JP6324054B2

JP6324054B2 - 受信装置

Info

Publication number: JP6324054B2
Application number: JP2013261190A
Authority: JP
Inventors: 元吉　克幸; 克幸元吉
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2013-12-18
Filing date: 2013-12-18
Publication date: 2018-05-16
Anticipated expiration: 2033-12-18
Also published as: JP2015119317A

Description

本発明は、受信装置に関する。

従来、スペクトル拡散通信方式における受信装置では、受信信号の逆拡散処理速度を向上させるための並列化手法として、拡散系列を複数の部分系列に分割して部分相関を計算し、個々の部分相関の相関ピークタイミングを検出し、相関ピークタイミングにおける部分相関値の位相を求め、個々の部分相関値の位相を算出した相関ピークタイミングの位相で補償後に全ての部分相関値を加算することで、元の拡散系列長の逆拡散値を計算している。このような技術が、下記特許文献１において開示されている。

特開平８−８７８０号公報

しかしながら、上記従来の技術によれば、元の拡散系列よりも短い部分系列の相関ピークタイミングを検出する必要がある。そのため、受信信号対雑音電力比（ＳＮＲ）が低い場合には相関ピーク検出の誤差が大きくなり、元の拡散系列の逆拡散値を正しく求めることが困難である、という問題があった。

また、上記従来の技術によれば、部分相関値の位相値のみを補償しており、全ての部分相関値のタイミングを調整する処理を行っていない。そのため、受信装置が高速移動している等の理由で送受間伝搬距離の時間変動が早い場合には、部分相関間のタイミングがずれて逆拡散出力が低下し、受信品質が劣化することがある、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、拡散率の大きいスペクトル拡散通信方式または送信シンボルを繰返し送信する通信方式において、逆拡散長またはシンボル繰返し長の間に伝搬路が大きく変動する場合に高い受信品質での通信を実現可能な受信装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、スペクトル拡散信号を受信する受信装置であって、既知のパイロット信号から無線伝搬路の状態を推定し、指定された時間長毎にチャネル推定結果を出力するチャネル推定手段と、受信信号を前記時間長毎に逆拡散する逆拡散手段と、前記チャネル推定結果に基づいて、前記時間長毎に逆拡散後の受信信号の遅延時間および位相を補償する補償手段と、前記補償手段で補償された信号を、前記時間長単位で巡回加算する巡回加算手段と、前記巡回加算手段からの積分結果を用いて復調処理を行う復調手段と、前記時間長を指定し、また、前記時間長に基づいて前記巡回加算手段が前記復調手段へ前記積分結果を出力するタイミングを制御する制御手段と、を備え、前記逆拡散手段、前記補償手段、および前記巡回加算手段は、それぞれ、周波数領域で処理を行い、前記時間長を、送信信号のシンボル周期の長さ、または送信信号のシンボル周期の整数倍の長さとすることを特徴とする。

本発明によれば、拡散率の大きいスペクトル拡散通信方式または送信シンボルを繰返し送信する通信方式において、逆拡散長またはシンボル繰返し長の間に伝搬路が大きく変動する場合に高い受信品質での通信を実現できる、という効果を奏する。

図１は、実施の形態１の受信装置の構成例を示す図である。図２は、４シンボルを同相加算する場合の動作例を示す図である。図３は、実施の形態２の受信装置の構成例を示す図である。図４は、拡散符号長８チップの拡散符号を用いて１シンボルあたり３ｂｉｔの情報を伝送する場合における、送信ビット系列、拡散符号位相、相関ピークの関係を示す図である。図５は、４シンボル分の相関波形を、タイミングおよび位相を補償して同相加算する場合の動作例を示す図である。図６は、実施の形態３の受信装置の構成例を示す図である。

以下に、本発明にかかる受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本実施の形態にかかる受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態では、送信シンボルを一定の数だけ連続して繰返し送信し、受信側でシンボルを加算することで低Ｓ／Ｎ（Signal／Noise）回線での通信品質を改善する無線通信方式における受信装置について説明する。

受信装置は、受信アンテナ１と、ＲＦ（Radio Frequency）部２と、Ａ／Ｄ（Analog／Digital）変換部３と、チャネル推定部４と、可変遅延線５と、乗算部６と、加算部７と、積分部８と、復調部９と、制御部１０と、を備える。なお、受信装置では、可変遅延線５および乗算部６で補償手段を構成し、加算部７および積分部８で巡回加算手段を構成するものとする。

受信装置では、受信アンテナ１で受信した受信信号に対して、ＲＦ部２が、増幅処理、フィルタ処理、周波数変換処理によって、中間周波数（ＩＦ：Intermediate Frequency）信号または複素ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部３は、ＲＦ部２での変換後の信号を、量子化されたデジタル信号に変換する。

なお、以降の説明では、Ａ／Ｄ変換部３への入力信号が複素ベースバンド信号の場合の受信装置の構成を元に動作を説明する。ＲＦ部２の出力がＩＦ信号の場合については、Ａ／Ｄ変換部３の後段にデジタル信号処理による直交周波数変換部を設けて、直交周波数変換部がデジタルＩＦ信号を複素ベースバンド信号に変換した信号を、Ａ／Ｄ変換部３からの出力信号とみなせばよい。

Ａ／Ｄ変換部３は、量子化されたデジタル信号（Ａ／Ｄ変換部３の入力がＩＦ信号の場合は、上述のとおり、直交周波数変換部がＡ／Ｄ変換部３の出力をデジタル的に直交周波数変換して複素ベースバンドに変換した信号）を、チャネル推定部４および可変遅延線５へ出力する。

