KR100839473B1 - 플라즈마 표시 장치 및 그 전원 장치 - Google Patents

플라즈마 표시 장치 및 그 전원 장치 Download PDF

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Abstract

플라즈마 표시 장치에서 전원 장치는 한 프레임을 이루는 복수의 서브필드 각각의 발광 면적 정보로부터 복수의 방전 셀을 구동하는 구동부로 공급할 출력 전류를 예측한다. 그리고 전원 장치는 예측된 출력 전류로부터 출력 전압을 조절하여 구동부의 구동 전압으로 출력한다. 이렇게 하면, 출력 전류를 센싱하기 위한 별도의 회로가 필요치 않게 된다.
PDP, 컨버터, 출력 전류, 출력 전압, 시비율

Description

플라즈마 표시 장치 및 그 전원 장치{PLASMA DISPLAY AND POWER DEVICE THEREOF}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 플라즈마 표시 장치를 나타내는 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 파형을 나타내는 도면이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 전원부를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 4는 도 3에 도시된 DC-DC 컨버터로 비대칭 하프 브리지 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 5는 도 3에 도시된 피드백 제어부의 동작을 나타낸 흐름도이다.
도 6a 및 도 6b는 각각 연속 전류 모드와 불연속 전류 모드를 나타낸 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 주사 전극 및 유지 전극 구동부를 개략적으로 나타낸 도면다.
도 8은 유지 기간에서 도 7에 도시된 스위치의 신호 타이밍도이다.
도 9는 도 3에 도시된 출력 전류 예측부의 개략적인 블록이다.
도 10은 도 9에 도시된 위치 계산부의 세부적인 구성도이다.
도 11은 도 9에 도시된 출력 전류 예측부의 동작 과정을 나타낸 도면이다.
도 12는 도 9에 도시된 출력 전류 예측부에서 생성한 디지털 방전 전류를 나타낸 도면이다.
<도면의 주요부분에 대한 부호의 설명>
200: 제어부 400: 주사 전극 구동부
500: 유지 전극 구동부 600: 전원부
610: DC-DC 컨버터 620: 피드백 제어부
622: 피드백 전압 결정부 624: 출력 전류 예측부
624-1: 최대값 예측부 624-2, 624-3: 위치 계산부
624-4, 624-5: 디지털 방전 전류 생성부 624-6, 624-7: 디지털 필터
624-8: 출력 전류 계산부 626: 시비율 변화량 계산부
628: 시비율 결정부
본 발명은 플라즈마 표시 장치 및 그 전원 장치에 관한 것이다.
플라즈마 표시 장치는 기체 방전에 의해 생성된 플라즈마를 이용하여 문자 또는 영상을 표시하는 플라즈마 표시 패널을 이용한 표시 장치이다. 일반적으로 플라즈마 표시 장치는 한 프레임이 각각의 휘도 가중치를 가지는 복수의 서브필드로 분할되어 구동된다. 각 서브필드의 어드레스 기간 동안 어드레스 방전으로 발광 셀과 비발광 셀이 선택되고, 유지 기간 동안 실제로 영상을 표시하기 위해 발광 셀에 대하여 유지 방전이 수행된다. 그리고 셀이 발광하는 서브필드의 가중치의 조합에 의해 계조가 표현된다. 이러한 플라즈마 표시 장치에는 어드레스 방전 및 유지 방전을 위해 필요한 다수의 전압을 구동 회로에 출력하는 전원 장치가 구비되어 있다.
일반적으로, 전원 장치에서 출력되는 전압의 변동 정도는 방전 시 휘도의 균일도를 결정짓는 중요한 요소로 작용한다. 따라서, 전원 장치는 입력 전원으로부터 전력을 공급받아 전압을 생성하고 이를 구동 회로로 출력하는 DC-DC 컨버터와, DC-DC 컨버터로부터 출력되는 전압 및 전류의 값을 센싱하고, 이를 피드백하여 전압을 일정하게 유지하는 피드백 제어 회로를 포함하고 있다. 이때, 피드백 제어 회로는 전류를 센싱하기 위한 별도의 회로를 필요로 한다. 또한 DC-DC 컨버터의 구조에 따라 피드백 제어 회로의 대역폭이 제한되기 때문에 출력되는 전압을 정밀하게 제어하기 위해서는 용량이 큰 DC-DC 컨버터의 출력 커패시터를 사용해야 한다. 이로 인하여, 플라즈마 표시 장치의 단가가 증가되는 문제점이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 비용 증가 없이 출력 전압을 정밀하게 제어할 수 있는 플라즈마 표시 장치 및 그 전원 장치를 제공하는 것이다.
본 발명의 한 실시 예에 따르면, 복수의 방전 셀이 포함된 플라즈마 표시 패널을 구동하는 구동부로 전원을 공급하는 전원 장치가 제공된다. 이 전원 장치는 DC-DC 컨버터, 그리고 피드백 제어부를 포함한다. DC-DC 컨버터는 입력 전압으로부터 시비율에 따라 출력단을 통해 출력되는 구동 전압을 결정하는 적어도 하나의 제1 스위치를 포함한다. 그리고 피드백 제어부는 한 프레임을 이루는 복수의 서브필드의 각 서브필드에서 상기 복수의 방전 셀의 발광 여부로부터 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전류를 예측하고, 각 서브필드에서 예측한 상기 출력 전류를 이용하여 상기 적어도 하나의 제1 스위치의 시비율을 결정한다.
