KR100631177B1

KR100631177B1 - 고속송신 다이버시티 송수신

Info

Publication number: KR100631177B1
Application number: KR1020047010553A
Authority: KR
Inventors: 아리 호티넨; 올라브 티르크코넨
Original assignee: 노키아 코포레이션
Priority date: 2002-01-04
Filing date: 2003-01-03
Publication date: 2006-10-04
Also published as: WO2003056742A1; CN1623293A; US7502421B2; JP4328626B2; US20070165739A1; RU2316119C2; EP1468517B1; CA2472243A1; EP1775873A3; AU2003201162A1; CA2472243C; CN100571101C; EP1468517A1; US20050078761A1; MXPA04006551A; US7436896B2; ZA200405403B; BR0306718A; KR20040079410A; JP2005513953A

Abstract

코드가 채널 통계에 로버스트(robust)하고 Ricean과 (상관) Rayleigh 채널에서 양호하게 동작하도록 변환 직교 코드를 사용하여 송신 코드 행렬을 생성함으로써 무선 이동 시스템에서 성능 및 심볼속도가 증가된다. 또한, 본 발명은 다중 송신 안테나, 1개 이상의 다중 수신 안테나를 사용하여 고속 심볼속도 송신을 가능하게 하고, 높은 다이버시티 차수 및 고속 심볼 또는 데이터 속도를 동시에 얻을 수 있다.

Description

고속송신 다이버시티 송수신{HIGH RATE TRANSMISSION DIVERSITY TRANSMISSION AND RECEPTION}

이 출원은 2002년 1월 4일에 출원된 미국 가출원 제 60/346482호(여기에 참조문헌으로 포함되어 있음)를 기초출원으로 하여 우선권을 주장한다.

본 발명은 무선통신 시스템의 공간 및 시간/주파수 양자 모두에서 고속 데이터 송신 및 다이버시티(high data transmission and diversity)를 공동(joint)으로 달성할 수 있는 방법 및 시스템에 관한 것이다.

무선통신 시스템의 신호 전송 시 처리율(throughtput)과 데이터 속도 또는 서비스 품질을 저하시키는 페이딩(fading) 현상이 발생하게 마련이다. 장애물이 있는 전송환경에서 다중 경로 신호 전파(multi-path signal propagation)가 일어나 합성 유효 수신 신호 전력(combined effective received signal power)이 링크 용량(link capacity)을 크게 감소시킬 수 있다. 또한, 송신기와 수신기 간 상대 속도 또는 매개물에 의하여, 페이딩이 시간적 공간적으로 다이나믹하게 변하게 된다.

페이딩 채널에 대한 대표적인 대응책은 다중 수신 안테나를 수반하는 수신기 다이버시티를 사용하는 것이다. 그러나 다중 수신 안테나를 구현하는데는 많은 비용이 들기 때문에 다른 방안들이 강구되고 있다. 송신 다이버시티(transmit diversity)가 하나의 방안인데, 송신 다이버시티에서는 신호 송신을 위해 한 개 이상의 송신 안테나가 사용된다. 상기 두 기술은 인위적인 다중 경로 채널을 생성하고 모든 채널이 동시에 실패되는 확률을 상당히 줄여서 수신 신호의 품질을 향상시킨다.

송신 다이버시티 기술은 참조문헌으로서 여기에 인용된 미국특허 제6,185,258호에 개시되어 있다. Alamouti 행렬(C_Ala)은 다음의 수학식(1)과 같이 표시된다. 여기서, 각 행(row)은 송신 안테나 또는 빔(beam)에 해당하고, 각 열(column)은 심볼 주기(symbol period)에 해당한다.

Alamouti 방식(scheme)은 두 심볼 주기 동안 두 개의 안테나 또는 빔을 사용하기 때문에 2×2 공간-시간 블록 코드(space-time block code)라고 한다. 시간분할 대신에, 다른 심볼 주기 동안 다른 열을 전송할 때 가용 송신 자원의 직교분할이 이용될 수 있다. 예를 들어, 다른 주파수의 부반송파(subcarrier) 또는 푸리에/웨이블렛(Fourier/wavelet) 변환(공간-주파수 코드) 또는 다른 (확산) 코드(공간-코드-코드)가 사용될 수 있다. 소정 코드 행렬의 다소 사용을 강조하기 위해, 상기 논의된 종류의 코드에 대해 "송신 다이버시티 코드" 라는 단어가 사용되는데, 이것은 공간(안테나 또는 빔) 차원이 사용가능할 때 시간 및 대역폭을 포함하여 다른 송신 자원의 직교 분할과 함께 사용될 수 있다. Alamouti 코드의 송신 다이버시티는 미국특허 제6,185,258호에서 알 수 있듯이 두 개이다. 두 심볼이 두 타임슬롯에서 송신되므로 심볼 속도는 1이다. 수학식(1)에 의해 생성된 코드는 Hermitian 전치행렬과 곱해질 때 일정 크기의 항등행렬(scaled identity matrix)이 된다는 점에서 직교성이 있다. 행렬 A의 Hermitian 전치행렬은 A^H로 표시되고, A의 복소 공액 전치(complex conjugate transpose)이다. 행렬의 전치는 행렬에서 행과 열의 인덱스를 역으로 하여 구한다. 항등행렬은 I로 표시되며, 대각선의 각 요소는 1이고 다른 모든 요소는 0이다. 따라서 직교 기반 A에 있어서, A^HA = AA^H= kI(k는 실수)가 된다. Alamouti 행렬의 직교성은 심볼이 서로 간섭하지 않도록 두 심볼의 개별 디코딩을 가능하게 한다.

