KR101551676B1 - 유도전동기의 회전자 저항 추정 방법 및 회전자 저항 추정 장치 - Google Patents

유도전동기의 회전자 저항 추정 방법 및 회전자 저항 추정 장치 Download PDF

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Abstract

유도전동기의 회전자 저항 추정 방법이 제공된다. 본 회전자 저항 추정 방법은 전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정하고, 중간 제어기를 이용하여 전류 모델과 전압 모델에서 추정된 자속을 합성하여 최종 자속 추정 값을 산출하며, 전류 모델에서 추정된 자속 값과 최종 자속 추정 값을 비교하고, 비교된 자속 값을 이용하여 PI 제어기를 이용하여 예상 회전자 저항 값을 변경하며 회전자 저항을 추정한다.

Description

유도전동기의 회전자 저항 추정 방법 및 회전자 저항 추정 장치{METHOD FOR ESTIMATING ROTOR RESISTANCE OF INDUCTION MOTOR AND APPARATUS FOR ESTIMATING ROTOR RESISTANCE OF INDUCTION MOTOR}
본 발명은 유도전동기의 회전자 저항 추정 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 자속추정기를 이용하여 정지상태인 유도전동기의 회전자 저항을 추정하는 방법에 관한 것이다.
전동기는 전원의 종류에 따라 직류전동기와 교류전동기로 분류되며, 교류전동기는 유도전동기와 영구자석을 이용한 영구자석 동기전동기 등으로 분류할 수 있다. 과거 가변속 전동기는 초기에 전력전자 기술의 부족 및 속도와 토크 제어의 용이성 때문에 직류전동기가 많이 사용되었지만, 직류전동기가 가지는 브러시와 정류자의 정기적인 보수의 필요성, 회전자의 정류자편에 의한 최고 회전수의 제한 등 구조적인 문제로 인하여 교류전동기의 사용이 증가하고 있다. 최근에는 전력용 반도체 분야에서 전력변환 기술의 발달과 현대제어이론의 적용, 마이크로프로세서의 고성능화 등으로 교류전동기가 직류전동기의 성능에 뒤지지 않는 특성을 갖게 되었다.
유도전동기나 동기전동기 등의 교류전동기는 전동기와 연결된 부하 시스템의 위치 또는 속도 제어를 위해서는 토크제어가 필요하다. 토크제어 방법에는 평균 토크를 제어하는 기법과 순시 토크를 제어하는 기법이 있다. 평균 토크제어는 대개 전동기 또는 부하의 속도가 주된 제어의 대상이 되는데, 이를 위해 통상 전동기의 평균 토크를 제어함으로써 속도를 제어한다. 이에 비해 순시 토크제어는 고속 가·감속 성능과 고속 운전 능력을 필요로 하는데, 이를 위해서는 전동기의 순시 토크제어가 필수적이다. 교류전동기에서는 벡터제어 또는 자속 기준 제어를 사용하여 순시 토크를 제어한다.
대표적으로 벡터제어 기법은 간접 벡터제어와 직접 벡터제어 두 가지로 나눌 수 있으며 이를 혼용한 기법들이 있다. 직접 벡터제어의 경우 자속을 직접 측정하거나 추정하여, 이로부터 자속각을 구하는데, 자속을 직접 측정하는 경우 비용이 증가하고 모든 속도영역에 대해 정확한 자속을 측정할 수 없기 때문에 많이 사용되지 않고 있다. 전압과 전류, 전동기 모델로부터 자속을 추정하는 경우 정확한 자속을 구하기 위해서는 전동기 파라미터의 정확한 정보가 필수적이다. 간접 벡터제어에서는 슬립각을 계산하여 회전자 자속벡터의 위치를 파악하는데, 회전자 시정수가 성능에 가장 큰 영향을 미치므로, 회전자 시정수가 잘못 설정되는 경우에는 입출력간의 토크 비선형성과 자속포화의 문제가 생긴다. 이밖에 유도전동기 구동 시스템에서 전류 제어기와 속도제어기의 성능이 전체 시스템의 성능을 좌우하게 되는데, 제어기의 이득은 제어대상과 밀접한 관계를 가지므로, 유도전동기의 정확한 파라미터 측정이 요구되고 있다. 결과적으로 유도전동기의 파라미터가 잘못 설정되었을 경우, 전체 시스템의 성능을 보장할 수 없게 된다.