チャネル推定部４は、伝搬路の振幅および位相、ならびに受信タイミングを推定し、シンボルタイミング情報１１および位相・振幅補償値１２を出力する。一般に、伝搬路は時間変動するため、チャネル推定部４は、制御部１０から出力されるチャネル推定部制御情報１３によって指定された周期（時間長）で、シンボルタイミング情報１１および位相・振幅補償値１２を更新して出力する。なお、シンボルを繰返し送信する無線通信方式では、推定値の更新周期を送信信号のシンボル長に合わせるのが一般的であるが、シンボル長に比べて伝搬路の変動が十分遅い場合などには、更新周期を必ずしもシンボル周期と合わせなくてもよく、例えば、シンボル周期の整数倍としてもよい。

制御部１０では、受信装置で行う通信方式に基づいてチャネル推定部制御情報１３を出力するが、受信装置が移動する場合において、受信装置の移動速度の情報を入力し、移動速度の情報を用いてチャネル推定部制御情報１３を生成して出力してもよい。

また、チャネル推定部４において、チャネル推定は、受信信号に含まれる既知パターン（一般に、パイロット信号、プリアンブル等と呼称されるもの）を用いて行うことが一般的である。既知パターンは、データを伝送する信号に対して時間多重、符号多重されており、チャネル推定部４では、これらの既知パターンを抜き出してチャネル推定値を計算する。

チャネル推定部４におけるチャネル推定値の更新方法は、更新周期内に含まれる既知パターンのみを用いて、更新周期毎にチャネル推定値を個別に計算する方式でもよいが、チャネル推定値の精度を向上させるため、当該更新周期の前後数シンボルのチャネル推定値を重み付け加算すること、または忘却係数付き巡回加算等を行ってもよい。

可変遅延線５は、チャネル推定部４から出力されたシンボルタイミング情報１１に従い、Ａ／Ｄ変換部３からの出力の遅延時間を調整する。この処理によって、受信装置では、伝搬遅延時間の変動による受信タイミングの変動に対して、シンボル毎の伝搬遅延時間が補償され、後段にて連続する複数のシンボルを同一タイミングで加算することができる。

乗算部６は、チャネル推定部４から出力された位相・振幅補償値１２を、可変遅延線５からの出力に複素乗算する。この処理によって、受信装置では、可変遅延線５から出力される信号について、伝搬路の変動による位相変動に対して、シンボル毎の位相がチャネル推定の精度で揃うことになり、後段での同相加算が可能となる。また、振幅の補償値は、チャネル推定部４にて推定したシンボル毎の信号対雑音電力値、あるいは信号対雑音・干渉電力値等の通信品質を示す値に応じて重み付けする値としてもよい。乗算部６では、加算対象の複数シンボル区間内で雑音および干渉電力が一定であり、かつ、これらが加法性白色ガウス雑音とみなせる場合には、複素数のチャネル推定値の複素共役を複素乗算すればよい。

また、乗算部６では、加算対象の複数シンボル区間で伝搬路の振幅が一定値とみなせる場合、また、補償処理を簡略化したい場合には、位相のみの補償としてもよい。

また、乗算部６では、後段でシンボルを加算する際にコヒーレント加算ではなく電力加算、絶対値加算等を行う場合には、位相・振幅補償値１２を乗算する代わりに、可変遅延線５からの出力の電力値、絶対値を求めてもよい。

乗算部６は、複素乗算後の信号を、積分部８と共に巡回加算手段を構成する加算部７へ出力する。連続する４シンボル｛Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４｝を前述の時間長単位で加算する場合を例に説明すると、最初のシンボルＳ１が入力される場合には、加算部７では、２入力のうち積分部８と接続されている側の入力信号はゼロとなる。その結果、加算部７からはシンボルＳ１がそのまま出力され、積分部８に保存される。次に、２番目のシンボルＳ２が入力される場合には、加算部７では、２入力のうち乗算部６と接続されている側にはシンボルＳ２が、積分部８と接続されている側には積分部８の値、すなわち、シンボルＳ１が入力される。その結果、加算部７からはシンボル加算値Ｓ１＋Ｓ２が出力され、これが積分部８に入力される。

この動作を４番目のシンボルＳ４まで繰り返すと、最終的に積分部８には、４シンボル分のシンボル加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４が保存される。積分部８では、４シンボル分のシンボル加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４が蓄積された時点で、制御部１０から出力される時間長単位に基づく積分部制御情報１４に従い、保存値を復調部９に出力するとともにゼロクリアする。

制御部１０では、チャネル推定部制御情報１３と同様、受信装置で行う通信方式に基づいて積分部制御情報１４を出力するが、受信装置が移動する場合において、受信装置の移動速度の情報を入力し、移動速度の情報を用いて積分部制御情報１４を生成して出力してもよい。

復調部９は、積分部８から出力された４シンボル分のシンボル加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４を用いて復調処理を行う。

本実施の形態にかかる受信装置におけるタイミング補償および位相・振幅補償の動作を、図２を用いて詳細に説明する。図２は、４シンボルを同相加算する場合の動作例を示す図である。図２において、それぞれ、チャネル推定値１５−１〜１５−４、データシンボル１６−１〜１６−４、補償済シンボル１７−１〜１７−４を示す。枝番−１〜−４は、連続する４シンボルを区別するもので、時刻順のシンボル番号である。なお、本実施の形態にかかる受信装置については、４シンボル繰返し送信に限定されるものではなく、どのようなシンボル数でも適用可能である。ここでは説明を簡単にするため、４シンボルの例を用いた説明を行う。