Alamouti 송신 다이버시티는 채널 상의 심볼간 간섭(intersymbol interference)(ISI)이 없거나 거의 없은 채널에 대해 최적화된다. ISI는 수신신호를 왜곡시키고 수신을 악화시켜서 신호 품질을 저하시킨다. 임시 다중 경로 컴포넌트라고도 알려진 시간 지연된 신호도 장점이 있을 수 있다. CDMA 시스템에서, 예를 들어 각 다중 경로 컴포넌트를 위한 개별적인 송신 다이버시티 블록 코드 디코더를 사용하고, 동등한 이득 합성법(equal gain combining) 또는 최대비 합성법(maximal ratio combining) 등의 적절한 다이버시티 합성법으로 출력을 합성할 수 있다. 대안적으로, 다중 경로 전파 신호를 합성하고 가능하면 동시에 심볼간 간섭을 제거하는데 이퀄라이저가 사용될 수 있다. Lindskog와 Paulraj는 2000년 Proc. IEEE ICC2000 제1권 307-311 페이지에 기재된 "심볼 간 간섭의 채널을 위한 송신 다이버시티 설계"에서 Alamouti 코드와 다른 ISI 채널 상에서 효과적인 직교 송신 다이버시티 블록 코드를 제안하였다. 이 논문은 여기에 참조문헌으로 인용한다.

직교 송신 다이버시티 코드는 여기에 참조문헌으로 인용된 2000년 11/12월 미국 샌프란시스코 Proc. Globecom 2000에 기재된 O.Tirkkonen과 A.Hottinen의 "4개의 송신 안테나를 위한 복합 공간-시간 블록 코드"에서 알 수 있는 것처럼, 속도 제한 문제를 가지고 있다. 예를 들어, 4개의 송신 안테나 또는 빔을 갖는 직교 송신 다이버시티 코드에 대한 최대 심볼속도는 3/4이다. 속도 상실을 원치 않을 때, 코드 직교성이 희생되어야 한다. 미국 뉴저지 9월 Proc. IEEE ISSSTA 2000에 기재된 O.Tirkkonen, A.Boariu, A.Hottinen의 "3+ 송신 안테나를 위한 최소 비직교성 공간-시간 코드"에서는 그러한 방법 하나(예를 들어, ABBA 코드)를 제안한다. 이 코드에서 신호가 송신 다이버시티 코드 행렬을 이용하여 송신된다.

상기 코드는 서브 행렬들로서 Alamouti 코드를 포함한다. 전술한 논문은 여기에 참조문헌으로 인용된다. 상기 코드는 페이딩 채널에서 양호한 성능을 나타내지만 비직교성의 구조에 기인하여 상관 채널 또는 Ricean 채널에서 본래의 성능 손실이 있다. 상관 채널 또는 Ricean 채널에서는 공지의 직교 송신 다이버시티가 더 좋은 성능을 보인다. 수학식(2)에 의해 예시된 비직교 코드의 성능은 참조문헌으로 포함된 2002년 10월 핀란드 무선통신 워크샵, O.Tirkkonen의 "콘스텔레이션 회전(constellation rotation)에 의한 공간-시간 블록 코드의 최적화"에서 논의된 바와 같이, 행렬값 콘스텔레이션 회전(matrix valued constellation rotation)을 사용함으로써 향상될 수 있다. 그 아이디어는 수학식(2)에서 z1, z2 및 z3, z4 쌍에 의해 예시된 다른 직교 인코딩된 블록 내의 심볼이 다른 콘스텔레이션으로부터 취해지면, 코드의 성능이 더 향상된다는 것이다.

더 간단하고 한정된 다이버시티 공간-시간 코드 구조가 WCDMA 시스템을 위해 제안되었다. 직교 코드는 참조문헌으로 포함된 3GPP 문헌 TSGR1#(01)-0578에서 STTD-OTD라고 호칭된다. 그것은 심볼속도가 (4개의 송신 안테나를 가지고) 1이 되도록 그러나 시스템이 단지 제한된 다이버시티 차수를 향유하도록 두 Alamouti 코드를 결합한다. 송신 코드 행렬은 다음과 같다.

4개의 안테나에서, 달성할 수 있는 최대가 4일때, 다이버시티 차수는 단지 두 개이다. 상기 STTD-OTD 코드는 두 개의 Alamouti 블록을 포함하고 열의 인덱스 2와 3을 변경한 후 이전에 주어진 Alamouti 행렬을 이용하여 작성될 수 있다. 대안적으로, STTD-OTD와 동일한 다이버시티를 획득하기 위해서는, 안테나 호핑(hopping) 및 Alamouti 코드를 결합하는데, 이 경우 공간-시간 행렬은 수학식(3)과 같다.

상기 행렬은 4개의 심볼을 포함하고 4개의 타임슬롯을 차지하므로, 비록 모든 심볼이 모든 안테나로부터 송신되지 않는다 하더라도 심볼 속도는 1이며, 이에 따라 얻을 수 있는 다이버시티가 2개로 한정된다.

송신 다이버시티 블록 코드는 미국 텍사스 산안토니오 2001년 11/12월 Proc. Globecom 2001에서의 O.Tirkkonen과 A.Hottinen의 "비직교 공간-시간 블록 코드를 이용한 향상된 MIMO 송신"에 개시되어 있는 것처럼, 페이딩 채널을 통한 병렬 고속 송신에 대해서도 설계되었다. 이 방법에서, 송수신 다이버시티 이점을 얻고 데이터 또는 심볼 속도를 증가시키는데 두 개의 송신 안테나 및 두 개의 수신 안테나가 유용하게 사용된다.

