KR100931108B1 - 멀티밴드 ｏｆｄｍ 시스템에서 주파수 동기화 장치 및 방법 - Google Patents

멀티밴드 ｏｆｄｍ 시스템에서 주파수 동기화 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

멀티밴드 OFDM 시스템에서 주파수 추정 장치 및 방법을 제공한다. 주파수추정 방법은 입력 신호를 주파수 영역으로 변환하는 단계와, 상기 주파수 영역으로 변환된 입력 신호를 이용하여 제1 상관값 및 제2 상관값을 계산하는 단계와, 상기 주파수 영역으로 변환된 입력 신호를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 단계 및 상기 제1 상관값 및 제2 상관값을 이용하여 상기 추정된 주파수 옵셋의 부호를 검출하고, 상기 검출된 부호에 따라서 상기 추정된 주파수 옵셋을 보정하는 단계를 포함한다.
주파수 옵셋, MB-OFDM, 주파수 추정

Description

멀티밴드 ＯＦＤＭ 시스템에서 주파수 동기화 장치 및 방법{Apparatus and Method for synchronization of frequency in multiband OFDM system}
본 발명은 멀티밴드 OFDM UWB 시스템에 관한 것으로서, 특히 부호 검출 기법을 적용하여 추정된 옵셋을 보정하는 과정을 통하여 주파수 옵셋의 추정 범위를 향상시킬 수 있는 주파수 추정 장치 및 방법에 관한 것이다.
MB-OFDM 방식은 기본적으로 OFDM 기법에 기반을 두고 있기 때문에 주파수 효율이 뛰어나고 다중 경로 지연 및 협대역 신호에 의한 간섭에 강인한 특성을 가진다. 또한, MB-OFDM은 다중 밴드(multi-band) 기법을 사용하는데, 이는 UWB의 주파수 대역을 여러 개의 서브 밴드(sub-band)로 나누어 각각의 서브 밴드 간의 전송되는 심볼을 시간과 주파수 상에서 인터리빙(interleaving)하는 방식으로, 임의의 순간에 처리되는 신호의 대역폭이 줄어들기 때문에 스펙트럼의 유연성을 향상시킬 수 있을 뿐만 아니라 송·수신 회로 설계에 있어서 부담을 줄일 수 있다는 장점을 가지고 있다.
MB-OFDM 시스템에서 다중 밴드의 운용을 위해 채용한 시간-주파수 인터리 빙(TFI: Time-Frequency Interleaving) 기법으로 인하여 같은 밴드 상에서 두 OFDM 심볼이 연속적으로 전송되지 않는 경우가 발생될 수 있다. 그리하여 동일 밴드 내에서 수신된 OFDM 심볼들은 시간축 상에서 연속되지 않고 시스템 설정에 따라 다른 시간 간격을 갖게 된다. 이와 같은 MB-OFDM 시스템의 특성은 주파수 옵셋을 추정하는데 있어서 다음의 두 가지 문제점을 야기한다.
첫째, 주파수 옵셋의 추정 범위가 좁아진다. 일반적으로, 주파수 옵셋의 추정을 위하여 연속되는 두 OFDM 심볼의 상관도를 이용하는데, 이 경우 옵셋의 추정 범위는 두 심볼의 시간 간격에 반비례 하게 된다. 특히, 3.1 ∼ 10.6 GHz의 UWB의 전송 대역 중 중심 주파수가 높은 상위 밴드를 사용하는 경우, 오실레이터에서 정확한 주파수를 발생시키기 어렵기 때문에 상대적으로 반송파 주파수 옵셋이 증가한다. 이로 인한 추정 범위의 감소는 시스템의 심각한 성능 열화를 가져올 수 있다.
둘째, 주파수 옵셋을 추정하기 위해서는 동일한 밴드에 두 OFDM 심볼이 수신될 때까지 기다려야 하므로 저장해야할 심볼의 수가 늘어나게 된다. 저장해야하는 심볼 수의 증가는 하드웨어 구현의 측면에서 볼 때, 필요한 메모리 유닛의 증가를 가져오며 이는 하드웨어 복잡도 증가의 원인이 된다.
따라서 상대적으로 큰 주파수 옵셋이 발생되는 상위 밴드에서도 정확한 주파수 옵셋의 추정이 가능하면서도, 추정에 이용되는 심볼 수를 줄여 하드웨어의 복잡도를 낮출 수 있는 동기 기법에 대한 연구가 필요하다.
따라서, 본 발명은 상대적으로 큰 주파수 옵셋이 발생되는 상위 밴드에서도 정확한 주파수 옵셋의 추정이 가능한 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
또한, 본 발명은 추정에 이용되는 심볼 수를 줄여 하드웨어의 복잡도를 낮출 수 있는 주파수 옵셋 추정 방법 및 장치를 제공하고자 한다.