이에 따라 정확한 유도전동기 벡터제어를 위해서, 유도전동기 파라미터 추정에 관한 많은 연구가 행해졌다. 흔히 전동기 파라미터 추정 방식은 운전초기에 오프라인으로 필요한 파라미터를 추정하는 방식과 운전 중에 파라미터를 추정하는 온라인 방식으로 크게 나눌 수 있다. 오프라인 방식에는 고정자에 인가하는 전류를 이용하는 방법, 회전자 바의 특성을 이용하는 방법, 자화 인덕턴스의 변동을 고려하는 방법 등이 있다. 온라인 방식은 유도전동기 파라미터의 운전상태와 온도에 따른 변동 등을 고려할 수 있다는 장점이 있는데, 입출력 전력의 차이를 이용하는 방법, 공극전력을 이용하는 방법 등이 연구되었으나 이는 시스템 동특성에 예기치 않은 간섭이 발생할 수 있는 단점이 있다. MRAS(Model Reference Adaptive System)기법을 이용하는 방법, 확장된 칼만 필터(Extended Kalman Filter)를 이용하는 방법 및 기타 추정기를 이용하는 방법은 계산시간이 많이 소요되며 구현이 어렵다는 문제점이 존재한다. 또한, 기존의 정지형 오프라인 상수 추정 방법들은 별도의 시험장비가 필요하다는 문제점도 존재한다.
본 발명은 상술한 문제점을 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 전동기가 이미 기계적인 부하에 연결되어 일시적 운전이 불가능한 상황에서도 적용가능한 오프라인 방식의 회전자 저항 추정 방법을 제공하며, 별도의 시험장비가 필요하지 않고 과정이 간단한 회전자 저항 추정 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 실시 예에 따른, 유도전동기의 회전자 저항 추정 방법은, 전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정하는 단계; 중간 제어기를 이용하여 상기 전류 모델과 전압 모델에서 추정된 자속을 합성하여 최종 자속 추정 값을 산출하는 단계; 상기 전류 모델에서 추정된 자속 값과 상기 최종 자속 추정 값을 비교하는 단계; 및 상기 비교된 자속 값을 이용하여 상기 회전자 저항을 추정하는 단계;를 포함한다.
그리고, 상기 회전자 저항을 추정하는 단계는, PI 제어기를 통해 상기 회전자 저항 값을 변경하여 상기 전류 모델에서 추정된 자속 값과 상기 최종 자속 추정 값이 같도록 제어하고, 상기 전류 모델에서 추정된 자속 값과 상기 최종 자속 추정 값이 같아질 때의 상기 회전자 저항 값을 상기 유도전동기의 회전자 저항 값으로 추정 할 수 있다.
또한, 상기 자속을 추정하는 단계는, 고주파를 이용하여 상기 전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정할 수 있다.
그리고, 저주파에 해당하는 회전자 저항을 찾기 위하여 선형 근사(linear fitting)하는 단계;를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 비교하는 단계는, RMS 계산기(Root Mean Square calculator)를 이용하여 상기 전류 모델에서 추정된 자속 값과 상기 최종 자속 추정 값을 RMS 값으로 변환하여 비교할 수 있다.
그리고, 상기 전류 모델은 회전자 전압 방정식을 이용하여 자속을 추정할 수 있고, 상기 전압 모델은 고정자 전압 방정식을 이용하여 자속을 추정할 수 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 다른 실시 예에 따른, 유도전동기의 회전자 저항 추정 장치는, 전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정하는 자속추정부; 상기 자속추정부에서 추정한 상기 전류 모델과 상기 전압 모델의 자속 값을 합성하여 최종 자속 추정 값을 산출하는 산출부; 및 상기 자속추정부에서 추정된 상기 전류 모델의 자속 값과 상기 산출부에서 산출한 상기 최종 자속 추정 값을 비교하고, 상기 비교된 자속 값을 이용하여 상기 회전자 저항을 추정하는 저항추정부;를 포함할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른, 유도전동기의 회전자 저항 추정 방법을 설명하기 위한 흐름도,
도 2는 고정자 전압 방정식 및 회전자 전압 방정식을 설명하기 위한 유도전동기의 d-q 축 등가회로를 나타낸 도면,
도 3은 전류 모델과 전압 모델을 포함하는 자속 추정기를 설명하기 위한 블럭도,
도 4는 d 축에 주입되는 3상 교류전류를 나타낸 도면,
도 5는 회전자 저항 추정 보상기를 나타내는 블럭도,
도 6a 내지 도 6c는 추정 회전자 저항 값에 따른 전류 모델 회전자 자속 추정 값과 최종 회전자 자속 추정 값을 나타낸 그래프,
도 7a 및 도 7b는 회전자 자속 및 회전자 저항 추정 모의실험 결과를 나타낸 그래프,
도 8a 및 도 8b는 회전자 자속 및 회전자 저항 추정 실제실험 결과를 나타낸 그래프,
도 9는 최소자승법을 이용한 입력 주파수에 따른 추정된 회전자 저항 평균값을 나타낸 그래프,