고속 공간-시간 송신 개념은 장래 WCDMA 시스템에 대해서도 고려되었다. 실제, 텍사스 인스트루먼트 사에 의한 TSG-RAN 작업그룹 1(TSGR1#20(01)-0459)에서의 3GPP 문헌 "비대칭 변조 및 안테나 서플링(shuffling)을 사용한 이중 STTD 설계안의 향상"(참조문헌으로 포함됨)에서, 4개의 송신 안테나 및 2개나 4개의 수신 안테나를 사용한 Alamouti 코드의 병렬 송신이 제안된다. 이 방법은 2만큼 심볼속도를 향상시키지만, 단지 제안된 다이버시티 차수를 가지며 이것은 성능 및 구현할 수 있는 데이터 속도를 제한한다.

본 발명의 목적은 상기의 문제점을 해결하기 위한 것이다.

본 발명은 송신 행렬을 사용하여 복소 심볼(complex symbol)을 송신하는 방법을 제공한다. 이 방법은 복소 심볼 스트림(stream of complex symbol)을 적어도 부분적으로 다른 두 개 이상의 복소 심볼 스트림으로 변환하는 단계와, 상기 두 개 이상의 복소 심볼 스트림을 변조하여 두 개 이상의 코드 행렬 -적어도 하나는 1차원 이상 - 을 형성하는 단계와, 선형 변환들을 이용하여 상기 코드 행렬을 변환하여 두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 구성하는 단계와, 두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 이용하여 송신 코드 행렬을 구성하는 단계와, 직교 시그널링 자원 및 세 개 이상의 서로 다른 송신 안테나 경로를 사용하여 적어도 부분적 병렬로 상기 송신 코드 행렬을 송신하는 단계를 포함한다.

본 발명은 또한 각 송신 안테나 경로에서 각 수신 안테나로의 임펄스 응답 추정을 출력하는 채널 추정 모듈과, 송신 행렬의 구조를 사용하는 검출 모듈을 포함하는 신호 수신 장치를 제공한다. 여기서, 상기 행렬은 두 개의 직교 공간-시간 코드 행렬 또는 채널 심볼 중 적어도 하나의 선형 결합과, 송신 신호 스트림에 대한 비트 또는 심볼 추정을 계산하는 채널 임펄스 응답 추정을 포함한다.

본 발명은 또한 송신 행렬을 이용하여 복소 심볼을 송신하는 장치를 제공한다. 이 장치는 복소 심볼 스트림을 적어도 부분적으로 다른 두 개 이상의 복소 심볼 스트림으로 변환하는 컨버젼 수단과, 상기 두 개 이상의 복소 심볼 스트림을 변조하여 두 개 이상의 코드 행렬 -적어도 하나는 1차원 이상 - 을 형성하는 변조수단과, 선형 변환들을 이용하여 상기 코드 행렬을 변환하여 두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 구성하는 변환수단과, 두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 이용하여 송신 코드 행렬을 구성하는 코드 구성수단과, 직교 시그널링 자원 및 세 개 이상의 서로 다른 송신 안테나 경로를 사용하여 적어도 부분적 병렬로 상기 송신 코드 행렬을 송신하는 송신수단을 포함한다.

본 발명의 다른 목적 및 특징은 관련 도면과 함께 설명되는 상세한 내용으로부터 명확하게 될 것이다. 관련 도면은 본 발명의 개념을 설명하기 위해서 도시된 것으로 본 발명의 응용을 결코 제한하는 것이 아니며, 이를 위해서는 첨부된 특허청구범위를 참조하여야 한다.

도 1은 본 발명에 따른 송신 다이버시티 시스템을 도시한 것이다.

도 2는 제안된 고속 송신 방법을 위한 수신기 시스템을 도시한 것이다.

도 3은 본 발명에 따른 다중 안테나 송신기-수신기 쌍을 도시한 것이다.

도 1은 기지국과 같은 송신장치(101) 및 휴대폰과 같은 수신기(102)를 포함하는 고속 송신기 다이버시티 시스템을 나타낸다. 송신장치(101)는 직렬-병렬(S/P) 모듈(103), 복수의 직교 행렬 구성용 송신기 다이버시티 변조모듈(104), 적어도 하나의 변환모듈(105), 코드 구성 모듈(106), 신호를 아날로그 파형으로 바꾸는 복수의 RF 모듈(108) 및 시그널링/확산 모듈(107), 송신 안테나(109)를 포함한다. 수신기(102)는 1개 이상의 수신 안테나를 포함한다.

S/P 모듈(103)은 채널 부호화(ENC)(예를 들어, 터보 부호화 또는 길쌈 부호화) 및 변조(MOD)된 복소 값 심볼 스트림(complex valued symbol stream)을 두 개 이상의 병렬 복소 값 심볼 스트림으로 변환한다. 여기서 복소 심볼의 적어도 일부는 서로 다르다. 모듈(104)에서, 두 심볼 스트림은 각각 임의의 차원과 속도를 갖는 직교 (송신 다이버시티) 코드 행렬(C1, C2)을 이용하여 송신 다이버시티 코딩된다. (송신 다이버시티) 코드 행렬(C1, C2) 내의 심볼 또는 (송신 다이버시티) 코드 행렬 자체가 모듈(105)에서 선형 변환 U를 사용하여 혼합되어, 변환 송신 다이버시티 코드 행렬(X1, X2)을 생성한다. 변환 송신 다이버시티 코드 행렬(X1, X2)은 코드 구성 모듈(106)에서 송신 코드 행렬을 구성하는데 사용된다. 송신 코드 행렬은 직교 시그널링(예를 들어, 다른 직교 코드(Hadamard 코드 등), 타임슬롯, 푸리에 파형(OFDM 파형/부반송파) 또는 주파수대역이 사용될 수 있다)을 사용하는 3개 이상의 송신 안테나 또는 경로 또는 빔(109)을 사용하여 송신된다. 심볼 속도를 증가시키기 위해 선택적인 병렬 송신이 사용되면, S/P 모듈은 두 개 이상의 심볼 스트림(110)을 출력하여 결국 코드 구성 모듈(106)에서 다른 병렬 스트림 또는 코드 행 렬과 결합된다.

