학식 21]에 의해 계산되며, 직류전류에 대한 회전자 누설 인덕턴스(Llr0)는 다음의 [수학식 22]에 의해 유도된 [수학식 23]에 의해 계산된다(여기서, αd는 주파수에 대한 함수로서 주파수에 따라 변경되는 값임).
Figure 112007092235125-pat00032
Figure 112007092235125-pat00033
Figure 112007092235125-pat00034
Figure 112007092235125-pat00035
추출된 제1 비례계수(K1), 추출된 제2 비례계수(K2), 추출된 직류전류에 대한 회전자 저항(Rr0), 및 추출된 직류전류에 대한 회전자 누설 인덕턴스(Llr0)를 기초로 하여 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항(Rr _ slip)과 회전자 누설 인덕턴스(Llr_slip)를 추정한다(640)(여기서, αd는 주파수에 대한 함수로서 주파수에 따라 변경되는 값임).
상기 [수학식 6]으로부터 다음의 [수학식 24]와 [수학식 25]가 각각 유도된다. [수학식 24]와 [수학식 25]에 나타난 것처럼, 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항(Rr _ slip)과 정격 슬립주파수에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr_slip)는 주파수에 대한 함수로 표현되므로 정격 슬립 주파수뿐만 아니라, 임의의 값의 주파수에 따른 회전자 저항 및 회전자 누설 인덕턴스도 구할 수 있다.
Figure 112007092235125-pat00036
Figure 112007092235125-pat00037
또한, 고정자 누설 인덕턴스는 주파수에 따라 변하지 않는 일정한 값이므로 고주파수에서 구한 값과 슬립 주파수에서의 값은 같다. 그러므로 정격 슬립주파수에서의 고정자 과도 인덕턴스(σLs_slip)는
Figure 112007092235125-pat00038
로부터 구해질 수 있다(여기서, αd는 주파수에 대한 함수로서 주파수에 따라 변경되는 값임).
본 발명에 따른 회전자 상수 추정 방법은 기존 방식과 달리 회전자 전체 주파수에 대한 회전자 상수의 변동 추이를 알 수 있다. 이는 고주파 전압 주입 센서 리스 제어 등과 같이 회전자 회로에 별도의 고주파를 주입할 때 회전자 상수의 주파수 특성 등을 알 수 있는 효과가 있다. 또한, 회전자의 주파수 특성을 이용하므로 높은 정확도를 가지며 모든 과정이 부하가 연결된 전동기가 정지한 상태에서 수행될 수 있다. 게다가, 본 발명은 인버터와의 통신을 통해 원거리에서도 수행할 수 있으므로 전동기 상수 설정에 있어서 시간 단축에 기여할 것이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 유도전동기 제어장치의 블록도이다.
일반적인 벡터 제어에서는 정지좌표계의 교류성분을 동기좌표계에서 직류성분으로 변환하여 전류제어를 수행한다. 그러나 기존 방식의 전류 제어기를 사용하여 고주파의 전류를 제어하는 경우 제어기 자체가 지연요소가 개입되므로 제어성능이 떨어지게 되는데, 실제 전류는 지령 전류에 비하여 크기도 감소하고 위상도 상당히 지연된다. 제어성능을 높이기 위해 대역폭을 증가시킬 경우 진동과 소음이 발생하여 시스템의 안정도가 낮아지게 된다.
도 7을 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 유도전동기 제어장치는 제1 전류제어기(415), 제2 전류 제어기(445), 제1 변환부(460), 제1 역변환부(425), 제2 변환부(475), 제2 역변환부(450), 대역통과필터(BPF, 465), 대역저지필터(BSF, 480), 전역통과필터(470), 제1 감산기(410), 제2 감산기(440), 가산기(420), 및 신호처리부(485)를 포함한다.
제1 감산기(410) 및 제2 감산기(440)에 입력되는 지령 전류(I* dqs, Ie dqh *)의 d 축 전류를 조정함으로써 최종적으로 유도전동기에 직류성분과 교류성분이 합쳐진 전류를 인가할 수 있다. 이때 교류성분의 주파수는, 2상 정지좌표계에서 동기좌표계로 변환하는 제2 변환부(475) 및 동기좌표계에서 2상 정지좌표계로 역변환하는 제2 역변환부(450)에 제공되는 제어각(θh)에 의해 조정된다. 한편, 지령 전류(I* dqs, Ie* dqh)의 q축 전류는 모두 0으로 설정되어, 유도전동기가 정지된 상태로 있게 된다(고주파 동기좌표계를 동기좌표계로 표현한 것임).
제1 변환부(460)는 전류센싱부(미도시), 상변환부(미도시)를 포함한다. 유도전동기(490)로부터 출력된 3상 전류는 전류센싱부에 의해 검출되며, 상변환부에 의해 3상에서 2상 정지좌표계로(abc 축에서 dq축으로) 변환되어 최종적으로 Idqs가 출력된다.
