KR100789217B1

KR100789217B1 - 고속 결합 검출 방법 및 수신기

Info

Publication number: KR100789217B1
Application number: KR1020057015378A
Authority: KR
Inventors: 파더프렌팀 데; 중-린 판; 아리엘라 제이라
Original assignee: 인터디지탈 테크날러지 코포레이션
Priority date: 2001-04-30
Filing date: 2002-04-26
Publication date: 2008-01-02
Also published as: EP1391048A1; ATE346427T1; DE60216274D1; DE60216274T2; CN1505871A; KR100685762B1; NO20034813D0; ES2275002T3; TW201316701A; US7447255B2; US20030026325A1; KR100861736B1; TWI336176B; TWI261990B; KR20050090016A; US6608859B2; TW200417185A; IL158529A0; KR20070061924A; EP1391048A4

Abstract

K개의 데이터 신호는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템에서 공유 스펙트럼을 통해 송신된다. 조합된 신호는 상기 공유 스펙트럼을 통해 수신되어 샘플링된다(단계 48). 상기 조합된 신호는 상기 송신된 K개의 데이터 신호를 갖는다(단계 48). 조합된 채널 응답 행렬은 상기 송신된 K개의 데이터 신호의 코드 및 임펄스 응답을 사용해서 생성된다(단계 49). 조합된 채널 상관 행렬의 블럭 열은 상기 조합된 채널 응답 행렬을 사용해서 결정된다(단계 50). 상기 블럭 열의 각 블럭 엔트리는 K ×K 행렬이다(단계 51). 각 주파수 포인트 k에서, K ×K 행렬은 상기 블럭 열의 블럭 엔트리의 푸리에 변환을 수행함으로서 결정된다(단계 52). K ×K 행렬의 역은 상기 푸리에 변환의 결과치와 승산된다(단계 52). 또한, 상기 시스템을 풀기 위해서는 진진 대입법(forward substitution)(단계 53)과 후진 대입법(backward substitution)(단계 54)이 사용될 수도 있다. 상기 송신된 K개의 데이터 신호로부터 데이터를 복구시키기 위해서 역 푸리에 변환이 사용된다(단계 55).

Description

고속 결합 검출 방법 및 수신기{FAST JOINT DETECTION}

도 1은 무선 통신 시스템을 도시하는 도면이다.

도 2는 간략화된 송신기 및 고속 결합 검출 수신기를 도시하는 도면이다.

도 3은 통신 버스트를 예시하는 도면이다.

도 4는 고속 결합 검출을 위한 바람직한 실시예의 흐름도이다.

도 5는 확장된 처리 영역을 나타낸 데이터 버스트를 예시하는 도면이다.

도 6 내지 도 11은 다른 데이터 검출 방법으로 고속 결합 검출의 시뮬레이션된 성능을 예시하는 그래프이다.

이 출원은 2001년 4월 30일자 출원된 미국 가특허 출원 번호 제60/287,431호의 우선권 주장에 기초하고 있다.

본 발명은 일반적으로 무선 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 구체적으로는 상기 무선 통신 시스템에서 데이터 검출에 관한 것이다.

도 1은 무선 통신 시스템(10)을 예시하는 도면이다. 이 무선 통신 시스템 (10)은 사용자 장치(UE)(14; 14₁∼14₃)와 통신하는 기지국(BS)(12; 12₁∼12₅)을 구비하고 있다. 각 기지국(12)은 관련 조작 영역을 갖는데, 그 관련 조작 영역에서 사용자 장치(14)와의 통신을 수행한다.

코드 분할 다중 접속을 이용한 주파수 분할 듀플렉스(FDD/CDMA) 방식의 통신 시스템과 코드 분할 다중 접속을 이용한 시분할 듀플렉스(TDD/CDMA) 방식의 통신 시스템 등의 일부 통신 시스템에 있어서, 동일한 주파수 스펙트럼을 통해서 다중 통신이 동시에 전송된다. 이러한 다중 통신들은 상이한 채널 코드에 의해 이루어진다. 상기 주파수 스펙트럼을 보다 효율적으로 사용하기 위해서, TDD/CDMA 방식의 통신 시스템은 통신을 위한 타임 슬롯으로 세분된 반복 프레임을 사용한다. 그와 같은 통신 시스템에서 전송되는 통신은 시스템에 할당된 하나 이상의 관련 코드 및 타임 슬롯을 가질 수 있다.