예로서, 변환 코드 행렬은 변환모듈(105)에서 다음의 수학식(4)과 같이 생성될 수 있다.

X1=C1+C2

X2=C1-C2

여기서, C1 및 C2는 두 직교 송신 다이버시티 코드, 즉 2×2 Alamouti 행렬이다. 간단히 하기 위해, √2로 나누어 타겟 심볼 에너지를 유지하기 위한 정규화가 생략되어 있음에 유의해야 한다.

성능을 더 향상시키기 위해서, 각각의 직교 송신 다이버시티 코드(C1, C2) 내의 심볼이 다른 변조 알파벳(modulation alphabet)으로부터 취해질 수 있고, 예를 들어 콘스텔레이션 회전에 의해 영향을 받을 수 있다. 이것은 직렬-병렬 모듈(103)에 통합될 수 있다. 직렬-병렬 모듈(103)은 복소 심볼 스트림을 다수의 복소 심볼 스트림으로 변환하는 컨버젼(conversion) 수단이라고 일반적으로 더 알려져 있다. 대안적으로 또는 이에 더하여, 변환 모듈(105)은 송신 행렬이 단위 변환 행렬 U를 사용하여 생성되도록 다음의 수학식(5)처럼 일반화될 수있다.

X=UC

여기서, (두 개의 코드 행렬만이 변환된다고 가정하면)

이고, U=VⓧI 이다. V는 단위 행렬이고 I는 등방 행렬이다. 행렬 V는 다음과 같이 파라미터화된 형태를 가정할 수도 있다.

Kronecker 곱은 등방 행렬과 결합될 때 변환 행렬의 제로 개수를 최소화시키는데, 이것은 송신기의 피크 대 평균 비(peak-to-average ratio)를 감소시키고 단순한 구현을 제공한다. 다음과 같이 좀 더 파라미터화할 수 있다.

μ=√α

γ=√1-αexp(-ｊφπ)

여기서, α는 선형 결합 행렬 내의 상대 전력을 결정하고 φ는 복소 페이저(complex phasor)의 위상을 결정한다. 단순한 변환(수학식(4))은 α=1/2, φ=0으로 설정하여 얻을 수 있다.

간단히 하기 위해 수학식(4)에서 제공된 특정 경우로 돌아간다. 코드 구성 모듈(106)은 선형 결합의 결과인 변환 송신 다이버시티 코드 행렬(X1, X2)을 취하여 송신 코드 행렬을 구성한다. 이를 위해, 이중 차원으로 코드 구성 모듈(106)은 행렬(X1, X2)을 송신 코드 행렬에 삽입한다. 변환 코드 행렬은 다른 타임슬롯(타임 직교 시그널링)에서 송신 다이버시티 송신 코드 행렬을 이용한 4개의 송신 안테나를 이용하여 송신될 수 있다.

대안적으로, 전력 균형을 더 좋게 유지하기 위해 예를 들어 송신 다이버시티 송신 코드 행렬을 이용하여 계속적으로 송신할 수 있다.

이 송신 코드 행렬은 코드 특성에 영향을 주지 않고 열 및/또는 행의 치환이 수행될 수 있다. 송신 코드 행렬은 또한 좌측부터 그리고/또는 상수 행렬과 곱해질 수 있다.

상기 선형 (단위) 결합 사용의 이점을 이해하기 위해, 수신 신호(간단히 하기 위해 평탄 페이딩 채널에서)가 y=Ch+n(h는 주어진 수신 안테나의 채널 계수 벡터)으로 표시될 수 있다는 것을 상기한다. X1과 X2 내의 심볼과 채널 행렬/벡터가 재배열될 때, 동등한 신호 모델은 y'=Hb+n'(H는 코드 행렬 및 채널에 의존하고, b는 심볼 또는 비트 벡터이다. 여기서, 다른 차원은 다른 수신 심볼 또는 비트 스트림에 해당한다)이다. 심볼이 Gray 레벨링과 함께 QPSK 변조될 때, b는 각 심볼의 I와 Q 컴포넌트를 구성하는 것으로 간주되어 벡터의 차원성을 2만큼 증가시킨다.

심볼 또는 비트를 검출할 때 사용될 수 있는 수신된 동등의 상관 행렬은 공간-시간 매칭 필터(즉, H의 공액 전치)가 수신 신호 y'에 적용될 때, 공간-시간 매 칭 필터 z=Rb+n''(R은 동등 채널 상관 행렬이라고 함) 후에 동등한 신호 모델을 생성하게 된다. 이 모델은 유색 잡음(colored noise) 하에 (wrt. b) ∥z-Rb∥²를 최소화하여 심볼 또는 비트를 추정함으로써 대응 수신기가 되도록 사용될 수 있거나, 대안으로서 직접 ∥y-Hb∥²를 구할 수 있다. 여기서, H는 송신 행렬에 의존하는 동등 채널 행렬이다.