본 발명의 해결 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기한 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 실시예는 프리엠블 신호 및 수신 신호를 각각 주파수 영역 신호
Figure 112009024907544-pat00191
및
Figure 112009024907544-pat00192
(l은 심볼 인덱스, k는 부반송파의 인덱스)로 변환하는 단계와, 상기
Figure 112009024907544-pat00193
과
Figure 112009024907544-pat00194
에 대한 제1 이중 상관(double correlation)값 Z1 및 제2 이중 상관값 Z2를 계산하는 단계와, 상기
Figure 112009024907544-pat00195
로부터 반송파 주파수 옵셋을 추정함으로써, 주파수 영역에서 추정된 주파수 옵셋
Figure 112009024907544-pat00196
를 구하는 단계 및 상기
Figure 112009024907544-pat00197
이 0보다 크고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 작으면 상기
Figure 112009024907544-pat00198
을 -
Figure 112009024907544-pat00200
(
Figure 112009024907544-pat00201
는 주파수 옵셋의 최대값)로 보정하고, 상기
Figure 112009024907544-pat00202
이 0보다 작고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 크면 상기
Figure 112009024907544-pat00203
을
Figure 112009024907544-pat00204
+
Figure 112009024907544-pat00205
로 보정하는 주파수 옵셋 보정 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 다른 실시예는, 프리엠블 신호 및 수신 신호를 각각 주파수 영역 신호
Figure 112009024907544-pat00206
및
Figure 112009024907544-pat00207
(l은 심볼 인덱스, k는 부반송파의 인덱스)로 변환하는 단계와, 상기
Figure 112009024907544-pat00208
과
Figure 112009024907544-pat00209
에 대한 제1 이중 상관(double correlation)값 Z1 및 제2 이중 상관값 Z2를 계산하는 단계와, 상기
Figure 112009024907544-pat00210
로부터 반송파 주파수 옵셋을 추정함으로써, 주파수 영역에서 추정된 주파수 옵셋
Figure 112009024907544-pat00211
를 구하는 단계와, 추정된 주파수 옵셋의 크기
Figure 112009024907544-pat00212
를 주파수 옵셋의 최대값(
Figure 112009024907544-pat00213
)으로 나눈 값
Figure 112009024907544-pat00214
를 결정하는 단계 및 상기
Figure 112009024907544-pat00215
이 0보다 크고 상기 Z1이
Figure 112009024907544-pat00216
Z2 보다 작으면 상기
Figure 112009024907544-pat00217
을
Figure 112009024907544-pat00218
-
Figure 112009024907544-pat00219
(
Figure 112009024907544-pat00220
는 주파수 옵셋의 최대값)로 보정하고, 상기
Figure 112009024907544-pat00221
이 0보다 작고 상기 Z2이 상기
Figure 112009024907544-pat00222
Z1 보다 작으면 상기
Figure 112009024907544-pat00223
을
Figure 112009024907544-pat00224
+
Figure 112009024907544-pat00225
로 보정하는 주파수 옵셋 보정 단계를 포함한다.
또한, 본 발명의 또 다른 실시예는, 프리엠블 신호 및 수신 신호를 각각 주파수 영역 신호
Figure 112009024907544-pat00226
및
Figure 112009024907544-pat00227
(l은 심볼 인덱스, k는 부반송파의 인덱스)로 변환하는 FFT와, 상기
Figure 112009024907544-pat00228
로부터 반송파 주파수 옵셋을 추정함으로써, 주파수 영역에서 추정된 주파수 옵셋
Figure 112009024907544-pat00229
를 구하는 옵셋 추정기와, 상기
Figure 112009024907544-pat00230
이 0보다 크고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 작으면 상기
Figure 112009024907544-pat00231
을
Figure 112009024907544-pat00232
-
Figure 112009024907544-pat00233
(
Figure 112009024907544-pat00234
는 주파수 옵셋의 최대값)로 보정하고, 상기
Figure 112009024907544-pat00235
이 0보다 작고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 크면 상기
Figure 112009024907544-pat00236
을
Figure 112009024907544-pat00237
+
Figure 112009024907544-pat00238
로 보정하는 옵셋 보정기를 포함한다.
본 발명의 실시예에 따르면, 상대적으로 큰 주파수 옵셋이 발생되는 상위 밴드에서도 정확한 주파수 옵셋의 추정이 가능하다.
또한, 본 발명의 실시예에 따르면, 추정에 이용되는 심볼 수를 줄여 하드웨어의 복잡도를 낮출 수 있다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명한다. 본 발명을 설명함에 있어서, 관련된 공지 기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요 지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략할 것이다. 그리고, 본 명세서에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명의 바람직한 실시예를 적절히 표현하기 위해 사용된 용어들로서, 이는 사용자, 운용자의 의도 또는 본 발명이 속하는 분야의 관례 등에 따라 달라질 수 있다. 따라서, 본 용어들에 대한 정의는 본 명세서 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
OFDM 시스템에서 주파수 동기화 과정은 크게 두 단계로 나누어진다. 첫 번째 단계는 송·수신단간의 반송파 주파수 옵셋을 추정하는 과정이고 두 번째 단계는 추정된 옵셋을 이용하여 수신된 신호를 보상하는 과정이다.
주파수 옵셋을 추정하기 위한 여러 가지 알고리즘이 제안되었다. 이러한 알고리즘은 주파수 옵셋의 추정을 위해 별도의 훈련 심볼들을 사용하는 지 여부에 따라 Data aided 방식과 Non-data aided 방식으로 나눠지며, 각각의 방식은 이용하는 연산에 따라 다시 몇 가지 방식으로 분류된다. Data aided 방식의 경우, 수신된 훈련 심볼의 자기 상관(auto-correlation) 특성을 이용하는 방식과 수신된 훈련 심볼과 원래의 훈련 심볼과의 상호 상관(cross-correlation) 특성을 이용하는 방식으로 분류된다. Non-data aided 방식의 경우에는 CP를 이용한 방식과 수신 신호의 공분산(covariance) 행렬에 대한 고유치(eigen value)와 고유 벡터(eigen vector)를 이용하는 방식으로 나뉠 수 있다. 이렇게 분류된 방식들은 적용되는 시스템의 특성에 따라 서로 결합하거나, 피드백이나 필터링 같은 추가적인 기작을 수행하여 성능 향상을 도모하기도 한다.
주파수 옵셋의 보상 과정은 추정된 옵셋을 상쇄시킬 수 있는 단위 벡터를 수신된 신호에 곱함으로써 이루어진다. 이러한 방식은 하드웨어로 구현하는 데 있어서, 단위 벡터를 구하기 위한 초월함수 연산을 필요로 한다. 초월함수 연산은 하드웨어의 복잡도가 매우 큰 연산이기 때문에 효율적인 연산기의 설계가 필수적이다. 다만, 대부분의 OFDM 시스템에서는 동일한 방식으로 주파수 옵셋을 보상한다. 따라서, 이하의 설명에서는 주파수 동기화 과정 중 주파수 옵셋의 추정 과정에 초점을 맞추어 설명하기로 한다.
MB-OFDM 시스템의 송신단에서 생성된 기저 대역의 신호
Figure 112008009542574-pat00002
은 오실레이터에 의해 RF 대역의 신호
Figure 112008009542574-pat00003
으로 전환되며 그 관계는 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112008009542574-pat00004
이때,
Figure 112008009542574-pat00005
는 송신단의 오실레이터에서 발생된 반송파 주파수이고
Figure 112008009542574-pat00006
는 샘플링 주기이다.