다중 통신이 동일한 주파수 스펙트럼 내에서 전송될 수 있기 때문에, 그와 동시에 상기 시스템 내의 수신기는 다중 통신들 사이에서 신호들을 구별할 수 있어야만 한다. 상기 신호들을 검출하는 방법 중 하나는 다수의 사용자 검출(MUD; Multi User Detection) 방법이 있다. 이 MUD에 있어서, 모든 사용자 장치(14), 즉 모든 사용자와 관련된 신호들은 동시에 검출된다. 단일 송신기로부터 다중 코드 송신을 검출하는 다른 방법은 단일 사용자 검출(SUD; Single User Detection) 방법이 있다. 이 SUD에 있어서, 수신기에서 다중 코드 송신으로부터 데이터를 복구시키기 위해, 상기 수신된 신호는 등화 스테이지를 통과하고, 하나 이상의 코드를 사용해서 역확산된다. MUD를 구현하는 방법과 SUD의 등화 스테이지를 구현하는 방법은 콜레스키 분해를 사용하는 단계를 포함하거나 또는 근사 콜레스키 분해를 사용하는 단계를 포함한다. 이러한 방법들은 과도한 복잡도를 갖는다. 그 과도한 복잡도로 인하여 소비 전력의 증가를 초래하고, 이는 사용자 장치(14)에서 배터리 수명을 감소시키게 된다. 따라서, 수신된 데이터를 검출하는 데에 다른 방법을 갖도록 하는 것이 바람직할 수 있다.

K개의 데이터 신호는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 통신 시스템에서 공유 스펙트럼을 통해 송신된다. 조합된 신호는 상기 공유 스펙트럼을 통해 수신되어 샘플링된다. 상기 조합된 신호는 상기 송신된 K개의 데이터 신호를 갖는다. 조합된 채널 응답 행렬은 상기 송신된 K개의 데이터 신호의 코드 및 임펄스 응답을 사용해서 생성된다. 조합된 채널 상관 행렬의 블럭 열은 상기 조합된 채널 응답 행렬을 사용해서 결정된다. 상기 블럭 열의 각 블럭 엔트리는 K ×K 행렬이다. 각 주파수 포인트 k에서, K ×K 행렬인 ∧^(k)은 상기 블럭 열의 블럭 엔트리의 푸리에 변환을 수행함으로서 결정된다. 상기 ∧^(k)의 역은 상기 푸리에 변환의 결과치와 승산된다. 또한, 상기 시스템을 풀기 위해서는 전진 대입법(forward substitution)과 후진 대입법(backward substitution)이 사용될 수도 있다. 상기 송신된 K개의 데이터 신호로부터 데이터를 복구시키기 위해서 역 푸리에 변환이 사용된다.

도 2는 비록 FDD/CDMA와 같은 다른 시스템에서도 고속 결합 검출이 적용될 수 있지만, TDD/CDMA 통신 시스템에서 고속 결합 검출을 이용하는 간략화된 송신기(26) 및 수신기(28)를 나타낸다. 통상적인 시스템에서, 송신기(26)는 각 사용자 장치(UE)(14)내에 있고, 다중 통신을 송신하는 다중 전송 회로인 송신기(26)는 각 기지국(12)내에 있다. 결합 검출 수신기(28)는 기지국(12), 사용자 장치들(14) 또는 양쪽 모두에서 있을 수 있다.

송신기(26)는 무선 채널(30) 상에서 데이터를 송신한다. 송신기(26)내에 있는 데이터 발생기(32)는 수신기(28)에 대해서 통신될 데이터를 생성한다. 변조/확산/트레이닝(training) 시퀀스 삽입 장치(34)는 데이터를 적절한 코드로 확산하고, 적절하게 지정된 타임 슬롯 내에서 미드앰블(midamble) 트레이닝 시퀀스로 시간 다중화된 확산 기준 데이터를 만들어서, 통신 버스트 또는 버스트들을 제조하게 된다.

통상적인 통신 버스트(16)는 도 3에 도시된 바와 같이 미드앰블(20)과, 보호기간(guard period)(18)과, 2 개의 데이터 필드(22, 24)를 가진다. 미드앰블(20)은 2 개의 데이터 필드(22, 24)를 분리하고, 보호 기간(18)은 통신 버스트를 분리하여 서로 다른 송신기(26)로부터 송신되는 버스트들의 도달 시간에서의 차이를 허용하게 한다. 2 개의 데이터 필드(22, 24)는 통신 버스트의 데이터를 포함한다.

통신 버스트(들)는 변조기(36)에서 무선 주파수(RF)로 변조된다. 안테나(38)는 무선 채널(30)을 통해서 상기 RF 신호를 수신기(28)의 안테나(40)로 방사한다. 송신되는 통신에 사용되는 변조의 유형은 QPSK(quadrature phase shift keying) 또 는 M-ary QAM(quadrature amplitude modulation)와 같은 것인 당업자에게 알려진 어떠한 것이라도 사용될 수 있다.

수신기(28)의 안테나(40)는 다양한 무선 주파수 신호를 수신한다. 수신된 신호는 복조기(42)에서 복조되어서 기저대역 신호를 만들게 된다. 상기 기저대역 신호는 상기 송신된 버스트들의 칩 속도이거나 또는 다수의 칩 속도로 하나 또는 복수의 아날로그/디지털 변환기와 같은 샘플링 장치(43)에 의해서 샘플링된다. 그 샘플들은 수신된 버스트에 할당된 적합한 코드를 가지고 예컨대 채널 추정 장치(44) 및 고속 결합 검출 장치(46)에 의해 타임 슬롯 내에서 처리된다. 채널 추정 장치(44)는 기저 대역 샘플에 있는 미드앰블 트레이닝 시퀀스 성분을 사용하여 채널 임펄스 응답과 같은 채널 정보를 제공한다. 모든 전송 신호에 대한 채널 임펄스 응답은 행렬 H로 간주될 수 있다. 고속 결합 검출 장치(46)는 수신된 통신 버스트의 전송 데이터를 소프트 기호로서 추정하는 데 있어 채널 정보를 사용하게 된다.