본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 복수의 방전 셀, 제어부, 구동부, 그리고 전원부를 포함하는 플라즈마 표시 장치가 제공된다. 복수의 방전 셀은 복수의 제1 전극 및 상기 복수의 제1 전극과 함께 유지 방전을 수행하는 복수의 제2 전극에 의해 형성된다. 제어부는 한 프레임을 복수의 서브필드로 분할하고, 상기 한 프레임 동안 입력되는 영상 신호로부터 각 서브필드에서 상기 복수의 방전 셀의 발광 여부를 나타내는 서브필드 데이터를 생성한다. 구동부는 생성한 상기 서브필드 데이터로 상기 복수의 방전 셀 중 적어도 하나의 방전 셀을 유지 방전시킨다. 그리고 전원부는 각 서브필드에서 상기 복수의 방전 셀의 발광 여부로부터 상기 구동부로 공급할 출력 전류를 예측하고, 예측한 상기 출력 전류로부터 출력 전압을 조절하여 상기 구동부의 구동 전압으로 출력한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 또한 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 플라즈마 표시 장치 및 그 전원 장치에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 플라즈마 표시 장치를 나타내는 도면이고, 도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 플라즈마 표시 장치의 구동 파형을 나타내는 도면이다. 도 2에서는 유지 기간에서의 구동 파형만을 도시하였다.
도 1에 나타낸 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 플라즈마 표시 장치는 플라즈마 표시 패널(100), 제어부(200), 어드레스 전극 구동부(300), 주사 전극 구동부(400), 유지 전극 구동부(500) 및 전원부(600)를 포함한다.
플라즈마 표시 패널(100)은 열 방향으로 뻗어 있는 복수의 어드레스 전극(이하, "A 전극"이라 함)(A1-Am), 그리고 행 방향으로 서로 쌍을 이루면서 뻗어 있는 복수의 유지 전극(이하, "X 전극"이라 함)(X1-Xn) 및 주사 전극(이하, "Y 전극"이라 함)(Y1-Yn)을 포함한다. 일반적으로 X 전극(X1-Xn)은 각 Y 전극(Y1-Yn)에 대응해서 형성되어 있으며, 인접한 X 전극과 Y 전극에 의해 행 전극이 형성된다. 그리고 Y 전극(Y1-Yn)과 X 전극(X1-Xn)은 A 전극(A1-Am)과 직교하도록 배치되어 있으며, A 전극(A1-Am)과 X 및 Y 전극(X1-Xn, Y1-Yn)의 교차부에 있는 방전 공간이 방전 셀(110)을 형성한다. 이러한 플라즈마 표시 패널(100)의 구조는 일 예이며, 아래에서 설명하는 구동 파형이 적용될 수 있는 다른 구조의 패널도 본 발명에 적용 될 수 있다.
제어부(200)는 한 프레임을 각각의 가중치를 가지는 복수의 서브필드로 분할하며, 각 서브필드는 어드레스 기간 및 유지 기간을 포함한다. 제어부(200)는 한 프레임 동안 입력되는 복수의 방전 셀(110)에 대한 복수의 영상 신호를 각각 복수의 서브필드에서 발광/비발광 여부를 나타내는 서브필드 데이터로 변환한다. 또한 제어부(200)는 한 프레임 동안 복수의 방전 셀(110)에 대한 복수의 영상 신호로부터 화면 부하율을 측정하고, 측정된 화면 부하율에 따라 한 프레임에 할당되는 총 유지 방전 수를 결정한다. 다음, 제어부(200)는 한 프레임에 할당된 유지 방전 수를 복수의 서브필드에 각각 할당하고, 서브필드 데이터와 할당된 유지 방전 수에 따라 A 전극, X 전극 및 Y 전극 구동부(300, 400, 500)에 구동 제어 신호를 인가한다. 예를 들어, 가중치가 각각 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64 및 128인 8개의 서브필드로 이루어져서, 0계조부터 255계조까지 표현이 가능한 경우, 제어부(200)는 120계조의 영상 신호를 "00011110"의 서브필드 데이터로 변환할 수 있다. 여기서, "00011110"은 순서대로 8개의 서브필드에 각각 대응하며, '1'은 해당 서브필드에서 방전 셀이 발광하는 것을 나타내며 '0'은 해당 서브필드에서 방전 셀이 발광하지 않는 것을 나타낸다.
또한 제어부(200)는 변환된 각 방전 셀의 서브필드 데이터로부터 각 서브필드에서의 발광 면적을 계산하고, 계산된 발광 면적 정보를 전원부(600)로 전달한다.
어드레스 전극 구동부(300)는 제어부(200)로부터의 구동 제어 신호에 따라 복수의 A 전극(A1-Am)에 구동 전압을 인가한다.
주사 전극 구동부(400)는 제어부(200)로부터의 구동 제어 신호에 따라 복수의 Y 전극(Y1-Yn)에 구동 전압을 인가한다.