Figure 112008009542574-pat00007
은 채널을 통과하여 수신단으로 전송되고 오실레이터에 의하여 기저 대역의 신호
Figure 112008009542574-pat00008
으로 전환된다. 기저대역 신호
Figure 112008009542574-pat00009
은 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112008009542574-pat00010
상기 수학식 2에서, h n 은 채널 임펄스 응답(CIR: Channel Impulse Response)을 나타내고 w n 은 AWGN (Additive White Gaussian Noise)을 의미한다.
Figure 112008009542574-pat00011
는 수신기의 오실레이터에서 발생된 주파수로서
Figure 112008009542574-pat00012
와
Figure 112008009542574-pat00013
의 차이가 주파수 옵셋의 원인이 된다.
OFDM 시스템에서의 주파수 옵셋의 영향을 살피기 위해 일반적으로,
Figure 112008009542574-pat00014
를 부반송파의 주파수 간격(
Figure 112008009542574-pat00015
)으로 정규화한 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00016
)을 이용한다. 따라서, 상기 수학식 2는 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 3]
Figure 112008009542574-pat00017
주파수 옵셋이 적용된 신호
Figure 112008009542574-pat00018
은 FFT(Fast Fourier transform)에 의하여 주파수 영역의 신호로 변환되며, 수학식 4는 주파수 영역의 신호로 변환된
Figure 112008009542574-pat00019
을 나타낸다.
[수학식 4]
Figure 112008009542574-pat00020
여기서,
Figure 112008009542574-pat00021
와
Figure 112008009542574-pat00022
는 각각 rn와 yn을 주파수 영역으로 전환한 값을 나타내고 아래 첨자 l,k 은 l번째 심볼의 k번째 부반송파에 해당하는 신호라는 것을 의미한다. 수학식 4에서는 주파수 옵셋의 영향에 대해서만 살펴보기 위하여 AWGN의 영향은 고려되지 않았다. 또한 MB-OFDM 시스템의 부반송파 간격은 4.125 MHz로 다른 시스템에 비해 상대적으로 크기 때문에 이보다 큰 주파수 옵셋은 고려하지 않기로 한다. 수학식 4를 참조하면, 변 마지막 줄의 첫 번째 항은 원래의 신호가 크기 감소 및 위상 왜곡을 겪은 것이고, 두 번째 항은 부반송파들 간의 직교성이 깨져 생긴 ICI 항이다. ICI항은 NFFT값이 커질수록 가우시안 잡음과 같은 형태를 띤다.
한편, MB-OFDM 시스템에서 사용되는 각각의 서브 밴드는 서로 다른 중심 주 파수를 가지고 있으므로 적용되는 반송파 주파수 옵셋의 영향 또한 달라진다. 이는 오실레이터에서 합성해내는 주파수가 크면 클수록 더 큰 주파수 오차가 발생하기 때문이다. 따라서 Band Group #4와 같은 상위 밴드에서는 Band Group #1과 같은 하위 밴드에 비해 더 큰 주파수 옵셋에 의한 영향을 겪게 된다.
일반적으로, MB-OFDM 시스템 용 주파수 옵셋 추정 기법들은 TFC에 따른 시간-주파수 인터리빙 패턴을 반영하여 수학식 5 내지 수학식 7을 통하여 주파수 옵셋을 추정한다.
[수학식 5]
Figure 112008009542574-pat00023
[수학식 6]
Figure 112008009542574-pat00024
[수학식 7]
Figure 112008009542574-pat00025
상기 수학식 1 ~ 수학식 7 및 이하의 설명에서 사용된 OFDM 심볼의 주요 파라미터에 대한 정의는 표 1에 기재된 바와 같다.
[표 1]
Figure 112008009542574-pat00026
상기 수학식 7에서, 최종 계산된 결과,
Figure 112008009542574-pat00027
이 바로 반송파 주파수 옵셋의 추정값이 된다. 또한 p는 동일한 서브 밴드 상에서 반복되는 두 OFDM 심볼 간의 간격을 나타내는 변수로 시간-주파수 인터리빙 패턴에 따라 다른 값을 갖게 된다. TFC 가 1 또는 2 인 경우, 전송되는 OFDM 심볼은 세 번에 한 번씩 같은 서브 밴드를 사용하기 때문에 p의 값은 3이 되며, 나머지 TFC의 경우에는 적어도 두 개의 OFDM 심볼이 같은 서브 밴드 상에서 반복되므로 p의 값은 1이 된다.
상기 수학식 5 내지 수학식 7에 의하여 주파수 옵셋을 추정할 경우, 추정 가능한 주파수 옵셋의 범위는 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112008009542574-pat00028
상기 수학식 8에 따르면, 최대 주파수 옵셋 추정값이 p의 값에 반비례하는 것을 알 수 있다. 따라서 p= 3 인 TFC 1, 2에서의 추정 범위는 p = 1인 TFC 3~7에서의 추정 범위의 1/3 밖에 되지 않는다.
상기 수학식 8을 이용하여 TFC 1, 2의 최대 주파수 옵셋 추정 값을 계산하면, 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
Figure 112008009542574-pat00029
상기 수학식 9를 참조하면, TFC 1, 2의 최대 주파수 옵셋 추정값은 단일 밴드에서 운용되는 일반적인 OFDM 시스템의 최대 주파수 옵셋 추정값에 비해 상대적 으로 작다고 할 수 있다.
상기 수학식 9에서, 최대 주파수 옵셋 추정값은 부반송파의 주파수 간격으로 정규화하여 표현한 것이다. 이 값은 각 서브 밴드의 중심 주파수 크기를 반영하여 ppm 단위로 환산될 수 있다. 표 2는 TFC 1, 2가 적용될 수 있는 Band Group #1 ∼ #4의 각 서브 밴드에 대하여 최대 주파수 옵셋 추정값을 ppm 단위로 환산하여 정리한 것이다.