이 식을 구하는 검출기는 잘 알려져 있다. 그러나 이 모델에 도달하기 위해서는, 모델이 채널 벡터/행렬 및 송신 코드 행렬의 특성과 일치하도록 할 필요가 있다. 예로서, 동등한 채널 상관 행렬을 사용하여 비트 또는 심볼을 추정할 때, 상기 행렬을 알 필요가 있다. 예를 들면, 코드(6) 및 코드(7)에 대해, α=1/2, φ=0이고 4개의 송신 안테나를 가지면, 다음의 수학식(8)과 같은 구조를 갖는 코드 상관 행렬이 된다.

여기서, a와 b는 수학식(9)과 같다.

따라서 대각선으로부터 벗어난(off-diagonal) 상관 값이 없어지지 않기 때문에 상기 코드는 비직교이다. 대응하여 α=1/2, φ=0일 때(이 특별한 경우, 송신 코드 행렬은 STTD-OTD로 감소하는데, 종래 기술로부터 알 수 있음),

이고, 여기서

이다.

이것은 다른 심볼이 부분적 송신 다이버시티만을 획득하는 반면에 수학식(8, 9)에서 대각선 요소가 동일하고, 따라서 모든 심볼이 채널의 실현과 관계없이 동일한 전력을 얻는다는 사실을 반영한다. 심볼 또는 비트를 검출할 때 동등한 상관 행렬이 사용될 수 있다. 제안된 코드의 코드 상관 행렬은 종래 기술(예를 들어, ABBA)과 달라 전자는 명확히 채널 전력차에 의존하나, 후자는 채널의 복소 위상에 의존한다는 것을 알아야 한다. 본 발명의 코드의 이러한 특성은 송신 시스템의 송신 품질의 데이터 속도를 증가시킬 때 유용하게 사용될 수 있다. 특히, 본 발명의 코드는 채널이 전체 상관일 때 직교적이고, 일반적으로 상관 계수는 채널 상관이 증가하면서 감소된다. 따라서 코드는 상관 채널에 대해서도 적절한데, 그것은 예를 들어 상관 Rayleigh 또는 Ricean 채널로서 기술될 수 있다. 역으로, 종래 기술의 비직교 코드(예를 들어, ABBA)는 이 채널에서 비직교적으로 남아 있다. 물리채널의 상관특성은 환경에 의존하지만, 일반적으로 안테나 상관은 송신 또는 수신 안테나가 서로 근접할 때 증가한다고 알려져 있다. 이것은 작은 기지국과 특히 작은 단말기(이동국)에 의해 장래 무선 시스템에서 사실이 될 것이다.

요약하면, 일반적인 선형 변환 행렬 U는 전술한 변환(4) 및 특정 경우(변환(4)이 α=1/2, φ=0으로 설정하여 얻어지고 STTD-OTD 코드는 α=1로 설정하여 얻는다)로서 종래 기술의 코드(4개의 안테나를 갖는 STTD-OTD로 알려져 있음)를 가진다. 1/2<α<1일 때, 코드 상관 행렬의 대각선 값이 수학식(8)에서보다 더 서로 다르기 때문에, 코드는 송신 다이버시티 이익을 제공한다. 코드 상관값은 크기가 더 작다는 이점이 있다. 이것은 수신 유닛에서 검출을 간단하게 한다. 극단적인 경우에, 코드 상관 값(코드 상관 행렬의 비대각 값)이 제로라는 점에서, 코드가 코드와 같은 직교 STTA-OTD로 감소한다. 코드가 적절히 균등화된 ISI 채널에서 사용될 때 제안된 코드의 상관 행렬이 또한 유리한 특성을 갖는다는 것을 알아야 한다. 즉, 다중경로 컴포넌트가 코드의 비직교성을 감쇄시킨다. 이를 위해, 개별적인 심볼들이 다중 심볼의 벡터로서 해석될 수 있다.

구성 행렬(constituent matrix)(C1, C2)이 모두 Alamouti 행렬일 때, 획득되는 코드는 적어도 1의 심볼 속도(적어도 4개의 다른 심볼이 4개의 타임슬롯에서 송신될 수 있다)를 갖는다는 것에 유의한다. 송신장치의 심볼속도를 증가시킬 때 본 발명의 송신 개념이 또한 사용될 수 있다. 이 경우 여러 변환 송신 다이버시티 코드 행렬이 병렬로 송신되어 바람직하게는 계속적으로 송신기 내의 전력 변동을 최소한다(즉, RF 전력 증폭기 내의 피크 대 평균 비를 최소화한다). 이러한 취지로, 특히 유리한 실시예가 다음의 수학식(10)과 같이 TR-AHOP 행렬의 반 대각선(anti- diagonal) 부분을 채워야 한다.

여기서, 행렬(X3, X4)은 선형 변환을 사용하여 동일하게 생성된다. X3와 X4를 구성하는데 사용되는 선형 변환은 X1와 X2를 구성하는데 사용되는 선형 변환과 다르다. 예를 들어, X3와 X4를 구성하는데 사용되는 변조 알파벳은 X1와 X2를 구성하는데 사용되는 변조 알파벳과 다를 수 있다. 실제, 4개의 병렬 복소 심볼 스트림이 생성되고, 두 스트림에 개별적으로 변환이 적용되어, 두 변환된 송신 다이버시티 코드 행렬이 동시에 그리고 계속적으로 송신 장치로부터 송신되어, X1와 X2 쌍 및 X3와 X4 쌍이 모두 전체적인 다이버시티 이익을 획득하고 전형적으로 서로로부터 간섭을 획득한다.