유지 전극 구동부(500)는 제어부(200)로부터의 구동 제어 신호에 따라 복수의 X 전극(X1-Xn)에 구동 전압을 인가한다.
구체적으로, 각 서브필드의 어드레스 기간 동안 어드레스 전극, 주사 전극 및 유지 전극 구동부(300, 400, 500)는 복수의 방전 셀(110) 중에서 해당 서브필드에서 켜질 방전 셀과 켜지지 않을 방전 셀을 선택한다. 각 서브필드의 유지 기간 동안, 도 2에 도시한 바와 같이 주사 전극 구동부(400)는 복수의 Y 전극(Y1-Yn)에 하이 레벨 전압(도 2에서는 Vs) 및 로우 레벨 전압(도 2에서는 0V)을 교대로 가지는 유지 펄스를 해당 서브필드의 가중치에 해당하는 횟수만큼 인가한다. 그리고 유지 전극 구동부(500)는 복수의 X 전극(X1-Xn)에 유지 펄스를 Y 전극(Y1-Yn)에 인가되는 유지 펄스와 반대 위상으로 인가한다. 이와 같이 하면, 각 Y 전극과 각 X 전극의 전압 차가 Vs 전압과 -Vs 전압을 교대로 가지며, 이에 따라 켜질 방전 셀에서 유지 방전이 소정 횟수만큼 반복하여 일어난다.
전원부(600)는 플라즈마 표시 장치의 구동에 필요한 구동 전압을 제어부(200) 및 어드레스 전극, 주사 전극 및 유지 전극 구동부(300, 400, 500)에 공급한다.
다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 전원부(600)에서 어드레스 전극, 주사 전극 및 유지 전극 구동부(300, 400, 500)로 안정적인 구동 전압을 공급할 수 있는 방법에 대해서 도 3 내지 도 12를 참고로 하여 자세하게 설명한다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 전원부를 개략적으로 나타낸 도면이다.
도 3에 도시한 바와 같이, 전원부(600)는 직류-직류(이하, "DC-DC"라 함) 컨버터(610) 및 전압 제어부(620)를 포함한다.
DC-DC 컨버터(610)는 소정의 주기로 스위칭하는 스위칭 소자를 포함하고 있으며, 전압 제어부(620)로부터 출력되는 스위칭 소자의 시비율(=스위칭 소자의 ON 시간/스위칭 주기, D)에 따라 입력 전압을 소정의 전압으로 변환하여 출력단(도면 미도시)을 통해 제어부(200) 및 각 구동부(300, 400, 500)로 공급한다. 아래에서는 DC-DC 컨버터(610)의 출력단을 통해 출력되는 전압 및 전류를 각각 "출력 전압(VO)" 및 "출력 전류(iO)"로 정의한다.
전압 제어부(620)는 피드백 제어부(622), 출력 전류 예측부(624), 피드포워드 제어부(626) 및 시비율 결정부(628)를 포함한다. 피드백 제어부(622)는 출력 전압(VO)을 검출하여 DC-DC 컨버터(610)의 스위칭 소자의 시비율(duty-ratio, d)을 계산한다. 출력 전류 예측부(624)는 제어부(200)로부터 수신되는 각 서브필드의 발광 면적 정보를 이용하여 각 서브필드에서의 출력 전류(iO)를 예측한다. 피드포워드 제어부(626)는 예측된 출력 전류(iO)에 따른 순간적인 시비율 변화량(
Figure 112007036739313-pat00001
)을 계산한다. 시비율 결정부(628)는 피드백 전압 결정부(622)에서 계산된 시비율(d)과 시비율 변화량 계산부(626)에서 계산된 시비율 변화량(
Figure 112007036739313-pat00002
)을 합산하여 DC-DC 컨버 터(610)의 스위칭 소자의 시비율(D)을 결정한 후 DC-DC 컨버터(610)로 출력한다.
도 4는 도 3에 도시된 DC-DC 컨버터로 비대칭 하프 브리지 컨버터를 나타낸 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 비대칭 하프 브리지 컨버터(610')는 트랜지스터(S1, S2), 커패시터(Cb), 트랜스포머(611) 및 정류부(612)를 포함한다. 트랜스포머(611)는 1차 코일(L1) 및 2차 코일(L2)을 포함하며, 정류부(612)는 다이오드(D1, D2, D3, D4), 인덕터(Lo) 및 커패시터(Co)를 포함한다. 도 4에서는 트랜지스터(S1, S2)를 n채널 전계 효과 트랜지스터, 특히 NMOS(n-channel metal oxide semiconductor) 트랜지스터로 도시하였으며, 이 트랜지스터(S1, S2)에는 소스에서 드레인 방향으로 바디 다이오드가 형성될 수 있다. 그리고 NMOS 트랜지스터 대신에 유사한 기능을 하는 다른 트랜지스터가 이들 트랜지스터(S1, S2)로 사용될 수도 있다.