[표 2]
Figure 112008009542574-pat00030
상기 표 2에 기재된 바와 같이, ppm 단위로 환산된 최대 주파수 옵셋 추정값은 중심 주파수가 높은 상위 밴드 그룹으로 갈수록 작아지게 된다. 특히, Band Group #4를 사용하는 시스템에서 허용될 수 있는 주파수 옵셋은 최대 57.72 ppm 밖에 되지 않음을 알 수 있다. 그리하여 송ㆍ수신단에서는 이러한 주파수 옵셋의 허용치를 만족시킬 수 있는 정밀한 오실레이터를 채용해야 하며, 이는 모뎀의 가격을 상승시키는 원인이 될 수 있다.
또한, 종래의 주파수 옵셋 추정 기법은 서브 밴드 별로 주파수 옵셋을 추정하기 위해 두 번째 심볼 수신되기 전에 수신된 3개의 OFDM 심볼을 모두 저장하고 있어야 한다. 이렇게 해야 각각의 서브 밴드를 통해 두 번째 심볼이 수신되는 동안 auto-correlation 연산을 수행할 수 있게 된다. 하나의 OFDM 심볼은 ZPS 부분을 제외하면 128 샘플이므로 3개의 심볼에 대해 총 384개의 샘플을 저장해야 한다. 이는 하드웨어 복잡도를 가중시킬 수 있다.
수학식 10 및 수학식 11은 주파수 옵셋의 값이 주파수 옵셋 추정 범위를 벗어나는 경우에 주파수 옵셋 값을 유도한 결과를 나타낸다. 이때, 주파수 옵셋의 크기는
Figure 112008009542574-pat00031
로 가정한다.
[수학식 10]
Figure 112008009542574-pat00032
[수학식 11]
Figure 112008009542574-pat00033
주파수 옵셋의 크기가
Figure 112008009542574-pat00034
인 경우에 상기 수학식 6에 의하여 추정값을 유도하면, 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 12]
Figure 112008009542574-pat00035
상기 수학식 11 및 수학식 12에 따르면, 주파수 옵셋의 절대값이
Figure 112008009542574-pat00036
의 범위에서 존재할 경우, 실제 적용되는 주파수 옵셋의 값과 추정된 값은 서로 다른 부호를 갖는다는 것을 알 수 있다. 따라서 실제 주파수 옵셋의 부호를 알아 낼 수 있다면, 수학식 13을 사용하여 추정된 주파수 옵셋을 보정할 수 있다.
[수학식 13]
Figure 112008009542574-pat00037
도 1은 주파수 옵셋의 추정 값과 실제 발생된 주파수 옵셋과의 관계를 나타낸다.
도 1을 참조하면, 실제 발생된 주파수 옵셋
Figure 112008009542574-pat00038
(101)와 추정된 주파수 옵셋
Figure 112008009542574-pat00039
(103)의 관계는
Figure 112008009542574-pat00040
가 됨을 알 수 있다.
상기 수학식 13을 이용하여 추정된 주파수 옵셋을 보정하기 위해서는 실제 수신신호에 적용된 주파수 옵셋의 부호를 알아야 한다.
상기 수학식 4로부터
Figure 112008009542574-pat00041
의 값을 계산하면, 수학식 14와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 14]
Figure 112008009542574-pat00042
상기 수학식 14에서, 아래 첨자 k+1는 해당 변수를 k에 대하여 1만큼 순환 이동 시킨것을 의미한다.
Figure 112008009542574-pat00043
는 ICI와 관련된 항을 나타낸다.
Figure 112008009542574-pat00044
는 송신단에서 발생된 기저대역의 신호 sn이 주파수 영역으로 변환된 값이며, 여기서는 주파수 옵셋 추정을 위해 사용되는 프리앰블을 주파수 영역에서 표현한 것이다.
수신 신호와 원래 프리앰블 신호에 대하여 주파수 영역에서 이중 상관(double correlation)을 취하면 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 15]
Figure 112008009542574-pat00045
상기 수학식 15는 상기 수학식 14의 결과로부터 유도되며 ICI와 관련된 항은 무시하기로 한다. 상기 수학식 15에서,
Figure 112008009542574-pat00046
은 세 번째 줄의 앞부분 대한 계산 결 과이다.
Figure 112008009542574-pat00047
은 채널 주파수 응답
Figure 112008009542574-pat00048
의 변화에 따라 매 심볼 다른 값을 갖게 되지만,
Figure 112008009542574-pat00049
가 하나의 심볼만을 고려한 값이므로 각 심볼에 대해서는 상수로 볼 수 있다. 수학식 15에서
Figure 112008009542574-pat00050
는 주파수 옵셋
Figure 112008009542574-pat00051
의 함수로서,
Figure 112008009542574-pat00052
= 0 일 때 가장 큰 값을 갖는다.
상기 수학식 15의
Figure 112008009542574-pat00053
에 수학식 16 및 수학식 17과 같이 정의되는
Figure 112008009542574-pat00054
과
Figure 112008009542574-pat00055
를 대입하면, 각각에 대하여 수학식 18 및 수학식 19와 같은 결과를 얻을 수 있다.
[수학식 16]
Figure 112008009542574-pat00056
[수학식 17]
Figure 112008009542574-pat00057
[수학식 18]
Figure 112008009542574-pat00058
[수학식 19]
Figure 112008009542574-pat00059
이하, 상기 수학식 18 및 수학식 19와 같이 정의되는 Z1 및 Z2 를 각각 제1 이중상관값 및 제2 이중 상관값이라 칭하기로 한다.
도 2는 MB-OFDM 채널에서 정규화된 주파수 옵셋에 대한 이중상관값을 실험을 통하여 구한 그래프이다.
도 2를 참조하면, 제1 이중 상관값과 제2 이중 상관값을 이용하여 주파수 옵셋의 부호를 검출하는 방법을 설명할 수 있다. 수학식 15에 의하여
Figure 112008009542574-pat00060
(201)와
Figure 112008009542574-pat00061
(203)가 같은 값을 가지며, 따라서 주파수 옵셋의 부호가 '+'일 경우, 제1 이중 상관값은 증가하고, 제2 이중 상관값은 감소하게 된다. 반대로 주파수 옵셋의 부호가 '-'일 경우에는 제1 이중 상관값은 감소하고 제2 이중 상관값은 증가하게 된다. 즉, Z1 > Z2 이면 주파수 옵셋의 부호는 '+'가 되고, Z1 < Z2 이면 주파수 옵셋의 부호는 '-'가 된다.