본 발명은 변환 코드의 서브행렬로서 Alamouti 송신 다이버시티 코드의 사용에 한정되는 것은 아니다. 일반적으로, 다수의 송신 안테나에 대해 정의된 어떤 직교 송신 다이버시티 코드라도 사용될 수 있다. 참조문헌으로서 포함된 WO/63826 A1 특허출원에는 모든 가능한 직교 송신 다이버시티 코드 행렬이 구성되었다. 예로서 코드(C1, C2)가 4개의 송신 경로 또는 안테나에 대해 각각 정의된 속도 3/4 송신 다이버시티 코드가 될 수 있는데, 이 경우에서 결과적인 코드는 전체 심볼속도 3/4로 8개의 경로 또는 안테나에 대해 정의된다. 따라서 속도는 직교 송신 다이버시티 코드와 비교될 때 증가되고, 여기서 종래 기술로부터 알 수 있는 것처럼, 속도 1/2 는 8개의 안테나를 사용하여 초과될 수 없다. 대안으로, 코드 C2가 (종래 기술에서 알 수 있듯이) 예를 들어 속도 1/2을 가지도록 정의될 수 있고, C1은 속도 3/4를 갖는데, 이 경우 전체 속도는 5/8이다.

따라서 공간 시간 코드 행렬(C1, C2)이 다수의 다른 심볼 속도를 가능하게 하기 위해 같을 필요가 없다. 또한, 동일한 차원을 가질 필요도 없다. 따라서 (코드 차원이 안테나 수에 의존한다는 것을 상기하면) 다른 코드 차원을 사용함으로써 변환 코드(X1, X2)에 대하여 비대칭적으로 송신요소(안테나)를 분할할 수 있다. 예로서, C1이 차원 2의 Alamouti 코드이고 C2가 차원 4의 속도 3/4 코드(부록 1, 식(4))이면, 효과적으로 심볼 속도 7/8 및 6개의 안테나 송신을 갖고, C2는 다음의 수학식(11)으로 정의된다.

여기서, C1' 및 C2'는 두 개의 다른 심볼과 함께 생성되는 Alamouti 코드(STTD-OTD 송신 다이버시티 송신 행렬)이다. 차원이 동일하지 않으면, 낮은 차원의 행렬이 코드 변환 시 캐노니컬하게(canonically) 제로로 채워지거나 또는 높은 차원의 행렬은 일부가 없어져(punctured)(예를 들어, 열이 삭제) 상기 예에서 임의의 수의 송신 안테나(예를 들어, 6개)를 사용하게 된다는 것을 알 수 있다.

도 2는 대응하는 수신기를 나타낸 것으로, 하나 또는 복수의 수신 안테나, RF 전단 모듈(201) 및 역확산 또는 채널 분할 유닛(202)을 포함하고, 신호를 기저대역으로 변환한다. 기저대역에서 송신 코드 행렬 내에 삽입된 심볼 또는 비트를 검출하는 적절한 검출장치(204)와 함께 장치(203)에 의해 공간-시간 매칭 필터(space-time matched-filter) 및 채널 추정이 제공된다. 채널 추정 유닛(203)은 각 송신 안테나/수신 안테나 쌍에 대한 복소 채널 계수(complex channel coefficient)를 결정한다. 바람직한 실시예에서, 수신유닛은 채널 추정(또한 신호대잡음비 추정)을 사용하여 사용된 변환 행렬에 의존하는 유효 상관 행렬을 구성한다. 변환(4)에 대한 명확한 예가 수학식(8, 9)에 나타나 있다. 검출장치(204)는 어느 디코더 또는 공동-디코더 및 채널 검출유닛일 수 있는데, 예를 들어, 비터비(Viterbi) 알고리즘에 의해 송신 심볼의 MMSE(최소 평균제곱오차) 추정 또는 최대 가능성(Maximun Liklihood) 추정을 생성하거나 최적 또는 차선의 MAP 알고리즘에 의해 소프트 출력(귀납적 확률)을 생성한다. 공동 검출은 검출, 채널 추정, 채널 디코딩 유닛에 의해 전달되는 출력 간 206을 통해 피드백 및 피드포워드 연결에 의해 가능하게 된다. 결국, 채널 디코더(예를 들어, 터보 디코더)는 다른 수신기 유닛 또는 특정 소스의 타겟 싱크에 결정을 전달한다. 이 수신기 개념은 일반적으로 알려져 있지만, 본 발명의 문맥에서 적용될 때 수신기는 송신기에서 사용하는 코드 구조를 사용할 수 있고, 또한 예를 들어 수학식(8)과 동일한 코드 상관 행렬을 사용할 수도 있다.