먼저, 정류부(612)는 트랜스포머(611)로부터의 전압을 정류하고 평활하여 출력단(도면 미도시)을 통해 각 구동부(300, 400, 500)로 출력 전압(VO)을 공급한다. 출력단에 인덕터(Lo)의 일단 및 커패시터(Co)의 일단이 각각 연결되어 있고, 커패시터(Co)의 타단은 접지단에 연결되어 있다. 인덕터(Lo)의 타단에 다이오드(D1, D2)의 캐소드가 각각 연결되어 있고, 접지단에 다이오드(D2, D4)의 애노드가 각각 연결되어 있다. 다이오드(D1)의 애노드에 다이오드(D3)의 캐소드가 연결되어 있으며, 다이오드(D2)의 애노드에 다이오드(D4)의 캐소드가 연결되어 있다. 다이오 드(D1)의 애노드와 다이오드(D3)의 캐소드 사이의 접점에 일단이 연결되어 있는 트랜스포머(611)의 2차 코일(L2)의 타단이 다이오드(D2)의 애노드와 다이오드(D4)의 캐소드 사이의 접점에 연결되어 있다. 그리고 트랜스포머(611)의 1차 코일(L1)은 커패시터(Cb)의 일단과 접지단 사이에 연결되어 있고, 커패시터(Cb)의 타단은 두 트랜지스터(S1, S2)의 접점에 연결되어 있다.
두 트랜지스터(S1, S2)는 Vg 전압을 공급하는 전원(Vg)과 접지단 사이에 직렬로 연결되어 있으며, 두 트랜지스터(S1, S2)는 전압 제어부(620)에서 결정된 시비율에 따라 스위칭 동작을 수행한다. 이때, 트랜스포머(611)는 전원(Vg)으로부터 공급되는 Vg 전압과 두 트랜지스터(S1, S2)의 시비율에 의해 결정되는 전류를 권선비(
Figure 112007036739313-pat00003
)에 따라 변환하여 정류부(612)로 출력한다. 여기서, 비대칭이란 두 트랜지스터(S1, S2)의 시비율을 비대칭으로 주는 것을 의미하며, 전압 제어부(620)에서 결정된 시비율을 D라고 할 때, 두 트랜지스터(S1, S2) 중 하나는 시비율을 D이고, 나머지 하나는 시비율을 (1-D)가 된다. 도 4에서는 트랜지스터(S1)의 시비율이 D이고, 트랜지스터(S2)의 시비율을 (1-D)인 것으로 가정하였다.
다음으로, 도 4에 도시된 비대칭 하프 브리지 컨버터(610')의 두 트랜지스터(S1, S2)의 시비율(D, 1-D)을 결정하는 방법에 대해 도 5, 도 6a 및 도 6b을 참고로 하여 설명한다.
도 5는 도 3에 도시된 피드백 제어부의 동작을 나타낸 흐름도이다. 도 6a 및 도 6b는 각각 연속 전류 모드와 불연속 전류 모드를 나타낸 도면이다.
도 5에 도시한 바와 같이, 피드백 제어부(622)는 비대칭 하프 브리지 컨버 터(610')의 출력 전압(VO)을 검출하여 시비율(d)를 계산한다(S510).
출력 전류 예측부(624)는 제어부(200)로부터 수신되는 각 서브필드의 발광 면적 정보를 이용하여 각 서브필드에서의 출력 전류(iO)를 예측한다(S520). 다음, 피드포워드 제어부(626)는 예측된 출력 전류(iO)에 따른 순간적인 시비율 변화량(
Figure 112007036739313-pat00004
)을 계산한다(S530). 이때, 비대칭 하프 브리지 컨버터(610')의 예측된 출력 전류(iO)에 따른 시비율 변화량(
Figure 112007036739313-pat00005
)은 수학식 1 내지 수학식 6을 통해서 계산될 수 있다. 즉, 비대칭 하프 브리지 컨버터(610')의 예측된 출력 전류(iO)가 도 6a와 같은 연속 전류 모드인 경우에는 수학식 1 내지 수학식 3을 통해서 시비율 변화량(
Figure 112007036739313-pat00006
)이 계산되어진다.
Figure 112007036739313-pat00007
Figure 112007036739313-pat00008
Figure 112007036739313-pat00009
반면, 비대칭 하프 브리지 컨버터(610')의 예측된 출력 전류(iO)가 도 6b와 같은 불연속 전류 모드인 경우에는 수학식 4 내지 수학식 6을 통해서 시비율 변화량(
Figure 112007036739313-pat00010
)이 계산되어진다.
Figure 112007036739313-pat00011
Figure 112007036739313-pat00012
Figure 112007036739313-pat00013
수학식 1 내지 6에서,
Figure 112007036739313-pat00014
는 출력 전압이고,
Figure 112007036739313-pat00015
는 출력 전류이다.
Figure 112007036739313-pat00016
는 인덕터(Lo)의 인덕턴스이고, M은 비대칭 하프 브리지 컨버터(610')의 입력 전압 대 출력 전압의 비를 나타낸다. 그리고 트랜스포머의 1차 코일과 2차 코일간 권선비는
Figure 112007036739313-pat00017
라고 가정하였다.
다음, 시비율 결정부(628)는 피드백 제어부(622)에서 계산된 시비율(d)과 피드포워드 제어부(626)에서 계산된 시비율 변화량(
Figure 112007036739313-pat00018
)을 합산하여 시비율(D)을 결정한 후 DC-DC 컨버터(610)로 출력한다(S540).