상기한 주파수 옵셋의 부호 검출은 수학식 18 및 수학식 19와 같이 주파수 영역에서의 연산을 이용한다. 하지만 기존의 주파수 옵셋 추정 기법은 식 (3.2)와 같이 시간 영역에서의 auto-correlation을 이용한다. 따라서 주파수 옵셋의 부호 검출 기법에 종래의 방식을 그대로 적용할 경우 서로의 연산기를 공유하는 것이 어렵기 때문에 부호 검출로 인한 하드웨어 오버헤드(overhead)가 발생하게 된다.
주파수 영역에서의 auto-correlation을 이용한 주파수 옵셋 추정은 수학식 20과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 20]
Figure 112008009542574-pat00062
상기 수학식 20은 auto-correlation 연산이 주파수 영역에서 수행된다는 것을 제외하면 기존의 방식과 동일하다. 이 같은 주파수 영역에서의 추정 방식은 시간 영역에서의 것과 비교하여 추정 성능이나 추정 범위가 동일한 것으로 알려져 있다. 또한, 수학식 20에서 중괄호 안의 연산은 수학식 18 및 수학식 19에서 수행되는 연산과 유사하기 때문에, 서로의 연산기를 공유하여 하드웨어 오버헤드를 감소시킬 수 있다.
상대적으로 작은 주파수 옵셋이 발생했을 경우, 제1 이중 상관값과 제2 이중 상관값은 거의 비슷한 값을 가지게 된다. 본 발명의 실시예는, 수학식 15에 의하여 구해진 주파수 옵셋
Figure 112008009542574-pat00063
의 크기에 따라 가중치를 적용할 수 있다. 즉, 부호 검출을 위해 이용되는 관계식에서 제1 이중 상관값 또는 제2 이중 상관값에 가중치
Figure 112008009542574-pat00064
가 곱해진다. 따라서,
Figure 112008009542574-pat00065
>0인 경우에는 Z1과
Figure 112008009542574-pat00066
Z2를 비교하여 부호 검출을 수행하고,
Figure 112008009542574-pat00067
<0 인 경우에는
Figure 112008009542574-pat00068
Z1과 Z2를 비교하여 부호 검출을 수행한다.
또한, 본 발명의 실시예는 가중치를 구하는 연산에 의하여 하드웨어 오버헤드가 발생하지 않도록 가중치
Figure 112008009542574-pat00069
는 주파수 옵셋 추정값
Figure 112008009542574-pat00070
의 크기에 비례하도록 정할 수 있다. 즉,
Figure 112008009542574-pat00071
으로 계산될 수 있으며,
Figure 112008009542574-pat00072
이면
Figure 112008009542574-pat00073
=1,
Figure 112008009542574-pat00074
이면
Figure 112008009542574-pat00075
=0이 된다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법을 나타낸다.
도 3을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 입력 신호에 대한 FFT를 수행하는 단계(S301), 주파수 영역으로 변환된 입력신호를 이용하여 제1 이중 상관값 및 제2 이중 상관값을 계산하는 단계(S303), 주파수 영역으로 변환된 입력신호를 이용하여 주파수 옵셋을 추정하는 단계(S305), 제1 이중 상관값 및 제2 이중 상관값을 이용하여 추정된 주파수 옵셋의 부호를 검출하는 단계(S309), 및 검출된 부호에 따라서 추정된 주파수 옵셋을 보정하는 단계(311)를 포함한다.
또한, 본 발명의 실시예는 상기한 바와 같이 추정된 주파수 옵셋의 크기에 따라서 가중치
Figure 112008009542574-pat00076
를 계산하는 단계(S307)를 더 포함할 수 있다. 이경우에는 S309 단계에서, S307단계에서 계산된 가중치
Figure 112008009542574-pat00077
를 사용하여 추정된 주파수 옵셋의 부호를 결정할 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 부호 검출 방법 및 보정 방법을 나타낸다.
도 4를 참조하면, 부호 검출 방법은, 상기 단계(S305)에서 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00078
)이 0보다 큰 값인지 판단하는 단계(S401), 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00079
)이 0보다 크면 Z1과
Figure 112008009542574-pat00080
Z2를 비교하는 단계(S403) 및 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00081
)이 0보다 작으면
Figure 112008009542574-pat00082
Z1과 Z2를 비교하는 단계(S407)를 포함한다.
도 4를 참조하면, 추정된 주파수 옵셋의 보정 방법은, 상기 단계(S403)에서 Z1이
Figure 112008009542574-pat00083
Z2보다 작으면 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00084
)을 '
Figure 112008009542574-pat00085
-
Figure 112008009542574-pat00086
'로 보정하고(S405), 상기 단계(S407)에서
Figure 112008009542574-pat00087
Z1이 Z2보다 크면 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00088
)을 '
Figure 112008009542574-pat00089
+
Figure 112008009542574-pat00090
'로 보정하는 것이다.
한편, 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00091
)이 0 이거나, 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00092
)이 0 보다 크고 Z1이
Figure 112008009542574-pat00093
Z2보다 크거나, 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00094
)이 0 보다 작고
Figure 112008009542574-pat00095
Z1이 Z2보다 작으면 수신신호에 적용된 주파수 옵셋은 0이 된다(S411).
한편, 일반적인 주파수 합성기는 6336MHz의 중심 주파수를 발생시키고 이를 분주하여 각 서브 밴드 별 중심 주파수를 합성한다. 수학식 21 내지 수학식 23은 Band Group #4의 각 서브 밴드의 중심 주파수가 어떻게 합성되는 지를 나타낸다.