도 10은 추정된 회전자 저항을 이용한 벡터제어 실험 결과를 나타낸 그래프,
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른, 유도전동기의 회전자 저항 추정 장치를 설명하기 위한 블록도이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명에 대해 상세히 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른, 유도전동기의 회전자 저항을 추정하는 방법을 나타낸 흐름도이다. 우선, 오프라인 상태에서 유도전동기의 회전자 저항을 예상하여 사용자는 초기 값을 설정해주어야 한다(S110). 예상 회전자 저항 값을 입력하는 이유는 이하에서 설명할 전류 모델에서 자속을 추정할 때 회전자 저항 값이 사용되기 때문이다. 회전자 저항 초기 값이 설정되면, 전류 모델과 전압 모델을 이용하여 각각의 자속이 추정된다(S120). 전류 모델은 회전자 전압 방정식을 이용하여 자속을 추정하며, 전압 모델은 고정자 전압 방정식을 이용하여 자속을 추정한다. 따라서, 전류 모델을 이용할 경우에만 초기에 설정한 회전자 저항 값이 사용되게 된다. 두 모델에서 추정된 자속 값들을 중간 제어기를 이용하여 합성하여 최종 자속 추정 값이 산출된다(S130). 이때, 주파수가 높은 고속에서는 전압 모델의 영향을 많이 받게 되고, 주파수가 낮은 저속에서는 전류 모델의 영향을 많이 받게 된다. 따라서, 중간 제어기를 필터 개념으로 사용하여, 최종 자속 추정 값이 전압 모델의 영향을 많이 받도록 합성할 수 있다. 그렇게 합성을 하면, 최종 자속 추정 값은 초기에 예상하여 입력한 회전자 저항 값의 영향을 거의 받지 않게 된다. 그렇게 산출한 최종 자속 추정 값과 전류 모델에서 추정한 자속 값을 비교하여, 그 값이 같게 된다면 예상하여 입력한 회전자 저항 값이 실제 회전자 저항 값과 같다고 추정할 수 있을 것이다. 따라서, 전류모델에서 추정된 자속 값과 최종 자속 추정 값이 일치하는지를 판단하여야 한다(S140). 본 발명의 일 실시 예에서는 RMS 계산기(520)를 이용하여 RMS 값으로 자속 값은 얻어내어 비교하는데 사용한다. 교류 전류를 입력하는 경우에는, 자속 또한 sin파와 같은 형태로 나타나게 되기 때문에 RMS 계산기(520)를 이용하여 RMS 값으로 자속 값을 얻어내야 한다. 만일, 두 추정된 자속 값이 일치하지 않는다면(S140-N), 예상 회전자 저항 값을 변경하며 다시 S120에서 S140의 과정을 반복한다(S150). 일 실시 예에서, PI 제어기(530)을 이용한 회전자 저항 추정 보상기를 구성하여 자동으로 회전자 저항 값을 실제 회전자 저항 값과 일치할 때까지 반복하여 S120에서 S140과정을 수행하게 할 수 있다. 만일, 두 추정된 자속 값이 일치하는 경우에는(S140-Y), 그 때 예상하여 입력한 회전자 저항 값이 실제 유도전동기의 회전자 저항 값이라 추정할 수 있게 된다(S160).
이하에서는 상기 간단히 설명한 회전자 저항 추정 방법의 각 단계를 보다 자세히 설명하기로 한다.
유도전동기의 벡터제어를 위해서는 과도 응답을 해석할 필요가 있고, 이 경우 d-q 변환은 필수적이다. 따라서, 우선 유도전동기의 등가회로로부터 설명을 시작할 필요성이 있다. 도 2는 통상의 유도전동기의 d-q 등가회로를 나타낸 도면이다. 등가회로로부터 전류 모델과 전압 모델을 구성하는데 필요한 회전자 전압 방정식 및 고정자 전압 방정식을 구할 수 있다. 이를 수식으로 나타내면 다음과 같다.
Figure 112014037671575-pat00001
Figure 112014037671575-pat00002
Figure 112014037671575-pat00003
Figure 112014037671575-pat00004
여기서
Figure 112014037671575-pat00005
,
Figure 112014037671575-pat00006
는 각각 d축과 q축의 고정자 전압을 나타내고,
Figure 112014037671575-pat00007
,
Figure 112014037671575-pat00008
은 각각 d축과 q축의 회전자 전압이며,
Figure 112014037671575-pat00009
,
Figure 112014037671575-pat00010
는 d축과 q축의 고정자 전류,
Figure 112014037671575-pat00011
,
Figure 112014037671575-pat00012
은 d축과 q축의 회전자 전류를 나타낸다. 또한
Figure 112014037671575-pat00013
,
Figure 112014037671575-pat00014
은 각각 고정자 저항과 회전자 저항을 나타낸다.
자속을 추정할 목적으로 회전자 전압 방정식과 고정자 전압 방정식을 사용할 것이기 때문에, 이를 자속에 관한 식으로 나타낼 필요가 있다. 자속을 전류와 인덕턴스를 이용하여 기술하면 다음과 같은 수식으로 나타낼 수 있다.