그리고 도 4에 도시된 비대칭 하프 브리지 컨버터(610')와 다른 종류의 PWM 컨버터의 경우에도 유사한 관계식을 이용하여 시비율의 계산이 가능하다.
다음으로, 출력 전류 예측부(624)에서 출력 전류(iO)를 예측하는 방법에 대해 도 7 내지 도 12을 참고로 하여 설명한다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따른 주사 전극 및 유지 전극 구동부를 개략적으로 나타낸 도면이고, 도 8은 유지 기간에서 도 7에 도시된 스위치의 신호 타이밍도이다. 도 7에서는 설명의 편의상 하나의 Y 전극(Y)과 하나의 X 전극(X)만을 도시하였으며, Y 전극(Y)과 X 전극(X)에 의해 형성되는 용량성 성분을 패널 커패시터(Cp)로 도시하였다.
도 7에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 주사 전극 구동부(400)는 입력 필터(410) 및 스위치(Ys, Yg)를 포함하며, 유지 전극 구동부(500)는 입력 필터(510) 및 스위치(Xs, Xg)를 포함한다. 유지 펄스의 하이 레벨 전압(Vs)을 공급하는 전원(Vs)과 Y 전극 사이에 스위치(Ys)가 연결되어 있으며, 유지 펄스의 로우 레벨 전압(0V)을 공급하는 전원(즉, 접지단)과 Y 전극 사이에 스위치(Yg)가 연결되어 있다. 이러한 스위치(Ys, Yg)는 스위칭 동작에 의해 Y 전극에 Vs 전압 또는 0V 전압을 인가한다. 또한 전원(Vs)과 X 전극 사이에 스위치(Xs)가 연결되어 있으며, 접지단과 X 전극 사이에 스위치(Xg)가 연결되어 있다. 이러한 스위치(Xs, Xg) 또한 스위칭 동작에 의해 X 전극에 Vs 전압 또는 0V 전압을 인가한다.
그리고 입력 필터(410)는 인덕터(Ly) 및 커패시터(Cy)를 포함하며, 입력 필터(510)는 인덕터(Lx) 및 커패시터(Cx)를 포함한다. 이때, 인덕터(Ly, Lx)는 DC-DC 컨버터(610)의 출력 전류(iO)의 리플을 억제시키고 커패시터(Cy, Cx)는 DC-DC 컨버터(610)의 출력 전압(VO)의 리플을 억제시킨다.
이와 같이 구성된 주사 전극 구동부(400) 및 유지 전극 구동부(500)는 도 8에 도시된 바와 같이, 유지 기간 동안 모드 1 내지 4(M1-M4)의 동작을 해당 서브필드의 가중치에 대응하는 횟수만큼 반복함으로써 Y 전극과 X 전극에 유지 펄스를 교대로 인가할 수 있다.
구체적으로, 도 8에 도시한 바와 같이, 모드 1(M1)에서는 스위치(Yg)를 턴오프하고 스위치(Ys)를 턴온한다. 모드 1(M1) 직전에는 스위치(Yg, Xg)가 턴온되어 Y 및 X 전극에 0V 전압이 인가되어 있는 것으로 가정하였다. 그러면, 패널 커패시터(Cp)의 Y 전극에는 Vs 전압이 인가되고, 패널 커패시터(Cp)의 X 전극에는 0V 전압이 인가된다. 이때, 전원(Vs), 스위치(Ys), 패널 커패시터(Cp), 스위치(Yg) 및 접지단(0)의 전류 경로를 통해 방전 전류(
Figure 112007036739313-pat00019
)가 발생하고, Y 전극과 X 전극 사이에서 유지 방전이 일어난다.
모드 2(M2)에서는 스위치(Ys)를 턴오프하고, 스위치(Yg)를 턴온한다. 그러면, Y 전극에 0V 전압이 인가된다.
모드 3(M3)에서는 스위치(Xg)를 턴오프하고, 스위치(Xs)를 턴온한다. 그러면, 패널 커패시터(Cp)의 X 전극에는 Vs 전압이 인가되고, 패널 커패시터(Cp)의 Y 전극에는 0V 전압이 인가된다. 이때, 전원(Vs), 스위치(Xs), 패널 커패시터(Cp), 스위치(Xg) 및 접지단(0)의 전류 경로를 통해 방전 전류(
Figure 112007036739313-pat00020
)가 발생하고, Y 전극 과 X 전극 사이에서 유지 방전이 일어난다.
모드 4(M4)에서는 스위치(Xs)를 턴오프하고, 스위치(Xg)를 턴온한다. 그러면, X 전극에 0V 전압이 인가된다.
이때, 모드 3(M3) 및 모드 1(M1)에서 각각 발생하는 방전 전류(
Figure 112008032477409-pat00021
,
Figure 112008032477409-pat00022
)와 DC-DC 컨버터(610)의 출력 전류(iO)의 관계는 수학식 7 및 수학식 8과 같이 전달 함수로 표현될 수 있다.