[수학식 21]
Figure 112008009542574-pat00096
[수학식 22]
Figure 112008009542574-pat00097
[수학식 23]
Figure 112008009542574-pat00098
수학식 21 내지 수학식 23에 기재된 바와 같이, 같이,Sub-band#1~#3은 336MHz의 중심 주파수
Figure 112008009542574-pat00099
로부터 분주되어 만들어진다. 그런데 주파수 옵셋의 원인이 되는 오실레이터의 주파수 오차는
Figure 112008009542574-pat00100
의 오차로 인해 발생한다. 그러므로 단일 오실레이터를 사용하는 경우 시스템에 적용되는 주파수 옵셋은 서브 밴드 별로 비례 관계가 성립한다. 따라서 한 서브 밴드에서 주파수 옵셋을 추정하고 나머지 밴드는 추정된 값으로부터 비례관계를 이용하여 계산해 낼 수 있다.
수학식 24는 첫 번째 서브 밴드에서 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00101
)을 이용하여 두 번째 서브 밴드의 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00102
)을 추정하는 과정을 나타낸다.
[수학식 24]
Figure 112008009542574-pat00103
상기 수학식 24를 참조하면,
Figure 112008009542574-pat00104
는
Figure 112008009542574-pat00105
과
Figure 112008009542574-pat00106
의 합으로 구할 수 있으며, 이때 은 수학식 24에 기재된 바와 같이,
Figure 112008009542574-pat00107
에 2-k을 곱하고 더하는 형태이므로 덧셈과 쉬프팅(Shifting)을 이용하여 구현 할 수 있다. 마찬가지로 세 번째 서브 밴드에서 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00108
)은
Figure 112008009542574-pat00109
에
Figure 112008009542574-pat00110
을 한 번 더 더함으로써 구할 수 있다.
이와 같이, 하나의 서브 밴드를 통해 수신된 샘플을 이용하여 다른 서브 밴드의 주파수 옵셋을 추정할 수 있기 때문에, 한 심볼(=128 샘플)만을 저장하여 주파수 옵셋을 추정할 수 있다. 따라서, 이와 같은 방법을 이용하여 추가적인 하드웨어 부담 없이 하드웨어 복잡도를 낮출 수 있다.
도 5는 주파수 옵셋의 크기에 따른 추정 성능의 비교 결과를 나타낸다.
도 5는 SNR은 10으로 고정되고, 주파수 옵셋의 크기는 변화되는 값을 적용하여 시뮬레이션 한 결과이다.
도 5를 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법은 종래에 비하여 30ppm 이상 추정 범위가 향상된 것을 알 수 있다.
도 6은 SNR에 따른 추정 성능의 비교 결과를 나타낸다.
도 6을 참조하면, 주파수 옵셋의 크기기 30ppm 인 경우에는 종래 방식과 거의 비슷한 성능을 보이며, 그 외의 경우에는 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법이 더 우수한 것을 알 수 있다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 동기부 구조를 나타낸다.
도 7에 도시된 바와 같이, 주파수 동기부는 주파수 동기부의 전반적인 동작을 제어하기 위한 제어기(701), 주파수 보상기(Frequency compensator)(703), FFT(705), 레지스터(Register)(707), 부호검출기(Sign Detector)(709), 옵셋 추정 기(Offset Estimator)(711) 및 옵셋 보정기(Offset Corrector)(713)을 포함하여 이루어진다.
주파수 보상기의 입력신호는 수신된 신호
Figure 112008009542574-pat00111
과 프리앰블의 원신호
Figure 112008009542574-pat00112
이다.
주파수 보상기(703)은 주파수 옵셋의 추정이 끝난 후에 입력되는 신호에 대해서만 주파수 보상을 수행하고, 그 이전의 입력 신호는 그대로 통과시킨다.
FFT(705)는 주파수 보상기의 출력 신호를 주파수 영역의 신호
Figure 112008009542574-pat00113
,
Figure 112008009542574-pat00114
,
Figure 112008009542574-pat00115
로 변환하여 레지스터(707)로 출력한다.
레지스터(707)은 상기한 바와 같이 서브 밴드 하나의 신호에 대한 저장 공간만을 필요로 한다. 주파수 옵셋의 부호 검출을 위한 신호
Figure 112008009542574-pat00116
및
Figure 112008009542574-pat00117
도 저장되어야 하나, 이는 시간에 따라 레지스터를 공유하여 하드웨어 오버헤드를 최소화 할 수 있다.
부호검출기(709), 옵셋 추정기(711) 및 옵셋 보정기(713)는 상기 레지스터(707)에 저장된 신호를 이용하여 상기한 단계(S303~S311)를 수행한다.
옵셋 보정기(713)는 보정된 주파수 옵셋을 주파수 보상기(703)로 전달하여 주파수 보상을 수행할 수 있도록 한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 보상기의 구성을 나타낸다.
도 8에 도시된 바와 같이, 주파수 보상기는 제어기(801)의 선택에 따라서
Figure 112008009542574-pat00118
과
Figure 112008009542574-pat00119
중 어느 하나의 신호를 출력하는 MUX(803), FFT 이후 수학식 16 및 수학식 17 계산을 위한 지수 값(
Figure 112008009542574-pat00120
)을 제공하는 수단(807),
Figure 112008009542574-pat00121
과
Figure 112008009542574-pat00122
를 곱하기 위한 곱셈기(809) 및 4:1 MUX(805)를 포함하여 구성될 수 있다.
상기 4:1 MUX(805)는
Figure 112008009542574-pat00123
이 주파수 옵셋을 추정할 목적으로 입력된 경우에 출력이 0이되고, 주파수 옵셋이 추정된 후 입력되는 값에 대해서는 주파수 보상을 위하여, 옵셋 보정기(713)으로부터 입력된
Figure 112008009542574-pat00124
이 선택되어 상기 지수 값(
Figure 112008009542574-pat00125
)을 제공하는 수단(807)으로 제공된다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 레지스터의 구성을 나타낸다.
도 9를 참조하면, 입력으로 들어온 FFT(705)의 출력은 1:2 DEMUX(911)를 통하여
Figure 112008009542574-pat00126
과
Figure 112008009542574-pat00127
가 구분된다. 먼저, 켤레 복소수부(905)에 의하여
Figure 112008009542574-pat00128
와 지연기(903)에 의하여 한클럭 지연된
Figure 112008009542574-pat00129
가 출력되고 그 곱(
Figure 112008009542574-pat00130
Figure 112008009542574-pat00131
)이 계산되어 쉬프트 레지스터(901)에 저장된다. 2:1 MUX(909)는
Figure 112008009542574-pat00132
Figure 112008009542574-pat00133
과
Figure 112008009542574-pat00134
를 구분하여 출력한다. 다음에
Figure 112008009542574-pat00135
이 입력되어
Figure 112008009542574-pat00136
과 저장된 값이 출력되어 이를 이용하여 부호 검출을 수행할 수 있다.