Figure 112014037671575-pat00015
Figure 112014037671575-pat00016
Figure 112014037671575-pat00017
Figure 112014037671575-pat00018
여기서
Figure 112014037671575-pat00019
,
Figure 112014037671575-pat00020
,
Figure 112014037671575-pat00021
은 각각 고정자 인덕턴스, 회전자 인덕턴스, 상호 인덕턴스를 나타낸다.
도 3은 전류 모델과 전압 모델을 포함하는 자속 추정기를 설명하기 위한 블럭도이다. 벡터제어의 구현을 위해 가장 필요한 정보는 d-q축 좌표변환을 위한 자속 각이다. 간접 벡터제어의 경우에 자속센서가 필요 없고 저속 및 영속도에서의 운전이 가능하나, 자속각 계산을 위하여 전동기 파라미터를 이용하여 슬립각을 계산해야한다. 슬립이 존재하는 유도 전동기의 경우에는 손쉽게 기준 자속의 위치를 알아내기 어렵다. 회전자의 자속 각을 알아내기 위해서는 정지 좌표계에서의 d-q축 회전자 쇄교 자속의 정보가 필요하다. 이러한 정지 좌표계의 회전자 쇄교 자속을 얻는 방법에는 직접적으로 자속 또는 자속에 비례한 물리량의 측정을 통해 얻는 방법과 간접적으로 추정하는 방법이 존재한다. 본 발명의 일 실시 예에 의한 자속 추정 방법은 고정자 전압 방정식을 이용한 전압 모델법과 회전자 전압 방정식을 이용한 전류 모델법을 혼용한 방식이다. 이러한 혼용된 방식을 이용하는 이유는, 전동기 상수 변동에 강인한 전압 모델이 고속영역에서 강인하고, 측정 신호의 오차에 강인한 전류 모델이 저속영역에서 강인하기 때문이다. 도 3을 살펴보면, 전류 모델에서 추정한 자속 값인
Figure 112014037671575-pat00022
값과 전압 모델에서 추정된 자속 값인
Figure 112014037671575-pat00023
값을 중간 제어기를 이용하여 합성하여 최종 자속 추정 값
Figure 112014037671575-pat00024
을 산출한다는 것을 알 수 있다. 산출되는 합성 식을 수식으로 표현하면 다음과 같다.
Figure 112014037671575-pat00025
예를 들어, 주파수가 높은 고속에서는 전압 모델의 영향을 많이 받고, 주파수가 낮은 중저속에서는 전류 모델의 영향을 많이 받게 된다.
본 발명의 일 실시 예에서는 교류 전류를 주입하여 회전자 저항을 추정하기 때문에, 3상 평형을 이루는 전류를 입력하여야 한다. 전동기의 정지 상태를 유지하기 위하여는 정지좌표계에서 d축에만 교류 전류를 주입하고, q축 전류는 0으로 제어하여야 한다. 이러한 경우 다음과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014037671575-pat00026
Figure 112014037671575-pat00027
정지상태라는 것을 고려하면, 위의 수식은 다음과 같이 간략화된다.
Figure 112014037671575-pat00028
Figure 112014037671575-pat00029
이를 3상으로 변환한다면, 최종적으로 다음과 같은 식을 유도할 수 있다. 이러한 d축에 주입되는 3상 전류를 나타낸 것이 도 4이다.
Figure 112014037671575-pat00030
Figure 112014037671575-pat00031
Figure 112014037671575-pat00032
본 발명의 일 실시 예에 따르면, 차단 주파수를 작게 하여, 주입하는 주파수가 전압 모델의 영향을 많이 받도록 할 수 있다. 전압 모델의 영향을 많이 받으면, 최종 자속 추정 값이 전압 모델 자속 추정 값과 가깝게 된다. 도 3에서 나타나듯이, 전압 모델을 이용한 자속 추정에서는 회전자 저항
Figure 112014037671575-pat00033
값을 이용하지 않기 때문에, 초기에 예상하여 입력한 회전자 저항 값에 관계없이 유도전동기의 자속을 추정할 수 있게 된다. 전류 모델을 이용한 자속 추정에서는 회전자 저항 값을 이용하기 때문에, 잘못 예상된 회전자 저항 값을 초기에 입력한 경우에 전류 모델에서 추정된 자속이 합성하여 얻어낸 최종 자속 추정 값과 상이하게 된다.
이하에서는 수식을 이용하여 전류 모델에서 추정되는 자속 값이 회전자 저항 값의 영향을 받고, 전압 모델에서 추정되는 자속 값이 회전자 저항 값의 영향을 받지 않는 이유를 설명하겠다. 또한, 본 발명의 일 실시 예에서 고주파를 이용하여 자속을 추정하는 이유에 대해서도 설명하도록 하겠다.