Figure 112007036739313-pat00023
Figure 112007036739313-pat00024
수학식 7 및 8에서,
Figure 112007036739313-pat00025
및
Figure 112007036739313-pat00026
는 각각 유지 전극 구동부(500) 및 주사 전극 구동부(400)에서 커패시터(Cx, Cy)의 커패시턴스이고,
Figure 112007036739313-pat00027
및
Figure 112007036739313-pat00028
는 각각 유지 전극 구동부(500) 및 주사 전극 구동부(400)에서 인덕터(Lx, Ly)의 인덕턴스이다. 또한
Figure 112007036739313-pat00029
는 DC-DC 컨버터(610)의 출력 임피던스이다.
Figure 112007036739313-pat00030
는 유지 전극 구동부(500)의 입력 임피던스이며,
Figure 112007036739313-pat00031
는 주사 전극 구동부(400)의 입력 임피던스이다. 이때, 주사 전극 구동부(400) 및 유지 전극 구동부(500)와 DC-DC 컨버터(610)간의 상호 작용 억제를 위해서 DC-DC 컨버터(610)의 출력 임피던스
Figure 112007036739313-pat00032
는 주사 전극 구동 부(400) 및 유지 전극 구동부(500)의 입력 임피던스
Figure 112007036739313-pat00033
및
Figure 112007036739313-pat00034
에 비해 매우 낮게 설계되므로, 수학식 7 및 8의 조건은 항상 성립한다.
이와 같은 전달 함수
Figure 112007036739313-pat00035
,
Figure 112007036739313-pat00036
는 저주파 통과 필터의 형태를 보이며, 도 8에 도시된 고주파의 방전 전류(
Figure 112007036739313-pat00037
,
Figure 112007036739313-pat00038
)를 저주파로 변형시키는 역할을 한다.
이때, DC-DC 컨버터(610)의 출력 전류(iO)는 수학식 9와 같이 표현된다.
Figure 112007036739313-pat00039
도 9는 도 3에 도시된 출력 전류 예측부(624)의 개략적인 블록이고, 도 10은 도 9에 도시된 위치 계산부의 세부적인 구성도이다. 도 11은 도 9에 도시된 출력 전류 예측부(624)의 동작 과정을 나타낸 도면이고, 도 12는 출력 전류 예측부(624)에서 생성한 디지털 방전 전류를 나타낸 도면이다.
도 9에 도시한 바와 같이, 출력 전류 예측부(624)는 최대값 예측부(624-1), 위치 계산부(624-2, 624-3), 디지털 방전 전류 생성부(624-4, 624-5), 디지털 필터(624-6, 624-7) 및 출력 전류 계산부(624-8)를 포함한다.
최대값 예측부(624-1)는 입력되는 영상 신호로부터 구해진 복수의 서브필드에서의 방전 면적 정보로부터 방전 전류의 최대 값(도 8의
Figure 112007036739313-pat00040
)을 예측한다(S1110). 이때, 측정을 통해 방전 영역과 방전 전류의 최대 값(
Figure 112007036739313-pat00041
)과의 관계 에 대한 데이터를 얻은 후 방전 영역에 따른 방전 전류의 최대 값(
Figure 112007036739313-pat00042
)을 룩업 테이블(lookup table) 형태로 저장하여 방전 전류의 최대 값(
Figure 112007036739313-pat00043
)을 예측할 수 있다. 일반적으로 방전 면적이 증가함에 따라서 방전 전류의 최대 값(
Figure 112007036739313-pat00044
)도 증가한다. 그리고 각 서브필드에서의 방전 면적 AofD 은 수학식 10으로부터 계산될 수 있으며, 이 기능은 제어부(200)에서 수행될 수 있다.
Figure 112007036739313-pat00045
위치 계산부(624-2, 624-3)는 각각 스위치(Xs, Ys)의 게이트 온(ON) 신호를 이용하여 방전 전류의 위치 정보와 방전 전류의 개수 정보를 산출한다(S1120). 이때, 스위치(Xs, Ys)의 게이트 온(ON) 신호는 제어부(200)로부터 출력된다. 도 10에 도시한 바와 같이, 위치 계산부(624-2)는 지연부(624-2a) 및 AND 게이트(624-2b)를 포함하며, 위치 계산부(624-3)는 지연부(624-3a) 및 AND 게이트(624-3b)를 포함한다. 지연부(624-2a, 624-3a)는 각각 스위치(Xs, Ys)의 게이트 온(ON) 신호를 방전 전류의 폭만큼 지연시켜 출력한다. AND 게이트(624-2b, 624-3b)는 각각 스위치(Ys, Xs)의 게이트 온(ON) 신호와 지연부(624-2a, 624-3a)로부터 출력된 신호를 and 연산하여 출력한다. 이렇게 출력된 신호로부터 방전 전류의 위치(
Figure 112007036739313-pat00046
,
Figure 112007036739313-pat00047
)가 모델링된다.
디지털 방전 전류 생성부(624-4, 624-5)는 모델링된 방전 전류의 위치 정 보(
Figure 112007036739313-pat00048
,
Figure 112007036739313-pat00049
)와 예측된 방전 전류의 최대 값(
Figure 112007036739313-pat00050
)을 곱하여 디지털 방전 전류(
Figure 112007036739313-pat00051
,
Figure 112007036739313-pat00052
)를 생성한다(S1130). 이때, 생성되는 디지털 방전 전류(
Figure 112007036739313-pat00053
,
Figure 112007036739313-pat00054
)는 도 12와 같이 나타난다. 도 12에서는 한 프레임을 이루는 복수의 서브필드 중 4개의 서브필드(SF1-SF4)만을 도시하였다.