図２において、受信装置では、チャネル推定部４は、チャネル推定値１５−１〜１５−４をシンボル周期単位で更新する。図２では、振幅および位相をＩＱ平面で図示すると共に、シンボル毎のタイミングを時刻の軸で表現している。図２の例では、最初のシンボルではチャネル推定値１５−１はＩ軸上にあり、以降のシンボルでチャネル推定値の位相がＱ軸側に回っていく共に、シンボルタイミングが徐々に遅れていく。

受信装置では、データシンボル１６−１〜１６−４に対して、シンボル単位で可変遅延線５が遅延補償を行い、乗算部６で位相・振幅補償を行って、補償済シンボル１７−１〜１７−４に変換する。

なお、タイミングを補償する動作の説明を容易にする目的で、ここではデータシンボル１６−１〜１６−４はシンボルタイミングが変動しない場合を示している。図２に示すように、２番目から４番目の補償済シンボル１７−２〜１７−４は、シンボルタイミングが補償された結果として、そのシンボル区間内に後続のシンボルの信号成分が含まれている。加算部７および積分部８では、これらの４シンボルを前述の動作に従って加算し、復調部９に出力する。

ここまでの受信装置の動作の説明は、送信シンボルがスペクトル拡散されない場合に関するものであるが、本実施の形態にかかる受信装置は、シンボルがスペクトル拡散されている場合にも適用可能である。この場合、可変遅延線５では、内部で、チャネル推定部４で指定されたタイミングでシンボル単位の逆拡散を行い、その結果を乗算部６に出力する。また、可変遅延線５では、内部の逆拡散処理でレイク合成を行ってもよい。また、図２に示す４シンボルがスペクトラム拡散の１シンボルを表現していると考えてもよく、その場合には、受信装置では、１シンボルを４分割して部分相関を計算し、振幅・位相に加えてタイミングを補償した上でシンボル全体の相関値を計算していることと同じである。

なお、スペクトル拡散の場合は、拡散系列は繰り返されるシンボル間で同じ系列を用いてもよいし、シンボル毎に異なるものを用いてもよい。いずれにおいても、受信装置側で適切な拡散符号を用いることで、復調処理は可能となる。

また、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）のように符号多重された複数の信号を同時に復調する必要がある場合、受信装置では、逆拡散機能を持つ可変遅延線５から復調部９までの構成を、多重信号数分並列に持ってもよいし、多重信号数より少ない構成本数であっても、信号に対応する拡散符号を変えながら時分割処理してもよい。

また、本実施の形態にかかる受信装置では、図１において受信アンテナ１が１本の場合の構成例を示したが、これに限定するものではなく、複数本の受信アンテナを用いた構成にも適用可能である。

以上説明したように、本実施の形態では、受信装置は、拡散率の大きいスペクトル拡散通信方式または送信シンボルを繰返し送信する通信方式において、位相および振幅に加えて、伝搬路長変動に伴うタイミング変動をも補償した上で部分相関値の積算あるいはシンボル加算を行うこととした。これにより、逆拡散長またはシンボル繰返し長の間に伝搬路が大きく変動する場合であっても、高品質な受信を実現することができる。

実施の形態２．
図３は、本実施の形態にかかる受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態では、ＣＳＫ（Code Shift Keying）信号を連続して複数シンボル繰返し送信し、受信側でシンボル加算を行う場合の受信装置について説明する。

受信装置は、受信アンテナ２１と、ＲＦ部２２と、Ａ／Ｄ変換部２３と、逆拡散部２４，２５と、チャネル推定部２６と、巡回シフト部２７と、乗算部２８と、加算部２９と、積分部３０と、復調部３１と、制御部３２と、を備える。なお、受信装置では、巡回シフト部２７および乗算部２８で補償手段を構成し、加算部２９および積分部３０で巡回加算手段を構成するものとする。

図３に示す受信装置の動作を説明する前に、本実施の形態にて対象としているＣＳＫについて、図４を用いて説明する。ＣＳＫは、スペクトル拡散通信方式の一種で、拡散符号の符号位相に情報を乗せる方式である。図４は、拡散符号長８チップの拡散符号を用いて１シンボルあたり３ｂｉｔの情報を伝送する場合における、送信ビット系列、拡散符号位相、相関ピークの関係を示す図である。送信ビット系列０００（二進数表現）のときの拡散符号を基準に取ると、送信ビット系列の値によって拡散符号位相が異なる。例えば、送信ビット系列００１（二進数表現）を送信する場合は、元の拡散符号を右方向に１チップ巡回シフトした拡散符号系列を用いて拡散変調を行う。同様に、０１０では２チップ巡回シフト、０１１では３チップ巡回シフトといったように、送信ビット系列の値に応じて巡回シフト量を変える。なお、図４では符号長８チップの拡散符号の全ての符号位相状態に対して送信ビット系列を割り当てる場合の例を示したが、情報を割り当てる符号位相は取り得る符号位相状態以下であればよく、全てを使用しなくてもよい。