회전자 전압 방정식을 이용한 회전자 좌표계 회전자 전압 방정식은 다음과 같다.
Figure 112014037671575-pat00034
,
Figure 112014037671575-pat00035
이를 회전자 쇄교 자속식과 연립하면 다음과 같이 나타난다.
Figure 112014037671575-pat00036
구속된 상태에서는 다음과 같이 기술할 수 있다.
Figure 112014037671575-pat00037
이를 주파수 영역에서 해석하면, 다음과 같은 수식으로 나타난다.
Figure 112014037671575-pat00038
,
Figure 112014037671575-pat00039
이 때,
Figure 112014037671575-pat00040
값이 거의 1에 가깝기 때문에 주입 전류 주파수가
Figure 112014037671575-pat00041
이라면, 전류 모델 회전자 자속 추정 값은 회전자 저항 값에 따라 변동한다는 것을 확인할 수 있다. 이에 따라 고주파를 이용하여, 회전자 저항에 영향을 많이 받는 전류 모델 회전자 자속 추정 값과 최종 회전자 자속 추정 값을 비교함으로써 실제 회전자 저항 값과 추정된 회전자 저항 값을 비교할 수 있게 된다. 예를 들어, 추정 회전자 저항 값이 실제 회전자 저항 값보다 크다면, 전류 모델 회전자 자속 추정 값이 최종 회전자 자속 추정 값보다 크게 나타나게 될 것이고, 반대로 추정 회전자 저항 값이 실제 회전자 저항 값보다 작다면, 전류 모델 회전자 자속 추정 값이 최종 회전자 자속 추정 값보다 작게 나타날 것이다.
이에 따라, 추정 회전자 저항 값을 변경하면서 실제 회전자 저항 값을 찾아갈 수 있다. 도 5는 회전자 저항 추정 보상기를 나타내는 블럭도이다. 자속 관찰기(510)를 통해 전류 모델을 이용하여 추정한 전류 모델 회전자 자속 추정 값 및 합성하여 구해낸 최종 회전자 자속 추정 값을 얻어낼 수 있다. 이 경우에 그림 4와 같이 교류 전류를 입력해준 것에 대응하여, 추정된 자속들 또한 sin 파의 형태로 나타나게 된다. 따라서, RMS(Root Mean Square)값을 구하여 값을 서로 비교할 수 있도록 하여야 한다. 이때 사용되는 것이 RMS 계산기(520)이다. RMS 계산기를 통하여 두 추정 자속 값이 RMS 값으로 변환되면 두 값이 차이를 비교할 수 있다. 전류 모델 회전자 자속 추정 값의 크기가 회전자 저항 추정 값에 비례하기 때문에, PI 제어기(530)를 사용하여 최종 회전자 자속 추정 값보다 전류 모델 회전자 자속 추정 값이 크다면, 회전자 저항 추정 값을 줄여서 다시 자속 관찰기(510)로 피드백해줄 수 있다. 반대로, 최종 회전자 자속 추정 값보다 전류 모델 회전자 자속 추정 값이 작다면, 회전자 저항 추정 값을 높여서 다시 자속 관찰기(510)로 피드백해주게 될 것이다. 추정되는 두 자속의 RMS 값이 같아질 때까지 반복적으로 회전자 저항 추정 값을 변화시키며 피드백을 계속하게 된다. 이러한 연속적인 회전자 저항 추정 보상을 통하여, 실제 회전자 저항 값을 추정할 수 있게 된다.
도 5에 나타난 RMS 계산기(520) 및 PI 제어기(530)은 추가 장비를 갖출 필요 없이 유도전동기를 제어할 목적으로 기존에 사용하는 인버터 및 제어 보드 상에서 소프트웨어적으로 제공될 수 있다. 따라서, 기존의 다른 회전자 자속 추정 방법에 비하여 적은 비용으로 간편하게 회전자 저항을 추정할 수 있게 된다. 하지만, 기존 장비에 소프트웨어적으로 추가하는 것만으로 한정되는 것은 아니며, 상기 기능을 수행하는 별도의 외부장치를 구성하여 제공하는 것도 가능할 것이다. 예를 들어, RMS 계산기(520) 및 PI 제어기(530)를 포함하는 유도전동기의 회전자 저항 추정 장치를 별도로 구성하여, 유선 또는 무선으로 유도전동기에 직접 또는 유도전동기에 연결되는 인버터 또는 제어 보드에 연결하여 회전자 저항을 추정할 수도 있을 것이다. 또한, 회전자 저항뿐 아니라 유도전동기의 제어에 필요한 다른 파라미터들을 추정하는 기능을 포함할 수도 있을 것이다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 자속 추정 방법을 검증하기 위하여, 모의 실험을 실시하였다. 모의 실험에서는 전류 모델 회전자 자속 추정 값은 추정된 회전자 저항 값의 변동에 영향을 받는다는 것과, d축 전류 모델 회전자 자속 추정 값과 최종 회전자 자속 추정 값을 비교하여 유도전동기의 회전자 저항 값을 추정할 수 있음을 검증하고자 하였다. 모의 실험은 PWM(Pulse Width Modulation)을 이상적인 것으로 가정하여 설계하였고, MATLAB SIMULINK를 이용하여 수행되었다.