디지털 필터(624-6, 624-7)는 생성된 디지털 방전 전류(
Figure 112007036739313-pat00055
,
Figure 112007036739313-pat00056
)를 필터링하여 출력한다(S1140). 먼저, 디지털 필터(624-6, 624-7)는 생성된 디지털 방전 전류를 샘플링하고, 이를 디지털 연산하여 출력한다. 디지털 필터(624-6, 624-7)로부터 각각 출력된 신호(
Figure 112007036739313-pat00057
,
Figure 112007036739313-pat00058
)는 수학식 7 및 8에 도시된 전달 함수로부터 수학식 11 및 수학식 12와 같이 표현된다. 이때, 샘플링 주기(Tm)는 디지털 방전 전류를 최소한 1회 이상 검출해야 하므로, 방전 전류의 폭보다 작게 설정한다.
Figure 112007036739313-pat00059
Figure 112007036739313-pat00060
,
Figure 112007036739313-pat00061
Figure 112007036739313-pat00062
,
출력 전류 계산부(624-8)는 디지털 필터(624-6, 624-7)의 출력된 신호(
Figure 112008032477409-pat00063
,
Figure 112008032477409-pat00064
)를 더함으로써 DC-DC 컨버터(610)의 출력 전류(iO)를 계산하고, DC-DC 컨버터(610)의 스위칭 소자의 스위칭 주기 간격으로 한 프레임의 정보가 메모리(도면 미도시)에 저장한다(S1150). 이때, 저장된 각 서브필드의 출력 전류는 다음 프레임에서 이용하게 된다.
이와 같이, 본 발명의 실시 예에 의하면, 제어부(200)로부터 구해지는 발광 면적 정보를 이용하여 DC-DC 컨버터(610)의 출력 전류(iO)를 예측함으로써, 출력 전류(iO)를 센싱하기 위한 별도의 회로가 필요하지 않는다. 또한 예측된 출력 전류(iO)에 해당하는 양만큼 시비율 변화량을 계산하여 DC-DC 컨버터(610)의 출력 전압(VO)을 제어함으로써, 출력 커패시터(도 4의 Co)에 저장되어 있는 에너지를 최소한으로 사용할 수 있다. 따라서, 출력 커패시터(도 4의 Co)의 전압 변동이 억제될 수 있으며, 이로 인해 DC-DC 컨버터(610)의 출력 전압(VO)의 변화량이 줄어든다. 그리고 출력 커패시터(도 4의 Co)의 에너지 사용량이 줄어들면, 출력 커패시터(도 4의 Co)의 용량 또한 감소시킬 수 있다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
본 발명에 의하면, 전원 장치에서 출력 전압을 정밀하게 제어할 수 있으므 로, 구동 회로로 안정적인 전압을 공급할 수 있다. 이때, 출력 전압을 정밀하게 제어하기 위해 영상 신호로부터 부하 전류를 예측하여 사용함으로써, 부하 전류를 센싱하기 위한 별도의 회로가 없어도 된다. 또한 예측된 출력 전류를 이용하여 출력 전압을 제어함으로써, 출력 전압의 변동을 최소한으로 억제할 수 있으므로, 전원 장치에서 DC-DC 컨버터의 출력 커패시터의 크기를 감소시킬 수도 있다.

Claims (11)

  1. 유지 기간에서 유지 방전을 수행하는 복수의 제1 전극과 복수의 제2 전극에 의해 복수의 방전 셀이 형성되는 플라즈마 표시 패널을 구동하는 구동부로 전원을 공급하는 전원 장치에 있어서,
    입력 전압으로부터 시비율에 따라 출력단을 통해 출력되는 구동 전압을 결정하는 적어도 하나의 제1 스위치를 포함하는 직류-직류 컨버터,
    상기 구동 전압을 검출하여 상기 적어도 하나의 제1 스위치의 제1 시비율을 계산하는 피드백 제어부,
    상기 복수의 방전 셀의 발광 여부에 따라 상기 복수의 서브필드의 각 서브필드에서 방전 전류의 최대 값을 예측하고, 상기 각 서브필드에서 상기 복수의 제1 및 제2 전극으로 각각 흐르는 제1 및 제2 방전 전류의 위치 정보를 산출하며, 산출한 상기 제1 및 제2 방전 전류의 위치 정보와 예측한 상기 방전 전류의 최대 값을 이용하여 상기 직류-직류 컨버터의 출력 전류를 예측하는 출력 전류 예측부, 그리고
    예측한 상기 직류-직류 컨버터의 출력 전류를 이용하여 순간 변화에 따른 상기 제1 시비율의 변화량을 계산하는 피드포워드 제어부를 포함하며,
    상기 시비율은 상기 제1 시비율과 상기 제1 시비율의 변화량을 합한 값으로 결정되는 전원 장치.