고속 결합 검출 장치(46)는 채널 추정 장치(44)가 제공하는 채널 정보 및 송신기(26)가 사용하는 알려진 확산 코드를 사용하여 원하는 수신된 통신 버스트의 데이터를 추정한다.

비록 고속 결합 검출을 3 세대 파트너쉽 프로젝트(3GPP) UTRA TDD 시스템을 기저 통신 시스템으로서 사용하여 설명하였지만, 이는 그 밖의 시스템에도 적용될 수 있다. 그러한 시스템으로는 직접 시퀀스 W-CDMA 시스템이 있으며, 여기서는 업링크 및 다운링크 전송이 서로 배타적인 타임 슬롯으로 제한된다.

수신기(28)는 동시에 도달하는 총 K 개의 버스트를 수신한다. K 개의 버스트 는 하나의 관측 구간 내에서 서로의 상부에 중첩된다. 3GPP UTRA TDD 시스템에 있어서, 타임 슬롯의 각 데이터 필드는 하나의 관측 구간에 대응한다. k번째 버스트에 사용되는 코드는 C^(k)로서 표현된다. K 개의 버스트는 K 개의 상이한 송신기로부터 비롯된 것이거나, 또는 멀티코드 전송에 있어서는 K 개 미만의 상이한 송신기로부터 비롯된 것일 수 있다.

통신 버스트의 각 데이터 필드는 소정 개수(N_S)의 전송 기호를 갖는다. 각 기호는 소정 개수(즉 확산 인자 SF)의 칩을 사용하여 전송된다. 따라서, 각 데이터 필드는 N_Sx SF 개의 칩을 갖는다. 무선 채널을 통과한 후, 각 기호는 예컨대 W 칩만큼의 길이를 갖는 임펄스 응답을 갖는다. 통상적인 W의 값은 57이다. 결과적으로, 수신된 필드의 각각은 SF x N_S+ W-1, 즉 N_C 칩의 길이를 갖는다.

하나의 관찰 구간에서 K 개의 데이터 필드의 각 k번째 필드는 수신기에서 수학식 1로 모델링될 수 있다.

는 k번째 필드의 수신된 기여도이다.

는 k번째 필드에 대한 조합 채널 응답이다.

는 Nc ×Ns 행렬이다.

의 각 j번째 행은

의 j번째 소자의 기호 응답 S^(k)를 0으로 채운 변형(zero-padded version)이다. 기호 응답 S^(k)는 k번째 필드의 추정 응답인 h^(k)와, 그 필드에 대한 확산 코드 C^(k)를 컨벌루션한 것이다. d^(k)는 k번째 데이터 필드의 미지의 데이터 기호이다. h^(k)는 길이가 W 칩이며, 수학식 2로 표현될 수 있다.

는 송신기 이득 및 경로 손실을 반영한다.

는 채널 임펄스 응답이다.

업링크 통신의 경우에는 각

뿐만 아니라 각

도 개별적이다. 다운링크 통신의 경우에는 모든 필드가 동일한

를 가지며, 다만 각

는 상이하다. 다운링크에서 송신 다이버시티가 사용되면, 각

및

는 개별적이다.

무선 채널을 통해 전송되는 모든 K 개의 필드로부터의 총 수신 벡터 r은 수학식 3과 같다.

이 수학식 3에서, n은 영-평균(zero-mean) 잡음 벡터이다.

모든 데이터 필드에 대한 A^(k)를 총 채널 응답 행렬 A에 결합하고, 각 버스트 d^(k)에 대한 모든 미지의 데이터를 총 데이터 벡터 d에 결합시키면, 수학식 1은 수학식 4로 된다.

MMSE 해를 이용하여 d를 결정하는 것은 수학식 5와 같다.

(ㆍ)^H는 허미션 함수[복소 공액 전치(complex conjugate transpose)]이다. MMSE 해에 대한 R은 수학식 6과 같다.

이 수학식 6에서, σ²는 잡음 분산(noise variance)으로서 일반적으로 채널 추정 장치(44)로부터 얻어지며, I는 단위 행렬(identity matrix)이다.

고속 푸리에 변환(FFT; Fast Fourier Transform)을 이용하여 상기 등식을 풀면 수학식 7과 같다(여타의 푸리에 변환을 이용할 수도 있으나 고속 푸리에 변환을 이용하는 것이 바람직함).

이 수학식 7에서,

는 FFT 함수를 나타낸다.