본 발명의 기본적인 신규 특성들이 바람직한 실시예에 적용하면서 기술되어 있는 반면, 기술한 방법 및 장치의 상세 및 형태에서 여러 생략, 대체 및 변경이 본 발명의 사상을 벗어나지 않고 당업자에 의해 가해질 수 있다. 예를 들어, 채널을 통해 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 송신할 때 직교 시그널링과 함께 본 방법이 사용될 수 있다. 이것은 OFDM 파형, 웨이블렛, 시간-직교 파형, FDMA, 임의의 직교 확산 코드의 사용을 포함한다. 더욱이, 송신 다이버시티 코드 행렬의 엔트리를 변조시키는 복소 심볼은 임의의 복소 변조 알파벳(QPSK, 8-PSK, 16-QAM, 4-PSK) 또는 (행렬 값) 이들의 콘스텔레이션 회전된 버전(constellation rotated version)으로부터 나올 수 있고, 다른 알파벳이 다른 복소 심볼 스트림에 사용될 수 있다. 또한, 복소 심볼 내의 부호화된 비트는 채널 코딩 및/또는 인터리빙될 수 있다. 채널 코드는 블록 코드, 트렐리스(trellis) 코드, 길쌈 코드, 터보 코드, 저밀도 패리티 체크 코드 또는 이러한 코드의 결합 또는 종래 알려진 다른 코드가 될 수 있다. 송신 다이버시티 코드 행렬의 열이 전송되는 송신경로는 두 개 이상의 송신 요소를 사용하는 빔에 의해 또는 Butler 행렬을 사용하는 고정된 빔에 의해, 어떤 피드백 루프를 사용하는 수신기에 의해 제어되는 빔을 사용하거나 송신기에서 수신기로 송신경로 또는 송신 팻(pat)을 형성하기 위한 종래 알려진 방법에 의해 형성될 수 있다. 또한, 본 발명의 방법이 오직 하나의 채널화 파형 또는 코드를 요구하지만, 1개 이상이 사용 가능하다면 데이터 속도는 다중코드 송신을 이용하여 직접 증가될 수 있다는 것은 명백하다. 더욱이, 복소 심볼 스트림의 검출에 요구되는 채널 추정은 예를 들어 공통 채널 파일럿 또는 전용 채널 파일롯을 사용하거나 또는 결정 피드백 또는 그것들의 결합을 사용하여 획득될 수 있다. 또한, ISI 채널에 대해 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 복소 공액의 적절한 해석으로 심볼 대신에 심볼 벡터를 송신할 수 있다. 따라서 첨부된 청구항의 범위에 의해서만 한정된다.

Claims

송신 코드 행렬을 이용하여 복소 심볼을 송신하는 방법에 있어서,

상기 송신 코드 행렬을 구성하는 단계와,

직교 시그널링 자원 및 세 개 이상의 서로 다른 송신 안테나 경로를 사용하여 적어도 부분적 병렬로 상기 송신 코드 행렬을 송신하는 단계를 포함하고,

각각의 상기 복소 심볼은 상기 송신 코드 행렬의 두 개 이상의 요소의 일부를 형성하고 상기 행렬 요소의 적어도 일부는 두 개 이상의 상기 복소 심볼을 선형 혼합하여 형성되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1항에 있어서,

상기 송신 코드 행렬을 구성하는 단계는

복소 심볼 스트림을 적어도 부분적으로 다른 두 개 이상의 복소 심볼 스트림으로 변환하는 단계와,

상기 두 개 이상의 복소 심볼 스트림을 변조하여 두 개 이상의 코드 행렬 -적어도 하나는 1차원 이상 - 을 형성하는 단계와,

선형 변환들을 이용하여 상기 코드 행렬을 변환하여 두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 구성하는 단계와,

두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 이용하여 송신 코드 행렬을 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 선형 변환들 중 하나 이상은 등방 변환과 다른 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 두 개 이상의 코드 행렬은 직교 코드 행렬인 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 송신 코드 행렬의 두 행렬 차원은 상기 변환 송신 다이버시티 코드 행렬의 대응 행렬 차원보다 큰 것을 특징으로 하는 방법.
제 5항에 있어서,

상기 송신 코드 행렬은 상기 방법을 이용하거나 저차원 행렬을 고차원 행렬에 삽입하여 상기 변환 송신 다이버시티 코드 행렬로부터 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 송신 코드 행렬은 행렬의 반복, 부정, 결합, 치환, 승산 중 하나 이상을 사용하여 상기 변환 송신 다이버시티 코드 행렬로부터 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 첫 번째 변환 코드 행렬은 상기 두 개의 코드 행렬을 합산하여 구성되고, 상기 두 번째 변환 코드 행렬은 상기 두 개의 코드 행렬을 감산하여 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 4항에 있어서,

상기 송신 행렬의 심볼 속도는 선형 변환이 적용되는 직교 코드 행렬의 평균 심볼 속도와 동일한 것을 특징으로 하는 방법.
제 1항에 있어서,

상기 송신 코드 행렬은 T개의 직교 시그널링 자원에 걸쳐 연장되고, 상기 송신 코드 행렬을 구성하는데 T개 이상의 복소 심볼이 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 두 개 이상의 복소 심볼 스트림을 구성하는 단계는 직렬/병렬 변환을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 두 개 이상의 복소 심볼 스트림을 구성하는 단계는 회전 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 12항에 있어서,

상기 회전 유닛은 등방 행렬과 다른 심볼 회전 행렬이고 두 개 이상의 제로를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 12항에 있어서,

상기 회전 유닛은 두 개의 단위 행렬의 Kroneker 곱으로서 생성된 심볼 회전 행렬이고, 적어도 하나는 등방 행렬과 다른 것을 특징으로 하는 방법.
제 13항에 있어서,

상기 심볼 회전 행렬은 대각선 행렬이고, 적어도 하나의 대각선 요소는 복소수인 것을 특징으로 하는 방법.
제 10항에 있어서,

두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬은 병렬로 송신되고, 그 두 개의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬은 적어도 부분적으로 다른 심볼을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 10항에 있어서,

상기 심볼의 일부는 상기 송신 코드 행렬 내의 블록-대각선 서브행렬로 송신되고, 적어도 부분적으로 다른 심볼은 상기 송신 코드 행렬 내의 반 블록-대각선 서브행렬로 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 10항에 있어서,

4개의 서브스트림이 존재하고 각 서브스트림은 변조되어 두 개의 심볼을 통합한 직교 2×2 코드 행렬을 생성하고, 상기 송신 코드 행렬은 4개 이상의 직교 시그널링 자원에 걸쳐 연장되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

적어도 하나의 코드 행렬은 다른 코드 행렬과 다른 심볼 속도를 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