부호 검출이 수행되는 동안, 쉬프트 레지스터(901)에는
Figure 112008009542574-pat00137
이 채워진다. 쉬프트 레지스터(901)에 채워진
Figure 112008009542574-pat00138
는
Figure 112008009542574-pat00139
가 들어 왔을 때 같이 출력되어 주파수 옵셋을 추정하기 위해 사용된다. 도 9에서 참조 번호 907은
Figure 112008009542574-pat00140
의 켤레 복소수를 계산하여 출력한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 부호 검출기 및 옵셋 추정기의 구성을 나 타낸다.
도 10에 도시된 바와 같이, 부호 검출과 옵셋 추정을 위한 연산은 유사한 부분이 많기 때문에 하드웨어를 공유하여 하드웨어의 오버헤드를 줄일 수 있다.
도 10에 도시된 바와 같이, 부호 검출을 위해 추가되는 하드웨어는 2:1Mux 2개, 3:1Mux 1개, 1:2Demux 3개 그리고 복소 연산기 1개이다. 이 중 Mux와 Demux는 전체 크기에 비해 매우 작은 회로이므로 이로 의한 오버헤드는 무시할 수 있다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 옵셋 보정기의 구성을 나타낸다.
도 11에 도시된 바와 같이, 주파수 옵셋을
보정하는 과정에서 두 개의 비교 연산기(1101,1103)를 사용하는데, 제1 비교기(1101)는 추정된 주파수 옵셋(
Figure 112008009542574-pat00141
)의 부호를 판별하기 위한 것이고, 제2 비교기는 Z1과 Z2를 비교하기 위한 것이다.이러한 비교 연산의 결과는 MUX를 제어하는데 사용된다. 한편 가중치를 구하고 Z1과 Z2의 비교에 적용하기 위해 나눗셈과 곱셈 연산이 포함된다. 여기서, 사용되는 나눗셈은 상수 곱셈으로 전환하여 쉬프터(Shifter)와 가산기(adder)를 이용하여 구성할 수 있다. 또한, 곱셈의 경우 복소 연산이 아닌, 실수 연산이기 때문에 비교적 작은 복잡도로 구성할 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통 상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 주파수 옵셋의 추정 값과 실제 발생된 주파수 옵셋과의 관계를 나타낸다.
도 2는 MB-OFDM 채널에서 정규화된 주파수 옵셋에 대한 이중상관값을 실험을 통하여 구한 그래프이다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 옵셋 추정 방법을 나타낸다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 부호 검출 방법 및 보정 방법을 나타낸다.
도 5는 주파수 옵셋의 크기에 따른 추정 성능의 비교 결과를 나타낸다.
도 6은 SNR에 따른 추정 성능의 비교 결과를 나타낸다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 동기부 구조를 나타낸다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 주파수 보상기의 구성을 나타낸다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 레지스터의 구성을 나타낸다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따른 부호 검출기 및 옵셋 추정기의 구성을 나타낸다.
도 11은 본 발명의 실시예에 따른 옵셋 보정기의 구성을 나타낸다.

Claims (12)

  1. 프리엠블 신호 및 수신 신호를 각각 주파수 영역 신호
    Figure 112009024907544-pat00239
    및
    Figure 112009024907544-pat00240
    (l은 심볼 인덱스, k는 부반송파의 인덱스)로 변환하는 단계;
    상기
    Figure 112009024907544-pat00241
    과
    Figure 112009024907544-pat00242
    에 대한 제1 이중 상관(double correlation)값 Z1 및 제2 이중 상관값 Z2를 계산하는 단계;
    상기
    Figure 112009024907544-pat00243
    로부터 반송파 주파수 옵셋을 추정함으로써, 주파수 영역에서 추정된 주파수 옵셋
    Figure 112009024907544-pat00244
    를 구하는 단계; 및
    상기
    Figure 112009024907544-pat00245
    이 0보다 크고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 작으면 상기
    Figure 112009024907544-pat00246
    을
    Figure 112009024907544-pat00247
    -
    Figure 112009024907544-pat00248
    (
    Figure 112009024907544-pat00249
    는 주파수 옵셋의 최대값)로 보정하고, 상기
    Figure 112009024907544-pat00250
    이 0보다 작고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 크면 상기
    Figure 112009024907544-pat00251
    을
    Figure 112009024907544-pat00252
    +
    Figure 112009024907544-pat00253
    로 보정하는 주파수 옵셋 보정 단계를 포함하고,
    상기 Z1은 정규화된(Normalized) 주파수 옵셋 값
    Figure 112009024907544-pat00254
    이 -
    Figure 112009024907544-pat00255
    인 경우에, 상기
    Figure 112009024907544-pat00256
    과
    Figure 112009024907544-pat00257
    에 대한 이중 상관값이고,
    상기 Z2는 정규화된 주파수 옵셋 값
    Figure 112009024907544-pat00258
    이 +
    Figure 112009024907544-pat00259
    인 경우에,
    Figure 112009024907544-pat00260
    과
    Figure 112009024907544-pat00261
    에 대한 이중 상관값 임을 특징으로 하는 주파수 동기화 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 보정 단계는,
    상기
    Figure 112009024907544-pat00262
    이 0이면 상기
    Figure 112009024907544-pat00263
    을 보정하지 않는 것을 특징으로 하는 주파수 동기화 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 주파수 옵셋 보정 단계에서 보정된
    Figure 112009024907544-pat00264
    을 상쇄시키기 위한 단위 벡터를 상기 수신 신호에 곱하는 주파수 보상 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 동기화 방법.