는 이 수학식 7을 각 주파수 포인트 k에서 푼다는 것을 나타낸다.

는 블럭 대각선 행렬 Λ의 크기 K ×K의 블럭 엔트리이다. Λ의 도출에 대해서는 후술한다. 수학식 7을 직접 푸는 대신에, 전진 대입 및 후진 대입을 이용하여 푼다.

도 4는 고속 결합 검출을 이용하여 데이터 벡터

를 판정하는 바람직한 방법에 대한 흐름도이다. 버스트

마다 추정 응답

및 확산 코드

를 이용하여 결합 채널 응답 행렬 A을 판정한다(단계 48). 결합 채널 상관 행렬

를 형성한다(단계 49). 각 주파수 포인트에서, R(블럭 FFT)의 블럭 열의 블럭 엔트리의 푸리에 변환을 통해 K ×K 행렬

를 판정한다(단계 50). 바람직하게는, 중앙 행, 즉 R 행렬의 좌 또는 우로부터 적어도 w 개의 열을 이용한다.

행렬 곱셈의 FFT를 이용하여

를 판정한다(단계 51). 각

의 역

을 판정한다.

를 판정하기 위해서, 각 주파수 포인트에서

와

를 곱한다. 이와 달리, LU 분해를 이용하여

를 판정할 수 있다.

를 하위 삼각 행렬 L과 상위 삼각 행렬 U로 분해한다(단계 52). 전진 대입

(단계 53) 및 후진 대입

(단계 54)을 이용하여

를 판정한다.

의 역 FFT에 의해

를 판정한다(단계 55).

수학식 7의 도출은 다음과 같다. 수학식 4의 최소 평균 제곱 오류 해를 수학 식 8에 의해 판정한다. 수학식 7이 MMSE 기반의 해법일지라도, 다른 방법, 예컨대 제로 포싱 방법을 이용하여 고속 결합 검출을 구현할 수 있다.

제로 포싱 해법을 이용하면, 수학식 8에서

항이 제거되어, 다음과 같은 수학식으로 된다.

유사한 도출을 제로 포싱 해법에 이용할 수 있지만, MMSE 해법에 대한 도출을 이하에서 설명한다. 예시용으로, N_s = 10이고 W = 2인 R의 간소화된 예는 수학식 9와 같다. 이 예는 임의의 N_s 및 W에 용이하게 확장 가능하다.

행렬 R의 크기는 일반적으로 (KN_S) ×(KN_S)이다. R 행렬에서 각 엔트리, 즉 R_i는 K ×K 블럭이다. R의 점선 내에 있는 보조 행렬은 블럭 순환, 즉 순환 행렬의 블럭폭 연장이다. 블럭 순환이 없는 R 부분은 최대 다중 경로 지연 확산(W)에 따른다.

수학식 9에서 행렬 R, R_C의 블럭 순환 연장은 수학식 10에 따른다.

"이산 푸리에 변환(DFT)형" 행렬 D는 R_c =

^H가 되도록 결정된다. 이러한 하나의 행렬 D는 수학식 11에 따른다.

I_K는 K ×K 단위 행렬이다.

그 곱 D^HD는 수학식 12에 따른다.

I_KNs는 KN_S ×KN_S단위 행렬이다. 블럭 순환 행렬 R_C는 수학식 13에 따라 D 행렬만큼 곱해진다.

R_CD의 각 엔트리는 K ×K 블럭이다. 블럭 대각선 행렬

는 수학식 14에 따른다.

이 블럭 대각선 행렬

의 크기는 (KN_S) ×(KN_S)이다.

의 각 엔트리

⁽ⁱ⁾는 수학식 15에 따른다.

⁽ⁱ⁾는 K ×K 블럭이고, K²비제로 엔트리이다.

D 행렬은 수학식 16에 따라

행렬에 곱해진다.

이 수학식 16에 도시된 바와 같이 D의 각 엔트리는 K ×K 블럭이다.

R_CD의 각 행과 D의 각 행을 같게 하는 등식의 시스템은 일정하다. 따라서, 등식의 동일한 집합들은 R_CD의 각 행과 D의 동일한 행을 같게 함으로써 발생한다. 수학식 13을 설명하기 위해서, R_CD의 제1 행 블럭은 수학식 17에 따른다.

D의 제1 행 블럭은 수학식 18에 따른다.

이들 2 개의 행을 같게 하면, 수학식 19 및 수학식 20이 만들어진다.

결과적으로,

⁽²⁾는 수학식 21에 따른다.

이와 유사하게,

^(Ns-1)는 수학식 22에 따른다.

는 이하의 수학식 23으로부터 구해진다.

비록 수학식 17 내지 수학식 23이 R_CD 및 DΛ의 제1열를 사용하는 것에 대해 서 설명하고 있으나,

를 결정하는데 임의의 열을 사용할 수 있다.

중심 열, (N_s/2)번째 열(수학식 7의 열 5)을 사용하는 것에 대해서 설명하면,

은 전술한 수학식 19로부터 얻어진다.