  2. 삭제
  3. 제1항에 있어서,
    상기 출력 전류 예측부는,
    상기 산출한 제1 및 제2 방전 전류의 위치 정보와 상기 예측한 방전 전류의 최대 값으로부터 제1 및 제2 디지털 방전 전류를 생성하는 디지털 방전 전류 생성부, 그리고
    상기 제1 및 제2 디지털 방전 전류를 필터링하는 디지털 필터를 포함하며,
    상기 예측한 출력 전류는 필터링한 상기 제1 및 제2 디지털 방전 전류를 합한 값인 전원 장치.
  4. 삭제
  5. 제3항에 있어서,
    상기 구동부는,
    상기 복수의 제1 전극과 하이 레벨 전압을 공급하는 제1 전원 사이에 연결되어 있는 제2 스위치, 그리고
    상기 복수의 제2 전극과 상기 제1 전원 사이에 연결되어 있는 제3 스위치를 포함하며,
    상기 제1 및 제2 방전 전류의 위치 정보는 상기 제2 및 제3 스위치를 턴온하기 위한 제어 신호를 이용하여 산출되는 전원 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 구동부는,
    상기 복수의 제1 전극과 로우 레벨 전압을 공급하는 제2 전원 사이에 연결되어 있는 제4 스위치, 그리고
    상기 복수의 제2 전극과 상기 제2 전원 사이에 연결되어 있는 제5 스위치를 더 포함하며,
    상기 유지 기간에서, 상기 복수의 제1 전극에 상기 하이 레벨 전압이 인가되는 동안 상기 복수의 제2 전극에 상기 로우 레벨 전압이 인가되고, 상기 복수의 제1 전극에 상기 로우 레벨 전압이 인가되는 동안 상기 복수의 제2 전극에 상기 하이 레벨 전압이 인가되는 전원 장치.
  7. 제1항, 제3항, 제5항 또는 제6항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 직류-직류 컨버터는 비대칭 하프 브리지 컨버터인 전원 장치.
  8. 복수의 제1 전극 및 상기 복수의 제1 전극과 함께 유지 방전을 수행하는 복수의 제2 전극에 의해 형성되는 복수의 방전 셀,
    한 프레임을 복수의 서브필드로 분할하고, 상기 한 프레임 동안 입력되는 영상 신호로부터 상기 복수의 서브필드의 각 서브필드에서 상기 복수의 방전 셀의 발광 여부를 나타내는 서브필드 데이터를 생성하는 제어부,
    생성한 상기 서브필드 데이터에 따라 상기 복수의 방전 셀 중 적어도 하나의 방전 셀을 유지 방전시키는 구동부, 그리고
    상기 구동부의 구동 전압으로 출력하는 전원부
    를 포함하며,
    상기 전원부는,
    입력 전원에 전기적으로 연결되는 1차측 코일과 출력단에 전기적으로 연결되는 2차측 코일을 포함하는 트랜스포머,
    상기 트랜스포머의 1차측 코일에 전기적으로 연결되어 있으며, 결정된 시비율에 따라 상기 구동 전압을 결정하는 적어도 하나의 제1 스위치,
    상기 구동 전압을 검출하여 상기 적어도 하나의 제1 스위치의 제1 시비율을 계산하는 피드백 제어부,
    상기 각 서브필드에서 상기 복수의 방전 셀의 발광 여부에 따른 발광 면적 정보로부터 방전 전류의 최대 값을 예측하고 상기 방전 전류의 위치와 개수 정보를 산출하며, 산출한 상기 방전 전류의 위치와 예측한 상기 방전 전류의 최대 값으로부터 상기 구동부로 공급할 출력 전류를 예측하는 출력 전류 예측부,
    예측한 상기 출력 전류로부터 상기 제1 시비율의 변화량을 계산하는 피드포워드 제어부, 그리고
    상기 제1 시비율과 상기 제1 시비율의 변화량을 이용하여 상기 적어도 하나의 제1 스위치의 시비율을 결정하는 시비율 결정부를 포함하는 플라즈마 표시 장치.
  9. 삭제
  10. 제8항에 있어서,
    상기 출력 전류 예측부는,
    상기 산출한 방전 전류의 위치와 상기 예측한 방전 전류의 최대 값으로부터 디지털 방전 전류를 생성하는 디지털 방전 전류 생성부, 그리고
    생성한 상기 디지털 방전 전류를 디지털 연산에 의해 필터링하는 디지털 필터를 포함하며,
    상기 예측한 출력 전류는 필터링한 상기 디지털 방전 방전 전류로부터 결정되는 플라즈마 표시 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 구동부는,
    상기 각 서브필드의 유지 기간에서 상기 복수의 제1 전극과 상기 복수의 제2 전극에 제1 전압과 상기 제1 전압보다 낮은 제2 전압을 가지는 교대로 가지는 유지 펄스를 반대 위상으로 인가하여 상기 유지 방전을 수행하며,
    상기 방전 전류의 위치와 개수 정보는 상기 복수의 제1 전극 및 상기 복수의 제2 전극에 상기 제1 전압을 각각 전달하는 제2 및 제3 스위치의 턴온 신호로부터 산출되는 플라즈마 표시 장치.
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