図４において、巡回シフトした拡散符号系列に対して、受信側で基準となる拡散符号系列のタイミングを基準にスライディング相関を行うと、図４の右側に示すように、受信信号の相関ピークは送信ビット系列の値に応じてピークタイミングがシフトした状態となる。受信側（受信装置）で基準タイミングがあらかじめわかっていれば、相関ピークの位置から元の送信ビット系列を推定できる。このように、ＣＳＫでは、受信信号の相関ピークの位置から送信ビット系列を推定できる。

拡散率が大きく、逆拡散後の相関ピークのサイドローブが動作Ｓ／Ｎにおける雑音レベルより低くなる場合、ＣＳＫはＭ進直交符号伝送と同等とみなせる。Ｍ進直交符号伝送は、多値数Ｍが大きい程、より低い所要Ｅｂ／Ｎ０で回線が成立するため、低Ｓ／Ｎで通信を行いたい場合に有効な方式である。一方、Ｍ進直交符号伝送は、ビットレートが同じであれば、多値数Ｍを大きくするほどシンボル長が長くなるため、伝送路変動に弱くなる。シンボル長を短くしてシンボル繰返し送信によりビットレートを等価的に低くする場合であっても、シンボル間で伝送路が変動するとシンボル加算によるＳ／Ｎ改善効果が低減する。そのため、シンボル間の位相、振幅、タイミングを補償しつつシンボル加算する方法が有効である。

図３に戻って、本実施の形態の受信装置の動作について説明する。受信装置では、受信アンテナ２１で受信した受信信号に対して、ＲＦ部２２が、増幅処理、フィルタ処理、周波数変換処理によって、中間周波数（ＩＦ）信号または複素ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部２３は、ＲＦ部２２での変換後の信号を、量子化されたデジタル信号に変換する。

なお、以降の説明では、Ａ／Ｄ変換部２３への入力信号が複素ベースバンド信号の場合の受信装置の構成を元に動作を説明する。ＲＦ部２２の出力がＩＦ信号の場合については、Ａ／Ｄ変換部２３の後段にデジタル信号処理による直交周波数変換部を設けて、直交周波数変換部がデジタルＩＦ信号を複素ベースバンド信号に変換した信号を、Ａ／Ｄ変換部２３からの出力信号とみなせばよい。

Ａ／Ｄ変換部２３は、量子化されたデジタル信号（Ａ／Ｄ変換部２３の入力がＩＦ信号の場合は、上述のとおり、直交周波数変換部がＡ／Ｄ変換部２３の出力をデジタル的に直交周波数変換して複素ベースバンドに変換した信号）を、逆拡散部２４および逆拡散部２５へ出力する。

逆拡散部２４は、伝搬路を推定するために既知のパイロット信号に対応した拡散符号で逆拡散を行い、チャネル推定部２６へ相関波形を出力する。

逆拡散部２５は、送信データ系列を運ぶデータ信号に対応した拡散符号で逆拡散を行い、巡回シフト部２７へ相関波形を出力する。逆拡散部２５では、後述するチャネル推定部２６が制御部３２から指定された周期（時間長）と同じ周期（時間長）で、逆拡散を行う。逆拡散部２５は、図３では明示していないが、指定された周期（時間長）の情報を、制御部３２から取得してもよく、チャネル推定部２６経由で取得してもよく、取得方法は限定しない。

チャネル推定部２６は、逆拡散部２４におけるパイロット信号の逆拡散出力から、伝搬路の振幅および位相、ならびに受信タイミングを推定し、シンボルタイミング情報３３および位相・振幅補償値３４を出力する。一般に、伝搬路は時間変動するため、チャネル推定部２６は、制御部３２から出力されるチャネル推定部制御情報３５によって指定された周期（時間長）で、シンボルタイミング情報３３および位相・振幅補償値３４を更新して出力する。なお、実施の形態１と同様、シンボルを繰返し送信する無線通信方式では、推定値の更新周期を送信信号のシンボル長に合わせるのが一般的であるが、シンボル長に比べて伝搬路の変動が十分遅い場合などには、更新周期を必ずしもシンボル周期と合わせなくてもよく、例えば、シンボル周期の整数倍としてもよい。

制御部３２では、受信装置で行う通信方式に基づいてチャネル推定部制御情報３５を出力するが、受信装置が移動する場合において、受信装置の移動速度の情報を入力し、移動速度の情報を用いてチャネル推定部制御情報３５を生成して出力してもよい。

また、チャネル推定部２６においてチャネル推定は、受信信号に含まれる既知パターン（一般に、パイロット信号、プリアンブル等と呼称されるもの）を用いて行なうことが一般的である。既知パターンは、データを伝送する信号に対して時間多重、符号多重されており、チャネル推定部２６では、これらの既知パターンを抜き出してチャネル推定値を計算する。

チャネル推定部２６におけるチャネル推定値の更新方法は、更新周期内に含まれる既知パターンのみを用いて、更新周期毎にチャネル推定値を個別に計算する方式でもよいが、チャネル推定値の精度を向上させるため、当該更新周期の前後数シンボルのチャネル推定値を重み付け加算すること、または忘却係数付き巡回加算等を行ってもよい。

巡回シフト部２７は、逆拡散部２５から出力される相関出力を、シンボルタイミング情報３３で指示される値に応じて巡回シフトする。この処理によって、受信装置では、伝搬遅延時間の変動による受信タイミングの変動に対して、シンボル毎の伝搬遅延時間が補償され、後段にて連続する複数のシンボルの逆拡散出力（相関波形）を同一タイミングで加算することができる。