  4. 삭제
  5. 프리엠블 신호 및 수신 신호를 각각 주파수 영역 신호
    Figure 112009061599755-pat00265
    및
    Figure 112009061599755-pat00266
    (l은 심볼 인덱스, k는 부반송파의 인덱스)로 변환하는 단계;
    상기
    Figure 112009061599755-pat00267
    과
    Figure 112009061599755-pat00268
    에 대한 제1 이중 상관(double correlation)값 Z1 및 제2 이중 상관값 Z2를 계산하는 단계;
    상기
    Figure 112009061599755-pat00269
    로부터 반송파 주파수 옵셋을 추정함으로써, 주파수 영역에서 추정된 주파수 옵셋
    Figure 112009061599755-pat00270
    를 구하는 단계;
    추정된 주파수 옵셋의 크기
    Figure 112009061599755-pat00271
    를 주파수 옵셋의 최대값(
    Figure 112009061599755-pat00272
    )으로 나눈 값
    Figure 112009061599755-pat00273
    를 결정하는 단계; 및
    상기
    Figure 112009061599755-pat00274
    이 0보다 크고 상기 Z1이
    Figure 112009061599755-pat00275
    Z2 보다 작으면 상기
    Figure 112009061599755-pat00276
    을
    Figure 112009061599755-pat00277
    -
    Figure 112009061599755-pat00278
    (
    Figure 112009061599755-pat00279
    는 주파수 옵셋의 최대값)로 보정하고, 상기
    Figure 112009061599755-pat00280
    이 0보다 작고 상기 Z2이
    Figure 112009061599755-pat00281
    Z1 보다 작으면 상기
    Figure 112009061599755-pat00282
    을
    Figure 112009061599755-pat00283
    +
    Figure 112009061599755-pat00284
    로 보정하는 주파수 옵셋 보정 단계를 포함하고,
    상기 Z1은 정규화된(Normalized) 주파수 옵셋 값
    Figure 112009061599755-pat00285
    이 -
    Figure 112009061599755-pat00286
    인 경우에, 상기
    Figure 112009061599755-pat00287
    과
    Figure 112009061599755-pat00288
    에 대한 이중 상관값이고,
    상기 Z2는 정규화된 주파수 옵셋 값
    Figure 112009061599755-pat00289
    이 +
    Figure 112009061599755-pat00290
    인 경우에,
    Figure 112009061599755-pat00291
    과
    Figure 112009061599755-pat00292
    에 대한 이중 상관값 임을 특징으로 하는 주파수 동기화 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 보정 단계는,
    상기
    Figure 112009024907544-pat00293
    이 0이면 상기
    Figure 112009024907544-pat00294
    을 보정하지 않는 것을 특징으로 하는 주파수 동기화 방법.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 주파수 옵셋 보정 단계에서 보정된
    Figure 112009024907544-pat00295
    을 상쇄시키기 위한 단위 벡터를 상기 수신 신호에 곱하는 주파수 보상 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 동기화 방법.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 프리엠블 신호 및 수신 신호를 각각 주파수 영역 신호
    Figure 112009024907544-pat00296
    및
    Figure 112009024907544-pat00297
    (l은 심볼 인덱스, k는 부반송파의 인덱스)로 변환하는 FFT;
    상기
    Figure 112009024907544-pat00298
    로부터 반송파 주파수 옵셋을 추정함으로써, 주파수 영역에서 추정된 주파수 옵셋
    Figure 112009024907544-pat00299
    를 구하는 옵셋 추정기;
    상기
    Figure 112009024907544-pat00300
    이 0보다 크고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 작으면 상기
    Figure 112009024907544-pat00301
    을
    Figure 112009024907544-pat00302
    -
    Figure 112009024907544-pat00303
    (
    Figure 112009024907544-pat00304
    는 주파수 옵셋의 최대값)로 보정하고, 상기
    Figure 112009024907544-pat00305
    이 0보다 작고 상기 Z1이 상기 Z2 보다 크면 상기
    Figure 112009024907544-pat00306
    을
    Figure 112009024907544-pat00307
    +
    Figure 112009024907544-pat00308
    로 보정하는 옵셋 보정기를 포함하고,
    상기 Z1은 정규화된(Normalized) 주파수 옵셋 값
    Figure 112009024907544-pat00309
    이 -
    Figure 112009024907544-pat00310
    인 경우에, 상기
    Figure 112009024907544-pat00311
    과
    Figure 112009024907544-pat00312
    에 대한 이중 상관값이고,
    상기 Z2는 정규화된 주파수 옵셋 값
    Figure 112009024907544-pat00313
    이 +
    Figure 112009024907544-pat00314
    인 경우에,
    Figure 112009024907544-pat00315
    과
    Figure 112009024907544-pat00316
    에 대한 이중 상관값 임을 특징으로 하는 주파수 동기화 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 주파수 옵셋 보정 단계에서 보정된
    Figure 112009061599755-pat00317
    을 상쇄시키기 위한 단위 벡터를 상기 수신 신호에 곱하는 주파수 보상기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 동기화 장치.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 옵셋 보정기는,
    추정된 주파수 옵셋의 크기
    Figure 112009061599755-pat00318
    를 주파수 옵셋의 최대값(
    Figure 112009061599755-pat00319
    )으로 나눈 값
    Figure 112009061599755-pat00320
    를 구하고, 상기
    Figure 112009061599755-pat00321
    이 0보다 크고 상기 Z1이
    Figure 112009061599755-pat00322
    Z2 보다 작으면 상기
    Figure 112009061599755-pat00323
    을
    Figure 112009061599755-pat00324
    -
    Figure 112009061599755-pat00325
    (
    Figure 112009061599755-pat00326
    는 주파수 옵셋의 최대값)로 보정하고, 상기
    Figure 112009061599755-pat00327
    이 0보다 작고 상기 Z2이
    Figure 112009061599755-pat00328
    Z1 보다 작으면 상기
    Figure 112009061599755-pat00329
    을
    Figure 112009061599755-pat00330
    +
    Figure 112009061599755-pat00331
    로 보정하는 것을 특징으로 하는 주파수 동기화 장치.
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KR20070111673A (ko) * 2006-05-18 2007-11-22 삼성전자주식회사 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서 주파수 오프셋 추정 방법 및 장치

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