적어도 하나의 코드 행렬은 다른 코드 행렬과 다른 차원을 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

적어도 하나의 코드 행렬은 다른 코드 행렬과 다른 전력으로 송신되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 2항에 있어서,

상기 직교 시그널링 자원은 비중첩 타임 슬롯, 다른 확산 코드, 다른 OFDM 부반송파, 다른 웨이블렛 파형 또는 다른 FDMA 채널 중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
송신 코드 행렬을 이용하여 복소 심볼을 송신하는 장치에 있어서,

복소 심볼로부터 송신 코드 행렬을 구성하는 수단과,

직교 시그널링 자원 및 세 개 이상의 서로 다른 송신 안테나 경로를 사용하여 적어도 부분적 병렬로 상기 송신 코드 행렬을 송신하는 송신수단을 포함하고,

각각의 상기 복소 심볼은 상기 송신 코드 행렬의 두 개 이상의 요소의 일부를 형성하고 상기 행렬 요소의 적어도 일부는 두 개 이상의 상기 복소 심볼을 선형 혼합하여 형성되는 것을 특징으로 하는 장치.
제 23항에 있어서,

상기 복소 심볼로부터 송신 코드 행렬을 구성하는 수단은

복소 심볼 스트림을 적어도 부분적으로 다른 두 개 이상의 복소 심볼 스트림으로 변환하는 컨버젼 수단과,

상기 두 개 이상의 복소 심볼 스트림을 변조하여 두 개 이상의 코드 행렬 -적어도 하나는 1차원 이상 - 을 형성하는 변조수단과,

선형 변환들을 이용하여 상기 코드 행렬을 변환하여 두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 구성하는 변환수단과,

두 개 이상의 변환 송신 다이버시티 코드 행렬을 이용하여 송신 코드 행렬을 구성하는 코드 구성수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 장치.
제 24항에 있어서,

상기 변환수단은 등방 변환과 다른 적어도 하나의 선형 변환을 적용하는 것을 특징으로 하는 장치.
제 24항에 있어서,

상기 변조수단은 직교 코드 행렬을 생성하는 것을 특징으로 하는 장치.
송신 코드 행렬을 이용하여 복소 심볼을 송신하는 송신기 및 송신된 복소 심볼을 수신하는 수신기를 포함하는 시스템에 있어서,

상기 송신기는 복소 심볼로부터 송신 코드 행렬을 구성하는 수단과,

직교 시그널링 자원 및 세 개 이상의 서로 다른 송신 안테나 경로를 사용하여 적어도 부분적 병렬로 상기 송신 코드 행렬을 송신하는 송신수단을 포함하고,

각각의 상기 복소 심볼은 상기 송신 코드 행렬의 두 개 이상의 요소의 일부를 형성하고 상기 행렬 요소의 적어도 일부는 두 개 이상의 상기 복소 심볼을 선형 혼합하여 형성되는 것을 특징으로 하는 시스템.
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각 송신 안테나 경로에서 각 수신 안테나로의 임펄스 응답을 추정하는 단계와,

송신 행렬의 구조를 사용하여 송신 신호 스트림에 대한 비트 또는 심볼 추정을 계산하는 단계를 포함하고,

상기 행렬은 두 개의 직교 공간-시간 코드 행렬 또는 채널 심볼 중 적어도 하나의 선형 결합과, 상기 채널 임펄스 응답 추정을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
제 31항에 있어서,

상기 비트 또는 심볼 추정은 변조기에서 사용되는 심볼 알파벳에 대응하는 하드 결정인 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
제 31항에 있어서,

상기 비트 또는 심볼 추정은 결정의 신뢰성을 반영하는 소프트 결정인 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
제 33항에 있어서,

상기 신뢰성은 비트 또는 심볼 귀납적 확률(a-posteriori probability)로부터 나오는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
제 31항에 있어서,

상기 송신 비트 또는 심볼은 채널 코딩되고, 상기 검출 모듈은 송신 코드 행렬 및 채널 코드 디코더에 대한 공동(joint) 검출 및 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
제 35항에 있어서,

상기 공동 검출 및 디코딩 방법은 송신 심볼 또는 비트에 대해 계산된 신뢰성 추정을 사용하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
각 송신 안테나 경로에서 각 수신 안테나로의 임펄스 응답 추정을 출력하는 채널 추정 모듈과,

송신 행렬의 구조를 사용하는 검출 모듈을 포함하며,

상기 행렬은 두 개의 직교 공간-시간 코드 행렬 또는 채널 심볼 중 적어도 하나의 선형 결합과, 송신 신호 스트림에 대한 비트 또는 심볼 추정을 계산하는 채널 임펄스 응답 추정을 포함하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
제 37항에 있어서,

상기 비트 또는 심볼 추정은 변조기에서 사용되는 심볼 알파벳에 대응하는 하드 결정인 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
제 37항에 있어서,

상기 비트 또는 심볼 추정은 결정의 신뢰성을 반영하는 소프트 결정인 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
제 39항에 있어서,

상기 신뢰성은 비트 또는 심볼 귀납적 확률(a-posteriori probability)로부터 나오는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
제 37항에 있어서,

상기 송신 비트 또는 심볼은 채널 코딩되고, 상기 검출 모듈은 송신 코드 행렬 및 채널 코드 디코더에 대한 공동 검출 및 디코딩을 수행하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
제 41항에 있어서,

상기 공동 검출 및 디코딩 방법은 송신 심볼 또는 비트에 대해 계산된 신뢰성 추정을 사용하는 것을 특징으로 하는 신호 수신 장치.