このような巡回シフトは、例えば、巡回シフト部２７において、逆拡散部２５から出力される１シンボル分の相関波形をメモリに一旦書き込み、再び読み出す時に読み出しアドレスを制御する方法などによって実現できる。

乗算部２８は、チャネル推定部２６から出力された位相・振幅補償値３４を、巡回シフト部２７からの出力に複素乗算する。この処理によって、受信装置では、巡回シフト部２７から出力される相関波形について、伝搬路の変動による位相変動に対して、シンボル毎の位相がチャネル推定の精度で揃うことになり、後段での同相加算が可能となる。また、振幅の補償値は、チャネル推定部２６にて推定したシンボル毎の信号対雑音電力値、あるいは信号対雑音・干渉電力値等の通信品質を示す値に応じて重み付けする値としてもよい。乗算部２８は、加算対象の複数シンボル区間内で雑音および干渉電力が一定であり、かつ、これらが加法性白色ガウス雑音とみなせる場合には、複素数のチャネル推定値の複素共役を複素乗算すればよい。

また、乗算部２８では、加算対象の複数シンボル区間で伝搬路の振幅が一定値とみなせる場合、また、補償処理を簡略化したい場合には、位相のみの補償としてもよい。

また、乗算部２８では、後段でシンボルを加算する際にコヒーレント加算ではなく電力加算、絶対値加算等を行う場合には、位相・振幅補償値３４を乗算する代わりに、巡回シフト部２７からの出力の電力値、絶対値を求めてもよい。

乗算部２８は、複素乗算後の信号を、積分部３０と共に巡回加算手段を構成する加算部２９へ出力する。連続する４シンボル分の相関波形｛Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４｝を前述の時間長単位で加算する場合を例に説明すると、最初のシンボルの相関波形Ｓ１が入力される場合には、加算部２９では、２入力のうち積分部３０と接続されている側の入力信号はゼロとなる。その結果、加算部２９からは相関波形Ｓ１がそのまま出力され、積分部３０に保存される。次に、２番目のシンボルの相関波形Ｓ２が入力される場合には、加算部３０では、２入力のうち乗算部２８と接続されている側には相関波形Ｓ２が、積分部３０と接続されている側には積分部３０の値、すなわち、相関波形Ｓ１が入力される。その結果、加算部３０からは相関波形加算値Ｓ１＋Ｓ２が出力され、これが積分部３０に入力される。なお、各シンボルの相関波形は、実施の形態１におけるシンボルとは異なるが、説明を容易にするため、ここでは、実施の形態１と同様に「Ｓ１」等の符号を用いる。

この動作を４番目のシンボルの相関波形Ｓ４まで繰り返すと、最終的に積分部３０には、４シンボル分の相関波形加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４が保存される。積分部３０では、４シンボル分の相関波形加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４が蓄積された時点で、制御部３２から出力される時間長単位に基づく積分部制御情報３６に従い、保存値を復調部３１に出力するとともにゼロクリアする。

制御部３２では、チャネル推定部制御情報３５と同様、受信装置で行う通信方式に基づいて積分部制御情報３６を出力するが、受信装置が移動する場合において、受信装置の移動速度の情報を入力し、移動速度の情報を用いて積分部制御情報３６を生成して出力してもよい。

復調部３１は、積分部３０から出力された４シンボル分の相関波形加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４を用いて復調処理を行う。

本実施の形態にかかる受信装置におけるタイミング補償および位相・振幅補償の動作を、図５を用いて詳細に説明する。図５は、４シンボル分の相関波形を、タイミングおよび位相を補償して同相加算する場合の動作例を示す図である。図５において、それぞれ、データシンボル３７−１〜３７−４、逆拡散出力３８−１〜３８−４、巡回シフト出力３９−１〜３９−４、位相補償出力４０−１〜４０−４、積分出力４０を示す。枝番−１〜−４は、連続する４シンボルを区別するもので、時刻順のシンボル番号である。なお、本実施の形態にかかる受信装置については、４シンボル繰返し送信に限定されるものではなく、どのようなシンボル数でも適用可能である。ここでは説明を簡単にするため、４シンボルの例を用いた説明を行う。

図５において、受信装置では、逆拡散部２５によるデータシンボル３７−１〜３７−４の逆拡散出力３８−１〜３８−４は、スライディング相関等によって求められた相関波形であり、相関ピークタイミングに送信情報が乗っている。ここでは、４シンボル連続で同じ送信ビット系列を送っており、ＣＳＫにおける符号位相巡回シフトの規則は４シンボルにわたって同じ場合を示している。シンボル間で伝搬路長の変動が無ければ相関ピークタイミングの位置はシンボル境界に対して同じタイミングとなるはずだが、図５では伝搬路長が時変する状況を示しているため、シンボル毎にピークタイミングが少しずつずれている。なお、ここでは、図の説明をわかりやすくするため、逆拡散出力３８−１〜３８−４において相関ピークが明らかに判別可能な表現としているが、実際には、シンボル加算前のＳ／Ｎは低いため、必ずしも相関ピークが判別できない。

受信装置では、逆拡散部２５からの逆拡散出力３８−１〜３８−４のタイミングを揃えるため、逆拡散部２４およびチャネル推定部２６において別途パイロット信号から求めた伝搬タイミングに応じて、巡回シフト部２７が巡回シフトを行う。その後、乗算部２８で位相を補償し、４シンボルの相関ピークタイミングを揃えて、加算部２９および積分部３０において同相加算によるシンボル積分を行う。復調部３１では、シンボル積分された相関波形のピーク位置を検出し、これをパイロットから求めた基準タイミングと比較して符号位相シフト量を求め、送信ビット系列を推定する。