(수학식 19)

수학식 19 내지 수학식 23은 K ×K 블럭의 FFT를 계산한다. 이들 블럭은 스칼라 지수값에 의해서 곱해지기 때문에, 이 프로세스는 "블럭 FFT"라고 불린다. 매트랩(Matlab) 함수 "fft"와 같이 FFT를 계산하는 일반적인 접근 방법은 일방 시퀀스의 FFT를 계산하는 것이다. 각

가 양방 시퀀스이기 때문에,

의 계산은 fft{0,0,…,R₂,R₁,R_0,R₁ ^H, R₂ ^H,…,0,0}에 의해서 수행될 수 있고, 그것을 중심 열에 대한 적당한 지수 함수인 아래의 수학식 24와 곱한다.

수학식 17 내지 수학식 24에서 보는 바와 같이, 전체

를 계산하는 것은 하나의 행 R을 사용하여 수행될 수 있다. 따라서, 결정을 위하여 R_C는 필요하지 않게 된다. 임의의 행 R이

를 도출하는데 직접 사용될 수 있는 것이다. 이들 열이 R_iS 의 완전 세트를 지니기 때문에, R의 하나의 엣지로부터 적어도 W 열을 지니는 열이 사용된다.

와 D 행렬을 사용하여, 블럭 순환 행렬 R_c를 아래의 수학식 25 및 수학식 26으로 다시 쓸 수 있다.

D 및 D^H 는 각각 (KN_S) ×(KN_S)의 크기를 지닌다.

이기 때문에, 아래의 수학식 27과 같은 결과가 된다.

MMSE 해는 아래의 수학식 28과 같다.

검출된 데이터 벡터 d 의 크기는 (N_sK) ×1 이다.

MMSE 해는 아래의 수학식 29와 같다.

행렬 ∧^-1의 크기는 K ×K 블럭에서 (KN_s) ×(KN_s)이고, 그 역 행렬은 아래의 수학식 30과 같다.

상기 역 행렬은 K ×K 행렬 Λ^(k)의 반전을 요구한다.

결과적으로, 데이터 벡터 d는 수학식 31에 따라 결정된다.

상기 수학식 31은 칩 속도로 수신된 신호를 샘플링하는 수신기와 칩 속도의 다수 배로 예컨대 칩 속도의 2 배로 수신된 신호를 샘플링하는 수신기의 모두에 적용될 수 있다. 칩 속도의 다수 배의 수신기의 경우에, 칩 속도의 다수 배에 대응하는 R 행렬은 수학식 9와 동일한 형태이며, 근사적으로 블럭 순환 행렬이다.

를 결정하는데 복잡도를 줄이기 위해서 A의 구조를 이용하는 FFT 방식이 사용될 수 있다. A는 근사적으로 블럭 순환 구조를 가진다. 그러나, A는 크기 가 (N_SSF) ×(N_SK)인 비정방형(non-square) 행렬이다. 행렬 A는 수학식 32에 따른다.

각

는 i 번째 기호 구간의 j 번째 칩 구간에서 k 번째 사용자에 대한, 채널 응답 h^(k)과 확산 코드 c^(k)의 컨벌루션이다.

수학식 32에서 각 블럭이 괄호[ ]로 표시되는 블럭들 B(·)를 사용하면, 수학식 32가 수학식 33이 된다.

도시된 바와 같이, A의 일부는 블럭 순환이다. A의 순환 확장은 A_c로 표시한다.

A는 수학식 34에 따라 3 개의 행렬로 분해될 수 있다.

D₁은 (N_SSF) ×(N_SSF) 행렬이다. D₂는 (N_SK) ×(N_SK) 행렬이고, ∧₁은 크기가 (N_SSF) ×(N_SK)인 블럭 대각선 행렬이다.

블럭 대각선 행렬

은 수학식 14의

와 같은 형태를 가진다. 그러나, 각 항목

은 수학식 35에 따라 SF ×K 블럭이다.

D₂는 수학식 11의 D와 동일한 형태이다. D₁은 수학식 36의 형태와 같다.

I_SF는 SF ×SF 단위 행렬이다.

A_c와 D₂를 곱할 때, 식, B(i)와

의 곱이 수학식 37에 따라 형성된다.

A_cD₂의 크기는 (N_SK) ×(N_SK)이고, 각 블럭의 크기는 SF ×K이다.

D₁과

을 곱할 때, 식,

과

의 곱이 형성된다.

는 크기가 (N_SSF) ×(N_SK)이고, 각 블럭의 크기는 SF ×K이다. A_cD₂의 임의의 열을

의 동일한 열과 비교하면, 수학식 38의 결과가 된다.

그 결과로서, 각

는 (SF ×K) 블럭의 한쪽 시퀀스의 FFT를 이용하여 결정될 수 있다. 수학식 35와 D₂ ^HD₂= N_SI_KNs를 이용하면, 수학식 39, 수학식 40 및 수학식 41의 결과가 된다.