제1 변환부(460)에서 출력된 Idqs 중 대역통과필터(BPF,465)에는 d축 전류만 입력되어 교류 성분만이 추출되며, 대역저지필터(BSF, 480)에는 dq축 전류가 모두 입력되어 직류 성분만이 출력된다. 교류성분을 동기좌표계로 변환하여 직류성분을 얻기 위해서는 d축과 q축이 크기는 동일하고 90°의 위상차를 가져야한다. 그러나 실제 q축 전류는 0으로 제어하고 있어 좌표변환에 이용할 수가 없으므로 전역통과필터(APF, 470)를 이용하여 d축 전류의 위상을 90°지연시켜 가상의 q축 전류를 생성하여 좌표변환에 이용한다.
PI 제어기인 제1 전류 제어기(415)는 대역저지필터(BSF, 480)를 이용하여 추 출된 직류성분과 I* dqs가 합쳐진 전류를 제어하여 V* dqs를 출력한다. 또한, PI 제어기인 제2 전류 제어기(445)는, 제1 전류제어기(415)와는 독립적으로 구성되어 대역통과필터(BPF, 465)와 전역통과필터(470)를 이용하여 추출된 교류성분(고주파성분)을 동기좌표계로 변환하여 직류성분으로 만든 후 제어한다. 교류성분의 제2 전류제어기(445) 출력을 제2 역변환부(450)를 통해 2상 정지좌표계로 역변환하여 직류성분의 제1 전류제어기(415) 출력에 더해주면, 결과적으로 교류성분의 전류를 직류성분의 전류 형태로 제어할 수 있다.
그리고 역변환시 나타나는 제2 전류제어기(445)의 q축 전압출력은 최종 전압출력에 더해주지 않음으로써 실제의 q축 전류는 제1 전류제어기(415)에서만 0으로 제어할수 있도록 구성하였다.
신호처리부(485)는 V* dh, V* dqs, Idqs를 입력받아 이를 연산함으로써, 유도전동기 상수 추정에 관련한 연산을 수행한다.
상기의 유도전동기 제어장치는 교류성분과 직류성분을 제어하는 전류제어기를 독립적으로 구성하여, 기존의 전류제어기에 비해 제어성능이 크게 향상되며 보다 안정되게 고주파의 전류를 제어할 수 있다.
상기 방법은 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터에 의해 읽혀지는 데이터가 저장되는 모든 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 광데이터 저장장치 등이 있으며, 또한 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷 통한 전송) 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
이상에서 실시예를 통해 설명한 본 발명의 기술적 범위는 상기 기재된 실시예에 한정되는 것은 아니고 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 수정 및 변형될 수 있음은 본 발명이 속한 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백하다. 따라서 그러한 변형예 또는 수정예들은 본 발명의 특허청구범위에 기재된 발명의 범위에 속한다 해야 할 것이다.
도 1은 심구형 농형 회전자를 나타낸 도면이다.
도 2는 주파수 변화에 따라 [수학식 5] 및 [수학식 7]에 포함된 비선형항의 변화를 나타낸 그래프이다.
도 3은 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 유도전동기 상수 추정 방법의 흐름도이다.
도 4는 d축에 직류성분과 고주파 교류성분이 합쳐진 전류가 주입되었을 때의 등가회로이다.
도 5는 도 3의 340 단계를 좀더 상세히 설명한 흐름도이다.
도 6은 도 3의 570 단계를 좀더 상세히 설명한 흐름도이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시예에 따른 유도전동기 제어장치의 블록도이다.

Claims (10)

  1. (a) 제1 주파수를 가지는 고주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제1 전류를 유도전동기에 인가하여, 상기 제1 전류에 따른 유도전동기의 제1 등가 저항과 제1 등가 인덕턴스를 포함한 제1 등가 임피던스를 측정하는 단계;
    (b) 제2 주파수를 가지는 고주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제2 전류를 유도전동기에 인가하여, 상기 제2전류에 따른 유도전동기의 제2 등가 저항과 제2 등가 인덕턴스를 포함하는 제2 등가 임피던스를 측정하는 단계; 및
    (c) 상기 측정된 제1 및 제2 등가 저항과 상기 제1 및 제2 전류의 주파수와의 관계에 기초하여 상기 유도전동기의 고정자 저항을 추정하는 단계를 포함하며,
    상기 제1 주파수와 상기 제2 주파수는 서로 상이한 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 추정된 고정자 저항은
    Figure 112007092235125-pat00039
    ,(여기서 Rs는 추정된 고정자 저항이고, Req1은 상기 제1 등가 저항이고, Req2는 상기 제2 등가 저항이고, f1은 상기 제1 주파수이며, f2는 상기 제2 주파수임)의 식으로 계산되는 것을 특징으로 하는 유 도전동기 상수 추정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    (d) 상기 추정된 고정자 저항으로부터 상기 제1 전류에 따른 회전자 저항, 회전자 누설 인덕턴스, 및 고정자 누설 인턱턴스를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  4. 제3항에 있어서, 상기 (d) 단계는,
    (d1) 상기 측정된 제1 등가 저항과 상기 추정된 고정자 저항의 차를 이용하여 상기 제1 전류에 따른 회전자 저항을 추정하는 단계;
    (d2) 상기 추정된 회전자 저항과 상기 제1 주파수에 기초하여 상기 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계; 및