また、ＣＤＭＡのように符号多重された複数の信号を同時に復調する必要がある場合、受信装置では、逆拡散機能を持つ逆拡散部２４，２５から復調部３１までの構成を、多重信号数分並列に持ってもよいし、多重信号数より少ない構成本数であっても、信号に対応する拡散符号を変えながら時分割処理してもよい。パイロット信号が共通の場合は、逆拡散部２４の系は複数準備する必要は無い。

また、本実施の形態にかかる受信装置では、図３において受信アンテナ２１が１本の場合の構成例を示したが、これに限定するものではなく、複数本の受信アンテナを用いた構成にも適用可能である。

なお、上記の説明では明示しなかったが、シンボルを繰返し送信する場合に、繰り返されるシンボルにおける拡散系列は、同じものを用いてもよいし、シンボル毎に異なるものを用いてもよい。いずれにおいても、受信側で適切な拡散符号を用いることで、復調処理は可能となる。

以上説明したように、本実施の形態では、受信装置は、シンボル繰返しを適用するＣＳＫ通信方式において、位相および振幅に加えて、伝搬路長変動に伴うタイミング変動をも補償した上で部分相関値の積算あるいはシンボル加算を行うこととした。これにより、逆拡散長またはシンボル繰返し長の間に伝搬路が大きく変動する場合であっても、高品質な受信を実現することができる。

実施の形態３．
図６は、本実施の形態にかかる受信装置の構成例を示す図である。本実施の形態では、ＣＳＫ信号を連続して複数シンボル繰返し送信し、受信側でシンボル加算を行う場合に、逆拡散処理を周波数領域で行う受信装置について説明する。拡散率の大きいＣＳＫ信号の場合、周波数領域の信号処理によって演算規模が削減されるため、受信装置の小型化、低消費電力化が実現可能となる。

受信装置は、受信アンテナ４１と、ＲＦ部４２と、Ａ／Ｄ変換部４３と、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）部４４と、干渉測定部４５と、干渉除去部４６と、ＦＦＴ部４８と、乗算部４９と、ＦＦＴ部５１と、乗算部５２と、ＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）部５３と、チャネル推定部５４と、ＦＦＴ部５５と、ウエイト計算部５６と、乗算部５７と、加算部５８と、積分部５９と、ＩＦＦＴ部６０と、復調部６１と、制御部６２と、を備える。なお、受信装置では、乗算部５７で補償手段を構成し、加算部５８および積分部５９で巡回加算手段を構成し、干渉測定部４５および干渉除去部４６で干渉処理手段を構成するものとする。

受信装置では、受信アンテナ４１で受信した受信信号に対して、ＲＦ部４２が、増幅処理、フィルタ処理、周波数変換処理によって、中間周波数（ＩＦ）信号または複素ベースバンド信号に変換する。Ａ／Ｄ変換部４３は、ＲＦ部４２での変換後の信号を、量子化されたデジタル信号に変換する。

なお、以降の説明では、Ａ／Ｄ変換部４３への入力信号が複素ベースバンド信号の場合の受信装置の構成を元に動作を説明する。ＲＦ部４２の出力がＩＦ信号の場合については、Ａ／Ｄ変換部４３の後段にデジタル信号処理による直交周波数変換部を設けて、直交周波数変換部がデジタルＩＦ信号を複素ベースバンド信号に変換した信号を、Ａ／Ｄ変換部４３からの出力信号とみなせばよい。

Ａ／Ｄ変換部４３は、量子化されたデジタル信号（Ａ／Ｄ変換部４３の入力がＩＦ信号の場合は、上述のとおり、直交周波数変換部がＡ／Ｄ変換部４３の出力をデジタル的に直交周波数変換して複素ベースバンドに変換した信号）を、ＦＦＴ部４４へ出力する。

ＦＦＴ部４４は、Ａ／Ｄ変換部４３から入力された量子化されたデジタル信号を、離散フーリエ変換により周波数領域の信号に変換する。

受信信号が拡散率の大きなスペクトル拡散信号の場合、受信品質に影響を与える程の強い狭帯域干渉は、受信信号を離散フーリエ変換することで容易に検出可能である。干渉測定部４５は、そのような狭帯域干渉を検出し、干渉除去部４６が、干渉成分の除去または抑圧を行う。

干渉測定部４５では、干渉の測定として、例えば、制御部６２からの指示により、図６において図示しないしきい値係数を用いて、計算した受信信号の平均電力にしきい値係数を乗算した値よりも振幅が大きい周波数成分を検出するなどの方法を用いればよい。

干渉除去部４６では、干渉を除去・低減する方法として、干渉が検出された周波数成分を「０」またはその他の固定値で置換する方法、また、制御部６２から指定された係数を干渉が検出された周波数成分に乗算するといった方法を用いてもよい。

なお、このような干渉への対処が不要な場合は、干渉測定部４５および干渉除去部４６は受信装置の構成から省いてもよい。

干渉除去部４６は、干渉を除去した周波数領域の信号を乗算部４９，５２へ出力する。

乗算部４９では、干渉除去部４６からの受信信号と、パイロット信号の拡散符号４７をＦＦＴ部４８で周波数領域表現に変換した信号とを乗算し、ＩＦＦＴ部５３へ出力する。この一連の処理は、受信信号に対してパイロットの拡散符号でスライディング相関を行うことと同じである。