따라서,

는 수학식 42에 따라 FFT를 이용하여 결정된다.

유사한 방식으로, 행렬 A가 대체로 블럭 순환 행렬이기 때문에,

도

를 이용한 FFT를 이용하여 계산될 수 있다.

계산의 복잡도를 저감하기 위하여, 각

의 역은 LU 분해를 이용하여 수행될 수 있다. 각

는 수학식 43에 의한 LU 분해를 가진 (K ×K) 행렬이다.

L은 하위 삼각 행렬이고, U는 상위 삼각 행렬이다. 수학식 44 및 수학식 45 에 따라 전진 대입법 및 후진 대입법을 이용하여 수학식 7를 푼다.

바람직하게, 각 데이터 필드(22, 24)의 단부에서 데이터 기호의 비트 에러율(BER)을 개선하기 위하여, 미드앰블(20) 및 보호 기간(18)으로부터의 샘플을 도 5에 도시하는 바와 같이 데이터 검출에 사용한다. 데이터 필드에 있는 최종 기호의 모든 샘플을 수집하기 위하여,

를 계산하는데 사용되는 샘플들은 W-1개의 칩(임펄스 응답의 길이)만큼 미드앰블(20) 또는 보호 기간(18)으로 확장된다. 이 확장에 의해 그 필드의 최종 데이터 기호의 거의 모든 다중 경로 성분이 데이터 검출에 사용될 수 있다. 데이터 필드 1(22)에 대하여 나타낸 바와 같이, 샘플들은 W-1개의 칩만큼 미드앰블로 확장된다. 미드앰블 시퀀스는 데이터 검출 처리전에 미드앰블(20)로부터 취해진 샘플로부터 소거된다. 데이터 필드 2(24)의 경우, 샘플은 W-1 칩에 의해 보호 기간(18)으로 확장된다.

어떤 FFT 구현예에서는 임의의 분석용 필드 길이를 필요로 한다. 이들 FFT 구현예 중 하나는 PFA(Prime Factor Algorithm)이다. PFA 구현예에서는 소수(prime number)(예컨대, 61)인 필드 길이를 필요로 한다. PFA FFT 구현예를 용이하게 하기 위해서,

을 결정하는데 이용되는 샘플은 원하는 PFA 길이에 이르기까지 확장되는 것이 바람직하다. 도 5에 도시된 바와 같이, 데이터 필드 1(22) 또는 데이터 필드 2(24)는 P 칩에 의해 원하는 PFA 길이에 이르기까지 확장된다. 대안적으로, 61 개 기호의 블럭 FFT는 2ⁿ FFT 계산을 필요로 하는 길이 64의 블럭 FFT에 이르기까지 확장된다. 블럭 순환 행렬에 대한 R의 근사치가 감소되기 때문에, 성능은 통상적으로 개선된다.

고속 결합 검출의 계산 복잡도의 분석은 다음과 같다. A를 계산하는 계산 복잡도는

이다. A^HA를 계산하는 계산 복잡도는 이하의 수학식 46과 같다.

여기서,

이다.

행렬 벡터 곱셈과 같이

의 계산은

의 계산 복잡도를 갖는다. R의 j번째의 열 블럭의 FFT의 계산은

의 계산을 필요로 한다.

의 푸리에 변환의 계산은 K(N_Slog₂N_S)의 계산을 필요로 한다. 각 행렬

의 역[콜레스키 분해가 없음]은 K³의 계산을 필요로 한다. N_S 주파수 포인트의 경우, 총 계산수는

이다.

의 계산은 N_S 주파수 포인트와 (K²)과의 곱셈을 필요로 한다. 따라서, 총 계산수는 N_SK²이다.

의 역 FFT는 K(N_Slog₂N_S)의 계산을 필요로 한다.

고속 결합 검출에 대한 복잡도를 예시하기 위해서는, N_C = 976, SF = 16, K = 8, N_S = 61 및 W = 57을 갖는 TDD 버스트형 I 칩을 처리하기 위한 MROPS(Million Real Operations Per second)를 결정한다. A, (A^HA), 및 R의 열 블럭

의 계산은 버스트당 1회(즉, 100 회/초) 수행된다.

의 계산, 및

의 역 FFT의 계산은 버스트당 2회(즉 200 회/초) 수행된다. 4 개의 계산은 복잡한 동작을 실제의 동작으로 변환하는데 필요하다. 그 결과를 표 1에 나타낸다.

버스트당 1회 실행되는 함수	MROPS
A의 계산	3.0
A^HA의 계산	4.4
의 계산	9.2614
의 계산	12.4928
버스트당 2회 실행되는 함수	MROPS
의 계산	28.11
의 계산	2.3154
의 계산	3.1232
의 계산	2.3154
고속 결합 검출에 필요한 MROPS의 총수	65.0182

주석: 표 1에서

를 행렬 벡터 곱셈으로 바로 계산하였다.