도 6a 내지 도 6c는 추정 회전자 저항 값과 실제 회전자 저항 값에 따른 전류 모델 회전자 자속 추정 값과 최종 회전자 자속 추정 값을 나타낸 그래프이다. 도 6a에서 확인할 수 있듯이 추정 회전자 저항 값과 실제 회전자 저항 값이 같을 경우 d축 전류 모델 회전자 자속 추정 값과 최종 회전자 자속 추정 값이 같다는 것을 확인할 수 있다. 또한, 도 6b에서는 추정 회전자 저항 값을 실제 회전자 저항 값에 비하여 150%의 값으로 설정하였을 경우, d축 전류 모델 회전자 자속 추정 값이 최종 회전자 자속 추정 값보다 큰 것을 확인할 수 있다. 반대로, 도 6c와 같이 추정 회전자 저항 값을 실제 회전자 저항 값의 절반인 50% 값으로 설정하였을 경우에, d축 전류 모델 회전자 자속 추정 값은 최종 회전자 자속 추정 값보다 작다는 것을 확인할 수 있다. 따라서, 앞서 예상한 것과 같이 전류 모델 회전자 자속 추정 값은 추정된 회전자 저항 값에 비례한다는 것을 확인할 수 있다.
도 7a 및 도 7b는 10 Hz의 주파수를 갖는 전류를 주입하여 모의실험을 한 결과를 나타낸 그래프이다. 도 7a에서는 초기에 전류 모델 회전자 자속 추정 RMS 값이 최종 회전자 자속 추정 RMS 값에 비하여 큰 것을 확인할 수 있다. 2초 후에 제어가 이루어짐에 따라, 전류 모델 회전자 자속 추정 RMS 값이 줄어들어 최종 회전자 자속 추정 RMS 값과 같아지는 것을 확인할 수 있다. 마찬가지로 도 7b에서도 전류 모델 회전자 자속 추정 RMS 값이 줄어드는 것에 대응하여 추정된 회전자 저항 값도 줄어드는 것을 확인할 수 있다. 일정 시간이 지난 후에, 추정된 회전자 저항 값이 일정해지는 것을 확인할 수 있는데 이때의 추정된 회전자 저항 값이 실제 유도전동기의 회전자 저항이라고 추정할 수 있다. 따라서, 상기 모의실험의 결과를 통해, 전류 모델 회전자 자속 추정 값은 추정된 회전자 저항 값의 변동에 많은 영향을 받는다는 것을 확인할 수 있고, d축 전류 모델 회전자 자속 추정 값과 최종 회전자 자속 추정 값의 비교를 통해 회전자 저항 값을 추정할 수 있음을 검증하였다.
도 8a 및 도 8b에서는 모의실험이 아닌 실제 유도전동기를 이용한 실험 결과를 보여준다. 이 실험에서는 Leroy sommer사의 1.5kW급 유도전동기가 사용되었다. 사용된 유도전동기의 슬립주파수는 2.17 Hz이다. 실제 실험에서는 모의실험과 같이 실제 회전자 저항 값을 알 수 없기 때문에, 모의 실험과는 다른 검증 방법이 필요하다. 따라서, 실제 실험에서는 주입한 전류 주파수에 따른 d 축 전류 모델 회전자 자속 추정 값과 최종 회전자 자속 추정 값이 같아지는 회전자 저항 값을 찾고, 이를 최소자승법(least mean square method)을 사용하여 정격 슬립주파수에서의 회전자 저항 값을 도출하는 방법을 사용하였다. 도 8a에서는 10Hz의 전류를 주입한 경우에, 전류 모델 회전자 자속 추정 RMS 값과 최종 회전자 자속 추정 RMS 값을 나타낸다. 초기에는 전류 모델 회전자 자속 추정 RMS 값이 최종 회전자 자속 추정 RMS 값보다 큰 것을 확인할 수 있고, 2초 뒤에 제어가 이루어짐에 따라, 전류 모델 회전자 자속 추정 RMS 값이 최종 회전자 자속 추정 RMS 값을 따라가는 것을 확인할 수 있다. 도 8b에서 나타나듯이, 회전자 저항 값 또한 주입한 전류 주파수에 따른 회전자 저항 값을 추정하는 것으로 확인된다. 이는 도 7a 및 7b에 나타난 모의 실험 결과와 거의 동일함을 확인할 수 있고, 이를 통해 전류 모델 회전자 자속 추정 값이 회전자 저항에 영향을 많이 받는 것을 실제 실험에서도 확인할 수 있었다.