同様に、乗算部５２では、干渉除去部４６からの受信信号と、データ信号の拡散符号５０をＦＦＴ部５１で周波数領域表現に変換した信号とを乗算し、乗算部５７へ出力する。乗算部５２からの出力は、乗算部５７においての一方の入力となる。

なお、受信信号と周波数領域で乗算される拡散符号は、あらかじめ離散フーリエ変換したものを保持しておいてもよいし、図６のように逐一離散フーリエ変換を行ってもよく、実装の容易性等を考慮して最適な方法を用いればよい。

パイロット側のＩＦＦＴ部５３は、乗算部４９からの出力に対して、逆離散フーリエ変換により時間領域表現に変換し、チャネル推定部５４へ出力する。

チャネル推定部５４は、ＩＦＦＴ部５３で変換された時間領域表現の信号に対して、推定精度改善のための重み付き移動平均処理等を用いて伝搬路推定値を周期的に算出する。チャネル推定部５４における推定値の算出周期制御、推定精度改善のための平均化時間等の制御は、制御部６２がチャネル推定部制御情報６３を介して制御する。チャネル推定部５４は、制御部６２から出力されるチャネル推定部制御情報６３によって指定された周期（時間長）で、伝搬路推定値を更新して出力する。なお、実施の形態１と同様、シンボルを繰返し送信する無線通信方式では、推定値の更新周期を送信信号のシンボル長に合わせるのが一般的であるが、シンボル長に比べて伝搬路の変動が十分遅い場合などには、更新周期を必ずしもシンボル周期と合わせなくてもよく、例えば、シンボル周期の整数倍としてもよい。

制御部６２では、受信装置で行う通信方式に基づいてチャネル推定部制御情報６３を出力するが、受信装置が移動する場合において、受信装置の移動速度の情報を入力し、移動速度の情報を用いてチャネル推定部制御情報６３を生成して出力してもよい。

ＦＦＴ部５５は、チャネル推定部５４での伝搬路推定値を再び周波数領域表現に変換し、ウエイト計算部５６へ出力する。

ウエイト計算部５６は、ＦＦＴ部５５で変換された周波数領域表現の信号に対して、タイミングおよび位相・振幅の補償値を計算する。ウエイト計算部５６における出力更新周期、計算方法等の制御は、制御部６２が時間長単位に基づくウエイト計算部制御情報６４を介して制御する。

制御部６２では、受信装置で行う通信方式に基づいてウエイト計算部制御情報６４を出力するが、受信装置が移動する場合において、受信装置の移動速度の情報を入力し、移動速度の情報を用いてウエイト計算部制御情報６４を生成して出力してもよい。

乗算部５７では、ウエイト計算部５６から出力される補償値と、乗算部５２からの出力とを乗算する。この処理によって、周波数領域で受信信号のタイミングと位相・振幅が一括で補償される。すなわち、実施の形態１，２と同様に、受信装置では、伝搬遅延時間の変動による受信タイミングの変動に対して、シンボル毎の伝搬遅延時間が補償され、また、伝搬路の変動による位相変動に対して、シンボル毎の位相がチャネル推定の精度で揃うことになり、後段での同相加算が可能となる。

乗算部５７は、乗算後の信号を、積分部５９と共に巡回加算手段を構成する加算部５８へ出力する。連続する４シンボル分の信号｛Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４｝を前述の時間長単位で加算する場合を例に説明すると、最初のシンボルの信号Ｓ１が入力される場合には、加算部５８では、２入力のうち積分部５９と接続されている側の入力信号はゼロとなる。その結果、加算部５８からは信号Ｓ１がそのまま出力され、積分部５９に保存される。次に、２番目のシンボルの信号Ｓ２が入力される場合には、加算部５８では、２入力のうち乗算部５７と接続されている側にはシンボルの信号Ｓ２が、積分部５９と接続されている側には積分部５９の値、すなわち、信号Ｓ１が入力される。その結果、加算部５８からは信号加算値Ｓ１＋Ｓ２が出力され、これが積分部５９に入力される。なお、各シンボルの信号は、実施の形態１におけるシンボルとは異なるが、説明を容易にするため、ここでは、実施の形態１と同様に「Ｓ１」等の符号を用いる。

この動作を４番目のシンボルの信号Ｓ４まで繰り返すと、最終的に積分部５９には、４シンボル分の信号加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４が保存される。積分部５９では、４シンボル分の信号加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４が蓄積された時点で、制御部６２から出力される時間長単位に基づく積分部制御情報６５に従い、保存値をＩＦＦＴ部６０に出力するとともにゼロクリアする。

制御部６２では、受信装置で行う通信方式に基づいて積分部制御情報６５を出力するが、受信装置が移動する場合において、受信装置の移動速度の情報を入力し、移動速度の情報を用いて積分部制御情報６５を生成して出力してもよい。

ＩＦＦＴ部６０は、積分部５９から出力された保存値（信号加算値Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３＋Ｓ４）を時間領域信号に変換し、復調部６１へ出力する。

復調部６１は、４シンボル分加算された時間領域の相関波形を用いて復調処理を行う。

なお、本実施の形態にかかる受信装置は、４シンボル繰返し送信に限定されるものではなく、どのようなシンボル数でも適用可能である。

また、本実施の形態にかかる受信装置では、図６において受信アンテナ４１が１本の場合の構成例を示したが、これに限定するものではなく、複数本の受信アンテナを用いた構成にも適用可能である。