LU 분해를 이용하여

를 결정하면, 복잡도는 54.8678 MROPS으로 감소한다. FFT를 이용하여

를 결정하면, 복잡도는 65.0182 MROPS에서 63.9928 MROPS로 감소한다.

고속 결합 검출 기술과 다른 검출 기술의 복잡도의 비교는 다음과 같다. SF = 16, K = 8인 TDD 버스트 타입의 다음 3 가지 기술의 복잡도는 표 2를 따른다.

기술	MROPS
근사 콜레스키 기반의 결합 검출(JDChol)	82.7
단일 사용자 검출: 하다마드 변환 기반의 역확산에 의해 추종되는 근사 콜레스키 등화(SDChol)	205.2276
고속 결합 검출(JDFFT)	65.0182

3 가지 검출 기술 및 기준 정합 필터링(MF) 데이터 검출 기술의 성능을 800 개의 타임 슬롯 이상 시뮬레이션하는 것에 의해 비교하였다. 시뮬레이션은 매트랩(Matlab)이 제공하는 정확도를 사용하였다. 즉, 유한 정확도 효과를 고려하지 않았다. 시뮬레이션은 WCDMA TDD WG4; SF = 16, K = 8, 12로 규정되는 채널을 이용하여 전송 다이버시티가 없는 다운링크에 대해 수행되어 SUD와의 비교를 용이하게 하였다.

도 6 및 도 7에 도시한 바와 같이 케이스 1 및 케이스 3의 각각에 대해, 고속 결합 검출 JDFFT의 성능은 콜레스키 기반 결합 검출 JDChol의 성능에 아주 가깝다. 도 8에 도시한 바와 같은 tddWg4Case2 채널에 대해 다른 데이터 검출 방법은 JDChol 또는 JDFFT를 수행하지 않는다. 다른 데이터 검출 방법은 도 9 내지 도 11에 도시한 바와 같이 2 Mbps 서비스 등의 고속의 데이터 속도 서비스를 위해 SUD 기반 콜레스키 알고리즘 SDChol과 유사하게 수행한다. JDFFT는 JDChol에 가깝거나 다소 불량하고 다른 방법 보다는 양호하게 수행한다.

MUD를 구현하는 방법과 SUD의 등화 스테이지를 구현하는 방법은 콜레스키 분해를 사용하는 단계를 포함하거나 또는 근사 콜레스키 분해를 사용하는 단계를 포함한다. 이러한 방법들은 과도한 복잡도를 갖는다. 그 과도한 복잡도로 인하여 소비 전력의 증가를 초래하고, 이는 사용자 장치(14)에서 배터리 수명을 감소시키게 된다. 따라서, 수신된 데이터를 검출하기 위한 효과적인 방법이 제공된다.

Claims

코드 분할 다중 접속 통신 시스템에 있어서,

공유 스펙트럼을 통해 K개의 데이터 신호들을 송신하도록 구성된 송신기를 포함하는 제1 지국(station); 및

제2 지국을 포함하고,

상기 제2 지국은,

상기 공유 스펙트럼을 통해 송신된 상기 K개의 데이터 신호들을 갖는 조합 신호를 수신하여 샘플링하는 수단과;

상기 K개의 데이터 신호들의 코드들 및 임펄스 응답들을 사용하여 조합 채널 응답 행렬을 생성하는 수단과;

상기 조합 채널 응답 행렬을 사용하여 조합 채널 상관 행렬의 블럭 열 - 상기 블럭 열의 각 블럭 엔트리는 K ×K 행렬임 - 을 결정하는 수단과;

상기 조합 신호의 샘플들에 곱해진 상기 조합 채널 응답 행렬의 복소 공액 전치행렬의 푸리에 변환을 수행하는 수단과;

푸리에 변환 결과에 상기 각 블럭 엔트리의 푸리에 변환의 역을 곱하여 데이터 벡터의 푸리에 변환을 생성하는 수단과;

상기 데이터 벡터 푸리에 변환의 역 푸리에 변환을 수행하여 상기 K개의 데이터 신호들의 데이터를 검출하는 수단을 포함하는 것인, 코드 분할 다중 접속 통신 시스템.
코드 분할 다중 접속 통신 시스템에 있어서,

공유 스펙트럼을 통해 K개의 데이터 신호들을 송신하도록 구성된 송신기를 구비하는 제1 지국(station); 및

제 2 지국을 포함하고,

상기 제 2 지국은,

상기 공유 스펙트럼을 통해 송신된 상기 K개의 데이터 신호들을 갖는 조합 신호를 수신하는 안테나와;

상기 조합 신호를 샘플링하는 샘플링 장치와;

상기 K개의 데이터 신호들의 임펄스 응답들을 추정하는 채널 추정기와;