    (d3) 상기 측정된 제1 등가 인덕턴스와 상기 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스의 차를 이용하여 고정자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  5. 제3항에 있어서,
    (e) 제3 주파수를 가지는 저주파 교류성분과 직류성분을 합한 d축 전류와 전류값이 0인 q축 전류를 포함한 제3 전류를 유도전동기에 인가하여, 상기 제3 전류에 따른 유도전동기의 제3 등가 인덕턴스를 측정하는 단계; 및
    (f) 상기 측정된 제3 등가 인덕턴스와 상기 추정된 고정자 누설 인덕턴스의 차를 이용하여, 상기 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    (g) 상기 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스 및 상기 추정된 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스와의 관계에 기초하여, 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항과 회전자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 (g) 단계는,
    (g1) 상기 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턱스와 상기 제1 주파수의 이중근이 곱해진 제1 비례계수(K1)를 추출하는 단계;
    (g2) 상기 추정된 제3 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스로부터 회전자 바의 깊이에 일정 상수가 곱해진 제2 비례계수(K2)를 추출하는 단계;
    (g3) 상기 제2 비례계수(K2), 상기 추정된 제1 전류에 따른 회전자 저항(Rr1), 및 상기 추정된 제1 전류에 따른 회전자 누설 인덕턴스(Llr1)를 기초로 하여, 직류전류에 대한 회전자 저항 및 직류전류에 대한 회전자 누설 인덕턴스를 추출하는 단계; 및
    (g4) 상기 제1 비례계수, 상기 제2 비례계수, 상기 직류전류에 대한 회전자 저항, 및 상기 직류전류에 대한 회전자 누설 인덕턴스를 기초로 하여 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항과 정격 슬립주파수에 따른 회전자 누설 인덕턴스를 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 비례계수는
    Figure 112007092235125-pat00040
    (여기서, K1은 제1 비례계수이고, Llr1은 제1 회전자 누설 인덕턴스이며, f1은 제1 주파수임)의 식에 의해 추출되며,
    상기 제2 비례계수는
    Figure 112007092235125-pat00041
    (여기서,
    Figure 112007092235125-pat00042
    이고, μ0는 진공투자율(4π*10-7)이고, ρ는 회전자 바의 저항률이며, d는 회전자 바의 깊이임)의 식에 의해 추출되는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항은
    Figure 112007092235125-pat00043
    (여기서, Rr _ slip은 정격 슬립주파수에 따른 회전자 저항이고, K2는 제2 비례계수이고, Rr0는 직류전류에 대 한 회전자 저항이며, fslip은 정격 슬립 주파수임)의 식에 의해서 추정되며,
    상기 정격 슬립주파수에 따른 회전자 누설 인덕턴스는
    Figure 112007092235125-pat00044
    (여기서, Llr _ slip은 정격 슬립주파수에 따른 회전자 누설 인덕턴스이고, K2는 제2 비례계수이고, Llr0는 직류전류에 대한 회전자 누설 인덕턴스이며, fslip은 정격 슬립 주파수임)의 식에 의해서 추정되는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
  10. 제6항에 있어서,
    (h) 상기 추정된 정격 슬립주파수에 따른 회전자 누설 인덕턴스와 상기 추정된 고정자 누설 인덕턴스를 합산하여 고정자 과도 인덕턴스를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 유도전동기 상수 추정 방법.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN107290664B (zh) * 2017-06-27 2019-07-26 中国船舶重工集团公司第七�三研究所 一种发电机组波形记录仪的瞬态参数自动计算方法
CN110620535B (zh) * 2018-06-19 2020-06-12 中车株洲电力机车研究所有限公司 永磁同步电机定子电阻在线测量方法、装置、介质及电机
KR102113497B1 (ko) * 2018-09-07 2020-05-28 동명대학교산학협력단 유도기 설비의 휴대용 회전자 진단 장치를 사용하는 방법
CN109490774B (zh) * 2018-10-31 2020-02-21 国网湖北省电力有限公司电力科学研究院 一种实心转子大型调相机动态参数试验测量方法
CN110995097B (zh) * 2019-12-17 2021-05-25 珠海格力节能环保制冷技术研究中心有限公司 永磁同步电机控制方法、装置、存储介质、控制器及电器
US11366147B2 (en) * 2020-09-02 2022-06-21 Rockwell Automation Technologies, Inc. Motor stator resistance calculation

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
전력전자학회 논문지 제5권 제6호, 2000.12., 김경서외 1, "센서리스 벡터제어를 위한 유도전동기 상수의 자동 측정", pp.552-559.*
추계전력전자학술대회 논문집, 2002.11.16., 이진우, "고정밀 토크제어를 위한 인버터 구동 유도전동기의 상수 측정", pp.12-16.*

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