また、受信装置では、図６において、ＦＦＴ部およびＩＦＦＴ部が複数存在しているが、実装においては、時分割処理による共用化により個数を減らしてもよい。

また、ＣＤＭＡのように符号多重された複数の信号を同時に復調する必要がある場合、受信装置では、逆拡散処理を行う乗算部４９,５２から復調部６１までの構成を、多重信号数分並列に持ってもよいし、多重信号数より少ない構成本数であっても、信号に対応する拡散符号を変えながら時分割処理してもよい。パイロット信号が共通の場合は、乗算部４９の系は複数準備する必要は無い。

また、受信装置では、図６において、周波数領域での逆拡散処理にあたって、拡散符号４７，５０をＦＦＴ部４８，５１で離散フーリエ変換する構成となっているが、これに限定するものではなく、ＦＦＴ部４８，５１の出力をあらかじめ計算しておき、受信装置内部のメモリに保存しておいてもよい。

以上説明したように、本実施の形態では、受信装置は、シンボル繰返しを適用するＣＳＫ通信方式において、位相および振幅に加えて、伝搬路長変動に伴うタイミング変動を周波数領域にて補償した上で部分相関値の積算あるいはシンボル加算を行うこととした。これにより、逆拡散長またはシンボル繰返し長の間に伝搬路が大きく変動する場合であっても、高品質な受信を実現することができ、さらに、受信装置を小型化・低消費電力化できる効果を有する。

さらに、本実施の形態にかかる受信装置では、干渉信号を除去ないし抑圧できるので、実施の形態２にかかる受信装置による効果に加えて、干渉に強い高品質な受信を実現できる効果を有する。

以上のように、本発明にかかる受信装置は、無線通信に有用であり、特に、送信側との間の伝搬路が変動する場合に適している。

１，２１，４１受信アンテナ、２，２２，４２ＲＦ部、３，２３，４３Ａ／Ｄ変換部、４，２６，５４チャネル推定部、５可変遅延線、６，２８，４９，５２，５７乗算部、７，２９，５８加算部、８，３０，５９積分部、９，３１，６１復調部、１０，３２，６２制御部、２４，２５逆拡散部、２７巡回シフト部、４４，４８，５１，５５ＦＦＴ部、４５干渉測定部、４６干渉除去部、５３，６０ＩＦＦＴ部、５６ウエイト計算部。

Claims

スペクトル拡散信号を受信する受信装置であって、
既知のパイロット信号から無線伝搬路の状態を推定し、指定された時間長毎にチャネル推定結果を出力するチャネル推定手段と、
受信信号を前記時間長毎に逆拡散する逆拡散手段と、
前記チャネル推定結果に基づいて、前記時間長毎に逆拡散後の受信信号の遅延時間および位相を補償する補償手段と、
前記補償手段で補償された信号を、前記時間長単位で巡回加算する巡回加算手段と、
前記巡回加算手段からの積分結果を用いて復調処理を行う復調手段と、
前記時間長を指定し、また、前記時間長に基づいて前記巡回加算手段が前記復調手段へ前記積分結果を出力するタイミングを制御する制御手段と、
を備え、
前記逆拡散手段、前記補償手段、および前記巡回加算手段は、それぞれ、周波数領域で処理を行い、
前記時間長を、送信信号のシンボル周期の長さ、または送信信号のシンボル周期の整数倍の長さとする、
ことを特徴とする受信装置。
前記補償手段は、伝搬遅延時間の変動による受信信号の受信タイミング変動を前記時間長毎に補償する、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記補償手段は、伝搬路の変動による受信信号の位相変動を前記時間長毎に補償する、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
前記補償手段は、前記受信信号の振幅値に対して、前記チャネル推定結果に応じた重み付け係数を乗算する、
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
スペクトル拡散信号を受信する受信装置であって、
既知のパイロット信号から無線伝搬路の状態を推定し、指定された時間長毎にチャネル推定結果を出力するチャネル推定手段と、
受信信号を前記時間長毎に逆拡散する逆拡散手段と、
前記チャネル推定結果に基づいて、前記時間長毎に逆拡散後の受信信号の遅延時間および位相を補償する補償手段と、
前記補償手段で補償された信号を、前記時間長単位で巡回加算する巡回加算手段と、
前記巡回加算手段からの積分結果を用いて復調処理を行う復調手段と、
前記時間長を指定し、また、前記時間長に基づいて前記巡回加算手段が前記復調手段へ前記積分結果を出力するタイミングを制御する制御手段と、
を備え、
前記補償手段は、伝搬遅延時間の変動による受信信号の受信タイミング変動の補償を、前記時間長内で、前記受信信号、または、前記受信信号が変換された信号を巡回シフトした信号を用いて行い、
前記時間長を、送信信号のシンボル周期の長さ、または送信信号のシンボル周期の整数倍の長さとする、
ことを特徴とする受信装置。
さらに、
前記受信信号を周波数領域に変換した信号から干渉を検出し、干渉を検出した周波数成分に対して干渉を低減する係数を乗算する干渉処理手段、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
さらに、
前記受信信号を周波数領域に変換した信号から干渉を検出し、干渉を検出した周波数成分を固定値で置換する干渉処理手段、
を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。