상기 K개의 데이터 신호들의 코드들 및 임펄스 응답들을 사용하여 조합 채널 응답 행렬을 생성하고, 상기 조합 채널 응답 행렬을 사용하여 조합 채널 상관 행렬의 블럭 열 - 상기 블럭 열의 각 블럭 엔트리는 K ×K 행렬임 - 을 결정하고, 상기 조합 신호의 샘플들과 곱해진 상기 조합 채널 응답 행렬의 복소 공액 전치행렬의 푸리에 변환을 수행하고, 상기 푸리에 변환 결과에 상기 각 블럭 엔트리의 푸리에 변환의 역을 곱하여 데이터 벡터의 푸리에 변환을 생성하고, 상기 데이터 벡터 푸리에 변환의 역 푸리에 변환을 수행하여 상기 K개의 데이터 신호들의 데이터를 검출하는 데이터 검출 장치를 포함하는 것인, 코드 분할 다중 접속 시스템.
제1항 또는 제2항에 있어서,

상기 제 2 지국은, 상기 조합 신호의 샘플들에 상기 조합 채널 응답 행렬의 복소 공액 전치 행렬을 곱함으로써 푸리에 변환을 수행하고, 상기 복소 공액 전치행렬 곱셈 결과의 푸리에 변환을 수행하도록 구성되는 것인, 코드 분할 다중 접속 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제 2 지국은, 대각 행렬의 상기 블록 엔트리의 LU 분해를 사용하여 상기 데이터를 검출하도록 구성되는 것인, 코드 분할 다중 접속 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제 2 지국은, 상기 조합 신호의 샘플들이 시분할 듀플렉스 통신 버스트의 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 연장되는 경우, 상기 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 데이터를 검출하도록 구성되는 것인 코드 분할 다중 접속 시스템.
제 5 항에 있어서,

상기 조합 신호 샘플들의 연장된 샘플들은, 상기 임펄스 응답의 길이에 대해 상기 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 연장되는 것인 코드 분할 다중 접속 시스템.
제 5 항에 있어서,

상기 조합 신호의 샘플들은, 상기 조합 신호의 길이가 소인수 알고리즘(PFA, prime factor algorithm) 고속 푸리에 변환과 호환가능한 길이가 되도록 상기 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 연장되는 것인 코드 분할 다중 접속 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제 1 지국은 기지국으로서 구현되고, 제 2 지국은 사용자 장치로서 구현되는 것인 코드 분할 다중 접속 시스템.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 제 1 지국은 사용자 장치로서 구현되고, 제 2 지국은 기지국으로서 구현되는 것인 코드 분할 다중 접속 시스템.
무선 통신 방법에 있어서,

코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 제 1 지국으로부터 공유 스펙트럼을 통해 K개의 데이터 신호들을 송신하는 단계와;

제 2 지국에서,

상기 공유 스펙트럼을 통해 송신된 상기 K개의 데이터 신호들을 갖는 조합 신호를 수신하여 샘플링하는 단계;

상기 K개의 데이터 신호들의 코드들 및 임펄스 응답들을 사용하여 조합 채널 응답 행렬을 생성하는 단계;

상기 조합 채널 응답 행렬을 사용하여 조합 채널 상관 행렬의 블럭 열(column) - 상기 블럭 열의 각 블럭 엔트리는 K ×K 행렬임 - 을 결정하는 단계;

상기 조합 신호의 샘플들에 곱해진 상기 조합 채널 응답 행렬의 복소 공액 전치 행렬의 푸리에 변환을 수행하는 단계;

상기 푸리에 변환의 결과에 상기 각 블럭 엔트리의 푸리에 변환의 역을 곱하여 데이터 벡터의 푸리에 변환을 생성하는 단계; 및

상기 데이터 벡터 푸리에 변환의 역 푸리에 변환을 수행하여 상기 K개의 데이터 신호들의 데이터를 검출하는 단계를 포함하는 것인 무선 통신 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 푸리에 변환을 수행하는 단계는,

상기 조합 신호의 샘플들에 상기 조합 채널 응답 행렬의 복소 공액 전치 행렬을 곱하고, 상기 공액 전치 행렬 곱셈 결과의 푸리에 변환을 수행하는 것에 의한 것인 무선 통신 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 블록 엔트리들의 LU 분해를 사용하여 상기 데이터를 검출하는 것인 무선 통신 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 데이터의 검출은, 상기 조합 신호의 샘플들이 시분할 듀플렉스 통신 버스트의 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 연장되는 경우, 상기 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 발생하는 것인 무선 통신 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 조합 신호 샘플들의 연장된 샘플들은, 상기 임펄스 응답의 길이에 대해 상기 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 연장되는 것인 무선 통신 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 조합 신호의 샘플들은, 상기 조합 신호의 길이가 소인수 알고리즘(PFA) 고속 푸리에 변환과 호환가능한 길이가 되도록 상기 데이터 필드 시간 기간을 초과하여 연장되는 것인 무선 통신 방법.
제 10 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 방법은 사용자 장치로 상기 K 개의 데이터 신호들을 송신하는 기지국에 의해 수행되는 것인 무선 통신 방법.
제 10항 내지 제 15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 방법은 기지국으로 상기 K 개의 데이터 신호들을 송신하는 사용자 장치에 의해 수행되는 것인 무선 통신 방법.
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