도 9는 최소자승법을 이용한 회전자 저항 추정 값을 나타낸 그래프이다. 앞에서 설명하였듯이, 고주파를 사용하여야 전류 모델 회전자 자속 추정 값이 회전자 저항 값에 영향을 많이 받게 된다. 하지만, 실제 유도전동기가 동작하는 정격슬립주파수는 이에 비하여 주파수가 낮은 경우가 대부분이다. 예를 들어, 본 실험에서 주입한 전류 주파수는 10 Hz 이상인데 비하여, 실험에 사용된 유도전동기의 슬립주파수는 2.17 Hz이다. 또한, 고주파에서 구한 회전자 저항 값을 그대로 정격슬립주파수에서 사용할 수는 없다. 그 이유는 표피효과(skin effect)가 발생하기 때문이다. 표피효과란 고주파의 전류를 인가하는 경우에 전류가 도선 전체에 흐르는 것이 아닌 표피 쪽으로만 흐르기 때문에 발생하는 현상이다. 따라서, 같은 전류량에 대하여 전류가 흐를 수 있는 단면적이 줄어든 것과 같은 효과를 내기 때문에, 고주파로 갈수록 저항 값이 증가하는 특성을 보이게 된다. 도 9에서는 실제 실험을 통해 10 Hz, 15 Hz, 20 Hz의 주입 전류 주파수에 따라 얻어낸 회전 저항 평균 값을 이용하여 선형 근사(linear fitting)함으로써, 정격슬립주파수인 2.17 Hz에서의 회전자 저항 값을 추정하였다.
선형 근사(linear fitting)를 통하여 얻어낸 회전자 저항 값이기 때문에, 이러한 선형 근사를 사용하여도 타당한 추정인지를 검증할 필요성이 있다. 따라서 추정된 회전자 저항의 신뢰성 검증을 위하여, 추정된 회전자 저항 값을 입력하여 유도전동기 벡터제어를 실시하였다. 유도전동기의 파라미터 중 하나인 회전자 저항 값을 실제와 다르게 입력할 경우에는 벡터제어가 제대로 이루어지지 않을 것이기 때문에, 벡터제어를 통하여 추정된 회전자 저항의 신뢰성을 검증할 수 있다. 도 10은 추정된 회전자 저항 값을 입력하고, 정역운동 -1000 ~ 1000 rpm 구간에서 속도지령을 스텝으로 주어 테스트한 결과를 나타낸 그래프이다. 도 10에 그려진 4개의 선들은 위에서부터 차례대로, 실제 속도, 동기좌표계 d축 실제 전류, 동기좌표계 q축 실제 전류, 그리고 동기좌표계 d축 자속 값을 나타내는 선들이다. 실험결과를 통해 추정된 회전자 저항 값을 이용한 벡터제어가 원활히 이루어짐을 확인할 수 있었는바, 본 발명의 일 실시 예에서 제공하고 있는 유도전동기의 회전자 저항 추정 방법의 신뢰성 및 효과가 검증되었다고 할 것이다.
도 11은 본 발명의 일 실시 예에 따른 유도전동기의 회전자 저항 추정 장치를 설명하기 위한 블록도이다. 유도전동기의 회전자 저항 추정 장치는 전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정하는 자속추정부(1110), 자속추정부에서 추정한 전류 모델과 전압 모델의 자속 값을 합성하여 최종 자속 추정 값을 산출하는 산출부(1120) 및 자속추정부에서 추정된 전류 모델의 자속 값과 산출부에서 산출한 최종 자속 추정 값을 비교하고, 비교된 자속 값을 이용하여 회전자 저항을 추정하는 저항추정부(1130)를 포함한다.
구체적으로, 회전자 저항 값을 예상하여 입력하여 주면 자속추정부(1100)에서 전류 모델과 전압 모델을 이용하여 자속을 각각 추정해낸다. 자속추정부(1100)는 추정한 자속 값들을 산출부(1120)로 전달한다. 산출부(1120)에서는 자속추정부(1110)에서 추정한 자속 값들을 합성하여 최종 자속 추정 값을 산출한다. 이때, 고주파 전류를 주입하게 되면 최종 자속 추정 값은 전압 모델에서 추정한 자속 값의 영향을 많이 받게 된다. 따라서, 예상하여 입력한 회전자 저항 값과 무관하게 자속 값이 산출되게 된다. 산출부(1120)는 저항추정부(1130)에 최종 자속 추정 값을 보내고, 자속추정부(1110)에서도 저항추정부(1130)에 전류 모델에서 추정한 자속 값을 보낸다. 저항추정부(1130)에서는 이들 자속 값을 비교하여 회전자 저항을 초정하게 된다. 자속 값을 비교할 때, 이들의 값이 차이가 있으면 저항추정부(1130)는 예상 회전자 저항 값을 변경하여 자속추정부(1110)에 전달한다. 자속추정부(1110)는 변경된 예상 회전자 저항 값을 바탕으로 앞의 과정을 반복 실시하게 된다. 최종적으로, 저항추정부(1130)에서 최종 자속 추정 값과 전류 모델에서 추정한 자속 값이 같다고 판단할 경우, 그 때의 예상 회전자 저항 값이 실제 유도전동기의 회전자 저항 값으로 추정된다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안 될 것이다.
510: 자속 관찰기 520: RMS 계산기
530: PI 제어기 1110: 자속추정부
1120: 산출부 1130: 저항추정부

Claims (7)

  1. 유도전동기의 회전자 저항 추정 방법에 있어서,
    전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정하는 단계;
    중간 제어기를 이용하여 상기 전류 모델과 전압 모델에서 추정된 자속을 합성하여 최종 자속 추정 값을 산출하는 단계;
    RMS 계산기(Root Mean Square calculator)를 이용하여 상기 전류 모델에서 추정된 자속 값과 상기 최종 자속 추정 값을 RMS 값으로 변환하여 비교하는 단계; 및
    상기 비교된 자속 값을 이용하여 상기 회전자 저항을 추정하는 단계;를 포함하는 회전자 저항 추정 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 회전자 저항을 추정하는 단계는,
    PI 제어기를 통해 상기 회전자 저항 값을 변경하여 상기 전류 모델에서 추정된 자속 값과 상기 최종 자속 추정 값이 같도록 제어하고,
    상기 전류 모델에서 추정된 자속 값과 상기 최종 자속 추정 값이 같아질 때의 상기 회전자 저항 값을 상기 유도전동기의 회전자 저항 값으로 추정하는 것을 특징으로 하는 회전자 저항 추정 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 자속을 추정하는 단계는,
    고주파를 이용하여 상기 전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정하는 것을 특징으로 하는 회전자 저항 추정 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    저주파에 해당하는 회전자 저항을 찾기 위하여 선형 근사(linear fitting)하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 회전자 저항 추정 방법.
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서,
    상기 전류 모델은 회전자 전압 방정식을 이용하여 자속을 추정하는 것을 특징으로 하고,
    상기 전압 모델은 고정자 전압 방정식을 이용하여 자속을 추정하는 것을 특징으로 하는 회전자 저항 추정 방법.
  7. 유도전동기의 회전자 저항 추정 장치에 있어서,
    전류 모델과 전압 모델에서 자속을 추정하는 자속추정부;
    상기 자속추정부에서 추정한 상기 전류 모델과 상기 전압 모델의 자속 값을 합성하여 최종 자속 추정 값을 산출하는 산출부; 및
    RMS 계산기(Root Mean Square calculator)를 이용하여 상기 자속추정부에서 추정된 상기 전류 모델의 자속 값과 상기 산출부에서 산출한 상기 최종 자속 추정 값을 RMS 값으로 변환하여 비교하고, 상기 비교된 자속 값을 이용하여 상기 회전자 저항을 추정하는 저항추정부;를 포함하는 회전자 저항 추정 장치.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170103291A (ko) * 2016-03-03 2017-09-13 엘지전자 주식회사 모터 구동장치, 및 이를 구비하는 세탁물 처리기기
CN107453676A (zh) * 2016-05-31 2017-12-08 中车株洲电力机车研究所有限公司 无速度传感器电机的速度辨识方法及电机保护方法
KR101981682B1 (ko) * 2017-11-29 2019-05-24 경북대학교 산학협력단 상호 인덕턴스 및 회전자 저항을 추정하는 유도전동기 및 그 추정 방법

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101229781B1 (ko) 2012-01-19 2013-02-06 현대엘리베이터주식회사 벡터제어를 위한 유도전동기의 파라미터 추정 방법

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101229781B1 (ko) 2012-01-19 2013-02-06 현대엘리베이터주식회사 벡터제어를 위한 유도전동기의 파라미터 추정 방법

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170103291A (ko) * 2016-03-03 2017-09-13 엘지전자 주식회사 모터 구동장치, 및 이를 구비하는 세탁물 처리기기
KR102543582B1 (ko) * 2016-03-03 2023-06-13 엘지전자 주식회사 모터 구동장치, 및 이를 구비하는 세탁물 처리기기
CN107453676A (zh) * 2016-05-31 2017-12-08 中车株洲电力机车研究所有限公司 无速度传感器电机的速度辨识方法及电机保护方法
CN107453676B (zh) * 2016-05-31 2020-12-11 中车株洲电力机车研究所有限公司 无速度传感器电机的速度辨识方法及电机保护方法
KR101981682B1 (ko) * 2017-11-29 2019-05-24 경북대학교 산학협력단 상호 인덕턴스 및 회전자 저항을 추정하는 유도전동기 및 그 추정 방법

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